JPH1022752A - Amplifier circuit - Google Patents
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- JPH1022752A JPH1022752A JP8170817A JP17081796A JPH1022752A JP H1022752 A JPH1022752 A JP H1022752A JP 8170817 A JP8170817 A JP 8170817A JP 17081796 A JP17081796 A JP 17081796A JP H1022752 A JPH1022752 A JP H1022752A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、利得の変化に伴っ
て生ずる周波数特性や位相特性の変化を抑制し、広範囲
な利得の調整を可能にする増幅回路に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an amplifier circuit which suppresses a change in frequency characteristics and phase characteristics caused by a change in gain and enables a wide range of gain adjustment.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＣＣＤ撮像素子から出力される映像信号
のような直流成分から高周波信号成分までを含む広帯域
信号を取り扱う従来の増幅回路としては、演算増幅器を
用いた増幅回路や直結負帰還増幅回路が用いられる。図
６は、前記広帯域信号を扱う従来の増幅回路の一例を示
す演算増幅器１を用いた非反転増幅回路である。この非
反転増幅回路１００は、演算増幅器１の出力側と反転入
力端子との間へインピーダンス素子Ｚ１とインピーダン
ス素子Ｚ２とインピーダンス素子Ｚ３からなる負帰還ル
ープを構成する。このときのゲインはインピーダンス素
子Ｚ１およびインピーダンス素子Ｚ２の直列回路の回路
インピーダンス値とインピーダンス素子Ｚ３のインピー
ダンス比により決定される。従って、この演算増幅器を
用いた非反転増幅回路ではインピーダンス素子Ｚ２を可
変することでゲインを調整することが出来る。2. Description of the Related Art As a conventional amplifying circuit for handling a wideband signal including a DC component such as a video signal output from a CCD image sensor to a high-frequency signal component, an amplifying circuit using an operational amplifier and a direct-coupled negative feedback amplifying circuit are known. Is used. FIG. 6 shows a non-inverting amplifier circuit using an operational amplifier 1 as an example of a conventional amplifier circuit for handling the wideband signal. The non-inverting amplifier circuit 100 forms a negative feedback loop including the impedance element Z1, the impedance element Z2, and the impedance element Z3 between the output side of the operational amplifier 1 and the inverting input terminal. The gain at this time is determined by the circuit impedance value of the series circuit of the impedance element Z1 and the impedance element Z2 and the impedance ratio of the impedance element Z3. Therefore, in the non-inverting amplifier circuit using the operational amplifier, the gain can be adjusted by changing the impedance element Z2.
【０００３】また、入力信号が高周波信号である場合に
は、非反転入力端子や反転入力端子と基準電位との間の
入力容量Ｃ＋ｉｎ，Ｃ−ｉｎが、この非反転増幅回路の
周波数特性や位相特性などに影響することになる。特に
入力信号ｖｉｎが映像信号などのように数１０ＭＨｚの
高周波信号成分を含んでいる場合には、前記入力容量Ｃ
＋ｉｎ，Ｃ−ｉｎなどを考慮して広帯域の増幅特性が得
られるような回路構成にする。また、直結負帰還増幅回
路では、ＣＲ結合の回路構成を採用しないことと負帰還
ループを構成することで比較的広帯域な周波数特性を得
ることが出来、直流信号から高周波信号までを含む広帯
域信号を増幅することが可能である。When the input signal is a high-frequency signal, the input capacitances C + in and C-in between the non-inverting input terminal and the inverting input terminal and the reference potential are the frequency characteristics and phase of the non-inverting amplifier circuit. It will affect the characteristics. In particular, when the input signal vin includes a high-frequency signal component of several tens of MHz such as a video signal, the input capacitance C
In consideration of + in, C-in, etc., the circuit configuration is such that broadband amplification characteristics can be obtained. Also, in the direct-coupled negative feedback amplifier circuit, a relatively wide frequency characteristic can be obtained by not using the circuit configuration of the CR coupling and forming the negative feedback loop, and a wideband signal including a DC signal to a high frequency signal can be obtained. It is possible to amplify.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】従来の増幅回路は以上
のように構成されていたので、ゲインが固定された状態
で映像信号などの広帯域信号を増幅することは容易であ
ったが、高範囲にゲインを変えようとすると、非反転入
力端子の入力容量Ｃ−ｉｎを含む負帰還ループの時定数
が変化し、増幅回路の周波数特性や位相特性も変化して
しまう課題があった。そこで本発明の目的は、周波数特
性や位相特性などへの影響を抑制して、ゲインを広範囲
に変えることの出来る増幅回路を提供することにある。Since the conventional amplifying circuit is configured as described above, it is easy to amplify a wide band signal such as a video signal with a fixed gain, If the gain is changed, the time constant of the negative feedback loop including the input capacitance C-in of the non-inverting input terminal changes, and the frequency characteristics and phase characteristics of the amplifier circuit also change. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an amplifier circuit that can change the gain over a wide range while suppressing the influence on the frequency characteristics and phase characteristics.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、演算増幅器の出力を分圧する第１の分圧回路
と、該第１の分圧回路の出力を分圧して前記演算増幅器
の反転入力端子へ帰還させる第２の分圧回路とを備えて
いることを特徴とする。In order to achieve the above object, the present invention provides a first voltage dividing circuit for dividing the output of an operational amplifier, and dividing the output of the first voltage dividing circuit to produce the operational amplifier. And a second voltage dividing circuit for feeding back to the inverting input terminal.
【０００６】本発明はまた、入力信号を増幅するエミッ
タ接地増幅器と、該エミッタ接地増幅器よりも後段の増
幅器から前記エミッタ接地増幅器へ負帰還をかける負帰
還ループとを備え、前記入力信号を直結回路構成により
増幅して同相出力を得る増幅回路において、前記負帰還
ループは、前記エミッタ接地増幅器のエミッタ側に挿入
された抵抗素子、および前記後段の増幅器の出力を分圧
して得た分圧出力を前記エミッタ接地増幅器のエミッタ
側へ負帰還する帰還用インピーダンス素子から構成され
るとともに、前記分圧出力を得るための回路のインピー
ダンス値より大きなインピーダンス値を有していること
を特徴とする。The present invention also includes a common-emitter amplifier for amplifying an input signal, and a negative feedback loop for applying a negative feedback from an amplifier downstream of the common-emitter amplifier to the common-emitter amplifier. In an amplifier circuit that obtains an in-phase output by amplifying the configuration, the negative feedback loop includes a resistor element inserted on the emitter side of the common-emitter amplifier and a divided output obtained by dividing the output of the subsequent-stage amplifier. It is characterized by comprising a feedback impedance element for performing negative feedback to the emitter side of the common emitter amplifier, and having an impedance value larger than an impedance value of a circuit for obtaining the divided output.
【０００７】本発明の増幅回路は、演算増幅器の出力側
に、第２の分圧回路よりもインピーダンス値が小さい第
１の分圧回路を設け、その第１の分圧回路の分圧出力を
前記第２の分圧回路へ供給し、広範囲なゲイン調整を可
能にするとともに、ゲインを変化させることによる周波
数特性や位相特性などへの影響を抑制する。The amplifier circuit according to the present invention includes a first voltage divider having an impedance value smaller than that of the second voltage divider on the output side of the operational amplifier, and outputs a divided voltage of the first voltage divider. The voltage is supplied to the second voltage dividing circuit to enable gain adjustment over a wide range, and to suppress the influence on the frequency characteristics and the phase characteristics caused by changing the gain.
【０００８】また、本発明の増幅回路は、後段の増幅段
に設けられた分圧回路により前記後段の増幅段の出力を
分圧し、この結果得られた分圧出力を、エミッタ接地増
幅段のエミッタ側へ帰還用インピーダンス素子から構成
される負帰還ループを介して負帰還させる。そして、こ
の負帰還ループのインピーダンス値を前記分圧回路より
大きなインピーダンス値に設定することで、前記分圧出
力を可変して負帰還量を変えゲインを変化させたときの
周波数特性や位相特性などへ与える影響を抑制する。Further, in the amplifier circuit of the present invention, the output of the latter amplification stage is divided by a voltage dividing circuit provided in the latter amplification stage, and the resulting divided output is supplied to the common emitter amplification stage. Negative feedback is made to the emitter side through a negative feedback loop composed of a feedback impedance element. By setting the impedance value of the negative feedback loop to an impedance value larger than that of the voltage divider circuit, the frequency characteristics and the phase characteristics when the divided voltage output is varied to change the negative feedback amount and change the gain are obtained. Control the effect on
【０００９】[0009]
【発明の実施の形態】次に本発明による増幅回路の実施
の形態について説明する。図１は本発明による増幅回路
の実施の一形態例を示す回路図である。なお、図１中、
図６に示した増幅回路と同一要素には同一の符号を付し
た。この増幅回路２００は負帰還ループを備えた非反転
増幅回路であるが、演算増幅器１の出力端子１０に出力
される出力電圧ｖｏｕｔを分圧する第１の分圧回路１１
が演算増幅器１の出力端子とグランドとの間に挿入され
ている。この第１の分圧回路１１は、可変インピーダン
ス素子１２と固定インピーダンス素子１３との直列回路
により構成されている。また、この増幅回路２００の出
力インピーダンスは、増幅回路２００へ接続される例え
ば同軸ケーブルのインピーダンスと整合するように、前
記同軸ケーブルのインピーダンスに応じた値（例えば７
５Ωあるいは５０Ω）に設定される。このため出力端子
１０と前記同軸ケーブルとの間には前記整合のためのマ
ッチング抵抗が直列に挿入される。Next, an embodiment of an amplifier circuit according to the present invention will be described. FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an amplifier circuit according to the present invention. In FIG. 1,
The same elements as those of the amplifier circuit shown in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals. This amplifier circuit 200 is a non-inverting amplifier circuit having a negative feedback loop, but a first voltage dividing circuit 11 for dividing an output voltage vout output to an output terminal 10 of the operational amplifier 1.
Is inserted between the output terminal of the operational amplifier 1 and the ground. The first voltage dividing circuit 11 is configured by a series circuit of a variable impedance element 12 and a fixed impedance element 13. The output impedance of the amplifier circuit 200 is set to a value (for example, 7) corresponding to the impedance of the coaxial cable so as to match the impedance of the coaxial cable connected to the amplifier circuit 200, for example.
5Ω or 50Ω). Therefore, a matching resistor for the matching is inserted in series between the output terminal 10 and the coaxial cable.
【００１０】第２の分圧回路１４はインピーダンス素子
Ｚ１とインピーダンス素子Ｚ３の直列回路から構成され
ており、第１の分圧回路１１の可変インピーダンス素子
１２の摺動端子１２ａと演算増幅器１の反転入力端子
（−）との間へ挿入されたインピーダンス素子Ｚ１、お
よび前記反転入力端子とグランド間へ接続されたインピ
ーダンス素子Ｚ３の値は固定され一定である。そしてイ
ンピーダンス素子Ｚ１のインピーダンス値とインピーダ
ンス素子Ｚ３のインピーダンス値の和は、可変インピー
ダンス素子１２と固定インピーダンス素子１３のインピ
ーダンス値の和の数倍（２倍以上）になるように設定さ
れる。The second voltage dividing circuit 14 is composed of a series circuit of an impedance element Z1 and an impedance element Z3. The sliding terminal 12a of the variable impedance element 12 of the first voltage dividing circuit 11 and the inversion of the operational amplifier 1 are used. The values of the impedance element Z1 inserted between the input terminal (-) and the impedance element Z3 connected between the inverting input terminal and the ground are fixed and constant. The sum of the impedance value of the impedance element Z1 and the impedance value of the impedance element Z3 is set to be several times (two times or more) the sum of the impedance values of the variable impedance element 12 and the fixed impedance element 13.
【００１１】次に動作について説明する。この増幅回路
２００の出力インピーダンス値は出力端子１０と同軸ケ
ーブルとの間に直列に挿入されるマッチング抵抗により
７５Ωあるいは５０Ωに設定され、この増幅回路２００
の出力側に接続される同軸ケーブルのインピーダンスに
対し整合を確立することが可能である。演算増幅器１の
入力端１ａに入力される入力信号ｖｉｎは、直流から数
１０ＭＨｚまでの信号を含む広帯域信号であることか
ら、入力信号周波数が高くなると演算増幅器１の非反転
入力端子とグランドとの間の入力容量Ｃ＋ｉｎや反転入
力端子とグランドとの間の入力容量Ｃ−ｉｎが増幅回路
の特性に影響を与えるようになるが、インピーダンス素
子Ｚ１のインピーダンス値とインピーダンス素子Ｚ３の
インピーダンス値の和は第１の分圧回路１１のインピー
ダンス値に比べて数倍大きく設定されているため、ゲイ
ンはインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ３と第１の分圧回路１
１のインピーダンス素子１２，１３により決定され、イ
ンピーダンス素子１２を変えることで周波数特性や位相
特性に影響を与えることなくゲインの調整を広範囲に行
うことが可能である。また、ゲインの調整に伴う周波数
特性や位相特性を調整することも可能であり、インピー
ダンス素子Ｚ１へ並列に容量素子を接続するなどしてゲ
インの調整に伴う周波数特性や位相特性の変化を調整す
ることも出来る。Next, the operation will be described. The output impedance value of the amplifier circuit 200 is set to 75Ω or 50Ω by a matching resistor inserted in series between the output terminal 10 and the coaxial cable.
It is possible to establish a match to the impedance of the coaxial cable connected to the output side of the coaxial cable. Since the input signal vin input to the input terminal 1a of the operational amplifier 1 is a broadband signal including a signal from DC to several tens of MHz, when the input signal frequency increases, the non-inverting input terminal of the operational amplifier 1 and the ground are connected. Although the input capacitance C + in between the input terminals and the input capacitance C-in between the inverting input terminal and the ground affect the characteristics of the amplifier circuit, the sum of the impedance values of the impedance element Z1 and the impedance element Z3 is Since the impedance is set to be several times larger than the impedance value of the first voltage dividing circuit 11, the gain is equal to the impedance of the first voltage dividing circuit 1 and Z3.
The gain is determined by one impedance element 12 and 13, and by changing the impedance element 12, the gain can be adjusted over a wide range without affecting the frequency characteristics and the phase characteristics. It is also possible to adjust the frequency characteristics and phase characteristics associated with the gain adjustment, and adjust the changes in the frequency characteristics and phase characteristics associated with the gain adjustment by connecting a capacitance element in parallel with the impedance element Z1. You can do it.
【００１２】図２は本発明による増幅回路の他の実施の
形態例を示す回路図である。なお、図２中、図１に示し
た増幅回路と同一要素には同一の符号を付した。この増
幅回路３００では、第１の分圧回路１１と、インピーダ
ンス素子Ｚ１およびインピーダンス素子Ｚ３の直列回路
から構成された第２の分圧回路１４との間にインピーダ
ンス変換機能を有したバッファアンプ２１が接続されて
いる。この場合、第１の分圧回路１１のインピーダンス
値と第２の分圧回路１４のインピーダンス値は、バッフ
ァアンプ２１を設けたことで、図１に示した増幅回路２
００で説明したような関係に設定する必要はないが、第
１の分圧回路１１のインピーダンス値はバッファアンプ
２１の入力容量Ｃ＋ｉｎ２が無視できる程度に小さくす
る。また、増幅回路３００に接続される例えば同軸ケー
ブルのインピーダンスと整合させるためには、前記同軸
ケーブルのインピーダンスに応じた値に設定されたマッ
チング抵抗を出力端子１０と前記同軸ケーブルとの間に
直列に挿入する。FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the amplifier circuit according to the present invention. 2, the same elements as those of the amplifier circuit shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In this amplifier circuit 300, a buffer amplifier 21 having an impedance conversion function is provided between a first voltage dividing circuit 11 and a second voltage dividing circuit 14 composed of a series circuit of an impedance element Z1 and an impedance element Z3. It is connected. In this case, the impedance value of the first voltage dividing circuit 11 and the impedance value of the second voltage dividing circuit 14 are adjusted by the provision of the buffer amplifier 21 so that the amplification circuit 2 shown in FIG.
Although it is not necessary to set the relationship as described with reference to 00, the impedance value of the first voltage dividing circuit 11 is set to be small enough that the input capacitance C + in2 of the buffer amplifier 21 can be ignored. In order to match the impedance of the coaxial cable connected to the amplifier circuit 300, for example, a matching resistor set to a value corresponding to the impedance of the coaxial cable is connected in series between the output terminal 10 and the coaxial cable. insert.
【００１３】次に動作について説明する。この増幅回路
３００の出力インピーダンスの値も前記マッチング抵抗
により増幅回路３００に接続される同軸ケーブルのイン
ピーダンスに対し整合させることが可能である。また、
第１の分圧回路１１と第２の分圧回路１４との間にバッ
ファアンプ２１が設けられていることで、第２の分圧回
路１４のインピーダンス値と第１の分圧回路１１のイン
ピーダンス値との間には前記実施の形態例のような特定
の関係を設定する必要がなく、ゲインの調整に伴う周波
数特性や位相特性の変化を前記実施の形態例に比べてよ
り効果的に抑制することが可能となる。Next, the operation will be described. The value of the output impedance of the amplifier circuit 300 can be matched to the impedance of the coaxial cable connected to the amplifier circuit 300 by the matching resistor. Also,
Since the buffer amplifier 21 is provided between the first voltage dividing circuit 11 and the second voltage dividing circuit 14, the impedance value of the second voltage dividing circuit 14 and the impedance of the first voltage dividing circuit 11 It is not necessary to set a specific relationship between the values and the values as in the above-described embodiment, and changes in frequency characteristics and phase characteristics due to gain adjustment are more effectively suppressed than in the above-described embodiment. It is possible to do.
【００１４】図３は本発明による増幅回路の別の実施の
形態例を示す回路図である。この増幅回路４００では、
入力信号ｖｉｎは先ずＮＰＮトランジスタ３１を用いた
初段のエミッタ接地増幅器で増幅される。このエミッタ
接地増幅器では、ＮＰＮトランジスタのエミッタ側に接
続された抵抗素子Ｒ４１と並列に容量素子Ｃ４４が接続
される。そして、ＮＰＮトランジスタ３１のコレクタ出
力がＰＮＰトランジスタ３２を用いた後段のエミッタ接
地増幅器で増幅され、ＰＮＰトランジスタ３２のコレク
タ出力が出力信号ｖｏｕｔとして取り出される。また、
前記初段のエミッタ接地増幅器のＮＰＮトランジスタ３
１のエミッタと前記後段のエミッタ接地増幅器のＰＮＰ
トランジスタ３２のコレクタ、グランド間に接続された
負荷抵抗素子Ｒ４２，Ｒ４３との間には、帰還用インピ
ーダンス素子ＲＦによる負帰還ループが構成されてい
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the amplifier circuit according to the present invention. In this amplifier circuit 400,
The input signal vin is first amplified by a first-stage common emitter amplifier using an NPN transistor 31. In this common-emitter amplifier, a capacitance element C44 is connected in parallel with a resistance element R41 connected to the emitter side of the NPN transistor. Then, the collector output of the NPN transistor 31 is amplified by a common emitter amplifier at the subsequent stage using the PNP transistor 32, and the collector output of the PNP transistor 32 is extracted as an output signal vout. Also,
NPN transistor 3 of the first stage common emitter amplifier
1 and the PNP of the subsequent-stage common-emitter amplifier
A negative feedback loop including a feedback impedance element RF is formed between the collector of the transistor 32 and the load resistance elements R42 and R43 connected between the ground and the ground.
【００１５】次に動作について説明する。後段のエミッ
タ接地増幅器の出力インピーダンス値は増幅回路４００
の出力端子３３とグランド間に接続される同軸ケーブル
のインピーダンスに対し整合がとられている。また、こ
のときの抵抗素子Ｒ４１と帰還用インピーダンス素子Ｒ
Ｆのインピーダンス値の和は負荷抵抗素子Ｒ４２と負荷
抵抗素子Ｒ４３のインピーダンス値の和に比べ数倍大き
く設定され、増幅回路４００のゲインは各トランジスタ
のβと帰還用インピーダンス素子ＲＦによる負帰還量に
より決定される。従って、負荷抵抗素子Ｒ４２を可変し
て負帰還量を変えることでゲインの調整を広範囲に行う
ことが可能である。また、周波数特性や位相特性を調整
することも可能であり、帰還用インピーダンス素子ＲＦ
へ並列に容量素子を接続するなどして周波数特性や位相
特性を調整することが出来る。Next, the operation will be described. The output impedance value of the subsequent-stage grounded-emitter amplifier is
Of the coaxial cable connected between the output terminal 33 and the ground. In this case, the resistance element R41 and the feedback impedance element R
The sum of the impedance values of F is set several times larger than the sum of the impedance values of the load resistance element R42 and the load resistance element R43, and the gain of the amplifier circuit 400 is determined by β of each transistor and the amount of negative feedback by the feedback impedance element RF. It is determined. Therefore, the gain can be adjusted over a wide range by changing the amount of negative feedback by changing the load resistance element R42. It is also possible to adjust the frequency characteristics and the phase characteristics, and the feedback impedance element RF
The frequency characteristics and the phase characteristics can be adjusted by connecting a capacitance element in parallel to the circuit.
【００１６】図４は本発明による増幅回路のさらに別の
実施の形態例を示す回路図である。この増幅回路５００
でも、入力信号ｖｉｎはＮＰＮトランジスタ３１を用い
た初段のエミッタ接地増幅器で増幅される。そして、Ｎ
ＰＮトランジスタ３１のコレクタ出力がＰＮＰトランジ
スタ３２を用いた後段のエミッタ接地増幅器で増幅さ
れ、ＰＮＰトランジスタ３２のコレクタ出力が出力信号
ｖｏｕｔとして取り出される。ＰＮＰトランジスタ３２
のコレクタとグランド間には負荷抵抗素子Ｒ５３が挿入
されている。負荷抵抗素子Ｒ５３には、抵抗素子Ｒ５
１，Ｒ５２と容量素子Ｃ５４が直列に接続されてなる分
圧回路３４が並列に接続されている。また、帰還用イン
ピーダンス素子ＲＦは抵抗素子Ｒ５１を可変したときの
分圧出力を前記初段のエミッタ接地増幅器のＮＰＮトラ
ンジスタ３１のエミッタへ帰還させる負帰還ループを構
成している。FIG. 4 is a circuit diagram showing still another embodiment of the amplifier circuit according to the present invention. This amplifier circuit 500
However, the input signal vin is amplified by the first-stage common emitter amplifier using the NPN transistor 31. And N
The collector output of the PN transistor 31 is amplified by a common-emitter amplifier at the subsequent stage using the PNP transistor 32, and the collector output of the PNP transistor 32 is extracted as an output signal vout. PNP transistor 32
A load resistance element R53 is inserted between the collector and the ground. The load resistance element R53 includes a resistance element R5.
1, a voltage dividing circuit 34 in which a resistor 52 and a capacitor C54 are connected in series is connected in parallel. The feedback impedance element RF forms a negative feedback loop that feeds back the divided voltage obtained when the resistance element R51 is changed to the emitter of the NPN transistor 31 of the first-stage grounded-emitter amplifier.
【００１７】次に動作について説明する。後段のエミッ
タ接地増幅器の出力インピーダンスの値は増幅回路５０
０の出力端子３３とグランド間に接続される同軸ケーブ
ルのインピーダンスに対し整合がとられている。また、
このときの抵抗素子Ｒ４１と帰還用インピーダンス素子
ＲＦのインピーダンス値の和は、負荷抵抗素子Ｒ５３お
よび抵抗素子Ｒ５１，抵抗素子Ｒ５２，容量素子Ｃ５４
からなる分圧回路３４から構成される並列回路のインピ
ーダンス値に比べ数倍大きく設定され、ゲインは各トラ
ンジスタのβと帰還用インピーダンス素子ＲＦによる帰
還量により決定される。従って、抵抗素子Ｒ５１を可変
して負帰還量を変えることで周波数特性や位相特性に影
響を与えることなくゲインの調整を広範囲に行うことが
可能である。また、周波数特性や位相特性を調整するこ
とも可能であり、帰還用インピーダンス素子ＲＦへ並列
に容量素子を接続するなどして周波数特性や位相特性を
調整することが出来る。Next, the operation will be described. The value of the output impedance of the subsequent-stage grounded-emitter amplifier is
The impedance is matched to the impedance of the coaxial cable connected between the 0 output terminal 33 and the ground. Also,
At this time, the sum of the impedance values of the resistance element R41 and the feedback impedance element RF is determined by the load resistance element R53, the resistance element R51, the resistance element R52, and the capacitance element C54.
Is set to be several times larger than the impedance value of the parallel circuit composed of the voltage dividing circuit 34, and the gain is determined by β of each transistor and the amount of feedback by the feedback impedance element RF. Therefore, the gain can be adjusted over a wide range without affecting the frequency characteristics and the phase characteristics by changing the amount of negative feedback by changing the resistance element R51. It is also possible to adjust the frequency characteristics and the phase characteristics, and the frequency characteristics and the phase characteristics can be adjusted by connecting a capacitive element in parallel with the feedback impedance element RF.
【００１８】図５は本発明による増幅回路のさらに他の
実施の形態例を示す回路図である。この増幅回路６００
は、図３に示した増幅回路４００の帰還用インピーダン
ス素子ＲＦと直列に誘導性回路素子５２を設けた構成で
ある。また、増幅回路４００で抵抗素子Ｒ４１と並列に
接続した容量素子Ｃ４４は、本実施の形態では誘導性回
路素子５２と共振してこの増幅回路の増幅伝達特性に有
害なポールやゼロ点を生じさせるので省略した構成にし
てある。FIG. 5 is a circuit diagram showing still another embodiment of the amplifier circuit according to the present invention. This amplifier circuit 600
Has a configuration in which an inductive circuit element 52 is provided in series with the feedback impedance element RF of the amplifier circuit 400 shown in FIG. Further, in the present embodiment, the capacitive element C44 connected in parallel with the resistance element R41 in the amplifying circuit 400 resonates with the inductive circuit element 52 to generate a harmful pole or zero point in the amplification transfer characteristic of the amplifying circuit. Therefore, the configuration is omitted.
【００１９】この増幅回路６００では、誘導性回路素子
５２を帰還用インピーダンス素子ＲＦと直列に接続する
ことで、直流を含む低い周波数域では充分な負帰還をか
けることが出来るのに対し、高い周波数域では帰還用イ
ンピーダンス素子ＲＦと抵抗素子Ｒ４１とにより構成さ
れる帰還ループの伝達特性に高域遮断特性を付与し負帰
還量を抑制する。従って、この増幅回路６００の周波数
特性は高域での利得が図３、図４に示した増幅回路より
大きくなる。In the amplifying circuit 600, by connecting the inductive circuit element 52 in series with the feedback impedance element RF, sufficient negative feedback can be applied in a low frequency range including direct current, while a high frequency In the range, a high-frequency cutoff characteristic is given to the transfer characteristic of a feedback loop constituted by the feedback impedance element RF and the resistance element R41 to suppress the amount of negative feedback. Accordingly, the frequency characteristics of the amplifier circuit 600 are such that the gain in the high frequency range is larger than that of the amplifier circuits shown in FIGS.
【００２０】なお、以上の説明では非反転型増幅回路と
して説明したが、反転型増幅回路として構成することも
可能である。Although the above description has been made as a non-inverting type amplifier circuit, it is also possible to configure it as an inverting type amplifier circuit.
【００２１】[0021]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の増幅回路
では第２の分圧回路以外に第１の分圧回路を設け、さら
に前記第１の分圧回路のインピーダンス値を前記第２の
分圧回路のインピーダンス値に比べ小さくすることによ
り分圧帰還型の増幅回路を構成するようにしたので、周
波数特性や位相特性に影響を与えることなくゲインの調
整を広範囲に行うことが出来る効果がある。また、第１
の分圧回路と第２の分圧回路との間にインピーダンス変
換手段を接続するように構成したので、周波数特性や位
相特性に与える影響をより低減してゲインの調整を広範
囲に行うことが出来る効果がある。また、増幅回路の出
力インピーダンスを出力信号の供給される伝送路のイン
ピーダンスに整合させるように構成したので、効率よく
前記伝送路へ前記出力信号を供給できる効果がある。さ
らに、負帰還ループへ誘導性回路素子を設けるように構
成したので、高域での負帰還量が抑制され、高域でのゲ
イン増加を実現できる効果がある。As described above, in the amplifier circuit of the present invention, the first voltage dividing circuit is provided in addition to the second voltage dividing circuit, and the impedance value of the first voltage dividing circuit is set to the second voltage dividing circuit. The voltage divider feedback amplifier is configured by making it smaller than the impedance value of the voltage divider circuit, so that the gain can be adjusted over a wide range without affecting the frequency and phase characteristics. is there. Also, the first
Since the impedance conversion means is connected between the voltage dividing circuit and the second voltage dividing circuit, the influence on the frequency characteristics and the phase characteristics can be further reduced, and the gain can be adjusted over a wide range. effective. Further, since the output impedance of the amplifier circuit is configured to match the impedance of the transmission line to which the output signal is supplied, there is an effect that the output signal can be efficiently supplied to the transmission line. Further, since the inductive circuit element is provided in the negative feedback loop, the amount of negative feedback in a high frequency range is suppressed, and there is an effect that a gain can be increased in a high frequency range.
【図１】本発明の増幅回路の実施の一形態例を示す回路
図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an amplifier circuit according to the present invention.
【図２】本発明の増幅回路の他の実施の形態例を示す回
路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the amplifier circuit of the present invention.
【図３】本発明の増幅回路の別の実施の形態例を示す回
路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the amplifier circuit of the present invention.
【図４】本発明の増幅回路のさらに別の実施の形態例を
示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing still another embodiment of the amplifier circuit of the present invention.
【図５】本発明の増幅回路のさらに他の実施の形態例を
示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing still another embodiment of the amplifier circuit of the present invention.
【図６】従来の増幅回路の構成を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional amplifier circuit.
１……演算増幅器、１１……第１の分圧回路、１４……
第２の分圧回路、２１……バッファアンプ（インピーダ
ンス変換手段）、３１、３２……トランジスタ（エミッ
タ接地増幅器）、５２……誘導性回路素子、２００，３
００，４００，５００，６００……増幅回路、Ｒ４１…
…抵抗素子、Ｒ４２，Ｒ４３……負荷抵抗素子、ＲＦ…
…帰還用インピーダンス素子、Ｒ５１，Ｒ５２……抵抗
素子、Ｃ５４……容量素子。1 ... operational amplifier, 11 ... first voltage divider circuit, 14 ...
Second voltage dividing circuit, 21: buffer amplifier (impedance conversion means), 31, 32: transistor (common emitter amplifier), 52: inductive circuit element, 200, 3
00, 400, 500, 600 ... amplifier circuit, R41 ...
... Resistor element, R42, R43 ... Load resistance element, RF ...
... feedback impedance elements, R51, R52 ... resistance elements, C54 ... capacitance elements.
Claims (9)
回路と、 該第１の分圧回路の出力を分圧して前記演算増幅器の反
転入力端子へ帰還させる第２の分圧回路と、 を備えた増幅回路。A first voltage dividing circuit for dividing the output of the operational amplifier; a second voltage dividing circuit for dividing the output of the first voltage dividing circuit and feeding back to an inverting input terminal of the operational amplifier; An amplification circuit comprising:
を、前記第２の分圧回路のインピーダンス値に比べて小
さい値に設定したことを特徴とする請求項１記載の増幅
回路。2. The amplifier circuit according to claim 1, wherein an impedance value of said first voltage dividing circuit is set to a value smaller than an impedance value of said second voltage dividing circuit.
を前記第１の分圧回路のインピーダンス値に対し２倍以
上に設定したことを特徴とする請求項２記載の増幅回
路。3. The amplifier circuit according to claim 2, wherein an impedance value of said second voltage dividing circuit is set to be twice or more as large as an impedance value of said first voltage dividing circuit.
路との間に、前記第１の分圧回路の分圧出力をインピー
ダンス変換し、その出力を前記第２の分圧回路へ供給す
るインピーダンス変換手段を備えたことを特徴とする請
求項１記載の増幅回路。4. A voltage dividing output of the first voltage dividing circuit is impedance-converted between the first voltage dividing circuit and the second voltage dividing circuit, and the output is converted to the second voltage dividing circuit. 2. The amplifier circuit according to claim 1, further comprising impedance conversion means for supplying the impedance conversion circuit to the circuit.
ンス変換手段の入力容量による位相特性や周波数特性へ
の影響を抑制する低インピーダンス値に設定されている
ことを特徴とする請求項４記載の増幅回路。5. The first voltage dividing circuit according to claim 4, wherein the first voltage dividing circuit is set to a low impedance value for suppressing an influence on a phase characteristic and a frequency characteristic due to an input capacitance of the impedance converting means. Amplifier circuit.
と、 該エミッタ接地増幅器よりも後段の増幅器から前記エミ
ッタ接地増幅器へ負帰還をかける負帰還ループとを備
え、前記入力信号を直結回路構成により増幅して同相出
力を得る増幅回路において、 前記負帰還ループは、前記エミッタ接地増幅器のエミッ
タ側に挿入された抵抗素子、および前記後段の増幅器の
出力を分圧して得た分圧出力を前記エミッタ接地増幅器
のエミッタ側へ負帰還する帰還用インピーダンス素子か
ら構成されるとともに、前記分圧出力を得るための回路
のインピーダンス値より大きなインピーダンス値を有し
ている、 ことを特徴とする増幅回路。6. A common emitter amplifier for amplifying an input signal, and a negative feedback loop for applying a negative feedback from an amplifier downstream of the common emitter amplifier to the common emitter amplifier, and amplifying the input signal by a direct connection circuit configuration. Wherein the negative feedback loop includes a resistor element inserted on the emitter side of the common-emitter amplifier and a divided output obtained by dividing the output of the subsequent-stage amplifier. An amplifier circuit comprising a feedback impedance element for performing negative feedback to an emitter side of an amplifier, and having an impedance value larger than an impedance value of a circuit for obtaining the divided output.
分圧回路を備え、前記後段の増幅素子の出力インピーダ
ンスはその後段の増幅器の出力する信号の供給される伝
送路のインピーダンスと整合する値に設定されているこ
とを特徴とする請求項６記載の増幅回路。7. The post-stage amplifier includes a voltage dividing circuit for obtaining the divided output, and the output impedance of the post-stage amplification element matches the impedance of a transmission line to which a signal output from the post-stage amplifier is supplied. 7. The amplifier circuit according to claim 6, wherein the value is set to a value.
力端に並列に接続された、抵抗素子と該抵抗素子の一端
を交流的に接地する容量素子との直列回路から構成され
ていることを特徴とする請求項７記載の増幅回路。8. The voltage dividing circuit is composed of a series circuit of a resistance element and a capacitance element having one end of the resistance element AC grounded and connected in parallel to the output terminal of the subsequent amplifier. The amplifier circuit according to claim 7, wherein:
流分に対する負帰還量を抑制する誘導性回路素子を備え
ていることを特徴とする請求項６から請求項８のうちの
いずれか１項記載の増幅回路。9. The method according to claim 6, wherein the negative feedback loop includes an inductive circuit element that suppresses a negative feedback amount with respect to an AC component of the input signal. The amplifier circuit described in the paragraph.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8170817A JPH1022752A (en) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | Amplifier circuit |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1022752A true JPH1022752A (en) | 1998-01-23 |
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|---|---|---|---|
| JP8170817A Pending JPH1022752A (en) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | Amplifier circuit |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1022752A (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11214937A (en) * | 1998-01-28 | 1999-08-06 | Sharp Corp | Semiconductor circuit |
| JP2000151299A (en) * | 1998-11-13 | 2000-05-30 | Stmicroelectronics Srl | Pwm bridge amplifier equipped with input network whose type can be specified for analog of digital input requiring no triangular wave generator |
| JP2010503347A (en) * | 2006-09-07 | 2010-01-28 | ナショナル セミコンダクタ コーポレイション | Gain adjustment for programmable gain amplifiers. |
| KR101094705B1 (en) | 2010-01-15 | 2011-12-20 | (주)락싸 | Differential Amplifier Circuit |
| WO2019008743A1 (en) * | 2017-07-07 | 2019-01-10 | 株式会社島津製作所 | Electrical conductivity detector and method for determining phase adjustment value |
-
1996
- 1996-07-01 JP JP8170817A patent/JPH1022752A/en active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11214937A (en) * | 1998-01-28 | 1999-08-06 | Sharp Corp | Semiconductor circuit |
| JP2000151299A (en) * | 1998-11-13 | 2000-05-30 | Stmicroelectronics Srl | Pwm bridge amplifier equipped with input network whose type can be specified for analog of digital input requiring no triangular wave generator |
| JP4509266B2 (en) * | 1998-11-13 | 2010-07-21 | エスティーマイクロエレクトロニクス エス．アール．エル． | PWM bridge amplifier with input network configurable for analog or digital input that does not require a triangular wave generator |
| JP2010503347A (en) * | 2006-09-07 | 2010-01-28 | ナショナル セミコンダクタ コーポレイション | Gain adjustment for programmable gain amplifiers. |
| KR101094705B1 (en) | 2010-01-15 | 2011-12-20 | (주)락싸 | Differential Amplifier Circuit |
| WO2019008743A1 (en) * | 2017-07-07 | 2019-01-10 | 株式会社島津製作所 | Electrical conductivity detector and method for determining phase adjustment value |
| JPWO2019008743A1 (en) * | 2017-07-07 | 2020-05-21 | 株式会社島津製作所 | Electrical conductivity detector and method for determining phase adjustment value |
| US11022587B2 (en) | 2017-07-07 | 2021-06-01 | Shimadzu Corporation | Electric conductivity detector and method for determining phase adjustment value |
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