JPH10210742A - Switching power source - Google Patents
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- JPH10210742A JPH10210742A JP1123397A JP1123397A JPH10210742A JP H10210742 A JPH10210742 A JP H10210742A JP 1123397 A JP1123397 A JP 1123397A JP 1123397 A JP1123397 A JP 1123397A JP H10210742 A JPH10210742 A JP H10210742A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を入力と
して入力力率の改善と高調波電流の抑制機能とを有する
スイッチング電源に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply having an input power factor as an input, an input power factor improving function, and a harmonic current suppressing function.
【０００２】[0002]
【従来の技術】交流電源から直流を得て負荷に供給する
スイッチング電源の構成として交流電源を全波整流する
全波整流回路に並列に平滑コンデンサを接続し、この平
滑コンデンサに並列にトランスの一次側巻線およびスイ
ッチング素子の直列回路を接続しトランスの二次側巻線
に整流平滑回路を設けるとともに、この整流平滑回路出
力を負荷に供給する一方、負荷への出力電圧を一定にす
るためにスイッチング素子をオンオフ制御するようにし
たものにおいては、全波整流回路出力端に平滑コンデン
サが直接的に接続されているので、スイッチング素子の
オンオフ制御による平滑コンデンサへの入力電流波形が
とがった波形となり入力力率が悪く、また、電源電圧波
形も台形状の波形となり通信線などへの電磁誘導障害と
かトランスのうなりなどの原因となる高調波が増加する
という欠点がある。こうした平滑コンデンサへの入力電
流波形を改善し入力力率の改善と高調波電流の抑制を図
るための従来の技術として図８に示されるものがある。2. Description of the Related Art A smoothing capacitor is connected in parallel with a full-wave rectifier circuit for full-wave rectifying an AC power supply as a configuration of a switching power supply that obtains a DC from an AC power supply and supplies the load to a load. In order to connect a series circuit of the side winding and the switching element and provide a rectifying / smoothing circuit on the secondary side winding of the transformer, and to supply the output of the rectifying / smoothing circuit to the load, while keeping the output voltage to the load constant. In the case where the switching element is controlled to be turned on and off, since the smoothing capacitor is directly connected to the output terminal of the full-wave rectifier circuit, the input current waveform to the smoothing capacitor by the on / off control of the switching element has a sharp waveform. The input power factor is poor, and the power supply voltage waveform has a trapezoidal waveform. There is a disadvantage that the causative harmonics such increases. FIG. 8 shows a conventional technique for improving the input current waveform to such a smoothing capacitor to improve the input power factor and suppress the harmonic current.
【０００３】以下、図８を参照してこの従来のスイッチ
ング電源について説明する。従来のこのスイッチング電
源は、商用交流電源Ｖｉｎに全波整流回路ＤＢが接続さ
れ、この全波整流回路ＤＢの２つの整流出力端にインダ
クタＬ１とダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１との直
列回路が並列に接続され、平滑コンデンサＣ１にトラン
スＴ１の一次側巻線Ｎｐとスイッチング素子ＴＲ１との
直列回路が並列に接続され、インダクタＬ１とスイッチ
ング素子ＴＲ１とがダイオードＤ１を介して接続されて
おり、そしてトランスＴ１の二次側巻線Ｎｓ両端間に出
力整流平滑回路ＳＣが並列に設けられるとともに、直流
の負荷Ｚに供給する直流の出力電圧Ｖｏを検出する出力
電圧検出回路ＶＴと、この検出回路ＶＴ出力で出力電圧
Ｖｏを一定に制御するようにスイッチング素子ＴＲ１の
オンオフ動作を制御する制御回路ＣＣとが設けられて構
成されている。Hereinafter, this conventional switching power supply will be described with reference to FIG. In this conventional switching power supply, a full-wave rectifier circuit DB is connected to a commercial AC power supply Vin, and a series circuit of an inductor L1, a diode D2, and a smoothing capacitor C1 is connected in parallel to two rectification output terminals of the full-wave rectifier circuit DB. A series circuit of the primary winding Np of the transformer T1 and the switching element TR1 is connected in parallel to the smoothing capacitor C1, the inductor L1 and the switching element TR1 are connected via the diode D1, and the transformer T1 An output rectifying / smoothing circuit SC is provided in parallel between both ends of the secondary winding Ns, an output voltage detection circuit VT for detecting a DC output voltage Vo supplied to a DC load Z, and an output of the detection circuit VT. And a control circuit CC for controlling the on / off operation of the switching element TR1 so as to control the output voltage Vo to a constant value. It has been constructed by.
【０００４】かかる構成の従来のスイッチング電源にお
いては、平滑コンデンサＣ１に充電されている直流電圧
を交流電源Ｖｉｎの商用周波数より高い周波数でオンオ
フすることによりトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐに交流
電圧を与え、またトランスＴ１の二次側巻線Ｎｓから出
力整流平滑回路ＳＣによって直流電圧を得て負荷Ｚにこ
の直流電圧を出力電圧Ｖｏとして供給するとともに、制
御回路ＣＣでは検出回路ＶＴからの検出出力に応答して
出力電圧Ｖｏを一定に保つようにスイッチング素子ＴＲ
１のオンオフデューティを変化させるようになってい
る。In the conventional switching power supply having such a configuration, the DC voltage charged in the smoothing capacitor C1 is turned on / off at a frequency higher than the commercial frequency of the AC power supply Vin, so that the AC voltage is applied to the primary winding Np of the transformer T1. In addition, a DC voltage is obtained from the secondary winding Ns of the transformer T1 by the output rectifying / smoothing circuit SC, and this DC voltage is supplied to the load Z as the output voltage Vo, and the control circuit CC detects the detection output from the detection circuit VT. Switching element TR so as to keep output voltage Vo constant in response to
The on / off duty of 1 is changed.
【０００５】こうした従来のスイッチング電源において
は、スイッチング素子ＴＲ１とインダクタＬ１とダイオ
ードＤ２と平滑コンデンサＣ１とで昇降圧チョッパ回路
を構成し、スイッチング素子ＴＲ１がオンすると、全波
整流回路ＤＢの整流出力電圧をインダクタＬ１に印加す
ることによって該インダクタＬ１に励磁エネルギーを蓄
積し、次にスイッチング素子ＴＲ１がオフになると、イ
ンダクタＬ１に蓄積した励磁エネルギーを平滑コンデン
サＣ１に放電して平滑コンデンサＣ１を充電するという
動作をスイッチング素子ＴＲ１を交流電源Ｖｉｎの商用
周波数より高い周波数でスイッチングして繰り返すこと
で交流電源Ｖｉｎからの入力電流波形を正弦波に近付け
るようにしてそのひずみを低減して入力力率の改善と高
調波電流の抑制とを可能にしている。In such a conventional switching power supply, a switching element TR1, an inductor L1, a diode D2, and a smoothing capacitor C1 constitute a step-up / step-down chopper circuit. When the switching element TR1 is turned on, a rectified output voltage of a full-wave rectifier circuit DB is obtained. Is applied to the inductor L1 to store the excitation energy in the inductor L1, and when the switching element TR1 is turned off, the excitation energy stored in the inductor L1 is discharged to the smoothing capacitor C1 to charge the smoothing capacitor C1. By repeating the operation by switching the switching element TR1 at a frequency higher than the commercial frequency of the AC power supply Vin, the input current waveform from the AC power supply Vin is made closer to a sine wave to reduce the distortion and improve the input power factor. Harmonic current suppression and It is possible.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のスイッ
チング電源の構成では、スイッチング素子ＴＲ１のオン
オフデューティーは出力電圧Ｖｏを一定にするためであ
るからその出力電圧Ｖｏの変化によって変化するが、負
荷Ｚの変化によっては変化しない構成となっている。そ
のため負荷Ｚのインピーダンスが大きいつまり軽負荷の
ときには平滑コンデンサＣ１に充電されるエネルギーの
方が負荷Ｚ側に放電されるエネルギーよりも大きくなっ
てきて平滑コンデンサＣ１の充電電圧が上昇してくるこ
とになる。In the configuration of the conventional switching power supply described above, the on / off duty of the switching element TR1 is to keep the output voltage Vo constant. Therefore, the on / off duty varies with the change of the output voltage Vo. Is not changed by the change of Therefore, when the impedance of the load Z is large, that is, when the load is light, the energy charged in the smoothing capacitor C1 becomes larger than the energy discharged to the load Z side, and the charging voltage of the smoothing capacitor C1 increases. Become.
【０００７】その結果、スイッチング素子ＴＲ１とか平
滑コンデンサＣ１などのほとんどの回路構成部品には負
荷Ｚが軽負荷の場合に対応して高耐圧のものが要求され
てしまいスイッチング電源のサイズの大型化、コストア
ップ、効率の低下の要因となるうえ入力電圧の範囲も負
荷Ｚの範囲も制限されるという課題がある。As a result, most of the circuit components such as the switching element TR1 and the smoothing capacitor C1 are required to have a high withstand voltage corresponding to the case where the load Z is a light load. There is a problem in that the range of the input voltage and the range of the load Z are restricted, which causes a cost increase and a reduction in efficiency.
【０００８】そこで、負荷Ｚが軽負荷の場合においての
平滑コンデンサＣ１の電圧の上昇を抑制するための従来
のスイッチング電源として図９で示すものがある。この
スイッチング電源は、平滑コンデンサＣ１の充電電圧を
平滑コンデンサ電圧検出回路ＣＶＴで検出するように
し、負荷Ｚの変化によって上述したようにして平滑コン
デンサＣ１の電圧が上昇しようとすると、この検出出力
の入力に応答して制御回路ＣＣがスイッチング素子ＴＲ
１のオンオフスイッチング周波数をあげて、結果として
はそのオン幅を短くしてインダクタＬ１の励磁エネルギ
ーの減少つまり平滑コンデンサＣ１の充電電圧を小さく
できるようにしたものである。このようなスイッチング
電源ではスイッチング素子ＴＲ１のオンオフデューティ
を負荷Ｚによって変化させることで平滑コンデンサＣ１
の電圧の上昇を抑制できるものの、回路構成が複雑化
し、また、スイッチング周波数をあげることでスイッチ
ング素子ＴＲ１での損失が増加して効率の低下を来して
しまうという課題がある。またこのようなスイッチング
素子ＴＲ１について現在市販されているスイッチング素
子ＴＲ１では高周波スイッチングに限界があり、入力電
圧範囲の拡大、負荷範囲の拡大にもおのずと限界が決ま
ってくるのみならず、制御回路ＣＣそのものの構成もた
いへん複雑になりそれの構成部品のコストアップ、サイ
ズの大型化という課題が残される。FIG. 9 shows a conventional switching power supply for suppressing an increase in the voltage of the smoothing capacitor C1 when the load Z is light. This switching power supply detects the charging voltage of the smoothing capacitor C1 by a smoothing capacitor voltage detection circuit CVT. When the voltage of the smoothing capacitor C1 is to rise as described above due to a change in the load Z, the input of this detection output is input. The control circuit CC switches the switching element TR
The on / off switching frequency of 1 is increased, and as a result, the on width is shortened so that the excitation energy of the inductor L1 can be reduced, that is, the charging voltage of the smoothing capacitor C1 can be reduced. In such a switching power supply, the on / off duty of the switching element TR1 is changed by the load Z to thereby control the smoothing capacitor C1.
However, there is a problem that the circuit configuration becomes complicated, and increasing the switching frequency increases the loss in the switching element TR1 and lowers the efficiency. Further, as for such a switching element TR1, the switching element TR1 currently on the market has a limit in high-frequency switching, so that not only the expansion of the input voltage range and the expansion of the load range are naturally limited, but also the control circuit CC itself. Is very complicated, and the problems of increasing the cost of the components and increasing the size of the components remain.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明においては、トラ
ンスの一次側巻線に中間タップが設けられ、この中間タ
ップで分割された一次側巻線がそれぞれ互いに直列の分
割一次側巻線とされており、かつ、交流電源の全波整流
回路が備える２つの整流出力端間にインダクタと逆流阻
止用ダイオードと一方の分割一次側巻線とスイッチング
素子との直列回路が並列に接続されており、両分割一次
側巻線とスイッチング素子との直列回路が平滑コンデン
サ両端間に並列に接続されており、インダクタと放電用
ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路が全波整流回
路の両整流出力端間に並列に接続されていることによっ
て、スイッチング素子がＯＮすると、該スイッチング素
子両端間電圧がほぼゼロとなり、一次側巻線に平滑コン
デンサの電圧が印加される。そして、負荷が軽負荷時に
平滑コンデンサの電圧が上昇しようとした場合、スイッ
チング素子がＯＮ時の一次側巻線に印加される電圧も平
滑コンデンサの電圧と共に上昇する。これにより、スイ
ッチング素子側の分割一次側巻線への印加電圧も全体の
一次側巻線の巻数比に応じて上昇する。そうすると、イ
ンダクタに印加される電圧が減少し、インダクタの励磁
エネルギーが減少する。したがって、スイッチング素子
がＯＦＦの期間中に平滑コンデンサに充電されるエネル
ギーが減少し、結果として、平滑コンデンサの電圧が下
降する。また、商用周波数期間で考えると、上述の作用
により、インダクタに印加される電圧がほぼゼロとなる
期間が発生する。つまり平滑コンデンサにインダクタか
らエネルギが充電されない不感帯が発生する。したがっ
て、商用周波数期間においてもインダクタの励磁エネル
ギーが減少し、平滑コンデンサの電圧が下降する。本発
明においてはこうした作用によって上述した課題を解決
している。According to the present invention, an intermediate tap is provided on the primary winding of a transformer, and the primary windings divided by the intermediate tap are respectively divided serial primary windings. And a series circuit of an inductor, a backflow prevention diode, one of the divided primary windings, and a switching element is connected in parallel between two rectification output terminals of the full-wave rectifier circuit of the AC power supply, A series circuit of both split primary windings and the switching element is connected in parallel between both ends of the smoothing capacitor, and a series circuit of the inductor, the discharging diode and the smoothing capacitor is connected between both rectification output terminals of the full-wave rectifier circuit. When connected in parallel, when the switching element is turned on, the voltage across the switching element becomes almost zero, and the voltage of the smoothing capacitor is imprinted on the primary winding. It is. Then, when the voltage of the smoothing capacitor is about to increase when the load is light, the voltage applied to the primary winding when the switching element is ON also increases with the voltage of the smoothing capacitor. Thereby, the voltage applied to the divided primary winding on the switching element side also increases in accordance with the turns ratio of the entire primary winding. Then, the voltage applied to the inductor decreases, and the excitation energy of the inductor decreases. Therefore, the energy charged in the smoothing capacitor while the switching element is OFF is reduced, and as a result, the voltage of the smoothing capacitor is reduced. In the commercial frequency period, a period in which the voltage applied to the inductor becomes substantially zero occurs due to the above-described operation. That is, a dead zone in which energy is not charged from the inductor to the smoothing capacitor occurs. Therefore, even during the commercial frequency period, the excitation energy of the inductor decreases, and the voltage of the smoothing capacitor decreases. In the present invention, the above-mentioned problem is solved by such an action.
【００１０】[0010]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
【００１１】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１に係るスイッチング電源の回路図である。同図を参
照してＡＦは交流フィルタ、ＤＢは全波整流回路、Ｌ１
はインダクタ、Ｄ１は逆流阻止用ダイオード，Ｄ２は放
電用ダイオード，Ｄ３はリセット用ダイオード、Ｃ１は
平滑コンデンサ、Ｃ２はリセット用コンデンサ、Ｒ１は
リセット用抵抗、ＴＲ１はスイッチング素子、Ｔ１はト
ランス、ＳＣは出力整流平滑回路、ＣＣは制御回路、Ｚ
は負荷である。交流フィルタＡＦはインダクタＬ３とコ
ンデンサＣ４で構成されているが、入力電源が図２で示
される高周波鋸歯状波電流で可能であれば省略し得る。
またトランスＴ１は一次側巻線Ｎｐおよび二次側巻線Ｎ
ｓを有し、一次側巻線Ｎｐは中間タップＴＰを備え、中
間タップＴＰより上側が分割一次側巻線Ｎｐ１、下側が
分割一次側巻線Ｎｐ２とされている。また、ダイオード
Ｄ３、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２でトランスＴ１の励磁
エネルギーをリセットする回路が構成されている。(First Embodiment) FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply according to a first embodiment of the present invention. Referring to the figure, AF is an AC filter, DB is a full-wave rectifier circuit, L1
Is an inductor, D1 is a reverse current blocking diode, D2 is a discharge diode, D3 is a reset diode, C1 is a smoothing capacitor, C2 is a reset capacitor, R1 is a reset resistor, TR1 is a switching element, T1 is a transformer, and SC is SC. Output rectification smoothing circuit, CC is control circuit, Z
Is the load. The AC filter AF is composed of the inductor L3 and the capacitor C4, but may be omitted if the input power supply is possible with the high-frequency sawtooth current shown in FIG.
The transformer T1 has a primary winding Np and a secondary winding N
s, the primary winding Np has an intermediate tap TP, and the upper side of the intermediate tap TP is a divided primary winding Np1 and the lower side is a divided primary winding Np2. Further, a circuit for resetting the excitation energy of the transformer T1 is constituted by the diode D3, the resistor R1, and the capacitor C2.
【００１２】このような構成において、本実施の形態１
のスイッチング電源においては、全波整流回路ＤＢの２
つの整流出力端間にインダクタＬ１、ダイオードＤ２お
よび平滑コンデンサＣ１からなる直列回路と、インダク
タＬ１、ダイオードＤ１、分割一次側巻線Ｎｐ２および
スイッチング素子Ｔｒ１からなる直列回路と、インダク
タＬ１、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ
２の並列回路、ダイオードＤ３およびスイッチング素子
Ｔｒ１からなる直列回路と、インダクタＬ１、ダイオー
ドＤ２、トランスＴ１の一次側巻線Ｎｐおよびスイッチ
ング素子Ｔｒ１からなる直列回路とがそれぞれ並列に接
続されている。In such a configuration, the first embodiment
In the full-wave rectifier circuit DB,
A series circuit including an inductor L1, a diode D2, and a smoothing capacitor C1 between two rectification output terminals, a series circuit including an inductor L1, a diode D1, a divided primary winding Np2, and a switching element Tr1, an inductor L1, a diode D2, and a resistor R1 and capacitor C
A series circuit including two parallel circuits, a diode D3 and a switching element Tr1, and a series circuit including an inductor L1, a diode D2, a primary winding Np of a transformer T1, and a switching element Tr1 are connected in parallel.
【００１３】上記構成の本実施の形態１のスイッチング
電源の動作を図２および図３を参照して説明する。図２
でＶｉｎは交流電源Ｖｉｎからの入力電圧波形、ＶＮｐ
２はスイッチング素子ＴＲ１ＯＮ時におけるトランスＴ
１の一次側巻線Ｎｐ２両端間電圧波形、ＶＬ１はスイッ
チング素子ＴＲ１のＯＮ時におけるインダクタＬ１両端
間電圧波形、ＩＬ１はインダクタＬ１への入力電流波
形、ＩＬ１ａｖｅはインダクタＬ１への入力電流波形の
平均値を示し、ＺＯＮＥは平滑コンデンサＣ１にインダ
クタＬ１からエネルギーが充電されない期間である不感
帯である。図３（１）のＶＮｐはトランスＴ１の一次側
巻線Ｎｐ両端間電圧波形、図３（２）のＶＮｐ２は分割
一次側巻線Ｎｐ２両端間電圧波形、図３（３）のＶＬ１
はインダクタＬ１両端間電圧波形、図３（４）のＩＬ１
はインダクタＬ１に流れる電流波形、図３（５）のＩＮ
ｐ１は分割一次側巻線Ｎｐ１に流れる電流波形、図３
（６）のＩｄはスイッチング素子ＴＲ１に流れる電流波
形、図３（７）のＩＮｓはトランスＴ１の二次側巻線Ｎ
ｓに流れる電流波形、Ｉｏは負荷Ｚに流れる電流であ
る。The operation of the switching power supply of the first embodiment having the above configuration will be described with reference to FIGS. FIG.
And Vin is the input voltage waveform from the AC power supply Vin, VNp
2 is a transformer T when the switching element TR1 is ON.
1, VL1 is the voltage waveform across inductor L1 when switching element TR1 is ON, IL1 is the input current waveform to inductor L1, IL1ave is the average value of the input current waveform to inductor L1. ZONE is a dead zone in which energy is not charged from the inductor L1 to the smoothing capacitor C1. 3 (1) is the voltage waveform across the primary winding Np of the transformer T1, VNp2 in FIG. 3 (2) is the voltage waveform across the divided primary winding Np2, and VL1 in FIG. 3 (3).
Is the voltage waveform across inductor L1, IL1 in FIG.
Is the waveform of the current flowing through the inductor L1;
p1 is a current waveform flowing through the divided primary winding Np1, FIG.
Id in (6) is a current waveform flowing through the switching element TR1, and INs in FIG. 3 (7) is a secondary winding N of the transformer T1.
The current waveform flowing through s, Io is the current flowing through the load Z.
【００１４】まず、スイッチング素子ＴＲ１が制御回路
ＣＣの出力でオン（ＯＮ）にされると、スイッチング素
子ＴＲ１のソースドレイン間の電圧はほぼゼロとなる。
この状態では、トランスＴ１の一次側巻線Ｎｐの両端間
には平滑コンデンサＣ１の両端間電圧ＶＣ１が図３
（１）で示すようにそのまま印加されることになる。こ
こで、一次側巻線Ｎｐの全体の総巻数をｎｐ、中間タッ
プＴＰから上側の分割一次側巻線Ｎｐ１の巻数をｎｐ
１、中間タップＴＰから下側の分割一次側巻線Ｎｐ２の
巻数をｎｐ２とする。ただし、ｎｐ＝ｎｐ１＋ｎｐ２で
ある。そうすると、分割一次側巻線Ｎｐ２両端間電圧Ｖ
Ｎｐ２は、図３（２）で示すように一次側巻線Ｎｐ両端
間電圧ＶＮｐに巻数比ｎｐ２／ｎｐを乗算した値ＶＮｐ
・（ｎｐ２／ｎｐ）つまり平滑コンデンサＣ１両端間電
圧ＶＣ１に巻数比ｎｐ２／ｎｐを乗算した値ＶＣ１・
（ｎｐ２／ｎｐ）で与えられることになる。First, when the switching element TR1 is turned on (ON) by the output of the control circuit CC, the voltage between the source and the drain of the switching element TR1 becomes almost zero.
In this state, the voltage VC1 across the smoothing capacitor C1 is applied across the primary winding Np of the transformer T1 as shown in FIG.
It is applied as it is as shown in (1). Here, the total number of turns of the entire primary winding Np is np, and the number of turns of the upper divided primary winding Np1 from the intermediate tap TP is np.
1. The number of turns of the divided primary winding Np2 below the intermediate tap TP is defined as np2. However, np = np1 + np2. Then, the voltage V across the divided primary winding Np2 is obtained.
Np2 is a value VNp obtained by multiplying the voltage VNp across the primary winding Np by the turns ratio np2 / np as shown in FIG.
(Np2 / np), that is, the value VC1 obtained by multiplying the voltage VC1 across the smoothing capacitor C1 by the turns ratio np2 / np.
(Np2 / np).
【００１５】そうすると、インダクタＬ１両端間電圧Ｖ
Ｌ１は図３（３）で示すようにＶｉｎ−ＶＮｐ２で推移
する。その結果インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の勾
配はインダクタＬ１のインダクタンス値をＬとすると、
図３（４）で示すようにＶＬ１／Ｌつまり（Ｖｉｎ−Ｖ
Ｎｐ２）／Ｌによって直線的に上昇する。ここで、スイ
ッチング素子ＴＲ１のＯＮ期間をｔｏｎとすると、この
ＯＮ期間におけるインダクタＬ１に流れる電流のピーク
電流ＩＬ１（ｐｅａｋ）は（ＶＬ１／Ｌ）・ｔｏｎとな
るから、スイッチング素子ＴＲ１の１回のスイッチング
動作によってインダクタＬ１に蓄積される励磁エネルギ
ーＰＬ１は、 ＰＬ１＝（Ｌ／２）・〔ＩＬ１（ｐｅａｋ）〕2 ＝（ＶＬ１2・ｔｏｎ2）／２Ｌ ＝（ｔｏｎ2／２Ｌ）・（Ｖｉｎ−ＶＮｐ２）2 ＝（ｔｏｎ2／２Ｌ）・〔Ｖｉｎ−ＶＣ１・（ｎｐ２／ｎｐ）〕2 となる。この励磁エネルギーＰＬ１はスイッチング素子
ＴＲ１がＯＦＦのときに平滑コンデンサＣ１に充電され
る。したがって、前記励磁エネルギーＰＬ１の式から明
らかなように、負荷Ｚが軽いときに平滑コンデンサＣ１
の電圧ＶＣ１が上昇しようとすると、インダクタＬ１に
蓄積される励磁エネルギーＰＬ１が減少、つまりスイッ
チング素子ＴＲ１がＯＦＦのときに平滑コンデンサＣ１
に充電されるエネルギーが減少することになり、結果と
して平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が下降することと
なる。この前記励磁エネルギーＰＬ１の式にはｎｐ２／
ｎｐの項が存在しているので、中間タップＴＰの引き出
し点を調整するだけで、平滑コンデンサＣ１に充電され
るエネルギーを変更させて任意に平滑コンデンサＣ１の
電圧ＶＣ１を設定できることになる。Then, the voltage V across the inductor L1 is obtained.
L1 changes as Vin−VNp2 as shown in FIG. As a result, the gradient of the current IL1 flowing through the inductor L1 is as follows, where the inductance value of the inductor L1 is L.
As shown in FIG. 3D, VL1 / L, that is, (Vin−V
Np2) / L increases linearly. Here, assuming that the ON period of the switching element TR1 is ton, the peak current IL1 (peak) of the current flowing through the inductor L1 during this ON period becomes (VL1 / L) · ton, so that one switching of the switching element TR1 is performed. exciting energy PL1 stored in the inductor L1 is the operation, PL1 = (L / 2) · [IL1 (peak)] 2 = (VL1 2 · ton 2 ) / 2L = (ton 2 / 2L) · (Vin-VNp2 ) 2 = a (ton 2 / 2L) · [Vin-VC1 · (np2 / np ) ] 2. This exciting energy PL1 charges the smoothing capacitor C1 when the switching element TR1 is OFF. Therefore, as is clear from the expression of the excitation energy PL1, when the load Z is light, the smoothing capacitor C1
Is increasing, the excitation energy PL1 stored in the inductor L1 decreases, that is, when the switching element TR1 is OFF, the smoothing capacitor C1 is turned off.
Is reduced, and as a result, the voltage VC1 of the smoothing capacitor C1 decreases. In the equation of the excitation energy PL1, np2 /
Since the term np is present, the energy charged in the smoothing capacitor C1 can be changed and the voltage VC1 of the smoothing capacitor C1 can be arbitrarily set only by adjusting the drawing point of the intermediate tap TP.
【００１６】スイッチング素子ＴＲ１がＯＮのとき、全
波整流回路ＤＢからトランスＴ１の中間タップＴＰに流
れ込む電流はインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１と同じ
であるが、一次側巻線Ｎｐには分割一次側巻線Ｎｐ１と
分割一次側巻線Ｎｐ２の双方の巻線にその巻数比に応じ
た電流が流れる。また、一次側巻線Ｎｐには二次側巻線
Ｎｓに流れる電流ＩＮｓの巻数比に応じた電流も流れる
ので、分割一次側巻線Ｎｐ１に流れる電流ＩＮｐ１は、
二次側巻線Ｎｓの巻線数をｎｓとすると、 ＩＮｐ１＝ＩＮｓ・（ｎｓ／ｎｐ）−ＩＬ１・（ｎｐ２
／ｎｐ） となり上記式の右辺の第１項に第２項が減算されるので
図３（５）の実線で示すように変化することになる。こ
こで図３（５）の破線で示されているのは上記式の右辺
の第１項だけによる従来の場合を示している。When the switching element TR1 is ON, the current flowing from the full-wave rectifier circuit DB to the intermediate tap TP of the transformer T1 is the same as the current IL1 flowing to the inductor L1, but the primary winding Np has a divided primary winding. A current flows through both windings of the line Np1 and the divided primary winding Np2 according to the turn ratio. Further, since a current according to the turn ratio of the current INs flowing through the secondary winding Ns also flows through the primary winding Np, the current INp1 flowing through the divided primary winding Np1 is
Assuming that the number of turns of the secondary winding Ns is ns, INp1 = INs · (ns / np) −IL1 · (np2
/ Np), and the second term is subtracted from the first term on the right side of the above equation, so that the value changes as shown by the solid line in FIG. 3 (5). Here, what is indicated by a broken line in FIG. 3 (5) shows a conventional case using only the first term on the right side of the above equation.
【００１７】同様に、スイッチング素子ＴＲ１がＯＮの
とき、分割一次側巻線Ｎｐ２に流れる電流つまりスイッ
チング素子ＴＲ１に流れる電流ＩｄはＩＮｐ１＋ＩＬ１
となるので、結局、この電流Ｉｄは分割一次側巻線Ｎｐ
１に流れる電流ＩＮｐ１の前記式から、ＩＮｓ・（ｎｓ
／ｎｐ）＋ＩＬ１・（１−ｎｐ２／ｎｐ）となることに
なり図３（６）で示すように変化することになる。ここ
で、図８で示される従来のスイッチング電源におけるス
イッチング素子ＴＲ１に流れる電流Ｉｄ’の場合ではＩ
Ｎｓ・（ｎｓ／ｎｐ）＋ＩＬ１となるが、本実施の形態
１のスイッチング電源においては、スイッチング素子Ｔ
Ｒ１に流れる電流Ｉｄが減少するので、スイッチング損
失が減少し効率が上昇することになる。Similarly, when the switching element TR1 is ON, the current flowing through the divided primary winding Np2, that is, the current Id flowing through the switching element TR1 is INp1 + IL1.
Eventually, this current Id is divided by the divided primary winding Np
From the above expression of the current INp1 flowing through the circuit 1, INs · (ns
/ Np) + IL1 · (1−np2 / np), which changes as shown in FIG. Here, in the case of the current Id ′ flowing through the switching element TR1 in the conventional switching power supply shown in FIG.
Ns · (ns / np) + IL1, but in the switching power supply of the first embodiment, the switching element T
Since the current Id flowing through R1 decreases, the switching loss decreases and the efficiency increases.
【００１８】なお、本実施の形態１のスイッチング電源
では図４で示すように分割一次側巻線Ｎｐ２に並列にイ
ンダクタＬ１への励磁エネルギー変更用としてのコンデ
ンサＣ５を挿入接続すれば、スイッチング素子ＴＲ１が
ＯＦＦからＯＮに移行する際に、一瞬インダクタＬ１に
入力電圧Ｖｉｎが印加され、コンデンサＣ４が充電され
るに従って、インダクタＬ１両端間に電圧ＶＬ１（＝Ｖ
ｉｎ−ＶＮｐ２）が印加されるようになる。したがっ
て、コンデンサＣ５を挿入することによって中間タップ
ＴＰの位置だけではなく、コンデンサＣ５の容量値の大
きさによってインダクタＬ１に蓄積される励磁エネルギ
ーＰＬ１つまり平滑コンデンサＣ１に充電されるエネル
ギーを変更できることになるから、平滑コンデンサＣ１
の電圧設定に対しての自由度を高められる。In the switching power supply of the first embodiment, as shown in FIG. 4, if a capacitor C5 for changing the excitation energy to the inductor L1 is inserted and connected in parallel with the divided primary winding Np2, the switching element TR1 Is shifted from OFF to ON, the input voltage Vin is momentarily applied to the inductor L1, and as the capacitor C4 is charged, the voltage VL1 (= V1) is applied across the inductor L1.
in-VNp2) is applied. Therefore, by inserting the capacitor C5, it is possible to change not only the position of the intermediate tap TP but also the exciting energy PL1 stored in the inductor L1, that is, the energy charged in the smoothing capacitor C1, depending on the capacitance value of the capacitor C5. From the smoothing capacitor C1
The degree of freedom for the voltage setting can be increased.
【００１９】なお、本実施の形態１のスイッチング電源
では図５で示すようにインダクタＬ１と中間タップＴＰ
との接続部にインダクタＬ１の励磁エネルギー変更用の
コンデンサＣ６を挿入接続することによっても図４のコ
ンデンサＣ５と同様の作用効果を奏することができる。In the switching power supply according to the first embodiment, as shown in FIG. 5, the inductor L1 and the intermediate tap TP
By connecting a capacitor C6 for changing the excitation energy of the inductor L1 to the connection portion of the capacitor C1, the same operation and effect as the capacitor C5 of FIG. 4 can be obtained.
【００２０】なお、本実施の形態１のスイッチング電源
では図６で示すように構成することができる。図６のス
イッチング電源は、接続極性関係が図１と異なることと
複数の部品の省略以外は図１のそれと基本的には同様の
構成であり、同様の作用効果を奏することができる。The switching power supply according to the first embodiment can be configured as shown in FIG. The switching power supply of FIG. 6 has basically the same configuration as that of FIG. 1 except that the connection polarity relationship is different from that of FIG. 1 and the omission of a plurality of components, and can achieve the same operation and effect.
【００２１】（実施の形態２）図７は本発明の実施の形
態２のスイッチング電源の回路図であり、図１と対応す
る部分には同一の符号を付し、同一の符号に係る部分に
ついての詳しい説明は省略する。図７で示される実施の
形態２のスイッチング電源において実施の形態１のそれ
と異なる構成は、平滑コンデンサＣ１と分割一次側巻線
Ｎｐ１との間に第２のスイッチング素子ＴＲ２が挿入接
続されていることである。なお、昇圧チョッパ回路を構
成する抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ３は省
略されている。そして、両スイッチング素子ＴＲ１、Ｔ
Ｒ２は同時にＯＮする期間を有しており、その動作は実
施の形態１のそれと同様の動作を確保できる。(Embodiment 2) FIG. 7 is a circuit diagram of a switching power supply according to Embodiment 2 of the present invention, in which parts corresponding to those in FIG. The detailed description of is omitted. The configuration of the switching power supply according to the second embodiment shown in FIG. 7 that is different from that of the first embodiment is that a second switching element TR2 is inserted and connected between a smoothing capacitor C1 and a divided primary winding Np1. It is. Note that the resistor R1, the capacitor C2, and the diode D3 that constitute the boost chopper circuit are omitted. Then, both switching elements TR1, T
R2 has a period during which it is ON at the same time, and its operation can ensure the same operation as that of the first embodiment.
【００２２】上述した実施の形態によれば、負荷Ｚの大
きさに対する平滑コンデンサＣ１の電圧変動特に軽負荷
時での電圧上昇が抑制されるので、入力力率の改善と高
調波電流の抑制との機能を備えたスイッチング電源にお
いては、広入力電圧範囲、広負荷範囲なものを１つのス
イッチング電源で実現できる。また、スイッチング素子
ＴＲ１に印加される電圧が低下しスイッチング損失が減
少することにより、高効率のものを実現できる。According to the above-described embodiment, the voltage fluctuation of the smoothing capacitor C1 with respect to the size of the load Z is suppressed, especially the voltage rise at a light load, so that the input power factor is improved and the harmonic current is suppressed. In a switching power supply having the functions described above, a wide input voltage range and a wide load range can be realized by one switching power supply. In addition, since the voltage applied to the switching element TR1 decreases and the switching loss decreases, high efficiency can be realized.
【００２３】上述した本発明の実施の形態によれば負荷
Ｚの大きさに対する平滑コンデンサＣ１の電圧変動が特
に軽負荷時での電圧上昇が抑制されるので、回路部品に
低耐圧のものの使用が可能となるために、部品サイズの
小型化が実現できる。また、低コスト化が実現できる。
また、スイッチング素子ＴＲ１についてはＯＮ抵抗が低
いものを採用でき効率の向上を図れる。According to the above-described embodiment of the present invention, the voltage fluctuation of the smoothing capacitor C1 with respect to the size of the load Z is suppressed particularly in the case of a light load. As a result, the size of parts can be reduced. Further, cost reduction can be realized.
Further, as the switching element TR1, an element having a low ON resistance can be adopted, and the efficiency can be improved.
【００２４】上述した本発明の実施の形態によればスイ
ッチング素子ＴＲ１に流れる電流を軽減できスイッチン
グ損失、ＯＮ抵抗損失が減少し効率の向上を図れる。According to the above-described embodiment of the present invention, the current flowing through the switching element TR1 can be reduced, so that the switching loss and the ON resistance loss can be reduced and the efficiency can be improved.
【００２５】上述した本発明の実施の形態によれば、構
造的にはトランスＴ１に中間タップＴＰを設けるだけで
あり、部品追加、トランスＴ１の巻線追加などによるコ
ストアップ要因はなく、また非常に簡単に従来のスイッ
チング電源の課題を解決できる。According to the above-described embodiment of the present invention, only the intermediate tap TP is provided for the transformer T1 structurally, and there is no cost increase factor due to addition of components, addition of winding of the transformer T1, and the like. The problem of the conventional switching power supply can be easily solved.
【００２６】上述した本発明の実施の形態によれば、中
間タップＴＰの引き出し位置によって自由に平滑コンデ
ンサＣ１の電圧変動を設定できるので、設計の自由度が
非常に高くなる。According to the above-described embodiment of the present invention, the voltage variation of the smoothing capacitor C1 can be freely set depending on the position where the intermediate tap TP is pulled out, so that the degree of freedom in design is very high.
【００２７】上述した本発明の実施の形態によれば、出
力電圧が一定になるようにスイッチング電源のＯＮ／Ｏ
ＦＦを制御し、かつ平滑コンデンサＣ１の電圧を検出し
て規定の電圧になるようにスイッチング電源のＯＮ／Ｏ
ＦＦを制御するというような複雑な制御回路ＣＣが必要
でなくなる。According to the above-described embodiment of the present invention, the ON / O of the switching power supply is controlled so that the output voltage becomes constant.
FF is controlled, and the voltage of the smoothing capacitor C1 is detected to turn on / off the switching power supply so that the voltage becomes a specified voltage.
A complicated control circuit CC for controlling the FF is not required.
【００２８】上述した本発明の実施の形態によれば、周
波数制御と組み合わせることによりさらに広い入力電圧
範囲、負荷範囲を有するスイッチング電源を実現でき
る。According to the above-described embodiment of the present invention, a switching power supply having a wider input voltage range and load range can be realized by combining with frequency control.
【００２９】[0029]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、次の効果
を得られる。As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.
【００３０】請求項１の発明によれば、負荷が軽くなっ
て平滑コンデンサの電圧が上昇しようとすると、インダ
クタの励磁エネルギーが減少するから、負荷が軽くなっ
ても平滑コンデンサの電圧上昇は抑制されるので、トラ
ンスの一次側の回路部品を高耐圧のものとする必要がな
くなる結果、電源装置としてのサイズの小型化が可能と
なりコストダウンを図れるうえ、効率も改善される。According to the first aspect of the present invention, when the load of the smoothing capacitor is increased due to a light load, the exciting energy of the inductor is reduced. Therefore, even if the load is reduced, the voltage increase of the smoothing capacitor is suppressed. As a result, it is not necessary to make the circuit components on the primary side of the transformer high withstand voltage. As a result, the size of the power supply device can be reduced, the cost can be reduced, and the efficiency is improved.
【００３１】請求項２の発明によれば、前記中間タップ
にインダクタの励磁エネルギー変更用のコンデンサを接
続したから、平滑コンデンサの電圧設定の自由度をより
高められる。According to the second aspect of the present invention, since a capacitor for changing the excitation energy of the inductor is connected to the intermediate tap, the degree of freedom in setting the voltage of the smoothing capacitor can be further increased.
【００３２】請求項３の発明によれば、他方の分割一次
側巻線に直列に別のスイッチング素子を設け、平滑コン
デンサを一次側巻線と両スイッチング素子との直列回路
に並列に接続し、かつ両スイッチング素子が同時にＯＮ
する期間を有しているから、インダクタの励磁エネルギ
ーの調整が可能となり、これにより平滑コンデンサの電
圧設定の自由度をより高められる。According to the third aspect of the present invention, another switching element is provided in series with the other divided primary winding, and a smoothing capacitor is connected in parallel to a series circuit of the primary winding and both switching elements, And both switching elements are ON at the same time
In this case, the excitation energy of the inductor can be adjusted, thereby increasing the degree of freedom in setting the voltage of the smoothing capacitor.
【図１】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源の
回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply according to a first embodiment of the present invention.
【図２】実施の形態１の動作説明用波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the first embodiment.
【図３】実施の形態１の動作説明用タイムチャートであ
る。FIG. 3 is a time chart for explaining the operation of the first embodiment.
【図４】実施の形態１の変形例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the first embodiment.
【図５】実施の形態１の変形例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification of the first embodiment.
【図６】実施の形態１の変形例を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a modification of the first embodiment.
【図７】実施の形態２のスイッチング電源の回路図であ
る。FIG. 7 is a circuit diagram of a switching power supply according to a second embodiment.
【図８】従来のスイッチング電源の回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional switching power supply.
【図９】他の従来のスイッチング電源の回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram of another conventional switching power supply.
【符号の説明】 Ｖｉｎ 交流電源 ＡＦ 交流フィルタ ＤＢ 全波整流回路 Ｌ１ インダクタ ＴＲ１ スイッチング素子 Ｔ１ トランス Ｎｐ 一次側巻線 Ｎｓ 二次側巻線 Ｃ１ 平滑コンデンサ ＴＰ 中間タップ[Explanation of Signs] Vin AC power supply AF AC filter DB Full-wave rectifier circuit L1 Inductor TR1 Switching element T1 Transformer Np Primary winding Ns Secondary winding C1 Smoothing capacitor TP Middle tap
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 村林 陽康 京都府京都市右京区花園土堂町10番地 オ ムロン株式会社内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Yasuyasu Murabayashi Omron Co., Ltd. 10 Hanazono Todocho, Ukyo-ku, Kyoto-shi, Kyoto
Claims (3)
ップ(TP)が設けられ、この中間タップ(TP)で分割された
一次側巻線(Np)がそれぞれ互いに直列の分割一次側巻線
(Np1,Np2)とされており、かつ、交流電源(Vin)の全波整
流回路(DB)が備える２つの整流出力端間にインダクタ(L
1)と逆流阻止用ダイオード(D1)と一方の分割一次側巻線
(Np2)とスイッチング素子(TR1)との直列回路が並列に接
続されており、両分割一次側巻線(Np1,Np2)とスイッチ
ング素子(TR1)との直列回路が平滑コンデンサ(C1)両端
間に並列に接続されており、インダクタ(L1)と放電用ダ
イオード(D2)と平滑コンデンサ(C1)との直列回路が全波
整流回路(DB)の両整流出力端間に並列に接続されている
ことを特徴とするスイッチング電源。An intermediate tap (TP) is provided on a primary winding (Np) of a transformer (T1), and the primary windings (Np) divided by the intermediate tap (TP) are divided in series with each other. Primary winding
(Np1, Np2), and an inductor (L) between two rectification output terminals of a full-wave rectifier circuit (DB) of an AC power supply (Vin).
1), backflow prevention diode (D1) and one split primary winding
A series circuit of (Np2) and the switching element (TR1) is connected in parallel, and a series circuit of both split primary windings (Np1, Np2) and the switching element (TR1) is connected between both ends of the smoothing capacitor (C1). And a series circuit of an inductor (L1), a discharge diode (D2) and a smoothing capacitor (C1) is connected in parallel between both rectification output terminals of the full-wave rectifier circuit (DB). A switching power supply characterized in that:
励磁エネルギー変更用のコンデンサ(C5,C6)が接続され
ていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電
源。2. The switching power supply according to claim 1, wherein capacitors (C5, C6) for changing excitation energy of an inductor (L1) are connected to the intermediate tap (TP).
のスイッチング素子(TR2)が設けられ、平滑コンデンサ
が、一次側巻線と両スイッチング素子(TR1,TR2)との直
列回路に並列に接続され、かつ前記両スイッチング素子
(TR1,TR2)が同時にＯＮする期間を有していることを特
徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源。3. Another switching element (TR2) is provided in series with the other divided primary winding (Np1), and a smoothing capacitor is a series circuit of the primary winding and both switching elements (TR1, TR2). And the two switching elements are connected in parallel.
3. The switching power supply according to claim 1, wherein (TR1, TR2) has a period during which the switches are simultaneously turned on.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1123397A JPH10210742A (en) | 1997-01-24 | 1997-01-24 | Switching power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1123397A JPH10210742A (en) | 1997-01-24 | 1997-01-24 | Switching power source |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10210742A true JPH10210742A (en) | 1998-08-07 |
Family
ID=11772230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP1123397A Pending JPH10210742A (en) | 1997-01-24 | 1997-01-24 | Switching power source |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10210742A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007514395A (en) * | 2003-12-15 | 2007-05-31 | システム ゼネラル コーポレーション | Device for reducing power consumption of PFC-PWM power converter |
-
1997
- 1997-01-24 JP JP1123397A patent/JPH10210742A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007514395A (en) * | 2003-12-15 | 2007-05-31 | システム ゼネラル コーポレーション | Device for reducing power consumption of PFC-PWM power converter |
| JP4871135B2 (en) * | 2003-12-15 | 2012-02-08 | システム ゼネラル コーポレーション | Device for reducing power consumption of PFC-PWM power converter |
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