JPH10126171A - 低オフセットを有する増幅器 - Google Patents
低オフセットを有する増幅器Info
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- JPH10126171A JPH10126171A JP8359015A JP35901596A JPH10126171A JP H10126171 A JPH10126171 A JP H10126171A JP 8359015 A JP8359015 A JP 8359015A JP 35901596 A JP35901596 A JP 35901596A JP H10126171 A JPH10126171 A JP H10126171A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
- H03F3/3077—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage using Darlington transistors
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 既知の増幅器は、オフセット(出力・入力電圧
レベル間の偏差)を有して信号歪みを惹起する。 【解決手段】 駆動段は、第１・第２供給端子ｖｄｄ,ｇ
ｎｄの間で定電流発生器Ｇ１に直列接続したトランジス
タＱ３を含む入力分岐部と、トランジスタＱ４並びにｐ
ｎｐトランジスタＱ５およびｎｐｎトランジスタＱ６を
含む出力分岐部とを有するカーレント-ミラー回路から
なり、ｐｎｐトランジスタＱ５およびｎｐｎトランジス
タＱ６のコレクタは増幅器の出力端子ＯＵＴに接続さ
れ、これらのベースは入力端子ＩＮに接続され、一方の
トランジスタはエミッタを定電流発生器Ｇ２を介して第
１供給端子に接続し、他方のトランジスタはエミッタを
カーレント-ミラー回路の出力分岐部Ｑ４を介して第２
供給端子に接続し、これらエミッタはトランジスタＱ１
のベースとトランジスタＱ２のベースにも接続している
増幅器。
レベル間の偏差)を有して信号歪みを惹起する。 【解決手段】 駆動段は、第１・第２供給端子ｖｄｄ,ｇ
ｎｄの間で定電流発生器Ｇ１に直列接続したトランジス
タＱ３を含む入力分岐部と、トランジスタＱ４並びにｐ
ｎｐトランジスタＱ５およびｎｐｎトランジスタＱ６を
含む出力分岐部とを有するカーレント-ミラー回路から
なり、ｐｎｐトランジスタＱ５およびｎｐｎトランジス
タＱ６のコレクタは増幅器の出力端子ＯＵＴに接続さ
れ、これらのベースは入力端子ＩＮに接続され、一方の
トランジスタはエミッタを定電流発生器Ｇ２を介して第
１供給端子に接続し、他方のトランジスタはエミッタを
カーレント-ミラー回路の出力分岐部Ｑ４を介して第２
供給端子に接続し、これらエミッタはトランジスタＱ１
のベースとトランジスタＱ２のベースにも接続している
増幅器。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、特許請求の範囲
第１項の前提部分(preamble)に係る増幅器に関するもの
である。
第１項の前提部分(preamble)に係る増幅器に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】バッファまたは分離増幅器、すなわち入
力回路が負荷インピーダンスの変化に対しかなり不感受
性(fairly insensitive)な増幅器が、多くの回路系で使
用されている。従ってバッファ増幅器は、高い出力イン
ピーダンスを有する回路で発生される信号が低インピー
ダンスの負荷、例えば大きな静電容量を有するキャパシ
タ(制御信号が高周波からなる場合)や低い抵抗値のレジ
スタを制御する必要がある場合に使用される。
力回路が負荷インピーダンスの変化に対しかなり不感受
性(fairly insensitive)な増幅器が、多くの回路系で使
用されている。従ってバッファ増幅器は、高い出力イン
ピーダンスを有する回路で発生される信号が低インピー
ダンスの負荷、例えば大きな静電容量を有するキャパシ
タ(制御信号が高周波からなる場合)や低い抵抗値のレジ
スタを制御する必要がある場合に使用される。
【０００３】簡単な公知のバッファ増幅器を、添付図面
の図１に示す。このバッファ増幅器は、２つのコンプリ
メンタリ バイポーラ トランジスタ(complementary bip
olartransistors)から構成され、その一方のトランジス
タは符号Ｑ１で示すｎｐｎ型であり、他方のトランジス
タは符号Ｑ２で示すｐｎｐ型であって、これらは電圧供
給用の２つの極、すなわち符号ｖｄｄで示す正極と、符
号ｇｎｄで示す負極の間をプッシユプル構成で接続され
ている。２つのトランジスタのベースは、共に接続され
て増幅器の入力端子ＩＮを形成している。また２つのエ
ミッタ間の接続点は、増幅器の出力端子ＯＵＴとなって
いる。増幅器の入力ＩＮに接続された高い出力インピー
ダンスを有する回路は、直列に接続した高周波交流電圧
発生器ｖｉとレジスタＲｉとで代表され、また低いイン
ピーダンスの負荷はキャパシタＣで代表される。
の図１に示す。このバッファ増幅器は、２つのコンプリ
メンタリ バイポーラ トランジスタ(complementary bip
olartransistors)から構成され、その一方のトランジス
タは符号Ｑ１で示すｎｐｎ型であり、他方のトランジス
タは符号Ｑ２で示すｐｎｐ型であって、これらは電圧供
給用の２つの極、すなわち符号ｖｄｄで示す正極と、符
号ｇｎｄで示す負極の間をプッシユプル構成で接続され
ている。２つのトランジスタのベースは、共に接続され
て増幅器の入力端子ＩＮを形成している。また２つのエ
ミッタ間の接続点は、増幅器の出力端子ＯＵＴとなって
いる。増幅器の入力ＩＮに接続された高い出力インピー
ダンスを有する回路は、直列に接続した高周波交流電圧
発生器ｖｉとレジスタＲｉとで代表され、また低いイン
ピーダンスの負荷はキャパシタＣで代表される。
【０００４】稼働に際して前記２つのトランジスタは、
夫々入力信号における正の半波の間と負の半波の間、共
通のコレクタ(エミッタ フォロワ)を持つ増幅器の如く
交互に作動し、従って該回路は、低出力インピーダンス
の型式の増幅器における全ての特徴を有している。
夫々入力信号における正の半波の間と負の半波の間、共
通のコレクタ(エミッタ フォロワ)を持つ増幅器の如く
交互に作動し、従って該回路は、低出力インピーダンス
の型式の増幅器における全ての特徴を有している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前述した既知の回路
は、"オフセット"すなわち出力電圧レベルと入力電圧レ
ベルとの間に偏差(deviation)を有している。この偏差
は、前記ｎｐｎトランジスタまたはｐｎｐトランジスタ
の順方向にバイアスしたベース−エミッタ接合における
電圧降下と実質的に等価である。前記オフセットは、正
弦波(sinusoidal)入力信号の場合に、"クロスオーバ歪
み"として知られる信号の歪みを惹き起こす。これは入
力信号が小さい程顕著である。更に、順方向にバイアス
したベース−エミッタ接合における電圧降下は、プロセ
ッシング パラメータ(processing parameters)における
不可避な変化のために、"バッファ"が形成される同一の
集積回路における一つの試料(specimen)から他方へと変
化し、また作動温度によっても変化する。
は、"オフセット"すなわち出力電圧レベルと入力電圧レ
ベルとの間に偏差(deviation)を有している。この偏差
は、前記ｎｐｎトランジスタまたはｐｎｐトランジスタ
の順方向にバイアスしたベース−エミッタ接合における
電圧降下と実質的に等価である。前記オフセットは、正
弦波(sinusoidal)入力信号の場合に、"クロスオーバ歪
み"として知られる信号の歪みを惹き起こす。これは入
力信号が小さい程顕著である。更に、順方向にバイアス
したベース−エミッタ接合における電圧降下は、プロセ
ッシング パラメータ(processing parameters)における
不可避な変化のために、"バッファ"が形成される同一の
集積回路における一つの試料(specimen)から他方へと変
化し、また作動温度によっても変化する。
【０００６】回路の供給電圧が低く、従って処理される
べき信号も低いレベルになっている場合の応用例が存在
する。またオフセットの変動が、増幅器の下流側での回
路設計において重大な問題を生ずる如き応用例も存在す
る。
べき信号も低いレベルになっている場合の応用例が存在
する。またオフセットの変動が、増幅器の下流側での回
路設計において重大な問題を生ずる如き応用例も存在す
る。
【０００７】
【発明の目的】従って本発明の目的は、非常に低い、ま
たは零に近いオフセットを有する特許請求の範囲第１項
の前提部分で限定した形式の増幅器を提案することにあ
る。この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲第１
項で一般的に限定され、かつ特徴付けた増幅器を提供す
ることにより達成される。
たは零に近いオフセットを有する特許請求の範囲第１項
の前提部分で限定した形式の増幅器を提案することにあ
る。この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲第１
項で一般的に限定され、かつ特徴付けた増幅器を提供す
ることにより達成される。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前述した課題を解決し、
所期の目的を好適に達成するため本発明は、増幅器の入
力端子および出力端子の間でカスケード接続した駆動段
および出力段からなり、前記出力段は、互いにプッシュ
プル構成で接続した第１ｎｐｎトランジスタおよび第２
ｐｎｐトランジスタからなり、これらのエミッタは前記
増幅器の出力端子に共に接続され、またこれらのコレク
タは該増幅器の第１供給端子および第２供給端子に夫々
接続され、かつこれらの端子は夫々電圧供給源の正極お
よび負極に接続されるようになっており、前記駆動段
は、第１トランジスタのベースおよび第２トランジスタ
のベースに夫々接続する２つの出力端子を有する増幅器
において、前記駆動段は、第１供給端子および第２供給
端子の間で第１定電流発生器に直列に接続した第３トラ
ンジスタを含む入力分岐部と、第４トランジスタ並びに
第５ｐｎｐトランジスタおよび第６ｎｐｎトランジスタ
を含む出力分岐部とを有するカーレント-ミラー回路か
らなり、これら第５ｐｎｐトランジスタおよび第６ｎｐ
ｎトランジスタのコレクタは前記増幅器の出力端子に共
に接続され、またこれらのベースは該増幅器の入力端子
に共に接続され、一方のトランジスタはそのエミッタを
第２定電流発生器を介して前記第１供給端子に接続し、
更に他方のトランジスタはそのエミッタを前記カーレン
ト-ミラー回路の出力分岐部を介して前記第２供給端子
に接続し、かつこれらのエミッタは第１トランジスタの
ベースおよび第２トランジスタのベースにも夫々接続し
ていることを特徴とする。
所期の目的を好適に達成するため本発明は、増幅器の入
力端子および出力端子の間でカスケード接続した駆動段
および出力段からなり、前記出力段は、互いにプッシュ
プル構成で接続した第１ｎｐｎトランジスタおよび第２
ｐｎｐトランジスタからなり、これらのエミッタは前記
増幅器の出力端子に共に接続され、またこれらのコレク
タは該増幅器の第１供給端子および第２供給端子に夫々
接続され、かつこれらの端子は夫々電圧供給源の正極お
よび負極に接続されるようになっており、前記駆動段
は、第１トランジスタのベースおよび第２トランジスタ
のベースに夫々接続する２つの出力端子を有する増幅器
において、前記駆動段は、第１供給端子および第２供給
端子の間で第１定電流発生器に直列に接続した第３トラ
ンジスタを含む入力分岐部と、第４トランジスタ並びに
第５ｐｎｐトランジスタおよび第６ｎｐｎトランジスタ
を含む出力分岐部とを有するカーレント-ミラー回路か
らなり、これら第５ｐｎｐトランジスタおよび第６ｎｐ
ｎトランジスタのコレクタは前記増幅器の出力端子に共
に接続され、またこれらのベースは該増幅器の入力端子
に共に接続され、一方のトランジスタはそのエミッタを
第２定電流発生器を介して前記第１供給端子に接続し、
更に他方のトランジスタはそのエミッタを前記カーレン
ト-ミラー回路の出力分岐部を介して前記第２供給端子
に接続し、かつこれらのエミッタは第１トランジスタの
ベースおよび第２トランジスタのベースにも夫々接続し
ていることを特徴とする。
【０００９】この場合に、第３トランジスタはｐｎｐト
ランジスタであり、第４トランジスタはｎｐｎトランジ
スタであり、かつ第２定電流発生器を介して前記第１供
給端子に接続するエミッタは第５トランジスタのエミッ
タであり、前記カーレント-ミラー回路の出力分岐部を
介して前記第２供給端子に接続するエミッタは第６トラ
ンジスタのエミッタとなっている。ここで第１、第４お
よび第６ｎｐｎトランジスタは実質的に互いに同一であ
り、第２、第３および第５ｐｎｐトランジスタは実質的
に互いに同一であり、かつ第１定電流発生器および第２
定電流発生器が発生する電流は実質的に同一である。
ランジスタであり、第４トランジスタはｎｐｎトランジ
スタであり、かつ第２定電流発生器を介して前記第１供
給端子に接続するエミッタは第５トランジスタのエミッ
タであり、前記カーレント-ミラー回路の出力分岐部を
介して前記第２供給端子に接続するエミッタは第６トラ
ンジスタのエミッタとなっている。ここで第１、第４お
よび第６ｎｐｎトランジスタは実質的に互いに同一であ
り、第２、第３および第５ｐｎｐトランジスタは実質的
に互いに同一であり、かつ第１定電流発生器および第２
定電流発生器が発生する電流は実質的に同一である。
【００１０】更に前述した構成に関して、前記ｎｐｎト
ランジスタの代りにｎ−チャンネル電界効果トランジス
タを設け、前記ｐｎｐトランジスタの代りにｐ−チャン
ネル電界効果トランジスタを設け、かつ前記ｎｐｎトラ
ンジスタおよびｐｎｐトランジスタのエミッタ、コレク
タおよびベースを、前記ｎ−チャンネル電界効果トラン
ジスタおよびｐ−チャンネル電界効果トランジスタのソ
ース、ドレインおよびゲートに置き換えるようにしても
よい。
ランジスタの代りにｎ−チャンネル電界効果トランジス
タを設け、前記ｐｎｐトランジスタの代りにｐ−チャン
ネル電界効果トランジスタを設け、かつ前記ｎｐｎトラ
ンジスタおよびｐｎｐトランジスタのエミッタ、コレク
タおよびベースを、前記ｎ−チャンネル電界効果トラン
ジスタおよびｐ−チャンネル電界効果トランジスタのソ
ース、ドレインおよびゲートに置き換えるようにしても
よい。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明に係る低オフセットを有す
る増幅器は、添付図面を参照した以下の好適な実施例の
説明から一層明らかになるであろう。図２に示す増幅器
は、該増幅器の入力端子ＩＮおよび出力端子ＯＵＴの間
で互いにカスケード接続( connectedin cascade with o
ne another)した駆動段と出力段とを有している。その
出力段は、図１の既知の増幅器のように、プッシュプル
構成で接続した２つのコンプリメンタリ バイポーラ ト
ランジスタＱ１およびＱ２からなる。また駆動段は、そ
のコレクタをトランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ、
すなわち増幅器の出力端子ＯＵＴに共に接続したｐｎｐ
トランジスタＱ５およびｎｐｎトランジスタＱ６からな
る。またトランジスタＱ５およびトランジスタＱ６のベ
ースは、共に増幅器の入力端子ＩＮに接続されている。
駆動段の出力を構成する前記トランジスタＱ５のエミッ
タは、出力段におけるｎｐｎトランジスタＱ１のベース
に接続されると共に、定電流発生器Ｇ２を介して符号ｖ
ｄｄで示す電圧供給源の正端子に接続されている。駆動
段の更なる出力を構成する前記トランジスタＱ６のエミ
ッタは、出力段におけるｐｎｐトランジスタＱ２のベー
スに接続されると共に、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレ
クタに接続されている。なおトランジスタＱ４のエミッ
タは、符号ｇｎｄで示す負供給端子に接続されている。
る増幅器は、添付図面を参照した以下の好適な実施例の
説明から一層明らかになるであろう。図２に示す増幅器
は、該増幅器の入力端子ＩＮおよび出力端子ＯＵＴの間
で互いにカスケード接続( connectedin cascade with o
ne another)した駆動段と出力段とを有している。その
出力段は、図１の既知の増幅器のように、プッシュプル
構成で接続した２つのコンプリメンタリ バイポーラ ト
ランジスタＱ１およびＱ２からなる。また駆動段は、そ
のコレクタをトランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ、
すなわち増幅器の出力端子ＯＵＴに共に接続したｐｎｐ
トランジスタＱ５およびｎｐｎトランジスタＱ６からな
る。またトランジスタＱ５およびトランジスタＱ６のベ
ースは、共に増幅器の入力端子ＩＮに接続されている。
駆動段の出力を構成する前記トランジスタＱ５のエミッ
タは、出力段におけるｎｐｎトランジスタＱ１のベース
に接続されると共に、定電流発生器Ｇ２を介して符号ｖ
ｄｄで示す電圧供給源の正端子に接続されている。駆動
段の更なる出力を構成する前記トランジスタＱ６のエミ
ッタは、出力段におけるｐｎｐトランジスタＱ２のベー
スに接続されると共に、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレ
クタに接続されている。なおトランジスタＱ４のエミッ
タは、符号ｇｎｄで示す負供給端子に接続されている。
【００１２】前記トランジスタＱ４は、カーレント−ミ
ラー(current-mirror)回路の出力分岐部(output branc
h)を構成し、その入力分岐部(input branch)はダイオー
ド接続したｐｎｐトランジスタＱ３により形成されてい
る。前記トランジスタＱ３は、そのエミッタをトランジ
スタＱ４のベースに接続すると共に、定電流発生器Ｇ１
を介して符号ｖｄｄで示す正供給端子に接続している。
ラー(current-mirror)回路の出力分岐部(output branc
h)を構成し、その入力分岐部(input branch)はダイオー
ド接続したｐｎｐトランジスタＱ３により形成されてい
る。前記トランジスタＱ３は、そのエミッタをトランジ
スタＱ４のベースに接続すると共に、定電流発生器Ｇ１
を介して符号ｖｄｄで示す正供給端子に接続している。
【００１３】前記ｎｐｎトランジスタおよびｐｎｐトラ
ンジスタの両方が互いに同一であり、また発生器Ｇ１お
よびＧ２が同一の電流Ｉを発生するものと仮定して、前
記増幅器のオフセットＶｏｓを考察する。限定として(b
y definition)、入力ＩＮおよび出力ＯＵＴにおける電
圧を夫々符号ＶｉｎおよびＶｏｕｔで指示すれば、 Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ カーレントミラー回路のトランジスタＱ３およびＱ４
は、明らかに同じベース−エミッタ電圧を有しており、 Ｖｂｅ（Ｑ３）＝Ｖｂｅ（Ｑ４）
ンジスタの両方が互いに同一であり、また発生器Ｇ１お
よびＧ２が同一の電流Ｉを発生するものと仮定して、前
記増幅器のオフセットＶｏｓを考察する。限定として(b
y definition)、入力ＩＮおよび出力ＯＵＴにおける電
圧を夫々符号ＶｉｎおよびＶｏｕｔで指示すれば、 Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ カーレントミラー回路のトランジスタＱ３およびＱ４
は、明らかに同じベース−エミッタ電圧を有しており、 Ｖｂｅ（Ｑ３）＝Ｖｂｅ（Ｑ４）
【００１４】仮にトランジスタＱ２のベース電流を無視
すれば、トランジスタＱ６およびＱ４は、同じ電流が流
れる２つの同一のｎｐｎトランジスタであることに留意
すべきである。 Ｖｂｅ（Ｑ６）＝Ｖｂｅ（Ｑ４）
すれば、トランジスタＱ６およびＱ４は、同じ電流が流
れる２つの同一のｎｐｎトランジスタであることに留意
すべきである。 Ｖｂｅ（Ｑ６）＝Ｖｂｅ（Ｑ４）
【００１５】トランジスタＱ５およびＱ３が同一のｐｎ
ｐトランジスタであり、また定電流発生器Ｇ１およびＧ
２により供給される電流が同一であることに留意すれ
ば、 Ｖｂｅ（Ｑ５）＝Ｖｂｅ（Ｑ３）
ｐトランジスタであり、また定電流発生器Ｇ１およびＧ
２により供給される電流が同一であることに留意すれ
ば、 Ｖｂｅ（Ｑ５）＝Ｖｂｅ（Ｑ３）
【００１６】前記の与えられた式から、トランジスタＱ
５、Ｑ６、Ｑ３およびＱ４は、同一のベース−エミッタ
電圧Ｖｂｅを有していると推論し得る。また、 Ｖｂｅ(Ｑ１)＋Ｖｂｅ(Ｑ２)＝Ｖｂｅ(Ｑ５)＋Ｖｂｅ(Ｑ６) (１) であることと、トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ１およびＱ
２のベース電流を無視すれば、そのコレクタ電流に関す
る以下の式は正しいことが判る。 Ｉｃ(Ｑ１)−Ｉｃ(Ｑ２)＝Ｉｃ(Ｑ５)−Ｉｃ(Ｑ６) (２)
５、Ｑ６、Ｑ３およびＱ４は、同一のベース−エミッタ
電圧Ｖｂｅを有していると推論し得る。また、 Ｖｂｅ(Ｑ１)＋Ｖｂｅ(Ｑ２)＝Ｖｂｅ(Ｑ５)＋Ｖｂｅ(Ｑ６) (１) であることと、トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ１およびＱ
２のベース電流を無視すれば、そのコレクタ電流に関す
る以下の式は正しいことが判る。 Ｉｃ(Ｑ１)−Ｉｃ(Ｑ２)＝Ｉｃ(Ｑ５)−Ｉｃ(Ｑ６) (２)
【００１７】トランジスタのコレクタ電流と該トランジ
スタのベース−エミッタ電圧とをリンク(link)する既知
の関係を使用することで、式(2)は以下の如く記述でき
る。 Ｉｓｎ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ１)/ＶT)−Ｉｓｐ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ２)/ＶT) ＝Ｉｓｎ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ５)/ＶT)−Ｉｓｐ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ６)/ＶT) (３) ここにＩｓｎとＩｓｐは定数であり、活動領域における
ｎｐｎトランジスタおよびｐｎｐトランジスタの転位特
徴を夫々表わしている。ＶＴは、いわゆる熱電圧(therm
al voltage)であり、"ｅｘｐ"は、数字ｅ(自然対数の基
数 the base ofthe natural logarithms)の指数(expone
nt)を表現している。
スタのベース−エミッタ電圧とをリンク(link)する既知
の関係を使用することで、式(2)は以下の如く記述でき
る。 Ｉｓｎ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ１)/ＶT)−Ｉｓｐ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ２)/ＶT) ＝Ｉｓｎ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ５)/ＶT)−Ｉｓｐ*ｅｘｐ(Ｖｂｅ(Ｑ６)/ＶT) (３) ここにＩｓｎとＩｓｐは定数であり、活動領域における
ｎｐｎトランジスタおよびｐｎｐトランジスタの転位特
徴を夫々表わしている。ＶＴは、いわゆる熱電圧(therm
al voltage)であり、"ｅｘｐ"は、数字ｅ(自然対数の基
数 the base ofthe natural logarithms)の指数(expone
nt)を表現している。
【００１８】式(１)および(３)により形成される式の系
は、 Ｖｂｅ(Ｑ１)＝Ｖｂｅ(Ｑ６)およびＶｂｅ(Ｑ２)＝Ｖｂ
ｅ(Ｑ６) と仮定すれば、これから Ｖｂｅ(Ｑ１)＝Ｖｂｅ(Ｑ２) と解かれる。
は、 Ｖｂｅ(Ｑ１)＝Ｖｂｅ(Ｑ６)およびＶｂｅ(Ｑ２)＝Ｖｂ
ｅ(Ｑ６) と仮定すれば、これから Ｖｂｅ(Ｑ１)＝Ｖｂｅ(Ｑ２) と解かれる。
【００１９】上記により得られた結果を参考にすると、
トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５およびＱ６におけるベー
ス−エミッタ電圧の等価性に関して、回路における全て
のトランジスタのベース−エミッタ電圧は等しいと結論
付けられる。従って、増幅器のオフセットは常に零であ
ることが明らかである。 Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ＝Ｖｂｅ（Ｑ１）−Ｖｂｅ
（Ｑ５）＝０ または、 Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ＝Ｖｂｅ（Ｑ２）−Ｖｂｅ
（Ｑ６）＝０
トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５およびＱ６におけるベー
ス−エミッタ電圧の等価性に関して、回路における全て
のトランジスタのベース−エミッタ電圧は等しいと結論
付けられる。従って、増幅器のオフセットは常に零であ
ることが明らかである。 Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ＝Ｖｂｅ（Ｑ１）−Ｖｂｅ
（Ｑ５）＝０ または、 Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ＝Ｖｂｅ（Ｑ２）−Ｖｂｅ
（Ｑ６）＝０
【００２０】従って、温度によるベース−エミッタ電圧
の如何なる変動によっても、増幅器の動作は影響を受け
ることがなく、また増幅器の異なる試料(specimen)も同
一の応答特性を持っていることが明らかである。なお該
増幅器のトランジスタは、製造時のパラメータの変動に
起因して、ベース−エミッタ電圧の相違を呈する。
の如何なる変動によっても、増幅器の動作は影響を受け
ることがなく、また増幅器の異なる試料(specimen)も同
一の応答特性を持っていることが明らかである。なお該
増幅器のトランジスタは、製造時のパラメータの変動に
起因して、ベース−エミッタ電圧の相違を呈する。
【００２１】これらの結果は、前記ｎｐｎトランジスタ
並びにｐｎｐトランジスタが互いに同一で、トランジス
タＱ１およびＱ２のベース電流が無視可能で、かつ定電
流発生器Ｇ１およびＧ２の電流が同一であると仮定し
た、前述の理想的な状態の下で達成される。しかしこれ
らの理想的な状態から、かなりの偏差(significant dev
iation)を生じたとしても、これは回路の挙動に僅かな
効果しか与えない。実際のところオフセットは、如何な
る場合であっても非常に低い。その理由は、該オフセッ
トは非常に類似した２つのＶｂｅ値の間の相違に等しい
からである(これらの値は、一方はｎｐｎトランジスタ
で、他方がｐｎｐトランジスタといった異なる型式のト
ランジスタに関するものである)。同じ理由で、同じ回
路の相違する試料(specimen)の間のオフセット差は極小
(minimal)である。温度に起因するオフセットの変動に
関しては、これらもかなり制限されている。その理由
は、前記ｎｐｎトランジスタおよびｐｎｐトランジスタ
のＶｂｅ値における効果は逆の徴候であって(of opposi
te signs)、従ってその変動は相互にキャンセルする傾
向を持つからである。
並びにｐｎｐトランジスタが互いに同一で、トランジス
タＱ１およびＱ２のベース電流が無視可能で、かつ定電
流発生器Ｇ１およびＧ２の電流が同一であると仮定し
た、前述の理想的な状態の下で達成される。しかしこれ
らの理想的な状態から、かなりの偏差(significant dev
iation)を生じたとしても、これは回路の挙動に僅かな
効果しか与えない。実際のところオフセットは、如何な
る場合であっても非常に低い。その理由は、該オフセッ
トは非常に類似した２つのＶｂｅ値の間の相違に等しい
からである(これらの値は、一方はｎｐｎトランジスタ
で、他方がｐｎｐトランジスタといった異なる型式のト
ランジスタに関するものである)。同じ理由で、同じ回
路の相違する試料(specimen)の間のオフセット差は極小
(minimal)である。温度に起因するオフセットの変動に
関しては、これらもかなり制限されている。その理由
は、前記ｎｐｎトランジスタおよびｐｎｐトランジスタ
のＶｂｅ値における効果は逆の徴候であって(of opposi
te signs)、従ってその変動は相互にキャンセルする傾
向を持つからである。
【００２２】図２の回路の変形例を、図３に示す。この
図３において、同一構成部品は同一の参照符号で指示
し、また均等な構成部品はプライム符号(')を加えた同
一符号で指示する。これから判明するように、カーレン
トミラー回路は、図２に示す回路のトランジスタと補完
的な(complementary to)トランジスタから構成され、か
つ該回路はトランジスタＱ６のエミッタの代わりに、ト
ランジスタＱ５のエミッタに接続されている。
図３において、同一構成部品は同一の参照符号で指示
し、また均等な構成部品はプライム符号(')を加えた同
一符号で指示する。これから判明するように、カーレン
トミラー回路は、図２に示す回路のトランジスタと補完
的な(complementary to)トランジスタから構成され、か
つ該回路はトランジスタＱ６のエミッタの代わりに、ト
ランジスタＱ５のエミッタに接続されている。
【００２３】図示しない他の変形例によれば、ｎ−チャ
ンネル(n−channel)電界効果トランジスタおよびｐ−チ
ャンネル(ｐ−channel)電界効果トランジスタが、夫々
前記ｎｐｎバイポーラ トランジスタおよびｐｎｐバイ
ポーラ トランジスタの代わりに使用され、それらのソ
ース端子、ドレイン端子およびゲート端子は、エミッタ
端子、コレクタ端子およびベース端子に夫々置き換わる
ものである。この場合、ベース−エミッタ電圧に関する
代わりに、前記ｎ−チャンネル トランジスタまたはｐ
−チャンネル トランジスタの閾値電圧に関して、先に
説明した注意と全く同じ注意がなされる。
ンネル(n−channel)電界効果トランジスタおよびｐ−チ
ャンネル(ｐ−channel)電界効果トランジスタが、夫々
前記ｎｐｎバイポーラ トランジスタおよびｐｎｐバイ
ポーラ トランジスタの代わりに使用され、それらのソ
ース端子、ドレイン端子およびゲート端子は、エミッタ
端子、コレクタ端子およびベース端子に夫々置き換わる
ものである。この場合、ベース−エミッタ電圧に関する
代わりに、前記ｎ−チャンネル トランジスタまたはｐ
−チャンネル トランジスタの閾値電圧に関して、先に
説明した注意と全く同じ注意がなされる。
【００２４】図示しない更に別の変形例によれば、バイ
ポーラ型であれ電界効果型であれ、夫々のトランジスタ
はコンプリメンタリ トランジスタによって置き換えら
れ、この場合、供給電源の極性は反対になる。
ポーラ型であれ電界効果型であれ、夫々のトランジスタ
はコンプリメンタリ トランジスタによって置き換えら
れ、この場合、供給電源の極性は反対になる。
【００２５】本発明を要約すれば、次の通りである。す
なわち説明した増幅器は、プッシュプル構成に係るｎｐ
ｎトランジスタＱ１およびｐｎｐトランジスタＱ２から
なる出力段と、駆動段とを有している。後者は、その入
力分岐部に第１定電流発生器Ｇ１と直列なｐｎｐトラン
ジスタＱ３を有すると共に、その出力分岐部にｎｐｎト
ランジスタＱ４を有するカーレント-ミラー回路からな
り、該回路の２つのコンプリメンタリ トランジスタＱ
５,Ｑ６のコレクタは出力端子(OUT)に共に接続され、ま
たベースは該増幅器の入力端子(IN)に共に接続されてい
る。駆動段におけるｐｎｐトランジスタＱ５のエミッタ
は、第２定電流発生器Ｇ２を介して供給電源の陽極ｖｄ
ｄに接続すると共に、出力段におけるｎｐｎトランジス
タＱ１のベースに接続している。また駆動段におけるｎ
ｐｎトランジスタＱ６のエミッタは、カーレント-ミラ
ー回路における出力分岐部のｎｐｎトランジスタＱ４を
介して供給電源の陰極ｇｎｄに接続すると共に、出力段
におけるｐｎｐトランジスタＱ２のベースに接続してい
る。この増幅器は、極めて低いか、または零のオフセッ
ト(Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ)を有している。
なわち説明した増幅器は、プッシュプル構成に係るｎｐ
ｎトランジスタＱ１およびｐｎｐトランジスタＱ２から
なる出力段と、駆動段とを有している。後者は、その入
力分岐部に第１定電流発生器Ｇ１と直列なｐｎｐトラン
ジスタＱ３を有すると共に、その出力分岐部にｎｐｎト
ランジスタＱ４を有するカーレント-ミラー回路からな
り、該回路の２つのコンプリメンタリ トランジスタＱ
５,Ｑ６のコレクタは出力端子(OUT)に共に接続され、ま
たベースは該増幅器の入力端子(IN)に共に接続されてい
る。駆動段におけるｐｎｐトランジスタＱ５のエミッタ
は、第２定電流発生器Ｇ２を介して供給電源の陽極ｖｄ
ｄに接続すると共に、出力段におけるｎｐｎトランジス
タＱ１のベースに接続している。また駆動段におけるｎ
ｐｎトランジスタＱ６のエミッタは、カーレント-ミラ
ー回路における出力分岐部のｎｐｎトランジスタＱ４を
介して供給電源の陰極ｇｎｄに接続すると共に、出力段
におけるｐｎｐトランジスタＱ２のベースに接続してい
る。この増幅器は、極めて低いか、または零のオフセッ
ト(Ｖｏｓ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ)を有している。
【００２６】本発明は、殊に高周波の用途におけるバッ
ファとして使用される増幅器を参照して説明したが、他
の分野の用途にも有利に使用し得ることが明らかであ
る。更に正確には、それら全ての分野において、可能な
限り低いオフセットを有し、かつ温度独立性をもつ増幅
器が有用である。
ファとして使用される増幅器を参照して説明したが、他
の分野の用途にも有利に使用し得ることが明らかであ
る。更に正確には、それら全ての分野において、可能な
限り低いオフセットを有し、かつ温度独立性をもつ増幅
器が有用である。
【図１】既知の増幅器の回路のダイヤグラムである。
【図２】本発明に係る増幅器の回路ダイアグラムであ
る。
る。
【図３】図２に示す回路の変形例である。
ＩＮ 増幅器の入力端子 ＯＵＴ 増幅器の出力端子 Ｑ１ 第１ｎｐｎトランジスタ Ｑ２ 第２ｐｎｐトランジスタ Ｑ３ 第３トランジスタ Ｑ４ 第４トランジスタ Ｑ５ 第５ｐｎｐトランジスタ Ｑ６ 第６ｎｐｎトランジスタ Ｇ１ 第１定電流発生器 Ｇ２ 第２定電流発生器 ｖｄｄ 増幅器の第１供給端子 ｇｎｄ 増幅器の第２供給端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 597015117 シィオー．アールアイ．エム．エムイー. コンソロジィオ ペル ラ リセルカ スーラ マイクロエレットロニカ ネル メッゾォジオルノ ＣＯ．ＲＩ．Ｍ．ＭＥ． ＣＯＮＳＯＲＺ ＩＯ ＰＥＲ ＬＡ ＲＩＣＥＲＣＡ Ｓ ＵＬＬＡ ＭＩＣＲＯＥＬＥＴＴＲＯＮＩ ＣＡ ＮＥＬ ＭＥＺＺＯＧＩＯＲＮＯ イタリア国 カタニア 95121 ストラダ ル プリモソール50 (72)発明者 ロベルト アリニ イタリア国 パビィア ストラデッラ 27049 ヴィア ジィ ディ ビィットリ オ 48 (72)発明者 メルチォレ ブラッコレリ イタリア国 ジェノバ 16132 コルソ ユーロパ 345／20 (72)発明者 ガエタノ コセンティーノ イタリア国 カタニア 95121 ヴィア エス． フランセスコ ラ レナ 77 (72)発明者 バレリオ ピサティ イタリア国 パビィア ボスナスコ 27049 ヴィア カバァランテ 19
Claims (4)
- 【請求項１】 増幅器の入力端子(IN)および出力端子(O
UT)の間でカスケード接続した駆動段および出力段から
なり、 前記出力段は、互いにプッシュプル構成で接続した第１
ｎｐｎトランジスタ(Q1)および第２ｐｎｐトランジスタ
(Q2)からなり、これらのエミッタは前記増幅器の出力端
子(OUT)に共に接続され、またこれらのコレクタは該増
幅器の第１供給端子(vdd)および第２供給端子(gnd)に夫
々接続され、かつこれらの端子は夫々電圧供給源の正極
および負極に接続されるようになっており、 前記駆動段は、第１トランジスタ(Q1)のベースおよび第
２トランジスタ(Q2)のベースに夫々接続する２つの出力
端子を有する増幅器において、 前記駆動段は、第１供給端子(vdd)および第２供給端子
(gnd)の間で第１定電流発生器(G1)に直列に接続した第
３トランジスタ(Q3)を含む入力分岐部と、第４トランジ
スタ(Q4)並びに第５ｐｎｐトランジスタ(Q5)および第６
ｎｐｎトランジスタ(Q6)を含む出力分岐部とを有するカ
ーレント-ミラー回路からなり、これら第５ｐｎｐトラ
ンジスタ(Q5)および第６ｎｐｎトランジスタ(Q6)のコレ
クタは前記増幅器の出力端子(OUT)に共に接続され、ま
たこれらのベースは該増幅器の入力端子(IN)に共に接続
され、一方のトランジスタはそのエミッタを第２定電流
発生器(G2)を介して前記第１供給端子(vdd)に接続し、
更に他方のトランジスタはそのエミッタを前記カーレン
ト-ミラー回路の出力分岐部(Q4)を介して前記第２供給
端子(gnd)に接続し、かつこれらのエミッタは第１トラ
ンジスタ(Q1)のベースおよび第２トランジスタ(Q2)のベ
ースにも夫々接続していることを特徴とする増幅器。 - 【請求項２】 第３トランジスタ(Q3)はｐｎｐトランジ
スタであり、第４トランジスタ(Q4)はｎｐｎトランジス
タであり、かつ第２定電流発生器(G2)を介して前記第１
供給端子(vdd)に接続するエミッタは第５トランジスタ
(Q5)のエミッタであり、前記カーレント-ミラー回路の
出力分岐部を介して前記第２供給端子(gnd)に接続する
エミッタは第６トランジスタ(Q6)のエミッタである請求
項１記載の増幅器。 - 【請求項３】 第１、第４および第６ｎｐｎトランジス
タ(Q1,Q4,Q6)は実質的に互いに同一であり、第２、第３
および第５ｐｎｐトランジスタ(Q2,Q3,Q5)は実質的に互
いに同一であり、かつ第１定電流発生器(G1)および第２
定電流発生器(G2)が発生する電流は実質的に同一である
請求項２記載の増幅器。 - 【請求項４】 前記ｎｐｎトランジスタの代りにｎ−チ
ャンネル電界効果トランジスタを設け、前記ｐｎｐトラ
ンジスタの代りにｐ−チャンネル電界効果トランジスタ
を設け、かつ前記ｎｐｎトランジスタおよびｐｎｐトラ
ンジスタのエミッタ、コレクタおよびベースを、前記ｎ
−チャンネル電界効果トランジスタおよびｐ−チャンネ
ル電界効果トランジスタのソース、ドレインおよびゲー
トに置き換えてなる請求項１〜３の何れかに記載の増幅
器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT96830035.0 | 1996-01-26 | ||
| EP96830035A EP0786858B1 (en) | 1996-01-26 | 1996-01-26 | An amplifier with a low offset |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10126171A true JPH10126171A (ja) | 1998-05-15 |
Family
ID=8225795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8359015A Pending JPH10126171A (ja) | 1996-01-26 | 1996-12-27 | 低オフセットを有する増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5963065A (ja) |
| EP (1) | EP0786858B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10126171A (ja) |
| DE (1) | DE69624460D1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6570431B2 (en) * | 2001-07-09 | 2003-05-27 | Intersil Americas Inc. | Temperature-insensitive output current limiter network for analog integrated circuit |
| DE102009055891A1 (de) * | 2009-11-26 | 2011-06-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Breitbandiger, hochlinearer LED-Verstärker mit hoher Ausgangsleistung in kompakter Bauform |
| US9444410B1 (en) | 2015-05-19 | 2016-09-13 | AltoBeam Inc. | Wide-band single-ended-to-differential low-noise amplifier using complementary push-pull structure |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5223246A (en) * | 1975-08-18 | 1977-02-22 | Sony Corp | Output circuit |
| DE2646386A1 (de) * | 1976-10-14 | 1978-04-20 | Licentia Gmbh | Transistorverstaerker |
| JPS55115706A (en) * | 1979-02-28 | 1980-09-05 | Pioneer Electronic Corp | Push pull amplifier |
| DE3133396A1 (de) * | 1981-08-24 | 1983-03-17 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Halbleiter-verstaerkerschaltung |
| SU1506512A1 (ru) * | 1986-12-15 | 1989-09-07 | Московский институт электронной техники | Усилитель мощности |
| US4893091A (en) * | 1988-10-11 | 1990-01-09 | Burr-Brown Corporation | Complementary current mirror for correcting input offset voltage of diamond follower, especially as input stage for wide-band amplifier |
| US5057790A (en) * | 1990-07-16 | 1991-10-15 | Landi Ernest D | High efficiency class A amplifier |
| US5546048A (en) * | 1992-09-04 | 1996-08-13 | Hitachi, Ltd. | Amplifier and display apparatus employing the same |
-
1996
- 1996-01-26 EP EP96830035A patent/EP0786858B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-26 DE DE69624460T patent/DE69624460D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-27 JP JP8359015A patent/JPH10126171A/ja active Pending
-
1997
- 1997-01-24 US US08/787,301 patent/US5963065A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0786858B1 (en) | 2002-10-23 |
| DE69624460D1 (de) | 2002-11-28 |
| EP0786858A1 (en) | 1997-07-30 |
| US5963065A (en) | 1999-10-05 |
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