JPH1013158A - 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、２重平衡形ミクサ、受信装置、送信装置および位相同期発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 この発明は特に無線通信システムの送受信装
置に用いられる偶高調波ミクサの小形化および偶高調波
ミクサを用いた通信機器の小形化を課題とする。 【解決手段】 偶高調波ミクサとしてリング状のアンチ
パラレルダイオードペア１０１を用い、更に局部発振波
の印加をアクティブバラン１０２を用い行っている。ア
クティブバラン１０２は、トランジスタ１０４と、この
トランジスタ１０４のドレインと地導体間に高周波的に
接続された第1の抵抗１０５ａと、トランジスタ１０４
のソースと地導体間に高周波的に接続された第2の抵抗
１０５ｂとから構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、主として偶高調
波ミクサに関するものであり、特に無線通信システムの
送受信装置に用いられる偶高調波ミクサの小形化および
偶高調波ミクサを用いた通信機器の通信の品質の向上に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】高周波における周波数混合の手段の１つ
に、アンチパラレルダイオードペア（APDP）を用いた偶
高調波ミクサがある。偶高調波ミクサの原理的な提案
は、IEEEより１９７５年に発行されたIEEE Trans. on M
icrowave theory and techniques,vol.MTT-２３,No.８,
６６７ページから６７３ページの■Harmonic mixing wi
than antiparallel diode pair■に記載されている。ま
ず、この偶高調波ミクサの構成と動作の説明を行う。

【０００３】図３８にこの偶高調波ミクサの一般的な構
成を示す。図において、１はミクサダイオード、２はア
ンチパラレルダイオードペア(以下、APDPとする)、３は
分波回路である。APDP２は逆極性のミクサダイオード１
a、１bを並列接続した構成である。受信機の場合、この
APDP２に分波回路３を介し、アンテナを介して受信した
無線信号RFと局部発振器からの出力LOとを加え、中間周
波信号（IF）を取り出す。

【０００４】送信機の場合、このAPDP２に分波回路３を
介しIFとLOとを加え、RFを取り出す。この偶高調波ミク
サにLOを加えると、図３９に示すように半周期ごとにミ
クサダイオード１a、１bを交互にONし電流が流れる。そ
の結果、図４０に示すようなLO電流が流れ、半周期ごと
にコンダクタンスが高まる動作をする。そのため、LOの
高調波は奇数次、コンダクタンスの高調波は偶数次しか
存在しない。従って、送信用偶高調波ミクサで、RFに周
波数が近接し、スプリアスとなるLOの２倍波を抑制でき
る（図４１）。この抑制量は、２つのダイオード１a、
１bのバランスのみで、LOの偶数次、コンダクタンスの
奇数次の高調波を抑制できる。そのため、通常の平衡形
のミクサと比較し、はるかに高い抑制が可能である。ち
なみにマイクロ波では通常の基本波動作のミクサでは２
５dB程度の抑制であるが、偶高調波ミクサでは５０dBか
ら６０dB抑制できる。この偶高調波ミクサの出力信号周
波数foutを式で表すと、

【０００５】 fout=｜ｍ・fin±ｎ・fp｜ ｍ、ｎは整数でかつ｜ｍ±ｎ｜は奇数 (１)

【０００６】となる。ここでfinは入力信号周波数、fp
は局部発振周波数である。また以降の記述では、特にRF
周波数であることを示す場合にはfrfを、IF周波数であ
ることを示す場合にはfifを用いる。この偶高調波ミク
サを通常の送受信機に使用する場合、

【０００７】 fout=｜fin±２fp｜ (２）

【０００８】となる。従い、半分のｆｐで動作させるこ
とができるため、引例文献をはじめ大半がマイクロ波、
とりわけミリ波での送受信機に適用されている構成であ
る。

【０００９】以上述べたように、偶高調波ミクサは以下
の特長があり、無線通信機器などに用いられている。 (１)特に送信機に適用した場合に低スプリアスとなる、
(２)LO周波数fpが半分とできるため，ミリ波など高周波
動作に適する。また低価格化の効果も期待できる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】偶高調波ミクサの構成
は、かねてより色々報告されている。図４２に示すよう
に、RF用帯域通過フィルタ(BPF)２１、LO用高域通過フ
ィルタ(HPF)２２、IF用低域通過フィルタ(LPF)２３とか
ら構成させる分波回路２を用いる構成が一般的である。
しかしこのような構成は大形となり、無線通信装置など
への適用に適さない。

【００１１】そこで発明者らは分波回路３の小形化の検
討を行っている。図４３は１９９１年６月にBostonで開
催されたIEEE主催、International Microwave Symposiu
m の１９９１ MTT-S Digestの８７９ページから８８２
ページに記載された偶高調波ミクサである。図におい
て、３２はRF端子、３３はLO端子、３４はIF端子、３５
は先端開放スタブ、３６は先端短絡スタブ、３７はRFチ
ョーク、３８はDCカットである。先端開放スタブ３５と
先端短絡スタブ３６とを用いて局部発振周波数fpと無線
周波数frf（２fp）とを分波する構成である。

【００１２】つぎに動作を説明する。先端開放スタブ３
５と先端短絡スタブ３６とはfpにおいて概略４分の１波
長、従ってfrfでは概略２分の１波長となるよう設計さ
れる。このときの、APDP２からみた先端開放スタブ３５
と先端短絡スタブ３６とのインピーダンスは図４４およ
び図４５となる。先端開放スタブ３５はRF端子３２とベ
ースバンド端子３４側なので、図４４のようにfif近傍
とfrf近傍は高インピーダンスとなり、APDP２はそれぞ
れの端子に接続される。一方、fp近傍は低インピーダン
スとなりAPDP２は接地される。逆に、先端短絡スタブ３
６はLO端子３３側なので、図４５のようにfif近傍とfrf
近傍は低インピーダンスとなり、APDP２は接地される。
一方、fp近傍は高インピーダンスとなりAPDP２はLO端子
３３に接続される。

【００１３】この構成は簡易であるが、スタブを用いて
いるため適用周波数範囲は狭帯域である。また、これを
比較的低周波で実現しようとした場合、先端開放スタブ
３５と先端短絡スタブ３６は長くなり、大形化する問題
がある。

【００１４】図４６は従来の偶高調波ミクサの他の例で
あり、１９９３年電子情報通信学会秋季全国大会C-４７
に報告されたものである。図において、８０はスロット
線路、８１はコプレナ線路、８２はコプレナ線路に励振
される平衡モードを抑制するためのワイヤである。この
偶高調波ミクサは、スロット線路８０とコプレナ線路８
１とのつきあわせたところに、リング状に接続されたAP
DP２を接続したもので、励振位相によりスロット線路８
０とコプレナ線路８１は互いにアイソレーションが得ら
れる。そのため広帯域に分波ができる利点がある。

【００１５】図４７に偶高調波ミクサの各APDP２のRF、
LOおよびIFの位相関係を示す。図中、a、b、cおよびdは
APDP２相互の接続点を意味し、図４６と対応する。RFと
IFは同じ位相関係にあり、LOとRF/IFは互いにブリッジ
の中点となるため、広帯域にアイソレーションが得られ
る。これはリング状に接続したAPDP２を用いた場合に限
らず、図４８と図４９に示したリング状に接続したダイ
オードであっても同様であり、発明者は特開平４-２１
２０４（名称：ミクサ）で原理を示している。

【００１６】しかしスロット線路８０を集積化するのは
地導体の接続を考えると困難である。またこれを比較的
低周波で実現しようとした場合、スロット線路８０が大
形化する問題がある。また、APDP２からLO端子３３への
高調波などのスプリアス成分が逆流し、スプリアスとな
る問題がある。さらにLO側の回路のインピーダンスによ
り、APDP２の駆動インピーダンスの変動が生じ、動作が
不安定となる問題もある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係る偶高調
波ミクサは、局部発振波を入力端子より入力し、第１の
出力信号と第２の出力信号とを出力するアクティブバラ
ンと、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号とを入
力し入力信号波及び出力信号波を入出力するアンチパラ
レルダイオードペアリングとを有する偶高調波ミクサで
あって、 前記アクティブバランは、地導体と高周波的
に接続された第１、第２の抵抗と、前記第１の抵抗がド
レイン（ないしはコレクタ）に、前記第２の抵抗がソー
ス（ないしはエミッタ）に、前記入力端子がゲート（な
いしはベース）に各々高周波的に接続されたトランジス
タとを有し、前記アンチパラレルダイオードペアリング
は、逆極性のダイオードを並列接続した４つのアンチパ
ラレルダイオードペアをリング状に接続し、それらの接
続点において、第１の接続点を地導体と接続し、第１の
接続点と対向する第２の接続点より前記入力信号波及び
出力信号波を入出力し、第３の接続点を前記トランジス
タのドレイン（ないしはコレクタ）に接続し、第４の接
続点を前記トランジスタのソース（ないしはエミッタ）
に接続したものである。

【００１８】第２の発明に係る偶高調波ミクサは、局部
発振波を第１の入力端子より入力し、第１の出力信号と
第２の出力信号とを出力する第１のアクティブバラン
と、無線周波数信号を第２の入力端子より入力し、第３
の出力信号と第４の出力信号とを出力する第２のアクテ
ィブバランと、前記第１の出力信号、前記第２の出力信
号、前記第３の出力信号及び第４の出力信号とを入力し
入力信号波及び出力信号波を入出力するアンチパラレル
ダイオードペアリングとを有する偶高調波ミクサであっ
て、前記第１のアクティブバランは、地導体と高周波的
に接続された第１、第２の抵抗と、前記第１の抵抗がド
レイン（ないしはコレクタ）に、前記第２の抵抗がソー
ス（ないしはエミッタ）に、前記入力端子がゲート（な
いしはベース）に各々高周波的に接続された第１のトラ
ンジスタとを有し、前記第２のアクティブバランは、地
導体と高周波的に接続された第３、第４の抵抗と、前記
第３の抵抗がドレイン（ないしはコレクタ）に、前記第
４の抵抗がソース（ないしはエミッタ）に、前記入力端
子がゲート（ないしはベース）に各々高周波的に接続さ
れた第２のトランジスタとを有し、前記アンチパラレル
ダイオードペアリングは、逆極性のダイオードを並列接
続した４つのアンチパラレルダイオードペアをリング状
に接続し、それらの接続点において、第１の接続点を前
記第２のトランジスタのドレイン（ないしはコレクタ）
に接続し、第１の接続点と対向する第２の接続点を前記
第２のトランジスタのソース（ないしはエミッタ）に接
続し、第３の接続点を前記第１のトランジスタのドレイ
ン（ないしはコレクタ）に接続し、第４の接続点を前記
第１のトランジスタのソース（ないしはエミッタ）に接
続したものである。

【００１９】第３の発明に係る偶高調波ミクサは、第１
又は第２の発明において、前記アクティブバランの第１
の出力信号を出力する出力端子と前記アンチパラレルダ
イオードペアリングとの間に第１の緩衝増幅器を設け、
前記アクティブバランの第２の出力信号を出力する出力
端子と前記アンチパラレルダイオードペアリングとの間
に第２の緩衝増幅器を設けたものである。

【００２０】第４の発明に係る偶高調波ミクサは、第１
又は第２の発明において、前記アンチパラレルダイオー
ドペアリングに対し入力信号波を入力する入力端子と当
該アンチパラレルダイオードペアリングとの間に緩衝増
幅器を設けたものである。

【００２１】第５の発明に係る偶高調波ミクサは、第
１、第２又は第４の発明において、前記アンチパラレル
ダイオードペアリングより出力信号波を出力する出力端
子と当該アンチパラレルダイオードペアリングとの間に
緩衝増幅器を設けたものである。

【００２２】第６の発明に係る偶高調波ミクサは、第１
の発明において、前記アンチパラレルダイオードペアリ
ングより出力信号波を出力する出力端子と当該アンチパ
ラレルダイオードペアリングとの間の接点と地導体との
間に５０オームを越える負荷抵抗を接続し、さらに当該
負荷抵抗の両端の電圧を増幅する演算増幅器とを設けた
ものである。

【００２３】第７の発明に係る偶高調波ミクサは、第２
の発明において、前記アンチパラレルダイオードペアリ
ングの第１の接続点と第２の接続点との間に５０オーム
を越える負荷抵抗を接続し、さらに当該負荷抵抗の両端
の電圧を増幅する演算増幅器を設け、当該演算増幅器の
出力を中間周波数の出力としたものである。

【００２４】第８の発明に係る偶高調波ミクサは、第１
又は第２の発明において、前記アクティブバランと前記
アンチパラレルダイオードペアリングとの間に振幅変動
を抑制するリミタを設けたものである。

【００２５】第９の発明に係る偶高調波ミクサは、第１
又は第２の発明において、前記局部発振波の入力端子と
前記アクティブバランとの間に振幅変動を抑制するリミ
タを設けたものである。

【００２６】第１０の発明に係る偶高調波ミクサは、第
１又は第２の発明において、前記アクティブバランと前
記アンチパラレルダイオードペアリングとの間に局部発
振波の２倍波を抑制するフィルタを設けたものである。

【００２７】第１１の発明に係る偶高調波ミクサは、第
１又は第２の発明において、前記局部発振波の入力端子
と前記アクティブバランとの間に分周器を設けたもので
ある。

【００２８】第１２の発明に係る偶高調波ミクサは、第
１〜第１１の発明において、前記アンチパラレルダイオ
ードペアリングの代わりに、前記第１の出力信号と前記
第２の出力信号とを入力し入力信号波及び出力信号波を
入出力し、４つのダイオードをリング状に接続したダイ
オードリングを備えたものである。

【００２９】第１３の発明に係る偶高調波ミクサは、第
１又は第２の発明において、前記アクティブバランの代
わりに、局部発振波を入力端子より入力し、分周し、第
１の出力信号と第２の出力信号とを出力する分周器を備
えたものである。

【００３０】第１４の発明に係る直交ミクサは、第１〜
第１３の発明に係る偶高調波ミクサを2つ具備し、さら
に局部発振波を同位相あるいは逆位相で分配する分配器
と、高周波信号を概略９０度の位相差で分配ないしは合
成する９０度移相回路とを備えたものである。

【００３１】第１５の発明に係る直交ミクサは、第1〜
第１３の発明に係る偶高調波ミクサを2つ具備し、さら
に局部発振波を概略４５度の位相差で分配する４５度移
相回路と、高周波信号を同位相あるいは逆位相で分配な
いしは合成する分配・合成回路とを備えたものである。

【００３２】第１６の発明に係るイメージリジェクショ
ンミクサは、第１４又は第１５の発明に係る直交ミクサ
と、中間周波信号を概略９０度の位相差で分配ないしは
合成する９０度移相回路とを備えたものである。

【００３３】第１７の発明に係る２重平衡形ミクサは、
第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを2つ具備
し、さらに局部発振波を概略９０度の位相差で分配する
９０度移相回路と、高周波信号と中間周波信号とを同位
相・逆位相で分配・合成する１８０度ハイブリッド電力
分配器とを備えたものである。

【００３４】第１８の発明に係る偶高調波ミクサは、第
１〜第１３の発明において、アンチパラレルダイオード
ペアリングあるいはダイオードリングをモノリシック集
積化したものである。

【００３５】第１９の発明に係る受信装置は、第１〜第
１３の発明における偶高調波ミクサを備えたものであ
る。

【００３６】第２０の発明に係る送信装置は、第１〜第
１３の発明における偶高調波ミクサを備えたものであ
る。

【００３７】第２１の発明に係る位相同期発振器は、第
１〜第１３の発明における偶高調波ミクサを位相検波器
として用いたものである。

【００３８】本発明は次のように作用する。第１の発明
に係る偶高調波ミクサにおいては、トランジスタ等によ
り構成したアクティブバランを用い、アンチパラレルダ
イオードペアリングに局部発振波を供給する。その結
果、従来のスロット線路を用いた構成と比較し、小形で
半導体集積化が容易となる。またアクティブバランのア
イソレーションにより局部発振端子への不要波の漏洩が
抑制される。さらに、ダイオードインピーダンスの変動
による局部発振端子のインピーダンス変動も抑制でき
る。

【００３９】第２の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、トランジスタ等により構成したアクティブバランを
用い、アンチパラレルダイオードペアリングに局部発振
波と入力信号波を供給する。その結果、従来のスロット
線路を用いた構成と比較し、小形で半導体集積化が容易
となる。またアクティブバランのアイソレーションによ
り局部発振端子への不要波の漏洩が抑制される。さら
に、ダイオードインピーダンスの変動による局部発振端
子のインピーダンス変動も抑制できる。IFが差動出力と
なる作用もある。

【００４０】第３の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、分波回路として用いるアクティブバランとアンチパ
ラレルダイオードペアリング（ダイオードリング）との
間に緩衝増幅器を設ける。アクティブバランの２つの出
力インピーダンスのばらつきによるアンチパラレルダイ
オードペアリング（ダイオードリング）の駆動位相の不
平衡を抑制できる。また局部発振電力の変動によりダイ
オードやアンチパラレルダイオードペアのインピーダン
スが変動しても、局部発振端子のインピーダンスが安定
する作用がある。

【００４１】第４の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、入力信号端子とアンチパラレルダイオードペアリン
グ（ダイオードリング）との間に緩衝増幅器を設ける。
局部発振電力の変動によりダイオードやアンチパラレル
ダイオードペアのインピーダンスが変動しても、入力信
号端子のインピーダンスが安定する作用がある。また局
部発振端子と入力信号端子との間のアイソレーションが
高まる作用もある。

【００４２】第５の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、出力信号端子とアンチパラレルダイオードペアリン
グ（ダイオードリング）との間に緩衝増幅器を設ける。
局部発振電力の変動によりダイオードやアンチパラレル
ダイオードペアのインピーダンスが変動しても、出力信
号端子のインピーダンスが安定する作用がある。

【００４３】第６の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、アンチパラレルダイオードペアリング（ダイオード
リング）から出力される出力信号波を高インピーダンス
の負荷抵抗で受けることにより、端子電圧を高める作用
がある。

【００４４】第７の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、アンチパラレルダイオードペアリング（ダイオード
リング）から出力される出力信号波を高インピーダンス
の負荷抵抗で受けることにより、端子電圧を高める作用
がある。

【００４５】第８の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、分波回路として用いるアクティブバランとアンチパ
ラレルダイオードペアリング（ダイオードリング）との
間にリミタを設ける。このリミタにより局部発振電力の
変動が抑制される。その結果、局部発振電力の変動によ
る変換損失の変動や、ダイオードやアンチパラレルダイ
オードペアのインピーダンスの変動を抑制する作用があ
る。

【００４６】第９の発明に係る偶高調波ミクサにおいて
は、アクティブバランの入力側にリミタを設ける。この
リミタにより局部発振電力の変動が抑制される。その結
果、局部発振電力の変動による変換損失の変動や、ダイ
オードやアンチパラレルダイオードペアのインピーダン
スの変動を抑制する作用がある。

【００４７】第１０の発明に係る偶高調波ミクサにおい
ては、分波回路として用いるアクティブバランとアンチ
パラレルダイオードペアリング（ダイオードリング）と
の間にフィルタを設ける。このフィルタによりアクティ
ブバランで発生する局部発振波の２倍波を抑制する作用
がある。

【００４８】第１１の発明に係る偶高調波ミクサにおい
ては、局部発振波を２分周する分周器を設ける。通常の
基本波動作のミクサと同じ局部発振周波数で動作させる
ことができる作用がある。

【００４９】第１２の発明に係る偶高調波ミクサにおい
ては、アクティブバランより局部発振波がダイオードリ
ングに対し供給される。

【００５０】第１３の発明に係る偶高調波ミクサにおい
ては、局部発振波を２分周する分周器を設け、その差動
出力をアンチパラレルダイオードペアリング（ダイオー
ドリング）に供給する。通常の基本波動作のミクサと同
じ局部発振周波数で動作させることができる作用があ
る。またアクティブバランと同様に広帯域に逆位相で分
配でき同様の作用がある。

【００５１】第１４の発明に係る直交ミクサにおいて
は、第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを用いて
いるため、小形で半導体基板にモノリシック集積化が可
能となる。また広帯域化が可能となる。

【００５２】第１５の発明に係る直交ミクサにおいて
は、第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを用いて
いるため、小形で半導体基板にモノリシック集積化が可
能となる。また広帯域化が可能となる。

【００５３】第１６の発明に係るイメージリジェクショ
ンミクサにおいては、第１６又は第１７の発明に係る直
交ミクサを用いているため、小形で半導体基板にモノリ
シック集積化が可能となる。また広帯域化が可能とな
る。

【００５４】第１７の発明に係る２重平衡形ミクサにお
いては、第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを用
いているため、小形で半導体基板にモノリシック集積化
が可能となる。また広帯域化が可能となる。

【００５５】第１８の発明に係る偶高調波ミクサにおい
ては、アンチパラレルダイオードペアリング（あるいは
ダイオードリング）をモノリシック集積化することによ
り、均質なダイオードが得られる効果がある。

【００５６】第１９の発明に係る受信装置においては、
第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを用いること
により、装置の小形化が可能となる作用がある。

【００５７】第２０の発明に係る送信装置においては、
第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを用いること
により、装置の小形化が可能となる作用がある。

【００５８】第２１の発明に係る位相同期発振器におい
ては、第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを位相
検波器として用いることにより、装置の小形化が可能と
なる作用がある。

【００５９】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．以下、この実施の形態１に係る偶高調波
ミクサを図について説明する。図１において、１０１はA
PDP２を４つ用いたAPDPリング、１０２は局部発振器から
の出力が入力され、FETやトランジスタを用い構成した
アクティブバラン、１０３は無線周波数信号RFと中間周
波数信号IFを分波する分波回路である。アンチパラレル
ダイオードペアリング１０１は、ａ、ｂ、ｃ、ｄの４つ
の接続点を有し、ａ及びｂがアクティブバラン１０２の
出力端子に接続され、ｄが接地され、ｃが分岐回路１０
３に接続されている。図３８や図４６に示した従来例と
同一ないしは相当部分には同一符号を付している。

【００６０】つぎに図２にアクティブバランの１構成例
を示す。図２において、１０４は入力端子３３よりＬＯ
がコンデンサ１０８、ＲＦチョーク用インダクタ１０９
を介して入力される電界効果トランジスタ（以下、FE
T）、１０５はＦＥＴ１０４のドレイン及びソースに接
続された抵抗、１０６、１０７および１０８はDCカット
用コンデンサ、１０９はRFチョーク用インダクタ、１１
５はアクティブバランの出力端子である。また図３にそ
の高周波的な等価回路を示す。図中、１１０はゲート・
ソース間容量Cgs、１１１はドレイン抵抗Rds、１１２は
電流源、１１３は負荷抵抗、１１４は電源の内部抵抗で
ある。

【００６１】次に動作を説明する。図４６のスロット線
路８０の代わりにアクティブバラン１０２を用いている
点が従来と特に異なる。LO端子３３に局部発振波を加え
ると、FET１０４のゲートと地導体間に電圧Vpが加わ
る。するとVpは分圧され、FET１０４のゲート・ソース
間容量Cgs１１０に電圧Vp■が加わる。その結果、ドレ
イン・ソース間の電流源１１２にgmVp■が励振される。
その結果、図３(b)に示すようにドレイン・ソース端子
間の内部抵抗Rds１１１の電圧源gm・Vp■・Rdsと等価とな
る。従って、負荷抵抗RL１１３に局部発振電流(LO電流)
が流れ、図３(b)に示すようにアクティブバランの出力
端子１１５a、１１５bに逆位相の局部発振電圧(LO電圧)
が生じる。この逆位相のLO電圧は、図４６に示した従来
例でのスロット線路８０とAPDP２との２つの接点での電
界と同様である。従い、図１に示した偶高調波ミクサと
しては、従来と同様に動作する。図１のAPDP２の接点に
記入したa、b、cおよびdと図４６のa、b、cおよびdとは
対応している。

【００６２】分波回路１０３のRF端子３２にRFの入力信
号波を加えると、局部発振波の２倍波と周波数混合さ
れ、IFの出力信号波が分波回路１０３のIF端子３４に出
力される（ダウンコンバータとしての動作）。あるい
は、分波回路１０３のIF端子３４にIFの入力信号波を加
えると、局部発振波の２倍波と周波数混合され、RFの出
力信号波が分波回路１０３のRF端子３２に出力される
（アップコンバータとしての動作）。

【００６３】このようにアクティブバラン１０２によ
り、従来と同様の機能を有するとともに、以下の効果を
奏する。 (１)スロット線路を用いないため小形化が容易。従って
半導体基板上に偶高調波ミクサのモノリシック集積化が
可能となる効果がある。 (２)アクティブバラン１０２により、APDPリング１０１
からLO端子３３への高調波などのスプリアス成分の逆流
が抑制され、低スプリアスとなる効果がある。 (３)アクティブバラン１０２により、LO側の回路のイン
ピーダンスによるAPDPリング１０１の駆動インピーダン
スの変動が生じない。従い、動作が安定化される効果が
ある。また、アクティブバラン１０２の出力インピーダ
ンスを５０オームより高インピーダンスとなるよう設定
すると、APDP２がONとなるときに流れる局部発振電流を
低電流化することができ、局部発振電力を低レベルとで
きる効果がある。

【００６４】以上の説明では、アクティブバラン１０２
用の抵抗１０５として同じ値で説明したが、バイアス条
件などを勘案し異なる値としてもよく同様の効果を奏す
る。以上の説明では、アクティブバラン１０２用の半導
体素子としてFET１０４で説明したが、トランジスタで
あってもよく同様の効果を奏する。

【００６５】以上の説明では、アクティブバラン１０２
のゲートをLO端子３３に接続したが、図４に示すように
整合回路１１６を設けてもよく、より低いLO電力で動作
する効果を奏する。またアクティブバラン１０２のドレ
インとソースに整合回路を設けてもよく、より低いLO電
力で動作する効果を奏する。

【００６６】実施の形態２．実施の形態２は、実施の形
態１のAPDPリング１０１を、４つのダイオード１からな
るダイオードリング１２０におきかえて構成したもので
ある。実施の形態２を図５に示す。図３８や図４６に示
した従来例、図１に示した実施の形態１と同一ないしは
相当部分には同一符号を付している。図４８の従来例で
も述べたように、この場合であっても、図４９と同じ位
相関係となり偶高調波ミクサとして動作する。従って、
実施の形態１と同様の効果を奏する。

【００６７】実施の形態３．実施の形態３はRFの入力信
号波をRF用アクティブバラン１２１で逆位相で分配し、
APDPリング１０１に印加する構成である。図６に実施の
形態３の１構成例を示す。図において１２１はRF用アク
ティブバランであり、図３８や図４６に示した従来例、
図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には
同一符号を付している。ここでRF用アクティブバラン１
２１の構成と動作原理は、実施の形態１で示したアクテ
ィブバラン１０２の動作原理と全く同じである。従っ
て、RFの入力信号波をFET１０４のゲートから入力し、
逆位相の出力波をドレインとソースとからそれぞれ取り
出す構造である。

【００６８】次に動作を説明する。LO端子３３に加えた
局部発振波は、実施の形態１と同じようにAPDPリング１
０１で逆位相で分配され、接続点a、bの間に加わる。ま
た、RFの入力信号波はRF用アクティブバラン１２１によ
り逆位相で分配され、接続点c、dの間に加わる。従い、
図６に示した偶高調波ミクサとしては、図４７に示した
従来例と同じとなり、偶高調波ミクサとして動作する。
図６のAPDP２の接点に記入したa、b、cおよびdと図４６
のa、b、cおよびdとは対応している。従って、RF用アク
ティブバラン１２１にRFの入力信号波を加えると、局部
発振波の２倍波と周波数混合され、IFの出力信号波が分
波回路１０３a、１０３bのIF端子３４a、３４bに逆位相
（いわゆる差動出力）で出力される。

【００６９】このようにアクティブバラン１０２および
RF用アクティブバラン１２１により、従来と同様の機能
を有するとともに、以下の効果を奏する。 (１)実施の形態１と同様、スロット線路を用いないため
小形化が容易となる。従って半導体基板上に偶高調波ミ
クサのモノリシック集積化が可能となる効果がある。 (２)実施の形態１と同様、アクティブバラン１０２およ
びRF用アクティブバラン１２１により、APDPリング１０
１からLO端子３３やRF端子３２への高調波などのスプリ
アス成分の逆流が抑制され、低スプリアスとなる効果が
ある。 (３)実施の形態１と同様、アクティブバラン１０２およ
びRF用アクティブバラン１２１により、LOやRF側の回路
のインピーダンスによるAPDPリング１０１の駆動インピ
ーダンスの変動が生じない。従い、動作が安定化される
効果がある。 (４)IFが差動出力となり、現在、一般に市販されている
ICとの接続性が良好となる。 (５)IFが差動出力となり、EMIなどにより生じる同位相
のモードの雑音が除去できる効果がある。また、アクテ
ィブバラン１０２の出力インピーダンスを５０オームよ
り高インピーダンスとなるよう設定すると、APDP２がON
となるときに流れる局部発振電流を低電流化することが
でき、局部発振電力を低レベルとできる効果がある。

【００７０】以上の説明では、アクティブバラン１０２
用の抵抗１０５として同じ値で説明したが、バイアス条
件などを勘案し異なる値としてもよく同様の効果を奏す
る。以上の説明では、アクティブバラン１０２、１２１
用の半導体素子としてFET１０４で説明したが、トラン
ジスタであってもよく同様の効果を奏する。

【００７１】以上の説明では、アクティブバラン１０
２、１２１のゲートをLO端子３３やRF端子３２に接続し
たが、図４に示すように整合回路１１６を設けてもよ
く、より低いLO電力あるいはRF電力で動作する効果を奏
する。またアクティブバラン１０２のドレインとソース
に整合回路を設けてもよく、より低いLO電力あるいはRF
電力で動作する効果を奏する。

【００７２】実施の形態４．実施の形態４は、実施の形
態３のAPDPリング１０１を、４つのダイオード１からな
るダイオードリング１２０におきかえて構成したもので
ある。実施の形態４を図７に示す。図３８や図４６に示
した従来例、図１に示した実施の形態１、図６に示した
実施の形態３と同一ないしは相当部分には同一符号を付
している。図４８の従来例でも述べたように、この場合
であっても、図４９と同じ位相関係となり偶高調波ミク
サとして動作する。従って、実施の形態３と同様の効果
を奏する。

【００７３】実施の形態５．アクティブバラン１０２で
は、図３の等価回路からも明らかなように、ドレインと
ソースは非対称である。そのため端子１１５aと１１５b
とに逆位相で分配される一方、そのインピーダンスが同
一とならない。つまり、APDPリング１０１やダイオード
リング１２０の接続点aからみたアクティブバラン１０
２のインピーダンスと、接続点bからみたアクティブバ
ラン１０２のインピーダンスは異なる。そのため、局部
発振波で励振時のON電流にばらつきを生じる。その結
果、不平衡成分が生じ、LO側とRF/IF側とのアイソレー
ションが劣化する問題がある。実施の形態５ではこのよ
うなアクティブバラン１０２、１２１の問題点を解消す
るために考案したものである。

【００７４】実施の形態５に係る偶高調波ミクサを図８
に示す。図において、１２２はアクティブバラン１０２
とAPDPリング１０１との間に設けた緩衝増幅器であり、
図３８や図４６に示した従来例、図１に示した実施の形
態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付してい
る。また図９には緩衝増幅器１２２の一例としてソース
接地FET１２３を示している。また図８の接点A、Bと図
９の接点A、Bとは対応している。尚、緩衝増幅器は、イ
ンピーダンスの不平衡を低減するものであり、増幅作用
を有するもののみならず、減衰作用を有するものも含
む。

【００７５】次に動作を説明する。アクティブバラン１
０２とAPDPリング１０１との間に、緩衝増幅器１２２の
一例としてソース接地FET１２３を設ける。ソース接地F
ET１２３はゲート・ドレイン間が高アイソレーションで
あり、APDPリング１０１からはソース接地FET１２３の
出力インピーダンスしか見えない。従って、APDPリング
１０１からはアクティブバラン１０２の出力インピーダ
ンスのばらつきは見えない。またソース接地FET１２３
の入力インピーダンスは高く（ほぼ開放）、アクティブ
バラン１０２の出力インピーダンスのばらつきによる、
緩衝増幅器１２２a、１２２bの入力電圧のばらつきはわ
ずかである。

【００７６】以上のようにアクティブバラン１０２とAP
DPリング１０１との間に緩衝増幅器１２２を設けること
により、アクティブバラン１０２の出力インピーダンス
のばらつきによる不平衡成分を抑制できる。その結果、
LO側とRF/IF側とのアイソレーションを高めることがで
きる効果がある。また、局部発振電力を高めることがで
き、外部から入力する局部発振電力を低レベルとできる
効果がある。また局部発振電力などの変動によるAPDPリ
ング１０１の変動があっても、緩衝増幅器１２２により
LO端子３３のインピーダンス変動が抑制できる効果があ
る。

【００７７】以上の説明では、緩衝増幅器１２２として
ソース接地FET１２３で説明したが、エミッタ接地トラ
ンジスタであってもよく同様の効果を奏する。また、そ
の他の増幅回路であってもよく同様の効果を奏する。

【００７８】以上の説明では、実施の形態１に緩衝増幅
器１２２を設けた場合について示したが、実施の形態
２、３、および４に緩衝増幅器１２２を設けた場合であ
ってもよく、同様の効果を奏する。

【００７９】実施の形態６．APDPリング１０１やダイオ
ードリング１２０などを用いたダイオードミクサの欠点
に、端子間インピーダンスの局部発振電力依存性があ
る。これは局部発振電力によりダイオードミクサがON/O
FFされるデューティー比が変動するためである。このよ
うな、インピーダンス変動が生じると、前後に接続され
る増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じる。その結
果、図１０に示すような利得の周波数リップルを生じ、
伝送特性が劣化する問題がある。実施の形態６ではこの
ようなAPDPリング１０１やダイオードリング１２０など
の問題点を解消するために考案したものである。実施の
形態６を図１１に示す。図において、１２４はRF端子３
２とAPDPリング１２１との間に設けた入力信号用緩衝増
幅器であり、図３８や図４６に示した従来例、図１に示
した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号
を付している。また図１１(b)には緩衝増幅器１２４の
一例としてゲート接地FET１２５を示している。ここで
図１１の接点A、Bと図１２の接点A、Bとは対応してい
る。

【００８０】次に動作を説明する。RF端子３２とAPDPリ
ング１２１との間に、入力信号用緩衝増幅器１２４の一
例としてゲート接地FET１２５を設ける。ゲート接地FET
１２５は入力インピーダンスが低く、５０オームや７５
オームに近い。そのため、外部の回路との電気的な接続
性が良好である。また入出力端子間にはアイソレーショ
ン特性があるため、RF端子からはAPDPリング１２１のイ
ンピーダンスが見えない。従って、局部発振電力の変動
によりAPDPリング１２１の端子間インピーダンスが変動
しても、前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多
重反射を生じない。

【００８１】その結果、入力信号用緩衝増幅器１２４に
より利得の周波数リップルを抑制でき、伝送特性が向上
する効果がある。また、入力信号用緩衝増幅器１２４の
アイソレーション特性により、局部発振波やIF出力信号
波などのRF端子３２への漏洩を抑制でき、低スプリアス
となる効果がある。

【００８２】以上の説明では、入力信号用緩衝増幅器１
２４としてゲート接地FET１２５で説明したが、ベース
接地トランジスタであってもよく同様の効果を奏する。
また、その他の増幅回路であってもよく同様の効果を奏
する。

【００８３】以上の説明では、実施の形態１に入力信号
用緩衝増幅器１２４を設けた場合について示したが、実
施の形態２、３、および４に緩衝増幅器１２４を設けた
場合であってもよく、同様の効果を奏する。

【００８４】以上の説明では、RFを入力しIFを出力する
ダウンコンバータについて説明した。その他に図１２に
示すような、IFを入力しRFを出力するアップコンバータ
であってもよく同様の効果を奏する。

【００８５】実施の形態７．実施の形態７は実施の形態
６と同様、局部発振電力などの変動によるAPDPリング１
０１やダイオードリング１２０のインピーダンス変動な
どの問題点を解消するために考案したものである。実施
の形態７を図１３に示す。図において、１２６はRF端子
３２とAPDPリング１２１との間に設けた出力信号用緩衝
増幅器であり、図３８や図４６に示した従来例、図１に
示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符
号を付している。また図１４には緩衝増幅器１２６の一
例としてFET １０４と抵抗１２７とからなるソースフ
ロア１２８を示している。ここで図１３の接点A、Bと図
１４の接点A、Bとは対応している。

【００８６】次に動作を説明する。RF端子３２とAPDPリ
ング１２１との間に、出力信号用緩衝増幅器１２６の一
例としてソースフロア１２８を設ける。ソースフロア１
２８は出力インピーダンスが低く、５０オームや７５オ
ームに近い。そのため、外部の回路との電気的な接続性
が良好である。また入出力端子間にはアイソレーション
特性があるため、RF端子からはAPDPリング１２１のイン
ピーダンスが見えない。従って、局部発振電力の変動に
よりAPDPリング１２１の端子間インピーダンスが変動し
ても、前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重
反射を生じない。

【００８７】以上の説明では、出力信号用緩衝増幅器１
２６としてソースフロア１２８で説明したが、エミッタ
フロアであってもよく同様の効果を奏する。また、その
他の増幅回路であってもよく同様の効果を奏する。

【００８８】以上の説明では、実施の形態１に出力信号
用緩衝増幅器１２６を設けた場合について示したが、実
施の形態２、３、および４に緩衝増幅器１２６を設けた
場合であってもよく、同様の効果を奏する。

【００８９】以上の説明では、IFを入力しRFを出力する
アップコンバータについて説明した。その他に図１５に
示すような、RFを入力しIFを出力するダウンコンバータ
であってもよく同様の効果を奏する。

【００９０】実施の形態８．実施の形態８は実施の形態
６と同様、局部発振電力などの変動によるAPDPリング１
０１やダイオードリング１２０のインピーダンス変動な
どの問題点を解消するために考案したものである。実施
の形態８を図１６に示す。図において、図３８や図４６
に示した従来例、図１に示した実施の形態１と同一ない
しは相当部分には同一符号を付している。

【００９１】次に動作を説明する。RF端子３２とAPDPリ
ング１２１との間に入力信号用緩衝増幅器１２４を、IF
端子３４とAPDPリング１２１との間に出力信号用緩衝増
幅器１２６を設ける。ここで、入力信号用緩衝増幅器１
２４の一例としてはゲート接地FET１２５などが、出力
信号用緩衝増幅器１２６の一例としてはソースフロア１
２８などが挙げられる。これらの回路は入出力インピー
ダンスが５０オームや７５オームに近い。そのため、外
部の回路との電気的な接続性が良好である。また入出力
端子間にはアイソレーション特性があるため、IF端子３
４やRF端子３２からはAPDPリング１２１のインピーダン
スが見えない。従って、局部発振電力の変動によりAPDP
リング１２１の端子間インピーダンスが変動しても、前
後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生
じない。

【００９２】以上の説明では、緩衝増幅器１２４、１２
６としてFET回路で説明したが、トランジスタ回路であ
ってもよく同様の効果を奏する。また、その他の増幅回
路であってもよく同様の効果を奏する。

【００９３】以上の説明では、実施の形態１に緩衝増幅
器１２４、１２６を設けた場合について示したが、実施
の形態２、３、および４に緩衝増幅器１２４、１２６を
設けた場合であってもよく、同様の効果を奏する。

【００９４】以上の説明では、RFを入力しIFを出力する
ダウンコンバータについて説明した。その他に図１７に
示すような、IFを入力しRFを出力するアップコンバータ
であってもよく同様の効果を奏する。

【００９５】本実施の形態によれば、緩衝増幅器１２
４、１２６を設けることにより、インピーダンス的には
RF端子３２とIF端子３４とを分離できる。従って、図１
６や図１７に示すように、図１のような分波回路１０３
を設けなくてもよく、より小形化できる効果がある。

【００９６】実施の形態９．APDPリング１０１やダイオ
ードリング１２０などを用いたダイオードミクサのその
他の欠点に、変換効率が低く高損失となる点がある。実
施の形態９ではこのようなAPDPリング１０１やダイオー
ドリング１２０などの問題点を解消するために考案した
ものである。実施の形態９を図１８に示す。図におい
て、１２９は出力負荷抵抗、１３０は演算増幅器であ
り、図３８や図４６に示した従来例、図１に示した実施
の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付して
いる。

【００９７】一般にミクサ、特にダイオードミクサで
は、５０オームの出力負荷を規定している。しかし、例
えばIF回路として演算増幅器を利用を想定する。演算増
幅器は電力伝送でなく電圧伝送系を想定しているため、
５０オームの終端抵抗は意味をなさない。また、偶高調
波ミクサは通常のミクサと比較して、２次の混合を用い
る理由で変換損が１から３dB程度高い。そこで、本実施
の形態による偶高調波ミクサでは出力負荷抵抗１２９を
５０オームより高いインピーダンスとし、出力電圧の向
上をねらっている。

【００９８】次に動作を説明する。APDPリング１２１と
IF端子３２と間の接点と地導体との間に出力負荷抵抗Ro
ut １２９を接続する。そして、この出力負荷抵抗Rout
１２９両端の電圧Voutを、入力インピーダンスがほぼ
開放とみなせる演算増幅器１３０で増幅する。この出力
負荷抵抗１２９両端の電圧Voutは、図１９に示すよう
に、出力負荷抵抗Rout １２９を高めるほど高電圧とな
り、開放に近づくにつれ一定の値に収束する。また一般
に演算増幅器１３０は、端子間の電圧を増幅する機能を
有する。したがって、出力負荷抵抗Rout １２９を高め
る程、ミクサの利得が高まることが分かる。ここで、こ
れはエネルギー的な利得の高まりを意味するのではな
く、電圧利得が高まることのみを意味している点に注意
を要する。

【００９９】その結果、偶高調波ミクサの利得が高ま
り、例えば受信機の感度が改善されるなどの効果があ
る。

【０１００】以上の説明では、実施の形態１に、出力負
荷抵抗１２９と演算増幅器１３０を設けた場合について
示したが、実施の形態２に出力負荷抵抗１２９と演算増
幅器１３０を設けた場合であってもよく、同様の効果を
奏する。

【０１０１】実施の形態１０．実施の形態１０も実施の
形態９と同様、ダイオードミクサの欠点である高変換損
失を改善する考案である。実施の形態１０を図２０に示
す。図３８や図４６に示した従来例、図１に示した実施
の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付して
いる。

【０１０２】次に動作を説明する。実施の形態３と同様
にアクティブバラン１２１によりＲＦの入力信号波も逆
位相で分配し、ＡＰＤＰリング１２１に供給する構成で
ある。従って、IFの出力信号は差動出力となるため、RF
チョーク３８aと３８bの間に出力負荷抵抗Rout １２９
を接続している。そして、この出力負荷抵抗Rout １２
９両端の電圧Voutを、入力インピーダンスがほぼ開放と
みなせる演算増幅器１３０で増幅する。ここで、この演
算増幅器１３０は差動増幅器として動作させている。そ
の他の動作は実施の形態９と同じであり、出力負荷抵抗
Rout １２９を高める程、ミクサの利得が高まる効果が
ある。

【０１０３】その結果、偶高調波ミクサの利得が高ま
り、例えば受信機の感度が改善されるなどの効果があ
る。

【０１０４】以上の説明では、実施の形態３に出力負荷
抵抗１２９と演算増幅器１３０を設けた場合について示
したが、実施の形態４に出力負荷抵抗１２９と演算増幅
器１３０を設けた場合であってもよく、同様の効果を奏
する。

【０１０５】実施の形態１１．図２１に偶高調波ミクサ
の局部発振電力に対する変換損を示す。通常の基本波ミ
クサは飽和特性を呈し局部発振電力に対し安定した変換
損が得られるが、偶高調波ミクサは局部発振電力に対し
単峰特性を呈し、安定しない。これはAPDP２では局部発
振電力を高めると、ミクサダイオード１a、１bの双方が
ONされる時間が長くなり、ついにはミクサダイオード１
a、１bの双方がONされるため、非線形性を失うため生じ
る現象である。そのため、温度などで局部発振電力が変
動すると、損失が変動する問題がある。実施の形態１１
ではこのようなAPDPリング１０１やダイオードリング１
２０を用いた偶高調波ミクサの問題点を解消するために
考案したものである。実施の形態１１を図２２に示す。
図において、１３１はリミタであり、図３８や図４６に
示した従来例、図１に示した実施の形態１と同一ないし
は相当部分には同一符号を付している。

【０１０６】本実施の形態による偶高調波ミクサでは、
アクティブバラン１０２とAPDPリング１０１との間に図
２３のような特性を有するリミタ１３１を設け、局部発
振電力の変動を抑制している。その結果、図２４に示す
ように局部発振電力の変動に対しリミタ１３１の効果で
安定になる。

【０１０７】従って、そのため温度などの要因で局部発
振電力が変動しても、変換損失が変動せず安定化する効
果がある。

【０１０８】また、リミタ１３１からは高調波が多数で
るため、スプリアス成分となる。そこでリミタ１３１の
出力に高調波抑制用フィルタを設けてもよい。スプリア
ス成分を抑制する効果がある。

【０１０９】以上の説明では、実施の形態１にリミタ１
３１を設けた場合について示したが、実施の形態２、
３、および４にリミタ１３１を設けてもよく、同様の効
果を奏する。

【０１１０】実施の形態１２．実施の形態１２では、実
施の形態１１と同様、APDPリング１０１やダイオードリ
ング１２０を用いた偶高調波ミクサの変換損の局部発振
電力依存性を解消するために考案したものである。実施
の形態１２を図２５に示す。図において、１３１はリミ
タであり、図３８や図４６に示した従来例、図１に示し
た実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を
付している。

【０１１１】本実施の形態による偶高調波ミクサでは、
LO端子３３とアクティブバラン１０２との間に図２３の
ような特性を有するリミタ１３１を設け、局部発振電力
の変動を抑制している。その結果、実施の形態１１と同
様局部発振電力の変動に対しリミタ１３１の効果で安定
になる。

【０１１２】従って、そのため、温度などの要因でで局
部発振電力が変動しても、変換損失が変動せず安定化す
る効果がある。

【０１１３】また、リミタ１３１からは高調波が多数で
るため、スプリアス成分となる。そこでリミタ１３１の
出力に高調波抑制用フィルタを設けてもよい。スプリア
ス成分を抑制する効果がある。

【０１１４】以上の説明では、実施の形態１にリミタ１
３１を設けた場合について示したが、実施の形態２、
３、および４にリミタ１３１を設けてもよく、同様の効
果を奏する。

【０１１５】実施の形態１３．以上述べた実施の形態で
は、FET１０４など半導体素子を用いたアクティブバラ
ン１０２により逆位相に分配している。そのため、アク
ティブバラン１０２の出力には周波数fpの局部発振波の
他に、２fpなど高調波成分が含まれる。そのため、偶高
調波ミクサをアップコンバータとして用いると、図２６
に示すように２fpがRF（frf）近傍に生じ、スプリアス
となる。実施の形態１３ではこのようなアクティブバラ
ン１０２を用いた偶高調波ミクサの問題点を解消するた
めに考案したものである。実施の形態１３を図２７に示
す。図において、１３２はフィルタであり、図３８や図
４６に示した従来例、図１に示した実施の形態１と同一
ないしは相当部分には同一符号を付している。

【０１１６】つぎに動作を説明する。 本実施の形態に
よる偶高調波ミクサでは、アクティブバラン１０２とAP
DPリング１０１との間に図２７のようにフィルタ１３２
を設け、アクティブバラン１０２の高調波を抑制してい
る。その結果、偶高調波ミクサから出力されるスプリア
スレベルが低レベルとなる効果がある。

【０１１７】以上の説明では、実施の形態１にフィルタ
１３２を設けた場合について示したが、実施の形態２、
３、および４にフィルタ１３２を設けてもよく、同様の
効果を奏する。

【０１１８】以上の説明では、アップコンバータの場合
について示したが、ダウンコンバータであってもよく、
RF端子１０３から輻射されるスプリアスを抑制する効果
を奏する。

【０１１９】実施の形態１４．偶高調波ミクサでは、局
部発振波がAPDP２で２逓倍される。従って、局部発振周
波数として基本波動作のミクサの半分となる。また局部
発振器としてシンセサイザを用いる場合、チャネル間隔
も逓倍により２倍となる。そのため、あらかじめ半分の
チャネル間隔のシンセサイザが必要となる。通常シンセ
サイザとしてPLL構成のものが用いられ、チャネル間隔
がPLLの基準周波数となる。そのため、偶高調波ミクサ
を用いるとPLLの基準周波数が半分となる。しかしなが
ら、PLLの収束時間や雑音特性は基準周波数が高いほど
良好であり、そのため偶高調波ミクサを用いるとPLLの
特性が劣化する問題がある。

【０１２０】実施の形態１４ではこのような偶高調波ミ
クサの問題点を解消するために考案したものである。実
施の形態１４を図２８に示す。図において、１３３は分
周器であり、図３８や図４６に示した従来例、図１に示
した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号
を付している。

【０１２１】つぎに動作を説明する。 本実施の形態に
よる偶高調波ミクサでは、LO端子３３とアクティブバラ
ン１０２との間に分周器１３３を設け、外部から入力し
た局部発振波を２分周し、ミクサ内部での２逓倍の効果
を相殺している。従って、外部からみて、あたかも基本
波動作のミクサと同じように動作する。このように本構
成によると、基本波動作のミクサと同様の局部発振器や
シンセサイザを用いることができ、PLLの特性劣化を抑
制できる効果がある。

【０１２２】以上の説明では、実施の形態１に分周器１
３３を設けた場合について示したが、実施の形態２、
３、および４に分周器１３３を設けてもよく、同様の効
果を奏する。

【０１２３】また分周器１３３からは高調波が多数でる
ため、これはスプリアス成分となる。そこで分周器１３
３の出力に高調波抑制用フィルタを設けてもよい。スプ
リアス成分を抑制する効果がある。

【０１２４】実施の形態１５．実施の形態１５は実施の
形態１４と同様、２逓倍の効果により偶高調波ミクサを
用いるとPLLの特性が劣化する問題の改善策である。さ
らに、ここではECL（エミッタ結合ロジック）回路で構
成された分周器１３３では、差動出力が可能なことに着
目し、アクティブバランの代替としている。実施の形態
１５を図２９に示す。図において、図３８や図４６に示
した従来例、図１に示した実施の形態１と同一ないしは
相当部分には同一符号を付している。

【０１２５】つぎに動作を説明する。 本実施の形態に
よる偶高調波ミクサでは、実施の形態１４と同様、分周
器１３３によりミクサ内部での２逓倍の効果を相殺して
いる。従って、実施の形態１４と同様の効果を奏する。
さらに、分周器１３３の差動出力を局部発振波としてAP
DP１０１に供給するため、アクティブバラン１０２を設
ける必要はなく、小形化できる効果がある。

【０１２６】以上の説明では、実施の形態１のアクティ
ブバラン１０２を分周器１３３で代替する場合について
示したが、実施の形態２、３、および４のアクティブバ
ラン１０２を分周器１３３で代替してもよく、同様の効
果を奏する。

【０１２７】また分周器１３３からは高調波が多数でる
ため、これはスプリアス成分となる。そこで分周器１３
３の出力に高調波抑制用フィルタを設けてもよい。スプ
リアス成分を抑制する効果がある。

【０１２８】実施の形態１６．実施の形態１６は実施の
形態１から１５の偶高調波ミクサのいずれか２つをを用
い、直交ミクサを構成したものである。実施の形態１６
を図３０に示す。図において、１３４は９０度分配回路
であり、図３８や図４６に示した従来例、図１に示した
実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付
している。

【０１２９】つぎに動作を説明する。２つの偶高調波ミ
クサのRF端子３２a、３２bを９０度分配回路１３４に接
続し、LO端子３３を直接接続したものである。例えば、
２つのIF端子３４a、３４bにQPSKなどの直交変調用の符
号を入力すると直交変調器として動作する。ここでは実
施の形態１から１５の偶高調波ミクサのいずれか２つを
を用いているため、直交ミクサとして小形に構成できる
効果がある。

【０１３０】以上の説明では、実施の形態１の偶高調波
ミクサを用いる場合について示したが、実施の形態２、
３、および４の偶高調波ミクサを用いてもよく、同様の
効果を奏する。

【０１３１】以上の説明では、LO端子３３を直接接続し
たものであるが、図３１のようにアクティブバランやウ
ィルキンソン分配器など同位相あるいは逆位相の分配回
路１３５を用いてもよく同様の効果を奏する。

【０１３２】実施の形態１７．実施の形態１７は実施の
形態１から１５の偶高調波ミクサのいずれか２つをを用
い、直交ミクサを構成したものである。実施の形態１６
との違いはLO側で４５度の位相差の分配を行い、RF端子
で同位相あるいは逆位相の分配回路１３５を用いている
点である。４５度の位相差の局部発振波は偶高調波ミク
サでの２逓倍により９０度の位相差となる。実施の形態
１７を図３２に示す。図において、１３６は４５度分配
回路であり、図３８や図４６に示した従来例、図１に示
した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号
を付している。

【０１３３】つぎに動作を説明する。２つの偶高調波ミ
クサのLO端子を４５度分配回路１３６に接続し、RF端子
を同位相あるいは逆位相の分配回路１３５で接続したも
のである。例えば、２つのIF端子３４a、３４bにQPSKな
どの直交変調用の符号を入力すると直交変調器として動
作する。ここでは実施の形態１から１５の偶高調波ミク
サのいずれか２つをを用いているため、直交ミクサとし
て小形に構成できる効果がある。

【０１３４】以上の説明では、実施の形態１の偶高調波
ミクサを用いる場合について示したが、実施の形態２、
３、および４の偶高調波ミクサを用いてもよく、同様の
効果を奏する。

【０１３５】実施の形態１８．実施の形態１８は実施の
形態１６から１７の直交ミクサにIFの９０度移相回路を
接続したイメージリジェクションミクサに関するもので
ある。実施の形態１８を図３３に示す。図において、１
３７はIFの９０度移相回路であり、図３８や図４６に示
した従来例、図１、図３０に示した本発明による実施の
形態と同一ないしは相当部分には同一符号を付してい
る。

【０１３６】つぎに動作を説明する。直交ミクサの２つ
のIF端子３４a、３４bとIFの９０度移相回路１３７を接
続したものである。実施の形態１から１５の偶高調波ミ
クサのいずれか２つをを用いているため、イメージリジ
ェクションミクサとして小形に構成できる効果がある。
また小形に構成できるため、接続部での位相の回転を抑
制でき、イメージ抑圧比を高める効果もある。

【０１３７】以上の説明では、実施の形態１６の直交ミ
クサを用いる場合について示したが、実施の形態１７の
直交ミクサを用いてもよく、同様の効果を奏する。

【０１３８】実施の形態１９．実施の形態１９は実施の
形態１から１５の偶高調波ミクサのいずれか２つを用
い、２重平衡形ミクサを構成したものである。実施の形
態１９を図３４に示す。図において、１３８は１８０度
ハイブリッド電力分配器であり、図３８や図４６に示し
た従来例、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相
当部分には同一符号を付している。

【０１３９】つぎに動作を説明する。２つの偶高調波ミ
クサのAPDPリング１３８のRF/IF側の接点を１８０度ハ
イブリッド電力分配器 １３８に接続したものである。R
Fの入力信号波を１８０度ハイブリッド電力分配器 １３
８に入力し、２つのAPDPリング１０１に１８０度の位相
差で供給される。局部発振波は９０度分配回路１３４に
より、２つのAPDPリング１０１に９０度の位相差で供給
される。局部発振波はAPDPリング１０１で２逓倍される
ので、１８０度の位相差で周波数混合に供される。従っ
て、IFの出力信号波は同じ位相で２つのAPDPリング１０
１から出力される。従って、１８０度ハイブリッド電力
分配器１３８の同相成分が合成される端子側にIFの出力
信号波が出力される。

【０１４０】このように、本実施の形態によると２重平
衡形ミクサとして動作する。その結果、RFとIFの分波回
路が不要となり、小形化・広帯域化が可能となる利点が
ある。また、ここでは実施の形態１から１５の偶高調波
ミクサのいずれか２つをを用いているため、２重平衡ミ
クサとして小形に構成できる効果がある。

【０１４１】以上の説明では、実施の形態１の偶高調波
ミクサを用いる場合について示したが、実施の形態２、
３、および４の偶高調波ミクサを用いてもよく、同様の
効果を奏する。

【０１４２】実施の形態２０．以上述べた実施の形態１
から１９までの偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージ
リジェクションミクサおよび２重平衡形ミクサは半導体
基板上にモノリシック集積化してもよく、実施の形態１
から１９と同様の効果を奏する。さらにAPDPリング１０
１やダイオードリング１２０の特性を揃えることが可能
となる。従い、偶高調波ミクサや２重平衡形ミクサでは
LO端子とRF/IF端子とのアイソレーションを高めること
ができる効果がある。直交ミクサでは変復調精度を高め
ることができる効果がある。イメージリジェクションミ
クサではイメージ抑圧比を高める効果がある。

【０１４３】実施の形態２１．実施の形態１から１９に
記載のミクサを適用した受信装置であり、図３５に直交
ミクサを適用した受信装置の構成例を示す。図におい
て、２００はアンテナ、２０１は低雑音増幅器（LN
A）、２０２は帯域通過フィルタ（BPF）、２０３は実施
の形態１６ないしは１７の直交ミクサ、２０４は局部発
振器、２０５は低域通過フィルタ、２０６はベースバン
ド増幅器である。実施の形態１から１９に記載のミクサ
を適用しているため、小形化できる効果がある。

【０１４４】実施の形態２２．実施の形態１から１９に
記載のミクサを適用した送信装置であり、図３６に直交
ミクサを適用した送信装置の構成例を示す。図におい
て、２０７は高出力増幅器（HPA）である。実施の形態
１から１９に記載のミクサを適用しているため、小形化
できる効果がある。

【０１４５】実施の形態２３．実施の形態１から１５に
記載のミクサを位相検波器として適用した位相同期発振
器であり、図３７に構成例を示す。図において、２０８
は電圧制御発振器(VCO)、２０９は分周器、２１０は位
相比較器として用いた偶高調波ミクサ、２１１は基準発
振器、２１２はループフィルタである。アナログの位相
比較器の欠点の１つに直流成分の漏れがある。これは、
ミクサの不平衡成分であり、温度などによりこの直流成
分は変動する。そのため、検波感度の変動や同期はずれ
の原因となっている。偶高調波ミクサ２１０では、式
(１)より直流成分は抑制され出力されない。従って、偶
高調波ミクサ２１０をPLLに適用すると動作が安定化す
る効果がある。また実施の形態１から１９に記載のミク
サを適用しているため、小形化できる効果がある。

【０１４６】

【発明の効果】第１の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、(１)スロット線路を用いないため小形化できる効
果、(２)アクティブバランにより、APDPリング（ダイオ
ードリング）からLO端子への高調波などのスプリアス成
分の逆流が抑制され、低スプリアスとなる効果、(３)ア
クティブバランにより、LO側の回路のインピーダンスに
よるAPDPリング（ダイオードリング）の駆動インピーダ
ンスの変動が生じないため動作が安定化される効果、な
どがある。

【０１４７】第２の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、(１)スロット線路を用いないため小形化できる効
果、(２)アクティブバランにより、APDPリング（ダイオ
ードリング）からLO端子やRF端子への高調波などのスプ
リアス成分の逆流が抑制され、低スプリアスとなる効
果、(３)アクティブバランにより、LO側やRF端子の回路
のインピーダンスによるAPDPリング（ダイオードリン
グ）の駆動インピーダンスの変動が生じないため動作が
安定化される効果、などがある。

【０１４８】第３の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、アクティブバランとAPDPリングとの間に緩衝増幅器
を設けることにより、アクティブバランの出力インピー
ダンスのばらつきによる不平衡成分を抑制できる。その
結果、LO側とRF/IF側とのアイソレーションを高めるこ
とができる効果がある。また、局部発振電力を高めるこ
とができ、外部から入力する局部発振電力を低レベルと
できる効果がある。また局部発振電力などの変動による
APDPリングの変動があっても、緩衝増幅器によりLO端子
のインピーダンス変動が抑制できる効果がある。

【０１４９】第４の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、入力信号用緩衝増幅器により利得の周波数リップル
を抑制でき、伝送特性が向上する効果がある。また、入
力信号用緩衝増幅器のアイソレーション特性により、局
部発振波やIF出力信号波などのRF端子への漏洩を抑制で
き、低スプリアスとなる効果がある。

【０１５０】第５の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、出力信号用緩衝増幅器により利得の周波数リップル
を抑制でき、伝送特性が向上する効果がある。また、出
力信号用緩衝増幅器のアイソレーション特性により、局
部発振波やIF出力信号波などのRF端子への漏洩を抑制で
き、低スプリアスとなる効果がある。

【０１５１】第６の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、高出力負荷抵抗とすることにより、偶高調波ミクサ
の利得が高まり、受信機の感度が改善されるなどの効果
がある。

【０１５２】第７の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、高出力負荷抵抗とすることにより、偶高調波ミクサ
の利得が高まり、受信機の感度が改善されるなどの効果
がある。

【０１５３】第８の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、温度などの要因で局部発振電力が変動しても、リミ
タにより局部発振電力が安定化され、変換損失が変動せ
ず安定化する効果がある。

【０１５４】第９の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、温度などの要因で局部発振電力が変動しても、リミ
タにより局部発振電力が安定化され、変換損失が変動せ
ず安定化する効果がある。

【０１５５】第１０の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、アクティブバランの出力にフィルタを設け、アクテ
ィブバランの高調波を抑制している。その結果、偶高調
波ミクサから出力されるスプリアスが低レベルとなる効
果がある。

【０１５６】第１１の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、LO端子とアクティブバランとの間に分周器を設け、
外部から入力した局部発振波を２分周し、ミクサ内部で
の２逓倍の効果を相殺している。従って、外部からみ
て、あたかも基本波動作のミクサと同じように動作す
る。このように本構成によると、基本波動作のミクサと
同様の局部発振器やシンセサイザを用いることができ、
PLLの特性劣化を抑制できる効果がある。

【０１５７】第１２の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、ダイオードリングを用いているので、回路規模を削
減することができる。

【０１５８】第１３の発明に係る偶高調波ミクサによれ
ば、LO端子に分周器を設け、外部から入力した局部発振
波を２分周し、ミクサ内部での２逓倍の効果を相殺して
いる。従って、外部からみて、あたかも基本波動作のミ
クサと同じように動作する。このように本構成による
と、基本波動作のミクサと同様の局部発振器やシンセサ
イザを用いることができ、PLLの特性劣化を抑制できる
効果がある。さらに分周器の差動出力をAPDPリングに供
給し、アクティブバランを不要としているため、小形化
できる効果がある。

【０１５９】第１４の発明に係る直交ミクサによれば、
第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサのいずれか２
つを用いているため、小形に構成できる効果がある。

【０１６０】第１５の発明に係る直交ミクサによれば、
第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサのいずれか２
つを用いているため、小形に構成できる効果がある。

【０１６１】第１６の発明に係るイメージリジェクショ
ンミクサによれば、第１４又は第１５の発明に係る直交
ミクサを用いているため、小形に構成できる効果があ
る。また小形に構成できるため、接続部での位相の回転
を抑制でき、イメージ抑圧比を高める効果もある。

【０１６２】第１７の発明に係る２重平衡ミクサによれ
ば、第１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサのいずれ
か２つを用いているため、小形に構成できる効果があ
る。またRFとIFの分波回路が不要となり、より小形化・
広帯域化が可能となる利点がある。

【０１６３】第１８の発明に係る偶高調波ミクサは、第
１〜第１３の発明に係る偶高調波ミクサを半導体基板上
にモノリシック集積化することにより、APDPリングやダ
イオードリングの特性を揃えることが可能となる。従
い、偶高調波ミクサではLO端子とRF/IF端子とのアイソ
レーションを高めることができる効果がある。

【０１６４】第１９の発明に係る受信装置は、第１〜第
１３の発明に係る偶高調波ミクサを適用しているため、
小形化できる効果がある。

【０１６５】第２０の発明に係る送信装置は、第１〜第
１３の発明に係る偶高調波ミクサを適用しているため、
小形化できる効果がある。

【０１６６】第２１の発明に係る位相同期発振器は、偶
高調波ミクサをPLLに適用することにより動作が安定化
する効果がある。また第１〜第１３の発明に係る偶高調
波ミクサを適用しているため、小形化できる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１の構成による偶高調波
ミクサの構成である。

【図２】 アクティブバランの構成である。

【図３】 アクティブバランの等価回路である。

【図４】 アクティブバランの構成である。

【図５】 本発明の実施の形態２の構成による偶高調波
ミクサの構成である。

【図６】 本発明の実施の形態３の構成による偶高調波
ミクサの構成である

【図７】 本発明の実施の形態４の構成による偶高調波
ミクサの構成である。

【図８】 本発明の実施の形態５の構成による偶高調波
ミクサの構成である

【図９】 緩衝増幅器の一例である。

【図１０】 周波数リップルの説明図である。

【図１１】 本発明の実施の形態６の構成による偶高調
波ミクサの構成である。

【図１２】 本発明の実施の形態６の構成による偶高調
波ミクサの構成である。

【図１３】 本発明の実施の形態７の構成による偶高調
波ミクサの構成である。

【図１４】 緩衝増幅器の一例である。

【図１５】 本発明の実施の形態７の構成による偶高調
波ミクサの構成である。

【図１６】 本発明の実施の形態８の構成による偶高調
波ミクサの構成である。

【図１７】 本発明の実施の形態８の構成による偶高調
波ミクサの構成である。

【図１８】 本発明の実施の形態９の構成による偶高調
波ミクサの構成である。

【図１９】 出力負荷抵抗に対する偶高調波ミクサの出
力電圧の説明図である。

【図２０】 本発明の実施の形態１０の構成による偶高
調波ミクサの構成である。

【図２１】 局部発振電力に対する偶高調波ミクサの変
換損である。

【図２２】 本発明の実施の形態１１の構成による偶高
調波ミクサの構成である。

【図２３】 リミタの特性の説明図である。

【図２４】 リミタ付き偶高調波ミクサの特性の説明図
である。

【図２５】 本発明の実施の形態１２の構成による偶高
調波ミクサの構成である。

【図２６】 偶高調波ミクサの出力スペクトラムの説明
図である。

【図２７】 本発明の実施の形態１３の構成による偶高
調波ミクサの構成である。

【図２８】 本発明の実施の形態１４の構成による偶高
調波ミクサの構成である。

【図２９】 本発明の実施の形態１５の構成による偶高
調波ミクサの構成である。

【図３０】 本発明の実施の形態１６の構成による直交
ミクサの構成である。

【図３１】 本発明の実施の形態１６の構成による直交
ミクサの構成である。

【図３２】 本発明の実施の形態１７の構成による直交
ミクサの構成である。

【図３３】 本発明の実施の形態１８の構成によるイメ
ージリジェクションミクサの構成である。

【図３４】 本発明の実施の形態１９の構成による２重
平衡ミクサの構成である。

【図３５】 本発明の実施の形態２１の構成による受信
装置の構成である。

【図３６】 本発明の実施の形態２２の構成による送信
装置の構成である。

【図３７】 本発明の実施の形態２３の構成による位相
同期発振器の構成である。

【図３８】 偶高調波ミクサの一般的な構成図である。

【図３９】 APDPのLO電流の説明図である。

【図４０】 APDPのLO電流の説明図である。

【図４１】 偶高調波ミクサの周波数の説明図である。

【図４２】 従来の構成による偶高調波ミクサの構成図
である。

【図４３】 従来の構成による偶高調波ミクサの構成図
である。

【図４４】 従来の構成による高調波ミクサの分波回路
の説明図である。

【図４５】 従来の構成による偶高調波ミクサの分波回
路の説明図である。

【図４６】 従来の構成による偶高調波ミクサの構成図
である。

【図４７】 APDPに加わる波の位相を説明する図であ
る。

【図４８】 従来の構成による偶高調波ミクサの構成図
である。

【図４９】 ダイオードに加わる波の位相を説明する図
である。

【符号の説明】

１ ミクサダイオード、２ アンチパラレルダイオード
ペア（APDP）、３ 分波回路、２１ 帯域通過フィルタ
（BPF）、２２ 高域通過フィルタ(HPF)、２３低域通過
フィルタ(LPF)、３２ RF端子、３３ LO端子、３４ I
F端子、３５先端開放スタブ、３６ 先端短絡スタブ、
３７ RFチョーク、３８ DCカット、８０ スロット線
路、８１ コプレナ線路、８２ ワイヤ、１０１ APDP
リング、１０２ アクティブバラン、１０３ 分波回
路、１０４ FET、１０５ 抵抗、１０６、１０７およ
び１０８ DCカット用コンデンサ、１０９ RFチョーク
用インダクタ、１１５ 出力端子、１１０ ゲート・ソ
ース間容量Cgs、１１１ドレイン抵抗Rds、１１２ 電流
源、１１３ 負荷抵抗、１１４ 電源の内部抵抗、１１
６ 整合回路、１２０ ダイオードリング、１２１ ア
クティブバラン、１２２ 緩衝増幅器、１２３ ソース
接地FET、１２４ 緩衝増幅器、１２５ ゲート接地FE
T、１２６ 緩衝増幅器、１２７ 抵抗、１２８ ソー
スフロア、１２９ 出力負荷抵抗、１３０ 演算増幅
器、１３１ リミタ、１３２ フィルタ、１３３ 分周
器、１３４ ９０度分配回路、１３５ 分配回路、１３
６４５度分配回路、１３７ ９０度移相回路、１３８
１８０度ハイブリッド電力分配器、２００ アンテナ(A
NT)、２０１ 低雑音増幅器（LNA）、２０２ 帯域通過
フィルタ（BPF）、２０３ 直交ミクサ、２０４ 局部
発振器、２０５低域通過フィルタ(LPF)、２０６ ベー
スバンド増幅器(AMP)、２０７ 高出力増幅器(HPA)、２
０８ 電圧制御発振器(VCO)、２０９ 分周器、２１０
偶高調波ミクサ、２１１ 基準発振器、２１２ ルー
プフィルタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 1/26 Ｈ０４Ｂ 1/26 Ｊ (72)発明者 田島 賢一 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 飯田 明夫 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内

Claims (21)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 局部発振波を入力端子より入力し、第１
   の出力信号と第２の出力信号とを出力するアクティブバ
   ランと、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号とを
   入力し入力信号波及び出力信号波を入出力するアンチパ
   ラレルダイオードペアリングとを有する偶高調波ミクサ
   であって、 前記アクティブバランは、地導体と高周波的に接続され
   た第１、第２の抵抗と、前記第１の抵抗がドレイン（な
   いしはコレクタ）に、前記第２の抵抗がソース（ないし
   はエミッタ）に、前記入力端子がゲート（ないしはベー
   ス）に各々高周波的に接続されたトランジスタとを有
   し、 前記アンチパラレルダイオードペアリングは、逆極性の
   ダイオードを並列接続してなるアンチパラレルダイオー
   ドペアを４つリング状に接続し、それらの接続点におい
   て、第１の接続点を地導体と接続し、第１の接続点と対
   向する第２の接続点より前記入力信号波及び出力信号波
   を入出力し、第３の接続点を前記トランジスタのドレイ
   ン（ないしはコレクタ）に接続し、第４の接続点を前記
   トランジスタのソース（ないしはエミッタ）に接続した
   偶高調波ミクサ。
2. 【請求項２】 局部発振波を第１の入力端子より入力
   し、第１の出力信号と第２の出力信号とを出力する第１
   のアクティブバランと、無線周波数信号を第２の入力端
   子より入力し、第３の出力信号と第４の出力信号とを出
   力する第２のアクティブバランと、前記第１の出力信
   号、前記第２の出力信号、前記第３の出力信号及び第４
   の出力信号とを入力し入力信号波及び出力信号波を入出
   力するアンチパラレルダイオードペアリングとを有する
   偶高調波ミクサであって、 前記第１のアクティブバランは、地導体と高周波的に接
   続された第１、第２の抵抗と、前記第１の抵抗がドレイ
   ン（ないしはコレクタ）に、前記第２の抵抗がソース
   （ないしはエミッタ）に、前記入力端子がゲート（ない
   しはベース）に各々高周波的に接続された第１のトラン
   ジスタとを有し、 前記第２のアクティブバランは、地導体と高周波的に接
   続された第３、第４の抵抗と、前記第３の抵抗がドレイ
   ン（ないしはコレクタ）に、前記第４の抵抗がソース
   （ないしはエミッタ）に、前記入力端子がゲート（ない
   しはベース）に各々高周波的に接続された第２のトラン
   ジスタとを有し、 前記アンチパラレルダイオードペアリングは、逆極性の
   ダイオードを並列接続してなるアンチパラレルダイオー
   ドペアを４つリング状に接続し、それらの接続点におい
   て、第１の接続点を前記第２のトランジスタのドレイン
   （ないしはコレクタ）に接続し、第１の接続点と対向す
   る第２の接続点を前記第２のトランジスタのソース（な
   いしはエミッタ）に接続し、第３の接続点を前記第１の
   トランジスタのドレイン（ないしはコレクタ）に接続
   し、第４の接続点を前記第１のトランジスタのソース
   （ないしはエミッタ）に接続した偶高調波ミクサ。
3. 【請求項３】 前記アクティブバランの第１の出力信号
   を出力する出力端子と前記アンチパラレルダイオードペ
   アリングとの間に第１の緩衝増幅器を設け、前記アクテ
   ィブバランの第２の出力信号を出力する出力端子と前記
   アンチパラレルダイオードペアリングとの間に第２の緩
   衝増幅器を設けたことを特徴とする請求項１又は２記載
   の偶高調波ミクサ。
4. 【請求項４】 前記アンチパラレルダイオードペアリン
   グに対し入力信号波を入力する入力端子と当該アンチパ
   ラレルダイオードペアリングとの間に緩衝増幅器を設け
   たことを特徴とする請求項１又は２記載の偶高調波ミク
   サ。
5. 【請求項５】 前記アンチパラレルダイオードペアリン
   グより出力信号波を出力する出力端子と当該アンチパラ
   レルダイオードペアリングとの間に緩衝増幅器を設けた
   ことを特徴とする請求項１、２又は４記載の偶高調波ミ
   クサ。
6. 【請求項６】 前記アンチパラレルダイオードペアリン
   グより出力信号波を出力する出力端子と当該アンチパラ
   レルダイオードペアリングとの間の接点と地導体との間
   に５０オームを越える負荷抵抗を接続し、さらに当該負
   荷抵抗の両端の電圧を増幅する演算増幅器とを設けたこ
   とを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
7. 【請求項７】 前記アンチパラレルダイオードペアリン
   グの第１の接続点と第２の接続点との間に５０オームを
   越える負荷抵抗を接続し、さらに当該負荷抵抗の両端の
   電圧を増幅する演算増幅器を設け、当該演算増幅器の出
   力を中間周波数の出力としたことを特徴とする請求項２
   記載の偶高調波ミクサ。
8. 【請求項８】 前記アクティブバランと前記アンチパラ
   レルダイオードペアリングとの間に振幅変動を抑制する
   リミタを設けたことを特徴とする請求項１又は２記載の
   偶高調波ミクサ。
9. 【請求項９】 前記局部発振波の入力端子と前記アクテ
   ィブバランとの間に振幅変動を抑制するリミタを設けた
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の偶高調波ミク
   サ。
10. 【請求項１０】 前記アクティブバランと前記アンチパ
    ラレルダイオードペアリングとの間に局部発振波の２倍
    波を抑制するフィルタを設けたことを特徴とする請求項
    １又は２記載の偶高調波ミクサ。
11. 【請求項１１】 前記局部発振波の入力端子と前記アク
    ティブバランとの間に分周器を設けたことを特徴とする
    請求項１又は２記載の偶高調波ミクサ。
12. 【請求項１２】 前記アンチパラレルダイオードペアリ
    ングの代わりに、前記第１の出力信号と前記第２の出力
    信号とを入力し入力信号波及び出力信号波を入出力し、
    ４つのダイオードをリング状に接続したダイオードリン
    グを備えたことを特徴とする請求項１乃至１１のいずれ
    かに記載の偶高調波ミクサ。
13. 【請求項１３】 前記アクティブバランの代わりに、局
    部発振波を入力端子より入力し、分周し、第１の出力信
    号と第２の出力信号とを出力する分周器を備えたことを
    特徴とする請求項１又は２記載の偶高調波ミクサ。
14. 【請求項１４】 請求項1乃至１３のいずれかに記載の
    偶高調波ミクサを2つ具備し、さらに局部発振波を同位
    相あるいは逆位相で分配する分配器と、高周波信号を概
    略９０度の位相差で分配ないしは合成する９０度移相回
    路とを備えた直交ミクサ。
15. 【請求項１５】 請求項1乃至１３のいずれかに記載の
    偶高調波ミクサを2つ具備し、さらに局部発振波を概略
    ４５度の位相差で分配する４５度移相回路と、高周波信
    号を同位相あるいは逆位相で分配ないしは合成する分配
    ・合成回路とを備えた直交ミクサ。
16. 【請求項１６】 請求項１４又は１５に記載の直交ミク
    サと、中間周波信号を概略９０度の位相差で分配ないし
    は合成する９０度移相回路とを備えたイメージリジェク
    ションミクサ。
17. 【請求項１７】 請求項1乃至１３のいずれかに記載の
    偶高調波ミクサを2つ具備し、さらに局部発振波を概略
    ９０度の位相差で分配する９０度移相回路と、高周波信
    号と中間周波信号とを同位相・逆位相で分配・合成する
    １８０度ハイブリッド電力分配器とを備えた2重平衡形
    ミクサ。
18. 【請求項１８】 アンチパラレルダイオードペアリング
    あるいはダイオードリングをモノリシック集積化したこ
    とを特徴とする請求項１乃至１３のいずれかに記載の偶
    高調波ミクサ。
19. 【請求項１９】 請求項１乃至１３のいずれかに記載の
    偶高調波ミクサを備えた受信装置。
20. 【請求項２０】 請求項1乃至１３のいずれかに記載の
    偶高調波ミクサを備えた送信装置。
21. 【請求項２１】 請求項1乃至１３のいずれかに記載の
    偶高調波ミクサを位相検波器として用いたことを特徴と
    する位相同期発振器。