JPH10215522A

JPH10215522A - 電源装置

Info

Publication number: JPH10215522A
Application number: JP34077697A
Authority: JP
Inventors: Noboru Maeda; 登前田
Original assignee: Nippon Soken Inc
Current assignee: Soken Inc
Priority date: 1996-11-26
Filing date: 1997-11-25
Publication date: 1998-08-11

Abstract

(57)【要約】【課題】電源装置のインダクターの絶縁劣化による漏
れ電流で、シャーシ等が電気腐食を生じないようにする
ことである。【解決手段】交流電源１１と整流器１２を結ぶ導通線
７１の途中に、その導通と遮断とを行う充電用スイッチ
ング手段３を設け、その整流器１２側には充電用スイッ
チング手段３の作動により整流器１２に入力する電圧を
昇圧せしめるインダクター２を、これと整流器１２とが
並列になるように接続せしめ、万一、インダクター２が
絶縁劣化しても交流電源１１側からの漏れ電流が、イン
ダクター２に交流電圧が印加されることで実質的に０と
なるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流を直流に変換す
る電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電力から直流電力を得る電源装置
は、交流を直流に変換する整流器を備えている。整流器
の出力電圧は交流の波高値に依存するので、高電圧を得
るため交流電力を昇圧するトランスが用いられる。しか
しながらトランスは大型、大重量の部品であるため特開
平７−８７６１６号公報記載の電気自動車用充電回路の
ように、商用電源等の交流電源からの交流電力を直流に
変換する整流回路とその出力端間にスイッチング素子と
インダクターを直列に設け、スイッチング素子のオン期
間に整流回路から出力されたエネルギーをインダクター
に蓄積しスイッチング素子のオフ期間に昇圧して出力す
るようにしている。この特開平７−８７６１６号公報記
載の発明は電気自動車用のものであり、インダクターと
して動力用の交流モータの固定子巻線を用いることで軽
量化およびコストの低減を図っている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記特開
平７−８７６１６号公報記載の電気自動車用充電回路で
は、インダクターである固定子巻線の絶縁劣化により、
固定子巻線がシャーシ等と導通するおそれがある。一般
的に交流電源の出力端の一方はアースされており、感電
事故防止のため充電中はシャーシもアースされることが
多いので、シャーシ、アース、交流電源、整流回路、固
定子巻線と還流する閉回路が形成される。固定子巻線の
電位は直流の出力電圧によりオフセットしているので、
固定子巻線からシャーシに直流成分を持った漏れ電流が
生じ、シャーシに電気腐食が生じるという問題があっ
た。

【０００４】そこで本発明は、インダクターの漏れ電流
によるシャーシの電気腐食を防止する電源装置を提供す
ることを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明で
は、整流器により交流電源からの交流電力を直流電力に
変換して被給電手段に供給する電源装置において、交流
電源の出力端と整流器の入力端間を結ぶ導通線の途中
に、導通線の導通と遮断とをおこなう充電用スイッチン
グ手段を設け、充電用スイッチング手段の整流器側には
インダクターを、これと整流器とが並列になるように接
続せしめ、かつ充電用スイッチング手段を、これが上記
交流電力の周期よりも短い周期で導通線の導通と遮断と
を行うように制御する充電用スイッチング制御手段を具
備せしめる。

【０００６】充電用スイッチング手段により交流電源か
らの入力電流がオンオフし上記整流器には上記インダク
ターに一旦蓄積された電気エネルギーが交流電力となっ
て入力する。しかして整流器から上記被給電手段に直流
電力が供給される。もし万一インダクターの一部が絶縁
劣化を起こしインダクターが電源装置のシャーシ等を介
してアースと導通し、インダクターからアース、交流電
源を経て再びインダクターに還流する閉回路が形成され
ても、上記インダクターには交流をスイッチングした電
圧が印加されているから上記シャーシ等に流れる漏れ電
流も交流がスイッチングされたものとなり、その直流成
分は回路の非対称性より生ずるごく微弱なものとなる。
しかして上記シャーシ等は漏れ電流による電気腐食が防
止される。

【０００７】請求項２記載の発明では、上記充電用スイ
ッチング手段が設けられる上記導通線を、上記交流電源
の各出力端に、該出力端と整流器の入力端の一方および
上記出力端と整流器の入力端の他方を結ぶように１対づ
つ設ける。上記充電用スイッチング制御手段は、上記交
流電源の出力端を共通とする導通線に設けられた充電用
スイッチング手段同志が互いに反転作動するように、か
つ上記整流器の入力端を共通とする導通線に設けられた
充電用スイッチング手段同志が互いに反転作動するよう
に設定する。

【０００８】各導通線に設けられた上記充電用スイッチ
ング手段が上記充電用スイッチング制御手段により上記
のごとく制御せしめられることにより、整流器の入力端
は、これと接続される交流電源の出力端が切り換わる。
上記インダクターには交流電源からの入力電圧が上記充
電用スイッチング手段が反転作動する周期で逆相に切り
換わる。すなわち上記インダクターには交流電源の周波
数よりも高い周波数の交流電圧が印加されるから、これ
を十分高い周波数に設定することにより上記インダクタ
ーの振動数は人間の可聴周波数を越え、騒音が防止され
る。

【０００９】請求項３記載の発明では、上記インダクタ
ーの後段かつ上記整流器の前段に、これらが設けられる
導通線の導通と遮断とをする突入防止用スイッチング手
段を設け、突入防止用スイッチング手段を上記充電用ス
イッチング手段と反転作動するように制御する突入防止
用スイッチング制御手段を具備せしめる。

【００１０】上記充電用スイッチング手段が導通してい
るときには突入防止用スイッチング手段が上記整流器へ
の電流を遮断するから、上記充電用スイッチング手段が
導通した瞬間に交流電源から整流器へ流れ込む突入電流
が防止される。

【００１１】請求項４記載の発明では、上記交流電源か
らの入力電流を検出する電流検出手段を設け、上記充電
用スイッチング制御手段を、電流検出手段により検出さ
れた電流値に基づいて１周期における平均電流が交流電
源からの入力電圧に比例するように上記スイッチング手
段の導通時間および遮断時間を設定する。

【００１２】充電用スイッチング手段の周期は交流電源
の周期に比して短いから平均電流が入力電圧に比例する
ように上記スイッチング手段の導通時間および遮断時間
を制御することにより、実質的に入力電流が入力電圧に
比例する。しかして入力電力の力率が高められ効率的に
整流器に電力を供給できる。

【００１３】請求項５記載の発明では、上記充電用スイ
ッチング手段が導通時にこれより上記整流器への電流が
制限されている時、上記充電用スイッチング手段の導通
時間と遮断時間とをそれぞれ予め設定した所定値に設定
し、かつ上記遮断時間を、上記充電用スイッチング手段
の遮断期間に上記インダクターに流れる電流が０になる
までの時間よりも長く設定する。

【００１４】上記突入防止用スイッチング手段等によ
り、充電用スイッチング手段より上記整流器への電流が
遮断された状態では、交流電源の負荷は上記インダクタ
ーのみとなる。充電用スイッチング手段は交流電源の周
波数よりも高いスイッチング周波数で作動するから、充
電用スイッチング手段の導通時にはインダクターに印加
される電圧は一定とみなせる。また充電用スイッチング
手段が遮断から導通に切り換わるときには上記インダク
ターに流れる電流は０となっているから、充電用スイッ
チング手段の遮断期間にはインダクターに流れる電流は
時間に比例する。しかして各スイッチング周期における
入力電流の平均値が入力電圧に比例するから、かかる簡
単な制御により入力力率が高められ効率的に整流器に電
力を供給できる。

【００１５】請求項６記載の発明では、上記被給電手段
を、直流電力を交流電力に変換するインバータを介して
交流モータの固定子巻線に給電するための充電可能なバ
ッテリとし、上記交流電源の出力端を、上記充電用スイ
ッチング手段を設けた導通線により交流モータの固定子
巻線と接続する。バッテリ充電時には固定子巻線を上記
インダクターとして、インバータの帰還用ダイオードを
上記整流器として作動せしめる。

【００１６】充電時におけるインダクターおよび整流器
として交流モータの固定子巻線およびインバータの帰還
用ダイオードを流用できるから、装置の構成が簡単にで
き、コストが低減する。

【００１７】請求項７記載の発明では、上記交流電源か
らの入力電流を検出する電流検出手段を設け、上記充電
用スイッチング制御手段を、電流検出手段により検出さ
れた電流値に基づいて１周期における平均電流が交流電
源からの入力電圧に比例するように上記スイッチング手
段の導通時間および遮断時間を制御するように設定す
る。

【００１８】充電用スイッチング手段の周期は交流電源
の周期に比して短いから平均電流が入力電圧に比例する
ように上記スイッチング手段の導通時間および遮断時間
を制御することにより、実質的に入力電流が入力電圧に
比例する。しかして入力電力の力率が高められ効率的に
整流器に電力を供給できる。これにより効率よくバッテ
リに充電が行われる。

【００１９】請求項８記載の発明では、上記バッテリ電
圧が上記交流電源からの入力電圧のピーク値よりも大き
い時、上記充電用スイッチング手段の導通時間と遮断時
間とをそれぞれ予め設定した所定値に設定し、かつ上記
遮断時間を、上記導通線を遮断する期間に上記固定子巻
線に流れる電流が０になるまでの時間よりも長く設定す
る。

【００２０】上記バッテリ電圧が上記交流電源からの入
力電圧のピーク値よりも大きい時には、交流電源の負荷
はインダクターとしての固定子巻線のみとなる。充電用
スイッチング手段は交流電源の周波数よりも高いスイッ
チング周波数で作動するから、充電用スイッチング手段
の導通時には固定子巻線に印加される電圧は一定とみな
せる。また充電用スイッチング手段が遮断から導通に切
り換わるときには上記固定子巻線に流れる電流は０とな
っているから、充電用スイッチング手段の遮断期間には
固定子巻線に流れる電流は時間に比例する。しかして各
スイッチング周期における入力電流の平均値が入力電圧
に比例するから、かかる簡単な制御により入力力率が高
められ効率的に整流器に電力を供給できる。これにより
効率よくバッテリに充電が行われる。

【００２１】請求項９記載の発明では、上記交流モータ
が上記インバータと上記交流モータの固定子巻線間を接
続する通電線の途中に、固定子巻線の相電流を検出す
る、交流モータ制御用の電流センサを備え、少なくとも
一つの充電用スイッチング手段または上記交流電源の出
力端を、その固定子巻線との接続点が、上記充電用スイ
ッチング手段が接続される固定子巻線の相電流を検出す
る電流センサの上記固定子巻線側となるように接続し、
かつ別の少なくとも一つの充電用スイッチング手段また
は上記交流電源の出力端を、その固定子巻線との接続点
が、上記充電用スイッチング手段が接続される固定子巻
線の相電流を検出する電流センサの上記インバータ側と
なるように接続する。上記バッテリの充電時にはこれら
電流センサを上記電流検出手段とする。上記充電用スイ
ッチング制御手段は、電流センサにより検出された電流
に基づいて上記交流電源からの入力電流値を演算するよ
うに設定する。

【００２２】充電時における電流検出手段として交流モ
ータ制御用の電流センサを流用できるから、装置の構成
が簡単にでき、コストが低減する。

【００２３】請求項１０記載の発明では、上記交流モー
タはその相数が上記交流電源の相数よりも多いもので構
成し、上記インバータは、交流モータの固定子巻線のう
ち交流電源の出力端と接続されていない固定子巻線と接
続される上記帰還用ダイオードと並列のスイッチング素
子を、上記バッテリの充電時に導通するように設定す
る。

【００２４】スイッチング素子が導通することで交流電
源の出力端と接続されていない固定子巻線はスイッチン
グ素子を介して交流電源の出力端と接続された固定子巻
線と接続され、これら固定子巻線は実質的に並列接続と
なる。しかしてインダクターとしての固定子巻線は、交
流電源の出力端からみたインダクタンスが減少する。こ
れにより充電用スイッチング手段のスイッチング周波数
を、装置が騒音を発しないように可聴周波数以上に高く
しても高い出力電力を得ることができる。

【００２５】請求項１１記載の発明では、上記交流モー
タはその相数が上記交流電源の相数よりも多いもので構
成し、上記交流モータの回転子の方向と上記固定子巻線
により生じる電流ベクトルの方向とのずれを検出する方
向ずれ検出手段と、該方向ずれ検出手段により検出され
たずれに基づいて上記固定子巻線の相電流を制御して上
記回転子に生じるトルクが十分小さくなるように上記電
流ベクトルの方向を変える電流ベクトル制御手段とを具
備せしめる。

【００２６】充電時における電流ベクトルが、上記回転
子の方向と電流ベクトル方向のずれに応じて調整され、
上記回転子に生じるトルクを低減できる。

【００２７】上記方向ずれ検出手段は、請求項１２記載
の発明のように、上記交流モータの回転子の方向を検出
する回転子検出手段とする。あるいは請求項１３記載の
発明のように上記方向ずれ検出手段は、上記交流モータ
の振動を検出する振動検出手段とする。

【００２８】請求項１４記載の発明では、上記電流ベク
トル制御手段を、上記導通線の途中に設けられ、上記イ
ンダクターとなす固定子巻線を切り替える切り替え手段
と、該切り替え手段を制御して、上記回転子に生じるト
ルクが最も小さい電流ベクトルを生じせしめる固定子巻
線に切り替える切り替え制御手段とを具備する構成とす
る。

【００２９】上記インダクターとなす固定子巻線を切り
替えることで交流モータの相数に応じて電流ベクトルが
変わるから、電流ベクトルを上記回転子側へ向けること
ができる。

【００３０】請求項１５記載の発明では、上記電流ベク
トル制御手段を、上記充電用スイッチング手段と非接続
の固定子巻線と接続される上記帰還用ダイオードと並列
のスイッチング素子をスイッチングせしめて上記固定子
巻線に電流を流し、上記電流ベクトルを上記回転子側へ
補正する補正手段を具備する構成とする。

【００３１】上記充電用スイッチング手段と非接続の固
定子巻線にも電流を流すことにより、電流ベクトルが上
記切り替え手段による離散的な電流ベクトルから、より
上記回転子側へと補正され、より振動トルクが低減す
る。

【００３２】上記電流ベクトル制御手段は、上記各構成
の他、請求項１６記載の発明のように、充電時に上記イ
ンバータの上記帰還用ダイオードと並列のスイッチング
素子をスイッチングせしめて上記固定子巻線に流れる相
電流を制御する構成とする。

【００３３】上記インバータを介して固定子巻線に流れ
る電流が制御され、電流ベクトルの向きを変えることが
できる。

【００３４】請求項１７記載の発明のように、電流ベク
トル制御手段を、上記固定子巻線に、上記方向ずれ検出
手段により検出されたずれに基づいて選択的に、上記バ
ッテリにより電圧が、上記交流電源から印加される電圧
と逆方向に印加されるように上記スイッチング素子のス
イッチングを設定することで、固定子巻線の接続を切り
替えることなく電流ベクトルを任意の上記回転子の方向
に向けることができる。

【００３５】請求項１８記載の発明では、上記交流モー
タはその相数が上記交流電源の相数よりも多いもので構
成し、上記充電用スイッチング手段が導通状態から遮断
状態に切り替わる期間に、上記インバータのスイッチン
グ素子をオンして上記インバータと固定子巻線のみで閉
じた還流路を形成せしめるバッテリ遮断手段を具備せし
める。

【００３６】上記充電用スイッチング手段が導通状態か
ら遮断状態に切り替わる期間に上記インバータと固定子
巻線が還流路を形成することで、充電用スイッチング手
段がバッテリから遮断される。しかして充電用スイッチ
ング手段の遮断作動時にサージ電圧が発生しても、充電
用スイッチング手段に過大な電圧が印加されることはな
い。

【００３７】

【発明の実施の形態】

（第１実施形態）図１に本発明の電源装置を示す。電源
装置は交流電源１１からの交流電力を直流電力に変換し
て電機機器等の、被給電手段たる負荷１３に出力するＡ
Ｃ−ＤＣ電源である。交流電源１１は５０Ｈｚもしくは
６０Ｈｚの単相の商用電源が用いられる。交流電源１１
の出力端１１１は導通線７１でフィルタ回路１４を介し
て整流器１２の入力端１２２と接続してある。整流器１
２は４つの整流用のダイオード１２１のブリッジ回路
で、整流器１２の出力端１２３には、電子機器や充電可
能なバッテリ等の負荷１３が接続される。

【００３８】一方の導通線７１の途中でフィルタ回路１
４と整流器１２間には、充電用スイッチング手段たる充
電用スイッチング部３が介設してある。充電用スイッチ
ング部３は、２組の互いに並列に接続されたスイッチン
グトランジスタ３１とダイオード３２とで構成してあ
り、その向きが並列に接続されたスイッチングトランジ
スタ３１とダイオード３２とは順方向が逆となるように
取り付けられている。これら２組のスイッチングトラン
ジスタ３１およびダイオード３２は直列に接続してあ
り、スイッチングトランジスタ３１同志およびダイオー
ド３２同志は順方向が逆となるように取り付けられてい
る。

【００３９】スイッチングトランジスタ３１のベースに
は、充電用スイッチング制御手段たる制御回路４がスイ
ッチングトランジスタ３１をオンオフする制御電圧を出
力するようになっている。制御電圧は数Ｋから数十ｋＨ
ｚのパルス電圧で、高速でフィルタ回路１４と整流器１
２間の導通と遮断とが交互に行われる。スイッチングト
ランジスタ３１とダイオード３２とを並列に接続したも
のが直列に２組設けられているのは、電流の向きが交流
電源１１の周波数で変わり、電流が充電用スイッチング
部３に正相で入力する場合に導通線７１の導通と遮断と
を行うものと、電流が充電用スイッチング部３に逆相で
入力する場合に導通線７１の導通と遮断とを行うものが
必要だからである。

【００４０】充電用スイッチング部３の後段にはインダ
クター２が設けてある。インダクター２は、コイル部材
で構成されたインダクタンスを有するもので、これと整
流器１２とが並列になるように導通線７１と接続され
る。

【００４１】電源装置の作動を説明する。交流電源１１
から５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの交流電圧がフィルタ回
路１４を介して入力する。充電用スイッチング部３は、
交流電源１１よりも十分高い数Ｋから数十ｋＨｚの周期
で導通線７１の導通と遮断とを交互に行う。しかして充
電用スイッチング部３がオンのときに、交流電源１１か
らの電気エネルギーがインダクター２に蓄積され、充電
用スイッチング部３がオフのときに、蓄積された電気エ
ネルギーがインダクター２から整流器１２に流れる。整
流器１２の入力端１２２間の電圧はインダクター２の自
己誘導作用により高められる。

【００４２】整流器２は交流を直流に変換して負荷１３
に供給する。

【００４３】フィルタ回路１４はコイル等で構成される
公知のもので、充電用スイッチング部３がスイッチング
作動を行った時における電流波形をなめらかにすること
で、交流電源１１側へ電流の高調波成分が漏れないよう
にするとともに、充電用スイッチング部３がオンしたと
きの突入電流を防止している。

【００４４】ところでインダクター２の一部が絶縁劣化
しアースされたシャーシと導通した場合、漏れ電流が負
荷１３側と交流電源１１側より回り込もうとする。この
うち交流電源１１側より回り込もうとする漏れ電流は、
交流電源１１から導通線７１を通って再びインダクター
２に還流する。この漏れ電流は、インダクター２に交流
電源１１から交流電圧が印加されているから絶えず向き
を変える。しかして交流電源１１の数周期にわたってみ
ると交流電源１１に回り込んだ漏れ電流は直流成分を含
まない。

【００４５】したがって本発明の電源装置では、上記シ
ャーシに直流の漏れ電流が流れないので、インダクター
２の一部に絶縁劣化が生じても上記シャーシの電気腐食
が防止される。

【００４６】（第２実施形態）図２に本発明の電源装置
を適用した電気自動車用バッテリの充電装置を示す。図
中、図１と同一番号を付したものは実質的に同じ作動を
するので第１実施形態との相違点を中心に説明する。充
電装置は、被給電手段たる電気自動車用バッテリ（以
下、単にバッテリという）１３Ａを充電するもので、電
気自動車の動力用の、三相の交流モータを駆動するモー
タ駆動回路Ｄと一部を共用して構成されている。

【００４７】モータ駆動回路Ｄは、交流モータの固定子
巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに給電するためのインバータ部１
２Ａ、給電を安定化するためのコンデンサ６を備えてい
る。インバータ部１２Ａは公知のもので、直列に接続さ
れた２つのスイッチングトランジスタ１２４がバッテリ
１３Ａに対して３組並列に接続されたものである。各ス
イッチングトランジスタ１２４には並列に帰還用ダイオ
ード１２５が接続されている。

【００４８】直列に接続されたスイッチングトランジス
タ１２４の接続中点である入力端１２２には星形接続さ
れた固定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの各端点２１がそれぞ
れ接続されている。入力端１２２と固定子巻線２Ｕ，２
Ｖ，２Ｗとを結ぶ導通線７１ａの途中には、固定子巻線
２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの相電流を検出する電流センサ５Ｕ，
５Ｗが設けてある（図はＶ相固定子巻線２Ｖの相電流を
検出する電流センサは省略して書かれている）。スイッ
チングトランジスタ１２４のベースには、モータ駆動用
で充電用スイッチング制御手段たる制御回路４Ａがスイ
ッチングトランジスタ１２４をオンオフする制御電圧を
出力するようになっている。制御回路４Ａは、外部から
の指令値と電流センサにより検出された電流値に基づい
てスイッチングトランジスタ１２４をオンオフし各固定
子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに流す相電流をＰＷＭ制御する
ようになっている。

【００４９】固定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのうち２つ
（例えばＵ相固定子巻線２ＵとＷ相固定子巻線２Ｗ）
は、その各端点２１が交流電源１１からの導通線７１ｂ
と導通している。

【００５０】交流電源１１の後段には交流電源１１側よ
りフィルタ回路１４および充電用スイッチング手段たる
充電用スイッチング部３Ａが設けてある。

【００５１】充電用スイッチング部３Ａは、第１実施形
態（図１）の充電用スイッチング部と同じ構成のものを
各導通線７１ｂに設けたもので、スイッチングトランジ
スタ３１は、順方向が同じもの同志が同相でオンオフ作
動するようになっている。

【００５２】また充電用スイッチング部３Ａのスイッチ
ングトランジスタ３１のうち、コレクタがＵ相固定子巻
線２Ｕの端点２１と通じるものは、上記端点２１との接
続点７１１が、電流センサ５ＵのＵ相固定子巻線２Ｕ側
となるように接続してあり、かつ充電用スイッチング部
３Ａのスイッチングトランジスタ３１のうち、コレクタ
がＷ相固定子巻線２Ｗの端点２１と通じるものは、上記
端点２１との接続点７１２が、電流センサ５Ｗのインバ
ータ部１２Ａ側となるように接続してある。

【００５３】また制御回路４Ａは入力端子１１１から１
対の信号線７２が延びており、入力端子１１間電圧すな
わち交流電源１１からの入力電圧を検出するようになっ
ている。

【００５４】本実施形態の充電装置の作動を説明する。
充電時には直列に接続された交流モータの固定子巻線２
Ｕ，２Ｗがインダクターとして作動する。またインバー
タ１２Ａのスイッチングトランジスタ１２４はオフし、
４つの帰還用ダイオード１２５により形成されるブリッ
ジ回路が整流器となる。しかして交流電源１１からの交
流電圧がインダクターである固定子巻線２Ｕ，２Ｗによ
り昇圧して、整流器として作動するインバータ部１２Ａ
の帰還用ダイオード１２５により形成されるブリッジ回
路に入力し、直流電力に変換されてバッテリ１３Ａに給
電される。

【００５５】また電流センサ５Ｕ，５Ｗはバッテリ１３
Ａの充電に用いられる。すなわち本実施形態の充電装置
では効率よく電力をバッテリ１３Ａに供給するべく、電
流センサ５Ｕ，５Ｗにより検出された電流に基づいて交
流電源１１から入力する入力電流をＰＷＭ制御して力率
を上げるようにしている。

【００５６】入力電流は、充電用スイッチング部３から
インバータ部１２Ａと固定子巻線２Ｕ，２Ｗとに分岐す
る。これらの分岐した電流は、それぞれ電流センサ５Ｕ
および５Ｗにより検出される。したがってこれら電流セ
ンサ５Ｕおよび５Ｗにより検出された電流値に基づいて
演算により交流電源１１からの入力電流が求められる。

【００５７】交流電源１１からの入力電流値および入力
電圧値より入力電力が演算される。これと電力指令値と
を比較することにより入力電圧に対応する電流目標値が
演算される。この電流目標値は入力電圧に比例するよう
に設定される。次いで電流目標値と充電用スイッチング
部３Ａの１周期における電流平均値との偏差を相殺する
ようにスイッチングトランジスタ３１の導通時間が設定
される。かかるフィードバック制御により整流器として
のインバータ部１２Ａに入力される電力が電力指令値と
なり、さらに入力電流が入力電圧に比例する、すなわち
力率が１に近づく。

【００５８】またバッテリ１３Ａ電圧が入力電圧のピー
ク値を越えると、充電用スイッチング部３Ａからインバ
ータ１２Ａには電流は直接流れない。以後は充電用スイ
ッチング部３Ａのオン時間とオフ時間とはそれぞれ一定
値に設定される。

【００５９】充電用スイッチング部３Ａのスイッチング
周波数は交流電源１１の周波数よりも十分大きいので、
充電用スイッチング部３Ａがオンしている期間において
は固定子巻線２Ｕ，２Ｗに印加される電圧は一定とみな
せる。また充電用スイッチング部３Ａからインバータ部
１２Ａに電流が直接流れないから、充電用スイッチング
部３Ａ側からみたインピーダンスは固定子巻線２Ｕ，２
Ｗのインダクタンス分による成分のみとなる。

【００６０】したがってこの期間に固定子巻線２Ｕ，２
Ｗに流れる電流は、充電用スイッチング部３Ａがオンし
た瞬間には０であったとすると、そのときの入力電圧お
よび充電用スイッチング部３Ａがオンした瞬間からの時
間に比例したものとなる。充電用スイッチング部３Ａが
オフすると、固定子巻線２Ｕ，２Ｗからインバータ部１
２Ａへ向かって電流が流れる。充電用スイッチング部３
Ａがオフしている期間はインバータ部１２Ａへ向かって
流れる電流が０になるまでの時間よりも長く設定してあ
り、また上記のごとく充電用スイッチング部３Ａのオン
時間とオフ時間とはそれぞれ一定値に設定されているか
ら、各スイッチング周期における入力電流の平均値が入
力電圧に比例する。

【００６１】本実施形態の充電装置では、モータ駆動回
路Ｄのインバータ１２Ａ、交流モータの固定子巻線２
Ｕ，２Ｗをバッテリ充電に用いることで装置の規模がコ
ンパクトになり、電気自動車の車両重量およびコストを
低減することができる。さらに電流センサ５Ｕ，５Ｗを
バッテリ１３Ａ充電時における入力電力の力率の制御に
用いることで、新たに電流センサを設けることなく効率
のよい充電ができる。

【００６２】なお本実施形態では交流モータ制御用の電
流センサをバッテリ充電時に流用したが、充電時におけ
る交流電源の入力電流を検出する電流センサを別に設け
てもよい。また充電用スイッチング部の制御を行って力
率を向上せしめる部分は第１実施形態のような一般的な
ＡＣ−ＤＣ電源に適用することもできる。

【００６３】また本実施形態では交流電源１１が単相
で、上記交流モータが３相であるため、交流モータの固
定子巻線のうち固定子巻線２Ｖは交流電源１１と接続さ
れていない。バッテリ１３Ａ充電時に、インバータ部１
２Ａのスイッチングトランジスタ１２４のうち、固定子
巻線２Ｖと接続されたもののいずれか一方がオンするよ
うに制御回路４Ａを設定することにより、次の効果が得
られる。

【００６４】固定子巻線２Ｖと接続されたいずれかのス
イッチングトランジスタ１２４がオンすると、固定子巻
線２Ｖは実質的に固定子巻線２Ｕもしくは２Ｗと並列接
続となる。したがってこれら固定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２
Ｗは、インダクターとしてみた場合、インダクタンスが
減少する。これにより充電用スイッチング部３Ａのスイ
ッチング周波数を高くしても十分高い出力電力を得るこ
とができるから、フィルタ回路１４を小型化することが
でき、またスイッチング周波数を可聴周波数以上にする
ことで、可聴域での装置の騒音を防止することもでき
る。

【００６５】この場合、固定子巻線２Ｖを流れる電流が
０となるタイミングで、固定子巻線２Ｖと接続された２
つのスイッチングトランジスタ１２４のうち、オンする
ものを交互に切り換わるように制御回路４Ａを設定する
ことで、固定子巻線２Ｖに印加される電圧が直流バイア
スされない。これにより固定子巻線２Ｖの絶縁が劣化し
たときに、固定子巻線２Ｖからの漏れ電流中の直流成分
を打ち消し電気腐食を防止することができる。

【００６６】（第３実施形態）図３に本発明の電源装置
を適用した電気自動車用バッテリの充電装置を示す。図
中、図２と同一番号を付したものは実質的に同じ作動を
するので第２実施形態との相違点を中心に説明する。本
実施形態は三相の交流電源１１Ａから充電用の電力の供
給を受ける構成としてある。充電用スイッチング部３Ｂ
は、交流電源１１Ａからの各導通線７１ｂの途中に互い
に並列に接続されたスイッチングトランジスタ３１とダ
イオード３２とを２組直列に接続してある。

【００６７】また充電用スイッチング部３Ｂのスイッチ
ングトランジスタ３１のうち、コレクタがＶ相固定子巻
線２Ｖの端点２１と通じるものは、上記端点２１との接
続点７１３が、電流センサ５ＶのＶ相固定子巻線２Ｖ側
となるように接続してある。またモータ駆動回路Ｄの電
流センサ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗとは別に、Ｖ相の固定子巻線
２Ｖの端点２１よりも充電用スイッチング部３Ｂ側に電
流センサ５が設けてある。

【００６８】これら電流検出手段たる電流センサ５Ｕ，
５Ｖ，５Ｗ，５により検出された電流値より、演算によ
り交流電源１１Ａから入力する各相の入力電流が求めら
れる。しかして第２実施形態と同様に力率の制御が可能
である。本実施形態でもバッテリ１３Ａ充電時にモータ
駆動回路Ｄの電流センサ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗを兼用するこ
とで各相ごとに入力電流を検出する電流センサを設ける
必要がなく、装置の構成の簡略化およびコストの低減を
図ることができる。

【００６９】（第４実施形態）図４に本発明の電源装置
を適用した第３の電気自動車用バッテリの充電装置を示
す。図中、図２と同一番号を付したものは実質的に同じ
作動をするので第２実施形態との相違点を中心に説明す
る。充電用スイッチング手段たる充電用スイッチング部
３Ｃは、第２実施形態（図２）の充電用スイッチング部
からスイッチングトランジスタ３１とダイオード３２と
を互いに並列に接続されたものが各導通線７１ｂごとに
１組づつ省略されたものである。

【００７０】固定子巻線２Ｕ，２Ｗの端点２１とインバ
ータ１２Ａのスイッチングトランジスタ１２４の接続中
点たる入力端１２２を結ぶ導通線７１ａの途中に、突入
防止用スイッチング手段たる突入防止用スイッチング部
８が設けてある。突入防止用スイッチング部８は、実質
的に充電用スイッチング部３Ｃと同じ構成のもので、互
いに並列に接続されたスイッチングトランジスタ８１と
ダイオード８２とが接続してある。スイッチングトラン
ジスタ８１およびダイオード８２は、これらと直列に接
続される充電用スイッチング部３Ｃのスイッチングトラ
ンジスタ３１およびダイオード３２と同じ向きに接続さ
れる。

【００７１】突入防止用スイッチング部８は、スイッチ
ングトランジスタ８１のベースに充電用スイッチング制
御手段および突入防止用スイッチング制御手段たる制御
回路４Ｃが制御用電圧を出力するようになっている。制
御回路４Ｃは充電用スイッチング部３Ｃのスイッチング
トランジスタ３１に対しては第２実施形態（図２）の制
御回路と同じ作動をするように設定されたもので、さら
に交流電源１１の図中上側の出力端１１１が正の期間に
は突入防止用スイッチング部８のスイッチングトランジ
スタ８１がオフし、スイッチングトランジスタ８３をオ
ンするように設定され、交流電源１１の図中上側の出力
端１１１が負の期間には突入防止用スイッチング部８の
スイッチングトランジスタ８１をオンし、スイッチング
トランジスタ８３をオフするように設定されている。

【００７２】かかる設定によるスイッチングトランジス
タ８１，８３の作動とダイオード８２，８４がこれに印
加される電圧の順、逆に従って電流をオンオフする作用
とにより突入防止用スイッチング部８は充電用スイッチ
ング部３Ｃに対して反転作動するようになっている。

【００７３】以下、本実施形態の充電装置の作動を交流
電源１１の図中上側の出力端１１１が正の期間について
説明する。突入防止用スイッチング部８のスイッチング
トランジスタ８１はオフしているので、交流電源１１の
ピーク電圧がコンデンサ６電圧よりも高いときすなわち
充電初期においては、充電用スイッチング部３Ｃのスイ
ッチングトランジスタ３１がオンしたときの突入電流が
インバータ部１２Ａに流れ込むことが防止される。した
がってフィルタ回路１４Ｂは交流電源１１への高調波の
漏れを防止できればよく第２実施形態のものに比して構
成を簡単にできる。

【００７４】また充電用スイッチング部３Ｃのスイッチ
ングトランジスタ３１がオフすると、固定子巻線２Ｕ，
２Ｗに蓄積された電気エネルギーは、突入防止用スイッ
チング部８のスイッチングトランジスタ８３が予めオン
しており、かつダイオード８２も順方向となってオンす
るため電流としてインバータ部１２Ａに流れ込む。

【００７５】交流電源１１の図中上側の出力端１１１が
負の期間についても同様の作動をし、突入防止用スイッ
チング部８のスイッチングトランジスタ８３により突入
電流が防止され、スイッチングトランジスタ８１とダイ
オード８４とにより固定子巻線２Ｕ，２Ｗから電流がイ
ンバータ１２Ａへ流れ込むことが許可される。

【００７６】なお本実施形態においては、上記のごとく
バッテリ１３Ａ電圧が交流電源１１の入力電圧のピーク
値より低い場合でも充電用スイッチング部３Ｃからイン
バータ１２Ａに電流が直接流れないので、充電用スイッ
チング部３Ｃがオンの期間に充電用スイッチング部３Ｃ
より出力側をみたインピーダンスは常に固定子巻線２
Ｕ，２Ｗのインダクタンス成分のみとなる。よって第２
実施形態においてバッテリ１３Ａ電圧が入力電圧のピー
ク値を越えた場合のように、充電用スイッチング部３Ａ
のオン時間とオフ時間を設定することにより、常に各ス
イッチング周期における交流電源１１の入力電流の平均
値が入力電圧に比例するようにできる。

【００７７】なお突入防止用スイッチング部８は第１実
施形態のような一般的なＡＣ−ＤＣ電源に適用すること
もできる。

【００７８】（第５実施形態）図５に本発明の電源装置
を適用した第４の電気自動車用バッテリの充電装置を示
す。図中、図２と同一番号を付したものは実質的に同じ
作動をするので第２実施形態との相違点を中心に説明す
る。本実施形態では導通線７１ｂがフィルタ回路１４の
各出力端１４１，１４２と固定子巻線２Ｕ，２Ｗの端点
２１とを結ぶ部分が、フィルタ回路１４の各出力端１４
１，１４２ごとにこれとＵ相の固定子巻線２Ｕの端点２
１とを結ぶものと、Ｗ相の固定子巻線２Ｗの端点２１を
結ぶものとの１対で構成してある。

【００７９】各導通線７１ｂには、スイッチングトラン
ジスタ３３＊（＊：ａ，ｂ，ｃ，ｄ。以下同じ）とダイ
オード３４＊とを順方向が同じになるように直列に接続
したものが並列に２組設けてあり、この２組はスイッチ
ングトランジスタ３３＊同志およびダイオード３４＊同
志が互いに逆向きにしてある。

【００８０】充電用スイッチング制御手段および突入防
止用スイッチング制御手段たる制御回路４Ｄは基本的に
第２実施形態（図２）の制御回路と同じ作動をするよう
に設定されたもので、スイッチングトランジスタ３３ａ
と３３ｂ、スイッチングトランジスタ３３ｃと３３ｄと
が反転作動し、スイッチングトランジスタ３３ａと３３
ｄ、スイッチングトランジスタ３３ｂと３３ｃとが同相
で作動するように設定してある。

【００８１】スイッチングトランジスタ３３ａ，３３ｄ
がオンするタイミングでは、フィルタ回路１４の一方の
出力端１４１はＵ相の固定子巻線２Ｕの端点２１と接続
され、フィルタ回路１４の他方の出力端１４２はＷ相の
固定子巻線２Ｗの端点２１と接続される。スイッチング
トランジスタ３３ｂ，３３ｃがオンするタイミングでは
フィルタ回路１４の一方の出力端１４１はＷ相の固定子
巻線２Ｗの端点２１と接続され、フィルタ回路１４の他
方の出力端１４２はＵ相の固定子巻線２Ｕの端点２１と
接続される。

【００８２】すなわち充電用スイッチング部３Ｄのスイ
ッチング周期で、Ｕ相の固定子巻線２Ｕの端点２１とＷ
相の固定子巻線２Ｗの端点２１間に印加される電圧がス
イッチングトランジスタ３３ａ〜３３ｄのスイッチング
周期で交互に反転し、実質的に充電用スイッチング部３
Ｄにより交流電源１１からの入力電圧の周波数が高くな
る。

【００８３】しかしてバッテリ１３Ａ充電時に、交流電
源１１の周波数での固定子巻線２Ｕ，２Ｗの振動が抑え
られ、騒音が防止できる。

【００８４】なお本実施形態の充電用スイッチング部３
Ｄは第１実施形態のような一般的なＡＣ−ＤＣ電源に適
用することもできる。

【００８５】（第６実施形態）第２実施形態では、充電
時には、交流電源から交流モータの固定子巻線のうち２
つの相（図例ではＵ相とＷ相）にのみ電流を流すので、
交流モータは、三相であっても電流ベクトルの方向した
がって界磁の方向は一定で、大きさおよび極性が電源周
波数で振動することになる。

【００８６】よって上記交流モータは、ＰＭモータの場
合、充電時に単相のモータと類似の構成となり、回転子
たるロータの永久磁石の磁束の方向が、電気自動車を停
車した際に、たまたま上記電流ベクトルの方向と一致し
た場合を除き、ロータの永久磁石が上記界磁の作用力で
振動トルクを発生する。これによりモータが騒音を発し
たり、部品を磨耗させるおそれがある。またモータとし
てＰＭモータまたはリラクタンスモータを使用した場
合、発生するリラクタンストルクによりロータが回転し
ようとし、自動車が僅かに動いてしまうおそれがある。

【００８７】本実施形態はかかる点を改良するものであ
る。

【００８８】図６に本発明の電源装置を適用した第５の
電気自動車用バッテリの充電装置を示す。図中、図２と
同一番号を付したものは実質的に同じ作動をするので第
２実施形態との相違点を中心に説明する。なお図中、イ
ンバータ１２Ａのスイッチング素子たるスイッチングト
ランジスタおよび交流電源１１の出力端には、説明の便
宜上、図２とは異なる符号を付してある。

【００８９】充電用スイッチング部３Ａの出力を入力と
してリレー部９１が設けてある。リレー部９１は２つの
リレー９１１，９１２で構成され、各リレー９１１，９
１２は充電用スイッチング部３Ａの出力を接続する３つ
の接点ａ，ｂ，ｃを有し、切り替え制御手段たる制御回
路４Ｅによりいずれかの接点ａ，ｂ，ｃに切替えられる
ようになっている。その第１の接点ａはＶ相の固定子巻
線２Ｖと接続してある１リレー９１１の第２の接点ｂは
Ｕ相の固定子巻線２Ｕと接続してある。リレー９１２の
第２の接点ｂはＷ相の固定子巻線２Ｗと接続してある。
リレー９１１，９１２とも第３の接点ｃは未接続の接点
である。

【００９０】制御回路４Ｅは、基本的な構成は第２実施
形態と同じもので、停車後の充電開始時に、回転子検出
手段たるモータ位置センサ９２により検出された図略の
ロータの向き（ロータの磁束ベクトルの向き）に基づい
てリレー部９１を切り替えるようになっている。モータ
位置センサ９２には、車両走行時のモータ駆動制御用に
設置されたものが用いられる。

【００９１】リレー部９１の切替えは次の４つの組み合
わせのうちいずれかが選択される。すなわち、第１の組
み合わせは、両リレー９１１，９１２とも第２の接点ｂ
に切り替えられるもので、Ｕ相の固定子巻線２ＵとＷ相
の固定子巻線２Ｗとが充電用スイッチング部３Ａと接続
される。このときは実質的に第２実施形態と同じ回路構
成となる。第２の組み合わせは一方のリレー９１１が第
２の接点ｂに切り替えられ、他方のリレー９１２が第１
の接点ａに切り替えられるもので、固定子巻線２Ｕと固
定子巻線２Ｖとが充電用スイッチング部３Ａと接続され
る。第３の組み合わせは一方のリレー９１１が第１の接
点ａに切り替えられ、他方のリレー９１２が第２の接点
ｂに切り替えられるもので、固定子巻線２Ｖと固定子巻
線２Ｗとが充電用スイッチング部３Ａと接続される。以
上は充電時に選択される組み合わせである。

【００９２】第４の組み合わせは充電終了後のもので、
両リレー９１１，９１２とも第３の接点ｃに切り替えら
れ、固定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは充電用スイッチング
部３Ａと遮断される。これはインバータ１２Ａからの固
定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗへの通電が、交流電源１１側
へ流れるのを完全に禁止するためである。

【００９３】また両リレー９１１，９１２とも第１の接
点ａに切り替えられることは、交流電源１１の短絡を防
止するため禁止される。

【００９４】また、補正手段たる制御回路４Ｅは、選択
される上記組み合わせに応じて、後述するようにインバ
ータ１２Ａの所定のスイッチングトランジスタをスイッ
チング作動せしめるようになっている。制御回路４Ｅと
リレー部９１とで電流ベクトる制御手段Ｃ１を構成す
る。

【００９５】図７は三相の交流モータにおけるロータの
向きおよび電流ベクトルの向きを表すもので、電流ベク
トルＩ1 はリレーが上記第１の組み合わせのとき、すな
わちＵ相、Ｗ相の固定子巻線２Ｕ，２Ｗにのみ電流を流
したときの電流ベクトルで、電流ベクトルＩ2 は、Ｕ
相、Ｖ相の固定子巻線２Ｕ，２Ｖにのみ電流を流したと
きの電流ベクトルで、電流ベクトルＩ1 からπ／３離れ
ている。

【００９６】制御回路４Ｅは、検出されたロータの向き
が図の範囲Ｖのときには、リレー部９１を上記第１の組
み合わせに切り替え、固定子巻線２Ｕ，２Ｗに充電用ス
イッチング部３Ａから直接電流が流れるようにする。ロ
ータの向きが図の範囲Ｗのときには、リレー部９１を上
記第２の組み合わせに切り替え、固定子巻線２Ｕ，２Ｖ
に充電用スイッチング部３Ａから直接電流が流れるよう
にする。同様にロータの向きが図の範囲Ｕのときには、
リレー部９１を上記第３の組み合わせに切り替え、固定
子巻線２Ｖ，２Ｗに充電用スイッチング部３Ａから直接
電流が流れるようにする。

【００９７】インバータ１２Ａのスイッチングトランジ
スタのスイッチング作動について説明する。図７におい
て、ロータの向きが範囲Ｖのとき、ロータの向きは電流
ベクトルＩ1 と完全に一致しているか、電流ベクトルＩ
1 から図の時計回りまたは反時計回りに偏した範囲Ｖ1
または範囲Ｖ2 にある。

【００９８】制御回路４Ｅは、検出されたロータの向き
が範囲Ｖのとき、リレー部９１を上記第１の組み合わせ
に切り替えるとともに、インバータ１２Ａの、Ｖ相の固
定子巻線２Ｖと接続されたスイッチングトランジスタ１
２６Ｖ，１２８Ｖをスイッチング作動せしめてＰＷＭ制
御する。

【００９９】すなわち検出されたロータの向きが範囲Ｖ
1 のとき、交流電源１１の、固定子巻線２Ｕ側の出力端
１１１ａが正の期間には、バッテリ１３Ａの正側と接続
されるスイッチングトランジスタ１２６Ｖがスイッチン
グし、出力端１１１ａが負の期間には、バッテリ１３Ａ
の負側と接続されるスイッチングトランジスタ１２８Ｖ
がスイッチングする。一方、検出されたロータの向きが
範囲Ｖ2 のとき、出力端１１１ａが正の期間には、スイ
ッチングトランジスタ１２８Ｖがスイッチングし、出力
端１１１ａが負の期間には、スイッチングトランジスタ
１２６Ｖがスイッチングする。

【０１００】図８はかかる制御の一例を説明するもの
で、インバータ１２Ａのスイッチングトランジスタは、
充電用スイッチング部３Ａのスイッチングトランジスタ
３１と同期してスイッチングする。ロータの向きが範囲
Ｖ1 にあり、出力端１１１ａが正の期間には、スイッチ
ングトランジスタ１２６Ｖがオンのタイミングで、Ｖ相
の固定子巻線２Ｖに、充電用スイッチング部３Ａ〜リレ
ー９１１〜帰還用ダイオード１２７Ｕ〜スイッチングト
ランジスタ１２６Ｖ〜Ｖ相の固定子巻線２Ｖの経路で電
流が流れる。その電流はスイッチングトランジスタ１２
６Ｖのオンデューティに比例する。したがって上記オン
デューティに応じて電流ベクトルが変化する。

【０１０１】この電流ベクトルは、スイッチングトラン
ジスタ１２６Ｖのオンデューティが０のときには、固定
子巻線２Ｕ，２Ｗにのみ電流が流れるから、電流ベクト
ルＩ1 となる。オンデューティを上げると、電流ベクト
ルは電流ベクトルＩ1 から時計回りに向きを変える。そ
してオンデューティが充電用スイッチング部３Ａのスイ
ッチングトランジスタ３１のオンデューティと等しくな
ったとき、固定子巻線２Ｕ，２Ｖには等しい電流が流
れ、固定子巻線２Ｗには２倍の電流が流れる。しかして
電流ベクトルは、固定子巻線２Ｕ，２Ｗにのみ電流が流
れたときの電流ベクトルＩ1 から（固定子巻線２Ｕ，２
Ｖにのみ電流が流れたときの電流ベクトルＩ2 ）／２を
減じた電流ベクトルＩ3 となる。電流ベクトルＩ3 は電
流ベクトルＩ1 が右回りにπ／６回転したベクトルであ
り、範囲Ｖ1 の最大限である。

【０１０２】このように、検出されたロータの向きに基
づいてスイッチングトランジスタ１２６Ｖのオンデュー
ティを調整し、ロータの向きと電流ベクトルの向きとを
好適に一致せしめることができる。

【０１０３】ロータの向きが範囲Ｖ2 にあるときには、
スイッチングトランジスタ１２８Ｖがスイッチングする
から、Ｖ相の固定子巻線２Ｖに、Ｕ相の固定子巻線２Ｕ
〜Ｖ相の固定子巻線２Ｖ〜スイッチングトランジスタ１
２８Ｖ〜帰還用ダイオード１２９Ｗ〜リレー９１２〜充
電用スイッチング部３Ａの経路で電流が流れ、スイッチ
ングトランジスタ１２８Ｖのオンデューティに応じて電
流ベクトルを範囲Ｖ2の任意の方向に調整することがで
きる。

【０１０４】また交流電源１１の出力端１１１ａが負の
期間も同様の制御が行われる。またロータの向きが図の
Ｗの範囲のときには、リレー部９１を上記第２の組み合
わせに切り替えるとともに、Ｗ相の固定子巻線２Ｗに接
続されたスイッチングトランジスタ１２６Ｗ，１２８Ｗ
をスイッチング作動する。ロータの向きが図のＵの範囲
のときには、リレー部９１を上記第３の組み合わせに切
り替えるとともに、Ｕ相の固定子巻線２Ｕに接続された
スイッチングトランジスタ１２６Ｕ，１２８Ｕをスイッ
チングする。

【０１０５】なおインバータ１２Ａのスイッチングトラ
ンジスタのオンデューティが充電用スイッチング部３Ａ
のスイッチングトランジスタ３１のオンデューティと等
しくとも、回路の非対称やインバータ１２Ａのスイッチ
ングトランジスタの損失等で、実際には電流ベクトルが
範囲Ｖ1 ，Ｖ2 の最大限に達しないこともある。かかる
場合には、制御回路４Ｅを、図９に示すようにインバー
タ１２Ａのスイッチングトランジスタのオンデューティ
をスイッチングトランジスタ３１のオンデューティを越
えて変化する構成とする。

【０１０６】すなわち、出力端１１１ａが正の期間にス
イッチングトランジスタ１２６Ｖをスイッチングする場
合を例にとって説明すると、スイッチングトランジスタ
３１がオフした後、スイッチングトランジスタ１２６Ｖ
がオンの期間は、固定子巻線２Ｖ〜固定子巻線２Ｗ〜帰
還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチングトランジスタ１
２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖという経路で電流が還流し、Ｖ
相の平均電流が増加する。このようにオンデューティを
０からスイッチングトランジスタ３１のオンデューティ
を越えるまで変化せしめることで範囲Ｖ1 を不足なくカ
バーすることができる。

【０１０７】なお、スイッチングトランジスタ１２６Ｖ
がオフされた時点で、Ｖ相電流は、固定子巻線２Ｖ〜固
定子巻線２Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜バッテリ１
３Ａ〜帰還用ダイオード１２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖとい
う経路でバッテリ１３Ａに出力され、問題なく充電に供
される。

【０１０８】なお充電用スイッチング部３Ａを、スイッ
チングトランジスタ３１をオフして導通状態（オン）か
ら遮断状態（オフ）に切り替えた直後、充電用スイッチ
ング部３ＡとＵ相の固定子巻線２Ｕとを結ぶ導通線７１
ｂにサージ電圧が発生する。固定子巻線２Ｕの電圧はバ
ッテリ電圧となるため、充電用スイッチング部３Ａのス
イッチングトランジスタ３１の、固定子巻線２Ｕ側に
は、バッテリ電圧とサージ電圧の和の電圧が現れる。一
方、充電用スイッチング部３Ａの交流電源１１側はフィ
ルタ回路１４のコンデンサにより通常交流電源の電圧に
略保たれている。この結果、充電用スイッチング部３Ａ
のスイッチングトランジスタ３１に高い電圧が印加され
ることになり、耐圧の大きなものが必要となる。

【０１０９】そこでバッテリ遮断手段たる制御回路４Ｅ
が、インバータ１２Ａの、電流ベクトルを補正するスイ
ッチングトランジスタに加えてさらに別のスイッチング
トランジスタをスイッチングすることで対処する。

【０１１０】交流電源１１の出力端１１１ａが正の期間
に上記のごとく電流ベクトル制御用のスイッチングトラ
ンジスタ１２６Ｖをスイッチングする場合を例にとって
説明すると、サージ電圧対策用のスイッチングトランジ
スタ１２８Ｗを、スイッチングトランジスタ１２６Ｖが
オフになるタイミングでオンし、充電用スイッチング部
３Ａのスイッチングトランジスタ３１がオフした後、オ
フするようにスイッチングする。

【０１１１】スイッチングトランジスタ３１がオンのと
きに流れていた電流は、スイッチングトランジスタ３１
がオフすると、固定子巻線２Ｕ〜固定子巻線２Ｗ〜スイ
ッチングトランジスタ１２８Ｗ〜帰還用ダイオード１２
９Ｕ〜固定子巻線２Ｕの経路および固定子巻線２Ｖ〜固
定子巻線２Ｗ〜スイッチングトランジスタ１２８Ｗ〜帰
還用ダイオード１２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で還流
し、バッテリ１３Ａには流れず、スイッチングトランジ
スタ３１とバッテリ１３Ａとは遮断される。しかして固
定子巻線２Ｕに現れる電圧は、インバータ１２Ａのスイ
ッチングトランジスタ１２８Ｗと帰還用ダイオード１２
９Ｖおよび配線抵抗による電圧降下分のみとなり、バッ
テリ電圧は現れない。

【０１１２】なおスイッチングトランジスタ１２８Ｗが
オフすると、上記経路を還流していた電流は、それぞれ
帰還用ダイオード１２７Ｗを通り、バッテリ１３Ａに出
力され、充電に供せられる。

【０１１３】このようにスイッチングトランジスタ３１
がオフしてサージ電圧が発生してもバッテリ電圧が乗ら
ないから、スイッチグトランジスタ３１にさほど耐圧の
高いものは不要となり、コストの点で有利である。

【０１１４】なおスイッチングトランジスタ１２８Ｗの
オン期間はサージ電圧が収束するに十分な時間とする。

【０１１５】またインバータ１２Ａのスイッチングトラ
ンジスタをスイッチングすることで電流ベクトルをロー
タ側へ補正し、ロータの向きと電流ベクトルとが好適に
一致するようにしているが、要求される騒音レベル等に
よっては、インバータ１２Ａのスイッチングトランジス
タのスイッチングを省略して、リレー部９１を切り替
え、ロータの向きが属する範囲Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれかの
中心に電流ベクトルを向けるだけの構成とすることもで
きる。

【０１１６】（第７実施形態）図１１に本発明の電源装
置を適用した第６の電気自動車用バッテリの充電装置を
示す。図中、図６と同一番号を付したものは実質的に同
じ作動をするので第６実施形態との相違点を中心に説明
する。第６実施形態ではモータ位置センサを用いて各相
電流を調整したが、相電流の調整値（インバータのスイ
ッチングトランジスタのオンデューティ）を別の構成で
求めるようにしたものである。

【０１１７】制御回路４Ｆはリレー部９１とともに電流
ベクトル制御手段Ｃ２を構成する。制御回路４Ｆは、基
本的な構成は第６実施形態の制御回路４Ｅと同じで、こ
れに振動検出手段たる振動センサ９３からの検出信号が
入力するようになっている。振動センサ９３は電気自動
車の交流モータの表面等に取り付けられ、交流モータの
振動の強さを検出する。

【０１１８】図１２、図１３、図１４に制御回路４Ｆの
制御フローを示す。図１２においてステップＳ１では、
振動センサ９３により検出された振動の強さに基づいて
リレー部９１を設定する。ステップＳ１の詳細を示す図
１３において、リレー部９１を第１の組み合わせに切替
えてＵ相、Ｗ相の固定子巻線２Ｕ，２Ｗのみに電流を流
し、振動の強さを計る（ステップＳ１０１）。続くステ
ップＳ１０２では、リレー部９１を第２の組み合わせに
切替えてＵ相、Ｖ相の固定子巻線２Ｕ，２Ｖのみに上記
電流と同じ電流を流し、振動の強さを計る。続くステッ
プＳ１０３では、リレー部９１を第３の組み合わせに切
替えてＶ相、Ｗ相の固定子巻線２Ｖ，２Ｗのみに上記電
流と同じ電流を流し、振動の強さを計る。

【０１１９】そして上記各ステップＳ１０１〜Ｓ１０３
において計った電流を比較し、上記第１、第２、第３の
組み合わせうち、最も振動の小さかった時の組み合わせ
にリレー部９１の設定を戻す（ステップＳ１０４）。最
も振動の小さかったときの組み合わせを選択すること
で、ロータの向きと電流ベクトルのなす角度が最も小さ
い組み合わせが選択できる。例えば図７においてロータ
の向きが範囲Ｖのときには、電流ベクトルＩ1 となる第
１の組み合わせが選択される。

【０１２０】ステップＳ２（図１２）では、検出された
振動の強さに基づいてインバータ１２Ａのスイッチング
トランジスタのオンデューティを設定する。スイッチン
グするインバータ１２Ａのスイッチングトランジスタ
は、リレー部９１の組み合わせに応じて第６実施形態と
同じものが設定される。なお以下の説明においては第１
の組み合わせが選択されたものとして説明する。

【０１２１】ステップＳ２の詳細を示す図１４におい
て、電力指令値を本来の電力値から上記オンデューティ
の調整用の電力値に下げる（ステップＳ２０１）。固定
子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗにあまり大きな電流が流れない
ようにするためである。続くステップＳ２０２では、ロ
ータの向きが範囲Ｖ1 にあるものとして、スイッチング
トランジスタ１２６Ｖを交流電源１１の出力端１１１ａ
が正のときスイッチングし、スイッチングトランジスタ
１２８Ｖを出力端１１１ａが負のときスイッチングす
る。スイッチングトランジスタ１２６Ｖ、１２８Ｖのオ
ンデューティを０から変化せしめ、振動の強さを計る。

【０１２２】ステップＳ２０３では、ステップＳ２０２
における振動測定で、振動の強さが大きくなったかどう
かを判定する。大きくなっていれば、スイッチングトラ
ンジスタ１２６Ｖ，１２８Ｖをスイッチングしたことに
より電流ベクトルとロータの向きとがより離れた、すな
わちロータの向きは範囲Ｖ2 にあると判断できる。この
ときはスイッチングトランジスタ１２６Ｖを、交流電源
１１の出力端１１１ａが負のときスイッチングし、スイ
ッチングトランジスタ１２８Ｖを、交流電源１１の出力
端１１１ａが正のときスイッチングするように設定し
（ステップＳ２０４）、ステップＳ２０５に進む。

【０１２３】ステップＳ２０３において、振動の強さが
小さくなったと判断できれば、ステップＳ２０２におけ
る仮定が正しかったと判断できるから、スイッチングト
ランジスタの設定をそのままにしてステップＳ２０５に
進む。

【０１２４】ステップＳ２０５では、スイッチングトラ
ンジスタ１２６Ｖ，１２８Ｖのオンデューティを最適化
する。すなわちオンデューティを変化せしめて振動が最
小となるオンデューティを探索し、このときのオンデュ
ーティに固定する。

【０１２５】ステップＳ２０６では、電力指令値を本来
の電力値に戻す。しかして交流モータが振動等を生じる
ことなくバッテリ１３Ａが充電される。

【０１２６】なおステップＳ２０２〜２０４に代えて、
ロータの向きが範囲Ｖ1 にあると仮定した場合と、範囲
Ｖ2 にあると仮定した場合の両方について、スイッチン
グトランジスタ１２６Ｖ，１２８Ｖを同じ所定のオンデ
ューティでスイッチングし、そのときの振動の強さが小
さい方の仮定をとるのでもよい。

【０１２７】（第８実施形態）上記第６、第７実施形態
では、充電用スイッチング部と接続される固定子巻線を
切り替えるリレー部を用いているが、制御回路を別の構
成とすることで、上記リレー部を省略することもでき
る。図１５に、かかる本発明の電源装置を適用した第７
の電気自動車用バッテリの充電装置を示す。図中、図６
と同一番号を付したものは実質的に同じ作動をするので
第２、第６実施形態との相違点を中心に説明する。

【０１２８】本実施形態では第６実施形態のリレー部は
省略され、充電用スイッチング部の出力側は、固定子巻
線２Ｕ，２Ｗと固定的に接続されている。

【０１２９】電流ベクトル制御手段たる制御回路４Ｇ
は、基本的に第６実施形態の制御回路４Ｅと同じもの
で、モータ位置センサ９２により検出されたロータ位置
に基づいてインバータ１２Ａのスイッチングトランジス
タをスイッチングするようになっている。

【０１３０】表は、検出されたロータの向きとスイッチ
ングされるインバータ１２Ａのスイッチングトランジス
タの対応を示すもので、交流電源１１の出力端１１１ａ
が正の場合と出力端１１１ｂが正の場合とで、スイッチ
ングされるスイッチングトランジスタの設定が異なって
いる。

【０１３１】

【表１】

【０１３２】充電用スイッチング部３Ａの出力側が固定
子巻線２Ｕ，２Ｗと固定的に接続されているので、ロー
タの向きが範囲Ｖ1 ，Ｖ2 にあるときはスイッチングト
ランジスタの選択は、第６実施形態の、リレー部９１
（図６）が第１の組み合わせに切り替えられた場合のス
イッチングトランジタの設定と同じで、第６実施形態と
同様にスイッチングトランジスタ１２６Ｖ，１２８Ｖが
スイッチングされる。

【０１３３】さてロータの向きが範囲Ｕ，Ｗにあるとき
は、交流電源１１の出力端１１１ａ，１１１ｂの極性に
応じて３つのスイッチングトランジスタが選択される。
すなわちロータの向きが範囲Ｕにあるときはスイッチン
グトランジスタ１２６Ｖ，１２８Ｕ，１２６Ｕまたはス
イッチングトランジスタ１２８Ｖ，１２６Ｕ，１２８Ｕ
が選択され、ロータの向きが範囲Ｗにあるときはスイッ
チングトランジスタ１２８Ｖ，１２６Ｗ，１２８Ｗまた
はスイッチングトランジスタ１２８Ｖ，１２８Ｗ，１２
６Ｗが選択される。

【０１３４】以下に、ロータの向きが範囲Ｕで、交流電
源１１の出力端１１１ａが正の場合を例にとり説明す
る。図１６、図１７、図１８、図１９、図２０、図２
１、図２２、図２３、図２４、図２５、図２６、図２７
はスイッチングトランジスタ１２６Ｖ，１２８Ｕ，１２
６Ｕのスイッチング時の電流の経路を示すもので、電流
の経路は図中の矢印（２点鎖線）で示している。（Ａ）
はＵ相の固定子巻線に流れる電流を示すもので、（Ｂ）
は図１６〜図２１においてはＷ相の、図２２〜図２７に
おいてはＶ相の固定子巻線に流れる電流を示すものであ
る。これらの図は図１５を簡略化するとともに、充電用
スイッチング部３Ａとインバータ１２Ａのスイッチング
トランジスタ１２６Ｕ〜１２８Ｗとをスイッチ記号で表
している。

【０１３５】スイッチングトランジスタ１２６Ｕ〜１２
８Ｗのスイッチングは充電用スイッチング部３Ａのスイ
ッチングに同期して行われ、図１６〜図２１の６つの状
態または図２２〜図２７の６つの状態が繰り返される。
図１６〜図２１の状態と図２２〜図２７の状態とは、充
電用スイッチング部３Ａのスイッチングおよび充電用ス
イッチング部３Ａのスイッチングトランジスタのスイッ
チングのパターンは同じであるが、状態１のデュ−ティ
の長短の違いにより回路中を流れる電流の経路が異なる
ものである。なお各状態のデューティは、モータ位置セ
ンサ９２（図１５）により検出されたロータの向きに基
づいて各相の目標電流値が設定され、目標電流値を満た
すように調整されるが、これについては後述する。

【０１３６】さて図１６のスイッチ状態（以下、状態１
という）から順次、説明する。状態１の前の状態（図２
１）は充電用スイッチング部３Ａがオフで、スイッチン
グトランジスタ１２６Ｕ，１２６Ｖがオンであり、この
状態からスイッチングトランジスタ１２６Ｕがオフする
とともにスイッチングトランジスタ１２８Ｕがオンす
る。

【０１３７】上記のごとく交流電源１１の出力端１１１
ａが正の期間を考えているから、充電用スイッチング部
３ＡがオンのときＵ相の固定子巻線２Ｕには正の電圧が
印加されるが、スイッチングトランジスタ１２６Ｖ，１
２８Ｕがオンしてバッテリ１３Ａ〜スイッチングトラン
ジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖ，２Ｕ〜スイッチング
トランジスタ１２８Ｕ〜バッテリ１３Ａの回路が形成さ
れることにより、固定子巻線２Ｕに、バッテリ１３Ａか
ら上記電圧とは逆方向の電圧が印加され、図１６（Ａ）
に示す経路で電流が流れる。固定子巻線２Ｕがバッテリ
１３Ａのエネルギーを吸収するので、Ｕ相の相電流−ｉ
_Uは増加する。相電流は導通線７１ｂ（図１５）との接
続端から中性点へ流れる方向を正とするから、相電流−
ｉ_Uにマイナス符号を付している。

【０１３８】一方、固定子巻線２Ｗには、図１６（Ｂ）
に示すように、固定子巻線２Ｗ〜帰還用ダイオード１２
７Ｗ〜スイッチングトランジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線
２Ｖの経路で電流が流れる。固定子巻線２ＷからＶ相の
固定子巻線２Ｖにエネルギーを放出するので、Ｗ相の相
電流ｉ_wは減少する。

【０１３９】Ｖ相の相電流ｉ_Vは相電流−ｉ_Uと相電流
ｉ_wの和で与えられる。

【０１４０】状態１からスイッチングトランジスタ１２
６Ｖがオフし図１７のスイッチ状態（以下、状態２とい
う）となる。状態２では、図１７（Ａ）に示すように固
定子巻線２Ｕ〜スイッチングトランジスタ１２８Ｕ〜帰
還用ダイオード１２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流
が流れる。相電流−ｉ_Uは増加する。すなわち固定子巻
線２Ｕが固定子巻線２Ｖのエネルギーを吸収する。一
方、図１７（Ｂ）に示すように固定子巻線２Ｗ〜帰還用
ダイオード１２７Ｗ〜バッテリ１３Ａ〜帰還用ダイオー
ド１２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れる。固
定子巻線２Ｗはバッテリ１３Ａにエネルギーを放出する
ので、相電流ｉ_wは減少する。

【０１４１】状態２からスイッチングトランジスタ１２
６Ｕがオンするとともにスイッチングトランジスタ１２
８Ｕがオフし図１８のスイッチ状態（以下、状態３とい
う）となる。状態３では図１８（Ａ）に示すように、固
定子巻線２Ｕ〜帰還用ダイオード１２７Ｕ〜バッテリ１
３Ａ〜帰還用ダイオード１２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経
路で電流が流れる。また図１８（Ｂ）に示すように固定
子巻線２Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜バッテリ１３
Ａ〜帰還用ダイオード１２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路
で電流が流れる。両固定子巻線２Ｕ，２Ｗはバッテリ１
３Ａにエネルギーを放出するので、相電流−ｉ_U，ｉ_w
は減少し収束していく。

【０１４２】状態３からスイッチングトランジスタ１２
６Ｖがオンし図１９のスイッチ状態（以下、状態４とい
う）となる。状態４では図１９（Ａ）に示すように固定
子巻線２Ｕ〜帰還用ダイオード１２７Ｕ〜スイッチング
トランジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が
流れる。また図１９（Ｂ）に示すように、固定子巻線２
Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチングトランジ
スタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れる。
両固定子巻線２Ｕ，２Ｗはエネルギーの吸収、放出が殆
どないので、相電流−ｉ_U，ｉ_wは略一定となる。

【０１４３】状態４から充電用スイッチング部３Ａがオ
ンし図２０のスイッチ状態（以下、状態５という）とな
る。状態５では図２０（Ａ）に示すように、固定子巻線
２Ｕ〜帰還用ダイオード１２７Ｕ〜スイッチングトラン
ジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れ
る。固定子巻線２Ｕは固定子巻線２Ｖにエネルギーを返
すので、相電流−ｉ_Uは減少し収束していく。また図２
０（Ｂ）に示すように、交流電源１１〜充電用スイッチ
ング部３Ａ〜帰還用ダイオード１２７Ｕ〜スイッチング
トランジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖ〜固定子巻線２
Ｗ〜充電用スイッチング部３Ａ〜交流電源１１の経路で
電流が流れる。固定子巻線２Ｗは交流電源１１からエネ
ルギーを吸収するので、相電流ｉ_wは増加する。

【０１４４】状態５から充電用スイッチング部３Ａがオ
フし図２１のスイッチ状態（以下、状態６という）とな
る。状態６では図２１（Ａ）に示すように、固定子巻線
２Ｕ〜帰還用ダイオード１２７Ｕ〜スイッチングトラン
ジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れ
る。また図２１（Ｂ）に示すように、固定子巻線２Ｗ〜
帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチングトランジスタ
１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れる。固定
子巻線２Ｕ，２Ｗはエネルギーの吸収、放出を殆どしな
いので、相電流−ｉ_U，ｉ_wは略一定となる。

【０１４５】このように固定子巻線２Ｕにバッテリ１３
Ａから交流電源１１から印加される電圧とは逆方向の電
圧が印加されることにより、固定子巻線２Ｕ，２Ｗのい
ずれにも中性点から導通線７１ｂ（図１５）との接続端
に向かう相電流−ｉ_U，ｉ_wを流すことが可能となる。
すなわち常に固定子巻線２Ｖから固定子巻線２Ｕへ、お
よび固定子巻線２Ｖから固定子巻線２Ｗへと電流が流れ
ている。なおこの電流の向きは交流電源１１の出力端１
１１ａが負の時は逆方向となる。

【０１４６】また交流電源１１からのエネルギーはＷ相
の固定子巻線２Ｗが吸収し、バッテリ１３Ａに放出す
る。Ｕ相の固定子巻線２Ｕは、バッテリ１３Ａとの間で
エネルギーのやりとりをするだけなので、充電にはなん
ら影響を与えない。

【０１４７】したがって相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_wが生成
する電流ベクトルの向きは、図７において範囲Ｕ2 とな
る。電流ベクトルの向きは上記状態のデューティを調整
して電流ｉ_U，ｉ_Wの比率を調整することで変えられ
る。例えば−ｉ_U＝ｉ_Wとすると電流ベクトルは電流ベ
クトルＩ4 となり、これは範囲Ｕ2 の一方の最大限であ
る。そして−ｉ_U＝０とすると電流ベクトルＩ5 とな
り、これは範囲Ｕ2 の他方の最大限である。

【０１４８】次に図２２〜図２７に示される状態１〜状
態６について説明する。状態１（図２２）では、固定子
巻線２Ｕ，２Ｗには、充電用スイッチング部３Ａがオン
の時（状態５）にエネルギーが蓄積されているので、図
１６（Ａ）に示すように固定子巻線２Ｕ〜固定子巻線２
Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜バッテリ１３Ａ〜帰還
用ダイオード１２９Ｕ〜固定子巻線２Ｕの経路で電流が
流れる。固定子巻線２Ｕはバッテリ１３Ａへエネルギー
を放出するので、相電流ｉ_Uは減少する。

【０１４９】一方、図２２（Ｂ）に示すように、固定子
巻線２Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチングト
ランジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流
れる。固定子巻線２Ｖは固定子巻線２Ｗからエネルギー
を吸収するので、相電流ｉ_Vは増加する。

【０１５０】Ｗ相の相電流ｉ_wは、相電流ｉ_Uと相電流
ｉ_Vとの和で与えられる。

【０１５１】状態２では、図２３（Ａ）に示すように図
２２（Ａ）（状態１）と同じ経路で電流が流れる。また
図２３（Ｂ）に示すように固定子巻線２Ｗ〜帰還用ダイ
オード１２７Ｗ〜バッテリ１３Ａ〜帰還用ダイオード１
２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れる。固定子
巻線２Ｖはバッテリ１３Ａにエネルギーを放出するの
で、相電流ｉ_Vは減少する。

【０１５２】状態３では図２４（Ａ）に示すように、固
定子巻線２Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチン
グトランジスタ１２６Ｕ〜固定子巻線２Ｕの経路で電流
が流れる。固定子巻線２Ｕは固定子巻線２Ｗからエネル
ギーを吸収するので、相電流ｉ_Uは増加し収束してい
く。また図２４（Ｂ）に示すように固定子巻線２Ｗ〜帰
還用ダイオード１２７Ｗ〜バッテリ１３Ａ〜帰還用ダイ
オード１２９Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れ
る。両固定子巻線２Ｖ，２Ｗはバッテリ１３Ａにエネル
ギーを放出するので、相電流ｉ_Vは減少し収束してい
く。

【０１５３】状態４では図２５（Ａ）に示すように固定
子巻線２Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチング
トランジスタ１２６Ｕ〜固定子巻線２Ｕの経路で電流が
流れる。また図２５（Ｂ）に示すように、固定子巻線２
Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチングトランジ
スタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れる。
両固定子巻線２Ｕ，２Ｖはエネルギーの吸収、放出が殆
どないので、相電流ｉ_U，ｉ_Vは略一定となる。

【０１５４】状態５では図２６（Ａ）に示すように、交
流電源１１〜充電用スイッチング部３Ａ〜固定子巻線２
Ｕ〜固定子巻線２Ｗ〜充電用スイッチング部３Ａ〜交流
電源１１の経路で電流が流れる。また図２６（Ｂ）に示
すように、交流電源１１〜充電用スイッチング部３Ａ〜
帰還用ダイオード１２７Ｕ〜スイッチングトランジスタ
１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖ〜固定子巻線２Ｗ〜充電用ス
イッチング部３Ａ〜交流電源１１の経路で電流が流れ
る。固定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは交流電源１１からエ
ネルギーを吸収するので、相電流ｉ_U，ｉ_Vはともに増
加する。

【０１５５】状態６では図２７（Ａ）に示すように、固
定子巻線２Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチン
グトランジスタ１２６Ｕ〜固定子巻線２Ｕの経路で電流
が流れる。また図２７（Ｂ）に示すように、固定子巻線
２Ｗ〜帰還用ダイオード１２７Ｗ〜スイッチングトラン
ジスタ１２６Ｖ〜固定子巻線２Ｖの経路で電流が流れ
る。固定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗはエネルギーの吸収、
放出が殆どないので、相電流ｉ_U，ｉ_Vは略一定とな
る。

【０１５６】以上より知られるように、上記各状態にお
いて、常に固定子巻線２Ｕから固定子巻線２Ｗへ、およ
び固定子巻線２Ｖから固定子巻線２Ｗへと電流が流れて
いる。この電流の向きは交流電源１１の出力端１１１ａ
が負の時は逆方向となる。

【０１５７】したがって固定子巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗが
生成する電流ベクトルの向きは、図７において範囲Ｕ1
となる。電流ベクトルの向きは上記状態のデューティを
調整して電流ｉ_U，ｉ_Vの比率を調整することで変えら
れる。例えばｉ_U＝ｉ_Vとすると電流ベクトルは電流ベ
クトルＩ3 となり、これは範囲Ｕ1 の一方の最大限であ
る。そしてｉ_U＝０とすると電流ベクトルＩ5 となり、
これは範囲Ｕ1 の他方の最大限である。

【０１５８】しかして状態１〜状態６のデューティを調
整することで、電流の経路と、各固定子巻線２Ｕ，２
Ｖ，２Ｗの電流値を自在に調整できる。これにより電流
ベクトルを範囲Ｕの任意の方向に向けることができ、ロ
ータの向きと電流ベクトルとを好適に一致せしめること
が可能となる。なお交流電源１１の出力端１１１ａが負
の期間、ロータの向きが範囲Ｗのときは、表中、角欄の
上段のスイッチングトランジスタはスイッチングトラン
ジスタ１２６Ｖと、中段のスイッチングトランジスタは
スイッチングトランジスタ１２８Ｕと、下段のスイッチ
ングトランジスタはスイッチングトランジスタ１２６Ｕ
と同じスイッチングパターンでスイッチングする。

【０１５９】次に上記状態１〜状態６のデューティの制
御について説明する。状態５のデューティは充電用スイ
ッチング部３Ａのデューティで規定される。このデュー
ティは時定数の異なる２つのタスクで更新される。すな
わち第１のタスクは交流電源１１の周期よりも長い時定
数で充電用スイッチング部３Ａのデューティの平均値を
更新し設定するもので、出力電力の平均値が電力指令値
となるようにする。

【０１６０】第２のタスクは交流電源１１の周期よりも
十分短い時定数で充電用スイッチング部３Ａのデューテ
ィを更新し設定するもので、効率よく電力をバッテリ１
３Ａに供給すべく、入力電流をＰＷＭ制御して入力電流
が入力電圧に比例するようにし、力率を１に近づける。

【０１６１】しかして状態５のデューティが決定され
る。また状態４および状態６は、上記のごとく固定子巻
線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗにおけるエネルギーの吸収、放出が
殆どないので、固定とする。

【０１６２】図２８に状態１〜状態３のデューティを更
新する制御フローを示す。デューティの更新は、充電用
スイッチング部３Ａのスイッチング周期よりもやや長い
時定数で行われる。ステップＳ３０１では、状態１のデ
ューティを０とする。また状態２、状態３のデューティ
を初期値に設定する。続くステップＳ３０２では、電流
センサ５Ｕ，５Ｗにより検出された電流から、Ｕ相電流
（ｉ_U）、Ｖ相電流（ｉ_V）さらにＵ相電流／Ｖ相電流
を算出し、これを目標値と比較する。

【０１６３】ステップＳ３０２においてＵ相電流／Ｖ相
電流が目標値よりも小さければ、状態３のデューティを
増し（ステップＳ３０３）、ステップＳ３０２に戻る。
ステップＳ３０２においてＵ相電流／Ｖ相電流が目標値
よりも大きければ、状態３のデューティを減らし（ステ
ップＳ３０４）、その状態３のデューティが０に至って
いなければ（ステップＳ３０５）、ステップＳ３０２に
戻る。

【０１６４】ステップＳ３０５において状態３のデュー
ティが０であれば、状態３のデューティを０に固定し
（ステップＳ３０６）、ステップＳ３０７に進む。

【０１６５】ステップＳ３０７では、ステップＳ３０２
と同様にＵ相電流／Ｖ相電流を目標値と比較する。ステ
ップＳ３０７においてＵ相電流／Ｖ相電流が目標値より
も大きければ、状態１のデューティを増し（ステップＳ
３０８）、ステップＳ３０７に戻る。ステップＳ３０７
においてＵ相電流／Ｖ相電流が目標値よりも小さけれ
ば、状態１のデューティを減らし（ステップＳ３０
９）、その状態１のデューティが０に至っていなければ
（ステップＳ３１０）、ステップＳ３０７に戻る。

【０１６６】ステップＳ３１０において状態１のデュー
ティが０であれば、ステップＳ３０１に戻る。

【０１６７】かかる制御により各相電流が目標値に制御
され、ロータの向きと好適に一致する所望の電流ベクト
ルが生成し、交流モータの振動等が低減する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電源装置の全体回路図である。

【図２】本発明の電源装置を適用した第１の電気自動車
用バッテリ充電装置の全体回路図である。

【図３】本発明の電源装置を適用した第２の電気自動車
用バッテリ充電装置の全体回路図である。

【図４】本発明の電源装置を適用した第３の電気自動車
用バッテリ充電装置の全体回路図である。

【図５】本発明の電源装置を適用した第４の電気自動車
用バッテリ充電装置の全体回路図である。

【図６】本発明の電源装置を適用した第５の電気自動車
用バッテリ充電装置の全体回路図である。

【図７】本発明の電源装置を適用した第５の電気自動車
用バッテリ充電装置の作動を説明する図である。

【図８】本発明の電源装置を適用した第５の電気自動車
用バッテリ充電装置の作動を説明する第１のタイムチャ
ートである。

【図９】本発明の電源装置を適用した第５の電気自動車
用バッテリ充電装置の作動を説明する第２のタイムチャ
ートである。

【図１０】本発明の電源装置を適用した第５の電気自動
車用バッテリ充電装置の作動を説明する第３のタイムチ
ャートである。

【図１１】本発明の電源装置を適用した第６の電気自動
車用バッテリ充電装置の全体回路図である。

【図１２】本発明の電源装置を適用した第６の電気自動
車用バッテリ充電装置の作動を説明する第１のフローチ
ャートである。

【図１３】本発明の電源装置を適用した第６の電気自動
車用バッテリ充電装置の作動を説明する第２のフローチ
ャートである。

【図１４】本発明の電源装置を適用した第６の電気自動
車用バッテリ充電装置の作動を説明する第３のフローチ
ャートである。

【図１５】本発明の電源装置を適用した第７の電気自動
車用バッテリ充電装置の全体回路図である。

【図１６】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第１の概略回路図である。

【図１７】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第２の概略回路図である。

【図１８】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第３の概略回路図である。

【図１９】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第４の概略回路図である。

【図２０】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第５の概略回路図である。

【図２１】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第６の概略回路図である。

【図２２】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第７の概略回路図である。

【図２３】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第８の概略回路図である。

【図２４】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第９の概略回路図である。

【図２５】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第１０の概略回路図である。

【図２６】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第１１の概略回路図である。

【図２７】（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ本発明の電源装置
を適用した第７の電気自動車用バッテリ充電装置の作動
を説明する第１２の概略回路図である。

【図２８】本発明の電源装置を適用した第７の電気自動
車用バッテリ充電装置の作動を説明するタイムチャート
である。

【符号の説明】

１１，１１Ａ交流電源１１１，１１１ａ，１１１ｂ出力端１２整流器１２２入力端１２３出力端１２Ａインバータ１２４，１２６Ｕ，１２６Ｖ，１２６Ｗ，１２８Ｕ，１
２８Ｖ，１２８Ｗスイッチングトランジスタ（スイッ
チング素子）１２５，１２７Ｕ，１２７Ｖ，１２７Ｗ，１２９Ｕ，１
２９Ｖ，１２９Ｗ帰還用ダイオード（整流器）１３負荷（被給電手段）１３Ａバッテリ（被給電手段）２インダクター２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ固定子巻線（インダクタ）３，３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄ充電用スイッチング部
（充電用スイッチング手段）４，４Ａ，４Ｂ，４Ｄ制御回路（充電用スイッチング
制御手段）４Ｃ制御回路（充電用スイッチング制御手段、突入防
止用スイッチング制御手段）４Ｅ，４Ｆ制御回路（充電用スイッチング制御手段、
切り替え制御手段、補正手段）４Ｇ制御回路（充電用スイッチング制御手段、電流ベ
クトル制御手段）５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ，５電流センサ（電流検出手段）６コンデンサ７１，７１ａ，７１ｂ導通線７１１接続点８突入防止用スイッチング部（突入防止用スイッチン
グ手段）９１リレー部（切り替え手段）９２モータ位置センサ（回転子検出手段）９３振動センサ（振動検出手段）Ｃ１，Ｃ２電流ベクトル制御手段

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源からの交流電力を整流する整流
器を備え直流電力を整流器の出力端に接続される被給電
手段に供給する電源装置であって、交流電源の出力端と
整流器の入力端間を結ぶ導通線の途中に、導通線の導通
と遮断とをおこなう充電用スイッチング手段を設け、充
電用スイッチング手段の整流器側にはインダクターを、
これと整流器とが並列になるように接続せしめ、かつ充
電用スイッチング手段が導通線の導通と遮断とを上記交
流電力の周期よりも短い所定の周期でおこなうように制
御する充電用スイッチング制御手段を具備せしめたこと
を特徴とする電源装置。
【請求項２】請求項１記載の電源装置において、上記
導通線を上記交流電源の各出力端に、該出力端と整流器
の入力端の一方および上記出力端と整流器の入力端の他
方を結ぶように１対づつ設け、各導通線には上記充電用
スイッチング手段を設け、上記充電用スイッチング制御
手段を、上記交流電源の出力端を共通とする導通線に設
けられた充電用スイッチング手段同志が互いに反転作動
するように、かつ上記整流器の入力端を共通とする導通
線に設けられた充電用スイッチング手段同志が互いに反
転作動するように設定した電源装置。
【請求項３】請求項１または２いずれか記載の電源装
置において、上記導通線の途中であって上記インダクタ
ーの後段かつ上記整流器の前段に、上記導通線の導通と
遮断とをする突入防止用スイッチング手段を設け、突入
防止用スイッチング手段が上記充電用スイッチング手段
と反転作動するように制御する突入防止用スイッチング
制御手段を具備せしめた電源装置。
【請求項４】請求項１ないし３いずれか記載の電源装
置において、上記充電用スイッチング制御手段は、これ
に交流電源からの入力電流を検出する電流検出手段を具
備せしめるとともに、電流検出手段により検出された電
流値に基づいて上記充電用スイッチング手段の１周期に
おける平均電流がその時点における交流電源からの入力
電圧の瞬時値に比例するように上記スイッチング手段の
導通時間および遮断時間を設定する電源装置。
【請求項５】請求項１ないし３いずれか記載の電源装
置において、上記充電用スイッチング制御手段は、上記
充電用スイッチング手段が導通時にこれより上記整流器
への電流が制限されている時、上記充電用スイッチング
手段の導通時間と遮断時間とをそれぞれ予め設定した所
定値に制御するように設定し、かつ上記遮断時間を、充
電用スイッチング手段の遮断期間に上記インダクターに
流れる電流が０になるまでの時間よりも長く設定した電
源装置。
【請求項６】請求項１ないし３いずれか記載の電源装
置において、上記被給電手段を、直流電力を交流電力に
変換するインバータを介して交流モータの固定子巻線に
給電するための充電可能なバッテリとし、上記交流電源
の出力端を交流モータの固定子巻線の上記インバータと
の接続点と、上記充電用スイッチング手段を設けた導通
線で接続し、バッテリ充電時には固定子巻線を上記イン
ダクターとなし、インバータの帰還用ダイオードを上記
整流器となした電源装置。
【請求項７】請求項６記載の電源装置において、上記
充電用スイッチング制御手段は、これに交流電源からの
入力電流を検出する電流検出手段を具備せしめるととも
に、電流検出手段により検出された電流値に基づいて上
記充電用スイッチング手段の１周期における平均電流が
その時点における交流電源からの入力電圧の瞬時値に比
例するように上記スイッチング手段の導通時間および遮
断時間を設定した電源装置。
【請求項８】請求項６記載の電源装置において、上記
充電用スイッチング制御手段は、上記バッテリ電圧が上
記交流電源からの入力電圧のピーク値よりも大きい時、
上記充電用スイッチング手段の導通時間と遮断時間とを
それぞれ予め設定した所定値に制御するように設定し、
かつ上記遮断時間を、充電用スイッチング手段の遮断期
間に上記固定子巻線に流れる電流が０になるまでの時間
よりも長く設定した電源装置。
【請求項９】請求項７記載の電源装置において、上記
交流モータが上記インバータと上記交流モータの固定子
巻線間を接続する通電線の途中に、固定子巻線の相電流
を検出する、上記交流モータの制御用の電流センサを備
え、少なくとも一つの充電用スイッチング手段または上
記交流電源の出力端を、その固定子巻線との接続点が、
上記充電用スイッチング手段が接続される固定子巻線の
相電流を検出する電流センサの上記固定子巻線側となる
ように接続し、かつ別の少なくとも一つの充電用スイッ
チング手段または上記交流電源の出力端を、その固定子
巻線との接続点が、上記充電用スイッチング手段が接続
される固定子巻線の相電流を検出する電流センサの上記
インバータ側となるように接続し、上記バッテリの充電
時にはこれら電流センサを上記電流検出手段となし、上
記充電用スイッチング制御手段を、電流センサにより検
出された電流に基づいて上記交流電源からの入力電流を
演算するように設定した電源装置。
【請求項１０】請求項７記載の電源装置において、上
記交流モータはその相数が上記交流電源の相数よりも多
いもので構成し、上記インバータは、上記交流モータの
固定子巻線のうち上記交流電源の出力端と接続されてい
ない固定子巻線と接続される上記帰還用ダイオードと並
列のスイッチング素子を、上記バッテリの充電時に導通
するように設定した電源装置。
【請求項１１】請求項６記載の電源装置において、上
記交流モータはその相数が上記交流電源の相数よりも多
いもので構成し、上記交流モータの回転子の方向と上記
固定子巻線により生じる電流ベクトルの方向とのずれを
検出する方向ずれ検出手段と、該方向ずれ検出手段によ
り検出されたずれに基づいて上記固定子巻線の相電流を
制御して上記回転子に生じるトルクが十分小さくなるよ
うに上記電流ベクトルの方向を変える電流ベクトル制御
手段とを具備せしめた電源装置。
【請求項１２】請求項１１記載の電源装置において、
上記方向ずれ検出手段は、上記交流モータの回転子の方
向を検出する回転子検出手段とした電源装置。
【請求項１３】請求項１１記載の電源装置において、
上記方向ずれ検出手段は、上記交流モータの振動を検出
する振動検出手段とした電源装置。
【請求項１４】請求項１１ないし１３いずれか記載の
電源装置において、上記電流ベクトル制御手段を、上記
導通線の途中に設けられ、上記インダクターとなす固定
子巻線を切り替える切り替え手段と、該切り替え手段を
制御して、上記回転子に生じるトルクが最も小さい電流
ベクトルを生じせしめる固定子巻線に切り替える切り替
え制御手段とを具備する構成とした電源装置。
【請求項１５】請求項１４記載の電源装置において、
上記電流ベクトル制御手段を、上記充電用スイッチング
手段と非接続の固定子巻線と接続される上記帰還用ダイ
オードと並列のスイッチング素子をスイッチングせしめ
て上記固定子巻線に電流を流し、上記電流ベクトルの方
向を補正する補正手段を具備する構成とした電源装置。
【請求項１６】請求項１１ないし１３いずれか記載の
電源装置において、電流ベクトル制御手段を、上記イン
バータの上記帰還用ダイオードと並列のスイッチング素
子をスイッチングせしめて上記固定子巻線に流れる相電
流を制御する構成とした電源装置。
【請求項１７】請求項１６記載の電源装置において、
電流ベクトル制御手段を、上記固定子巻線に、上記方向
ずれ検出手段により検出されたずれに基づいて選択的
に、上記バッテリにより電圧が、上記交流電源から印加
される電圧と逆方向に印加されるように上記スイッチン
グ素子のスイッチングを設定した電源装置。
【請求項１８】請求項６記載の電源装置において、上
記交流モータはその相数が上記交流電源の相数よりも多
いもので構成し、上記充電用スイッチング手段が導通状
態から遮断状態に切り替わる期間に、上記インバータの
スイッチング素子をオンして上記インバータと固定子巻
線のみで閉じた還流路を形成せしめるバッテリ遮断手段
を具備せしめた電源装置。