JPH09331307A - Spread spectrum demodulation device - Google Patents
Spread spectrum demodulation deviceInfo
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- JPH09331307A JPH09331307A JP8152294A JP15229496A JPH09331307A JP H09331307 A JPH09331307 A JP H09331307A JP 8152294 A JP8152294 A JP 8152294A JP 15229496 A JP15229496 A JP 15229496A JP H09331307 A JPH09331307 A JP H09331307A
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散復調装
置の同期捕捉回路及びキャリア再生ループに関するもの
であり、特に、衛星通信等のキャリア周波数変動が問題
となる分野に適用して好適な技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a synchronization acquisition circuit and a carrier recovery loop of a spread spectrum demodulation device, and more particularly to a technique suitable for application to a field in which carrier frequency fluctuation is a problem such as satellite communication. .
【０００２】[0002]
【従来の技術】スペクトル拡散復調装置が、基地局と移
動局との間の衛星通信において、基地局側に用いられた
場合のシステム構成を、図８の上側部分に示す。2. Description of the Related Art A system configuration in the case where a spread spectrum demodulator is used on the base station side in satellite communication between a base station and a mobile station is shown in the upper part of FIG.
【０００３】この例では、下り回線（基地局→移動局）
を時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、上り回線（移動局→基
地局）を符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）により、多重化
を行っている。In this example, the downlink (from base station to mobile station)
Are time-division multiple access (TDMA), and uplink (mobile station → base station) is code-division multiple access (CDMA).
【０００４】衛星通信では、衛星における周波数変動が
非常に大きいため、基地局において、送信した信号を自
ら受信し、衛星における周波数偏差を算出することで、
移動局からの受信信号に対し衛星での周波数偏差の補正
を行うＡＦＣ回路を設けている。In satellite communication, the frequency fluctuations in the satellite are so large that the base station itself receives the transmitted signal and calculates the frequency deviation in the satellite.
An AFC circuit is provided to correct the frequency deviation on the satellite for the received signal from the mobile station.
【０００５】基地局の構成例を、図８の下側部分に示
す。回線接続制御部３１からの送信データは、時分割多
重変調器（ＴＤＭ−ＭＯＤ）３２においてディジタル変
調され、周波数変換器（アップコンバーター：Ｕ／Ｃ）
３３により中間周波数へ変換される。周波数変換後の送
信信号は、低雑音電力増幅器（ＬＮＡ）３４において電
力増幅された後、Ｕ／Ｃ３５により送信周波数へ変換さ
れ、大電力増幅器（ＨＰＡ）３６において電力増幅され
てアンテナより送信される。An example of the structure of the base station is shown in the lower part of FIG. Transmission data from the line connection control unit 31 is digitally modulated in a time division multiplexing modulator (TDM-MOD) 32, and a frequency converter (up converter: U / C).
Converted to an intermediate frequency by 33. The frequency-converted transmission signal is power-amplified in the low-noise power amplifier (LNA) 34, converted into a transmission frequency by the U / C 35, power-amplified in the high-power amplifier (HPA) 36, and transmitted from the antenna. .
【０００６】移動局からの受信信号は、ＬＮＡ３７にお
いて電力増幅された後、周波数変換器（ダウンコンバー
ター：Ｄ／Ｃ）３８により中間周波数へ変換される。変
換された受信信号は、自動利得制御器（ＡＧＣ）３９に
よって利得の調整がなされた後、Ｄ／Ｃ４０においてベ
ースバンド帯域へ変換される。ここで、Ｄ／Ｃ４０に用
いられる受信機のローカル信号は、周波数制御装置（衛
星の周波数変動を補正するための自局折り返し周波数制
御装置：ＡＦＣ）４２によって衛星における周波数偏差
を補正したものとなっている。The received signal from the mobile station is power-amplified in the LNA 37 and then converted into an intermediate frequency by a frequency converter (down converter: D / C) 38. The converted reception signal is adjusted in gain by an automatic gain controller (AGC) 39, and then converted into a baseband band in a D / C 40. Here, the local signal of the receiver used in the D / C 40 is the one in which the frequency deviation in the satellite is corrected by the frequency control device (own station return frequency control device: AFC for correcting the frequency fluctuation of the satellite) 42. ing.
【０００７】ベースバンド帯域へ変換された受信信号
は、スペクトル拡散復調装置（ＳＳ−ＤＥＭ）４１にお
いて検波され、回線接続制御部３１にデータが出力され
る。The received signal converted into the baseband band is detected by the spread spectrum demodulation device (SS-DEM) 41, and the data is output to the line connection control unit 31.
【０００８】ＳＳ−ＤＥＭの構成例を、図９に示す。こ
れは、１次変調が２相位相変調（ＢＰＳＫ）によって行
われた場合の復調装置の構成例である。An example of the SS-DEM structure is shown in FIG. This is an example of the configuration of the demodulation device when the primary modulation is performed by the two-phase phase modulation (BPSK).
【０００９】受信されたスペクトル拡散信号は、直交変
換器１においてＩ成分・Ｑ成分に変換され、低域通過ろ
波器（ＬＰＦ）２．１、２．２によってそれぞれベース
バンド信号が抽出された後、アナログ・ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ）３．１、３．２においてディジタル信号に
変換される。The received spread spectrum signal is converted into I and Q components by the orthogonal transformer 1, and baseband signals are extracted by the low-pass filter (LPF) 2.1 and 2.2, respectively. After that, it is converted into a digital signal in an analog / digital converter (A / D) 3.1, 3.2.
【００１０】Ｉ成分・Ｑ成分のベースバンド信号は分配
器４によって３つに分配され、ＰＮ符号発生器１３から
出力される中心位相・１／２chip進み位相・１／２chip
遅れ位相のＰＮ符号により、逆拡散器５．１〜５．３に
おいてそれぞれ逆拡散が行われた後、積分器６．１〜
６．３においてそれぞれ１シンボル区間（周期Ｔ）の相
関がとられる。ここで、chipとは、拡散符号１bit を表
す単位であり、データ１bit と区別するために用いられ
る。The I-component / Q-component baseband signal is divided into three by the divider 4 and output from the PN code generator 13 as a center phase / 1/2 chip lead phase / 1/2 chip.
The despreaders 5.1 to 5.3 perform despreading with the PN code of the delayed phase, and then the integrators 6.1 to 6.1.
In 6.3, the correlation of one symbol section (cycle T) is obtained. Here, chip is a unit representing 1-bit spread code and is used to distinguish it from 1-bit data.
【００１１】初期同期捕捉過程においては、２乗加算器
７．１において、Ｉ成分・Ｑ成分の２乗和により相関ベ
クトルの大きさが算出され、同期判定器８において相関
の有無が判定される。同期判定器８は、ＰＮ符号発生器
１３のＰＮ符号位相を離散的にシフトさせ、高い相関が
得られるまでこの操作を繰り返す（スライディング相
関）。In the initial synchronization acquisition process, the square adder 7.1 calculates the magnitude of the correlation vector from the sum of squares of the I and Q components, and the synchronization determiner 8 determines the presence or absence of correlation. . The synchronization determiner 8 discretely shifts the PN code phase of the PN code generator 13 and repeats this operation until a high correlation is obtained (sliding correlation).
【００１２】初期同期捕捉後の同期追従過程において
は、１／２chip進み位相及び１／２chip遅れ位相の相関
ベクトルの大きさを、それぞれ２乗加算器７．２及び
７．３で算出し、減算器９で相関値の差をとることでＰ
Ｎ符号位相差が求められる。減算器９の出力（位相差成
分）は、ループフィルタ１０．１により平滑化された
後、ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１１．１に
おいて電圧に変換され、ＰＮ符号発生器１３のクロック
発生用ＶＣＯ１２．１の周波数制御を行う。このＰＮ位
相制御ループは遅延ロックループ（ＤＬＬ）と呼ばれ、
横山光雄著「スペクトル拡散通信システム」（科学技術
出版社）ｐ３００〜３１１に詳しい。In the synchronization follow-up process after the initial synchronization acquisition, the magnitudes of the 1/2 chip lead phase and 1/2 chip lag phase correlation vectors are calculated by the square adders 7.2 and 7.3, respectively, and subtracted. By taking the difference of the correlation value in the instrument 9, P
The N code phase difference is obtained. The output (phase difference component) of the subtractor 9 is smoothed by the loop filter 10.1, converted into a voltage in the digital / analog converter (D / A) 11.1 and clocked by the PN code generator 13. The frequency control of the generation VCO 12.1 is performed. This PN phase control loop is called a delay lock loop (DLL),
See Mitsuo Yokoyama, "Spread Spectrum Communication System" (Science and Technology Publishing Company), p300-311.
【００１３】スペクトル拡散通信システムにおけるキャ
リア再生ループは、ＤＬＬによりＰＮ符号位相が完全に
引き込まれて初めて制御を行うことが出来る。この時、
積分器６．１の出力には、Ｉ成分・Ｑ成分それぞれ以下
に示す信号成分が現れる。The carrier recovery loop in the spread spectrum communication system can be controlled only when the PN code phase is completely pulled in by the DLL. This time,
At the output of the integrator 6.1, the following signal components appear for the I component and the Q component, respectively.
【００１４】Ｉ成分： ａj・ｃｏｓ（Δθj） Ｑ成分： ａj・ｓｉｎ（Δθj） ここで、ａj ：j番目の送信データ（１ｏｒ−１） Δθj：送信キャリアと、受信機ローカルとの絶対位相
差 である。このＩ成分・Ｑ成分から位相差Δθj を抽出す
るには、Ｉ成分とＱ成分の乗算を行い、ｓｉｎ２Δθj
位相比較特性とする方法が用いられる。位相差算出器１
４の構成を、図１０に示す。I component: a j · cos (Δθ j ) Q component: a j · sin (Δθ j ) where a j : j-th transmission data (1or-1) Δθ j : transmission carrier and receiver It is the absolute phase difference from the local. To extract the phase difference Δθ j from the I component and the Q component, the I component and the Q component are multiplied, and sin2Δθ j
The method of using the phase comparison characteristic is used. Phase difference calculator 1
The configuration of No. 4 is shown in FIG.
【００１５】位相差算出器１４の出力により、ループフ
ィルタ１０．２及びＤ／Ａ１１．２を通してローカル信
号発生用ＶＣＯ１２．２の周波数制御が行われ、ＶＣＯ
１２．２の出力を直交変換器１のローカル信号入力とす
ることで、同期検波用のキャリア再生ループが形成され
る。The output of the phase difference calculator 14 controls the frequency of the local signal generating VCO 12.2 through the loop filter 10.2 and the D / A 11.2.
By using the output of 12.2 as the local signal input of the orthogonal converter 1, a carrier recovery loop for synchronous detection is formed.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】従来の構成では、位相
差算出器の位相比較特性がｓｉｎ２θとなってしまうた
め、完全積分２次型によりキャリア再生ループを構成し
た場合でも、周波数引き込み範囲はループゲインにより
制限される。つまり、キャリアの引き込み範囲を広げる
ためにはループゲインをある程度大きくする必要があ
り、その分ループ雑音帯域が広がることとなるので、安
定したループ制御を行うことが難しい。In the conventional configuration, since the phase comparison characteristic of the phase difference calculator becomes sin2θ, even when the carrier reproduction loop is constructed by the perfect integral quadratic type, the frequency pull-in range is the loop. Limited by gain. In other words, it is necessary to increase the loop gain to some extent in order to widen the carrier pull-in range, and the loop noise band is widened accordingly, so it is difficult to perform stable loop control.
【００１７】さらに、ループゲインを上げた場合でも、
位相比較電圧が位相差０、π／２、π、３π／２の点で
０となってしまうため、１シンボル区間でｎπ／２
（ｎ：正の整数）ずつ位相が変化してしまうと、見か
け、上位相比較電圧が得られなくなるフォールスロック
現象に陥る可能性が高い。Further, even when the loop gain is increased,
Since the phase comparison voltage becomes 0 at the points where the phase difference is 0, π / 2, π, and 3π / 2, nπ / 2 in one symbol section.
If the phase changes by (n: a positive integer), there is a high possibility that an apparent phase comparison voltage cannot be obtained and a false lock phenomenon occurs.
【００１８】また、１シンボル区間の積分を行っている
ため、１／Ｔ（Ｈｚ）以上の周波数偏差が生じてしまう
と、ＰＮ符号位相が同期した状態においても相関値が得
られなくなり、ＰＮ符号同期の捕捉及び追従が不可能と
なるという問題があった。Further, since the integration is performed in one symbol section, if a frequency deviation of 1 / T (Hz) or more occurs, the correlation value cannot be obtained even in the state where the PN code phase is synchronized, and the PN code is obtained. There is a problem that it is impossible to capture and follow the synchronization.
【００１９】したがって本発明の解決すべき技術的課題
は、上記した従来技術のもつ問題点を解消することにあ
り、その目的とするところは、同期検波用のキャリア再
生ループにおける位相比較特性の改善を図り、以って、
キャリアの周波数偏差が非常に大きい場合においても、
安定した再生ループ制御を行えるようにすることにあ
る。Therefore, the technical problem to be solved by the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art. The purpose is to improve the phase comparison characteristic in the carrier recovery loop for synchronous detection. And thus,
Even if the carrier frequency deviation is very large,
It is to enable stable playback loop control.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明によるスペクトル拡散復調装置において
は、逆拡散後の積分区間をＴ／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）
とし、１シンボル区間にＮ個の相関ベクトルを得るもの
とする。In order to achieve the above object, in the spread spectrum demodulation device according to the present invention, the integration interval after despreading is T / N (N: integer of 2 or more).
Then, it is assumed that N correlation vectors are obtained in one symbol section.
【００２１】図１１に、Ｎ＝４とし、１／Ｔ（Ｈｚ）の
周波数偏差が生じた場合において１シンボル区間に得ら
れた４つの相関ベクトルを、Ｉ−Ｑ軸上にプロットした
図を示す。FIG. 11 is a diagram in which four correlation vectors obtained in one symbol interval when N = 4 and a frequency deviation of 1 / T (Hz) occurs are plotted on the IQ axis. .
【００２２】図１１において、１シンボル区間に相関値
のベクトルが（１）→（２）→（３）→（４）の順に変
化したとすると、１シンボル区間の積分を行った場合は
相関値のベクトルは０になってしまうが、得られた４つ
のベクトルの絶対値をそれぞれ算出し、４つのベクトル
の絶対値和を求めれば、１シンボルのベクトル和を求め
た場合に対して、Ｎ倍の周波数偏差に対して相関値の検
出が可能となる。In FIG. 11, if the vector of the correlation value changes in the order of (1) → (2) → (3) → (4) in one symbol section, the correlation value is calculated when the integration of one symbol section is performed. However, if the absolute value of each of the four obtained vectors is calculated and the sum of the absolute values of the four vectors is calculated, N times the vector sum of one symbol is calculated. It becomes possible to detect the correlation value for the frequency deviation of.
【００２３】また、本発明は１次変調に位相変調を想定
しているため、周波数偏差がないとすれば１シンボル内
において位相の変化は生じない。つまり、１シンボル区
間に（１）→（２）→（３）→（４）のように位相が変
化したのであれば、（１）−（２）間、（２）−（３）
間、（３）−（４）間の位相差の合計が、周波数偏差分
とみなすことが出来る。Further, since the present invention assumes phase modulation as the primary modulation, if there is no frequency deviation, the phase does not change within one symbol. That is, if the phase changes in the one-symbol section as (1) → (2) → (3) → (4), it is (2)-(3) between (1)-(2).
During this period, the sum of the phase differences between (3) and (4) can be regarded as the frequency deviation.
【００２４】図１２に位相差算出方法を示す。この図で
相関ベクトルが（Ｉ1，Ｑ1）から（Ｉ2，Ｑ2）へと変化
したとすると、位相差Δφは、次式により近似的に算出
できる。 Δφ ≒ Ｉ1・Ｑ2−Ｑ1・Ｉ2 ……式 位相差算出器では、１シンボル内での位相変化Δφと、
１シンボル区間の相関ベクトルから求めた絶対位相Δθ
とを位相比較電圧として出力する。ここで、Δθは、１
次変調にＢＰＳＫを用いた場合はＩ軸との位相差とな
り、従来技術でも述べたように、Ｉ成分とＱ成分を乗算
することでｓｉｎ２θ位相比較特性が得られる。FIG. 12 shows a phase difference calculating method. If the correlation vector changes from (I 1 , Q 1 ) to (I 2 , Q 2 ) in this figure, the phase difference Δφ can be approximately calculated by the following equation. Δφ ≈ I 1 · Q 2 −Q 1 · I 2 ...... Equation In the phase difference calculator, the phase change Δφ within one symbol,
Absolute phase Δθ obtained from the correlation vector in one symbol interval
And are output as phase comparison voltages. Where Δθ is 1
When BPSK is used for the next modulation, the phase difference from the I axis results, and as described in the prior art, the sin2θ phase comparison characteristic can be obtained by multiplying the I component and the Q component.
【００２５】以上の構成により、周波数偏差が大きい場
合にはΔφが、周波数偏差が小さいときはΔθが支配的
となる位相比較特性が得られる。この場合、ループゲイ
ンを下げてループの安定化を図った場合でも、ＰＮ符号
同期追従の限界周波数偏差まで周波数引き込み範囲を広
げることが可能となる。With the above configuration, the phase comparison characteristic in which Δφ is dominant when the frequency deviation is large and Δθ is dominant when the frequency deviation is small is obtained. In this case, even if the loop gain is lowered to stabilize the loop, it is possible to widen the frequency pull-in range up to the limit frequency deviation of PN code synchronization tracking.
【００２６】ただし、Ｎをあまり大きくすると、積分区
間が短くなるために雑音帯域の広がりを招き、スペクト
ル拡散システム特有の処理利得もあまり得られなくなる
ため、Ｎは２〜４の範囲とするのが最適と思われる。However, if N is made too large, the integration interval becomes short, so that the noise band is widened, and the processing gain peculiar to the spread spectrum system cannot be obtained too much. Therefore, N is set in the range of 2 to 4. Seems best.
【００２７】図１３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に、それ
ぞれΔφ＞π、Δφ≒０、Δφ＜−πにおける位相比較
特性を示す。この図から分かるように、周波数偏差が存
在する場合には、Δφ分のオフセットを持った位相比較
特性が得られるため、従来技術で問題となったフォール
スロックを回避することができる。13 (a), 13 (b) and 13 (c) show the phase comparison characteristics when Δφ> π, Δφ≈0 and Δφ <−π, respectively. As can be seen from this figure, when there is a frequency deviation, a phase comparison characteristic having an offset of Δφ can be obtained, so that it is possible to avoid the false lock, which is a problem in the prior art.
【００２８】[0028]
〈第１実施形態〉図４の下側部分に、以上の手段をＳＳ
−ＤＥＭに対して用いた場合の基地局の構成例を示す。<First Embodiment> In the lower part of FIG.
-A configuration example of a base station when used for a DEM is shown.
【００２９】この構成は、従来技術において説明した図
８の構成から、ＡＦＣ４２を除いたものとなっている。
これは、ＳＳ−ＤＥＭ４１における周波数引き込み範囲
の広がりにより、衛星における周波数偏差の補正を行う
必要が無くなったことによる。これにより、回路規模の
縮小を図ることが可能となった。This configuration is obtained by removing the AFC 42 from the configuration of FIG. 8 described in the prior art.
This is because it is no longer necessary to correct the frequency deviation in the satellite due to the expansion of the frequency pull-in range in the SS-DEM 41. This makes it possible to reduce the circuit scale.
【００３０】図１は、１次変調にＢＰＳＫを用い、Ｎ＝
２（１シンボル区間に２つの相関ベクトルを得る）とし
た場合のＳＳ−ＤＥＭの構成である。In FIG. 1, BPSK is used for primary modulation, and N =
2 is a configuration of SS-DEM in the case of 2 (obtaining two correlation vectors in one symbol section).
【００３１】この図で、初期同期捕捉ループ及びＤＬＬ
は従来技術での構成と同一であるので、ここでは、キャ
リア再生ループ（図の点線で囲った部分）についてのみ
説明する。In this figure, the initial acquisition loop and DLL
Since the configuration is the same as that of the conventional technique, only the carrier reproduction loop (the portion surrounded by the dotted line in the figure) will be described here.
【００３２】スペクトル拡散された受信信号は、直交変
換器１及びＬＰＦ２．１、２．２によってベースバンド
の直交成分（Ｉ成分，Ｑ成分）に変換され、Ａ／Ｄ３．
１、３．２により、ディジタル信号化される。The spread spectrum received signal is converted into baseband quadrature components (I component, Q component) by the quadrature transformer 1 and LPF 2.1, 2.2, and A / D3.
A digital signal is generated by steps 1 and 3.2.
【００３３】Ｉ成分・Ｑ成分は分配器４によって３つに
分配された後、ＰＮ符号発生器１３から出力される中心
位相・１／２chip進み位相・１／２chip遅れ位相のＰＮ
符号により、逆拡散器５．１〜５．３において逆拡散さ
れる。ここで、キャリア再生ループは、中心位相のＰＮ
符号によって逆拡散された出力を用いて形成する。The I component / Q component is divided into three by the distributor 4, and then is output from the PN code generator 13 with a center phase / 1/2 chip lead phase / 1/2 chip lag phase PN.
Depending on the code, despreading is performed in despreaders 5.1 to 5.3. Here, the carrier reproduction loop is the PN of the center phase.
It is formed by using the output despread by the code.
【００３４】逆拡散器５．１の出力は、積分器１５．
１、１５．２によって１／２シンボル区間の積分が行わ
れ、１シンボル区間に２つの相関ベクトルが得られる。
また、算出された２つの相関値は、加算器１６．１、１
６．２によってＩ成分、Ｑ成分それぞれ加算され、１シ
ンボル区間の相関値が求められる。The output of the despreader 5.1 is the integrator 15.
Integration of 1/2 symbol interval is performed by 1 and 15.2, and two correlation vectors are obtained in 1 symbol interval.
Also, the two calculated correlation values are added to the adders 16.1 and 1
According to 6.2, the I component and the Q component are added together to obtain the correlation value in the 1-symbol section.
【００３５】位相差算出器１７には、積分器１５．１、
１５．２及び加算器１６．１、１６．２の出力が入力さ
れ、位相差の算出が行われる。The phase difference calculator 17 includes an integrator 15.1,
The outputs of 15.2 and the adders 16.1 and 16.2 are input, and the phase difference is calculated.
【００３６】ここで、１シンボル区間の２つのベクトル
をＩ−Ｑ軸上にプロットした図を、図３に示す。この図
で、前半１／２シンボル分の積分結果を（１）、後半１
／２シンボル分の積分結果を（２）とする。また、加算
器１６．１、１６．２の出力結果、即ち（１）と（２）
のベクトル和を（３）とする。Here, FIG. 3 shows a diagram in which two vectors in one symbol section are plotted on the IQ axis. In this figure, the integration result for the first half 1/2 symbols is (1), the second half 1
The integration result of / 2 symbols is defined as (2). Also, the output results of the adders 16.1 and 16.2, that is, (1) and (2)
Let the vector sum of (3).
【００３７】位相差算出器１７では、まず（１）と
（２）のベクトルの位相差Δφを算出する。これは、
式により、近似的に求めることが出来る。ここで求めた
Δφは、受信した信号の搬送波（直交変換器１の入力ｆ
１）と、受信機ローカル信号（直交変換器１の入力ｆ
２）の周波数ずれの成分を表す。つまり、ｆ１とｆ２が
全く同一の周波数であれば、Δφ＝０となり、ベクトル
（１）と（２）は同じ位置に現れる。なぜなら、一次変
調に位相変調を用いた場合を想定しているため、１シン
ボル内における位相の変化は理論上、無いものと考えら
れるからである。The phase difference calculator 17 first calculates the phase difference Δφ between the vectors (1) and (2). this is,
It can be approximately calculated by an equation. Δφ obtained here is the carrier of the received signal (input f of the orthogonal transformer 1
1) and the receiver local signal (input f of the orthogonal transformer 1)
It represents the frequency shift component of 2). That is, if f1 and f2 have exactly the same frequency, Δφ = 0, and the vectors (1) and (2) appear at the same position. This is because it is assumed that the phase modulation is used for the primary modulation, and thus it is considered that there is theoretically no change in the phase within one symbol.
【００３８】また、（３）のベクトルからＩ軸との位相
差Δθを算出する。これは、従来技術でも述べたよう
に、Ｉ成分とＱ成分の乗算により求められる。ただし、
ここで得られる位相比較特性はｓｉｎ２θとなってしま
うため、位相の安定点が位相差０、πの２ヶ所存在し、
１８０゜の位相不確定性を持つことになる。これを許容
するためには、送信側において差動符号化を行い、受信
側において差動複合化を行えばよい。Further, the phase difference Δθ from the I axis is calculated from the vector of (3). This is obtained by multiplying the I component and the Q component as described in the related art. However,
Since the phase comparison characteristic obtained here is sin2θ, there are two stable points of the phase, the phase difference being 0 and π.
It will have a phase uncertainty of 180 °. In order to allow this, differential encoding may be performed on the transmitting side and differential decoding may be performed on the receiving side.
【００３９】位相比較器１７では、周波数差成分Δφと
位相差成分Δθとを加算し、位相比較値として出力す
る。図２に、位相比較器１７の構成を示す。The phase comparator 17 adds the frequency difference component Δφ and the phase difference component Δθ and outputs it as a phase comparison value. FIG. 2 shows the configuration of the phase comparator 17.
【００４０】算出された位相比較値は、ループフィルタ
１０．２により平滑化された後、Ｄ／Ａ１１．２により
電圧に変換され、再生キャリア生成用ＶＣＯ１２．２の
制御電圧として使用される。ＶＣＯ１２．２の出力は直
交変換器１へ入力され、キャリア再生ループが形成され
る。The calculated phase comparison value is smoothed by the loop filter 10.2, converted into a voltage by the D / A 11.2, and used as a control voltage of the reproduction carrier generating VCO 12.2. The output of the VCO 12.2 is input to the orthogonal transformer 1 and a carrier reproduction loop is formed.
【００４１】以上の構成により、キャリア再生ループの
周波数引き込み範囲及び引き込み時間の改善を図ること
が出来る。With the above configuration, the frequency pull-in range and pull-in time of the carrier reproduction loop can be improved.
【００４２】〈第２実施形態〉図５に、１次変調を４相
位相変調（ＱＰＳＫ）により行った場合の構成を示す。
この例では、Ｎ＝２とし、キャリア再生ループ全体をデ
ィジタル回路にて構成している。<Second Embodiment> FIG. 5 shows a configuration in which primary modulation is performed by quadrature phase modulation (QPSK).
In this example, N = 2 and the entire carrier reproduction loop is composed of digital circuits.
【００４３】まず、受信されたスペクトル拡散信号は、
Ａ／Ｄ３．３によってアナログ信号からディジタル信号
への変換が行われる。First, the received spread spectrum signal is
Conversion from an analog signal to a digital signal is performed by A / D 3.3.
【００４４】ディジタル化された受信信号は、直交変換
器１において、受信機ローカル信号発生用発振器２４か
ら出力されるローカル信号（受信信号のキャリアと同一
周波数）と乗算され、Ｉ成分・Ｑ成分への変換が行われ
た後、ＬＰＦ２．１、２．２によってベースバンド信号
の抽出が行われる。The quadrature converter 1 multiplies the digitized reception signal by the local signal (the same frequency as the carrier of the reception signal) output from the receiver local signal generating oscillator 24 to obtain an I component / Q component. After the conversion of 1), the baseband signal is extracted by LPF 2.1, 2.2.
【００４５】ここで抽出されたＩ成分・Ｑ成分には、受
信キャリアと受信機ローカルとの位相差成分が現れるた
め、位相回転器１８において、キャリア再生ループによ
って再生された位相差情報φの位相回転補正が行われ
る。Since the phase difference component between the received carrier and the receiver local appears in the I component / Q component extracted here, the phase of the phase difference information φ reproduced by the carrier reproduction loop in the phase rotator 18. Rotational correction is performed.
【００４６】図６に位相回転器の構成を示す。ＬＰＦ
２．１、２．２通過後のＩ成分・Ｑ成分は位相差をφj
として、それぞれ以下に示す信号が現れる（ただし、Ｐ
Ｎ符号は完全に同期がとれているものと仮定する）。 Ｉ成分：ａj・ｃｏｓφj−ｂj・ｓｉｎφj Ｑ成分：ａj・ｓｉｎφj−ｂj・ｃｏｓφj ａj ：Ｉデータ（１ｏｒ−１） ｂj ：Ｑデータ（１ｏｒ−１） 位相回転器１８では、再生された位相をφとして、以下
に示す行列式により位相回転が行われる。FIG. 6 shows the structure of the phase rotator. LPF
The phase difference of the I and Q components after passing 2.1 and 2.2 is φ j
Respectively, the following signals appear (however, P
The N code is assumed to be perfectly synchronized). I component: a j · cosφ j -b j · sinφ j Q components: a j · sinφ j -b j · cosφ j a j: I data (1or-1) b j: Q data (1or-1) phase rotation In the device 18, the reproduced phase is φ, and phase rotation is performed by the determinant shown below.
【００４７】[0047]
【数１】 [Equation 1]
【００４８】位相回転後のＩ成分・Ｑ成分は、分配器４
によってそれぞれ３つに分配され、互いに１／２chipず
つの位相差を持ったＰＮ符号によりそれぞれ逆拡散が行
われるが、１／２chip進み位相及び１／２chip遅れ位相
のＰＮ符号により逆拡散し、ＰＮ符号の位相差算出を行
うＤＬＬ用位相差算出部２１に関する記述は、従来技
術、第１実施形態と同様であるのでここでは省略する。The I and Q components after the phase rotation are distributed by the distributor 4
Are despread by PN codes each having a phase difference of 1/2 chip, and despread by PN codes having a 1/2 chip lead phase and a 1/2 chip lag phase. The description regarding the DLL phase difference calculation unit 21 that calculates the phase difference between the codes is the same as that in the related art and the first embodiment, and is omitted here.
【００４９】分配器４から出力されるＩ成分・Ｑ成分
は、ＰＮ符号も考慮に入れると、 Ｉ成分：ＰＮi・ａj・ｃｏｓφj − ＰＮq・ｂj・ｓｉ
ｎφj Ｑ成分：ＰＮi・ａj・ｓｉｎφj ＋ ＰＮq・ｂj・ｃｏ
ｓφj と記述できる。ここで、ＰＮi、ＰＮqに互いに直交する
符号を割り当てれば、以下の性質によりＩ成分・Ｑ成分
の分離が行える。 ＰＮi・ＰＮi＝１ ＰＮi・ＰＮq＝０ この性質に従い、分配器４から出力されるＩ成分・Ｑ成
分を、ＰＮ符号発生器２０において生成されるＰＮi、
ＰＮqによって逆拡散器５．４、５．５にてそれぞれ逆
拡散を行う。Considering the PN code, the I component / Q component output from the distributor 4 is I component: PN i · a j · cos φ j −PN q · b j · si.
nφ j Q component: PN i · a j · sin φ j + PN q · b j · co
It can be described as sφ j . Here, if orthogonal codes are assigned to PN i and PN q , the I component and the Q component can be separated by the following properties. PN i · PN i = 1 PN i · PN q = 0 According to this property, the I component / Q component output from the distributor 4 is converted into PN i generated in the PN code generator 20,
The despreaders 5.4 and 5.5 perform despreading with PN q , respectively.
【００５０】いま、Ｉ成分をＰＮi によって逆拡散した
信号をＩＩ成分、Ｉ成分をＰＮq によって逆拡散した信
号をＩＱ成分、Ｑ成分をＰＮi によって逆拡散した信号
をＱＩ成分、Ｑ成分をＰＮq によって逆拡散した信号を
ＱＱ成分と定義すれば、 ＩＩ ： ａj・ｃｏｓφj ＩＱ ： −ｂj・ｓｉｎφj ＱＩ ： ａj・ｓｉｎφj ＱＱ ： ｂj・ｃｏｓφj それぞれ上記に示す信号が抽出される。Now, the signal obtained by despreading the I component with PN i is the II component, the signal obtained by despreading the I component with PN q is the IQ component, and the signal obtained by despreading the Q component with PN i is the QI component and the Q component. by defining despread signal by PN q and QQ component, II: a j · cosφ j IQ: -b j · sinφ j QI: a j · sinφ j QQ: b j · cosφ j each signal shown in above To be extracted.
【００５１】抽出された各成分は、積分器１５．３〜１
５．６において１／２シンボルずつの積分が行われた
後、加算器１６．３〜１６．６にてそれぞれ加算され、
１シンボル分の積分値が求められる。The extracted components are integrators 15.3-1.
After ½ symbols are integrated in 5.6, they are added in adders 16.3 to 16.6,
The integrated value for one symbol is obtained.
【００５２】積分器１５．３〜１５．６及び加算器１
６．３〜１６．６の出力は、位相差算出器２２に入力さ
れ、位相比較値の算出が行われる。Integrators 15.3 to 15.6 and adder 1
The outputs of 6.3 to 16.6 are input to the phase difference calculator 22 and the phase comparison value is calculated.
【００５３】図７に、各積分値から得られたベクトルを
Ｉ−Ｑ軸上にプロットした図を示す。ここで、前半１／
２シンボルの積分値をＸＸ1 、後半１／２シンボルの積
分値をＸＸ2 （ＸＸ：ＩＩ、ＩＱ、ＱＩ、ＱＱ）と表し
ている。FIG. 7 shows a diagram in which the vector obtained from each integral value is plotted on the IQ axis. Here, the first half 1 /
The integrated value of two symbols is expressed as XX 1 , and the integrated value of the latter half ½ symbol is expressed as XX 2 (XX: II, IQ, QI, QQ).
【００５４】Ｉ成分の２つのベクトルが（ｉ1）から
（ｉ2）へと移動し、Ｑ成分の２つのベクトルが（ｑ1）
から（ｑ2）へと移動し、１シンボル分の積分値から得
られたベクトルがそれぞれ（ｉ3）、（ｑ3）のように得
られたとすれば、位相差算出器２２では、まず（ｉ1）
・（ｉ2）間及び（ｑ1）・（ｑ2）間の位相差Δφi、Δ
φqを算出する。次に、（ｉ3）とＩ軸、（ｑ3）とＱ軸
との位相差Δθi、Δθqを算出し、得られた全ての位相
情報（Δφi、Δφq、Δθi、Δθq）を加算した結果を
位相比較値としている。The two vectors of the I component move from (i 1 ) to (i 2 ), and the two vectors of the Q component move to (q 1 )
From (q 2 ) to (q 2 ) and the vectors obtained from the integrated value for one symbol are obtained as (i 3 ) and (q 3 ), respectively, the phase difference calculator 22 first i 1 )
Phase difference Δφ i , Δ between (i 2 ) and between (q 1 ) and (q 2 )
Calculate φ q . Next, the phase differences Δθ i and Δθ q between (i 3 ) and the I axis and (q 3 ) and the Q axis are calculated, and all the obtained phase information (Δφ i , Δφ q , Δθ i , and Δθ q ) Is added as the phase comparison value.
【００５５】キャリア再生ループでは、全ての位相情報
が０となるように制御が行われ、Ｉ成分はＩ軸、Ｑ成分
はＱ軸上に収束する。In the carrier reproduction loop, control is performed so that all phase information becomes 0, and the I component converges on the I axis and the Q component converges on the Q axis.
【００５６】位相差算出器２２において算出された位相
比較値は、ループフィルタ１０．２において平滑化され
た後、ディジタルＶＣＯ（ＤＶＣＯ）２３に位相差情報
として入力される。得られた位相差情報φは、位相回転
器１８に入力され、再生された位相差分の位相回転補正
が行われる。The phase comparison value calculated by the phase difference calculator 22 is smoothed by the loop filter 10.2 and then input to the digital VCO (DVCO) 23 as phase difference information. The obtained phase difference information φ is input to the phase rotator 18, and the phase rotation correction of the reproduced phase difference is performed.
【００５７】以上の構成により、キャリア再生ループ全
体をディジタル処理のみで構成することが出来る。With the above configuration, the entire carrier reproduction loop can be configured only by digital processing.
【００５８】[0058]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、１シンボ
ルをＮ区間に分けて積分を行うことで、同期検波用のキ
ャリア再生ループにおける位相比較特性の改善を図るこ
とができ、キャリアの周波数偏差が非常に大きい場合に
おいても、安定した再生ループ制御を行うことを可能に
するという効果がある。As described above, according to the present invention, by dividing one symbol into N sections and performing integration, it is possible to improve the phase comparison characteristic in the carrier recovery loop for synchronous detection, and Even if the frequency deviation is very large, it is possible to perform stable reproduction loop control.
【図１】本発明の第１実施形態に係るスペクトル拡散復
調装置の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a spread spectrum demodulation device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１中の位相差算出器の構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of a phase difference calculator in FIG.
【図３】本発明の第１実施形態における位相差の算出方
法を示す説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram showing a method of calculating a phase difference according to the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第１実施形態に係るスペクトル拡散復
調装置を衛星通信に適用した場合のシステムと、その基
地局との構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of a system and its base station when the spread spectrum demodulation device according to the first embodiment of the present invention is applied to satellite communication.
【図５】本発明の第２実施形態に係るスペクトル拡散復
調装置の構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram of a spread spectrum demodulation device according to a second embodiment of the present invention.
【図６】図５中の位相回転器の構成図である。6 is a configuration diagram of a phase rotator in FIG.
【図７】本発明の第２実施形態における位相差の算出方
法を示す説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram showing a method of calculating a phase difference according to the second embodiment of the present invention.
【図８】従来の衛星通信におけるシステムと、その基地
局との構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional satellite communication system and its base station.
【図９】従来の技術によるスペクトル拡散復調装置の構
成図である。FIG. 9 is a configuration diagram of a spread spectrum demodulation device according to a conventional technique.
【図１０】図９中の位相差算出器の構成図である。10 is a configuration diagram of a phase difference calculator in FIG.
【図１１】１シンボルを４つに分けて積分を行った場合
の位相ベクトル配置図である。FIG. 11 is a phase vector arrangement diagram when one symbol is divided into four and integration is performed.
【図１２】２つのベクトル間の位相差算出方法を示す説
明図である。FIG. 12 is an explanatory diagram showing a method of calculating a phase difference between two vectors.
【図１３】本発明における位相比較特性の例を示す説明
図である。FIG. 13 is an explanatory diagram showing an example of phase comparison characteristics according to the present invention.
１ 直交変換器 ２．１、２．２ 低域通過ろ波器 ３．１〜３．３：アナログ・ディジタル変換器 ４ 分配器 ５．１〜５．５ 逆拡散器 ６．１〜６．３ １シンボル区間積分器 ７．１〜７．３、１９ ２乗加算器 ８ 同期判定器 ９ 減算器 １０．１、１０．２ ループフィルタ １１．１、１１．２ ディジタル・アナログ変換器 １２．１、１２．２ 電圧制御発振器 １３、２０ 拡散符号発生器 １４、１７、２２ 位相差算出器 １５．１〜１５．６ １／２シンボル区間積分器 １６．１〜１６．６ 加算器 １８ 位相回転器 ２１ 遅延ロックループ用位相差算出部 ２３ ディジタル電圧制御発振器 ３１ 回線接続制御部 ３２ 時分割多重変調器 ３３、３５ 周波数変換器（アップコンバーター） ３４、３７ 低雑音増幅器 ３６ 大電力増幅器 ３８、４０ 周波数変換器（ダウンコンバーター） ３９ 自動利得制御器 ４１ スペクトル拡散復調装置 ４２ 周波数制御装置 1 Orthogonal converter 2.1, 2.2 Low-pass filter 3.1-3.3: Analog-digital converter 4 Distributor 5.1-5.5 Despreader 6.1-6.3 1-symbol interval integrator 7.1 to 7.3, 19 Square adder 8 Synchronization determination device 9 Subtractor 10.1, 10.2 Loop filter 11.1, 11.2 Digital-analog converter 12.1 12.2 Voltage controlled oscillator 13,20 Spread code generator 14,17,22 Phase difference calculator 15.1-15.6 1/2 symbol interval integrator 16.1-16.6 Adder 18 Phase rotator 21 Phase difference calculation unit for delay lock loop 23 Digital voltage controlled oscillator 31 Line connection control unit 32 Time division multiplex modulator 33, 35 Frequency converter (up converter) 34, 37 Low noise amplifier 36 High power amplifier 38, 40 Frequency Exchanger (down converter) 39 automatic gain controller 41 spread spectrum demodulator 42 frequency control device
フロントページの続き (72)発明者 北川 恵司 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株 式会社日立製作所情報通信事業部内Front page continuation (72) Inventor Keiji Kitagawa 216 Totsuka-cho, Totsuka-ku, Yokohama-shi, Kanagawa Stock company Hitachi Information & Communication Division
Claims (3)
２，４，８，１６）により１次変調し、システム固有の
擬似雑音符号（以下、ＰＮ符号と称す）により直接拡散
された信号を受信し、検波を行うスペクトル拡散復調装
置において、 受信信号を受信機のローカル信号と乗算し、同相成分
（Ｉ成分）・直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号を
得る乗算器（ミキサー）と、得られたＩ成分・Ｑ成分そ
れぞれを送信側と同一のＰＮ符号により逆拡散を行う逆
拡散器と、１／Ｎシンボル区間（Ｎ：２以上の整数）の
積分を行い、１シンボル区間にＩ成分・Ｑ成分それぞれ
Ｎ個の相関値が算出可能な相関器と、得られた２Ｎ個の
相関値から位相比較特性を算出する位相比較器とを有
し、ループフィルタ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を介し
てキャリア再生ループを構成することで、周波数引き込
み範囲の改善を図ったスペクトル拡散復調装置。1. A baseband signal is M phase modulated (M:
2, 4, 8, 16) first-modulates the received signal and spreads the received signal directly by a pseudo-noise code (hereinafter, referred to as PN code) peculiar to the system. A multiplier (mixer) that multiplies the local signal of the receiver to obtain a baseband signal of an in-phase component (I component) / quadrature component (Q component), and the obtained I component / Q component are the same as those on the transmission side. A despreader that performs despreading with a PN code and a correlation that can integrate 1 / N symbol section (N: an integer of 2 or more) and calculate N correlation values for each of the I component and Q component in one symbol section. And a phase comparator for calculating a phase comparison characteristic from the obtained 2N correlation values, and by configuring a carrier recovery loop via a loop filter and a voltage controlled oscillator (VCO), a frequency pull-in range can be obtained. of Spread spectrum demodulator with improved features.
さを求め、その絶対値和を１シンボル区間の相関値とす
ることで、１／Ｔ（Ｈｚ）（Ｔ：シンボル周期）以上の
周波数誤差が生じた場合でも同期の捕捉を可能とするス
ペクトル拡散復調装置。2. The 1 / T (Hz) according to claim 1, wherein the magnitudes of N correlation vectors calculated in one symbol section are obtained and the sum of absolute values thereof is taken as a correlation value of one symbol section. ) (T: symbol period) A spread spectrum demodulation device capable of capturing synchronization even when a frequency error of (T: symbol period) or more occurs.
通信等の基地局システムに適用し、衛星の周波数変動を
補正するための自局折り返し周波数制御装置（ＡＦＣ）
を削除したシステム構成をとることを可能とさせるスペ
クトル拡散復調装置。3. The return frequency control device (AFC) according to claim 1, wherein the spread spectrum demodulation device is applied to a base station system such as satellite communication in which frequency fluctuations are severe and the frequency fluctuations of satellites are corrected.
A spread spectrum demodulation device that enables a system configuration in which is deleted.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8152294A JPH09331307A (en) | 1996-06-13 | 1996-06-13 | Spread spectrum demodulation device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8152294A JPH09331307A (en) | 1996-06-13 | 1996-06-13 | Spread spectrum demodulation device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09331307A true JPH09331307A (en) | 1997-12-22 |
Family
ID=15537392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8152294A Pending JPH09331307A (en) | 1996-06-13 | 1996-06-13 | Spread spectrum demodulation device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09331307A (en) |
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-
1996
- 1996-06-13 JP JP8152294A patent/JPH09331307A/en active Pending
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| CN115037331A (en) * | 2022-08-10 | 2022-09-09 | 中国电子科技集团公司第十研究所 | Asynchronous burst signal timing synchronization method based on reverse extrapolation |
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