JPH10136404A - Reproduced tv signal discriminating circuit for vtr - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To easily make a circuit into integrated circuit by restoring the phase of a reproduced chroma signal at a VTR without using any ceramic filter, etc., and removing an unwanted component from the phase restored reproduced chroma signal. SOLUTION: The reproduced chroma signal from an input terminal 100 recovers continuous phases by restoring these phases through a phase restoration circuit 120. An LPF 121 removes the unwanted part generated at a combline filter 103 and that signal is applied to a frequency converter 122. A VCO 123 is oscillated at a horizontal synchronizing signal frequency and a signal at this frequency is directly applied to the converter 122. As a result, the frequency of a low-pass converted signal is restored by the converter 122. The frequency restored chroma signal is led out through a reproducing amplifier to an output terminal 105 while removing its unwanted component through a BPF 102. Thus, since it is not necessary to use any ceramic filter or resonance amplifier, all circuit elements can be integrated into the integrated circuit.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明はＶＴＲの再生テレ
ビ信号判別回路に関する。より特定的には、この発明
は、ＳＥＣＡＭ方式，ＰＡＬ方式およびＮＴＳＣ方式な
どのように放送方式が異なるカラーテレビジョン信号を
選択的に受信できるＶＴＲ（テレビジョン信号記録再生
装置）において、放送方式の判別を行うようにしたＶＴ
Ｒの再生テレビ信号判別回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a reproduced television signal discrimination circuit for a VTR. More specifically, the present invention is directed to a VTR (television signal recording / reproducing apparatus) that can selectively receive color television signals having different broadcasting systems such as the SECAM system, the PAL system, and the NTSC system. VT to make a determination
R playback television signal determination circuit

【０００２】[0002]

【従来の技術】この種の従来技術の一例が、昭和５７年
１２月２０日付で出願公開された特開昭５７−２０７４
９４号公報において開示されている。この従来技術で
は、入力カラー信号を高いＱのバンドパスフィルタを通
すことによってサブキャリア周波数に応じた電圧信号を
得、この電圧信号を水平周波数（ｆH ）の１／２の周波
数を同調点とする共振アンプに与える。共振アンプの出
力が正弦波なら、１ライン毎にサブキャリア周波数が変
化するＳＥＣＡＭ方式であることが判別できる。2. Description of the Related Art An example of this kind of prior art is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 57-2074, filed on Dec. 20, 1982.
No. 94 discloses this. In this prior art, a voltage signal corresponding to a subcarrier frequency is obtained by passing an input color signal through a high-Q bandpass filter, and this voltage signal is set to a half frequency of the horizontal frequency (fH) as a tuning point. Give to resonance amplifier. If the output of the resonance amplifier is a sine wave, it can be determined that the system is the SECAM system in which the subcarrier frequency changes for each line.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】この従来技術では、セ
ラミックフィルタやアンプを用いる必要があり、信号判
別回路を集積回路で構成するのが困難であるという問題
点があった。それゆえに、この発明の主たる目的は、容
易に集積回路に組み込める、テレビ信号判別回路を提供
することである。In this prior art, it is necessary to use a ceramic filter or an amplifier, and there is a problem that it is difficult to form a signal discriminating circuit by an integrated circuit. Therefore, a main object of the present invention is to provide a television signal discriminating circuit which can be easily incorporated into an integrated circuit.

【０００４】[0004]

【課題を解決するための手段】この発明は、サブキャリ
ア周波数の異なるＴＶ方式の判別を行うことができるＶ
ＴＲの再生ＴＶ信号判別回路であって、ＶＴＲにおける
再生クロマ信号の位相復元を行う位相復元回路と、位相
復元された再生クロマ信号からクロストーク成分を除去
するクシ型フィルタと、水平同期信号の整数倍の周波数
で発振し前記再生クロマ信号の位相に同期しているＶＣ
Ｏと、該ＶＣＯの発振出力信号を分周する分周器と、バ
ーストゲート期間中は前記クシ型フィルタの前で前記位
相復元回路通過後の再生クロマ信号を通過させ、バース
トゲート期間以外では前記分周器からの信号を通過させ
るスイッチ手段と、該スイッチ手段の出力信号の周波数
に応じたレベルの電圧信号を出力する電圧信号出力手段
と、該電圧信号出力手段の出力信号を矩形波信号に変換
する信号変換手段と、前記矩形波信号を１ライン分遅延
させる遅延手段と、前記信号変換手段からの矩形波信号
と前記遅延手段からの矩形波信号とに基づいて判別信号
を出力する判別信号出力手段とを備えることを特徴とす
る。SUMMARY OF THE INVENTION According to the present invention, there is provided a video communication system capable of discriminating between TV systems having different subcarrier frequencies.
A reproduced TV signal discriminating circuit for the TR, the phase restoring circuit for restoring the phase of the reproduced chroma signal in the VTR; a comb filter for removing a crosstalk component from the phase restored reproduced chroma signal; VC oscillating at twice the frequency and synchronized with the phase of the reproduced chroma signal
O, a frequency divider for dividing the oscillation output signal of the VCO, and a reproduced chroma signal after passing through the phase restoration circuit in front of the comb filter during the burst gate period. Switch means for passing a signal from the frequency divider, voltage signal output means for outputting a voltage signal having a level corresponding to the frequency of the output signal of the switch means, and output signal of the voltage signal output means as a rectangular wave signal Signal conversion means for converting, delay means for delaying the rectangular wave signal by one line, and a discrimination signal for outputting a discrimination signal based on the rectangular wave signal from the signal conversion means and the square wave signal from the delay means Output means.

【０００５】[0005]

【発明の実施の形態】図１は、本発明の原理を示す図で
ある。 図１の実施例のテレビ信号判別回路１０はマル
チプレクサ１２を含む。マルチプレクサ１２には、カラ
ー信号および周波数信号ｆscが入力される。周波数信号
ｆscは、たとえばＰＡＬ方式のサブキャリア周波数
（４．４３ＭＨｚ）またはＳＥＣＡＭ方式のサブキャリ
ア周波数（４．４０ＭＨｚまたは４．２５ＭＨｚ）のい
ずれかに等しいかまたはその近傍の所定値に設定され
る。この実施例では、周波数信号ｆscの周波数は、ＰＡ
Ｌ方式のサブキャリア周波数と等しい４．４３ＭＨｚに
設定される。したがって、この実施例によれば、ＰＡＬ
方式の周波数信号をそのまま用いることができるので、
特別な信号発生器を別途設ける必要がないという利点が
ある。ただし、その周波数は４．４３ＭＨｚに限定され
ないことはいうまでもない。FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention. The television signal discrimination circuit 10 of the embodiment of FIG. The multiplexer 12 receives the color signal and the frequency signal fsc. The frequency signal fsc is set to a predetermined value which is equal to or close to, for example, the subcarrier frequency (4.43 MHz) of the PAL system or the subcarrier frequency (4.40 MHz or 4.25 MHz) of the SECAM system. In this embodiment, the frequency of the frequency signal fsc is PA
It is set to 4.43 MHz which is equal to the subcarrier frequency of the L system. Therefore, according to this embodiment, PAL
Since the frequency signal of the system can be used as it is,
There is an advantage that it is not necessary to separately provide a special signal generator. However, it goes without saying that the frequency is not limited to 4.43 MHz.

【０００６】そして、マルチプレクサ１２には、バース
トゲートパルス（ＢＧＰ）が与えられ、バーストゲート
パルスが与えられているバースト期間中にはマルチプレ
クサ１２からはカラー信号が出力され、バースト期間以
外の期間には周波数信号ｆscが出力される。マルチプレ
クサ１２の出力は、９０°移相器２８（後述）を介し
て、比較的低いＱ（たとえばＱ＝１２）のオールパスフ
ィルタ（以下、単に「ＡＰＦ」という）１４に与えられ
る。A burst gate pulse (BGP) is applied to the multiplexer 12, a color signal is output from the multiplexer 12 during a burst period when the burst gate pulse is applied, and during a period other than the burst period. A frequency signal fsc is output. The output of the multiplexer 12 is supplied to a relatively low Q (for example, Q = 12) all-pass filter (hereinafter simply referred to as “APF”) 14 via a 90 ° phase shifter 28 (described later).

【０００７】ＡＰＦ１４は図２に示すように差動増幅器
１６を含む。差動増幅器１６の（＋）入力には抵抗Ｒ１
を介してマルチプレクサ１２からの出力が与えられる。
差動増幅器１６の（＋）入力と抵抗Ｒ１との間には抵抗
Ｒ２の一方端が接続され、抵抗Ｒ２の他方端は接地され
る。また、差動増幅器１６の（−）入力には、抵抗Ｒ
３，バッファ１８および抵抗Ｒ４の直列回路を介して、
マルチプレクサ１２の出力が与えられる。また、バッフ
ァ１８と抵抗Ｒ４との間には、可変インダクタであるジ
ャイレータＬとコンデンサＣ１との並列回路が接続さ
れ、並列回路の一方端は接地される。すなわち、抵抗Ｒ
４，ジャイレータＬおよびコンデンサＣ１によってバン
ドパスフィルタが構成され、差動増幅器１６の（−）入
力には、バンドパスフィルタを経た出力が与えられる。
また、差動増幅器１６の（−）入力には、差動増幅器１
６の出力が抵抗Ｒ５を介してフィードバックされる。し
たがって、図２に示す回路は全体としてＡＰＦ１４を構
成する。The APF 14 includes a differential amplifier 16 as shown in FIG. The (+) input of the differential amplifier 16 has a resistor R1
, The output from the multiplexer 12 is provided.
One end of a resistor R2 is connected between the (+) input of the differential amplifier 16 and the resistor R1, and the other end of the resistor R2 is grounded. A (−) input of the differential amplifier 16 has a resistor R
3, via a series circuit of a buffer 18 and a resistor R4,
The output of the multiplexer 12 is provided. A parallel circuit of a gyrator L, which is a variable inductor, and a capacitor C1 is connected between the buffer 18 and the resistor R4, and one end of the parallel circuit is grounded. That is, the resistance R
4, a band-pass filter is constituted by the gyrator L and the capacitor C1, and an output having passed through the band-pass filter is given to the (-) input of the differential amplifier 16.
The (−) input of the differential amplifier 16 includes the differential amplifier 1
6 is fed back via the resistor R5. Therefore, the circuit shown in FIG. 2 forms the APF 14 as a whole.

【０００８】ここで、ＡＰＦ１４の入力電圧をＶｉｎ，
バッファ１８の入力電圧をＶａおよびＡＰＦ１４の出力
電圧をＶｏｕｔとすると、入力電圧Ｖａは数１によって
表される。[0008] Here, the input voltage of the APF 14 is Vin,
Assuming that the input voltage of the buffer 18 is Va and the output voltage of the APF 14 is Vout, the input voltage Va is represented by Expression 1.

【０００９】[0009]

【数１】 また、出力電圧Ｖｏｕｔは数２によって表される。(Equation 1) Further, the output voltage Vout is represented by Expression 2.

【００１０】[0010]

【数２】 ここで、Ｒ１＝２・Ｒ２，Ｒ５＝２・Ｒ３とすると、出
力信号Ｖｏｕｔは数３によって表される。(Equation 2) Here, assuming that R1 = 2 · R2 and R5 = 2 · R3, the output signal Vout is represented by Expression 3.

【００１１】[0011]

【数３】 数３は、ＡＰＦ１４の伝達特性を示す。また、図２に示
すＡＰＦ１４に用いられるジャイレータＬとしては、た
とえば図３に示すものが用いられる。図３に示すジャイ
レータＬは、差動増幅回路２０を含む。差動増幅回路２
０の（＋）入力には、抵抗Ｒ６およびバッファ２２の直
列回路が接続される。また、差動増幅器２０の（＋）入
力と抵抗Ｒ６との間には抵抗Ｒ７の一方端が接続され、
抵抗Ｒ７の他方端は接地される。差動増幅器２０の
（−）入力には、他方端が接地された抵抗Ｒ８の一方端
が接続され、また差動増幅器２０の出力がコンデンサＣ
２を介して（−）入力にフィードバックされる。また、
差動増幅器２０の出力は抵抗Ｒ９を介して増幅器２６の
一方入力に与えられ、また、差動増幅器２０の（＋）入
力と抵抗Ｒ７との接続点はバッファ２４および抵抗Ｒ１
０の直列回路を介して増幅器２６の他方入力に接続され
る。また、増幅器２６の一方入力と他方入力との間には
抵抗Ｒ１１が接続される。増幅器２６の出力はバッファ
２２の入力に接続され、電流帰還される。ここで、バッ
ファ２２に与えられる入力信号をＶ１，差動増幅器２０
の出力信号をＶ２，増幅器２６の両入力間の電圧を示す
信号をＶ３，増幅器２６からの電流帰還経路に流れる電
流をｉおよび増幅器２６の増幅率をｇｍとすると、数４
および数５が得られる。(Equation 3) Equation 3 shows the transfer characteristics of APF14. As the gyrator L used in the APF 14 shown in FIG. 2, for example, the one shown in FIG. 3 is used. The gyrator L shown in FIG. 3 includes a differential amplifier circuit 20. Differential amplifier circuit 2
A series circuit of the resistor R6 and the buffer 22 is connected to the (+) input of 0. One end of a resistor R7 is connected between the (+) input of the differential amplifier 20 and the resistor R6,
The other end of the resistor R7 is grounded. One end of a resistor R8 whose other end is grounded is connected to the (-) input of the differential amplifier 20, and the output of the differential amplifier 20 is connected to a capacitor C
2 is fed back to the (-) input. Also,
The output of the differential amplifier 20 is applied to one input of an amplifier 26 via a resistor R9, and the connection point between the (+) input of the differential amplifier 20 and the resistor R7 is a buffer 24 and a resistor R1.
0 is connected to the other input of the amplifier 26 via a series circuit of 0. A resistor R11 is connected between one input and the other input of the amplifier 26. The output of the amplifier 26 is connected to the input of the buffer 22 and is fed back. Here, the input signal given to the buffer 22 is V1, the differential amplifier 20
Is the output signal of V2, the signal indicating the voltage between both inputs of the amplifier 26 is V3, the current flowing through the current feedback path from the amplifier 26 is i, and the amplification factor of the amplifier 26 is gm.
And Equation 5 are obtained.

【００１２】[0012]

【数４】 (Equation 4)

【００１３】[0013]

【数５】 したがって、信号Ｖ３は入力信号Ｖ１に比べて、位相が
９０°遅れた信号となり、これをバッファ２２の入力に
電流帰還させることにより、数６に示すように、電流ｉ
は入力信号Ｖ１に比べて９０°遅れ位相となって、数７
に示すように、ジャイレータＬは等価的インダクタンス
を形成する。(Equation 5) Therefore, the signal V3 becomes a signal whose phase is delayed by 90 ° as compared with the input signal V1, and the signal V3 is fed back to the input of the buffer 22, so that the current i
Has a phase delayed by 90 ° from the input signal V1.
As shown in FIG. 7, the gyrator L forms an equivalent inductance.

【００１４】[0014]

【数６】 (Equation 6)

【００１５】[0015]

【数７】 このＡＰＦ１４は、いわゆる周波数−位相変換を行う。
この実施例では、図４に示すように、４．４３ＭＨｚの
サブキャリア周波数を基準とし、４．４３ＭＨｚのサブ
キャリア周波数を有するカラー信号が与えられると、そ
のカラー信号を１８０°移相する。したがって、ＡＰＦ
１４に与えられるカラー信号のサブキャリア周波数が
４．４３ＭＨｚでなければ、その周波数と４．４３ＭＨ
ｚとの差に応じて移相量が１８０°からずれる。(Equation 7) The APF 14 performs so-called frequency-phase conversion.
In this embodiment, as shown in FIG. 4, when a color signal having a subcarrier frequency of 4.43 MHz is provided with reference to a subcarrier frequency of 4.43 MHz, the color signal is phase-shifted by 180 °. Therefore, APF
If the subcarrier frequency of the color signal given to the P.14 is not 4.43 MHz, the frequency and 4.43 MH
The phase shift amount deviates from 180 ° according to the difference from z.

【００１６】図１に戻って、９０°移相器２８は、たと
えば図５に示すように構成される。図５に示す９０°移
相器２８では、入力端３０ａは抵抗Ｒ１２を介して、差
動接続されたトランジスタＱ１およびＱ２のトランジス
タＱ２のベースに接続される。入力端３０ｂは負極を接
地している定電圧源３２の正極と接続され、また抵抗Ｒ
１３を介して、差動接続されたトランジスタＱ３および
Ｑ４のトランジスタＱ４のベースに接続され、さらに抵
抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ１のベースに接続され
る。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは共通的
に、トランジスタＱ８および抵抗Ｒ１５の直列回路を介
して、接地される。トランジスタＱ１のコレクタは直接
に電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ２のコレクタ
はトランジスタＱ６と抵抗Ｒ１６との直列回路を介して
電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタＱ２のコレクタ
とトランジスタＱ６のコレクタとの接続点はトランジス
タＱ５のベースおよびトランジスタＱ３のコレクタに接
続される。Returning to FIG. 1, the 90 ° phase shifter 28 is configured, for example, as shown in FIG. In the 90 ° phase shifter 28 shown in FIG. 5, the input terminal 30a is connected to the base of the transistor Q2 of the differentially connected transistors Q1 and Q2 via the resistor R12. The input terminal 30b is connected to the positive electrode of the constant voltage source 32 whose negative electrode is grounded.
13 is connected to the base of the transistor Q4 of the differentially connected transistors Q3 and Q4, and further connected to the base of the transistor Q1 via the resistor R14. The emitters of transistors Q1 and Q2 are commonly grounded through a series circuit of transistor Q8 and resistor R15. The collector of transistor Q1 is directly connected to power supply Vcc, and the collector of transistor Q2 is connected to power supply Vcc via a series circuit of transistor Q6 and resistor R16. A connection point between the collector of the transistor Q2 and the collector of the transistor Q6 is connected to the base of the transistor Q5 and the collector of the transistor Q3.

【００１７】トランジスタＱ６のベースはトランジスタ
Ｑ７のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタ
Ｑ７のエミッタは抵抗Ｒ１７を介して電源Ｖｃｃに接続
される。これらのトランジスタＱ６およびＱ７が電流ミ
ラー回路を構成する。トランジスタＱ７のコレクタはト
ランジスタＱ１０および抵抗Ｒ１８の直列回路を介して
接地される。トランジスタＱ５のコレクタは直接に電源
Ｖｃｃに接続され、そのエミッタはトランジスタＱ９お
よび抵抗Ｒ１９の直列回路を介して接地される。The base of transistor Q6 is connected to the base and collector of transistor Q7, and the emitter of transistor Q7 is connected to power supply Vcc via resistor R17. These transistors Q6 and Q7 form a current mirror circuit. The collector of transistor Q7 is grounded via a series circuit of transistor Q10 and resistor R18. The collector of transistor Q5 is directly connected to power supply Vcc, and its emitter is grounded via a series circuit of transistor Q9 and resistor R19.

【００１８】トランジスタＱ２のベースはコンデンサＣ
３および抵抗Ｒ２０の直列回路を介してトランジスタＱ
３のベースに接続される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２０
との接続点は出力端３０ｃに接続される。出力端３０ｄ
は接地される。トランジスタＱ３のベースとトランジス
タＱ４のベースとの間にはコンデンサＣ４が介挿され、
それらのエミッタは共通に、トランジスタＱ１１および
抵抗Ｒ２１の直列回路を介して、接地される。トランジ
スタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０およびＱ１１のベースは共通
に、負極を接地している定電圧源３４の正極に接続され
る。すなわち、この９０°移相器２８は、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９およびＱ１
０と、ハイパスフィルタを構成する抵抗Ｒ１２、コンデ
ンサＣ３等からなり、かつ図５において１点鎖線で取り
囲んでいる交流的な負帰還増幅回路３６を備え、さらに
ローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ２０およびＲ１３な
らびにコンデンサＣ４と、トランジスタＱ３およびＱ４
等からなり、かつ図５において２点鎖線で囲んだ、直流
電圧を負帰還増幅回路３６へ帰還させる、直流的な負帰
還回路３８を備える構成となっている。The base of the transistor Q2 is a capacitor C
3 and a transistor Q through a series circuit of a resistor R20.
3 base. Capacitor C3 and resistor R20
Is connected to the output terminal 30c. Output terminal 30d
Is grounded. A capacitor C4 is interposed between the base of the transistor Q3 and the base of the transistor Q4,
Their emitters are commonly grounded via a series circuit of transistor Q11 and resistor R21. The bases of the transistors Q8, Q9, Q10 and Q11 are commonly connected to the positive electrode of the constant voltage source 34 whose negative electrode is grounded. That is, this 90 ° phase shifter 28 is connected to transistors Q1, Q2, Q5, Q6, Q7, Q8, Q9 and Q1.
0, a resistor R12 and a capacitor C3 constituting a high-pass filter, an AC negative feedback amplifier 36 surrounded by a dashed line in FIG. 5, and resistors R20 and R13 constituting a low-pass filter; Capacitor C4 and transistors Q3 and Q4
And a DC negative feedback circuit 38, which is surrounded by a two-dot chain line in FIG.

【００１９】なお、トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０お
よびＱ１１は定電流源を構成し、抵抗Ｒ１５，Ｒ１８お
よびＲ２１は同抵抗値に設定される。そのため、トラン
ジスタＱ８，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタ電流が等し
く、それぞれの電流値を２Ｉｏとすると、トランジスタ
Ｑ６およびＱ７が電流ミラー回路を構成しているため、
抵抗Ｒ１６およびＲ１７の抵抗値が同抵抗値であれば、
トランジスタＱ６のコレクタ電流は２Ｉｏとなる。Note that transistors Q8, Q9, Q10 and Q11 form a constant current source, and resistors R15, R18 and R21 are set to the same resistance value. Therefore, assuming that the collector currents of transistors Q8, Q10 and Q11 are equal and their current values are 2Io, transistors Q6 and Q7 form a current mirror circuit.
If the resistance values of the resistors R16 and R17 are the same,
The collector current of transistor Q6 is 2Io.

【００２０】次に、９０°移相器２８の交流的動作を説
明する。トランジスタＱ１のベースは交流的に接地され
ている。トランジスタＱ６が、差動接続のトランジスタ
Ｑ１およびＱ２からの出力を電流で取り出すための負荷
となっており、交流負荷が非常に大きな値となるため、
開ループゲインＡは十分大きい。トランジスタＱ２のコ
レクタ電流が変化するとトランジスタＱ５のベース電流
が変化し、トランジスタＱ５のエミッタフォロワで出力
を電圧として導出する。トランジスタＱ５のエミッタフ
ォロワから出力された出力電圧ｅo は、コンデンサＣ３
および抵抗Ｒ１２のハイパスフィルタに供給される。し
たがって、トランジスタＱ２のベース電位は数８で与え
られる。Next, the AC operation of the 90 ° phase shifter 28 will be described. The base of the transistor Q1 is AC grounded. The transistor Q6 serves as a load for extracting the output from the differentially connected transistors Q1 and Q2 with a current, and the AC load has a very large value.
The open loop gain A is sufficiently large. When the collector current of the transistor Q2 changes, the base current of the transistor Q5 changes, and the output is derived as a voltage by the emitter follower of the transistor Q5. The output voltage eo output from the emitter follower of the transistor Q5 is connected to the capacitor C3.
And the high-pass filter of the resistor R12. Therefore, the base potential of transistor Q2 is given by Equation 8.

【００２１】[0021]

【数８】 そして、トランジスタＱ１のベース電位は、交流的に接
地されているため、入力電圧ｅi と出力電圧ｅo との関
係は、数９で与えられる。(Equation 8) Since the base potential of the transistor Q1 is grounded in an AC manner, the relationship between the input voltage ei and the output voltage eo is given by equation (9).

【００２２】[0022]

【数９】 ここで、開ループゲインＡが十分大きいことを考慮する
と、数９は、次式の数１０に変形され、移相量が９０°
になることが理解されよう。(Equation 9) Here, considering that the open loop gain A is sufficiently large, Equation 9 is transformed into Equation 10 below, and the phase shift amount is 90 °.
It will be understood that

【００２３】[0023]

【数１０】 次に直流的な動作を説明する。負帰還増幅回路３６では
交流的に負帰還されるが、コンデンサＣ３により直流的
には負帰還されていない。そのためトランジスタＱ５の
エミッタ電圧は、不定となり、このままでは負帰還増幅
回路３６は動作しない。しかし、トランジスタＱ５のエ
ミッタフォロワから出力される電圧の直流成分のみが、
抵抗Ｒ２０およびＲ１３ならびにコンデンサＣ４のロー
パスフィルタへ供給され、差動接続されたトランジスタ
Ｑ３およびＱ４のトランジスタＱ３のベースに供給され
る。トランジスタＱ４のベースには定電圧源３２から一
定電圧が供給されており、トランジスタＱ３およびＱ４
のベース電流と抵抗Ｒ２０およびＲ１３による電圧降下
とを無視すると、両ベース電圧の差によって、トランジ
スタＱ１１のコレクタ電流２Ｉｏの分流比が変わり、ト
ランジスタＱ３のコレクタ電流が変化する。(Equation 10) Next, a DC operation will be described. In the negative feedback amplifier circuit 36, negative feedback is performed in an AC manner, but negative feedback is not performed in a DC manner due to the capacitor C3. Therefore, the emitter voltage of the transistor Q5 becomes unstable, and the negative feedback amplifier circuit 36 does not operate in this state. However, only the DC component of the voltage output from the emitter follower of the transistor Q5 is
It is supplied to the low-pass filter of the resistors R20 and R13 and the capacitor C4, and is supplied to the base of the transistor Q3 of the transistors Q3 and Q4 which are differentially connected. The base of the transistor Q4 is supplied with a constant voltage from the constant voltage source 32, and the transistors Q3 and Q4
Neglecting the base current and the voltage drop due to the resistors R20 and R13, the shunt ratio of the collector current 2Io of the transistor Q11 changes due to the difference between the two base voltages, and the collector current of the transistor Q3 changes.

【００２４】トランジスタＱ１およびＱ２のベースの直
流電圧は定電圧源３２の電圧に保持されるため、トラン
ジスタＱ１およびＱ２のベース電流と抵抗Ｒ１２および
Ｒ１４による電圧降下とを無視すると、トランジスタＱ
１およびＱ２にそれぞれ流れるコレクタ電流はトランジ
スタＱ８のコレクタ電流２Ｉｏを等分したＩｏとなる。Since the DC voltage at the bases of transistors Q1 and Q2 is held at the voltage of constant voltage source 32, ignoring the base currents of transistors Q1 and Q2 and the voltage drop by resistors R12 and R14, transistor Q1
The collector current flowing through each of 1 and Q2 is Io obtained by equally dividing the collector current 2Io of transistor Q8.

【００２５】また、トランジスタＱ６のコレクタ電流は
２Ｉｏとなっているため、トランジスタＱ５のベース電
流が小さく無視できるとすれば、トランジスタＱ３のコ
レクタ電流はトランジスタＱ６のコレクタ電流からトラ
ンジスタＱ２のコレクタ電流を差し引いたＩｏとなる。
そして、差動接続されたトランジスタＱ３およびＱ４の
トランジスタＱ３のコレクタ電流がＩｏになるために
は、トランジスタＱ１１のコレクタ電流が２Ｉｏである
から、トランジスタＱ３およびＱ４のベース電圧が等し
くならなければならず、トランジスタＱ５のエミッタの
直流電圧は定電圧源３２の電圧に固定されるので、この
電圧を動作点として負帰還増幅回路３６が正常に動作す
る。Since the collector current of the transistor Q6 is 2Io, if the base current of the transistor Q5 is small and negligible, the collector current of the transistor Q3 is obtained by subtracting the collector current of the transistor Q2 from the collector current of the transistor Q6. Io.
In order for the collector current of transistor Q3 of differentially connected transistors Q3 and Q4 to be Io, the base voltage of transistors Q3 and Q4 must be equal because the collector current of transistor Q11 is 2Io. Since the DC voltage at the emitter of the transistor Q5 is fixed to the voltage of the constant voltage source 32, the negative feedback amplifier 36 operates normally using this voltage as an operating point.

【００２６】図１に戻って、９０°移相器２８およびＡ
ＰＦ１４によって位相を遅らせた信号と、マルチプレク
サ１２から経路３９を介した信号とが、位相比較器４０
に与えられる。位相比較器４０はたとえば図６に示すよ
うに構成され、図７に示すように動作する。すなわち、
図６に示す入力端４２および４４には、図７（Ａ）に示
すような信号が入力され、入力端４６および４８には、
図７（Ｂ）に示すような信号が入力される。Returning to FIG. 1, 90 ° phase shifter 28 and A
The signal whose phase has been delayed by the PF 14 and the signal from the multiplexer 12 via the path 39 are connected to the phase comparator 40.
Given to. The phase comparator 40 is configured as shown in FIG. 6, for example, and operates as shown in FIG. That is,
A signal as shown in FIG. 7A is input to input terminals 42 and 44 shown in FIG.
A signal as shown in FIG. 7B is input.

【００２７】両信号が同相の場合、正の周期ではトラン
ジスタＱ２１およびＱ２５がオンしかつ負の周期ではト
ランジスタＱ２３およびＱ２６がオンする。したがっ
て、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように負
方向に半周期毎に脈動し、出力端Ｂにおける電圧は図７
（Ｄ）に示すように定電圧となる。そのため、出力端Ａ
およびＢから取り出されるこの位相比較器４０の出力
は、図７（Ｃ）と図７（Ｄ）との差となり、図７（Ｅ）
に示すようになる。したがって、この位相比較器４０の
出力を受けるローパスフィルタ（以下、単に「ＬＰＦ」
という）４２からは、図７（Ｆ）に示すように、両信号
が同相のときには負の電圧信号を出力する。When both signals are in phase, transistors Q21 and Q25 turn on in a positive cycle and transistors Q23 and Q26 turn on in a negative cycle. Therefore, the voltage at the output terminal A pulsates every half cycle in the negative direction as shown in FIG.
The voltage becomes constant as shown in FIG. Therefore, the output terminal A
7B. The output of the phase comparator 40 extracted from FIG. 7B and B is the difference between FIG. 7C and FIG.
It becomes as shown in. Therefore, a low-pass filter receiving the output of the phase comparator 40 (hereinafter simply referred to as “LPF”)
7) outputs a negative voltage signal when both signals are in phase, as shown in FIG. 7 (F).

【００２８】両信号が逆相の場合、入力端４２および４
４からの信号が正の周期ではトランジスタＱ２４および
Ｑ２６がオンしかつその信号が負の周期ではトランジス
タＱ２２およびＱ２５がオンする。したがって、出力端
Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように一定となり、
出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように負方向
に半周期毎に脈動する。そのため、出力端ＡおよびＢか
ら取り出されるこの位相比較器４０の出力は、図７
（Ｃ）と図７（Ｄ）との差となり、図７（Ｅ）に示すよ
うになる。したがって、ＬＰＦ４２は、図７（Ｆ）に示
すように、両信号が逆相のときには正の電圧信号を出力
する。If both signals are out of phase, the inputs 42 and 4
When the signal from 4 is positive, the transistors Q24 and Q26 are turned on, and when the signal is negative, the transistors Q22 and Q25 are turned on. Therefore, the voltage at the output terminal A becomes constant as shown in FIG.
The voltage at the output terminal B pulsates in the negative direction every half cycle as shown in FIG. Therefore, the output of the phase comparator 40 extracted from the output terminals A and B is as shown in FIG.
The difference between FIG. 7 (C) and FIG. 7 (D) is shown in FIG. 7 (E). Therefore, the LPF 42 outputs a positive voltage signal when both signals are out of phase as shown in FIG. 7 (F).

【００２９】両信号が９０°の位相差を有する場合に
は、図７（Ａ）に示す入力端４２および４４からの信号
の前半周期の前半ではトランジスタＱ２１およびＱ２５
がオンし、後半ではトランジスタＱ２４およびＱ２６が
オンする。また、入力端４２および４４からの信号の後
半周期の前半ではトランジスタＱ２３およびＱ２６がオ
ンし、後半ではトランジスタＱ２２およびＱ２５がオン
する。したがって、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）
に示すように各半周期の前半にのみ負方向電圧となり、
出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように各半周
期の後半にのみ負方向電圧として出現する。したがっ
て、出力端ＡおよびＢから取り出されるこの位相比較器
４０の出力は、図７（Ｅ）に示すようになり、ＬＰＦ４
２は、図７（Ｆ）に示すように、両信号が９０°位相差
を有するときにはほぼゼロの電圧信号を出力する。When both signals have a phase difference of 90 °, transistors Q21 and Q25 in the first half of the first half cycle of the signals from input terminals 42 and 44 shown in FIG.
Turn on, and the transistors Q24 and Q26 turn on in the latter half. In the first half of the second half cycle of the signal from input terminals 42 and 44, transistors Q23 and Q26 are turned on, and in the second half, transistors Q22 and Q25 are turned on. Therefore, the voltage at the output terminal A is as shown in FIG.
As shown in the figure, negative voltage occurs only in the first half of each half cycle,
The voltage at the output terminal B appears as a negative voltage only in the second half of each half cycle as shown in FIG. Therefore, the output of the phase comparator 40 extracted from the output terminals A and B is as shown in FIG.
2 outputs a substantially zero voltage signal when both signals have a 90 ° phase difference, as shown in FIG. 7 (F).

【００３０】このようにして、位相比較器４０に入力さ
れる２つの信号の位相差が９０°のときは、ＬＰＦ４２
からはほぼゼロの電圧信号が出力される。２つの信号の
位相差が９０°からずれている場合には、そのずれ量に
応じた正または負の電圧信号がＬＰＦ４２から出力され
る。すなわち、位相比較器４０およびＬＰＦ４２では、
ＡＰＦ１４の入出力を位相比較して、位相−電圧(Phase
-Volt.) 変換する。Thus, when the phase difference between the two signals input to the phase comparator 40 is 90 °, the LPF 42
Output a substantially zero voltage signal. When the phase difference between the two signals deviates from 90 °, a positive or negative voltage signal corresponding to the deviation is output from the LPF 42. That is, in the phase comparator 40 and the LPF 42,
The phase of the input / output of the APF 14 is compared, and the phase-voltage (Phase
-Volt.) Convert.

【００３１】また、位相比較器４０からの図７（Ｆ）に
示すような制御信号は、キャリブレーション用に設けら
れたＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフィードバックさ
れる。ただし、ＬＰＦ４４は、バースト期間中には電圧
信号を出力することなく保持する。このように位相比較
器４０からの出力をＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフ
ィードバックすることによって、ＡＰＦ１４の位相遅延
動作を安定化できる。すなわち、バースト期間以外の期
間に４．４３ＭＨｚの周波数信号をＡＰＦ４に与えるこ
とによって、ＡＰＦ１４の中心周波数が４．４３ＭＨｚ
と一致するように自動調整され、ＡＰＦ１４に４．４３
ＭＨｚのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られたとき、入出力位相差が常に−１８０°となるよう
に位相管理して、中心周波数調整が行われる。A control signal as shown in FIG. 7 (F) from the phase comparator 40 is fed back to the APF 14 via the LPF 44 provided for calibration. However, the LPF 44 holds the voltage signal without outputting it during the burst period. By feeding back the output from the phase comparator 40 to the APF 14 via the LPF 44, the phase delay operation of the APF 14 can be stabilized. That is, by giving a 4.43 MHz frequency signal to the APF 4 during a period other than the burst period, the center frequency of the APF 14 becomes 4.43 MHz.
Is automatically adjusted to match with 4.43 in APF14.
When a color signal having a subcarrier frequency of MHz is given, the center frequency is adjusted by managing the phase so that the input / output phase difference always becomes -180 °.

【００３２】すなわち、位相比較器４０は、バースト期
間ではテレビ信号判別用として動作し、バースト期間以
外の期間ではＡＰＦ１４の中心周波数の自動調整用とし
て動作する。そして、ＬＰＦ４２からの電圧信号は、サ
ンプルホールド回路４６に与えられる。サンプルホール
ド回路４６は、バーストゲートパルスを用いて、バース
ト期間のＬＰＦ４４からの電圧信号を１Ｈ期間ホールド
する。すなわち、サンプルホールド回路４６には、バー
ストゲートパルスが与えられ、たとえばバーストゲート
パルスの立ち下がり時点でＬＰＦ４２から与えられる電
圧信号をサンプルホールドして矩形波信号を生成し、そ
の矩形波信号を１Ｈ遅延回路４８および位相比較器５０
に与える。１Ｈ遅延回路４８では、矩形波信号を１ライ
ン分遅延させた後、位相比較器５０に与える。位相比較
器５０は位相比較器４０と同様に構成される。したがっ
て、位相比較器５０では、２つの矩形波信号の位相差が
１８０°であればハイレベルの信号を出力し、２つの矩
形波信号が同相であればローレベルの信号を出力する。That is, the phase comparator 40 operates for discriminating the television signal during the burst period, and operates for automatically adjusting the center frequency of the APF 14 during the period other than the burst period. Then, the voltage signal from the LPF 42 is supplied to the sample and hold circuit 46. The sample hold circuit 46 holds the voltage signal from the LPF 44 during the burst period for 1 H period using the burst gate pulse. That is, a burst gate pulse is supplied to the sample hold circuit 46. For example, a voltage signal supplied from the LPF 42 is sampled and held at the falling point of the burst gate pulse to generate a rectangular wave signal, and the rectangular wave signal is delayed by 1H. Circuit 48 and phase comparator 50
Give to. The 1H delay circuit 48 delays the rectangular wave signal by one line and supplies the delayed signal to the phase comparator 50. The phase comparator 50 is configured similarly to the phase comparator 40. Therefore, the phase comparator 50 outputs a high-level signal when the phase difference between the two rectangular wave signals is 180 °, and outputs a low-level signal when the two rectangular wave signals are in phase.

【００３３】位相比較器５０には、たとえばＳＥＣＡＭ
方式では、１８０°の位相差の２つの矩形波信号が入力
され、ＰＡＬ方式およびＮＴＳＣ方式では、同相の２つ
の矩形波信号が入力され、白黒ノイズでは、ランダムな
位相差で２つの矩形波信号が入力されるので、位相比較
器５０は、それぞれ異なったレベルの信号を出力する。
そして、この信号はＬＰＦ５２によってその信号のレベ
ルに応じたレベルを有する電圧信号に変換される。この
電圧信号がヒステリシス特性を有するコンパレータ５４
に与えられ、基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。ＬＰＦ５
２からの電圧信号が基準電圧Ｖｒｅｆより大きければ
「ハイレベル」，小さければ「ローレベル」の２値のい
ずれかの判別信号がコンパレータ５４からたとえばＴＴ
Ｌレベルで出力される。この判別信号によって、テレビ
ジョン方式がＳＥＣＡＭ方式であるかその他のＰＡＬ方
式またはＮＴＳＣ方式等のいずれであるかを判別でき
る。なお、コンパレータ５４では、判別が困難な信号が
入力されてきた場合に、出力される判別信号がチャタリ
ングを起こさないように、ヒステリシス特性を持たせて
いる。The phase comparator 50 includes, for example, SECAM
In the system, two rectangular wave signals having a phase difference of 180 ° are input. In the PAL system and the NTSC system, two rectangular wave signals having the same phase are input. Is input, the phase comparator 50 outputs signals of different levels.
This signal is converted by the LPF 52 into a voltage signal having a level corresponding to the level of the signal. This voltage signal is supplied to a comparator 54 having a hysteresis characteristic.
And compared with the reference voltage Vref. LPF5
If the voltage signal from the comparator 54 is higher than the reference voltage Vref, the comparator 54 outputs a binary signal of “high level”, and if the voltage signal is lower than the reference voltage Vref, the comparator 54 outputs, for example, TT.
Output at L level. From this determination signal, it is possible to determine whether the television system is the SECAM system or another PAL system, NTSC system, or the like. The comparator 54 has a hysteresis characteristic so that when a signal that is difficult to determine is input, the output determination signal does not cause chattering.

【００３４】ここで、このようなテレビ信号判別回路１
０のＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式との判別動作を、図８
および図９を参照して説明する。まず、ＳＥＣＡＭ方式
の場合には各部の動作波形は図８に示すようになる。ま
ず、マルチプレクサ１２からは図８（Ａ）に示すような
信号が出力される。マルチプレクサ１２は、バースト期
間にはカラー信号のサブキャリア周波数を抽出するため
カラーバースト信号を出力する。このカラーバースト信
号を出力することによって、１ライン毎に４．２５ＭＨ
ｚと４．４１ＭＨｚとのサブキャリア周波数が交互に抽
出される。そしてマルチプレクサ１２は、バースト期間
以外の期間には周波数信号ｆscを出力する。この実施例
では、周波数信号ｆscは、４．４３ＭＨｚに設定されて
いる。なお、バーストゲートパルス（ＢＧＰ）は図８
（Ｂ）に示される。そして、ＬＰＦ４２からは、図８
（Ｃ）に示すような電圧信号が出力される。この電圧信
号は、基準となる４．４３ＭＨｚの周波数と、サブキャ
リア周波数との差が大きくなるほど大きな振幅として表
され、カラー信号のサブキャリア周波数が４．２５ＭＨ
ｚの場合には大きく、４．４１ＭＨｚの場合には小さく
なり、１ライン毎に２種類の大きさの電圧信号が繰り返
し出力される。この電圧信号が入力されるサンプルホー
ルド回路４６からは、図８（Ｄ）に示すような矩形波信
号が出力される。この矩形波信号は、バーストゲートパ
ルスの立ち下がり時点でのＬＰＦ４２の出力を保持して
生成される。図８（Ｄ）に示す矩形波信号は１ライン毎
に「ハイレベル」と「ローレベル」とを繰り返す。これ
は、ＳＥＣＡＭ方式に限り、２種類のサブキャリア周波
数が１ライン毎に交互に出力されることに起因するもの
である。ちなみに、各ラインとも同じサブキャリア周波
数を出力するＰＡＬ方式では、その矩形波信号（後述す
る図９（Ｄ）参照）も各ライン同様の波形となるので、
ＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式とは後述するように判別さ
れ得る。そして、位相比較器５０からは図８（Ｅ）に示
すようなハイレベルの電圧信号が出力される。Here, such a television signal discriminating circuit 1
The discriminating operation between the SECAM method and the PAL method is shown in FIG.
This will be described with reference to FIG. First, in the case of the SECAM system, the operation waveforms of the respective parts are as shown in FIG. First, the multiplexer 12 outputs a signal as shown in FIG. The multiplexer 12 outputs a color burst signal in order to extract a subcarrier frequency of the color signal during a burst period. By outputting this color burst signal, 4.25 MH per line is output.
Subcarrier frequencies of z and 4.41 MHz are alternately extracted. Then, the multiplexer 12 outputs the frequency signal fsc during a period other than the burst period. In this embodiment, the frequency signal fsc is set to 4.43 MHz. The burst gate pulse (BGP) is shown in FIG.
It is shown in (B). From the LPF 42, FIG.
A voltage signal as shown in (C) is output. This voltage signal is represented as a larger amplitude as the difference between the reference frequency of 4.43 MHz and the subcarrier frequency increases, and the subcarrier frequency of the color signal becomes 4.25 MHz.
It is large in the case of z and small in the case of 4.41 MHz, and two types of voltage signals are repeatedly output for each line. The sample-and-hold circuit 46 to which this voltage signal is input outputs a rectangular wave signal as shown in FIG. This rectangular wave signal is generated while holding the output of the LPF 42 at the time of the falling edge of the burst gate pulse. The rectangular wave signal shown in FIG. 8D repeats "high level" and "low level" for each line. This is due to the fact that two types of subcarrier frequencies are output alternately for each line only in the SECAM system. By the way, in the PAL system in which each line outputs the same subcarrier frequency, the rectangular wave signal (see FIG. 9D described later) also has the same waveform as each line.
The SECAM method and the PAL method can be distinguished as described later. Then, a high-level voltage signal as shown in FIG. 8E is output from the phase comparator 50.

【００３５】一方、ＰＡＬ方式の場合には各部の動作波
形は図９に示すようになる。まず、マルチプレクサ１２
からは図９（Ａ）に示すような信号が出力される。マル
チプレクサ１２には、図９（Ｂ）に示すようなバースト
ゲートパルスが与えられ、バースト期間にはカラー信号
のうち４．４３ＭＨｚのカラーバースト信号が１ライン
毎に出力される。マルチプレクサ１２は、バースト期間
以外の期間には周波数信号ｆscを出力する。すると、Ｌ
ＰＦ４２からは、図９（Ｃ）に示すような電圧信号が出
力され、この電圧信号が入力されるサンプルホールド回
路４６からは図９（Ｄ）に示すような矩形波信号が出力
される。その結果、位相比較器５０からは図９（Ｅ）に
示すようなローレベルの電圧信号が出力される。なお、
図９（Ｃ）に示す電圧信号には１Ｈ毎にノイズａが含ま
れているが、このノイズａは、図９（Ｂ）に示すバース
トゲートパルスが発生するバースト期間が図９（Ａ）に
示すカラーバースト信号の発生期間よりも長いために発
生するものである。On the other hand, in the case of the PAL system, the operation waveform of each section is as shown in FIG. First, the multiplexer 12
Output a signal as shown in FIG. A burst gate pulse as shown in FIG. 9B is applied to the multiplexer 12, and a 4.43 MHz color burst signal of the color signal is output for each line during the burst period. The multiplexer 12 outputs the frequency signal fsc during a period other than the burst period. Then L
A voltage signal as shown in FIG. 9C is output from the PF 42, and a rectangular wave signal as shown in FIG. 9D is output from the sample and hold circuit 46 to which this voltage signal is input. As a result, a low-level voltage signal is output from the phase comparator 50 as shown in FIG. In addition,
9A. The voltage signal shown in FIG. 9C includes noise a for each 1H. This noise a is generated when the burst period in which the burst gate pulse shown in FIG. This is generated because the period is longer than the generation period of the color burst signal shown.

【００３６】図８（Ｅ）および図９（Ｅ）にそれぞれ示
す電圧信号からわかるように、ＳＥＣＡＭ方式およびＰ
ＡＬ方式のそれぞれの電圧信号のレベルは異なり、した
がってコンパレータ５４からの判別信号は、たとえばＳ
ＥＣＡＭ方式ではハイレベル，ＰＡＬ方式ではローレベ
ルとそれぞれ異なった信号として出力され、両方式を判
別できる。As can be seen from the voltage signals shown in FIG. 8 (E) and FIG. 9 (E),
The level of each voltage signal of the AL system is different, and therefore, the determination signal from the comparator 54 is, for example, S
The high level signal is output in the ECAM system and the low level signal is output in the PAL system, and both types can be discriminated.

【００３７】このテレビ信号判別回路１０では、ＡＰＦ
１４の周波数−位相特性を応用することで、ＩＣに内蔵
可能な範囲内のＱを有するフィルタを用いて回路を構成
できる。また、フィルタキャリブレーション用の基準フ
ィルタは必要なく、信号判別用のＡＰＦのみで足りる。
したがって、従来では、同一ＩＣに基準のフィルタおよ
びそれと同一形態のＢＰＦなどの他のフィルタを内蔵
し、基準のフィルタを用いて、ＢＰＦなどの他のフィル
タのフィルタ特性（たとえば中心周波数）を調整する場
合、特性がずれてしまい所望の特性が得られず、判別動
作に影響を与えていたが、この発明ではそのようなこと
はない。In this television signal discriminating circuit 10, the APF
By applying the 14 frequency-phase characteristics, a circuit can be configured using a filter having a Q within a range that can be built into an IC. Further, a reference filter for filter calibration is not required, and only an APF for signal discrimination is sufficient.
Therefore, conventionally, a reference filter and another filter such as a BPF of the same form are built in the same IC, and the filter characteristics (for example, the center frequency) of another filter such as a BPF are adjusted using the reference filter. In this case, the characteristics are shifted and desired characteristics cannot be obtained, which affects the discriminating operation. However, this is not the case with the present invention.

【００３８】さらに、従来用いられていたＢＰＦを用い
ることなく、ＡＰＦ１４を用いることによって以下のよ
うな利点を有する。従来のＢＰＦは、Ｑ＝４０程度のセ
ラミックフィルタで、高ＱのためＩＣに内蔵することが
困難であったが、ＡＰＦ１４はＩＣに内蔵することが容
易である。また、ＡＰＦ１４の位相変化率（対周波数）
がＢＰＦの２倍であるので、低いＱでも検出感度を高く
できる。The following advantages are obtained by using the APF 14 without using the conventionally used BPF. The conventional BPF is a ceramic filter having a Q of about 40 and is difficult to be incorporated in an IC because of its high Q. However, the APF 14 can be easily incorporated in an IC. Also, the phase change rate of the APF 14 (vs. frequency)
Is twice the BPF, so that the detection sensitivity can be increased even with a low Q.

【００３９】また、従来用いられていたｆH ／２共振フ
ィルタをＩＣに内蔵するには、ＩＣに内蔵するインダク
タを相当大きくしなければならず、ｆH ／２共振フィル
タの特性も判別精度に少なからず影響を及ぼしていた
が、ｆH ／２共振フィルタを用いないこの発明では、こ
のような弊害は生じない。また、上述の実施例に用いら
れる１Ｈ遅延回路４８は、たとえば図１０に示すように
構成される。図１０に示す１Ｈ遅延回路４８は、サンプ
ルホールド回路４６に接続される２つのサンプルホール
ド回路６２，６４およびサンプルホールド回路６２およ
び６４のいずれか一方を選択するマルチプレクサ６６を
含む。そして、サンプルホールド回路４６には、コント
ロールパルスＣＮＴ１となるバーストゲートパルスが与
えられ、また、マルチプレクサ６６には、バーストゲー
トパルスを分周器６８によって１／２分周して得られた
矩形波状のコントロールパルスＣＮＴ４が与えられ、マ
ルチプレクサ６６のスイッチング動作が制御される。ま
た、サンプルホールド回路６２および６４には、それぞ
れバーストゲートパルスＢＧＰと同期したコントロール
パルスＣＮＴ２およびＣＮＴ３が、１ライン毎に交互に
与えられる。Further, in order to incorporate a conventionally used fH / 2 resonance filter into an IC, the inductor incorporated in the IC must be made considerably large, and the characteristics of the fH / 2 resonance filter have a considerable degree of discrimination accuracy. Although this has an effect, the present invention which does not use the fH / 2 resonance filter does not cause such an adverse effect. The 1H delay circuit 48 used in the above-described embodiment is configured as shown in FIG. 10, for example. The 1H delay circuit 48 shown in FIG. 10 includes two sample hold circuits 62 and 64 connected to the sample hold circuit 46 and a multiplexer 66 for selecting one of the sample hold circuits 62 and 64. Then, a burst gate pulse serving as a control pulse CNT1 is given to the sample hold circuit 46, and a rectangular wave obtained by dividing the burst gate pulse by に よ っ て by the divider 68 is given to the multiplexer 66. The control pulse CNT4 is applied, and the switching operation of the multiplexer 66 is controlled. Further, control pulses CNT2 and CNT3 synchronized with the burst gate pulse BGP are alternately applied to the sample and hold circuits 62 and 64 line by line.

【００４０】１Ｈ遅延回路４８の動作を図１１を参照し
て説明する。入力端７０に図１１（Ａ）に示すようなＬ
ＰＦ４２からの電圧信号ｅ1 が１ライン毎に与えられる
と、サンプルホールド回路４６は、図１１（Ｆ）に示す
コントロールパルスＣＮＴ１のタイミングに従って、図
１１（Ｂ）に示すような矩形波信号ｅ2 を出力する。こ
の矩形波信号ｅ2 はサンプルホールド回路６２および６
４にそれぞれ与えられる。サンプルホールド回路６２お
よび６４には、それぞれ図１１（Ｇ）および（Ｈ）に示
すコントロールパルスＣＮＴ２およびＣＮＴ３が与えら
れ、これらのコントロールパルスＣＮＴ２およびＣＮＴ
３に応じてサンプルホールド回路６２および６４は、そ
れぞれ図１１（Ｃ）および（Ｄ）に示すような矩形波信
号ｅ3 およびｅ4 を出力する。そして、マルチプレクサ
６６には、図１１（Ｉ）に示すコントロールパルスＣＮ
Ｔ４が与えられ、このコントロールパルスＣＮＴ４に応
じてマルチプレクサ６６はスイッチング制御されて１ラ
イン毎に矩形波信号ｅ4 およびｅ3 を選択し、出力端７
２からは図１１（Ｅ）に示すような矩形波信号ｅ5 が出
力される。The operation of the 1H delay circuit 48 will be described with reference to FIG. As shown in FIG.
When the voltage signal e1 from the PF 42 is given for each line, the sample hold circuit 46 outputs a rectangular wave signal e2 as shown in FIG. 11B according to the timing of the control pulse CNT1 shown in FIG. I do. This square wave signal e2 is supplied to the sample and hold circuits 62 and 6
4 respectively. Control pulses CNT2 and CNT3 shown in FIGS. 11G and 11H are applied to sample and hold circuits 62 and 64, respectively.
In response to 3, the sample and hold circuits 62 and 64 output rectangular wave signals e3 and e4 as shown in FIGS. 11C and 11D, respectively. Then, the control pulse CN shown in FIG.
T4 is supplied, and the multiplexer 66 is switched in response to the control pulse CNT4 to select the square wave signals e4 and e3 for each line.
2 outputs a rectangular wave signal e5 as shown in FIG.

【００４１】図１１（Ｂ）および（Ｅ）にそれぞれ示す
矩形波信号ｅ2 およびｅ5 を比較してわかるように、図
１１（Ｅ）に示す矩形波信号ｅ5 は図１１（Ｂ）に示す
矩形波信号ｅ2 より１ライン遅延されていることがわか
る。なお、図１に示す実施例において、９０°移相器２
８は、経路３９上に介挿されてもよく、また、ＡＰＦ１
４と位相比較器４０との間に介挿されてもよい。As can be seen by comparing the rectangular wave signals e2 and e5 shown in FIGS. 11B and 11E, respectively, the rectangular wave signal e5 shown in FIG. 11E is the rectangular wave signal shown in FIG. It can be seen that the signal e2 is delayed by one line. Note that, in the embodiment shown in FIG.
8 may be interposed on path 39 and APF1
4 and the phase comparator 40.

【００４２】また、図１に示す実施例では、４．４３Ｍ
Ｈｚの周波数信号ｆSCがＡＰＦ１４に入力されたとき
に、位相比較器４０に与えられる２つの入力の位相差が
９０°になるように９０°移相器２８を用いたが、たと
えば９０°移相器２８の代わりに４５°移相器を用いて
位相比較器４０の一方入力を４５°遅延させ、さらに経
路３９上に４５°移相器を介挿して位相比較器４０の他
方入力を４５°進めて、位相比較器４０の２つの入力の
位相差を９０°にするなど、位相比較器４０の２つの入
力の位相差が９０°になるならば、９０°移相器２８以
外の任意の手段が用いられ得る。In the embodiment shown in FIG.
Although the 90 ° phase shifter 28 is used so that the phase difference between the two inputs to the phase comparator 40 becomes 90 ° when the frequency signal fSC of Hz is input to the APF 14, for example, the 90 ° phase shift is performed. One input of the phase comparator 40 is delayed by 45 ° by using a 45 ° phase shifter instead of the phase shifter 28, and the other input of the phase comparator 40 is inserted by 45 ° through a 45 ° phase shifter on a path 39. If the phase difference between the two inputs of the phase comparator 40 becomes 90 °, for example, the phase difference between the two inputs of the phase comparator 40 becomes 90 °, any other than the 90 ° phase shifter 28 Means can be used.

【００４３】また、上述の実施例では、ＳＥＣＡＭ方式
とＰＡＬ方式とを判別する場合について述べたが、ＳＥ
ＣＡＭ方式とＮＴＳＣ方式との判別にも、この発明は用
いられ得る。以上述べた如く、図１の装置によれば、共
振回路等を必要とせずにＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式と
を判別することができる。In the above embodiment, the case where the SECAM system and the PAL system are discriminated has been described.
The present invention can be used for discriminating between the CAM system and the NTSC system. As described above, according to the apparatus shown in FIG. 1, the SECAM system and the PAL system can be distinguished without requiring a resonance circuit or the like.

【００４４】図１の装置をＶＴＲのＰＡＬ方式のクロマ
信号再生装置に利用している様子を図１２に示す。図１
２において、図１と同一の回路ブロックについては同一
の符号を付し、説明を省略する。図１２の入力端子（１
００）にはテープからの再生クロマ信号が印加される。
ＰＡＬ方式であれば、周波数が627KHZである。再生クロ
マ信号は、メインコンバーター（１０１）で周波数が4.
43361875MHZに復元される。周波数が復元されたクロマ
信号は、ＢＰＦ（１０２）で不要成分が除去されクシ型
フィルタ（１０３）に印加されクロストーク除去が行わ
れ、再生アンプ（１０４）を介して出力端子（１０５）
に導出される。クシ型フィルタ（１０３）でのクロスト
ーク除去は、２ライン前後の信号を加えることで行う。FIG. 12 shows the use of the apparatus shown in FIG. 1 for a PAL chroma signal reproducing apparatus of a VTR. FIG.
In FIG. 2, the same circuit blocks as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The input terminal (1
00), a reproduced chroma signal from the tape is applied.
In the case of the PAL system, the frequency is 627 KHZ. The reproduced chroma signal has a frequency of 4.
Restored to 43361875MHZ. Unnecessary components are removed from the chroma signal whose frequency has been restored by the BPF (102), applied to the comb filter (103) to remove crosstalk, and output to the output terminal (105) via the reproduction amplifier (104).
Is derived. Crosstalk removal by the comb filter (103) is performed by adding signals of around two lines.

【００４５】発振器（１０６）は、再生クロマ信号の再
生位相の基準となるもので、サブキャリア周波数4.4336
1875MHZで一定に発振している。そして、発振器（１０
６）の発振出力信号は、ＡＰＣ検波回路（１０７）で出
力端子（１０５）からのクロマ信号と位相比較される。
この位相比較結果は、ＬＰＦ（１０８）で平滑され周波
数３２１ｆHＨＺ（ｆHは水平同期信号周波数）で発振す
るＶＣＯ（１０９）の発振周波数を調整する。周波数３
２１ｆHの信号は、分周回路（１１０）で１/８に分周さ
れ周波数（４０ｆH/８）の信号が位相シフト回路（１１
１）に印加され９０度づつ位相シフトされる。The oscillator (106) serves as a reference for the reproduction phase of the reproduced chroma signal, and has a subcarrier frequency of 4.4336.
It oscillates constantly at 1875MHZ. And the oscillator (10
The oscillation output signal of 6) is compared in phase with the chroma signal from the output terminal (105) in the APC detection circuit (107).
The phase comparison result is adjusted by the LPF (108) to adjust the oscillation frequency of the VCO (109) that oscillates at a frequency of 321fHHZ (fH is the horizontal synchronization signal frequency). Frequency 3
The 21fH signal is frequency-divided by a frequency divider (110) to 1/8, and the frequency (40fH / 8) signal is phase-shifted by the phase shift circuit (11).
It is applied to 1) and is phase shifted by 90 degrees.

【００４６】位相シフトされた信号は、サブコンバータ
ー（１１２）で発振器（１０６）の発振出力信号（周波
数4.43361875MHZ）と乗算され約5.06MHZの周波数信号が
メインコンバーター（１０１）に乗算用に印加される。
その結果、メインコンバーター（１０１）からは、位相
周波数が4.43361875MHZに変換され、発振器（１０６）
の位相に同期した出力信号が得られる。The phase-shifted signal is multiplied by the oscillation output signal (frequency: 4.43361875 MHz) of the oscillator (106) by the sub-converter (112), and a frequency signal of about 5.06 MHz is applied to the main converter (101) for multiplication. You.
As a result, the phase frequency is converted from the main converter (101) to 4.43361875 MHz, and the oscillator (106)
An output signal synchronized with the phase of the above is obtained.

【００４７】又、ＳＥＣＡＭ信号も図１２の装置により
再生することができる。ＳＥＣＡＭ信号は、１/４に分
周して記録再生する他に、ＰＡＬ方式の記録再生回路を
利用する記録再生方法がある。このようなＳＥＣＡＭ信
号のことはＭＥＳＥＣＡＭ信号と呼ばれる。この記録さ
れたＭＥＳＥＣＡＭ信号が図１２の入力端子（１００）
に印加され、ＰＡＬの場合と同様に再生される。ＳＥＣ
ＡＭ方式では１ライン毎に色差信号をＦＭ変調した信号
の周波数が変化している。Ｒ−Ｙ信号ラインの副搬送波
に相当するものがｆORと呼ばれ、Ｂ−Ｙ信号ラインがｆ
OBと呼ばれる。各放送方式のサブキャリア周波数と低域
変換した周波数とを次に示す 表 １ サブキャリア周波数 低域変換周波数 Ｐ Ａ Ｌ 4.43361875 MHZ 627KHZ ＭＥＳＥＣＡＭ ｆOR 4.40625 MHZ 654KHZ ｆOB 4.25 MHZ 810KHZ ところで、ＳＥＣＡＭ方式では副搬送波の位相を第１及
び第２のラインについては０度、これに続く第３のライ
ンではπ（１８０度）の位相にロックしてＦＭ変調する
ようにしている。この様子を図１３に示す。図１２のク
シ型フィルタ（１０３）において、図１３の１ライン目
の信号は、３ライン目の信号と加算され、２ライン目の
信号は４ライン目の信号と加算される。１ライン目と３
ライン目では位相がπだけ異なるので、両信号を加算す
ると相殺されて信号成分が欠落してしまう。２ライン目
と４ライン目では同位相であるので、クロストーク除去
が行われ信号の欠落はない。The SECAM signal can also be reproduced by the apparatus shown in FIG. There is a recording / reproducing method using a PAL recording / reproducing circuit in addition to recording / reproducing the SECAM signal by dividing the frequency by 1/4. Such a SECAM signal is called a MESECAM signal. The recorded MESECAM signal is input to the input terminal (100) of FIG.
And reproduced as in the case of PAL. SEC
In the AM system, the frequency of the signal obtained by FM-modulating the color difference signal changes for each line. The one corresponding to the subcarrier of the RY signal line is called fOR, and the BY signal line is
Called OB. The following table shows the subcarrier frequency and the low frequency converted frequency of each broadcasting system. Table 1 Subcarrier frequency Low frequency converted frequency The phase is locked to 0 degree for the first and second lines, and the phase is locked to π (180 degrees) for the subsequent third line, so that FM modulation is performed. This is shown in FIG. In the comb filter (103) in FIG. 12, the signal on the first line in FIG. 13 is added to the signal on the third line, and the signal on the second line is added to the signal on the fourth line. 1st line and 3
Since the phase differs by π at the line, if both signals are added, they are canceled out and the signal component is lost. Since the second line and the fourth line have the same phase, crosstalk is removed and there is no signal loss.

【００４８】このため、図１２のクシ型フィルタ（１０
３）後の出力信号をマルチプレクサ１２に加えると、正
常な判別が出来なくなってしまう。このため、本発明で
はクシ型フィルタ（１０３）前の端子（１１４）から判
別用のカラー信号をマルチプレクサ１２に加えている。
図１２では端子（１１４）から判別用のカラー信号を得
ているが、クシ型フィルタ（１０３）前でメインコンバ
ーター（１０１）後ならば、どこでもよい。For this reason, the comb filter (10
3) If the later output signal is applied to the multiplexer 12, normal determination cannot be performed. For this reason, in the present invention, a color signal for discrimination is applied to the multiplexer 12 from the terminal (114) in front of the comb filter (103).
In FIG. 12, a color signal for determination is obtained from the terminal (114). However, any color signal may be used before the comb filter (103) and after the main converter (101).

【００４９】又、ＡＰＦ１４の自動調整用の基準信号
は、発振器（１０６）の出力信号を利用している。クシ
型フィルタ（１０３）の配置場所は、図１２に示すよう
にメインコンバーター（１０１）後の他に、メインコン
バーター（１０１）の前に行うものが考えられる。（例
えば、特願平６−１４９８８３号） そのようにすることで、クシ型フィルタ（１０３）を構
成するＣＣＤのクロック速度を遅くすることができる
他、素子数の削減が計れる。図１４は、そのような低域
周波数でクシ型フィルタを利用したＶＴＲのクロマ信号
再生回路を示すもので、図１２と同一の回路ブロックに
ついては同一の符号を付し、説明を省略する。The reference signal for automatic adjustment of the APF 14 uses the output signal of the oscillator (106). As shown in FIG. 12, the location of the comb-type filter (103) is not limited to the position after the main converter (101), but may be the position before the main converter (101). By doing so, the clock speed of the CCD constituting the comb filter (103) can be reduced and the number of elements can be reduced. FIG. 14 shows a chroma signal reproducing circuit of a VTR using a comb filter at such a low frequency, and the same reference numerals are given to the same circuit blocks as those in FIG. 12, and the description will be omitted.

【００５０】図１４の入力端子（１００）からの周波数
が627KHZの再生クロマ信号は、位相復元回路（１２０）
で位相が復元され連続した位相に戻る。位相が復元され
ているので、位相復元回路（１２０）の直後にクシ型フ
ィルタ（１０３）が配置可能である。ＬＰＦ（１２１）
は、クシ型フィルタ（１０３）で発生する不要成分を除
去し、周波数のコンバータ（１２２）に印加される。Ｖ
ＣＯ（１２３）は、周波数３２１ｆHＨＺ＝約5.06MHZ
（ｆHは水平同期信号周波数）で発振しており、この周
波数の信号が直接にコンバータ（１２２）に印加され
る。The reproduced chrominance signal having a frequency of 627 KHz from the input terminal (100) of FIG.
And the phase is restored to a continuous phase. Since the phase is restored, the comb filter (103) can be arranged immediately after the phase restoration circuit (120). LPF (121)
Removes unnecessary components generated in the comb filter (103) and is applied to the frequency converter (122). V
CO (123) has a frequency of 321 fHHZ = about 5.06 MHz.
(FH is the horizontal synchronization signal frequency), and a signal of this frequency is directly applied to the converter (122).

【００５１】その結果、低域変換されていた信号は、コ
ンバーター（１２２）で周波数が4.43361875MHZに復元
される。周波数が復元されたクロマ信号は、ＢＰＦ（１
０２）で不要成分が除去され、再生アンプ（１０４）を
介して出力端子（１０５）に導出される。発振器（１０
６）は、サブキャリア周波数4.43361875MHZで一定に発
振している。そして、発振器（１０６）の発振出力信号
は、ＡＰＣ検波回路（１０７）で出力端子（１０５）か
らのクロマ信号と位相比較される。この位相比較結果
は、ＬＰＦ（１０８）で平滑されＶＣＯ（１２３）の発
振周波数を調整する。周波数３２１ｆHの信号は、分周
回路（１２４）で１/８に分周され周波数（４０ｆH/
８）の信号がＡＰＦ１４の基準信号としてマルチプレク
サ１２に加えられる。As a result, the frequency of the low-frequency-converted signal is restored to 4.43361875 MHz by the converter (122). The chroma signal whose frequency has been restored is a BPF (1
In 02), unnecessary components are removed and led out to an output terminal (105) via a reproduction amplifier (104). Oscillator (10
6) oscillates at a constant subcarrier frequency of 4.43361875 MHz. The oscillation output signal of the oscillator (106) is compared in phase with the chroma signal from the output terminal (105) by the APC detection circuit (107). This phase comparison result is smoothed by the LPF (108) to adjust the oscillation frequency of the VCO (123). The signal of the frequency 321fH is frequency-divided by で in the frequency dividing circuit (124) and the frequency (40fH /
The signal of 8) is applied to the multiplexer 12 as a reference signal of the APF 14.

【００５２】周波数（４０ｆH/８）は、表１に示す低域
変換周波数627KHZであるので、627KHZを基準に表１の65
4KHZと810KHZの周波数の差を読みとることで、ＳＥＣＡ
Ｍ方式の判別が可能となる。Since the frequency (40 fH / 8) is the low frequency conversion frequency 627 KHZ shown in Table 1, the frequency (40 fH / 8) is 65 kHz in Table 1 based on 627 KHZ.
By reading the frequency difference between 4KHZ and 810KHZ, SECA
The M method can be determined.

【００５３】[0053]

【発明の効果】この発明によれば、セラミックフィルタ
や共振アンプなどを用いる必要がないので、全ての回路
要素を集積回路に容易に組み込むことができる。特に、
この発明によれば、低域周波数でクシ型フィルタを利用
したＶＴＲのクロマ信号再生回路でも再生ＴＶ信号判別
が可能となる。According to the present invention, since it is not necessary to use a ceramic filter, a resonance amplifier, or the like, all circuit elements can be easily incorporated into an integrated circuit. Especially,
According to the present invention, a reproduced TV signal can be determined even in a chroma signal reproducing circuit of a VTR using a comb filter at a low frequency.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】この発明の原理を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the principle of the present invention.

【図２】この実施例に用いられるＡＰＦの一例を示す回
路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of an APF used in this embodiment.

【図３】図２に示すＡＰＦに用いられるジャイレータの
一例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a gyrator used in the APF shown in FIG.

【図４】図２に示すＡＰＦの周波数−移相量特性を示す
グラフである。FIG. 4 is a graph showing frequency-phase shift characteristics of the APF shown in FIG. 2;

【図５】この実施例に用いられる９０°移相器の一例を
示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a 90 ° phase shifter used in this embodiment.

【図６】この実施例に用いられる位相比較器の一例を示
す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a phase comparator used in this embodiment.

【図７】図６に示す位相比較器の動作を示す波形図であ
る。FIG. 7 is a waveform chart showing an operation of the phase comparator shown in FIG.

【図８】この実施例におけるＳＥＣＡＭ方式での各部の
動作を示す波形図である。FIG. 8 is a waveform chart showing the operation of each unit in the SECAM system in this embodiment.

【図９】この実施例におけるＰＡＬ方式での各部の動作
を示す波形図である。FIG. 9 is a waveform chart showing the operation of each unit in the PAL system in this embodiment.

【図１０】この実施例に用いられる１Ｈ遅延回路の一例
を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing an example of a 1H delay circuit used in this embodiment.

【図１１】図１０に示す１Ｈ遅延回路の動作を示す波形
図である。11 is a waveform chart showing an operation of the 1H delay circuit shown in FIG.

【図１２】この発明の原理を示すブロック図である。FIG. 12 is a block diagram showing the principle of the present invention.

【図１３】ＳＥＣＡＭ方式の副搬送波の位相を示す。FIG. 13 shows phases of subcarriers in the SECAM system.

【図１４】この発明の実施例を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１０ …テレビ信号判別回路 １２，６６ …マルチプレクサ １４ …ＡＰＦ ２８ …９０°移相器 ４０，５０ …位相比較器 ４２，４４，５２ …ＬＰＦ ４６，６２，６４ …サンプルホールド回路 ４８ …１Ｈ遅延回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Television signal discrimination circuit 12, 66 ... Multiplexer 14 ... APF 28 ... 90 degree phase shifter 40, 50 ... Phase comparator 42, 44, 52 ... LPF 46, 62, 64 ... Sample hold circuit 48 ... 1H delay circuit

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】サブキャリア周波数の異なるＴＶ方式の判
別を行うことができるＶＴＲの再生ＴＶ信号判別回路で
あって、 ＶＴＲにおける再生クロマ信号の位相復元を行う位相復
元回路と、 位相復元された再生クロマ信号からクロストーク成分を
除去するクシ型フィルタと、 水平同期信号の整数倍の周波数で発振し前記再生クロマ
信号の位相に同期しているＶＣＯと、 該ＶＣＯの発振出力信号を分周する分周器と、 バーストゲート期間中は前記クシ型フィルタの前で前記
位相復元回路通過後の再生クロマ信号を通過させ、バー
ストゲート期間以外では前記分周器からの信号を通過さ
せるスイッチ手段と、 該スイッチ手段の出力信号の周波数に応じたレベルの電
圧信号を出力する電圧信号出力手段と、 該電圧信号出力手段の出力信号を矩形波信号に変換する
信号変換手段と、 前記矩形波信号を１ライン分遅延させる遅延手段と、 前記信号変換手段からの矩形波信号と前記遅延手段から
の矩形波信号とに基づいて判別信号を出力する判別信号
出力手段とを備えることを特徴とするＶＴＲの再生ＴＶ
信号判別回路。1. A VTR reproduced TV signal discriminating circuit capable of discriminating a TV system having a different subcarrier frequency, comprising: a phase restoring circuit for restoring a phase of a reproduced chroma signal in the VTR; A comb filter that removes a crosstalk component from a chroma signal; a VCO that oscillates at a frequency that is an integral multiple of the horizontal synchronization signal and is synchronized with the phase of the reproduced chroma signal; A switching means for passing the reproduced chroma signal after passing through the phase restoration circuit before the comb filter during the burst gate period, and passing the signal from the frequency divider during the period other than the burst gate period; Voltage signal output means for outputting a voltage signal of a level corresponding to the frequency of the output signal of the switch means; and a rectangular wave output signal of the voltage signal output means. Signal conversion means for converting the signal into a signal; delay means for delaying the rectangular wave signal by one line; and outputting a discrimination signal based on the rectangular wave signal from the signal conversion means and the rectangular wave signal from the delay means. VTR reproduction TV, comprising: a discrimination signal output unit.
Signal discrimination circuit. 【請求項２】サブキャリア周波数の異なるＴＶ方式の判
別を行うことができるＶＴＲの再生ＴＶ信号判別回路で
あって、 ＶＴＲにおける再生クロマ信号の位相復元を行う位相復
元回路と、 位相復元された再生クロマ信号からクロストーク成分を
除去するクシ型フィルタと、 水平同期信号の整数倍の周波数で発振し前記再生クロマ
信号の位相に同期しているＶＣＯと、 該ＶＣＯの発振出力信号を分周する分周器と、 バーストゲート期間中は前記クシ型フィルタの前で前記
位相復元回路通過後の再生クロマ信号を通過させ、バー
ストゲート期間以外では前記分周器からの信号を通過さ
せるスイッチ手段と、 該スイッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相する移
相回路と、 該移相回路の出力信号と前記スイッチ手段の出力信号と
の位相を比較し前記移相回路の移相量を調整する位相比
較回路と、 該位相比較回路の出力信号を矩形波信号に変換する信号
変換手段と、 前記矩形波信号を１ライン分遅延させる遅延手段と、 前記信号変換手段からの矩形波信号と前記遅延手段から
の矩形波信号とに基づいて判別信号を出力する判別信号
出力手段とを備えることを特徴とするＶＴＲの再生ＴＶ
信号判別回路。2. A VTR reproduced TV signal discriminating circuit capable of discriminating between TV systems having different subcarrier frequencies, comprising: a phase restoring circuit for restoring a phase of a reproduced chroma signal in the VTR; A comb filter that removes a crosstalk component from a chroma signal; a VCO that oscillates at a frequency that is an integral multiple of the horizontal synchronization signal and is synchronized with the phase of the reproduced chroma signal; A switching means for passing the reproduced chroma signal after passing through the phase restoration circuit before the comb filter during the burst gate period, and passing the signal from the frequency divider during the period other than the burst gate period; A phase shift circuit for shifting the output signal of the switch means in accordance with the frequency; and comparing the phase of the output signal of the phase shift circuit with the output signal of the switch means. A phase comparison circuit that adjusts a phase shift amount of the phase shift circuit; a signal conversion unit that converts an output signal of the phase comparison circuit into a rectangular wave signal; a delay unit that delays the rectangular wave signal by one line; A VTR reproducing TV, comprising: a discrimination signal output unit that outputs a discrimination signal based on the rectangular wave signal from the signal conversion unit and the rectangular wave signal from the delay unit.
Signal discrimination circuit.