JPH0952071A - 振動発生装置 - Google Patents
振動発生装置Info
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- JPH0952071A JPH0952071A JP22855695A JP22855695A JPH0952071A JP H0952071 A JPH0952071 A JP H0952071A JP 22855695 A JP22855695 A JP 22855695A JP 22855695 A JP22855695 A JP 22855695A JP H0952071 A JPH0952071 A JP H0952071A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 振動部の構成を簡単化でき、配線が少なくて
済み、電気機械エネルギー変換効率が高く、安定した振
動が得られる振動発生装置を提供すること。 【解決手段】 永久磁石14が発生する磁界と駆動コイ
ル18に周期的に流れる電流との作用によって、駆動コ
イル18に鎖交する磁束が駆動コイル8に対して相対移
動するように機械的に振動する振動部11と、駆動信号
Sdを受け、その駆動信号に対応して大きさが周期的に
変化する電流を駆動コイル18に流す駆動回路20と、
駆動回路20に駆動信号を与える振動制御部25とを備
え、振動制御部25が、駆動コイル18の両端間に誘起
される誘起電圧信号に基づいて駆動信号の周波数および
デューティ比を変化させて振動部11の振動を制御す
る。
済み、電気機械エネルギー変換効率が高く、安定した振
動が得られる振動発生装置を提供すること。 【解決手段】 永久磁石14が発生する磁界と駆動コイ
ル18に周期的に流れる電流との作用によって、駆動コ
イル18に鎖交する磁束が駆動コイル8に対して相対移
動するように機械的に振動する振動部11と、駆動信号
Sdを受け、その駆動信号に対応して大きさが周期的に
変化する電流を駆動コイル18に流す駆動回路20と、
駆動回路20に駆動信号を与える振動制御部25とを備
え、振動制御部25が、駆動コイル18の両端間に誘起
される誘起電圧信号に基づいて駆動信号の周波数および
デューティ比を変化させて振動部11の振動を制御す
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、主にページャ等の
携帯型呼出装置に用いられる振動発生装置に関する。
携帯型呼出装置に用いられる振動発生装置に関する。
【0002】
【従来の技術】携帯型呼出装置において、呼出があった
ことを振動で知らせるために振動発生装置が用いられて
いる。この種の振動発生装置のうち、永久磁石が発生す
る磁束と交差する位置に配置したコイルに周期的に電流
を流すことによって、例えば、コイルと永久磁石とが接
近、離反を繰り返すように往復させて、振動を発生させ
るものが知られている。
ことを振動で知らせるために振動発生装置が用いられて
いる。この種の振動発生装置のうち、永久磁石が発生す
る磁束と交差する位置に配置したコイルに周期的に電流
を流すことによって、例えば、コイルと永久磁石とが接
近、離反を繰り返すように往復させて、振動を発生させ
るものが知られている。
【0003】このような従来の振動発生装置では、図1
5に示すように、永久磁石1との間で振動に必要な力を
生じさせるための駆動コイル2に、振動検出用の検出コ
イル3を巻き込んで一つのコイルブロック4を形成する
とともに、この検出コイル3に発生する電圧を増幅器5
aによって正帰還して、駆動コイル2に対して断続的に
電流を流す自励発振式の駆動回路5で振動を継続させて
いた。
5に示すように、永久磁石1との間で振動に必要な力を
生じさせるための駆動コイル2に、振動検出用の検出コ
イル3を巻き込んで一つのコイルブロック4を形成する
とともに、この検出コイル3に発生する電圧を増幅器5
aによって正帰還して、駆動コイル2に対して断続的に
電流を流す自励発振式の駆動回路5で振動を継続させて
いた。
【0004】この駆動回路5は、電源スイッチ6がオン
になり電池7の電力が供給されると、駆動コイル2に電
流を流して永久磁石1をコイルブロック4から離し(ま
たは近づけ)、この移動によって検出コイル3に生じた
誘起電圧によって駆動コイル2の電流を絶ち、永久磁石
1がコイルブロック4に近づく(または離れる)ときに
検出コイル3に生じた誘起電圧によって駆動コイル2に
電流を流す、という動作を繰り返し行ない、振動を継続
的に発生させる。
になり電池7の電力が供給されると、駆動コイル2に電
流を流して永久磁石1をコイルブロック4から離し(ま
たは近づけ)、この移動によって検出コイル3に生じた
誘起電圧によって駆動コイル2の電流を絶ち、永久磁石
1がコイルブロック4に近づく(または離れる)ときに
検出コイル3に生じた誘起電圧によって駆動コイル2に
電流を流す、という動作を繰り返し行ない、振動を継続
的に発生させる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
ように駆動コイル2と検出コイル3とを用いて自励式の
駆動回路5で振動を発生する従来の振動発生装置では、
コイルブロック4の構成が複雑で、その検査やコイルブ
ロック4と駆動回路5との間の配線が煩雑化し、装置と
しての信頼性を低下させるという問題があった。
ように駆動コイル2と検出コイル3とを用いて自励式の
駆動回路5で振動を発生する従来の振動発生装置では、
コイルブロック4の構成が複雑で、その検査やコイルブ
ロック4と駆動回路5との間の配線が煩雑化し、装置と
しての信頼性を低下させるという問題があった。
【0006】また、少ない消費電力で大きな振動を得る
ためには、駆動コイル2の巻き数を増やして永久磁石1
との間に発生する力を増す必要があるが、小型化が要求
されている呼出装置等では、検出コイル3のスペースを
確保しながら駆動コイル2の巻き数を増すことは困難で
あり、電気機械エネルギー変換効率が低いという問題が
あった。
ためには、駆動コイル2の巻き数を増やして永久磁石1
との間に発生する力を増す必要があるが、小型化が要求
されている呼出装置等では、検出コイル3のスペースを
確保しながら駆動コイル2の巻き数を増すことは困難で
あり、電気機械エネルギー変換効率が低いという問題が
あった。
【0007】また、前記したような自励発振式の振動発
生装置では、振動部に対する僅かな外力や電源電圧の変
動等の外的要因によって振動が不安定になるという問題
があった。
生装置では、振動部に対する僅かな外力や電源電圧の変
動等の外的要因によって振動が不安定になるという問題
があった。
【0008】本発明は、この課題を解決し、振動部の構
成を簡単化でき、配線が少なくて済み、電気機械エネル
ギー変換効率が高く、安定した振動が得られる振動発生
装置を提供することを目的としている。
成を簡単化でき、配線が少なくて済み、電気機械エネル
ギー変換効率が高く、安定した振動が得られる振動発生
装置を提供することを目的としている。
【0009】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の請求項1記載の振動発生装置は、永久磁石
と駆動コイルとを有し、前記永久磁石が発生する磁界と
前記駆動コイルに周期的に流れる電流との作用によっ
て、該駆動コイルに鎖交する磁束が該駆動コイルに対し
て相対移動するように機械的に振動する振動部と、駆動
信号を受け、該駆動信号に対応して大きさが周期的に変
化する電流を前記駆動コイルに流す駆動回路と、前記駆
動回路に駆動信号を与えるとともに、該駆動信号を前記
駆動コイルの両端間に誘起される誘起電圧信号に基づい
て変化させて前記振動部の振動を制御する振動制御部と
を備えている。
に、本発明の請求項1記載の振動発生装置は、永久磁石
と駆動コイルとを有し、前記永久磁石が発生する磁界と
前記駆動コイルに周期的に流れる電流との作用によっ
て、該駆動コイルに鎖交する磁束が該駆動コイルに対し
て相対移動するように機械的に振動する振動部と、駆動
信号を受け、該駆動信号に対応して大きさが周期的に変
化する電流を前記駆動コイルに流す駆動回路と、前記駆
動回路に駆動信号を与えるとともに、該駆動信号を前記
駆動コイルの両端間に誘起される誘起電圧信号に基づい
て変化させて前記振動部の振動を制御する振動制御部と
を備えている。
【0010】また、本発明の請求項2記載の振動発生装
置は、請求項1記載の振動発生装置において、前記駆動
回路は、駆動信号のレベルに応じてオンオフして前記駆
動コイルに断続的に電流を流すスイッチング素子で構成
され、前記振動制御部は、前記スイッチング素子がオフ
状態にあるときの前記誘起電圧信号に基づいて前記駆動
信号を可変して前記振動部の振動を制御するように構成
されている。
置は、請求項1記載の振動発生装置において、前記駆動
回路は、駆動信号のレベルに応じてオンオフして前記駆
動コイルに断続的に電流を流すスイッチング素子で構成
され、前記振動制御部は、前記スイッチング素子がオフ
状態にあるときの前記誘起電圧信号に基づいて前記駆動
信号を可変して前記振動部の振動を制御するように構成
されている。
【0011】また、本発明の請求項3記載の振動発生装
置は、請求項2記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク値に基づいて前記
駆動信号を可変して前記振動部の振動を制御するように
構成されている。
置は、請求項2記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク値に基づいて前記
駆動信号を可変して前記振動部の振動を制御するように
構成されている。
【0012】また、本発明の請求項4記載の振動発生装
置は、請求項3記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク値が所定値に近づ
くように前記駆動信号の前記駆動コイルに対する通電時
間率を変化させて前記振動部の振幅を制御するように構
成されている。
置は、請求項3記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク値が所定値に近づ
くように前記駆動信号の前記駆動コイルに対する通電時
間率を変化させて前記振動部の振幅を制御するように構
成されている。
【0013】また、本発明の請求項5記載の振動発生装
置は、請求項2記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク発生タイミングに
基づいて前記駆動信号の周波数を変化させて前記振動部
の振動を制御するように構成されている。
置は、請求項2記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク発生タイミングに
基づいて前記駆動信号の周波数を変化させて前記振動部
の振動を制御するように構成されている。
【0014】また、本発明の請求項6記載の振動発生装
置は、請求項5記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク発生タイミングが
所定タイミングに近づくように前記駆動信号の周波数を
変化させて前記振動部の振動を制御するように構成され
ている。
置は、請求項5記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク発生タイミングが
所定タイミングに近づくように前記駆動信号の周波数を
変化させて前記振動部の振動を制御するように構成され
ている。
【0015】また、本発明の請求項7記載の振動発生装
置は、請求項2または請求項5記載の振動発生装置にお
いて、前記振動制御部は、前記誘起電圧信号と該誘起電
圧信号を所定時間遅延した信号との電圧比較を行ない、
該比較結果が反転するタイミングに基づいて前記誘起電
圧信号のピーク発生タイミングを検出するように構成さ
れている。
置は、請求項2または請求項5記載の振動発生装置にお
いて、前記振動制御部は、前記誘起電圧信号と該誘起電
圧信号を所定時間遅延した信号との電圧比較を行ない、
該比較結果が反転するタイミングに基づいて前記誘起電
圧信号のピーク発生タイミングを検出するように構成さ
れている。
【0016】このように本発明の振動発生装置は、駆動
コイルの両端に発生する誘起電圧信号に基づき駆動回路
に対する駆動信号を変化させて、振動部の振動を制御し
ているので、検出コイルが不要となり、その構造や検査
および配線作業を簡単化でき、製品としての信頼性が向
上し、また、検出コイルを用いない分だけ小型化が可能
になり、検出コイルを用いない分だけ駆動コイルの巻き
数を増すことができるの電気機械エネルギー変換効率を
向上させることができる。
コイルの両端に発生する誘起電圧信号に基づき駆動回路
に対する駆動信号を変化させて、振動部の振動を制御し
ているので、検出コイルが不要となり、その構造や検査
および配線作業を簡単化でき、製品としての信頼性が向
上し、また、検出コイルを用いない分だけ小型化が可能
になり、検出コイルを用いない分だけ駆動コイルの巻き
数を増すことができるの電気機械エネルギー変換効率を
向上させることができる。
【0017】また、駆動回路のオフ期間の誘起電圧信号
のピーク発生タイミングが駆動信号の周波数に依存して
変化し、誘起電圧信号のピーク値が駆動信号の駆動コイ
ルに対する通電時間率に依存して変化するという事象に
注目して、ピーク発生タイミングを所定タイミングに近
づけ、またピーク値を所定値に近づけるように駆動信号
の周波数と通電時間率とを制御することによって、より
効率的で且つ振動振幅の安定した振動を得ることができ
る。
のピーク発生タイミングが駆動信号の周波数に依存して
変化し、誘起電圧信号のピーク値が駆動信号の駆動コイ
ルに対する通電時間率に依存して変化するという事象に
注目して、ピーク発生タイミングを所定タイミングに近
づけ、またピーク値を所定値に近づけるように駆動信号
の周波数と通電時間率とを制御することによって、より
効率的で且つ振動振幅の安定した振動を得ることができ
る。
【0018】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施の形態を説明する。図1は、本発明を適用した振動発
生装置の全体構成を示すブロック図、図2は、振動部1
1の概略図である。
施の形態を説明する。図1は、本発明を適用した振動発
生装置の全体構成を示すブロック図、図2は、振動部1
1の概略図である。
【0019】この振動発生装置の振動部11は、図2に
示すように、基部12と、基部12の上方に配置され上
面側が閉口された円筒状の外ヨーク13と、ヨーク13
の内部に同心状に固定された円柱状の永久磁石14と、
永久磁石14の下端面に固定された円板状の内ヨーク1
5と、基部12の上面12aに対して接近、離反できる
ように外ヨーク13を支持する板バネ等の弾性材16
と、円筒状に巻かれその上部を外ヨーク13と内ヨーク
15の隙間(磁気ギャップ)17に進入した状態で基部
12の上面に固定された駆動コイル18とで構成されて
いる。
示すように、基部12と、基部12の上方に配置され上
面側が閉口された円筒状の外ヨーク13と、ヨーク13
の内部に同心状に固定された円柱状の永久磁石14と、
永久磁石14の下端面に固定された円板状の内ヨーク1
5と、基部12の上面12aに対して接近、離反できる
ように外ヨーク13を支持する板バネ等の弾性材16
と、円筒状に巻かれその上部を外ヨーク13と内ヨーク
15の隙間(磁気ギャップ)17に進入した状態で基部
12の上面に固定された駆動コイル18とで構成されて
いる。
【0020】この振動部11は、内ヨーク15からヨー
ク13へ至る磁束中の駆動コイル18に断続的に電流を
流すことによって、永久磁石14およびヨーク13、1
5を基板12の上面に接近、離反するように振動する。
ク13へ至る磁束中の駆動コイル18に断続的に電流を
流すことによって、永久磁石14およびヨーク13、1
5を基板12の上面に接近、離反するように振動する。
【0021】振動部11の駆動コイル18の一端18a
は図1に示すように駆動回路20に接続され、他端18
bは接地されている。駆動回路20は、後述する振動制
御部25から出力されるパルス状の駆動信号Sdのレベ
ルに応じてオンオフするスイッチング素子21で構成さ
れ、例えば駆動信号Sdのレベルがハイレベルになると
閉成して、駆動コイル18の一端18aを負の電源−V
に接続して駆動コイル18に電流を流し、駆動信号がロ
ーレベルになると開成して、駆動コイル18の一端18
aを開放する。
は図1に示すように駆動回路20に接続され、他端18
bは接地されている。駆動回路20は、後述する振動制
御部25から出力されるパルス状の駆動信号Sdのレベ
ルに応じてオンオフするスイッチング素子21で構成さ
れ、例えば駆動信号Sdのレベルがハイレベルになると
閉成して、駆動コイル18の一端18aを負の電源−V
に接続して駆動コイル18に電流を流し、駆動信号がロ
ーレベルになると開成して、駆動コイル18の一端18
aを開放する。
【0022】なお、このスイッチング素子21として、
トランジスタ、FETあるいは発光素子とフォトトラン
ジスタを組合わせたフォトカプラ等を使用することがで
きる。また、この振動発生装置に対する電源の供給は、
振動が必要なときにオンするスイッチ(図示せず)を介
してなされる。
トランジスタ、FETあるいは発光素子とフォトトラン
ジスタを組合わせたフォトカプラ等を使用することがで
きる。また、この振動発生装置に対する電源の供給は、
振動が必要なときにオンするスイッチ(図示せず)を介
してなされる。
【0023】スイッチング素子21をオンオフして、振
動部11の駆動コイル18に断続的に電流を流したと
き、駆動コイル18の両端の電圧は、図3に示すよう
に、スイッチング素子21のオン期間では−Vとなり、
スイッチング素子21のオフ期間Tでは、駆動コイル1
8が永久磁石14の磁束を横切るように相対移動するこ
とによって誘起電圧信号Vaが電圧が発生する。
動部11の駆動コイル18に断続的に電流を流したと
き、駆動コイル18の両端の電圧は、図3に示すよう
に、スイッチング素子21のオン期間では−Vとなり、
スイッチング素子21のオフ期間Tでは、駆動コイル1
8が永久磁石14の磁束を横切るように相対移動するこ
とによって誘起電圧信号Vaが電圧が発生する。
【0024】ここで、駆動信号の周波数およびデューテ
ィ比(駆動コイル18に対する通電時間率)と、駆動コ
イル18の両端に生じる誘起電圧信号Vaの波形との関
係について説明する。
ィ比(駆動コイル18に対する通電時間率)と、駆動コ
イル18の両端に生じる誘起電圧信号Vaの波形との関
係について説明する。
【0025】この誘起電圧信号Vaが最大となるのは、
機械的振動の速度が最も速いときであり、駆動信号の周
期が振動系の固有振動周期より短ければ、誘起電圧信号
Vaのピーク発生タイミングが遅れると考えられる。ま
た、誘起電圧信号Vaのピーク値は振動系の振動速度に
応じて大きくなり、この振動が正弦振動であるならば、
ピーク値の大きさは振幅に対応していると考えられ、さ
らにこの種の振動系の振幅は、供給される電気エネルギ
ーの大きさに応じて変化する。
機械的振動の速度が最も速いときであり、駆動信号の周
期が振動系の固有振動周期より短ければ、誘起電圧信号
Vaのピーク発生タイミングが遅れると考えられる。ま
た、誘起電圧信号Vaのピーク値は振動系の振動速度に
応じて大きくなり、この振動が正弦振動であるならば、
ピーク値の大きさは振幅に対応していると考えられ、さ
らにこの種の振動系の振幅は、供給される電気エネルギ
ーの大きさに応じて変化する。
【0026】つまり、この誘起電圧信号Vaのピーク発
生タイミングは駆動信号の周波数と振動部11の固有振
動数の差に依存して変化し、また、そのピーク値は、電
源電圧が一定ならば駆動コイル18の通電時間率、即
ち、駆動信号のデューティ比に依存して変化することに
なる。
生タイミングは駆動信号の周波数と振動部11の固有振
動数の差に依存して変化し、また、そのピーク値は、電
源電圧が一定ならば駆動コイル18の通電時間率、即
ち、駆動信号のデューティ比に依存して変化することに
なる。
【0027】例えば、前記した振動部11に対してその
固有振動数Foより低い周波数Fdの駆動信号を与えた
とき、図4の(a)に示すように誘起電圧信号Vaのピ
ークPがオフ期間Tの前半側で発生し、固有振動数Fo
より高い周波数Fdの駆動信号Sdを与えたとき、図4
の(c)のようにピークPがオフ期間Tの後半側で発生
し、固有振動数Foとほぼ等しい周波数Fdの駆動信号
を与えたとき、図4の(b)のように波形のピークPが
オフ期間Tのほぼ中間で発生することが実験によっても
認められた。
固有振動数Foより低い周波数Fdの駆動信号を与えた
とき、図4の(a)に示すように誘起電圧信号Vaのピ
ークPがオフ期間Tの前半側で発生し、固有振動数Fo
より高い周波数Fdの駆動信号Sdを与えたとき、図4
の(c)のようにピークPがオフ期間Tの後半側で発生
し、固有振動数Foとほぼ等しい周波数Fdの駆動信号
を与えたとき、図4の(b)のように波形のピークPが
オフ期間Tのほぼ中間で発生することが実験によっても
認められた。
【0028】したがって、この誘起電圧信号Vaのピー
ク発生タイミングがスイッチング素子21のオフ期間T
の中間となるように駆動信号Sdの周波数Fdを制御す
れば、駆動信号の周波数と振動部11の固有振動数がほ
ぼ等しくなり最も効率の良い振動が得られることにな
る。
ク発生タイミングがスイッチング素子21のオフ期間T
の中間となるように駆動信号Sdの周波数Fdを制御す
れば、駆動信号の周波数と振動部11の固有振動数がほ
ぼ等しくなり最も効率の良い振動が得られることにな
る。
【0029】また、駆動信号のデューティ比が大きくな
る(駆動回路20のオン期間が長くなる)と誘起電圧信
号Vaのピーク値が大きくなり、逆に、デューティ比が
小さくなると誘起電圧信号Vaのピーク値が小さくなる
ことも確認されている。したがって、このピーク値が一
定になるように、駆動信号のデューティ比を制御すれ
ば、振動部11の振動振幅を安定にすることができる。
る(駆動回路20のオン期間が長くなる)と誘起電圧信
号Vaのピーク値が大きくなり、逆に、デューティ比が
小さくなると誘起電圧信号Vaのピーク値が小さくなる
ことも確認されている。したがって、このピーク値が一
定になるように、駆動信号のデューティ比を制御すれ
ば、振動部11の振動振幅を安定にすることができる。
【0030】図1に示した振動制御部25は、上記した
原理に基づいて振動部11を効率的に且つ安定に振動さ
せるために設けられたものであり、駆動コイル18の両
端に発生する誘起電圧信号Vaに基づいて駆動回路20
に対する駆動信号Sdの周波数およびデューティ比を変
化させて、振動部11の振動を制御する。
原理に基づいて振動部11を効率的に且つ安定に振動さ
せるために設けられたものであり、駆動コイル18の両
端に発生する誘起電圧信号Vaに基づいて駆動回路20
に対する駆動信号Sdの周波数およびデューティ比を変
化させて、振動部11の振動を制御する。
【0031】以下、図1のブロック図および図5〜図7
に基づいてこの振動制御部25の構成を説明する。な
お、図5〜図7は、図1に示した各ブロックの内部構成
の一例を示したものであり、図5は振動制御部25のア
ナログ部の回路例、図6は振動制御部25の周波数制御
部30のディジタル部の回路例、図7は振動制御部25
のデューティ比制御部40のディジタル部の回路例を示
している。
に基づいてこの振動制御部25の構成を説明する。な
お、図5〜図7は、図1に示した各ブロックの内部構成
の一例を示したものであり、図5は振動制御部25のア
ナログ部の回路例、図6は振動制御部25の周波数制御
部30のディジタル部の回路例、図7は振動制御部25
のデューティ比制御部40のディジタル部の回路例を示
している。
【0032】振動制御部25は、図1に示しているよう
に、誘起電圧検出回路26、周波数制御部30およびデ
ューティ比制御部40によって構成されている。
に、誘起電圧検出回路26、周波数制御部30およびデ
ューティ比制御部40によって構成されている。
【0033】誘起電圧検出回路26は、例えば図5に示
すように、演算増幅器A1によって負の入力に対しては
出力をほぼ零にクランプし、正の入力のみを同相で増幅
出力するように構成され、図3に示した駆動コイル18
の両端に発生する電圧信号のうち、負の電源−V成分を
除いて誘起電圧信号Va成分のみを周波数制御部30お
よびデューティ比制御部40へ出力する。
すように、演算増幅器A1によって負の入力に対しては
出力をほぼ零にクランプし、正の入力のみを同相で増幅
出力するように構成され、図3に示した駆動コイル18
の両端に発生する電圧信号のうち、負の電源−V成分を
除いて誘起電圧信号Va成分のみを周波数制御部30お
よびデューティ比制御部40へ出力する。
【0034】周波数制御部30は、誘起電圧信号Vaの
ピーク発生タイミングを検出するためのピークタイミン
グ検出回路31と、所定周波数Fcのクロック信号を発
生するクロック信号発生回路34、クロック信号を分周
するための第1、第2の分周器35、36と、このピー
ク発生タイミングが駆動コイル18の通電遮断期間のほ
ぼ中間となるように分周比を可変制御する分周比制御回
路37とによって構成されている。
ピーク発生タイミングを検出するためのピークタイミン
グ検出回路31と、所定周波数Fcのクロック信号を発
生するクロック信号発生回路34、クロック信号を分周
するための第1、第2の分周器35、36と、このピー
ク発生タイミングが駆動コイル18の通電遮断期間のほ
ぼ中間となるように分周比を可変制御する分周比制御回
路37とによって構成されている。
【0035】ピークタイミング検出回路31は、図8の
(a)に示すように、誘起電圧信号Vaと、この誘起電
圧信号Vaを遅延回路32によって所定時間Δtだけ遅
延した遅延信号Va′との電圧の大小を第1の比較器3
3で行ない、例えば、図8の(b)のように誘起電圧信
号Vaが遅延信号Va′より大きい間はローレベル、誘
起電圧信号Vaが遅延信号Va′より小さい間はハイレ
ベルとなる信号をピークタイミング信号として出力す
る。
(a)に示すように、誘起電圧信号Vaと、この誘起電
圧信号Vaを遅延回路32によって所定時間Δtだけ遅
延した遅延信号Va′との電圧の大小を第1の比較器3
3で行ない、例えば、図8の(b)のように誘起電圧信
号Vaが遅延信号Va′より大きい間はローレベル、誘
起電圧信号Vaが遅延信号Va′より小さい間はハイレ
ベルとなる信号をピークタイミング信号として出力す
る。
【0036】なお、この遅延回路32の遅延時間Δt
は、後述する分周信号φ1、φ2の周期に比べて非常に
短く設定されており、ピークタイミング信号が立ち上が
るタイミングは、誘起電圧信号Vaのピーク発生タイミ
ングとほぼ等しい。このように遅延回路32と第1の比
較器33でピーク発生タイミングを検出するピークタイ
ミング検出回路31は、図5に示すようにCR積分回路
とアナログコンパレータCP1で構成することができ、
例えば、誘起電圧信号を高速にサンプリングしてそのサ
ンプリングしたレベルの増減方向が変化するタイミング
を検出する方法等に比べ、極めて簡単な構成で、しかも
必要十分な検出精度を有している。
は、後述する分周信号φ1、φ2の周期に比べて非常に
短く設定されており、ピークタイミング信号が立ち上が
るタイミングは、誘起電圧信号Vaのピーク発生タイミ
ングとほぼ等しい。このように遅延回路32と第1の比
較器33でピーク発生タイミングを検出するピークタイ
ミング検出回路31は、図5に示すようにCR積分回路
とアナログコンパレータCP1で構成することができ、
例えば、誘起電圧信号を高速にサンプリングしてそのサ
ンプリングしたレベルの増減方向が変化するタイミング
を検出する方法等に比べ、極めて簡単な構成で、しかも
必要十分な検出精度を有している。
【0037】一方、第1の分周器35は、クロック信号
発生回路34で発生したクロック信号を後述する分周比
制御回路37によって可変される分周比Nで分周して、
周波数Fc/Nの分周信号φ0を第2の分周器36へ出
力する。第2の分周器36は、第1の分周器35の出力
を固定分周比Mで分周して、図9の(a)、(b)に示
すように、周波数がFc/(N・M)、デューティ比が
50パーセントで互いに90度位相の異なる2相の分周
信号φ1、φ2と、分周信号φ0を分周比Mより少ない
分周比で分周した分周信号φ3とを出力する。
発生回路34で発生したクロック信号を後述する分周比
制御回路37によって可変される分周比Nで分周して、
周波数Fc/Nの分周信号φ0を第2の分周器36へ出
力する。第2の分周器36は、第1の分周器35の出力
を固定分周比Mで分周して、図9の(a)、(b)に示
すように、周波数がFc/(N・M)、デューティ比が
50パーセントで互いに90度位相の異なる2相の分周
信号φ1、φ2と、分周信号φ0を分周比Mより少ない
分周比で分周した分周信号φ3とを出力する。
【0038】2相の分周信号φ1、φ2のうち、90度
位相の遅れた分周信号φ2は、その立ち下がりタイミン
グが駆動コイル18の通電遮断期間Tの中間を示す信号
として、分周比制御回路37に出力されている。
位相の遅れた分周信号φ2は、その立ち下がりタイミン
グが駆動コイル18の通電遮断期間Tの中間を示す信号
として、分周比制御回路37に出力されている。
【0039】図6では、このクロック信号発生回路34
および第1の分周器35を、発振機能付きのバイナリカ
ウンタC1と4ビットのディジタルコンパレータCP2
とで構成し、また、第2の分周器36をバイナリカウン
タC2および排他的論理和回路EXOR1で構成してい
る。
および第1の分周器35を、発振機能付きのバイナリカ
ウンタC1と4ビットのディジタルコンパレータCP2
とで構成し、また、第2の分周器36をバイナリカウン
タC2および排他的論理和回路EXOR1で構成してい
る。
【0040】バイナリカウンタC1は、CRによって発
振させた所定周波数Fcのクロック信号を、内部の複数
段の2進カウンタでカウントして、その4〜8段目まで
のカウント出力をディジタルコンパレータCP2に並列
出力する。なお、このバイナリカウンタC1の内部の2
進カウンタは前段のカウント出力の立ち下がりでカウン
トが進む形式のものである。ディジタルコンパレータC
P2は、バイナリカウンタC1の8段目のカウント出力
がハイレベルになってから、4〜7段目までのカウント
出力と、後述する分周比制御回路37からの分周比デー
タDnとを比較し、バイナリカウンタC1の4〜7段目
のカウント出力が分周比データDnを越えたことを示す
比較信号を分周信号φ0としてバイナリカウンタC2へ
出力し、また、この信号φ0によってバイナリカウンタ
C1をリセットする。
振させた所定周波数Fcのクロック信号を、内部の複数
段の2進カウンタでカウントして、その4〜8段目まで
のカウント出力をディジタルコンパレータCP2に並列
出力する。なお、このバイナリカウンタC1の内部の2
進カウンタは前段のカウント出力の立ち下がりでカウン
トが進む形式のものである。ディジタルコンパレータC
P2は、バイナリカウンタC1の8段目のカウント出力
がハイレベルになってから、4〜7段目までのカウント
出力と、後述する分周比制御回路37からの分周比デー
タDnとを比較し、バイナリカウンタC1の4〜7段目
のカウント出力が分周比データDnを越えたことを示す
比較信号を分周信号φ0としてバイナリカウンタC2へ
出力し、また、この信号φ0によってバイナリカウンタ
C1をリセットする。
【0041】バイナリカウンタC1の8段目の出力はそ
のリセット時からクロック信号が128個発生したとき
にハイレベルに立ち上がり、このとき4〜7段目の出力
は
のリセット時からクロック信号が128個発生したとき
にハイレベルに立ち上がり、このとき4〜7段目の出力
は
〔0000〕に戻る。
【0042】したがって、分周比データDnが例えば
〔0000〕の場合、136(=128+8)個のクロ
ック信号が発生する毎に比較信号(分周信号φ0)が1
つ出力されることになり、分周比データDnが例えば
〔1111〕の場合、256(=128+8×16)個
のクロック信号が発生する毎に比較信号(分周信号φ
0)が1つ出力されることになる。つまり、この分周比
Nは、分周比データDnに対して〔128+8(Dn+
1)〕となり、136、144、……、248、256
の範囲で設定できる。
ック信号が発生する毎に比較信号(分周信号φ0)が1
つ出力されることになり、分周比データDnが例えば
〔1111〕の場合、256(=128+8×16)個
のクロック信号が発生する毎に比較信号(分周信号φ
0)が1つ出力されることになる。つまり、この分周比
Nは、分周比データDnに対して〔128+8(Dn+
1)〕となり、136、144、……、248、256
の範囲で設定できる。
【0043】また、バイナリカウンタC2は、分周信号
φ0(ディジタルコンパレータCP2の出力)を内部の
複数段の2進カウンタでカウントして、その1〜5段目
までのカウント値を出力する。なお、このバイナリカウ
ンタC2も前段信号の立ち下がりで計数が進むものであ
り、その1〜4段目までの4ビットのカウンタ出力は分
周信号φ3としてデューテイ比制御部40へ出力され、
また、5段目のカウント出力、即ち、分周信号φ0を1
/32に分周した信号は分周信号φ2として分周比制御
回路37へ出力される。また、その4段目と5段目のカ
ウント出力は排他的論理和回路EXOR1に出力され、
その排他的論理和出力は、分周信号φ2より90度位相
が進んだ分周信号φ1としてデューティ比制御部40へ
出力される。
φ0(ディジタルコンパレータCP2の出力)を内部の
複数段の2進カウンタでカウントして、その1〜5段目
までのカウント値を出力する。なお、このバイナリカウ
ンタC2も前段信号の立ち下がりで計数が進むものであ
り、その1〜4段目までの4ビットのカウンタ出力は分
周信号φ3としてデューテイ比制御部40へ出力され、
また、5段目のカウント出力、即ち、分周信号φ0を1
/32に分周した信号は分周信号φ2として分周比制御
回路37へ出力される。また、その4段目と5段目のカ
ウント出力は排他的論理和回路EXOR1に出力され、
その排他的論理和出力は、分周信号φ2より90度位相
が進んだ分周信号φ1としてデューティ比制御部40へ
出力される。
【0044】したがって、第1、第2の分周器35、3
6による総合の分周比(N×M)は、(136×32)
〜(256×32)の範囲で、(8×32)ステップで
変化させることができる。また、クロック信号の周波数
Fcは分周信号φ1、φ2の周波数がほぼ200Hz〜
100Hzの間で変化するように設定されている。
6による総合の分周比(N×M)は、(136×32)
〜(256×32)の範囲で、(8×32)ステップで
変化させることができる。また、クロック信号の周波数
Fcは分周信号φ1、φ2の周波数がほぼ200Hz〜
100Hzの間で変化するように設定されている。
【0045】なお、図6では、第1の分周器35をバイ
ナリカウンタC1とディジタルコンパレータCP2とで
構成した例を示したが、カウンタとコンパレータが一体
化されたプログラマブル分周器を第1の分周器35とし
て用いてもよい。
ナリカウンタC1とディジタルコンパレータCP2とで
構成した例を示したが、カウンタとコンパレータが一体
化されたプログラマブル分周器を第1の分周器35とし
て用いてもよい。
【0046】分周比制御回路37は、分周信号φ2の立
ち下がりタイミング(駆動回路20のオフ期間の中間)
と第1の比較器33の出力が反転するタイミングとを比
較して、第1の分周器32の分周比Nの値を可変する。
ち下がりタイミング(駆動回路20のオフ期間の中間)
と第1の比較器33の出力が反転するタイミングとを比
較して、第1の分周器32の分周比Nの値を可変する。
【0047】即ち、分周信号φ2の立ち下がり時に第1
の比較器33の出力レベルがLレベルであれば、第1の
分周器35の分周比データDnを2進数で1だけ増加し
て分周出力の周波数を低下させ、逆に、分周信号φ2の
立ち下がり時に第1の比較器33の出力レベルがHレベ
ルであれば、第1の分周器35の分周比データDnを2
進数で1だけ減少して分周出力の周波数を上昇させる。
この分周比制御回路37は、電源投入時に第1の分周器
35に対して分周比データDoを初期設定する。
の比較器33の出力レベルがLレベルであれば、第1の
分周器35の分周比データDnを2進数で1だけ増加し
て分周出力の周波数を低下させ、逆に、分周信号φ2の
立ち下がり時に第1の比較器33の出力レベルがHレベ
ルであれば、第1の分周器35の分周比データDnを2
進数で1だけ減少して分周出力の周波数を上昇させる。
この分周比制御回路37は、電源投入時に第1の分周器
35に対して分周比データDoを初期設定する。
【0048】この分周比制御回路37は、図6に示して
いるように、第1の比較器33の出力を直列に接続され
たインバータINV1、2を介して、オア回路OR1、
2とインバータINV3とからなる判定部へ入力させ
る。一方のオア回路OR1の一方の入力端子には、第1
の比較器33の出力(インバータINV2の出力)がI
NV3によって反転されて入力され、他方のオア回路O
R2の一方の入力端子には、第1の比較器33の出力
(インバータINV2の出力)がそのまま入力されてい
る。
いるように、第1の比較器33の出力を直列に接続され
たインバータINV1、2を介して、オア回路OR1、
2とインバータINV3とからなる判定部へ入力させ
る。一方のオア回路OR1の一方の入力端子には、第1
の比較器33の出力(インバータINV2の出力)がI
NV3によって反転されて入力され、他方のオア回路O
R2の一方の入力端子には、第1の比較器33の出力
(インバータINV2の出力)がそのまま入力されてい
る。
【0049】また、2つのオア回路OR1、2の他方の
入力端子には判定パルスHが入力される。この判定パル
スHは、分周信号φ2(バイナリカウンタC2の5段目
のカウント出力)をインバータINV4で反転した信号
と、このインバータINV4の出力を3つのインバータ
IV5〜IV7で遅延した信号とをナンド回路NAND
1に入力して得たものであり、分周信号φ2の立ち下が
りに同期した幅の狭いローレベルパルスである。
入力端子には判定パルスHが入力される。この判定パル
スHは、分周信号φ2(バイナリカウンタC2の5段目
のカウント出力)をインバータINV4で反転した信号
と、このインバータINV4の出力を3つのインバータ
IV5〜IV7で遅延した信号とをナンド回路NAND
1に入力して得たものであり、分周信号φ2の立ち下が
りに同期した幅の狭いローレベルパルスである。
【0050】したがって、一方のオア回路OR1は、第
1の比較器33の出力がハイレベルの間に判定パルスH
が入力されたとき、即ち、誘起電圧信号Vaのピーク発
生タイミングより通電遮断期間Tの中間タイミングの方
が遅いとき判定パルスHに同期したパルスを出力し、他
方のオア回路OR2は、第1の比較器33の出力がロー
レベルの間に判定パルスHが入力されたときのみ、即
ち、誘起電圧信号Vaのピーク発生タイミングより通電
遮断期間の中間タイミングの方が早いとき判定パルスH
に同期したパルスを出力する。
1の比較器33の出力がハイレベルの間に判定パルスH
が入力されたとき、即ち、誘起電圧信号Vaのピーク発
生タイミングより通電遮断期間Tの中間タイミングの方
が遅いとき判定パルスHに同期したパルスを出力し、他
方のオア回路OR2は、第1の比較器33の出力がロー
レベルの間に判定パルスHが入力されたときのみ、即
ち、誘起電圧信号Vaのピーク発生タイミングより通電
遮断期間の中間タイミングの方が早いとき判定パルスH
に同期したパルスを出力する。
【0051】2つのオア回路OR1、2の出力は、出力
値のプリセットおよびアップカウント、ダウンカウント
が可能な4ビットのバイナリカウンタC3に入力されて
いる。バイナリカウンタC3は、一方のオア回路OR1
からローレベルパルスを受ける毎に出力値を1ずつ減少
させ、また、他方のオア回路OR2からローレベルパル
スを受ける毎に出力値を1ずつ増加させる。このバイナ
リカウンタC3の4ビット出力は、分周比データDnと
してディジタルコンパレータCP2に出力され、前記し
た第1の分周器35の分周比Nを変化させる。なお、バ
イナリカウンタC3には、電源オン時に分周比データD
noがプリセットされる。
値のプリセットおよびアップカウント、ダウンカウント
が可能な4ビットのバイナリカウンタC3に入力されて
いる。バイナリカウンタC3は、一方のオア回路OR1
からローレベルパルスを受ける毎に出力値を1ずつ減少
させ、また、他方のオア回路OR2からローレベルパル
スを受ける毎に出力値を1ずつ増加させる。このバイナ
リカウンタC3の4ビット出力は、分周比データDnと
してディジタルコンパレータCP2に出力され、前記し
た第1の分周器35の分周比Nを変化させる。なお、バ
イナリカウンタC3には、電源オン時に分周比データD
noがプリセットされる。
【0052】一方、図1に示すように第2の分周器36
から出力される分周信号φ1、φ3はデューティ比制御
部40に入力される。デューティ比制御部40は、誘起
電圧信号Vaと基準電圧Vrの電圧の大小を比較する第
2の比較器41と、周波数が分周信号φ1と等しくパル
ス幅が任意に可変できる駆動信号Sdを出力するパルス
幅可変回路42とを有し、誘起電圧信号Vaのピーク値
が基準電圧Vrに近づくように駆動信号Sdのパルス
幅、即ち駆動信号のデューティ比を可変制御する。
から出力される分周信号φ1、φ3はデューティ比制御
部40に入力される。デューティ比制御部40は、誘起
電圧信号Vaと基準電圧Vrの電圧の大小を比較する第
2の比較器41と、周波数が分周信号φ1と等しくパル
ス幅が任意に可変できる駆動信号Sdを出力するパルス
幅可変回路42とを有し、誘起電圧信号Vaのピーク値
が基準電圧Vrに近づくように駆動信号Sdのパルス
幅、即ち駆動信号のデューティ比を可変制御する。
【0053】以下、図1、図5および図7に基づいてこ
のデューティ比制御部40の構成を説明する。第2の比
較器41は、図5に示しているように、アナログコンパ
レータCP3によって誘起電圧信号Vaと基準電圧Vr
とを比較し、誘起電圧信号Vaが基準電圧Vrより大き
いときローレベルを出力し、誘起電圧信号Vaが基準電
圧Vrより小さいときハイレベルを出力する。
のデューティ比制御部40の構成を説明する。第2の比
較器41は、図5に示しているように、アナログコンパ
レータCP3によって誘起電圧信号Vaと基準電圧Vr
とを比較し、誘起電圧信号Vaが基準電圧Vrより大き
いときローレベルを出力し、誘起電圧信号Vaが基準電
圧Vrより小さいときハイレベルを出力する。
【0054】パルス幅可変回路42は、図9の(c)に
示すように、分周信号φ1の立ち上がり時から分周信号
φ3の歩進を監視し、分周信号φ3の歩進数が基準値P
よりαだけ少ない値になったタイミング、即ち、分周信
号φ1の立ち上がり時から(P−α)・Ta時間後(T
aは分周信号φ3の歩進周期)にハイレベルに立ち上が
り、分周信号φ3の歩進数が基準値Pよりαだけ多い値
になったタイミング、即ち、分周信号φ1の立ち上がり
時から(P+α)・Ta時間後にローレベルに立ち下が
るパルス信号を駆動信号Sdとして出力する。なお、基
準値Pは、時間P・Taが分周信号φ1のハイレベル期
間の半分に等しくなる値に予め設定されている。
示すように、分周信号φ1の立ち上がり時から分周信号
φ3の歩進を監視し、分周信号φ3の歩進数が基準値P
よりαだけ少ない値になったタイミング、即ち、分周信
号φ1の立ち上がり時から(P−α)・Ta時間後(T
aは分周信号φ3の歩進周期)にハイレベルに立ち上が
り、分周信号φ3の歩進数が基準値Pよりαだけ多い値
になったタイミング、即ち、分周信号φ1の立ち上がり
時から(P+α)・Ta時間後にローレベルに立ち下が
るパルス信号を駆動信号Sdとして出力する。なお、基
準値Pは、時間P・Taが分周信号φ1のハイレベル期
間の半分に等しくなる値に予め設定されている。
【0055】図7に示したパルス幅可変回路42は、P
が8でαが1〜8の範囲で設定できる具体的な回路例を
示したものである。この回路は、分周信号φ3の値(バ
イナリカウンタC2の1〜4段目までのカウント出力
値)と、4ビットの設定データとの大小を比較する2つ
のディジタルコンパレータCP4、CP5を有してお
り、一方のディジタルコンパレータCP4は分周信号φ
3の値が設定データより小のときにはローレベルの比較
信号を出力し、また、分周信号φ3の値が設定データ以
上のときにはハイレベルの比較信号を出力する。また、
他方のディジタルコンパレータCP5は、分周信号φ3
の値が設定データ以下のときにはハイレベルの比較信号
を出力し、また、分周信号φ3の値が設定データより大
のときにはローレベルの比較信号を出力する。両ディジ
タルコンパレータCP4、CP5の比較信号はオア回路
OR3に入力されている。
が8でαが1〜8の範囲で設定できる具体的な回路例を
示したものである。この回路は、分周信号φ3の値(バ
イナリカウンタC2の1〜4段目までのカウント出力
値)と、4ビットの設定データとの大小を比較する2つ
のディジタルコンパレータCP4、CP5を有してお
り、一方のディジタルコンパレータCP4は分周信号φ
3の値が設定データより小のときにはローレベルの比較
信号を出力し、また、分周信号φ3の値が設定データ以
上のときにはハイレベルの比較信号を出力する。また、
他方のディジタルコンパレータCP5は、分周信号φ3
の値が設定データ以下のときにはハイレベルの比較信号
を出力し、また、分周信号φ3の値が設定データより大
のときにはローレベルの比較信号を出力する。両ディジ
タルコンパレータCP4、CP5の比較信号はオア回路
OR3に入力されている。
【0056】なお、バイナリカウンタC2は、前記した
ように入力信号および前段の信号の立ち下がりで計数が
進む形式のものであるから、分周信号φ3の4段目のカ
ウント出力は図9の(d)に示すように分周信号φ1と
同期して立ち上がり分周信号φ1のハイレベル期間の中
間でローレベルになる。また、1〜3段までのカウント
出力は、4段目の出力が立ち上がるとき全てローレベル
となる。したがって、この回路では、分周信号φ1が立
ち上がったときの分周信号φ3の初期値は〔1000〕
となり、以後〔1001〕、〔1010〕、〔101
1〕、……、〔1111〕と歩進して、分周信号φ1の
ハイレベル期間の中間で桁上がりして
ように入力信号および前段の信号の立ち下がりで計数が
進む形式のものであるから、分周信号φ3の4段目のカ
ウント出力は図9の(d)に示すように分周信号φ1と
同期して立ち上がり分周信号φ1のハイレベル期間の中
間でローレベルになる。また、1〜3段までのカウント
出力は、4段目の出力が立ち上がるとき全てローレベル
となる。したがって、この回路では、分周信号φ1が立
ち上がったときの分周信号φ3の初期値は〔1000〕
となり、以後〔1001〕、〔1010〕、〔101
1〕、……、〔1111〕と歩進して、分周信号φ1の
ハイレベル期間の中間で桁上がりして
〔0000〕とな
る。そして、さらに〔0001〕、〔0010〕、〔1
011〕、……、〔0111〕と歩進して、分周信号φ
1の立ち下がり時に〔1000〕になる。
る。そして、さらに〔0001〕、〔0010〕、〔1
011〕、……、〔0111〕と歩進して、分周信号φ
1の立ち下がり時に〔1000〕になる。
【0057】つまり、分周信号φ1が立ち上がったとき
から分周信号φ1のハイレベル期間の中間までの間分周
信号φ3の4ビット目の出力は常に〔1〕であり、分周
信号φ1のハイレベル期間の中間からその立ち下がりま
での間分周信号φ3の4ビット目の出力は常に
から分周信号φ1のハイレベル期間の中間までの間分周
信号φ3の4ビット目の出力は常に〔1〕であり、分周
信号φ1のハイレベル期間の中間からその立ち下がりま
での間分周信号φ3の4ビット目の出力は常に
〔0〕で
ある。
ある。
【0058】よって、ここでは、一方のディジタルコン
パレータCP4の4ビットの設定データのうち、最上位
ビットをハイレベルに固定し、3ビットのパルス幅デー
タβと分周信号φ3の下位3ビットとの比較を行い、ま
た、他方のディジタルコンパレータCP5の4ビットの
設定データのうち、最上位ビットをローレベルに固定
し、3ビットのパルス幅データβをインバータINV8
〜INV10でそれぞれ反転したデータβ′(=α)と
分周信号φ3の下位3ビットとの比較を行なうようにし
ている。
パレータCP4の4ビットの設定データのうち、最上位
ビットをハイレベルに固定し、3ビットのパルス幅デー
タβと分周信号φ3の下位3ビットとの比較を行い、ま
た、他方のディジタルコンパレータCP5の4ビットの
設定データのうち、最上位ビットをローレベルに固定
し、3ビットのパルス幅データβをインバータINV8
〜INV10でそれぞれ反転したデータβ′(=α)と
分周信号φ3の下位3ビットとの比較を行なうようにし
ている。
【0059】したがって、一方のディジタルコンパレー
タCP4からは、分周信号φ1の立ち上がり時から分周
信号φ3の下位3ビットがパルス幅データβより小の間
はローレベルで、分周信号φ3の下位3ビットがパルス
幅データβに等しくなってから分周信号φ1のハイレベ
ル期間の中間までハイレベルとなる比較信号が出力さ
れ、そして他方のディジタルコンパレータCP4から
は、分周信号φ1のハイレベル期間の中間から分周信号
φ3の下位3ビットがデータβ′を越えるまでハイレベ
ルとなる比較信号が出力されることになり、オア回路O
R3からは、分周信号φ1のハイレベル期間の中間をパ
ルスの幅中心とし、2・α・Ta=2・(8−β)・T
aの幅のパルスが出力される。
タCP4からは、分周信号φ1の立ち上がり時から分周
信号φ3の下位3ビットがパルス幅データβより小の間
はローレベルで、分周信号φ3の下位3ビットがパルス
幅データβに等しくなってから分周信号φ1のハイレベ
ル期間の中間までハイレベルとなる比較信号が出力さ
れ、そして他方のディジタルコンパレータCP4から
は、分周信号φ1のハイレベル期間の中間から分周信号
φ3の下位3ビットがデータβ′を越えるまでハイレベ
ルとなる比較信号が出力されることになり、オア回路O
R3からは、分周信号φ1のハイレベル期間の中間をパ
ルスの幅中心とし、2・α・Ta=2・(8−β)・T
aの幅のパルスが出力される。
【0060】このオア回路OR3の出力は、分周信号φ
1とともにナンド回路NAND2に入力され、その出力
はインバータINV11に入力される。したがって、こ
のインバータINV11からは、図9の(c)に示した
ように、パルス幅が2・α・Taの駆動信号Sdが出力
される。
1とともにナンド回路NAND2に入力され、その出力
はインバータINV11に入力される。したがって、こ
のインバータINV11からは、図9の(c)に示した
ように、パルス幅が2・α・Taの駆動信号Sdが出力
される。
【0061】一方、パルス幅制御回路43は、図1に示
しているように、ピークタイミング検出回路31から出
力されるピークタイミング信号が立ち上がるときの第2
の比較器41の出力レベルに応じて、パルス幅可変回路
42に対するパルス幅データβ(=P−α)を可変す
る。
しているように、ピークタイミング検出回路31から出
力されるピークタイミング信号が立ち上がるときの第2
の比較器41の出力レベルに応じて、パルス幅可変回路
42に対するパルス幅データβ(=P−α)を可変す
る。
【0062】即ち、ピークタイミング信号の立ち上がり
時の第2の比較器41の出力レベルがハイレベルの場
合、パルス幅データβを1だけ増加して駆動信号Sdの
デューティ比を減少させ、逆に、ピークタイミング信号
の立ち上がり時の第2の比較器41の出力レベルがロー
レベルの場合、パルス幅データβを1だけ減少して駆動
信号Sdのデューティ比を増加させる。なお、このパル
ス幅制御回路43は電源投入時にパルス幅可変回路42
に対して初期パルス幅データβoを設定する。
時の第2の比較器41の出力レベルがハイレベルの場
合、パルス幅データβを1だけ増加して駆動信号Sdの
デューティ比を減少させ、逆に、ピークタイミング信号
の立ち上がり時の第2の比較器41の出力レベルがロー
レベルの場合、パルス幅データβを1だけ減少して駆動
信号Sdのデューティ比を増加させる。なお、このパル
ス幅制御回路43は電源投入時にパルス幅可変回路42
に対して初期パルス幅データβoを設定する。
【0063】パルス幅制御回路43の具体的な回路は図
7に示されている。図7に示すパルス幅制御回路43
は、ナンド回路NAND2の出力と、第2の比較器41
の出力と論理和をナンド回路NAND3でとり、その出
力をインバータINV12およびオア回路OR4、OR
5とからなる判定部へ入力している。
7に示されている。図7に示すパルス幅制御回路43
は、ナンド回路NAND2の出力と、第2の比較器41
の出力と論理和をナンド回路NAND3でとり、その出
力をインバータINV12およびオア回路OR4、OR
5とからなる判定部へ入力している。
【0064】一方のオア回路OR4の一方の入力端子に
は、ナンド回路NAND3の出力がINV12によって
反転されて入力され、他方のオア回路OR5の一方の入
力端子には、ナンド回路NAND3の出力がそのまま入
力されている。
は、ナンド回路NAND3の出力がINV12によって
反転されて入力され、他方のオア回路OR5の一方の入
力端子には、ナンド回路NAND3の出力がそのまま入
力されている。
【0065】また、2つのオア回路OR4、OR5の他
方の入力端子には判定パルスGが入力される。この判定
パルスGは、図6に示した分周比制御回路37のインバ
ータINV2の入力信号(ピークタイミング信号を反転
した信号)と、その出力信号を3つのインバータINV
13〜INV15で遅延した信号とをオア回路OR6に
入力して得たものであり、ピークタイミング信号の立ち
上がりに同期した幅の狭いローレベルパルスである。
方の入力端子には判定パルスGが入力される。この判定
パルスGは、図6に示した分周比制御回路37のインバ
ータINV2の入力信号(ピークタイミング信号を反転
した信号)と、その出力信号を3つのインバータINV
13〜INV15で遅延した信号とをオア回路OR6に
入力して得たものであり、ピークタイミング信号の立ち
上がりに同期した幅の狭いローレベルパルスである。
【0066】したがって、一方のオア回路OR4は、ナ
ンド回路NAND3の出力がハイレベルの間に判定パル
スGが入力されたとき、即ち、誘起電圧信号Vaのピー
ク値が基準電圧Vrより低いとき判定パルスGに同期し
たローレベルのダウンパルスを出力し、他方のオア回路
OR5は、ナンド回路NAND3の出力がローレベルの
間に判定パルスGが入力されたとき、即ち、誘起電圧信
号Vaのピーク値が基準電圧Vrより大きいとき判定パ
ルスGに同期したローレベルのアップパルスを出力す
る。
ンド回路NAND3の出力がハイレベルの間に判定パル
スGが入力されたとき、即ち、誘起電圧信号Vaのピー
ク値が基準電圧Vrより低いとき判定パルスGに同期し
たローレベルのダウンパルスを出力し、他方のオア回路
OR5は、ナンド回路NAND3の出力がローレベルの
間に判定パルスGが入力されたとき、即ち、誘起電圧信
号Vaのピーク値が基準電圧Vrより大きいとき判定パ
ルスGに同期したローレベルのアップパルスを出力す
る。
【0067】2つのオア回路OR4、OR5の出力は、
それぞれオア回路OR6、OR7を介して、出力値のプ
リセットおよびアップカウント、ダウンカウントが可能
な4ビットのバイナリカウンタC4に入力されている。
バイナリカウンタC4は、一方のオア回路OR6からダ
ウンパルスを受ける毎に出力値を1ずつ減少させ、ま
た、他方のオア回路OR7からアップパルスを受ける毎
に出力値を1ずつ増加させる。このバイナリカウンタC
4の下位3ビット出力は、パルス幅データβとしてパル
ス幅可変回路42に出力される。バイナリカウンタC4
には、電源オン時に初期のパルス幅データβoがプリセ
ットされる。前記したように、この回路例では、駆動信
号Sdのパルス幅は2・(8−β)・Taと表せるの
で、0〜7までのβに対して、そのパルス幅は、16T
a、14Ta、……、4Ta、2Taとなる。駆動信号
の周期は32Taであるから、駆動信号Sdのデューテ
イ比は、8/16、7/16、6/16、……、3/1
6、2/16、1/16の範囲で変化させることができ
る。
それぞれオア回路OR6、OR7を介して、出力値のプ
リセットおよびアップカウント、ダウンカウントが可能
な4ビットのバイナリカウンタC4に入力されている。
バイナリカウンタC4は、一方のオア回路OR6からダ
ウンパルスを受ける毎に出力値を1ずつ減少させ、ま
た、他方のオア回路OR7からアップパルスを受ける毎
に出力値を1ずつ増加させる。このバイナリカウンタC
4の下位3ビット出力は、パルス幅データβとしてパル
ス幅可変回路42に出力される。バイナリカウンタC4
には、電源オン時に初期のパルス幅データβoがプリセ
ットされる。前記したように、この回路例では、駆動信
号Sdのパルス幅は2・(8−β)・Taと表せるの
で、0〜7までのβに対して、そのパルス幅は、16T
a、14Ta、……、4Ta、2Taとなる。駆動信号
の周期は32Taであるから、駆動信号Sdのデューテ
イ比は、8/16、7/16、6/16、……、3/1
6、2/16、1/16の範囲で変化させることができ
る。
【0068】なお、このパルス幅制御回路43では、4
入力のナンド回路NAND4と4入力のアンド回路AN
D1とによって、バイナリカウンタC4の下位3ビット
出力が下限値
入力のナンド回路NAND4と4入力のアンド回路AN
D1とによって、バイナリカウンタC4の下位3ビット
出力が下限値
〔000〕になった状態でダウンパルスを
受け付けを禁止し、また下位3ビット出力が上限値〔1
11〕になった状態でアップパルスを受け付けを禁止し
ている。
受け付けを禁止し、また下位3ビット出力が上限値〔1
11〕になった状態でアップパルスを受け付けを禁止し
ている。
【0069】この振動発生装置は上記のように構成され
ているので、駆動回路20および振動制御部25に電源
が供給されると、初期分周比データDoおよび初期パル
ス幅データβoで決まる初期周波数と初期デューティ比
の駆動信号Sdによって駆動回路20がオンオフし、駆
動コイル18に断続的に電流が流れ、振動部11が振動
を開始する。
ているので、駆動回路20および振動制御部25に電源
が供給されると、初期分周比データDoおよび初期パル
ス幅データβoで決まる初期周波数と初期デューティ比
の駆動信号Sdによって駆動回路20がオンオフし、駆
動コイル18に断続的に電流が流れ、振動部11が振動
を開始する。
【0070】駆動信号Sdの初期周波数が振動部11の
固有振動数より低い場合には周波数制御部25の第1の
分周器35の分周比Nが1周期毎に減少してゆき、逆
に、駆動信号Sdの初期周波数が振動部11の固有振動
数より高い場合には第1の分周器35の分周比Nが1周
期毎に増加してゆき、駆動コイル18の両端に発生する
誘起電圧信号Vaのピーク発生タイミングが駆動コイル
18の通電遮断期間Tのほぼ中間となるように制御され
る。
固有振動数より低い場合には周波数制御部25の第1の
分周器35の分周比Nが1周期毎に減少してゆき、逆
に、駆動信号Sdの初期周波数が振動部11の固有振動
数より高い場合には第1の分周器35の分周比Nが1周
期毎に増加してゆき、駆動コイル18の両端に発生する
誘起電圧信号Vaのピーク発生タイミングが駆動コイル
18の通電遮断期間Tのほぼ中間となるように制御され
る。
【0071】また、駆動回路20の通電遮断期間中に駆
動コイル18の両端間に発生する誘起電圧信号Vaの初
期のピーク値が基準電圧Vrに達していない場合には、
デューティ比制御部40のパルス幅可変回路42のパル
ス幅データβがβoから減少してゆき、逆に、誘起電圧
信号Vaの初期のピーク値が基準電圧Vrを越えている
場合には、デューティ比制御部40のパルス幅可変回路
42のパルス幅データβがβoから増加してゆき、誘起
電圧信号Vaのピーク値が基準電圧Vrにほぼ等しくな
るように制御される。
動コイル18の両端間に発生する誘起電圧信号Vaの初
期のピーク値が基準電圧Vrに達していない場合には、
デューティ比制御部40のパルス幅可変回路42のパル
ス幅データβがβoから減少してゆき、逆に、誘起電圧
信号Vaの初期のピーク値が基準電圧Vrを越えている
場合には、デューティ比制御部40のパルス幅可変回路
42のパルス幅データβがβoから増加してゆき、誘起
電圧信号Vaのピーク値が基準電圧Vrにほぼ等しくな
るように制御される。
【0072】この駆動信号の周波数およびデューティ比
の制御によって、振動部11は、外的要因や電源電圧の
変動等に影響されず効率的に且つ一定の振幅で安定に振
動する。
の制御によって、振動部11は、外的要因や電源電圧の
変動等に影響されず効率的に且つ一定の振幅で安定に振
動する。
【0073】また、この振動発生装置では駆動コイル1
8以外にコイルを使用しないから、駆動コイルの巻き数
を多くすることができ、より少ない電力で大きな振動を
得ることができる。
8以外にコイルを使用しないから、駆動コイルの巻き数
を多くすることができ、より少ない電力で大きな振動を
得ることができる。
【0074】また、この振動発生装置の振動制御部25
は、誘起電圧検出回路26、ピークタイミング検出回路
31および第2の比較器41を除いて、図6、図7のよ
うに集積化しやすいディジタル回路で構成することがで
きるので、振動制御部25および駆動回路20を容易に
小型な1チップの集積回路にすることができ、振動部1
1の空きスペース等に組み込むことが十分可能であり、
振動発生装置全体が大型化することはない。
は、誘起電圧検出回路26、ピークタイミング検出回路
31および第2の比較器41を除いて、図6、図7のよ
うに集積化しやすいディジタル回路で構成することがで
きるので、振動制御部25および駆動回路20を容易に
小型な1チップの集積回路にすることができ、振動部1
1の空きスペース等に組み込むことが十分可能であり、
振動発生装置全体が大型化することはない。
【0075】
【他の実施形態】前記実施形態の振動部11は、基部1
2に駆動コイル18を固定し、基部12に弾性材16を
介して支持された外ヨーク13および永久磁石14を基
部12に対して振動させていたが、永久磁石側と駆動コ
イル側とがともに弾性材で支持され、両者が互いに離
反、接近するように振動するものや、駆動コイルと鉄心
とを組み合わせて電磁石を形成して、この電磁石と永久
磁石との磁気作用によって振動するものや、あるいは、
駆動コイルが発生する磁力で永久磁石の磁力を周期的に
変化させて、永久磁石と振動片との間を相対的に離反、
接近するように構成したものを振動部として用いた振動
発生装置にも本発明を同様に適用できる。
2に駆動コイル18を固定し、基部12に弾性材16を
介して支持された外ヨーク13および永久磁石14を基
部12に対して振動させていたが、永久磁石側と駆動コ
イル側とがともに弾性材で支持され、両者が互いに離
反、接近するように振動するものや、駆動コイルと鉄心
とを組み合わせて電磁石を形成して、この電磁石と永久
磁石との磁気作用によって振動するものや、あるいは、
駆動コイルが発生する磁力で永久磁石の磁力を周期的に
変化させて、永久磁石と振動片との間を相対的に離反、
接近するように構成したものを振動部として用いた振動
発生装置にも本発明を同様に適用できる。
【0076】また、前記した実施形態では、駆動コイル
18に発生する誘起電圧信号Vaの極性が接地を基準に
して+側であったが、電源の極性や永久磁石14の磁界
方向と駆動コイル18の巻き方向によっては、図10に
示すように誘起電圧信号Vaの極性が−側になる場合も
ある。この場合には、−側のピーク(ボトム)が発生す
るタイミングとそのピーク値とによって、駆動信号を可
変制御すればよい。
18に発生する誘起電圧信号Vaの極性が接地を基準に
して+側であったが、電源の極性や永久磁石14の磁界
方向と駆動コイル18の巻き方向によっては、図10に
示すように誘起電圧信号Vaの極性が−側になる場合も
ある。この場合には、−側のピーク(ボトム)が発生す
るタイミングとそのピーク値とによって、駆動信号を可
変制御すればよい。
【0077】また、駆動回路20による駆動コイル18
への電流供給の方法は、前記のように一端が接地された
駆動コイル18の他端と負の電源−Vとの間をスイッチ
ングする形式だけでなく、図11に示すように、一端が
正の電源+Vに接続された駆動コイル18の他端と接地
の間をスイッチングするようにしてもよい。図11の回
路では、駆動回路20がオフの期間に駆動コイル18の
一端18bと接地との間に発生する電圧Vbは、図12
に示すように、駆動コイル18の両端間に発生する誘起
電圧信号Vaと電源電圧Vとの和になる。この場合に
は、電圧Vbが正にならないようにクランプして誘起電
圧信号成分Vaのみを検出すればよい。
への電流供給の方法は、前記のように一端が接地された
駆動コイル18の他端と負の電源−Vとの間をスイッチ
ングする形式だけでなく、図11に示すように、一端が
正の電源+Vに接続された駆動コイル18の他端と接地
の間をスイッチングするようにしてもよい。図11の回
路では、駆動回路20がオフの期間に駆動コイル18の
一端18bと接地との間に発生する電圧Vbは、図12
に示すように、駆動コイル18の両端間に発生する誘起
電圧信号Vaと電源電圧Vとの和になる。この場合に
は、電圧Vbが正にならないようにクランプして誘起電
圧信号成分Vaのみを検出すればよい。
【0078】また、前記した実施形態のように誘起電圧
検出回路を用いずに、電源電圧成分を含んだ信号を誘起
電圧信号としてそのピークおよびピーク発生タイミング
を検出するようにしてもよい。
検出回路を用いずに、電源電圧成分を含んだ信号を誘起
電圧信号としてそのピークおよびピーク発生タイミング
を検出するようにしてもよい。
【0079】また、前記実施形態では、駆動コイルに発
生する誘起電圧信号とこの信号を遅延した信号との比較
結果で、誘起電圧信号のピーク発生タイミングを求めて
いたが、誘起電圧信号を短い周期でサンプリングして、
そのサンプリングしたレベルの増減方向が変化したタイ
ミングをピーク発生タイミングとして検出するように構
成してもよい。
生する誘起電圧信号とこの信号を遅延した信号との比較
結果で、誘起電圧信号のピーク発生タイミングを求めて
いたが、誘起電圧信号を短い周期でサンプリングして、
そのサンプリングしたレベルの増減方向が変化したタイ
ミングをピーク発生タイミングとして検出するように構
成してもよい。
【0080】また、前記実施形態では、駆動回路のオフ
期間のほぼ中間で誘起電圧信号がピークとなるように駆
動信号の周波数を制御していたが、振動部の構成によっ
てはこのピーク発生タイミングがオフ期間の中間でない
タイミングのときに最も効率のよい振動が得られる場合
もある。この場合には、誘起電圧信号のピークが、その
振動部が最も効率的に振動するときのピーク発生タイミ
ングに近づくように制御すればよい。
期間のほぼ中間で誘起電圧信号がピークとなるように駆
動信号の周波数を制御していたが、振動部の構成によっ
てはこのピーク発生タイミングがオフ期間の中間でない
タイミングのときに最も効率のよい振動が得られる場合
もある。この場合には、誘起電圧信号のピークが、その
振動部が最も効率的に振動するときのピーク発生タイミ
ングに近づくように制御すればよい。
【0081】また、前記したように、図5〜7に示した
回路は、図1の各ブロックの一回路例であり本願発明を
限定するものでなく、他の回路によって構成することが
できる。
回路は、図1の各ブロックの一回路例であり本願発明を
限定するものでなく、他の回路によって構成することが
できる。
【0082】例えば、図6に示した周波数制御部ではク
ロック信号に対する分周器の分周比を可変することによ
って駆動信号の周波数を可変するように構成していた
が、駆動信号の発生源として電圧制御発振器を用い、こ
の電圧制御発振器への制御信号を変化させて駆動信号の
周波数を変化させるように構成してもよい。
ロック信号に対する分周器の分周比を可変することによ
って駆動信号の周波数を可変するように構成していた
が、駆動信号の発生源として電圧制御発振器を用い、こ
の電圧制御発振器への制御信号を変化させて駆動信号の
周波数を変化させるように構成してもよい。
【0083】また、図7に示したデューティ比制御部で
は分周信号の出力値を設定値と比較して駆動信号のパル
ス幅を可変していたが、例えば、デューティ比の異なる
複数の波形データを予めメモリの異なるアドレス領域に
記憶しておき、周波数制御部30で周波数が可変制御さ
れる信号をアドレスカウンタに入力し、このアドレスカ
ウンタによってメモリから一連の波形を読み出して駆動
回路20に与え、第2の比較器41の比較結果に応じ
て、読み出す波形のアドレス領域を切り換えていくよう
に構成してもよい。また、周波数制御部からの信号でシ
フトする多段(例えば32段)のシフトレジスタを用い
ることもできる。例えば、前記実施形態のようにデュー
テイ比が2・β/32の駆動信号を32段のシフトレジ
スタを用いて得る場合には、シフトレジスタの8−β段
から8+β段目までに〔1〕のデータを連続的にセット
すればよく、このβを誘起電圧信号のピーク値が基準値
に近づく方向に可変制御すれば、振動部11の振幅を一
定にすることができる。
は分周信号の出力値を設定値と比較して駆動信号のパル
ス幅を可変していたが、例えば、デューティ比の異なる
複数の波形データを予めメモリの異なるアドレス領域に
記憶しておき、周波数制御部30で周波数が可変制御さ
れる信号をアドレスカウンタに入力し、このアドレスカ
ウンタによってメモリから一連の波形を読み出して駆動
回路20に与え、第2の比較器41の比較結果に応じ
て、読み出す波形のアドレス領域を切り換えていくよう
に構成してもよい。また、周波数制御部からの信号でシ
フトする多段(例えば32段)のシフトレジスタを用い
ることもできる。例えば、前記実施形態のようにデュー
テイ比が2・β/32の駆動信号を32段のシフトレジ
スタを用いて得る場合には、シフトレジスタの8−β段
から8+β段目までに〔1〕のデータを連続的にセット
すればよく、このβを誘起電圧信号のピーク値が基準値
に近づく方向に可変制御すれば、振動部11の振幅を一
定にすることができる。
【0084】また、駆動コイル18の両端に発生する誘
起電圧信号をA/D変換器でディジタル信号に変換して
マイクロコンピュータに入力し、マイクロコンピュータ
が前記実施形態と同様に、誘起電圧信号のピーク発生タ
イミングおよびピーク値に基づいて駆動信号の周波数お
よびデューティ比を可変制御するように構成してもよ
い。
起電圧信号をA/D変換器でディジタル信号に変換して
マイクロコンピュータに入力し、マイクロコンピュータ
が前記実施形態と同様に、誘起電圧信号のピーク発生タ
イミングおよびピーク値に基づいて駆動信号の周波数お
よびデューティ比を可変制御するように構成してもよ
い。
【0085】また、前記した実施形態では、駆動信号の
周波数の制御とデューティ比の制御とを並行して且つ一
周期毎に行なっていたが、各制御を交互に行なったり、
あるいは、一方の制御(例えば周波数制御)が安定して
から他方の制御(例えばデューティ比制御)を行なうよ
うにしてもよい。
周波数の制御とデューティ比の制御とを並行して且つ一
周期毎に行なっていたが、各制御を交互に行なったり、
あるいは、一方の制御(例えば周波数制御)が安定して
から他方の制御(例えばデューティ比制御)を行なうよ
うにしてもよい。
【0086】また、前記した実施形態では、駆動コイル
18に対して一方向に電流が流れるように駆動していた
が、例えば図13に示すように、2つの駆動回路20、
20を用いて駆動コイル18に正負2つの電源を交互に
接続し、駆動コイル18に流れる電流の向きを交互に反
転させてもよい。この場合、図14の(a)、(b)に
示すように、180度の位相差のある駆動信号Sd1、
Sd2を各駆動回路20、20に与えるとともに、一方
の駆動信号(図14では駆動信号Sd1)の停止期間T
中のいずれかに他方の駆動信号の入力も停止させ、その
間に図14の(c)に示すように駆動コイル18の両端
に発生する誘起電圧信号Vaのピークタイミングとピー
ク値とに基づいて、駆動信号Sd1、Sd2の周波数お
よびパルス幅を可変制御する。なお、このように、正負
両電源で駆動コイル18を駆動するほうが、片電源で駆
動する場合より円滑な振動が得られる。
18に対して一方向に電流が流れるように駆動していた
が、例えば図13に示すように、2つの駆動回路20、
20を用いて駆動コイル18に正負2つの電源を交互に
接続し、駆動コイル18に流れる電流の向きを交互に反
転させてもよい。この場合、図14の(a)、(b)に
示すように、180度の位相差のある駆動信号Sd1、
Sd2を各駆動回路20、20に与えるとともに、一方
の駆動信号(図14では駆動信号Sd1)の停止期間T
中のいずれかに他方の駆動信号の入力も停止させ、その
間に図14の(c)に示すように駆動コイル18の両端
に発生する誘起電圧信号Vaのピークタイミングとピー
ク値とに基づいて、駆動信号Sd1、Sd2の周波数お
よびパルス幅を可変制御する。なお、このように、正負
両電源で駆動コイル18を駆動するほうが、片電源で駆
動する場合より円滑な振動が得られる。
【0087】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の振動発生
装置は、振動部の駆動コイルの両端に発生する誘起電圧
信号に基づき駆動回路に対する駆動信号を変化させて振
動部の振動を制御するように構成したので、検出コイル
が不要となり、その振動部の構造、検査および配線作業
を簡単化でき、装置の信頼性が格段に高くなる。また、
検出コイルを用いない分だけ振動部を小型化でき、検出
コイルを用いない分だけ駆動コイルの巻き数を増すこと
もできるので、限られたスペースで電気機械エネルギー
変換効率を向上させることができる。
装置は、振動部の駆動コイルの両端に発生する誘起電圧
信号に基づき駆動回路に対する駆動信号を変化させて振
動部の振動を制御するように構成したので、検出コイル
が不要となり、その振動部の構造、検査および配線作業
を簡単化でき、装置の信頼性が格段に高くなる。また、
検出コイルを用いない分だけ振動部を小型化でき、検出
コイルを用いない分だけ駆動コイルの巻き数を増すこと
もできるので、限られたスペースで電気機械エネルギー
変換効率を向上させることができる。
【0088】また、検出コイルの誘起電圧の正帰還によ
る自励発振式の駆動回路でないので、外的要因や電源電
圧の変動等によって振動が不安定になることがない。ま
た、駆動信号の周波数と駆動コイルに対する通電時間率
とを制御することによって、より効率的で且つ振動振幅
の安定した振動を得ることができる。
る自励発振式の駆動回路でないので、外的要因や電源電
圧の変動等によって振動が不安定になることがない。ま
た、駆動信号の周波数と駆動コイルに対する通電時間率
とを制御することによって、より効率的で且つ振動振幅
の安定した振動を得ることができる。
【図1】本発明の一実施形態の構成図
【図2】一実施形態の振動部の概略構造を示す側面図
【図3】駆動コイルの両端の電圧波形図
【図4】駆動信号の周波数に対する誘起電圧信号の波形
図
図
【図5】一実施形態の振動制御部のアナログ部の回路例
【図6】一実施形態の振動制御部のディジタル部の回路
例
例
【図7】一実施形態の振動制御部のディジタル部の回路
例
例
【図8】要部の動作を説明するための波形図
【図9】分周信号および駆動信号の波形図
【図10】極性が反転した誘起電圧信号の波形図
【図11】駆動回路の他の構成を示す回路図
【図12】図11の回路の電圧波形図
【図13】駆動回路の変形例を示す回路図
【図14】図13における駆動信号および誘起電圧信号
の波形図
の波形図
【図15】従来装置の構成図
11 振動部 14 永久磁石 18 駆動コイル 20 駆動回路 21 スイッチング素子 25 振動制御部 26 誘起電圧検出回路 30 周波数制御部 31 ピークタイミング検出回路 32 遅延回路 33 第1の比較器 34 クロック信号発生回路 35 第1の分周器 36 第2の分周器 37 分周比制御回路 40 デューティ比制御部 41 第2の比較器 42 パルス幅可変回路 43 パルス幅制御回路
Claims (7)
- 【請求項1】永久磁石と駆動コイルとを有し、前記永久
磁石が発生する磁界と前記駆動コイルに周期的に流れる
電流との作用によって、該駆動コイルに鎖交する磁束が
該駆動コイルに対して相対移動するように機械的に振動
する振動部と、 駆動信号を受け、該駆動信号に対応して大きさが周期的
に変化する電流を前記駆動コイルに流す駆動回路と、 前記駆動回路に駆動信号を与えるとともに、該駆動信号
を前記駆動コイルの両端間に誘起される誘起電圧信号に
基づいて変化させて前記振動部の振動を制御する振動制
御部とを備えた振動発生装置。 - 【請求項2】前記駆動回路は、駆動信号のレベルに応じ
てオンオフして前記駆動コイルに断続的に電流を流すス
イッチング素子で構成され、 前記振動制御部は、前記スイッチング素子がオフ状態に
あるときの前記誘起電圧信号に基づいて前記駆動信号を
可変して前記振動部の振動を制御するように構成されて
いることを特徴とする請求項1記載の振動発生装置。 - 【請求項3】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク値に基づいて前記駆動信号を可変して前記振動部の
振動を制御するように構成されていることを特徴とする
請求項2記載の振動発生装置。 - 【請求項4】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク値が所定値に近づくように前記駆動信号の前記駆動
コイルに対する通電時間率を変化させて前記振動部の振
幅を制御するように構成されていることを特徴とする請
求項3記載の振動発生装置。 - 【請求項5】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク発生タイミングに基づいて前記駆動信号の周波数を
変化させて前記振動部の振動を制御するように構成され
ていることを特徴とする請求項2記載の振動発生装置。 - 【請求項6】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク発生タイミングが所定タイミングに近づくように前
記駆動信号の周波数を変化させて前記振動部の振動を制
御するように構成されていることを特徴とする請求項5
記載の振動発生装置。 - 【請求項7】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号と該
誘起電圧信号を所定時間遅延した信号との電圧比較を行
ない、該比較結果が反転するタイミングに基づいて前記
誘起電圧信号のピーク発生タイミングを検出するように
構成されていることを特徴とする請求項2または請求項
5記載の振動発生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22855695A JPH0952071A (ja) | 1995-08-14 | 1995-08-14 | 振動発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22855695A JPH0952071A (ja) | 1995-08-14 | 1995-08-14 | 振動発生装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0952071A true JPH0952071A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16878231
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22855695A Pending JPH0952071A (ja) | 1995-08-14 | 1995-08-14 | 振動発生装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0952071A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10258181A (ja) * | 1997-03-18 | 1998-09-29 | Alps Electric Co Ltd | ゲーム機用操作装置 |
WO1999028052A1 (fr) | 1997-12-04 | 1999-06-10 | Namiki Seimitsu Houseki Kabushiki Kaisha | Dispositif d'attaque pour un generateur de vibrations |
WO2000000299A1 (fr) * | 1998-06-29 | 2000-01-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Convertisseur electrique/mecanique/sonore et appareil de conversion electrique/mecanique/sonore |
WO2001072435A1 (fr) * | 2000-03-28 | 2001-10-04 | Iwaki Electronics Co., Ltd. | Vibreur et telephone portable equipe d'un tel dispositif |
JP2014512255A (ja) * | 2011-10-06 | 2014-05-22 | ハイソニック.カンパニー,リミテッド | 圧電素子が装着されたバイブレータ |
-
1995
- 1995-08-14 JP JP22855695A patent/JPH0952071A/ja active Pending
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10258181A (ja) * | 1997-03-18 | 1998-09-29 | Alps Electric Co Ltd | ゲーム機用操作装置 |
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EP1036600A1 (en) * | 1997-12-04 | 2000-09-20 | Namiki Seimitsu Houseki Kabushiki Kaisha | Device for driving vibration actuator |
US6411050B1 (en) | 1997-12-04 | 2002-06-25 | Namika Precision Jewel Co., Ltd. | Device for driving vibration actuator |
EP1036600A4 (en) * | 1997-12-04 | 2007-11-28 | Namiki Precision Jewel Co Ltd | ATTACK DEVICE FOR A VIBRATION GENERATOR |
WO2000000299A1 (fr) * | 1998-06-29 | 2000-01-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Convertisseur electrique/mecanique/sonore et appareil de conversion electrique/mecanique/sonore |
US6373958B1 (en) | 1998-06-29 | 2002-04-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Electrical/mechanical/sound converter and apparatus of electrical/mechanical/sound conversion |
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