JPH0974751A - High-frequency switching type rectifier - Google Patents
High-frequency switching type rectifierInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源を安
定した直流電力に変換する高周波スイッチング式整流装
置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high frequency switching rectifier for converting a commercial AC power supply into stable DC power.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、各種の電子機器の安定化電源
としてスイッチング制御方式の電源装置が用いられてい
る。2. Description of the Related Art Conventionally, a switching control type power supply device has been used as a stabilizing power supply for various electronic devices.
【０００３】特に直流電源装置としては、スイッチング
方式は、小型及び軽量であるという利点から広く採用さ
れている。In particular, as a DC power supply device, the switching system is widely adopted because of its advantages of small size and light weight.
【０００４】図７は、出力安定化回路を有する従来のフ
ライバック型の高周波スイッチング式整流装置の内部構
成を示すブロック図である。同図において、１，２は商
用交流電源に接続される電源入力端子で、整流器スタッ
クＤＭ１の交流（〜）端子に接続されている。この整流
器スタックＤＭ１の（＋）端子は、変圧器（トランス）
Ｔの１次巻線Ｎ１の一端に接続され、この１次巻線Ｎ１
の他端は、トランジスタＱ１のコレクタ端子に接続さ
れ、このトランジスタＱ１のエミッタ端子は、整流器ス
タックＤＭ１の（−）端子に接続されている。FIG. 7 is a block diagram showing the internal structure of a conventional flyback type high frequency switching rectifier having an output stabilizing circuit. In the figure, reference numerals 1 and 2 denote power source input terminals connected to a commercial AC power source, and are connected to an AC (~) terminal of the rectifier stack DM1. The (+) terminal of this rectifier stack DM1 is a transformer.
Is connected to one end of the primary winding N1 of the T.
Of the transistor Q1 is connected to the collector terminal of the transistor Q1, and the emitter terminal of the transistor Q1 is connected to the (−) terminal of the rectifier stack DM1.
【０００５】なお、整流器スタックＤＭ１の（＋）端子
と（−）端子との間に平滑用コンデンサＣ１が接続され
ている。A smoothing capacitor C1 is connected between the (+) terminal and the (-) terminal of the rectifier stack DM1.
【０００６】変圧器Ｔの２次巻線Ｎ２は、整流用のダイ
オードＤ１を介してフィルター用コンデンサＣ２に接続
されている。このフィルター用コンデンサＣ２により平
滑された出力は、出力端子３，４から所定の負荷（図示
省略）に供給される。The secondary winding N2 of the transformer T is connected to a filter capacitor C2 via a rectifying diode D1. The output smoothed by the filter capacitor C2 is supplied from the output terminals 3 and 4 to a predetermined load (not shown).
【０００７】前記負荷に対する出力電圧を検出するため
に、出力端子３，４に接続される前記負荷と並列に電圧
検出回路５が接続されている。そして、この電圧検出回
路５の検出値は、フォトカプラＱ２を介してパルス幅変
調器（以下、ＰＷＭ回路という）６に帰還される。To detect the output voltage to the load, a voltage detection circuit 5 is connected in parallel with the load connected to the output terminals 3 and 4. Then, the detected value of the voltage detection circuit 5 is fed back to the pulse width modulator (hereinafter referred to as a PWM circuit) 6 via the photocoupler Q2.
【０００８】このＰＷＭ回路６は、電圧検出回路５の検
出値に応じてトランジスタＱ１のベース端子に与える駆
動パルスのスイッチングデューティー比、或は周波数等
を制御する。即ち、ＰＷＭ回路６の出力でトランジスタ
Ｑ１が駆動される。The PWM circuit 6 controls the switching duty ratio, frequency or the like of the drive pulse applied to the base terminal of the transistor Q1 according to the detection value of the voltage detection circuit 5. That is, the output of the PWM circuit 6 drives the transistor Q1.
【０００９】次に、上記構成の高周波スイッチング式整
流装置の動作を説明する。Next, the operation of the high-frequency switching type rectifier having the above structure will be described.
【００１０】電源入力端子１，２に商用交流電源を接続
すると、その商用交流電源が整流器スタックＤＭ１によ
って整流され直流電圧となり、この直流電圧が変圧器Ｔ
の１次巻線Ｎ１に対して印加され、トランジスタＱ１に
より断続される。When a commercial AC power source is connected to the power source input terminals 1 and 2, the commercial AC power source is rectified by the rectifier stack DM1 into a DC voltage, and this DC voltage is applied to the transformer T.
Is applied to the primary winding N1 of the above and is interrupted by the transistor Q1.
【００１１】そして、トランジスタＱ１のオン時にエネ
ルギーが変圧器Ｔに蓄えられ、オフ時に変圧器Ｔの２次
巻線Ｎ２から整流用のダイオードＤ１を介して出力され
る。このような動作を繰り返して電力を出力する。Energy is stored in the transformer T when the transistor Q1 is on, and is output from the secondary winding N2 of the transformer T via the rectifying diode D1 when the transistor Q1 is off. Electric power is output by repeating such operations.
【００１２】整流用のダイオードＤ１からの出力は、フ
ィルター用コンデンサＣ２によって平滑され、直流に変
換される。この直流に変換された出力は、出力端子３，
４から前記負荷に供給される。The output from the rectifying diode D1 is smoothed by the filter capacitor C2 and converted into direct current. The output converted to DC is output terminal 3,
4 to the load.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来例にあっては、商用交流電源を整流・平滑回路で
一度直流に変換してからスイッチング制御している。こ
のように、一度直流化してからスイッチング制御するこ
とにより、スイッチング制御回路は簡素化されるが、整
流・平滑回路の損失が多く、特にＡＣ１００Ｖ入力の場
合では、入力電力の数％に達して効率が低下するという
問題点があった。However, in the above-mentioned conventional example, the commercial AC power source is once converted into DC by the rectifying / smoothing circuit, and then switching control is performed. In this way, the switching control circuit is simplified by once switching to direct current and then performing switching control, but there are many losses in the rectifying / smoothing circuit, and particularly in the case of AC100V input, the efficiency reaches several% of the input power. However, there was a problem that
【００１４】本発明は上述した従来の技術の有するこの
ような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的と
するところは、高効率の高周波スイッチング式整流装置
を提供しようとするものである。The present invention has been made in view of the above problems of the above-mentioned conventional technique, and an object of the present invention is to provide a high-efficiency high-frequency switching rectifier. .
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の高周波スイッチング式整流装置は、商
用交流電源と接続された変圧手段と、前記商用交流電源
と前記変圧手段との間に直列に挿入されたスイッチング
手段と、前記スイッチング手段を前記商用交流電源の周
波数に対して十分高いキャリア周波数でパルス幅変調制
御するパルス幅変調制御手段と、前記変圧手段の巻線出
力を全波整流する全波整流手段と、前記パルス幅変調制
御の時比率をオン時間≧オフ時間となる範囲で出力電圧
を定電圧制御する定電圧制御手段とを具備したことを特
徴とするものである。In order to achieve the above object, a high frequency switching rectifier according to a first aspect of the present invention is provided with a transformer means connected to a commercial AC power source, and between the commercial AC power source and the transformer means. Switching means inserted in series, pulse width modulation control means for performing pulse width modulation control for the switching means at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial AC power supply, and full-wave winding output of the transformer means. It is characterized by comprising full-wave rectifying means for rectifying, and constant voltage control means for controlling the output voltage by a constant voltage within a range where the duty ratio of the pulse width modulation control is ON time ≧ OFF time.
【００１６】また、同じ目的を達成するために請求項２
記載の高周波スイッチング式整流装置は、商用交流電源
と接続された変圧手段と、前記商用交流電源と前記変圧
手段との間に直列に挿入されたスイッチング手段と、前
記スイッチング手段を前記商用交流電源の周波数に対し
て十分高いキャリア周波数でパルス幅変調制御するパル
ス幅変調制御手段と、前記変圧手段の巻線出力を倍電圧
整流する倍電圧整流手段と、前記パルス幅変調制御の時
比率をオン時間≧オフ時間となる範囲で出力電圧を定電
圧制御する定電圧制御手段とを具備したことを特徴とす
るものである。Further, in order to achieve the same object, the second aspect
The high-frequency switching rectifier described, the transformer means connected to the commercial AC power source, the switching means inserted in series between the commercial AC power source and the transformer means, the switching means of the commercial AC power source. Pulse width modulation control means for performing pulse width modulation control at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency, voltage doubler rectification means for voltage doubler rectification of the winding output of the transformer means, and the duty ratio of the pulse width modulation control for the on time. And a constant voltage control means for controlling the output voltage at a constant voltage within a range of ≧ off time.
【００１７】また、同じ目的を達成するために請求項３
記載の高周波スイッチング式整流装置は、商用交流電源
と接続され且つ２回路以上の偶数出力巻線を有する変圧
手段と、前記商用交流電源と前記変圧手段との間に直列
に挿入されたスイッチング手段と、前記スイッチング手
段を前記商用交流電源の周波数に対して十分高いキャリ
ア周波数でパルス幅変調制御するパルス幅変調制御手段
と、前記変圧手段の同一巻数の２つの巻線出力を各々逆
位相で半波整流する半波整流手段と、前記パルス幅変調
制御の時比率をオン時間≧オフ時間となる範囲で出力電
圧を定電圧制御する定電圧制御手段とを具備したことを
特徴とするものである。Further, in order to achieve the same object, the third aspect of the present invention is provided.
The high-frequency switching rectifier described above includes a transformer that is connected to a commercial AC power supply and has an even output winding of two or more circuits, and a switching device that is inserted in series between the commercial AC power supply and the transformer. A pulse width modulation control means for controlling the pulse width modulation of the switching means at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial AC power supply, and two winding outputs of the same number of turns of the transformer means in opposite phases by half waves. It is characterized by comprising a half-wave rectifying means for rectifying and a constant voltage control means for controlling the output voltage by a constant voltage within a range where the time ratio of the pulse width modulation control is ON time ≧ OFF time.
【００１８】また、同じ目的を達成するために請求項４
記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項３記載
の高周波スイッチング式整流装置において、前記半波整
流手段の整流出力を負荷に直列に接続したことを特徴と
するものである。Further, in order to achieve the same object, the invention as set forth in claim 4
The high-frequency switching rectifier according to claim 3 is characterized in that, in the high-frequency switching rectifier according to claim 3, the rectified output of the half-wave rectifying means is connected to a load in series.
【００１９】また、同じ目的を達成するために請求項５
記載の高周波スイッチング式整流装置は、商用交流電源
と接続され且つ同一巻数の入出力巻線を有する複数の変
圧手段と、前記商用交流電源と前記各変圧手段との間に
各々直列に挿入されたスイッチング手段と、前記スイッ
チング手段を前記商用交流電源の周波数に対して十分高
いキャリア周波数でパルス幅変調制御するパルス幅変調
制御手段と、前記各々の変圧手段の巻線出力を半波整流
する半波整流手段と、入力の極性に応じて前記パルス幅
変調制御の出力を前記各々のスイッチング手段に交互に
切り換えて印加して出力電圧を定電圧制御する定電圧制
御手段とを具備したことを特徴とするものである。Further, in order to achieve the same object, the invention as defined in claim 5
The high-frequency switching rectifier described above is connected in series with a commercial AC power supply and has a plurality of transformers having the same number of input / output windings, and is inserted in series between the commercial AC power supply and each transformer. Switching means, pulse width modulation control means for performing pulse width modulation control on the switching means at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial AC power supply, and half-wave for half-wave rectifying the winding output of each of the transformer means. Rectifying means and constant voltage control means for controlling the output voltage by applying the output of the pulse width modulation control to each of the switching means in an alternating manner according to the polarity of the input. To do.
【００２０】また、同じ目的を達成するために請求項６
記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項５記載
の高周波スイッチング式整流装置において、前記半波整
流手段の整流出力を負荷に並列に接続したことを特徴と
するものである。Further, in order to achieve the same object, the invention as defined in claim 6
The high-frequency switching rectifier according to the fifth aspect is characterized in that, in the high-frequency switching rectifier according to the fifth aspect, the rectified output of the half-wave rectifying means is connected in parallel to a load.
【００２１】また、同じ目的を達成するために請求項７
記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項５記載
の高周波スイッチング式整流装置において、前記半波整
流手段の整流出力を負荷に直列に接続したことを特徴と
するものである。Further, in order to achieve the same object, claim 7
The high-frequency switching rectifier according to claim 5 is characterized in that, in the high-frequency switching rectifier according to claim 5, the rectified output of the half-wave rectifying means is connected in series to a load.
【００２２】また、同じ目的を達成するために請求項８
記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項１記載
の高周波スイッチング式整流装置において、前記変圧手
段の出力巻線は、センタータップを有し、前記全波整流
手段は、センタータップ型であることを特徴とするもの
である。Further, in order to achieve the same object, a claim 8
The high frequency switching rectifier according to claim 1 is the high frequency switching rectifier according to claim 1, wherein the output winding of the transformer has a center tap, and the full-wave rectifier is a center tap type. It is a feature.
【００２３】また、同じ目的を達成するために請求項９
記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項１記載
の高周波スイッチング式整流装置において、前記全波整
流手段は、ブリッジ型であることを特徴とするものであ
る。In addition, in order to achieve the same object
The high-frequency switching rectifier according to claim 1 is the high-frequency switching rectifier according to claim 1, characterized in that the full-wave rectifying means is a bridge type.
【００２４】また、同じ目的を達成するために請求項１
０記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項１〜
６、または７記載の高周波スイッチング式整流装置にお
いて、前記スイッチング手段は、複数のＭＯＳ−ＦＥＴ
から構成され、そのソース端子とゲート端子を共通とし
たことを特徴とするものである。Further, in order to achieve the same object, claim 1
The high-frequency switching rectifier according to claim 0,
In the high frequency switching rectifier according to 6 or 7, the switching means is a plurality of MOS-FETs.
It is characterized in that the source terminal and the gate terminal are common.
【００２５】また、同じ目的を達成するために請求項１
１記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項１〜
６、または７記載の高周波スイッチング式整流装置にお
いて、前記スイッチング手段は、複数の半導体スイッチ
ング素子と複数の清流素子とで構成したことを特徴とす
るものである。Further, in order to achieve the same object, claim 1
The high frequency switching rectifier according to claim 1,
The high-frequency switching rectifier according to 6 or 7 is characterized in that the switching means is composed of a plurality of semiconductor switching elements and a plurality of clear stream elements.
【００２６】更に、同じ目的を達成するために請求項１
２記載の高周波スイッチング式整流装置は、請求項１〜
６、または７記載の高周波スイッチング式整流装置にお
いて、前記パルス幅変調制御手段は、整流された前記変
圧手段の巻線出力を検出してフィードバック制御される
ことを特徴とするものである。Furthermore, in order to achieve the same object
The high frequency switching rectifier according to claim 2,
In the high-frequency switching rectifier according to the sixth or seventh aspect, the pulse width modulation control means detects the rectified winding output of the transformer means and is feedback-controlled.
【００２７】[0027]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づき説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００２８】（第１の実施の形態）まず、本発明の第１
の実施の形態を図１に基づき説明する。図１は、本発明
の第１の実施の形態に係る高周波スイッチング式整流装
置の構成を示すブロック図であり、同図において、上述
した従来例の図７と同一部分には同一符号が付してあ
る。図１において図７と異なる点は、図７の構成から整
流器スタックＤＭ１、平滑用コンデンサＣ１、トランジ
スタＱ１及び変圧器Ｔをそれぞれ削除し、図７の構成に
双方向性スイッチＳ１、ダイオードＤ２及び高周波変圧
器Ｔ１を付加したことである。高周波変圧器Ｔ１は、駆
動巻線Ｐ及び２つの出力巻線Ｑ，Ｒを有している。(First Embodiment) First, the first embodiment of the present invention
The embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency switching rectifier according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same parts as those in FIG. There is. 1 is different from FIG. 7 in that the rectifier stack DM1, the smoothing capacitor C1, the transistor Q1, and the transformer T are deleted from the configuration of FIG. 7, and the bidirectional switch S1, the diode D2 and the high frequency are added to the configuration of FIG. That is, the transformer T1 is added. The high frequency transformer T1 has a drive winding P and two output windings Q and R.
【００２９】図１において、一方の電源入力端子１は、
高周波変圧器Ｔ１の駆動巻線Ｐの一端に接続されてい
る。他方の電源入力端子２は、双方向性スイッチＳ１を
介して高周波変圧器Ｔ１の駆動巻線Ｐの他端に接続され
ている。In FIG. 1, one power input terminal 1 is
It is connected to one end of the drive winding P of the high frequency transformer T1. The other power input terminal 2 is connected to the other end of the drive winding P of the high frequency transformer T1 via a bidirectional switch S1.
【００３０】高周波変圧器Ｔ１の一方の出力巻線Ｑの一
端は、整流用のダイオードＤ１を介して一方の出力端子
３に接続されている。高周波変圧器Ｔ１の一方の出力巻
線Ｑの他端は、他方の出力端子４に接続されている。One end of one output winding Q of the high frequency transformer T1 is connected to one output terminal 3 via a rectifying diode D1. The other end of one output winding Q of the high frequency transformer T1 is connected to the other output terminal 4.
【００３１】高周波変圧器Ｔ１の他方の出力巻線Ｒの一
端は、ダイオードＤ２を介して一方の出力端子３に接続
されている。高周波変圧器Ｔ１の他方の出力巻線Ｒの他
端は、他方の出力端子４に接続されている。One end of the other output winding R of the high frequency transformer T1 is connected to one output terminal 3 via a diode D2. The other end of the other output winding R of the high frequency transformer T1 is connected to the other output terminal 4.
【００３２】ＰＷＭ回路６の出力端子は、双方向性スイ
ッチＳ１の駆動端子に接続される。ＰＷＭ回路６は、電
圧検出回路５の検出値に応じて双方向性スイッチＳ１に
印加する駆動パルスのスイッチングデューティー比、或
は周波数等を制御する。即ち、ＰＷＭ回路６の出力で双
方向性スイッチＳ１が駆動される。この双方向性スイッ
チＳ１は、水銀リレー等の高速スイッチング動作可能な
スイッチである。The output terminal of the PWM circuit 6 is connected to the drive terminal of the bidirectional switch S1. The PWM circuit 6 controls the switching duty ratio or frequency of the drive pulse applied to the bidirectional switch S1 according to the detection value of the voltage detection circuit 5. That is, the output of the PWM circuit 6 drives the bidirectional switch S1. The bidirectional switch S1 is a switch capable of high-speed switching operation such as a mercury relay.
【００３３】次に、上記構成の高周波スイッチング式整
流装置の動作を説明する。なお、説明にあたり、電源入
力端子１，２に商用交流電源を印加した場合の動作につ
いて、印加された交流が他方の電源入力端子２に対して
一方の電源入力端子１の電位が正の半サイクルを第１モ
ード、同じく負の半サイクルを第２モードとする。Next, the operation of the high-frequency switching type rectifier having the above structure will be described. In the description, regarding the operation when a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, a half cycle in which the potential of one of the power source input terminals 1 is positive with respect to the other of the power source input terminals 2 is applied. Is the first mode and the negative half cycle is the second mode.
【００３４】まず、第１モードについて説明する。First, the first mode will be described.
【００３５】電源入力端子１，２に商用交流電源が印加
されると、その入力電圧が双方向性スイッチＳ１の断続
により高周波に変換されて高周波変圧器Ｔ１に印加さ
れ、ダイオードＤ１，Ｄ２で整流され且つコンデンサＣ
２で平滑された後、直流電力として出力端子３，４から
出力される。When a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, the input voltage is converted to a high frequency by the bidirectional switch S1 being intermittently applied to the high frequency transformer T1 and rectified by the diodes D1 and D2. And capacitor C
After being smoothed by 2, it is output from the output terminals 3 and 4 as DC power.
【００３６】電圧検出回路５は、オペアンプ・トランジ
スタ等で構成され、出力端子３，４に接続された不図示
の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧を
フォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に入力する。こ
のＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により双方向性スイッ
チＳ１の駆動パルスを制御することによって、負荷電圧
を安定化する。The voltage detection circuit 5 comprises an operational amplifier / transistor, etc., compares the voltage of a load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with a reference voltage, and outputs the error voltage via a photocoupler Q2. Input to the PWM circuit 6. The PWM circuit 6 stabilizes the load voltage by controlling the drive pulse of the bidirectional switch S1 with the error voltage.
【００３７】更に詳述すると、双方向性スイッチＳ１の
オン期間Ｔｏｎでエネルギーが高周波変圧器Ｔ１に蓄積
されると共に、第２のダイオードＤ２を介して出力され
る。また、双方向性スイッチＳ１のオフ期間Ｔｏｆｆで
高周波変圧器Ｔ１に蓄積されたエネルギーは、第１のダ
イオードＤ１を介して出力される。More specifically, during the ON period Ton of the bidirectional switch S1, energy is stored in the high frequency transformer T1 and is output via the second diode D2. Further, the energy stored in the high frequency transformer T1 during the off period Toff of the bidirectional switch S1 is output via the first diode D1.
【００３８】このとき、高周波変圧器Ｔ１の一方の出力
巻線Ｑには、双方向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに
逆方向電圧が、オフ期間Ｔｏｆｆに順方向電圧が出力す
るように巻線極性が設定されている。At this time, in one output winding Q of the high frequency transformer T1, the winding polarity is such that the reverse voltage is output during the on period Ton of the bidirectional switch S1 and the forward voltage is output during the off period Toff. Is set.
【００３９】従って、高周波変圧器Ｔ１の駆動巻線Ｐの
印加電圧Ｖｐと一方の出力巻線Ｑの順方向電圧Ｖｑｐと
の関係は、下記（１）式となり、駆動巻線Ｐの印加電圧
Ｖｐと一方の出力巻線Ｑの逆方向電圧Ｖｑｎとの関係
は、下記（２）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp of the drive winding P of the high frequency transformer T1 and the forward voltage Vqp of the one output winding Q is expressed by the following equation (1), and the applied voltage Vp of the drive winding P is And the reverse voltage Vqn of one output winding Q is expressed by the following equation (2).
【００４０】 Ｖｑｐ＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（１） Ｖｑｎ＝Ｖｐ×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（２） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｑは一方の出力巻線Ｑの巻数 また、高周波変圧器Ｔ１の他方の出力巻線Ｒには、双方
向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに順方向電圧が、オ
フ期間Ｔｏｆｆに逆方向電圧が出力するように巻線極性
が設定されている。Vqp = Vp × (Ton / Toff) × (Nq / Np) (1) Vqn = Vp × (Nq / Np) (2) where Ton is the ON period of the bidirectional switch S 1 and Toff is both The off period Np of the directional switch S1 is the number of turns of the drive winding P. Nq is the number of turns of one output winding Q. The other output winding R of the high frequency transformer T1 has an on period Ton of the bidirectional switch S1. The winding polarity is set so that the forward voltage is output to and the reverse voltage is output during the off period Toff.
【００４１】従って、高周波変圧器Ｔ１の駆動巻線Ｐの
印加電圧Ｖｐと他方の出力巻線Ｒの順方向電圧Ｖｒｐと
の関係は、下記（３）式となり、駆動巻線Ｐの印加電圧
Ｖｐと他方の出力巻線Ｒの逆方向電圧Ｖｒｎとの関係
は、下記（４）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp of the drive winding P of the high frequency transformer T1 and the forward voltage Vrp of the other output winding R is given by the following equation (3), and the applied voltage Vp of the drive winding P is And the reverse voltage Vrn of the other output winding R is expressed by the following equation (4).
【００４２】 Ｖｒｐ＝Ｖｐ×（Ｎｒ／Ｎｐ）…（３） Ｖｒｎ＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｒ／Ｎｐ）…（４） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｒは他方の出力巻線Ｒの巻数 このとき、出力にはダイオードＤ１，Ｄ２より順方向電
圧が選択されるが、一方の出力巻線Ｑの巻数Ｎｑと他方
の出力巻線Ｒの巻数Ｎｒとが互いに同一ならば、双方向
性スイッチＳ１のオン・オフ比（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）を
１以上に設定すると、Ｖｑｐ≧Ｖｒｐとなり、ダイオー
ドＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれば、出力電圧Ｖｏ
は、出力巻線Ｑ，Ｒの順方向電圧Ｖｑｐ，Ｖｒｐと等し
くなるので、下記（５）式となる。Vrp = Vp × (Nr / Np) ... (3) Vrn = Vp × (Ton / Toff) × (Nr / Np) ... (4) where Ton is the ON period of the bidirectional switch S 1 and Toff is both Off period of the directional switch S1 Np is the number of turns of the drive winding P Nr is the number of turns of the other output winding R At this time, a forward voltage is selected by the diodes D1 and D2 for output, but one output winding If the number of turns Nq of Q and the number of turns Nr of the other output winding R are the same, when the on / off ratio (Ton / Toff) of the bidirectional switch S1 is set to 1 or more, Vqp ≧ Vrp and the diode D1 , D2, the output voltage Vo is neglected.
Becomes equal to the forward voltages Vqp and Vrp of the output windings Q and R, so that the following equation (5) is obtained.
【００４３】Ｖｏ＝Ｖｑｐ≧Ｖｒｐ…（５） 従って、他方の出力巻線Ｒの出力は、出力電圧Ｖｏ以下
となり、双方向性スイッチＳ１のオフ期間Ｔｏｆｆに出
力として一方の出力巻線Ｑの順方向電圧Ｖｑｐが出力さ
れるフライバックコンバータとして動作する。Vo = Vqp ≧ Vrp (5) Therefore, the output of the other output winding R becomes equal to or lower than the output voltage Vo, and the output of one output winding Q is output as the output during the off period Toff of the bidirectional switch S1. It operates as a flyback converter that outputs a directional voltage Vqp.
【００４４】以上が第１モードである。The above is the first mode.
【００４５】次に、第２モードについて説明する。Next, the second mode will be described.
【００４６】電源入力端子１，２に商用交流電源が印加
されると、その入力電圧が双方向性スイッチＳ１の断続
により高周波に変換されて高周波変圧器Ｔ１に印加さ
れ、ダイオードＤ１，Ｄ２で整流され且つコンデンサＣ
２で平滑された後、直流電力として出力端子３，４から
出力される。When a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, the input voltage is converted to a high frequency by the bidirectional switch S1 being intermittently applied to the high frequency transformer T1 and rectified by the diodes D1 and D2. And capacitor C
After being smoothed by 2, it is output from the output terminals 3 and 4 as DC power.
【００４７】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により双
方向性スイッチＳ１の駆動パルスを制御することによっ
て、負荷電圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of a load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 stabilizes the load voltage by controlling the drive pulse of the bidirectional switch S1 with the error voltage.
【００４８】更に詳述すると、双方向性スイッチＳ１の
オン期間Ｔｏｎでエネルギーが高周波変圧器Ｔ１に蓄積
され、オフ期間Ｔｏｆｆで高周波変圧器Ｔ１に蓄積され
たエネルギーは、第１のダイオードＤ１を介して出力さ
れる。More specifically, energy is stored in the high frequency transformer T1 during the on period Ton of the bidirectional switch S1, and the energy stored in the high frequency transformer T1 during the off period Toff passes through the first diode D1. Is output.
【００４９】このとき、高周波変圧器Ｔ１の他方の出力
巻線Ｒには、双方向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに
逆方向電圧が、オフ期間Ｔｏｆｆに順方向電圧が出力す
るように巻線極性が設定されている。At this time, the other output winding R of the high frequency transformer T1 has a winding polarity so that a reverse voltage is output during the on period Ton of the bidirectional switch S1 and a forward voltage is output during the off period Toff. Is set.
【００５０】従って、高周波変圧器Ｔ１の駆動巻線Ｐの
印加電圧Ｖｐと他方の出力巻線Ｒの順方向電圧Ｖｒｐと
の関係は下記（６）式となり、駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖ
ｐと他方の出力巻線Ｒの逆方向電圧Ｖｒｎとの関係は下
記（７）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp of the drive winding P of the high frequency transformer T1 and the forward voltage Vrp of the other output winding R is given by the following equation (6), and the applied voltage V of the drive winding P is
The relationship between p and the reverse voltage Vrn of the other output winding R is given by the following expression (7).
【００５１】 Ｖｒｐ＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｒ／Ｎｐ）…（６） Ｖｒｎ＝Ｖｐ×（Ｎｒ／Ｎｐ）…（７） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｒは他方の出力巻線Ｒの巻数 また、高周波変圧器Ｔ１の一方の出力巻線Ｑには、双方
向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに順方向電圧が、オ
フ期間Ｔｏｆｆに逆方向電圧が出力するように巻線極性
が設定されている。Vrp = Vp × (Ton / Toff) × (Nr / Np) ... (6) Vrn = Vp × (Nr / Np) ... (7) However, Ton is the ON period of the bidirectional switch S 1 Both are Toff Off period Np of the directional switch S1 is the number of turns of the drive winding P. Nr is the number of turns of the other output winding R. Further, one output winding Q of the high frequency transformer T1 has an on period Ton of the bidirectional switch S1. The winding polarity is set so that the forward voltage is output to and the reverse voltage is output during the off period Toff.
【００５２】従って、駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと一方
の出力巻線Ｑの順方向電圧Ｖｑｐとの関係は下記（８）
式となり、駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと一方の出力巻線
Ｑの逆方向電圧Ｖｑｎとの関係は下記（９）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp of the drive winding P and the forward voltage Vqp of the one output winding Q is as follows (8).
Equation (9) below shows the relationship between the applied voltage Vp of the drive winding P and the reverse voltage Vqn of the one output winding Q.
【００５３】 Ｖｑｐ＝Ｖｐ×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（８） Ｖｑｎ＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（９） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｑは一方の出力巻線Ｑの巻数 このとき、出力にはダイオードＤ１，Ｄ２より順方向電
圧が選択されるが、一方の出力巻線Ｑの巻数Ｎｑと他方
の出力巻線Ｒの巻数Ｎｒとが互いに同一ならば、双方向
性スイッチＳ１のオン・オフ比（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）を
１以上に設定すると、Ｖｒｐ≧Ｖｑｐとなり、ダイオー
ドＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれば、出力電圧Ｖｏ
は、出力巻線Ｑ，Ｒの順方向電圧Ｖｑｐ，Ｖｒｐと等し
くなるので、下記（１０）式となる。Vqp = Vp × (Nq / Np) ... (8) Vqn = Vp × (Ton / Toff) × (Nq / Np) ... (9) where Ton is the ON period of the bidirectional switch S 1 and Toff is both OFF period of the directional switch S1 Np is the number of turns of the drive winding P Nq is the number of turns of one output winding Q At this time, the forward voltage is selected by the diodes D1 and D2 for the output, but one output winding If the number of turns Nq of Q and the number of turns Nr of the other output winding R are the same, if the on / off ratio (Ton / Toff) of the bidirectional switch S1 is set to 1 or more, Vrp ≧ Vqp and the diode D1 , D2, the output voltage Vo is neglected.
Becomes equal to the forward voltages Vqp and Vrp of the output windings Q and R, so that the following equation (10) is obtained.
【００５４】Ｖｏ＝Ｖｒｐ≧Ｖｑｐ…（１０） 従って、一方の出力巻線Ｑの出力は、出力電圧Ｖｏ以下
となり、双方向性スイッチＳ１のオフ期間Ｔｏｆｆに出
力として他方の出力巻線Ｒの順方向電圧Ｖｒｐが出力さ
れるフライバックコンバータとして動作する。Vo = Vrp ≧ Vqp (10) Therefore, the output of one output winding Q becomes equal to or lower than the output voltage Vo, and the output of the other output winding R is output in the off period Toff of the bidirectional switch S1. It operates as a flyback converter that outputs a directional voltage Vrp.
【００５５】以上が第２モードである。The above is the second mode.
【００５６】このように入力の極性により交互に第１モ
ードと第２モードが繰り返されるので、第１モードでは
一方の出力巻線Ｑの順方向電圧Ｖｑｐが、第２モードで
は他方の出力巻線Ｒの順方向電圧Ｖｒｐが出力され、一
方の出力巻線Ｑと他方の出力巻線Ｒの巻数は互いに同一
なのでＶｑｐ＝Ｖｒｐとなり、入力の極性に応じて一方
の出力巻線Ｑと他方の出力巻線Ｒから互いに同一の電圧
が出力されることにより、安定した出力を得ることがで
きる。Since the first mode and the second mode are alternately repeated according to the polarity of the input, the forward voltage Vqp of one output winding Q in the first mode and the other output winding in the second mode. Since the forward voltage Vrp of R is output and the number of turns of one output winding Q and the other output winding R are the same, Vqp = Vrp, and one output winding Q and the other output depending on the polarity of the input. Since the same voltage is output from the winding R, a stable output can be obtained.
【００５７】（第２の実施の形態）次に、本発明の第２
の実施の形態を図２に基づき説明する。図２は、本発明
の第２の実施の形態に係る高周波スイッチング式整流装
置の構成を示すブロック図であり、同図において、上述
した第１の実施の形態における図１と同一部分には同一
符号が付してある。図２において図１と異なる点は、水
銀リレー等からなる双方向性スイッチＳ１に代えて、双
方向性の半導体スイッチＳ２を設けたことである。(Second Embodiment) Next, a second embodiment of the present invention will be described.
The embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency switching rectifier according to a second embodiment of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 1 in the above-described first embodiment are the same. The reference numeral is attached. 2 is different from FIG. 1 in that a bidirectional semiconductor switch S2 is provided in place of the bidirectional switch S1 composed of a mercury relay or the like.
【００５８】この半導体スイッチＳ２は、複数のＭＯＳ
−ＦＥＴにより構成され、そのソース端子を共通に接続
し、それぞれのドレイン端子を入出力とし、駆動信号入
力端子には、印加された信号をＭＯＳ−ＦＥＴの駆動に
最適な電圧に変換して、ＭＯＳ−ＦＥＴのソース端子と
ゲート端子との間に印加して、同時にオン・オフ制御す
る。This semiconductor switch S2 has a plurality of MOSs.
-FET, the source terminals are commonly connected, each drain terminal is used as an input / output, and the applied signal is converted into a voltage optimum for driving the MOS-FET at the drive signal input terminal, The voltage is applied between the source terminal and the gate terminal of the MOS-FET to control ON / OFF simultaneously.
【００５９】この第２の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置は、双方向性スイッチＳ１が双方向性
の半導体スイッチＳ２に変更されたことを除けば、上述
した第１の実施の形態と同様の動作を行う。The high-frequency switching rectifier according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment except that the bidirectional switch S1 is changed to the bidirectional semiconductor switch S2. Performs the same operation.
【００６０】また、半導体スイッチＳ２は、水銀リレー
等からなる双方向性スイッチＳ１より高速スイッチング
動作が可能となるので、駆動周波数を高く設定すること
により高周波変圧器Ｔ１の小型化を図ることができる。Further, since the semiconductor switch S2 can perform higher-speed switching operation than the bidirectional switch S1 composed of a mercury relay or the like, the high frequency transformer T1 can be downsized by setting the driving frequency high. .
【００６１】この第２の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置におけるその他の構成及び動作につい
ては、上述した第１の実施の形態と同様であるから、そ
の説明を省略する。The other structure and operation of the high frequency switching rectifier according to the second embodiment are the same as those of the first embodiment described above, and the description thereof will be omitted.
【００６２】（第３の実施の形態）次に、本発明の第３
の実施の形態を図３に基づき説明する。図３は、本発明
の第３の実施の形態に係る高周波スイッチング式整流装
置の構成を示すブロック図であり、同図において、上述
した第１の実施の形態における図１と同一部分には同一
符号が付してある。図３において図１と異なる点は、図
１の構成に第２のコンデンサＣ３を付加し、高周波変圧
器Ｔ１に代えて、駆動巻線Ｐと１つの出力巻線Ｑを有す
る高周波変圧器Ｔ２を設けたことである。(Third Embodiment) Next, a third embodiment of the present invention will be described.
The embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency switching rectifier according to a third embodiment of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 1 in the above-described first embodiment are the same. The reference numeral is attached. 3 is different from FIG. 1 in that a second capacitor C3 is added to the configuration of FIG. 1, and instead of the high frequency transformer T1, a high frequency transformer T2 having a drive winding P and one output winding Q is provided. It is provided.
【００６３】この高周波変圧器Ｔ２の出力巻線Ｑの一端
は、第１のダイオードＤ１のアノード端子及び第２のダ
イオードＤ２のカソード端子にそれぞれ接続されてい
る。また、高周波変圧器Ｔ２の出力巻線Ｑの他端は、コ
ンデンサＣ２とＣ３との接続点に接続されている。コン
デンサＣ２の一方の端子は、第１のダイオードＤ１のカ
ソード端子と一方の出力端子３にそれぞれ接続されてい
る。また、コンデンサＣ３の一方の端子は、第２のダイ
オードＤ２のアノード端子と他方の出力端子４にそれぞ
れ接続されている。One end of the output winding Q of the high frequency transformer T2 is connected to the anode terminal of the first diode D1 and the cathode terminal of the second diode D2, respectively. The other end of the output winding Q of the high frequency transformer T2 is connected to the connection point between the capacitors C2 and C3. One terminal of the capacitor C2 is connected to the cathode terminal of the first diode D1 and one output terminal 3, respectively. Further, one terminal of the capacitor C3 is connected to the anode terminal of the second diode D2 and the other output terminal 4, respectively.
【００６４】次に、上記構成の高周波スイッチング式整
流装置の動作を説明する。なお、説明にあたり、電源入
力端子１，２に商用交流電源を印加した場合の動作につ
いて、印加された交流が他方の電源入力端子２に対して
一方の電源入力端子１の電位が正の半サイクルを第１モ
ード、同じく負の半サイクルを第２モードとする。Next, the operation of the high frequency switching type rectifier having the above structure will be described. In the description, regarding the operation when a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, a half cycle in which the potential of one of the power source input terminals 1 is positive with respect to the other of the power source input terminals 2 is applied. Is the first mode and the negative half cycle is the second mode.
【００６５】まず、第１モードについて説明する。First, the first mode will be described.
【００６６】電源入力端子１，２に商用交流電源が印加
されると、その入力電圧が双方向性スイッチＳ１の断続
により高周波に変換されて高周波変圧器Ｔ２に印加さ
れ、ダイオードＤ１，Ｄ２で整流され且つコンデンサＣ
２，Ｃ３で平滑された後、直流電力として出力端子３，
４から出力される。When a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, the input voltage is converted to a high frequency by the intermittent operation of the bidirectional switch S1 and applied to the high frequency transformer T2, and rectified by the diodes D1 and D2. And capacitor C
2, after being smoothed by C3, output terminal 3 as DC power
It is output from 4.
【００６７】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により双
方向性スイッチＳ１の駆動パルスを制御することによっ
て、負荷電圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of a load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 stabilizes the load voltage by controlling the drive pulse of the bidirectional switch S1 with the error voltage.
【００６８】更に詳述すると、双方向性スイッチＳ１の
オン期間Ｔｏｎでエネルギーが高周波変圧器Ｔ２に蓄積
されると共に、第２のダイオードＤ２を介して出力され
る。また、双方向性スイッチＳ１のオフ期間Ｔｏｆｆで
高周波変圧器Ｔ２に蓄積されたエネルギーは、第１のダ
イオードＤ１を介して出力される。More specifically, energy is stored in the high frequency transformer T2 during the ON period Ton of the bidirectional switch S1 and is output via the second diode D2. Further, the energy stored in the high frequency transformer T2 during the off period Toff of the bidirectional switch S1 is output via the first diode D1.
【００６９】このとき、高周波変圧器Ｔ２の出力巻線Ｑ
には、双方向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎには第１
のダイオードＤ１に対して逆方向電圧が、第２のダイオ
ードＤ２に対して順方向電圧がそれぞれ出力されるよう
に巻線極性が設定されている。また、双方向性スイッチ
Ｓ１のオフ期間Ｔｏｆｆには第２のダイオードＤ２に対
して逆方向電圧が、第１のダイオードＤ１に対して順方
向電圧がそれぞれ出力するように巻線極性が設定されて
いる。At this time, the output winding Q of the high frequency transformer T2
During the ON period Ton of the bidirectional switch S1.
The winding polarity is set so that the reverse voltage is output to the diode D1 and the forward voltage is output to the second diode D2. Further, the winding polarity is set so that the reverse voltage is output to the second diode D2 and the forward voltage is output to the first diode D1 during the off period Toff of the bidirectional switch S1. There is.
【００７０】従って、駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと第１
のダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｒ１との関係は下記
（１１）式となり、駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと第２の
ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ１との関係は下記（１
２）式となる。Therefore, the applied voltage Vp of the drive winding P and the first
The relationship between the forward voltage Vr1 of the diode D1 and the forward voltage Vf1 of the second diode D2 is expressed by the following equation (11).
It becomes the formula 2).
【００７１】 Ｖｒ１＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（１１） Ｖｆ１＝Ｖｐ×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（１２） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｑは出力巻線Ｑの巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２とコンデンサＣ３の電
圧ＶＣ３はダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧Ｖｒ１，
Ｖｆ１と等しくなるので、下記（１３）式及び（１４）
式となる。Vr1 = Vp × (Ton / Toff) × (Nq / Np) (11) Vf1 = Vp × (Nq / Np) (12) However, Ton is the ON period of the bidirectional switch S1 and Toff is both Off period of the directional switch S1 Np is the number of turns of the drive winding P Nq is the number of turns of the output winding Q At this time, if the voltage drop of the diodes D1 and D2 is ignored, the voltage VC2 of the capacitor C2 and the voltage VC3 of the capacitor C3 are Forward voltage Vr1, of the diodes D1 and D2
Since it is equal to Vf1, the following equations (13) and (14)
It becomes an expression.
【００７２】ＶＣ２＝Ｖｒ１…（１３） ＶＣ３＝Ｖｆ１…（１４） 以上が第１モードである。VC2 = Vr1 (13) VC3 = Vf1 (14) The above is the first mode.
【００７３】次に、第２モードについて説明する。Next, the second mode will be described.
【００７４】電源入力端子１，２に商用交流電源が印加
されると、その入力電圧が双方向性スイッチＳ１の断続
により高周波に変換されて高周波変圧器Ｔ２に印加さ
れ、ダイオードＤ１で整流され且つコンデンサＣ２で平
滑された後、直流電力として出力端子３，４から出力さ
れる。When a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, the input voltage is converted to a high frequency by the bidirectional switch S1 being intermittently applied to the high frequency transformer T2 and rectified by the diode D1. After being smoothed by the capacitor C2, it is output from the output terminals 3 and 4 as DC power.
【００７５】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により双
方向性スイッチＳ１の駆動パルスを制御することによっ
て、負荷電圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of a load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 stabilizes the load voltage by controlling the drive pulse of the bidirectional switch S1 with the error voltage.
【００７６】更に詳述すると、双方向性スイッチＳ１の
オン期間Ｔｏｎでエネルギーが高周波変圧器Ｔ２に蓄積
されると共に、第１のダイオードＤ１を介して出力され
る。また、双方向性スイッチＳ１のオフ期間Ｔｏｆｆで
高周波変圧器Ｔ２に蓄積されたエネルギーは、第２のダ
イオードＤ２を介して出力される。More specifically, energy is stored in the high frequency transformer T2 during the ON period Ton of the bidirectional switch S1 and is output via the first diode D1. Further, the energy stored in the high frequency transformer T2 during the off period Toff of the bidirectional switch S1 is output via the second diode D2.
【００７７】このとき、高周波変圧器Ｔ２の出力巻線Ｑ
には、双方向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに第２の
ダイオードＤ２に対して逆方向電圧が、第１のダイオー
ドＤ１に対して順方向電圧が出力されるように巻線極性
が設定されている。また、双方向性スイッチＳ１のオフ
期間Ｔｏｆｆには第１のダイオードＤ１に対して逆方向
電圧が、第２のダイオードＤ２に対して順方向電圧が出
力されるように巻線極性が設定されている。At this time, the output winding Q of the high frequency transformer T2
Has a winding polarity set such that a reverse voltage is output to the second diode D2 and a forward voltage is output to the first diode D1 during the ON period Ton of the bidirectional switch S1. There is. Further, the winding polarity is set so that the reverse voltage is output to the first diode D1 and the forward voltage is output to the second diode D2 during the off period Toff of the bidirectional switch S1. There is.
【００７８】従って、駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと第２
のダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｒ２との関係は下記
（１５）式となり、駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと第１の
ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ２との関係は下記（１
６）式となる。Therefore, the applied voltage Vp of the drive winding P and the second
The relationship between the forward voltage Vr2 of the diode D2 and the forward voltage Vf2 of the first diode D1 is expressed by the following equation (15).
Equation 6) is obtained.
【００７９】 Ｖｒ２＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（１５） Ｖｆ２＝Ｖｐ×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（１６） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｑは出力巻線Ｑの巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２とコンデンサＣ３の電
圧ＶＣ３はダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧Ｖｆ２，
Ｖｒ２と等しくなるので、下記（１７）式及び（１８）
式となる。Vr2 = Vp × (Ton / Toff) × (Nq / Np) ... (15) Vf2 = Vp × (Nq / Np) ... (16) where Ton is the ON period of the bidirectional switch S1 and Toff is both Off period of the directional switch S1 Np is the number of turns of the drive winding P Nq is the number of turns of the output winding Q At this time, if the voltage drop of the diodes D1 and D2 is ignored, the voltage VC2 of the capacitor C2 and the voltage VC3 of the capacitor C3 are Forward voltage Vf2 of the diodes D1 and D2
Since it becomes equal to Vr2, the following equations (17) and (18)
It becomes an expression.
【００８０】ＶＣ２＝Ｖｆ２…（１７） ＶＣ３＝Ｖｒ２…（１８） 以上が第２モードである。VC2 = Vf2 ... (17) VC3 = Vr2 ... (18) The above is the second mode.
【００８１】このとき、双方向性スイッチＳ１のオン・
オフ比（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）を１以上に設定すると、下
記式（１９）、（２０）、（２１）となる。At this time, the bidirectional switch S1 is turned on.
When the off ratio (Ton / Toff) is set to 1 or more, the following equations (19), (20) and (21) are obtained.
【００８２】Ｖｒ１≧Ｖｆ２…（１９） Ｖｒ２≧Ｖｆ１…（２０） Ｖｒ１＝Ｖｒ２…（２１） このように入力の極性により、交互に第１モードと第２
モードが繰り返されるので、コンデンサＣ２，Ｃ３が十
分大きな容量ならば、出力電圧Ｖｏは第１のコンデンサ
Ｃ２の電圧ＶＣ２と第２のコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３
との和になるので、下記式（２２）となり、出力電圧Ｖ
ｏとして安定した電圧が出力端子３，４から出力され
る。Vr1 ≧ Vf2 (19) Vr2 ≧ Vf1 (20) Vr1 = Vr2 (21) In this way, the first mode and the second mode alternate depending on the polarity of the input.
Since the mode is repeated, if the capacitors C2 and C3 have sufficiently large capacitances, the output voltage Vo is the voltage VC2 of the first capacitor C2 and the voltage VC3 of the second capacitor C3.
And the output voltage V
A stable voltage as o is output from the output terminals 3 and 4.
【００８３】Ｖｏ＝２×ＶＣ２…（２２） （第４の実施の形態）次に、本発明の第４の実施の形態
を図４に基づき説明する。図４は、本発明の第４の実施
の形態に係る高周波スイッチング式整流装置の構成を示
すブロック図であり、同図において、上述した第１の実
施の形態における図１と同一部分には同一符号が付して
ある。図２において図１と異なる点は、図１の構成にコ
ンデンサＣ３を付加したことである。Vo = 2 × VC2 (22) (Fourth Embodiment) Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency switching rectifier according to a fourth embodiment of the present invention, in which the same parts as those of FIG. 1 in the above-described first embodiment are the same. The reference numeral is attached. 2 is different from FIG. 1 in that a capacitor C3 is added to the configuration of FIG.
【００８４】高周波変圧器Ｔ１の一方の出力巻線Ｑの一
端は、第１のダイオードＤ１のアノード端子に接続さ
れ、他端は、コンデンサＣ２とＣ３との接続点に接続さ
れている。高周波変圧器Ｔ１の他方の出力巻線Ｒの一端
は、第２のダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２とＣ
３との接続点に接続され、他端は、他方の出力端子４に
接続されている。コンデンサＣ３の一方の端子は、他方
の出力端子４に接続されている。One end of the output winding Q of the high-frequency transformer T1 is connected to the anode terminal of the first diode D1 and the other end is connected to the connection point between the capacitors C2 and C3. One end of the other output winding R of the high frequency transformer T1 is connected to capacitors C2 and C via a second diode D2.
3 and the other end is connected to the other output terminal 4. One terminal of the capacitor C3 is connected to the other output terminal 4.
【００８５】次に、上記構成の高周波スイッチング式整
流装置の動作を説明する。説明にあたり、電源入力端子
１及び２に商用交流電源を印加した場合の動作につい
て、印加された交流が他方の電源入力端子２に対して一
方の電源入力端子１の電位が正の半サイクルを第１モー
ド、負の半サイクルを第２モードとする。Next, the operation of the high-frequency switching rectifier having the above structure will be described. In the description, regarding the operation when a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, a half cycle in which the potential of one of the power source input terminals 1 is positive relative to the other of the power source input terminals 2 is applied. The first mode and the negative half cycle are the second mode.
【００８６】まず、第１モードについて説明する。First, the first mode will be described.
【００８７】電源入力端子１，２に商用交流電源が印加
されると、その入力電圧が双方向性スイッチＳ１の断続
により高周波に変換されて高周波変圧器Ｔ１に印加さ
れ、ダイオードＤ１，Ｄ２で整流され且つコンデンサＣ
２，Ｃ３で平滑された後、直流電圧として出力端子３，
４から出力される。When a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, the input voltage is converted into a high frequency by the intermittent operation of the bidirectional switch S1 and applied to the high frequency transformer T1 and rectified by the diodes D1 and D2. And capacitor C
2, after being smoothed by C3, output terminal 3 as a DC voltage
It is output from 4.
【００８８】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により双
方向性スイッチＳ１の駆動パルスを制御することによっ
て、負荷電圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of the load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 stabilizes the load voltage by controlling the drive pulse of the bidirectional switch S1 with the error voltage.
【００８９】更に詳述すると、双方向性スイッチＳ１の
オン期間Ｔｏｎでエネルギーが高周波変圧器Ｔ１に蓄積
されると共に、第２のダイオードＤ２を介して出力され
る。また、双方向性スイッチＳ１のオフ期間Ｔｏｆｆで
高周波変圧器Ｔ１に蓄積されたエネルギーは、第１のダ
イオードＤ１を介して出力される。More specifically, energy is accumulated in the high frequency transformer T1 during the on period Ton of the bidirectional switch S1 and is output via the second diode D2. Further, the energy stored in the high frequency transformer T1 during the off period Toff of the bidirectional switch S1 is output via the first diode D1.
【００９０】このとき、高周波変圧器Ｔ１の一方の出力
巻線Ｑには、双方向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに
は第１のダイオードＤ１に対して逆方向電圧が、オフ期
間Ｔｏｆｆには順方向電圧がそれぞれ出力されるように
巻線極性が設定されている。また、高周波変圧器Ｔ１の
他方の出力巻線Ｒには、双方向性スイッチＳ１のオン期
間Ｔｏｎには第２のダイオードＤ２に対して順方向電圧
が、オフ期間Ｔｏｆｆには逆方向電圧がそれぞれ出力さ
れるように巻線極性が設定されている。At this time, in one output winding Q of the high frequency transformer T1, a reverse voltage is applied to the first diode D1 during the on period Ton of the bidirectional switch S1 and a forward voltage during the off period Toff. The winding polarities are set so that the directional voltages are output respectively. In the other output winding R of the high-frequency transformer T1, a forward voltage is applied to the second diode D2 during the on period Ton of the bidirectional switch S1, and a reverse voltage is applied during the off period Toff. The winding polarity is set to output.
【００９１】従って、高周波変圧器Ｔ１の駆動巻線Ｐの
印加電圧Ｖｐと第１のダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｒ
１との関係は下記（２３）式となり、また、高周波変圧
器Ｔ１の駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと第２のダイオード
Ｄ２の順方向電圧Ｖｆ１との関係は下記（２４）式とな
る。Therefore, the applied voltage Vp of the drive winding P of the high frequency transformer T1 and the forward voltage Vr of the first diode D1 are applied.
The relationship with 1 is the following expression (23), and the relationship between the applied voltage Vp of the drive winding P of the high frequency transformer T1 and the forward voltage Vf1 of the second diode D2 is the following expression (24).
【００９２】 Ｖｒ１＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ／Ｎｐ）…（２３） Ｖｆ１＝Ｖｐ×（Ｎｒ／Ｎｐ）…（２４） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｑは出力巻線Ｑの巻数 Ｎｒは出力巻線Ｒの巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２とコンデンサＣ３の電
圧ＶＣ３はダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧Ｖｒ１，
Ｖｆ１と等しくなるので、下記（２５）式及び（２６）
式となる。Vr1 = Vp × (Ton / Toff) × (Nq / Np) ... (23) Vf1 = Vp × (Nr / Np) ... (24) However, Ton is the ON period of the bidirectional switch S1. Off period of the directional switch S1 Np is the number of turns of the drive winding P Nq is the number of turns of the output winding Q Nr is the number of turns of the output winding R At this time, if the voltage drop of the diodes D1 and D2 is ignored, the voltage of the capacitor C2 The voltage VC3 of VC2 and the capacitor C3 is the forward voltage Vr1 of the diodes D1 and D2.
Since it is equal to Vf1, the following equations (25) and (26)
It becomes an expression.
【００９３】ＶＣ２＝Ｖｒ１…（２５） ＶＣ３＝Ｖｆ１…（２６） 以上が第１モードである。VC2 = Vr1 ... (25) VC3 = Vf1 ... (26) The above is the first mode.
【００９４】次に、第２モードについて説明する。Next, the second mode will be described.
【００９５】電源入力端子１，２に商用交流電源が印加
されると、その入力電圧が双方向性スイッチＳ１の断続
により高周波に変換されて高周波変圧器Ｔ１に印加さ
れ、ダイオードＤ１で整流され且つコンデンサＣ２で平
滑された後、直流電力として出力端子３，４から出力さ
れる。When a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, the input voltage is converted to a high frequency by the bidirectional switch S1 being intermittently applied to the high frequency transformer T1 and rectified by the diode D1. After being smoothed by the capacitor C2, it is output from the output terminals 3 and 4 as DC power.
【００９６】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により双
方向性スイッチＳ１の駆動パルスを制御することによっ
て、負荷電圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of the load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 stabilizes the load voltage by controlling the drive pulse of the bidirectional switch S1 with the error voltage.
【００９７】更に詳述すると、双方向性スイッチＳ１の
オン期間Ｔｏｎでエネルギーが高周波変圧器Ｔ１に蓄積
されると共に、第１のダイオードＤ１を介して出力され
る。また、双方向性スイッチＳ１のオフ期間Ｔｏｆｆで
高周波変圧器Ｔ１に蓄積されたエネルギーは、第２のダ
イオードＤ２を介して出力される。More specifically, energy is stored in the high frequency transformer T1 during the ON period Ton of the bidirectional switch S1 and is output via the first diode D1. Further, the energy stored in the high frequency transformer T1 during the off period Toff of the bidirectional switch S1 is output via the second diode D2.
【００９８】このとき、高周波変圧器Ｔ１の一方の出力
巻線Ｑには、双方向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに
第２のダイオードＤ２に対して逆方向電圧が、オフ期間
Ｔｏｆｆには順方向電圧がそれぞれ出力されるように巻
線極性が設定されている。また、他方の出力巻線Ｒに
は、双方向性スイッチＳ１のオン期間Ｔｏｎに第１のダ
イオードＤ１に対して順方向電圧が、オフ期間Ｔｏｆｆ
には逆方向電圧がそれぞれ出力されるように巻線極性が
設定されている。At this time, in one output winding Q of the high frequency transformer T1, a reverse voltage is applied to the second diode D2 during the on period Ton of the bidirectional switch S1 and a forward voltage during the off period Toff. The winding polarity is set so that each voltage is output. Further, in the other output winding R, a forward voltage is applied to the first diode D1 during the on period Ton of the bidirectional switch S1 and an off period Toff.
The winding polarity is set so that a reverse voltage is output to each.
【００９９】従って、高周波変圧器Ｔ１の駆動巻線Ｐの
印加電圧Ｖｐと第２のダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｒ
２との関係は下記（２７）式となり、高周波変圧器Ｔ１
の駆動巻線Ｐの印加電圧Ｖｐと第１のダイオードＤ１の
順方向電圧Ｖｆ２との関係は下記（２８）式となる。Therefore, the applied voltage Vp of the drive winding P of the high frequency transformer T1 and the forward voltage Vr of the second diode D2 are applied.
The relation with 2 is the following formula (27), and the high frequency transformer T1
The relationship between the voltage Vp applied to the drive winding P and the forward voltage Vf2 of the first diode D1 is expressed by the following equation (28).
【０１００】 Ｖｒ１＝Ｖｐ×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｒ／Ｎｐ）…（２７） Ｖｆ２＝Ｖｐ×（Ｎｒ／Ｎｐ）…（２８） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐは駆動巻線Ｐの巻数 Ｎｑは出力巻線Ｑの巻数 Ｎｒは出力巻線Ｒの巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２とコンデンサＣ３の電
圧ＶＣ３はダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧Ｖｆ２，
Ｖｒ２と等しくなるので、下記（２９）式及び（３０）
式となる。Vr1 = Vp × (Ton / Toff) × (Nr / Np) (27) Vf2 = Vp × (Nr / Np) (28) However, Ton is the ON period of the bidirectional switch S1. Off period of the directional switch S1 Np is the number of turns of the drive winding P Nq is the number of turns of the output winding Q Nr is the number of turns of the output winding R At this time, if the voltage drop of the diodes D1 and D2 is ignored, The voltage VC3 of VC2 and the capacitor C3 is the forward voltage Vf2 of the diodes D1 and D2.
Since it becomes equal to Vr2, the following equations (29) and (30)
It becomes an expression.
【０１０１】ＶＣ２＝Ｖｆ２…（２９） ＶＣ３＝Ｖｒ２…（３０） 以上が第２モードである。VC2 = Vf2 (29) VC3 = Vr2 (30) The above is the second mode.
【０１０２】このとき、高周波変圧器Ｔ１の一方の出力
巻線Ｑと他方の出力巻線Ｒとが互いに同一巻数であるな
らば、双方向性スイッチＳ１のオン・オフ比（Ｔｏｎ／
Ｔｏｆｆ）を１以上に設定すると、下記式（３１）、
（３２）、（３３）となる。At this time, if one output winding Q and the other output winding R of the high frequency transformer T1 have the same number of turns, the on / off ratio (Ton / Ton /
If Toff) is set to 1 or more, the following formula (31),
(32) and (33).
【０１０３】Ｖｒ１≧Ｖｆ２…（３１） Ｖｒ２≧Ｖｆ１…（３２） Ｖｒ１＝Ｖｒ２…（３３） このように入力の極性により、交互に第１モードと第２
モードが繰り返されるので、コンデンサＣ２，Ｃ３が十
分大きな容量ならば、出力電圧ＶｏはＶＣ２とＶＣ３と
の和になるので、下記式（３４）となり、出力電圧Ｖｏ
として安定した電圧が出力端子３，４から出力される。Vr1 ≧ Vf2 (31) Vr2 ≧ Vf1 (32) Vr1 = Vr2 (33) In this way, the first mode and the second mode alternate depending on the polarity of the input.
Since the mode is repeated, if the capacitors C2 and C3 have sufficiently large capacitances, the output voltage Vo is the sum of VC2 and VC3.
A stable voltage is output from the output terminals 3 and 4.
【０１０４】Ｖｏ＝２×ＶＣ２…（３４） （第５の実施の形態）次に、本発明の第５の実施の形態
を図５に基づき説明する。図５は、本発明の第５の実施
の形態に係る高周波スイッチング式整流装置の構成を示
すブロック図であり、同図において、上述した第１の実
施の形態における図１と同一部分には同一符号が付して
ある。図２において図１と異なる点は、図１の構成の高
周波変圧器Ｔ１に代えて、第１及び第２の高周波変圧器
Ｔ３，Ｔ４を設けると共に、図１の構成に第２の双方向
性スイッチＳ３、入力極性検出回路７及び２つのアンド
回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２を付加したことである。Vo = 2 × VC2 (34) (Fifth Embodiment) Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency switching rectifier according to a fifth embodiment of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 1 in the above-described first embodiment are the same. The reference numeral is attached. 2 is different from FIG. 1 in that instead of the high frequency transformer T1 having the configuration of FIG. 1, first and second high frequency transformers T3 and T4 are provided, and the configuration of FIG. This is the addition of the switch S3, the input polarity detection circuit 7, and the two AND circuits AND1 and AND2.
【０１０５】一方の電源入力端子１は、第１の高周波変
圧器Ｔ３の駆動巻線Ｐ３の一端と、第２の高周波変圧器
Ｔ４の駆動巻線Ｐ４の一端と、入力極性検出回路７の一
方の入力端子７Ａにそれぞれ接続されている。One power supply input terminal 1 has one end of the drive winding P3 of the first high frequency transformer T3, one end of the drive winding P4 of the second high frequency transformer T4, and one of the input polarity detection circuits 7. Are connected to the input terminals 7A.
【０１０６】他方の電源入力端子２は、第１の双方向性
スイッチＳ１を介して第１の高周波変圧器Ｔ３の駆動巻
線Ｐ３の他端に接続されている。また、他方の電源入力
端子２は、第２の双方向性スイッチＳ３を介して第２の
高周波変圧器Ｔ４の駆動巻線Ｐ４の他端と、入力極性検
出回路７の他方の入力端子７Ｂにそれぞれ接続されてい
る。The other power input terminal 2 is connected to the other end of the drive winding P3 of the first high-frequency transformer T3 via the first bidirectional switch S1. The other power input terminal 2 is connected to the other end of the drive winding P4 of the second high-frequency transformer T4 and the other input terminal 7B of the input polarity detection circuit 7 via the second bidirectional switch S3. Each is connected.
【０１０７】第２の高周波変圧器Ｔ４の一方の出力巻線
Ｑ４の一端は、第２のダイオードＤ２のアノード端子に
接続され、他端は、他方の出力端子４に接続されてい
る。One end of one output winding Q4 of the second high frequency transformer T4 is connected to the anode terminal of the second diode D2, and the other end is connected to the other output terminal 4.
【０１０８】ＰＷＭ回路６の出力は、入力極性検出回路
７の出力と論理積を取るためのアンド回路ＡＮＤ１，Ａ
ＮＤ２を介して、双方向性スイッチＳ１，Ｓ３の駆動信
号入力端子に接続されている。ＰＷＭ回路６は、電圧検
出回路５の検出値に応じて双方向性スイッチＳ１，Ｓ３
に印加する駆動パルスのスイッチングデューティー比、
或は周波数等を制御する。アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ
２は、入力極性検出回路７が検出する入力極性に応じて
双方向性スイッチＳ１，Ｓ３を選択するために使用され
る。即ち、ＰＷＭ回路６の出力と入力極性検出回路７の
出力との論理積で双方向性スイッチＳ１，Ｓ２が駆動さ
れる。双方向性スイッチＳ１，Ｓ３としては、水銀リレ
ー等の高速スイッチング動作可能なスイッチである。The output of the PWM circuit 6 is ANDed with the output of the input polarity detection circuit 7 and AND circuits AND1, A.
It is connected to the drive signal input terminals of the bidirectional switches S1 and S3 via ND2. The PWM circuit 6 is configured to operate the bidirectional switches S1 and S3 according to the detection value of the voltage detection circuit 5.
The switching duty ratio of the drive pulse applied to
Alternatively, the frequency or the like is controlled. AND circuit AND1, AND
2 is used to select the bidirectional switches S1 and S3 according to the input polarity detected by the input polarity detection circuit 7. That is, the bidirectional switches S1 and S2 are driven by the logical product of the output of the PWM circuit 6 and the output of the input polarity detection circuit 7. The bidirectional switches S1 and S3 are switches capable of high-speed switching such as mercury relays.
【０１０９】次に、上記構成の高周波スイッチング式整
流装置の動作を説明する。説明にあたり、電源入力端子
１及び２に商用交流電源を印加した場合の動作につい
て、印加された交流が他方の電源入力端子２に対して一
方の電源入力端子１の電位が正の半サイクルを第１モー
ド、負の半サイクルを第２モードとする。Next, the operation of the high-frequency switching rectifier having the above structure will be described. In the description, regarding the operation when a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, a half cycle in which the potential of one of the power source input terminals 1 is positive relative to the other of the power source input terminals 2 is applied. The first mode and the negative half cycle are the second mode.
【０１１０】まず、第１モードについて説明する。First, the first mode will be described.
【０１１１】第１モードでは、入力極性検出回路７によ
り正極性が選択され、正出力７Ｐがハイ（Ｈｉｇｈ）と
なり、第１のアンド回路ＡＮＤ１により第１の双方向性
スイッチＳ１が選択される。そして、電源入力端子１，
２に商用交流電源が印加されると、その入力電圧が第１
の双方向性スイッチＳ１の断続により高周波に変換され
て第１の高周波変圧器Ｔ３に印加され、第１のダイオー
ドＤ１で整流され且つコンデンサＣ２で平滑された後、
直流電力として出力端子３，４から出力される。In the first mode, the positive polarity is selected by the input polarity detection circuit 7, the positive output 7P becomes high, and the first bidirectional switch S1 is selected by the first AND circuit AND1. And the power input terminal 1,
When a commercial AC power source is applied to the
After being converted to a high frequency by the bidirectional switch S1 being intermittently applied to the first high frequency transformer T3, rectified by the first diode D1 and smoothed by the capacitor C2,
DC power is output from the output terminals 3 and 4.
【０１１２】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により駆
動パルスを発生して、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に
出力する。アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２は、入力極性
検出回路７の出力により選択された第１の双方向性スイ
ッチＳ１の駆動パルスを制御することによって、負荷電
圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of the load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 generates a drive pulse according to the error voltage and outputs it to the AND circuits AND1 and AND2. The AND circuits AND1 and AND2 stabilize the load voltage by controlling the drive pulse of the first bidirectional switch S1 selected by the output of the input polarity detection circuit 7.
【０１１３】更に詳述すると、第１の双方向性スイッチ
Ｓ１のオン期間Ｔｏｎでエネルギーが第１の高周波変圧
器Ｔ３に蓄積され、また、双方向性スイッチＳ１のオフ
期間Ｔｏｆｆで第１の高周波変圧器Ｔ３に蓄積されたエ
ネルギーは、第１のダイオードＤ１を介して出力され
る。More specifically, energy is stored in the first high frequency transformer T3 during the on period Ton of the first bidirectional switch S1, and the first high frequency during the off period Toff of the bidirectional switch S1. The energy stored in the transformer T3 is output via the first diode D1.
【０１１４】このとき、第１の高周波変圧器Ｔ３の出力
巻線Ｑ３には、第１の双方向性スイッチＳ１のオン期間
Ｔｏｎに第１のダイオードＤ１に対して逆方向電圧が、
オフ期間Ｔｏｆｆには順方向電圧がそれぞれ出力される
ように巻線極性が設定されている。At this time, in the output winding Q3 of the first high-frequency transformer T3, a reverse voltage is applied to the first diode D1 during the ON period Ton of the first bidirectional switch S1.
The winding polarity is set so that the forward voltage is output during the off period Toff.
【０１１５】従って、第１の高周波変圧器Ｔ３の駆動巻
線Ｐ３の印加電圧Ｖｐ３と第１のダイオードＤ１の順方
向電圧Ｖ１との関係は下記（３５）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp3 of the drive winding P3 of the first high frequency transformer T3 and the forward voltage V1 of the first diode D1 is given by the following equation (35).
【０１１６】 Ｖ１＝Ｖｐ１×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ３／Ｎｐ３）…（３５） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐ３は駆動巻線Ｐ３の巻数 Ｎｑ３は出力巻線Ｑ３の巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、出力電圧ＶｏはダイオードＤ１の順方向電圧Ｖ１と
等しくなるので、下記（３６）式となる。V1 = Vp1 × (Ton / Toff) × (Nq3 / Np3) (35) where Ton is the on period of the bidirectional switch S1 Toff is the off period of the bidirectional switch S1 Np3 is the drive winding P3 The number of turns Nq3 is the number of turns of the output winding Q3. At this time, if the voltage drop of the diodes D1 and D2 is ignored, the output voltage Vo becomes equal to the forward voltage V1 of the diode D1.
【０１１７】Ｖｏ＝Ｖ１…（３６） 以上が第１モードである。Vo = V1 (36) The above is the first mode.
【０１１８】次に、第２モードについて説明する。Next, the second mode will be described.
【０１１９】第２モードでは、入力極性検出回路７によ
り負極性が選択され、負出力７Ｎがハイ（Ｈｉｇｈ）と
なり、第２のアンド回路ＡＮＤ２により第２の双方向性
スイッチＳ３が選択される。そして、電源入力端子１，
２に商用交流電源が印加されると、その入力電圧が第２
の双方向性スイッチＳ３の断続により高周波に変換され
て第２の高周波変圧器Ｔ４に印加され、第２のダイオー
ドＤ２で整流され且つコンデンサＣ２で平滑された後、
直流電力として出力端子３，４から出力される。In the second mode, the input polarity detection circuit 7 selects the negative polarity, the negative output 7N becomes high, and the second AND circuit AND2 selects the second bidirectional switch S3. And the power input terminal 1,
When a commercial AC power supply is applied to the
After being converted to a high frequency by the bidirectional switch S3 being intermittently applied to the second high frequency transformer T4, rectified by the second diode D2 and smoothed by the capacitor C2,
DC power is output from the output terminals 3 and 4.
【０１２０】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により駆
動パルスを発生して、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に
出力する。アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２は、入力極性
検出回路７の出力により選択された第２の双方向性スイ
ッチＳ３の駆動パルスを制御することによって、負荷電
圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of a load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 generates a drive pulse according to the error voltage and outputs it to the AND circuits AND1 and AND2. The AND circuits AND1 and AND2 stabilize the load voltage by controlling the drive pulse of the second bidirectional switch S3 selected by the output of the input polarity detection circuit 7.
【０１２１】更に詳述すると、第２の双方向性スイッチ
Ｓ３のオン期間Ｔｏｎでエネルギーが第２の高周波変圧
器Ｔ４に蓄積され、また、第２の双方向性スイッチＳ３
のオフ期間Ｔｏｆｆで第２の高周波変圧器Ｔ４に蓄積さ
れたエネルギーは、第２のダイオードＤ２を介して出力
される。More specifically, energy is stored in the second high frequency transformer T4 during the ON period Ton of the second bidirectional switch S3, and the second bidirectional switch S3.
The energy stored in the second high frequency transformer T4 during the off period Toff of is output through the second diode D2.
【０１２２】このとき、第２の高周波変圧器Ｔ４の出力
巻線Ｑ４は、第２の双方向性スイッチＳ３のオン期間Ｔ
ｏｎに第２のダイオードＤ２に対して逆方向電圧が、オ
フ期間Ｔｏｆｆには順方向電圧がそれぞれ出力されるよ
うに巻線極性が設定されている。At this time, the output winding Q4 of the second high frequency transformer T4 has the ON period T of the second bidirectional switch S3.
The winding polarity is set so that a reverse voltage is output to the second diode D2 to be on and a forward voltage is output to the off period Toff.
【０１２３】従って、第２の高周波変圧器Ｔ４の駆動巻
線Ｐ４の印加電圧Ｖｐ４と第２のダイオードＤ２の順方
向電圧Ｖ２との関係は下記（３７）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp4 of the drive winding P4 of the second high frequency transformer T4 and the forward voltage V2 of the second diode D2 is given by the following expression (37).
【０１２４】 Ｖ２＝Ｖｐ４×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ４／Ｎｐ４）…（３７） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ３のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ３のオフ期間 Ｎｐ４は駆動巻線Ｐ４の巻数 Ｎｑ４は出力巻線Ｑ４の巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、出力電圧ＶｏはダイオードＤ２の順方向電圧Ｖ２と
等しくなるので、下記（３８）式となる。V2 = Vp4 × (Ton / Toff) × (Nq4 / Np4) (37) where Ton is the on period of the bidirectional switch S3, Toff is the off period of the bidirectional switch S3, and Np4 is the drive winding P4. The number of turns Nq4 of the output winding Q4 is equal to the forward voltage V2 of the diode D2, ignoring the voltage drop across the diodes D1 and D2.
【０１２５】Ｖｏ＝Ｖ２…（３８） 以上が第２モードである。Vo = V2 (38) The above is the second mode.
【０１２６】このように入力の極性により、交互に第１
モードと第２モードが繰り返されるので、コンデンサＣ
２が十分大きな容量ならば、出力電圧Ｖｏとして安定し
た電圧が出力端子３，４から出力される。As described above, the first polarity alternates depending on the polarity of the input.
Since the mode and the second mode are repeated, the capacitor C
If 2 is a sufficiently large capacity, a stable voltage is output from the output terminals 3 and 4 as the output voltage Vo.
【０１２７】（第６の実施の形態）次に、本発明の第６
の実施の形態を図６に基づき説明する。図６は、本発明
の第６の実施の形態に係る高周波スイッチング式整流装
置の構成を示すブロック図であり、同図において、上述
した第５の実施の形態における図５と同一部分には同一
符号が付してある。図６において図５と異なる点は、図
５の構成に第２のコンデンサＣ３を付加したことであ
る。(Sixth Embodiment) Next, the sixth embodiment of the present invention will be described.
The embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency switching rectifier according to a sixth embodiment of the present invention, in which the same parts as those of FIG. 5 in the above-described fifth embodiment are the same. The reference numeral is attached. 6 is different from FIG. 5 in that a second capacitor C3 is added to the configuration of FIG.
【０１２８】第１の高周波変圧器Ｔ３の出力巻線Ｑ３の
一端は、第１のダイオードＤ１のアノード端子に接続さ
れ、他端はコンデンサＣ２とＣ３との接続点に接続され
ている。One end of the output winding Q3 of the first high-frequency transformer T3 is connected to the anode terminal of the first diode D1, and the other end is connected to the connection point between the capacitors C2 and C3.
【０１２９】また、第２の高周波変圧器Ｔ４の出力巻線
Ｑ４の一端は、第２のダイオードＤ２を介してコンデン
サＣ２とＣ３との接続点に接続されている。第２のコン
デンサＣ３の他方の端子は、他方の出力端子４に接続さ
れている。Further, one end of the output winding Q4 of the second high frequency transformer T4 is connected to the connection point between the capacitors C2 and C3 via the second diode D2. The other terminal of the second capacitor C3 is connected to the other output terminal 4.
【０１３０】次に、上記構成の高周波スイッチング式整
流装置の動作を説明する。説明にあたり、電源入力端子
１及び２に商用交流電源を印加した場合の動作につい
て、印加された交流が他方の電源入力端子２に対して一
方の電源入力端子１の電位が正の半サイクルを第１モー
ド、負の半サイクルを第２モードとする。Next, the operation of the high frequency switching type rectifier having the above structure will be described. In the description, regarding the operation when a commercial AC power source is applied to the power source input terminals 1 and 2, a half cycle in which the potential of one of the power source input terminals 1 is positive relative to the other of the power source input terminals 2 is applied. The first mode and the negative half cycle are the second mode.
【０１３１】まず、第１モードについて説明する。First, the first mode will be described.
【０１３２】第１モードでは、入力極性検出回路７によ
り正極性が選択され、正出力７Ｐがハイ（Ｈｉｇｈ）と
なり、第１のアンド回路ＡＮＤ１により第１の双方向性
スイッチＳ１が選択される。そして、電源入力端子１，
２に商用交流電源が印加されると、その入力電圧が第１
の双方向性スイッチＳ１の断続により高周波に変換され
て第１の高周波変圧器Ｔ３に印加され、第１のダイオー
ドＤ１で整流され且つ第１のコンデンサＣ２で平滑され
た後、直流電力として出力端子３，４から出力される。In the first mode, the input polarity detection circuit 7 selects the positive polarity, the positive output 7P becomes high, and the first AND circuit AND1 selects the first bidirectional switch S1. And the power input terminal 1,
When a commercial AC power source is applied to the
Is converted to a high frequency by the bidirectional switch S1 being intermittently applied to the first high frequency transformer T3, rectified by the first diode D1 and smoothed by the first capacitor C2, and then output as DC power at the output terminal. Output from 3 and 4.
【０１３３】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により駆
動パルスを発生して、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に
出力する。アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２は、入力極性
検出回路７の出力により選択された第１の双方向性スイ
ッチＳ１の駆動パルスを制御することによって、負荷電
圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of the load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 generates a drive pulse according to the error voltage and outputs it to the AND circuits AND1 and AND2. The AND circuits AND1 and AND2 stabilize the load voltage by controlling the drive pulse of the first bidirectional switch S1 selected by the output of the input polarity detection circuit 7.
【０１３４】更に詳述すると、第１の双方向性スイッチ
Ｓ１のオン期間Ｔｏｎでエネルギーが第１の高周波変圧
器Ｔ３に蓄積され、また、双方向性スイッチＳ１のオフ
期間Ｔｏｆｆで第１の高周波変圧器Ｔ３に蓄積されたエ
ネルギーは、第１のダイオードＤ１を介して出力され
る。More specifically, energy is stored in the first high-frequency transformer T3 during the on period Ton of the first bidirectional switch S1, and the first high frequency during the off period Toff of the bidirectional switch S1. The energy stored in the transformer T3 is output via the first diode D1.
【０１３５】このとき、第１の高周波変圧器Ｔ３の出力
巻線Ｑ３には、第１の双方向性スイッチＳ１のオン期間
Ｔｏｎには第１のダイオードＤ１に対して逆方向電圧
が、オフ期間Ｔｏｆｆには順方向電圧がそれぞれ出力さ
れるように巻線極性が設定されている。At this time, in the output winding Q3 of the first high frequency transformer T3, the reverse voltage is applied to the first diode D1 during the on period Ton of the first bidirectional switch S1 and during the off period. The winding polarity is set to Toff so that the forward voltage is output.
【０１３６】従って、第１の高周波変圧器Ｔ３の駆動巻
線Ｐ３の印加電圧Ｖｐ３と第１のダイオードＤ１の順方
向電圧Ｖ１との関係は、下記（３９）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp3 of the drive winding P3 of the first high frequency transformer T3 and the forward voltage V1 of the first diode D1 is given by the following expression (39).
【０１３７】 Ｖ１＝Ｖｐ１×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ３／Ｎｐ３）…（３９） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ１のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ１のオフ期間 Ｎｐ３は駆動巻線Ｐ３の巻数 Ｎｑ３は出力巻線Ｑ３の巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２は第１のダイオードＤ
１の順方向電圧Ｖ１と等しくなるので下記（４０）式と
なる。V1 = Vp1 × (Ton / Toff) × (Nq3 / Np3) (39) where Ton is the ON period of the bidirectional switch S1 Toff is the OFF period of the bidirectional switch S1 Np3 is the drive winding P3 The number of turns Nq3 is the number of turns of the output winding Q3. At this time, if the voltage drop of the diodes D1 and D2 is ignored, the voltage VC2 of the capacitor C2 is the first diode D.
Since it becomes equal to the forward voltage V1 of 1, the following formula (40) is obtained.
【０１３８】ＶＣ２＝Ｖ１…（４０） 以上が第１モードである。VC2 = V1 (40) The above is the first mode.
【０１３９】次に、第２モードについて説明する。Next, the second mode will be described.
【０１４０】第２モードでは、入力極性検出回路７によ
り負極性が選択され、負出力７Ｎがハイ（Ｈｉｇｈ）と
なり、第２のアンド回路ＡＮＤ２により第２の双方向性
スイッチＳ３が選択される。そして、電源入力端子１，
２に商用交流電源が印加されると、その入力電圧が双方
向性スイッチＳ３の断続により高周波に変換されて第２
の高周波変圧器Ｔ４に印加され、第２のダイオードＤ２
で整流され且つ第２のコンデンサＣ３で平滑された後、
直流電力として出力端子３，４から出力される。In the second mode, the input polarity detection circuit 7 selects the negative polarity, the negative output 7N becomes high, and the second AND circuit AND2 selects the second bidirectional switch S3. And the power input terminal 1,
When a commercial AC power supply is applied to 2, the input voltage is converted to a high frequency due to the on / off of the bidirectional switch S3,
Applied to the high frequency transformer T4 of the second diode D2
After being rectified by and smoothed by the second capacitor C3,
DC power is output from the output terminals 3 and 4.
【０１４１】電圧検出回路５は、出力端子３，４に接続
された不図示の負荷の電圧と基準電圧とを比較して、そ
の誤差電圧をフォトカプラＱ２を介してＰＷＭ回路６に
入力する。このＰＷＭ回路６は、前記誤差電圧により駆
動パルスを発生して、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に
出力する。アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２は、入力極性
検出回路７の出力により選択された第２の双方向性スイ
ッチＳ３の駆動パルスを制御することによって、負荷電
圧を安定化する。The voltage detection circuit 5 compares the voltage of a load (not shown) connected to the output terminals 3 and 4 with the reference voltage, and inputs the error voltage to the PWM circuit 6 via the photocoupler Q2. The PWM circuit 6 generates a drive pulse according to the error voltage and outputs it to the AND circuits AND1 and AND2. The AND circuits AND1 and AND2 stabilize the load voltage by controlling the drive pulse of the second bidirectional switch S3 selected by the output of the input polarity detection circuit 7.
【０１４２】更に詳述すると、第２の双方向性スイッチ
Ｓ３のオン期間Ｔｏｎでエネルギーが第２の高周波変圧
器Ｔ４に蓄積され、また、第２の双方向性スイッチＳ３
のオフ期間Ｔｏｆｆで第１の高周波変圧器Ｔ３に蓄積さ
れたエネルギーは、第２のダイオードＤ２を介して出力
される。More specifically, energy is stored in the second high frequency transformer T4 during the ON period Ton of the second bidirectional switch S3, and the second bidirectional switch S3 is also used.
The energy stored in the first high frequency transformer T3 during the off period Toff of is output through the second diode D2.
【０１４３】このとき、第２の高周波変圧器Ｔ４の出力
巻線Ｑ４は、第２の双方向性スイッチＳ３のオン期間Ｔ
ｏｎに第２のダイオードＤ２に対して逆方向電圧が、オ
フ期間Ｔｏｆｆには順方向電圧がそれぞれ出力されるよ
うに巻線極性が設定されている。At this time, the output winding Q4 of the second high frequency transformer T4 has the ON period T of the second bidirectional switch S3.
The winding polarity is set so that a reverse voltage is output to the second diode D2 to be on and a forward voltage is output to the off period Toff.
【０１４４】従って、第２の高周波変圧器Ｔ４の駆動巻
線Ｐ４の印加電圧Ｖｐ４と第２のダイオードＤ２の順方
向電圧Ｖ２との関係は下記（４１）式となる。Therefore, the relationship between the applied voltage Vp4 of the drive winding P4 of the second high frequency transformer T4 and the forward voltage V2 of the second diode D2 is given by the following equation (41).
【０１４５】 Ｖ２＝Ｖｐ４×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）×（Ｎｑ４／Ｎｐ４）…（４１） 但し、Ｔｏｎは双方向性スイッチＳ３のオン期間 Ｔｏｆｆは双方向性スイッチＳ３のオフ期間 Ｎｐ４は駆動巻線Ｐ４の巻数 Ｎｑ４は出力巻線Ｑ４の巻数 このとき、ダイオードＤ１，Ｄ２の電圧降下を無視すれ
ば、第２のコデンサＣ３の電圧ＶＣ３は第２のダイオー
ドＤ２の順方向電圧Ｖ２と等しくなるので、下記（４
２）式となる。V2 = Vp4 × (Ton / Toff) × (Nq4 / Np4) (41) where Ton is the on period of the bidirectional switch S3, Toff is the off period of the bidirectional switch S3, and Np4 is the drive winding P4. The number of turns Nq4 is the number of turns of the output winding Q4. At this time, if the voltage drop of the diodes D1 and D2 is ignored, the voltage VC3 of the second capacitor C3 becomes equal to the forward voltage V2 of the second diode D2. (4
It becomes the formula 2).
【０１４６】ＶＣ３＝Ｖ２…（４２） 以上が第２モードである。VC3 = V2 (42) The above is the second mode.
【０１４７】このとき、第１の高周波変圧器Ｔ３の出力
巻線Ｑ３と第２の高周波変圧器Ｔ４の出力巻線Ｑ４とが
互いに同一巻数であるならば、コンデンサＣ２，Ｃ３の
電圧ＶＣ２，ＶＣ３は下記（４３）式となる。At this time, if the output winding Q3 of the first high-frequency transformer T3 and the output winding Q4 of the second high-frequency transformer T4 have the same number of turns, the voltages VC2, VC3 of the capacitors C2, C3 are obtained. Becomes the following formula (43).
【０１４８】また、入力の極性により交互に第１モード
と第２モードとが繰り返されるので、コンデンサＣ２，
Ｃ３が十分大きな容量ならば、出力電圧Ｖｏは、第１の
コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２と第２のコンデンサＣ３の
電圧ＶＣ３との和となるので、下記（４４）式となり、
出力電圧Ｖｏとして安定した電圧が出力端子３，４から
出力される。Since the first mode and the second mode are alternately repeated depending on the polarity of the input, the capacitor C2
If C3 has a sufficiently large capacity, the output voltage Vo is the sum of the voltage VC2 of the first capacitor C2 and the voltage VC3 of the second capacitor C3, and therefore the following equation (44)
A stable voltage is output from the output terminals 3 and 4 as the output voltage Vo.
【０１４９】Ｖｏ＝ＶＣ３…（４４）Vo = VC3 (44)
【０１５０】[0150]
【発明の効果】以上詳述したように本発明の高周波スイ
ッチング式整流装置によれば、商用交流電源を整流・平
滑することなく、直接スイッチング手段によりスイッチ
ング制御して変圧手段に印加して、この変圧手段の出力
を整流・平滑するので、効率が高いという効果を奏す
る。As described above in detail, according to the high frequency switching rectifier of the present invention, the switching means is directly controlled by the switching means and applied to the transformer means without rectifying and smoothing the commercial AC power source. Since the output of the transformer is rectified and smoothed, there is an effect of high efficiency.
【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency switching rectifier according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency switching rectifier according to a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第３の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency switching rectifier according to a third embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第４の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置の構成を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a high frequency switching rectifier according to a fourth embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第５の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置の構成を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a high frequency switching rectifier according to a fifth embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第６の実施の形態に係る高周波スイッ
チング式整流装置の構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a high frequency switching rectifier according to a sixth embodiment of the present invention.
【図７】従来の高周波スイッチング式整流装置の構成を
示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional high-frequency switching rectifier.
１ 電源入力端子 ２ 電源入力端子 ３ 出力端子 ４ 出力端子 ５ 電圧検出回路 ６ ＰＷＭ回路（パルス幅変調制御手段） ７ 入力極性検出回路 ＡＮＤ１ アンド回路 ＡＮＤ２ アンド回路 Ｃ２ コンデンサ（定電圧制御手段） Ｃ３ コンデンサ（定電圧制御手段） Ｄ１ ダイオード（全波整流手段、半波整流手段） Ｄ２ ダイオード（全波整流手段、半波整流手段） Ｓ１ 双方向性スイッチ（スイッチング手段） Ｓ２ 双方向性スイッチ（スイッチング手段） Ｓ３ 双方向性スイッチ（スイッチング手段） Ｔ１ 高周波変圧器（変圧手段） Ｔ２ 高周波変圧器（変圧手段） Ｔ３ 高周波変圧器（変圧手段） Ｔ４ 高周波変圧器（変圧手段） Ｑ２フォトカプラ 1 power supply input terminal 2 power supply input terminal 3 output terminal 4 output terminal 5 voltage detection circuit 6 PWM circuit (pulse width modulation control means) 7 input polarity detection circuit AND1 AND circuit AND2 AND circuit C2 capacitor (constant voltage control means) C3 capacitor ( Constant voltage control means) D1 diode (full-wave rectification means, half-wave rectification means) D2 diode (full-wave rectification means, half-wave rectification means) S1 bidirectional switch (switching means) S2 bidirectional switch (switching means) S3 Bidirectional switch (switching means) T1 high frequency transformer (transforming means) T2 high frequency transformer (transforming means) T3 high frequency transformer (transforming means) T4 high frequency transformer (transforming means) Q2 photo coupler
Claims (12)
前記商用交流電源と前記変圧手段との間に直列に挿入さ
れたスイッチング手段と、前記スイッチング手段を前記
商用交流電源の周波数に対して十分高いキャリア周波数
でパルス幅変調制御するパルス幅変調制御手段と、前記
変圧手段の巻線出力を全波整流する全波整流手段と、前
記パルス幅変調制御の時比率をオン時間≧オフ時間とな
る範囲で出力電圧を定電圧制御する定電圧制御手段とを
具備したことを特徴とする高周波スイッチング式整流装
置。1. A transformer means connected to a commercial AC power source,
Switching means inserted in series between the commercial AC power supply and the transformer means; and pulse width modulation control means for performing pulse width modulation control on the switching means at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial AC power supply. A full-wave rectifying means for full-wave rectifying the winding output of the transforming means, and a constant-voltage control means for controlling the output voltage by a constant voltage within a range where the time ratio of the pulse width modulation control is ON time ≧ OFF time. A high-frequency switching rectifier characterized by being provided.
前記商用交流電源と前記変圧手段との間に直列に挿入さ
れたスイッチング手段と、前記スイッチング手段を前記
商用交流電源の周波数に対して十分高いキャリア周波数
でパルス幅変調制御するパルス幅変調制御手段と、前記
変圧手段の巻線出力を倍電圧整流する倍電圧整流手段
と、前記パルス幅変調制御の時比率をオン時間≧オフ時
間となる範囲で出力電圧を定電圧制御する定電圧制御手
段とを具備したことを特徴とする高周波スイッチング式
整流装置。2. A transformer means connected to a commercial AC power source,
Switching means inserted in series between the commercial AC power supply and the transformer means; and pulse width modulation control means for performing pulse width modulation control on the switching means at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial AC power supply. A voltage doubler rectifying means for rectifying the winding output of the transformer means and a constant voltage control means for controlling the output voltage by a constant voltage in the range of ON time ≧ OFF time. A high-frequency switching rectifier characterized by being provided.
の偶数出力巻線を有する変圧手段と、前記商用交流電源
と前記変圧手段との間に直列に挿入されたスイッチング
手段と、前記スイッチング手段を前記商用交流電源の周
波数に対して十分高いキャリア周波数でパルス幅変調制
御するパルス幅変調制御手段と、前記変圧手段の同一巻
数の２つの巻線出力を各々逆位相で半波整流する半波整
流手段と、前記パルス幅変調制御の時比率をオン時間≧
オフ時間となる範囲で出力電圧を定電圧制御する定電圧
制御手段とを具備したことを特徴とする高周波スイッチ
ング式整流装置。3. A transformer means connected to a commercial AC power source and having an even number of output windings of two or more circuits, a switching means inserted in series between the commercial AC power source and the transformer means, and the switching means. Pulse width modulation control means for performing pulse width modulation control at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial AC power supply, and a half wave for half wave rectifying two winding outputs of the same number of turns of the transformer means in opposite phases. The rectification means and the duty ratio of the pulse width modulation control are turned on time ≧
A high-frequency switching rectifier, comprising: a constant voltage control means for controlling the output voltage at a constant voltage within a range of off-time.
列に接続したことを特徴とする請求項３記載の高周波ス
イッチング式整流装置。4. The high-frequency switching rectifier according to claim 3, wherein the rectified output of the half-wave rectifying means is connected to a load in series.
入出力巻線を有する複数の変圧手段と、前記商用交流電
源と前記各変圧手段との間に各々直列に挿入されたスイ
ッチング手段と、前記スイッチング手段を前記商用交流
電源の周波数に対して十分高いキャリア周波数でパルス
幅変調制御するパルス幅変調制御手段と、前記各々の変
圧手段の巻線出力を半波整流する半波整流手段と、入力
の極性に応じて前記パルス幅変調制御の出力を前記各々
のスイッチング手段に交互に切り換えて印加して出力電
圧を定電圧制御する定電圧制御手段とを具備したことを
特徴とする高周波スイッチング式整流装置。5. A plurality of transformer means connected to a commercial AC power source and having input and output windings of the same number of turns, and switching means respectively inserted in series between the commercial AC power source and each transformer means. Pulse width modulation control means for controlling the pulse width modulation of the switching means at a carrier frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial AC power supply; and half wave rectifying means for half wave rectifying the winding output of each of the transformer means. A high-frequency switching system characterized by comprising constant voltage control means for controlling the output voltage by applying the output of the pulse width modulation control alternately switched to each of the switching means according to the polarity of the input and applying the output voltage. Rectifier.
列に接続したことを特徴とする請求項５記載の高周波ス
イッチング式整流装置。6. The high-frequency switching rectifier according to claim 5, wherein the rectified output of the half-wave rectifying means is connected in parallel to a load.
列に接続したことを特徴とする請求項５記載の高周波ス
イッチング式整流装置。7. The high-frequency switching rectifier according to claim 5, wherein the rectified output of the half-wave rectifying means is connected in series to a load.
ップを有し、前記全波整流手段は、センタータップ型で
あることを特徴とする請求項１記載の高周波スイッチン
グ式整流装置。8. The high frequency switching rectifier according to claim 1, wherein the output winding of the transformer has a center tap, and the full-wave rectifier is a center tap type.
ことを特徴とする請求項１記載の高周波スイッチング式
整流装置。9. The high frequency switching rectifier according to claim 1, wherein the full-wave rectifier is a bridge type.
Ｓ−ＦＥＴから構成され、そのソース端子とゲート端子
を共通としたことを特徴とする請求項１〜６、または７
記載の高周波スイッチング式整流装置。10. The switching means comprises a plurality of MOs.
7. An S-FET, which has a source terminal and a gate terminal in common, characterized in that it is S-FET.
The high-frequency switching rectifier described.
体スイッチング素子と複数の整流素子とで構成したこと
を特徴とする請求項１〜６、または７記載の高周波スイ
ッチング式整流装置。11. The high-frequency switching rectifier according to claim 1, wherein the switching means is composed of a plurality of semiconductor switching elements and a plurality of rectifying elements.
れた前記変圧手段の巻線出力を検出してフィードバック
制御されることを特徴とする請求項１〜６、または７記
載の高周波スイッチング式整流装置。12. The high frequency switching rectifier according to claim 1, wherein the pulse width modulation control means detects the rectified winding output of the transformer means and performs feedback control. apparatus.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24701795A JPH0974751A (en) | 1995-09-01 | 1995-09-01 | High-frequency switching type rectifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24701795A JPH0974751A (en) | 1995-09-01 | 1995-09-01 | High-frequency switching type rectifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974751A true JPH0974751A (en) | 1997-03-18 |
Family
ID=17157167
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24701795A Pending JPH0974751A (en) | 1995-09-01 | 1995-09-01 | High-frequency switching type rectifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0974751A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020088301A (en) * | 2001-05-21 | 2002-11-27 | 현대중공업 주식회사 | Transformer isolated ac/dc converter |
| WO2007080967A1 (en) * | 2006-01-12 | 2007-07-19 | Nissan Motor Co., Ltd. | Voltage detection device and voltage detection method |
-
1995
- 1995-09-01 JP JP24701795A patent/JPH0974751A/en active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR20020088301A (en) * | 2001-05-21 | 2002-11-27 | 현대중공업 주식회사 | Transformer isolated ac/dc converter |
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