JPH10145147A - 低歪増幅回路 - Google Patents
低歪増幅回路Info
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- JPH10145147A JPH10145147A JP30443796A JP30443796A JPH10145147A JP H10145147 A JPH10145147 A JP H10145147A JP 30443796 A JP30443796 A JP 30443796A JP 30443796 A JP30443796 A JP 30443796A JP H10145147 A JPH10145147 A JP H10145147A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路構成の簡単な低歪増幅回路を提供する。
【解決手段】 共振回路3、6は入力信号周波数fmの
2倍の共振周波数を有し、共振回路4、7はfmの3倍
の共振周波数を有する。増幅器5から出力された2倍高
調波成分は共振回路6を通過して負荷回路12に入力さ
れ、3倍高調波成分は共振回路7を通過して負荷回路1
3に入力される。負荷回路12は2倍高調波成分を遅延
して共振回路6に反射し、負荷回路13は3倍高調波成
分を遅延して共振回路7に反射する。上記の遅延時間を
増幅器5からの高調波成分と共振回路6および7から戻
る高調波成分とが逆相となるように設定し、歪成分を相
殺させる。また、増幅器5の入力側に流出した2倍高調
波成分は共振回路3と負荷回路10により、また3倍高
調波成分は共振回路4と負荷回路11によりそれぞれ増
幅器5の発生歪成分が最小となるように増幅器5に再注
入される。
2倍の共振周波数を有し、共振回路4、7はfmの3倍
の共振周波数を有する。増幅器5から出力された2倍高
調波成分は共振回路6を通過して負荷回路12に入力さ
れ、3倍高調波成分は共振回路7を通過して負荷回路1
3に入力される。負荷回路12は2倍高調波成分を遅延
して共振回路6に反射し、負荷回路13は3倍高調波成
分を遅延して共振回路7に反射する。上記の遅延時間を
増幅器5からの高調波成分と共振回路6および7から戻
る高調波成分とが逆相となるように設定し、歪成分を相
殺させる。また、増幅器5の入力側に流出した2倍高調
波成分は共振回路3と負荷回路10により、また3倍高
調波成分は共振回路4と負荷回路11によりそれぞれ増
幅器5の発生歪成分が最小となるように増幅器5に再注
入される。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムのよ
うな高周波(数100MHz〜数GHz帯)伝送システ
ムに用いられる低歪増幅回路に関するものである。
うな高周波(数100MHz〜数GHz帯)伝送システ
ムに用いられる低歪増幅回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】数100MHz〜数GHzの高周波伝送
システムにおいては、高周波信号を増幅する際に増幅器
において発生する高調波歪み等の非線形歪みが問題とな
るので、歪成分を除去する機能を有する低歪増幅回路が
用いられる。
システムにおいては、高周波信号を増幅する際に増幅器
において発生する高調波歪み等の非線形歪みが問題とな
るので、歪成分を除去する機能を有する低歪増幅回路が
用いられる。
【0003】従来このような低歪増幅回路としては、フ
ィードフォワード型増幅回路およびプリディストーショ
ン型増幅回路があった。フィードフォワード型増幅回路
は、主増幅器と補助増幅器とを有し、主増幅器の入出力
端子間に歪検出ループを設け、また主増幅器の出力側に
補助増幅器を用いた歪除去ループを設け、歪検出ループ
で検出された主増幅器の歪成分を補助増幅器を介して主
増幅器の出力信号に重畳するものであり、補助増幅器の
振幅と位相を調整することにより低歪みを実現するもの
であった。
ィードフォワード型増幅回路およびプリディストーショ
ン型増幅回路があった。フィードフォワード型増幅回路
は、主増幅器と補助増幅器とを有し、主増幅器の入出力
端子間に歪検出ループを設け、また主増幅器の出力側に
補助増幅器を用いた歪除去ループを設け、歪検出ループ
で検出された主増幅器の歪成分を補助増幅器を介して主
増幅器の出力信号に重畳するものであり、補助増幅器の
振幅と位相を調整することにより低歪みを実現するもの
であった。
【0004】またプリディストーション型増幅回路は、
主増幅器の入力側にプリディストーション回路を設け、
入力信号をプリディストーション回路により予め歪ませ
て主増幅器に入力することにより、プリディストーショ
ン回路で発生させた歪成分によって主増幅器で発生する
歪成分を相殺するものであった。
主増幅器の入力側にプリディストーション回路を設け、
入力信号をプリディストーション回路により予め歪ませ
て主増幅器に入力することにより、プリディストーショ
ン回路で発生させた歪成分によって主増幅器で発生する
歪成分を相殺するものであった。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記フィ
ードフォワード型増幅回路においては、歪除去ループと
歪検出ループを設けるので回路構成が複雑になるという
欠点があった。またプリディストーション型増幅回路に
おいては、プリディストーション回路の歪特性と主増幅
器の歪特性が完全に同一でないために、改善度を充分と
るためにはプリディストーション回路の制御回路の構成
が複雑になるという欠点があった。
ードフォワード型増幅回路においては、歪除去ループと
歪検出ループを設けるので回路構成が複雑になるという
欠点があった。またプリディストーション型増幅回路に
おいては、プリディストーション回路の歪特性と主増幅
器の歪特性が完全に同一でないために、改善度を充分と
るためにはプリディストーション回路の制御回路の構成
が複雑になるという欠点があった。
【0006】本発明はこのような従来の問題を解決する
ものであり、回路構成が簡単な低歪増幅回路を提供する
ことを目的とする。
ものであり、回路構成が簡単な低歪増幅回路を提供する
ことを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明の請求項1に記載の低歪増幅回路は、入力信
号を増幅するための増幅器と、直列接続した第1のコン
デンサと第1のコイルからなり、一端を前記増幅器の入
力端子に接続した第1の共振回路と、前記第1の共振回
路の他端に接続する第1の負荷回路と、直列接続した第
2のコンデンサと第2のコイルからなり、一端を前記増
幅器の入力端子に接続した第2の共振回路と、前記第2
の共振回路の他端に接続する第2の負荷回路と、直列接
続した第3のコンデンサと第3のコイルからなり、一端
を前記増幅器の出力端子に接続した第3の共振回路と、
前記第3の共振回路の他端に接続する第3の負荷回路
と、直列接続した第4のコンデンサと第4のコイルから
なり、一端を前記増幅器の出力端子に接続した第4の共
振回路と、前記第4の共振回路の他端に接続する第4の
負荷回路とを有し、前記第1および第3の共振回路の共
振周波数は、前記入力信号周波数の2倍の周波数であ
り、前記第2および第4の共振回路の共振周波数は、前
記入力信号周波数の3倍の周波数であり、前記各負荷回
路は、対応する共振回路を通過してきた信号成分を所定
時間遅延させて反射することを特徴とする。
めに本発明の請求項1に記載の低歪増幅回路は、入力信
号を増幅するための増幅器と、直列接続した第1のコン
デンサと第1のコイルからなり、一端を前記増幅器の入
力端子に接続した第1の共振回路と、前記第1の共振回
路の他端に接続する第1の負荷回路と、直列接続した第
2のコンデンサと第2のコイルからなり、一端を前記増
幅器の入力端子に接続した第2の共振回路と、前記第2
の共振回路の他端に接続する第2の負荷回路と、直列接
続した第3のコンデンサと第3のコイルからなり、一端
を前記増幅器の出力端子に接続した第3の共振回路と、
前記第3の共振回路の他端に接続する第3の負荷回路
と、直列接続した第4のコンデンサと第4のコイルから
なり、一端を前記増幅器の出力端子に接続した第4の共
振回路と、前記第4の共振回路の他端に接続する第4の
負荷回路とを有し、前記第1および第3の共振回路の共
振周波数は、前記入力信号周波数の2倍の周波数であ
り、前記第2および第4の共振回路の共振周波数は、前
記入力信号周波数の3倍の周波数であり、前記各負荷回
路は、対応する共振回路を通過してきた信号成分を所定
時間遅延させて反射することを特徴とする。
【0008】また請求項2に記載の低歪増幅回路は、入
力信号を増幅するための増幅器と、直列接続した第1の
コンデンサと第1のコイルからなり、一端を前記増幅器
の入力端子に接続した第1の共振回路と、前記第1の共
振回路の他端を終端する第1の抵抗と、直列接続した第
2のコンデンサと第2のコイルからなり、一端を前記増
幅器の入力端子に接続した第2の共振回路と、前記第2
の共振回路の他端を終端する第2の抵抗と、直列接続し
た第3のコンデンサと第3のコイルからなり、一端を前
記増幅器の出力端子に接続した第3の共振回路と、前記
第3の共振回路の他端を終端する第3の抵抗と、直列接
続した第4のコンデンサと第4のコイルからなり、一端
を前記増幅器の出力端子に接続した第4の共振回路と、
前記第4の共振回路の他端を終端する第4の抵抗とを有
し、前記第1および第3の共振回路の共振周波数は、前
記入力信号周波数の2倍の周波数であり、前記第2およ
び第4の共振回路の共振周波数は、前記入力信号周波数
の3倍の周波数であることを特徴とする。
力信号を増幅するための増幅器と、直列接続した第1の
コンデンサと第1のコイルからなり、一端を前記増幅器
の入力端子に接続した第1の共振回路と、前記第1の共
振回路の他端を終端する第1の抵抗と、直列接続した第
2のコンデンサと第2のコイルからなり、一端を前記増
幅器の入力端子に接続した第2の共振回路と、前記第2
の共振回路の他端を終端する第2の抵抗と、直列接続し
た第3のコンデンサと第3のコイルからなり、一端を前
記増幅器の出力端子に接続した第3の共振回路と、前記
第3の共振回路の他端を終端する第3の抵抗と、直列接
続した第4のコンデンサと第4のコイルからなり、一端
を前記増幅器の出力端子に接続した第4の共振回路と、
前記第4の共振回路の他端を終端する第4の抵抗とを有
し、前記第1および第3の共振回路の共振周波数は、前
記入力信号周波数の2倍の周波数であり、前記第2およ
び第4の共振回路の共振周波数は、前記入力信号周波数
の3倍の周波数であることを特徴とする。
【0009】
第1の実施形態 図1は本発明の第1の実施形態を示す高周波用低歪増幅
回路の回路構成図である。この低歪増幅回路の入力信号
の主周波数fmは、例えば800[MHz]〜2[GH
z]であり、ここではfm=800[MHz]とする。
回路の回路構成図である。この低歪増幅回路の入力信号
の主周波数fmは、例えば800[MHz]〜2[GH
z]であり、ここではfm=800[MHz]とする。
【0010】図1に示す低歪増幅回路は、入力側保護ア
イソレータ1と、入力側ローパスフィルタ2と、入力側
2×fm直列共振回路3(第1の共振回路)と、入力側
3×fm直列共振回路4(第2の共振回路)と、増幅器
5と、出力側2×fm直列共振回路6(第3の共振回
路)と、出力側3×fm直列共振回路7(第4の共振回
路)と、出力側ローパスフィルタ8と、出力側保護アイ
ソレータ9と、入力側2×fm直列負荷回路(Z1)1
0(第1の負荷回路)と、入力側3×fm直列負荷回路
(Z2)11(第2の負荷回路)と、出力側2×fm直
列負荷回路(Z3)12(第3の負荷回路)と、出力側
3×fm直列負荷回路(Z4)12(第4の負荷回路)
とを有する。
イソレータ1と、入力側ローパスフィルタ2と、入力側
2×fm直列共振回路3(第1の共振回路)と、入力側
3×fm直列共振回路4(第2の共振回路)と、増幅器
5と、出力側2×fm直列共振回路6(第3の共振回
路)と、出力側3×fm直列共振回路7(第4の共振回
路)と、出力側ローパスフィルタ8と、出力側保護アイ
ソレータ9と、入力側2×fm直列負荷回路(Z1)1
0(第1の負荷回路)と、入力側3×fm直列負荷回路
(Z2)11(第2の負荷回路)と、出力側2×fm直
列負荷回路(Z3)12(第3の負荷回路)と、出力側
3×fm直列負荷回路(Z4)12(第4の負荷回路)
とを有する。
【0011】入力側保護アイソレータ1は、その入力端
子が信号入力端子INに接続され、その出力端子が入力
側ローパスフィルタ2の入力端子に接続されており、主
周波数fmの入力信号vin(fm)を入力側ローパスフィル
タ2側へ透過するとともに、入力側ローパスフィルタ2
側から信号入力端子IN側への信号の逆流を阻止する。
また出力側保護アイソレータ9は、その入力端子が出力
側ローパスフィルタ8の出力端子に接続され、その出力
端子が信号出力端子OUTに接続されており、出力側ロ
ーパスフィルタ8の出力信号を信号出力端子OUT側へ
透過するとともに、信号出力端子OUTからの信号の流
入を阻止する。
子が信号入力端子INに接続され、その出力端子が入力
側ローパスフィルタ2の入力端子に接続されており、主
周波数fmの入力信号vin(fm)を入力側ローパスフィル
タ2側へ透過するとともに、入力側ローパスフィルタ2
側から信号入力端子IN側への信号の逆流を阻止する。
また出力側保護アイソレータ9は、その入力端子が出力
側ローパスフィルタ8の出力端子に接続され、その出力
端子が信号出力端子OUTに接続されており、出力側ロ
ーパスフィルタ8の出力信号を信号出力端子OUT側へ
透過するとともに、信号出力端子OUTからの信号の流
入を阻止する。
【0012】入力側ローパスフィルタ2は、その出力端
子が増幅器5の入力端子に接続されており、入力信号v
in(fm)の通過帯域を制限する。また出力側ローパスフィ
ルタ8は、その入力端子が増幅器5の出力端子に接続さ
れ、その入力端子に現れる信号vaoの通過帯域を制限す
る。
子が増幅器5の入力端子に接続されており、入力信号v
in(fm)の通過帯域を制限する。また出力側ローパスフィ
ルタ8は、その入力端子が増幅器5の出力端子に接続さ
れ、その入力端子に現れる信号vaoの通過帯域を制限す
る。
【0013】増幅器5は、その入力端子に現れる信号v
aiを増幅する。この増幅器5は周波数fmの単波長信号
を増幅する際に、周波数2×fmの高調波成分、周波数
3×fmの高調波成分を主とする歪成分を発生させる
が、この歪成分は出力側ローパスフィルタ8だけでは完
全に除去できない。またこの歪成分は、入力端子にも流
出する。
aiを増幅する。この増幅器5は周波数fmの単波長信号
を増幅する際に、周波数2×fmの高調波成分、周波数
3×fmの高調波成分を主とする歪成分を発生させる
が、この歪成分は出力側ローパスフィルタ8だけでは完
全に除去できない。またこの歪成分は、入力端子にも流
出する。
【0014】入力側2×fm直列共振回路3(以下、単
に(2fm)共振回路3と表記する)は、コンデンサC
1とコイルL1とを直列接続してなるLC直列共振回路
であり、その一端は増幅器5の入力端子に接続されてい
る。この(2fm)共振回路3の共振周波数は、入力信
号vin(fm)の主周波数fmの2倍の周波数2×fmに設
定されている。また入力側2×fm直列共振回路4(以
下、単に(3fm)共振回路4と表記する)は、コンデ
ンサC2とコイルL2とを直列接続してなるLC直列共
振回路であり、その一端は増幅器5の入力端子に接続さ
れており、その共振周波数は3×fmに設定されてい
る。
に(2fm)共振回路3と表記する)は、コンデンサC
1とコイルL1とを直列接続してなるLC直列共振回路
であり、その一端は増幅器5の入力端子に接続されてい
る。この(2fm)共振回路3の共振周波数は、入力信
号vin(fm)の主周波数fmの2倍の周波数2×fmに設
定されている。また入力側2×fm直列共振回路4(以
下、単に(3fm)共振回路4と表記する)は、コンデ
ンサC2とコイルL2とを直列接続してなるLC直列共
振回路であり、その一端は増幅器5の入力端子に接続さ
れており、その共振周波数は3×fmに設定されてい
る。
【0015】同様に、出力側2×fm直列共振回路6
(以下、単に(2fm)共振回路6と表記する)は、コ
ンデンサC3とコイルL3とを直列接続してなるLC直
列共振回路であり、その一端は増幅器5の出力端子に接
続されている。この2fm共振回路6の共振周波数は、
(2fm)共振回路3と同じ2×fmに設定されてい
る。また出力側3×fm直列共振回路7(以下、単に
(3fm)共振回路7と表記する)は、コンデンサC4
とコイルL4とを直列接続してなるLC直列共振回路で
あり、その一端は増幅器5の出力端子に接続されてお
り、その共振周波数は(3fm)共振回路4と同じ3×
fmに設定されている。
(以下、単に(2fm)共振回路6と表記する)は、コ
ンデンサC3とコイルL3とを直列接続してなるLC直
列共振回路であり、その一端は増幅器5の出力端子に接
続されている。この2fm共振回路6の共振周波数は、
(2fm)共振回路3と同じ2×fmに設定されてい
る。また出力側3×fm直列共振回路7(以下、単に
(3fm)共振回路7と表記する)は、コンデンサC4
とコイルL4とを直列接続してなるLC直列共振回路で
あり、その一端は増幅器5の出力端子に接続されてお
り、その共振周波数は(3fm)共振回路4と同じ3×
fmに設定されている。
【0016】入力側2×fm直列負荷回路10(以下、
単に(2fm)負荷回路10と表記する)は、(2f
m)共振回路3に接続されており、(2fm)共振回路
3を通過してきた信号vaiの成分、すなわち入力信号v
in(fm)の2倍高調波成分を主とする歪成分を所定時間遅
延させて反射する。この遅延時間は調整できるものとす
る。またこの(2fm)負荷回路10のインピーダンス
を変化させることにより、(2fm)共振回路3の等価
的なQを調整できる。ここで(2fm)共振回路3の等
価的なQとは、(2fm)共振回路3と(2fm)負荷
回路10の反射端までのインピーダンスにより構成され
る共振回路のQを示す。
単に(2fm)負荷回路10と表記する)は、(2f
m)共振回路3に接続されており、(2fm)共振回路
3を通過してきた信号vaiの成分、すなわち入力信号v
in(fm)の2倍高調波成分を主とする歪成分を所定時間遅
延させて反射する。この遅延時間は調整できるものとす
る。またこの(2fm)負荷回路10のインピーダンス
を変化させることにより、(2fm)共振回路3の等価
的なQを調整できる。ここで(2fm)共振回路3の等
価的なQとは、(2fm)共振回路3と(2fm)負荷
回路10の反射端までのインピーダンスにより構成され
る共振回路のQを示す。
【0017】入力側3×fm直列負荷回路11(以下、
単に(3fm)負荷回路11と表記する)は、(3f
m)共振回路4に接続されており、(3fm)共振回路
4を通過してきた信号vaiの成分、すなわち入力信号v
in(fm)の3倍高調波成分を主とする歪成分を所定時間遅
延させて反射する。この遅延時間は調整できるものとす
る。またこの(3fm)負荷回路11のインピーダンス
を変化させることにより、(3fm)共振回路4の等価
的なQを調整できる。
単に(3fm)負荷回路11と表記する)は、(3f
m)共振回路4に接続されており、(3fm)共振回路
4を通過してきた信号vaiの成分、すなわち入力信号v
in(fm)の3倍高調波成分を主とする歪成分を所定時間遅
延させて反射する。この遅延時間は調整できるものとす
る。またこの(3fm)負荷回路11のインピーダンス
を変化させることにより、(3fm)共振回路4の等価
的なQを調整できる。
【0018】出力側2×fm直列負荷回路12(以下、
単に(2fm)負荷回路12と表記する)は、(2f
m)共振回路6に接続されており、(2fm)共振回路
6を通過してきた信号vaoの成分、すなわち2倍高調波
成分を主とする歪成分を所定時間遅延させて反射する。
この遅延時間は調整できるものとする。またこの(2f
m)負荷回路12のインピーダンスを変化させることに
より、(2fm)共振回路6の等価的なQを調整でき
る。
単に(2fm)負荷回路12と表記する)は、(2f
m)共振回路6に接続されており、(2fm)共振回路
6を通過してきた信号vaoの成分、すなわち2倍高調波
成分を主とする歪成分を所定時間遅延させて反射する。
この遅延時間は調整できるものとする。またこの(2f
m)負荷回路12のインピーダンスを変化させることに
より、(2fm)共振回路6の等価的なQを調整でき
る。
【0019】出力側3×fm直列負荷回路13(以下、
単に(3fm)負荷回路13と表記する)は、(3f
m)共振回路7に接続されており、(3fm)共振回路
13を通過してきた信号vaoの成分、すなわち3倍高調
波成分を主とする歪成分を所定時間遅延させて反射す
る。この遅延時間は調整できるものとする。またこの
(3fm)負荷回路13のインピーダンスを変化させる
ことにより、(3fm)共振回路7の等価的なQを調整
できる。
単に(3fm)負荷回路13と表記する)は、(3f
m)共振回路7に接続されており、(3fm)共振回路
13を通過してきた信号vaoの成分、すなわち3倍高調
波成分を主とする歪成分を所定時間遅延させて反射す
る。この遅延時間は調整できるものとする。またこの
(3fm)負荷回路13のインピーダンスを変化させる
ことにより、(3fm)共振回路7の等価的なQを調整
できる。
【0020】次に、図1に示す低歪増幅回路の動作を説
明する。入力信号vin(fm)は、入力側アイソレータ1お
よび入力側ローパスフィルタ2を介して増幅器5に入力
され、増幅器5はこれを増幅する。このとき増幅器5の
出力信号vaiには、入力信号vin(fm)の2倍高調波成分
および3倍高調波成分を主とする歪成分が含まれてい
る。
明する。入力信号vin(fm)は、入力側アイソレータ1お
よび入力側ローパスフィルタ2を介して増幅器5に入力
され、増幅器5はこれを増幅する。このとき増幅器5の
出力信号vaiには、入力信号vin(fm)の2倍高調波成分
および3倍高調波成分を主とする歪成分が含まれてい
る。
【0021】増幅器5の出力側において、上記の2倍高
調波成分を主とする歪成分は(2fm)共振回路6を通
過して(2fm)負荷回路12に入力され、また上記の
3倍高調波成分を主とする歪成分は(3fm)共振回路
7を通過して(3fm)負荷回路13に入力される。
調波成分を主とする歪成分は(2fm)共振回路6を通
過して(2fm)負荷回路12に入力され、また上記の
3倍高調波成分を主とする歪成分は(3fm)共振回路
7を通過して(3fm)負荷回路13に入力される。
【0022】(2fm)負荷回路12は、2倍高調波成
分を遅延して(2fm)共振回路6に反射するが、この
ときの遅延時間は2倍高調波成分が増幅器5の出力端子
に出力されてから、再び増幅器5の出力端子に戻るまで
に要する時間が1/(2×2×fm)となるように設定
する。また(3fm)負荷回路13は、3倍高調波成分
を遅延して(3fm)共振回路7に反射するが、このと
きの遅延時間は3倍高調波成分が増幅器5の出力端子に
出力されてから再び増幅器5の出力端子に戻るまでに要
する時間が1/(2×3×fm)となるように設定す
る。
分を遅延して(2fm)共振回路6に反射するが、この
ときの遅延時間は2倍高調波成分が増幅器5の出力端子
に出力されてから、再び増幅器5の出力端子に戻るまで
に要する時間が1/(2×2×fm)となるように設定
する。また(3fm)負荷回路13は、3倍高調波成分
を遅延して(3fm)共振回路7に反射するが、このと
きの遅延時間は3倍高調波成分が増幅器5の出力端子に
出力されてから再び増幅器5の出力端子に戻るまでに要
する時間が1/(2×3×fm)となるように設定す
る。
【0023】これにより、増幅器5の出力端子において
は、増幅器5から出力された歪成分の2倍高調波成分の
逆相成分が(2fm)共振回路6から注入され、また3
倍高調波成分の逆相成分が(3fm)共振回路7から注
入されて、増幅器5から出力された歪成分が相殺される
こととなる。
は、増幅器5から出力された歪成分の2倍高調波成分の
逆相成分が(2fm)共振回路6から注入され、また3
倍高調波成分の逆相成分が(3fm)共振回路7から注
入されて、増幅器5から出力された歪成分が相殺される
こととなる。
【0024】また、増幅器5の入力側において、信号v
aiに含まれる2倍高調波成分を主とする歪成分は(2f
m)共振回路3を通過して(2fm)負荷回路10に入
力され、信号vaiに含まれる3倍高調波成分を主とする
歪成分は(3fm)共振回路4を通過して(3fm)負
荷回路11に入力される。
aiに含まれる2倍高調波成分を主とする歪成分は(2f
m)共振回路3を通過して(2fm)負荷回路10に入
力され、信号vaiに含まれる3倍高調波成分を主とする
歪成分は(3fm)共振回路4を通過して(3fm)負
荷回路11に入力される。
【0025】(2fm)負荷回路10は、上記の2倍高
調波成分を遅延して(2fm)共振回路3に反射し、ま
た(3fm)負荷回路11は、上記の3倍高調波成分を
遅延して(3fm)共振回路4に反射する。(2fm)
負荷回路10および(3fm)負荷回路11で反射され
た歪成分は、(2fm)共振回路3および(3fm)共
振回路4を介して再び増幅器5に入力され、増幅器5は
これを増幅する。このとき(2fm)負荷回路10およ
び(3fm)負荷回路11の遅延時間は、(2fm)共
振回路6および(3fm)共振回路7を切り離した状態
において、増幅器5の出力信号に含まれる歪成分が最も
小さくなるように設定する。すなわち、増幅器5に再注
入した歪成分の増幅出力が、入力信号vin(fm)の増幅に
より増幅器5で発生する歪成分を相殺するように設定す
る。
調波成分を遅延して(2fm)共振回路3に反射し、ま
た(3fm)負荷回路11は、上記の3倍高調波成分を
遅延して(3fm)共振回路4に反射する。(2fm)
負荷回路10および(3fm)負荷回路11で反射され
た歪成分は、(2fm)共振回路3および(3fm)共
振回路4を介して再び増幅器5に入力され、増幅器5は
これを増幅する。このとき(2fm)負荷回路10およ
び(3fm)負荷回路11の遅延時間は、(2fm)共
振回路6および(3fm)共振回路7を切り離した状態
において、増幅器5の出力信号に含まれる歪成分が最も
小さくなるように設定する。すなわち、増幅器5に再注
入した歪成分の増幅出力が、入力信号vin(fm)の増幅に
より増幅器5で発生する歪成分を相殺するように設定す
る。
【0026】このように上記第1の実施形態によれば、
増幅器5の入力側および出力側にそれぞれ、共振周波数
2×fmの共振回路と遅延反射のための負荷回路とを直
列接続した回路、および共振周波数3×fmの共振回路
と遅延反射のための負荷回路とを直列した回路を設け、
増幅器5が出力した2倍高調波成分および3倍の高調波
成分を位相反転して増幅器5の出力端子に戻し、また増
幅器5の入力端子に現れた2倍高調波成分および3倍高
調波成分を増幅器5に再注入することにより、プリディ
ストーション回路および歪除去ループ等の帰還回路を用
いない簡単な回路構成で、増幅器5の歪成分を除去する
ことができる。
増幅器5の入力側および出力側にそれぞれ、共振周波数
2×fmの共振回路と遅延反射のための負荷回路とを直
列接続した回路、および共振周波数3×fmの共振回路
と遅延反射のための負荷回路とを直列した回路を設け、
増幅器5が出力した2倍高調波成分および3倍の高調波
成分を位相反転して増幅器5の出力端子に戻し、また増
幅器5の入力端子に現れた2倍高調波成分および3倍高
調波成分を増幅器5に再注入することにより、プリディ
ストーション回路および歪除去ループ等の帰還回路を用
いない簡単な回路構成で、増幅器5の歪成分を除去する
ことができる。
【0027】第2の実施形態 図2は本発明の第2の実施形態を示す高周波用低歪増幅
回路の回路構成図である。この低歪増幅回路の入力信号
の主周波数fmは、例えば800[MHz]〜2[GH
z]であり、ここではfm=800[MHz]とする。
回路の回路構成図である。この低歪増幅回路の入力信号
の主周波数fmは、例えば800[MHz]〜2[GH
z]であり、ここではfm=800[MHz]とする。
【0028】図2に示す低歪増幅回路は、入力側保護ア
イソレータ1と、入力側ローパスフィルタ2と、(2×
fm)共振回路3と、(3×fm)共振回路4と、増幅
器5と、(2×fm)共振回路6と、(3×fm)共振
回路7と、出力側ローパスフィルタ8と、出力側保護ア
イソレータ9と、終端抵抗R1〜R4(第1〜第4の抵
抗)とを有する。
イソレータ1と、入力側ローパスフィルタ2と、(2×
fm)共振回路3と、(3×fm)共振回路4と、増幅
器5と、(2×fm)共振回路6と、(3×fm)共振
回路7と、出力側ローパスフィルタ8と、出力側保護ア
イソレータ9と、終端抵抗R1〜R4(第1〜第4の抵
抗)とを有する。
【0029】すなわち図2に示す低歪増幅回路は、図1
において、(2fm)負荷回路10、12、および(3
fm)負荷回路11、13を取り除き、増幅器5の入力
側において、(2fm)共振回路3を抵抗R1で終端
し、(3fm)共振回路4を抵抗R2で終端し、また増
幅器5の出力側において、(2fm)共振回路6を抵抗
R3で終端し、(3fm)共振回路7を抵抗R4で終端
したものである。抵抗R1〜R4の抵抗値は、例えば5
0[Ω]である。ただし歪成分の除去効果は、上記第1
の実施形態よりも低い。
において、(2fm)負荷回路10、12、および(3
fm)負荷回路11、13を取り除き、増幅器5の入力
側において、(2fm)共振回路3を抵抗R1で終端
し、(3fm)共振回路4を抵抗R2で終端し、また増
幅器5の出力側において、(2fm)共振回路6を抵抗
R3で終端し、(3fm)共振回路7を抵抗R4で終端
したものである。抵抗R1〜R4の抵抗値は、例えば5
0[Ω]である。ただし歪成分の除去効果は、上記第1
の実施形態よりも低い。
【0030】このように上記第2の実施形態によれば、
共振周波数が2×fmおよび3×fmの共振回路を簡略
的に抵抗終端することにより、上記第1の実施形態より
さらに簡単な回路構成で、増幅器5の歪成分を(上記第
1の実施形態には及ばないながらも)除去することがで
きる。
共振周波数が2×fmおよび3×fmの共振回路を簡略
的に抵抗終端することにより、上記第1の実施形態より
さらに簡単な回路構成で、増幅器5の歪成分を(上記第
1の実施形態には及ばないながらも)除去することがで
きる。
【0031】
【発明の効果】以上のように請求項1の低歪増幅回路に
よれば、増幅器が出力した2倍高調波成分および3倍の
高調波成分を位相反転して増幅器の出力端子に戻すとと
もに、増幅器の入力端子に現れた2倍高調波成分および
3倍高調波成分を増幅器に再注入することにより、プリ
ディストーション回路および歪除去ループ等の帰還回路
を用いずに、回路構成が簡単で安定性に優れた低歪増幅
回路を実現することができるという効果がある。
よれば、増幅器が出力した2倍高調波成分および3倍の
高調波成分を位相反転して増幅器の出力端子に戻すとと
もに、増幅器の入力端子に現れた2倍高調波成分および
3倍高調波成分を増幅器に再注入することにより、プリ
ディストーション回路および歪除去ループ等の帰還回路
を用いずに、回路構成が簡単で安定性に優れた低歪増幅
回路を実現することができるという効果がある。
【0032】また請求項2の低歪増幅回路によれば、共
振回路を簡略的に抵抗終端することにより、さらに回路
構成を簡単にすることができるという効果がある。
振回路を簡略的に抵抗終端することにより、さらに回路
構成を簡単にすることができるという効果がある。
【図1】本発明の第1の実施形態を示す高周波用低歪増
幅回路の回路構成図である。
幅回路の回路構成図である。
【図2】本発明の第2の実施形態を示す高周波用低歪増
幅回路の回路構成図である。
幅回路の回路構成図である。
1 入力側保護アイソレータ、2 入力側ローパスフィ
ルタ、3 入力側2×fm直列共振回路、4 入力側3
×fm直列共振回路、5 増幅器、6 出力側2×fm
直列共振回路、7 出力側3×fm直列共振回路、8
出力側ローパスフィルタ、9 出力側保護アイソレー
タ、10 入力側2×fm直列負荷回路、11 入力側
3×fm直列負荷回路、12 出力側2×fm直列負荷
回路、13出力側3×fm直列負荷回路、C1〜C4
コンデンサ、L1〜L4 コイル、R1〜R4 終端抵
抗
ルタ、3 入力側2×fm直列共振回路、4 入力側3
×fm直列共振回路、5 増幅器、6 出力側2×fm
直列共振回路、7 出力側3×fm直列共振回路、8
出力側ローパスフィルタ、9 出力側保護アイソレー
タ、10 入力側2×fm直列負荷回路、11 入力側
3×fm直列負荷回路、12 出力側2×fm直列負荷
回路、13出力側3×fm直列負荷回路、C1〜C4
コンデンサ、L1〜L4 コイル、R1〜R4 終端抵
抗
Claims (2)
- 【請求項1】 入力信号を増幅するための増幅器と、 直列接続した第1のコンデンサと第1のコイルからな
り、一端を前記増幅器の入力端子に接続した第1の共振
回路と、 前記第1の共振回路の他端に接続する第1の負荷回路
と、 直列接続した第2のコンデンサと第2のコイルからな
り、一端を前記増幅器の入力端子に接続した第2の共振
回路と、 前記第2の共振回路の他端に接続する第2の負荷回路
と、 直列接続した第3のコンデンサと第3のコイルからな
り、一端を前記増幅器の出力端子に接続した第3の共振
回路と、 前記第3の共振回路の他端に接続する第3の負荷回路
と、 直列接続した第4のコンデンサと第4のコイルからな
り、一端を前記増幅器の出力端子に接続した第4の共振
回路と、 前記第4の共振回路の他端に接続する第4の負荷回路と
を有し、 前記第1および第3の共振回路の共振周波数は、前記入
力信号周波数の2倍の周波数であり、 前記第2および第4の共振回路の共振周波数は、前記入
力信号周波数の3倍の周波数であり、 前記各負荷回路は、対応する共振回路を通過してきた信
号成分を所定時間遅延させて反射することを特徴とする
低歪増幅回路。 - 【請求項2】 入力信号を増幅するための増幅器と、 直列接続した第1のコンデンサと第1のコイルからな
り、一端を前記増幅器の入力端子に接続した第1の共振
回路と、 前記第1の共振回路の他端を終端する第1の抵抗と、 直列接続した第2のコンデンサと第2のコイルからな
り、一端を前記増幅器の入力端子に接続した第2の共振
回路と、 前記第2の共振回路の他端を終端する第2の抵抗と、 直列接続した第3のコンデンサと第3のコイルからな
り、一端を前記増幅器の出力端子に接続した第3の共振
回路と、 前記第3の共振回路の他端を終端する第3の抵抗と、 直列接続した第4のコンデンサと第4のコイルからな
り、一端を前記増幅器の出力端子に接続した第4の共振
回路と、 前記第4の共振回路の他端を終端する第4の抵抗とを有
し、 前記第1および第3の共振回路の共振周波数は、前記入
力信号周波数の2倍の周波数であり、 前記第2および第4の共振回路の共振周波数は、前記入
力信号周波数の3倍の周波数であることを特徴とする低
歪増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30443796A JPH10145147A (ja) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | 低歪増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30443796A JPH10145147A (ja) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | 低歪増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10145147A true JPH10145147A (ja) | 1998-05-29 |
Family
ID=17933003
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP30443796A Withdrawn JPH10145147A (ja) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | 低歪増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH10145147A (ja) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001127664A (ja) * | 1999-09-15 | 2001-05-11 | Motorola Inc | 多帯域ワイヤレス通信装置での使用に適した無線周波数結合器装置 |
JP2001292039A (ja) * | 2000-02-03 | 2001-10-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 前置歪補償回路および電力増幅装置 |
JP2005503064A (ja) * | 2001-09-13 | 2005-01-27 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 能動チューナブルフィルタ回路 |
US6933780B2 (en) | 2000-02-03 | 2005-08-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Predistortion circuit and power amplifier |
WO2015118797A1 (ja) * | 2014-02-04 | 2015-08-13 | 日本電気株式会社 | 送信装置及び送信方法 |
US9979357B2 (en) | 2016-05-19 | 2018-05-22 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplifier module |
CN109889193A (zh) * | 2019-02-27 | 2019-06-14 | 中国电子科技集团公司第二十六研究所 | 抑制低鉴相频率锁相环的鉴相泄露杂散的环路滤波电路 |
WO2022202048A1 (ja) * | 2021-03-24 | 2022-09-29 | 株式会社村田製作所 | 高周波回路 |
-
1996
- 1996-11-15 JP JP30443796A patent/JPH10145147A/ja not_active Withdrawn
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001127664A (ja) * | 1999-09-15 | 2001-05-11 | Motorola Inc | 多帯域ワイヤレス通信装置での使用に適した無線周波数結合器装置 |
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JPWO2015118797A1 (ja) * | 2014-02-04 | 2017-03-23 | 日本電気株式会社 | 送信装置及び送信方法 |
US9979357B2 (en) | 2016-05-19 | 2018-05-22 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplifier module |
US10181822B2 (en) | 2016-05-19 | 2019-01-15 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplifier module |
US10560059B2 (en) | 2016-05-19 | 2020-02-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplifier module |
CN109889193A (zh) * | 2019-02-27 | 2019-06-14 | 中国电子科技集团公司第二十六研究所 | 抑制低鉴相频率锁相环的鉴相泄露杂散的环路滤波电路 |
WO2022202048A1 (ja) * | 2021-03-24 | 2022-09-29 | 株式会社村田製作所 | 高周波回路 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040203 |