JPH09298447A - Surface acoustic wave filter - Google Patents
Surface acoustic wave filterInfo
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- JPH09298447A JPH09298447A JP10970996A JP10970996A JPH09298447A JP H09298447 A JPH09298447 A JP H09298447A JP 10970996 A JP10970996 A JP 10970996A JP 10970996 A JP10970996 A JP 10970996A JP H09298447 A JPH09298447 A JP H09298447A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は弾性表面波フィルタ
に関し、更に詳しくは、２つの弾性表面波共振子の横モ
ードを利用した２重モード弾性表面波フィルタに関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a surface acoustic wave filter, and more particularly to a dual mode surface acoustic wave filter utilizing the transverse modes of two surface acoustic wave resonators.
【０００２】[0002]
【従来の技術】２つの弾性表面波共振子を１つの圧電性
基板の表面に隣接形成することによって、その２つの弾
性表面波共振子を弾性的に結合し、これらで形成される
導波路中で伝搬する弾性表面波の２つの横モードを利用
することで、２重モードフィルタを構成することができ
る。2. Description of the Related Art Two surface acoustic wave resonators are formed adjacent to each other on the surface of a piezoelectric substrate, so that the two surface acoustic wave resonators are elastically coupled to each other in a waveguide formed by them. By using the two transverse modes of the surface acoustic wave propagating in, a double mode filter can be constructed.
【０００３】図７にこの種の従来の弾性表面波フィルタ
の模式的平面図を示す。圧電性基板１０の表面に、互い
に対向して２つのグレーティング反射器１１，１２が形
成されているとともに、その間に、２つのインターデジ
タル電極１３，１４が互いに平行に形成されている。FIG. 7 shows a schematic plan view of a conventional surface acoustic wave filter of this type. Two grating reflectors 11 and 12 are formed on the surface of the piezoelectric substrate 10 so as to face each other, and two interdigital electrodes 13 and 14 are formed in parallel with each other between them.
【０００４】この例においては、一方のインターデジタ
ル電極１３の片側の櫛形電極１３ａが信号入力端子１５
に接続されて信号印加用の櫛形電極となり、他方のイン
ターデジタル電極１４の片側の櫛形電極１４ａが信号出
力端子１６に接続されて信号取り出し用の櫛形電極とな
っている。そして、各インターデジタル電極１３，１４
の他側の櫛形電極１３ｂ，１４ｂは、共通のバスバー１
７の両側に電極指を形成したものとして、この共通のバ
スバー１７はグランドレベルに接続されている。In this example, the comb-shaped electrode 13a on one side of one of the interdigital electrodes 13 is the signal input terminal 15.
To form a comb-shaped electrode for signal application, and the comb-shaped electrode 14a on one side of the other interdigital electrode 14 is connected to the signal output terminal 16 to form a comb-shaped electrode for signal extraction. Then, each interdigital electrode 13, 14
The comb-shaped electrodes 13b and 14b on the other side are common bus bars 1
Assuming that the electrode fingers are formed on both sides of 7, the common bus bar 17 is connected to the ground level.
【０００５】このような素子構成により、２つのインタ
ーデジタル電極１３，１４およびその両側のグレーティ
ング反射器１１，１２によって弾性表面波の導波路が形
成され、信号入力端子１５を介して一方のインターデジ
タル電極１３に印加された電圧信号により励振された弾
性表面波がその導波路を伝搬する。その弾性表面波は他
方のインターデジタル電極１４によって電圧信号に変換
され、信号出力端子１６から取り出される。導波路を伝
搬する弾性表面波は幾つかの横モードを有し、そのう
ち、通常は１次の対称モード（基本波モード）Ｓ１と反
対称モードＡ１が利用され、これらの各モードの共振周
波数によって定まる通過周波数帯域を持つフィルタが構
成される。With such an element structure, a surface acoustic wave waveguide is formed by the two interdigital electrodes 13 and 14 and the grating reflectors 11 and 12 on both sides thereof, and one interdigital electrode is formed via the signal input terminal 15. The surface acoustic wave excited by the voltage signal applied to the electrode 13 propagates through the waveguide. The surface acoustic wave is converted into a voltage signal by the other interdigital electrode 14 and taken out from the signal output terminal 16. The surface acoustic wave propagating in the waveguide has several transverse modes, of which the first-order symmetric mode (fundamental wave mode) S1 and antisymmetric mode A1 are usually used, and the resonance frequency of each of these modes A filter having a defined pass frequency band is constructed.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ところで、以上のよう
な従来の弾性表面波フィルタにおいては、前記したよう
に１次の対称モードＳ１と反対称モードＡ１を利用して
フィルタを構築するのであるが、導波路の幅ａを広くす
ると、そこを伝搬する弾性表面波の横モード数が増え、
フィルタに利用する１次の対称モードＳ１と反対称モー
ドＡ１のほかに、例えば２次の対称モードＳ２や反対称
モードＡ２等の振動が伝搬し、そのため、図８にその周
波数特性を例示するように、意図する通過帯域よりも高
周波側にスプリアスが発生するという問題がある。In the conventional surface acoustic wave filter as described above, the filter is constructed by using the first-order symmetric mode S1 and anti-symmetric mode A1 as described above. , If the width a of the waveguide is widened, the number of transverse modes of surface acoustic waves propagating therethrough increases,
In addition to the first-order symmetric mode S1 and the anti-symmetric mode A1 used for the filter, for example, vibrations such as the second-order symmetric mode S2 and the anti-symmetric mode A2 propagate, so that the frequency characteristics are illustrated in FIG. In addition, there is a problem that spurious is generated on the higher frequency side than the intended pass band.
【０００７】このようなスプリアスは、導波路の幅ａを
狭くすることによって解消することができるが、この場
合、インピーダンス設計の自由度が減少するという新た
な問題が生じる。すなわち、導波路の幅ａを狭くすれば
するほどフィルタとしてのインピーダンスが高くなり、
外部回路との間にインピーダンスマッチング回路を挿入
する必要が生じる等の問題が生じる。Although such spurious can be eliminated by narrowing the width a of the waveguide, in this case, a new problem arises that the degree of freedom in impedance design is reduced. That is, the narrower the width a of the waveguide, the higher the impedance as a filter,
There arises a problem that an impedance matching circuit needs to be inserted between the external circuit and the like.
【０００８】本発明はこのような実情に鑑みてなされた
もので、導波路の幅を広くしてインピーダンスを低くし
てもスプリアスが生じず、もって低インピーダンスと良
好な遮断周波数特性を兼備した弾性表面波フィルタの提
供を目的としている。The present invention has been made in view of the above circumstances, and spurious does not occur even if the width of the waveguide is widened to lower the impedance. Therefore, the elasticity having a low impedance and a good cutoff frequency characteristic is provided. The purpose is to provide a surface wave filter.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の弾性表面波フィルタは、圧電性基板の表面
に、２つのグレーティング反射器が対向して形成され、
その間に挟まれた状態で入力用および出力用のインター
デジタル電極が形成され、これらで弾性表面波の導波路
を形成してなる弾性表面波フィルタにおいて、入力用お
よび出力用のインターデジタル電極の各電極指の交差幅
が、それぞれ所定の次数（ｉ）についての対称モードＳ
ｉおよび反対称モードＡｉにおける弾性表面波の横方向
への振動変位分布関数ψSi(x) およびψAi(x) の和で表
される関数Ｆ(x) に基づいてアポタイズされていること
によって特徴づけられる。In order to achieve the above object, the surface acoustic wave filter of the present invention is formed with two grating reflectors facing each other on the surface of a piezoelectric substrate.
In a surface acoustic wave filter in which interdigital electrodes for input and output are formed in a state of being sandwiched between them, and a waveguide of the surface acoustic wave is formed by these, each of the interdigital electrodes for input and output is The crossing width of the electrode fingers is the symmetric mode S for each predetermined order (i).
i and the antisymmetric mode Ai are characterized by being apoted based on the function F (x) represented by the sum of the lateral vibration displacement distribution functions ψSi (x) and ψAi (x) To be
【００１０】本発明は、入力用および出力用の２つのイ
ンターデジタル電極およびその両側の反射器で形成され
る導波路中を伝搬する弾性表面波を、フィルタに利用す
る２種のモード（次数ｉの対称モードＳｉおよび反対称
モードＡｉ）の振動が支配的となるようにすると同時
に、その導波路中を伝搬する弾性表面波の各モードの振
動のうち、同じくフィルタに利用する２種のモードＳ
ｉ，Ａｉの振動の電圧信号への変換効率が最大となるよ
うにすることで、利用すべき２種のモード以外の不要な
モードに起因するスプリアスを解消または低減しようと
するものである。The present invention uses two types of modes (order i) in which a surface acoustic wave propagating in a waveguide formed by two interdigital electrodes for input and output and reflectors on both sides thereof is used for a filter. Of the symmetric mode Si and the antisymmetric mode Ai) of the above-mentioned S, and at the same time, among the vibrations of each mode of the surface acoustic wave propagating in the waveguide, two modes S which are also used for the filter are used.
By maximizing the conversion efficiency of vibrations of i and Ai into voltage signals, spurious components caused by unnecessary modes other than the two types of modes to be used are eliminated or reduced.
【００１１】すなわち、圧電性基板上のインターデジタ
ル電極による励振エネルギは、そのインターデジタル電
極の交差幅の重みの付け方（重み関数Ｆ(x) で表す）に
よって一意的に決まるが、この重み関数Ｆ(x) を、フィ
ルタに利用するｉ次の対称モードＳｉおよび反対称モー
ドＡｉへの変換効率が最大となるような関数とすること
によって、他のモードの振動エネルギを相対的に低下さ
せることができる。具体的には、入力用のインターデジ
タル電極の重み関数Ｆ(x) を、導波路中におけるＳｉモ
ードの振動変位分布ψSi(x) とＡｉモードの振動変位分
布ψAi(x) の和、つまり、 Ｆ(x) ＝ψSi(x) ＋ψAi(x) ・・（１） とすることにより、導波路中を伝搬する弾性表面波はＳ
ｉモードとＡｉモードの振動が支配的となる。That is, the excitation energy by the interdigital electrodes on the piezoelectric substrate is uniquely determined by the weighting method of the intersection width of the interdigital electrodes (represented by the weighting function F (x)). By making (x) a function that maximizes the conversion efficiency into the i-th order symmetric mode Si and the anti-symmetric mode Ai used for the filter, the vibration energy of other modes can be relatively reduced. it can. Specifically, the weighting function F (x) of the input interdigital electrode is calculated as the sum of the vibration displacement distribution ψSi (x) of Si mode and the vibration displacement distribution ψAi (x) of Ai mode in the waveguide, that is, By setting F (x) = ψSi (x) + ψAi (x) ··· (1), the surface acoustic wave propagating in the waveguide is S
Vibrations in the i-mode and the Ai-mode are dominant.
【００１２】また、導波路中を伝搬する弾性表面波をイ
ンターデジタル電極によって電圧信号に変換するとき、
その弾性表面波に含まれる各モードの振動エネルギの電
圧信号への変換効率は、上記と同様に、インターデジタ
ル電極の交差幅の重みの付け方によって一意的に決ま
る。従って、出力用インターデジタル電極の重み関数Ｆ
(x) についても上記と同じとすることによって、フィル
タに利用するＳｉモードおよびＡｉモードの振動エネル
ギの電圧信号への変換効率が最大となり、変換された電
圧信号に含まれる周波数成分はＳｉモードとＡｉモード
の周波数成分が支配的となる。When the surface acoustic waves propagating in the waveguide are converted into voltage signals by the interdigital electrodes,
The conversion efficiency of the vibration energy of each mode included in the surface acoustic wave into a voltage signal is uniquely determined by the weighting method of the cross width of the interdigital electrodes, as in the above. Therefore, the weighting function F of the output interdigital electrode is
By making (x) the same as above, the conversion efficiency of the vibration energy of the Si mode and the Ai mode used for the filter into the voltage signal becomes maximum, and the frequency component contained in the converted voltage signal becomes the Si mode. The frequency component of the Ai mode becomes dominant.
【００１３】従って本発明の構成によれば、導波路の幅
を広くしてフィルタのインピーダンスを低くしても、導
波路中を伝搬する弾性表面波はＳｉモードとＡｉモード
が支配的となり、かつ、その中に他の不要なモードが含
まれていても、その不要モードの振動は電圧信号として
殆ど取り出されないが故に、スプリアスの少ない良好な
通過帯域を持つフィルタとなる。Therefore, according to the structure of the present invention, even if the width of the waveguide is widened and the impedance of the filter is lowered, the surface acoustic waves propagating in the waveguide are dominated by Si mode and Ai mode, and Even if other unnecessary modes are included therein, the vibrations of the unnecessary modes are hardly extracted as a voltage signal, so that the filter has a good pass band with little spurious.
【００１４】なお、ＳｉモードおよびＡｉモードの振動
変位分布関数ψSi(x) およびψAi(x) は、例えばこの種
のモデルにおける公知の波動方程式を、適宜の境界条件
を設定して解くことによって算出することができ、その
一例を挙げると、The vibration displacement distribution functions ψSi (x) and ψAi (x) of the Si mode and the Ai mode are calculated, for example, by solving a known wave equation in this type of model by setting appropriate boundary conditions. Can be done, and one example is
【００１５】[0015]
【数１】 [Equation 1]
【００１６】で表すことができる。ここにおいてｘは導
波路の幅方向への位置、ｚは導波方向への位置を表し、
ωは共振周波数の角速度、ｋxSは、Can be expressed as Here, x represents a position in the width direction of the waveguide, z represents a position in the waveguide direction,
ω is the angular velocity of the resonance frequency, k xS is
【００１７】[0017]
【数２】 [Equation 2]
【００１８】であって、ｖS は導波路内での音速であ
る。また、ｖは該当モードの弾性表面波の導波路中での
速度であって、波動方程式を解くことによって得られる
速度分散曲線と、導波路の幅ａや用いる圧電性基板の種
類等によって求めることができ、従って（２）式および
（３）式における各ｋXSは、それぞれＳｉモードの弾性
表面波の速度ｖとＡｉモードの弾性表面波の速度ｖが相
違する関係上、互いに異なる値をとる。Where v S is the speed of sound in the waveguide. Further, v is the velocity of the surface acoustic wave of the corresponding mode in the waveguide, and can be obtained by the velocity dispersion curve obtained by solving the wave equation, the waveguide width a, the type of piezoelectric substrate used, and the like. Therefore, each k XS in the equations (2) and (3) takes different values because the velocity v of the surface acoustic wave in the Si mode and the velocity v of the surface acoustic wave in the Ai mode are different. .
【００１９】ここで、上記のようにして得られた重み関
数Ｆ(x) により、入力用および出力用のインターデジタ
ル電極のアポタイズを施したとき、その関数Ｆ(x) によ
ってもたらされるＳｉおよびＡｉ各モードに関しての変
成比ＴｒS1, ＴｒA1、すなわち、Here, when a weighting function F (x) obtained as described above is applied to the interdigital electrodes for input and output, Si and Ai produced by the function F (x) are applied. Metamorphic ratios Tr S1, Tr A1 for each mode, that is,
【００２０】[0020]
【数３】 (Equation 3)
【００２１】が、互いに略等しい値となるように設計す
ることが望ましい。ＴｒS1とＴｒA1が略等しくなること
は、２つのモードＳｉ，Ａｉに関しての電圧信号から振
動エネルギへの変換、および振動エネルギの電圧信号へ
の変換の各効率が互いに略等しくなるため、結果として
フィルタの通過周波数帯域特性は、中心周波数を挟んで
その両側で略対称となり、外部回路を設けてこの特性を
修正する必要がなくなり、最も効率的なフィルタを得る
ことが可能となる。However, it is desirable to design so that they are substantially equal to each other. Since Tr S1 and Tr A1 are substantially equal to each other, the efficiency of conversion of the voltage signal into the vibration energy and the conversion of the vibration energy into the voltage signal with respect to the two modes Si and Ai are substantially equal to each other. The pass frequency band characteristic of the filter is substantially symmetrical on both sides of the center frequency, and it is not necessary to provide an external circuit to correct this characteristic, and the most efficient filter can be obtained.
【００２２】さて、本発明においては、２つのグレーテ
ィング反射器の間に形成される２つのインターデジタル
電極の配置は、従来の横モードを用いた弾性表面波フィ
ルタのように必ずしも弾性表面波の伝搬方向に直交する
方向に並列配置する構成にとどまらず、弾性表面波の伝
搬方向に隣接配置する構成（図１参照）、一方のインタ
ーデジタル電極を弾性表面波の伝搬方向に所定の距離を
開けて分割配置し、その間に挟まれるように他方のイン
ターデジタル電極を配置する構成（図５参照）等を採用
することができ、要は前記した重み関数Ｆ(x) により入
力用および出力用のインターデジタル電極がアポタイズ
されていればよく、そのようなアポタイズを施すのに適
した配置を採用すればよい。In the present invention, the arrangement of the two interdigital electrodes formed between the two grating reflectors is not necessarily the same as in the conventional surface acoustic wave filter using the transverse mode. Not only the configuration of arranging in parallel in the direction orthogonal to the direction but also the configuration of adjoining in the propagation direction of the surface acoustic wave (see FIG. 1), one interdigital electrode with a predetermined distance in the propagation direction of the surface acoustic wave It is possible to adopt a configuration in which the other interdigital electrodes are arranged so as to be sandwiched and sandwiched between them (see FIG. 5), and the point is that the above-mentioned weighting function F (x) is used for the input and output interfaces. It suffices if the digital electrodes are apodized, and an arrangement suitable for performing such apotization may be adopted.
【００２３】また、２つのインターデジタル電極を弾性
表面波の伝搬方向に直交する方向に並列配置する場合に
は、図６に例示するように、２つのインターデジタル電
極の合計４個の櫛形電極のうち、共通電位に接続される
２つの櫛形電極に兼用されるバスバーを傾斜させること
により、電極の形成領域を比較的狭くしながらＦ(x)に
近似したアポタイズを可能とし、本発明はこのような近
似のアポタイズを施した構成をも含む。When the two interdigital electrodes are arranged in parallel in the direction orthogonal to the propagation direction of the surface acoustic wave, a total of four comb-shaped electrodes of the two interdigital electrodes are provided as illustrated in FIG. Among these, by tilting the bus bar which is also used as two comb-shaped electrodes connected to the common potential, it is possible to apotize close to F (x) while relatively narrowing the area where the electrodes are formed. It also includes a configuration with an approximate apodization.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の電極
パターンを示す模式的平面図である。この例において
は、水晶等の圧電性基板１０の表面に、２つのグレーテ
ィング反射器１，２を対向して形成するとともに、その
間に、入力用インターデジタル電極３と出力用インター
デジタル電極４を、実質的に弾性表面波の伝搬方向に隣
接するように形成している。1 is a schematic plan view showing an electrode pattern according to an embodiment of the present invention. In this example, two grating reflectors 1 and 2 are formed facing each other on the surface of a piezoelectric substrate 10 such as a crystal, and an input interdigital electrode 3 and an output interdigital electrode 4 are provided between them. It is formed so as to be substantially adjacent to the surface acoustic wave propagation direction.
【００２５】この例では、フィルタに利用する横モード
を１次の対称モード（基本波モード）Ｓ１と反対称モー
ドＡ１としている。これらの各モードＳ１，Ａ１の振動
変位分布関数ψS1(x) およびψA1(x) は、前記（２）お
よび（３）式に例示した通りであり、これを一般式の形
であらわすと、 ψS1(x) ＝Ａcos(ｋxs・ｘ） ・・（６） ψA1(x) ＝Ｂsin(ｋxS・ｘ） ・・（７） となる。なお、この（６），（７）式中におけるｋ
XSは、前記したようにこれらのモードＳ１，Ａ１の弾性
表面波の導波路中における速度ｖが異なるため、実際に
は異なる値をとる。In this example, the transverse modes used for the filter are the first-order symmetric mode (fundamental wave mode) S1 and the anti-symmetric mode A1. The vibration displacement distribution functions ψS1 (x) and ψA1 (x) of each of these modes S1 and A1 are as illustrated in the formulas (2) and (3), and when expressed in the form of the general formula, ψS1 (x) = Acos (k xs · x) ··· (6) ψA1 (x) = Bsin (k xS · x) ··· (7) Note that k in the equations (6) and (7)
As described above, XS actually takes different values because the speeds v of the surface acoustic waves of these modes S1 and A1 in the waveguide are different.
【００２６】この例における各振動変位分布関数ψS1
(x) およびψA1(x) をグラフで表すと、図２（Ａ）およ
び（Ｂ）の通りである。なお、こられのグラフにおいて
横軸の０が導波路の中心を表し、縦軸にはψの最大値を
１とした数値を付している。Each vibration displacement distribution function ψS1 in this example
Graphs of (x) and ψA1 (x) are shown in FIGS. 2 (A) and 2 (B). In these graphs, 0 on the abscissa represents the center of the waveguide, and the ordinate indicates the maximum value of ψ as 1.
【００２７】そして、入力用および出力用インターデジ
タル電極３および４の電極指の交差幅は、ともに、 Ｆ(x) ＝ψS1(x) ＋ψA1(x) ・・（８） で表される重み関数Ｆ(x) によってアポタイズされてい
る。このＦ(x) をグラフで表せば、図３に示す通りであ
る。なお、このグラフにおいて縦軸は、図２の各グラフ
の縦軸の数値をそのまま用いたψS1とψA1を加算した値
としている。The crossing widths of the electrode fingers of the input and output interdigital electrodes 3 and 4 are both F (x) = ψS1 (x) + ψA1 (x) ··· (8) It is apodized by F (x). A graphical representation of this F (x) is as shown in FIG. The vertical axis in this graph is a value obtained by adding ψS1 and ψA1 using the numerical values on the vertical axis of each graph of FIG.
【００２８】この図３から明らかなように、Ｆ(x) は正
負にわたり、従って入力用および出力用の各インターデ
ジタル電極３および４には、部分的に負のアポタイズを
施す領域を形成する必要がある。この負のアポタイズを
施すために、この例においては、入力用および出力用の
インターデジタル電極３および４に、正の領域とは位相
が逆転した状態で電極指が交差する領域を設けている。As is apparent from FIG. 3, F (x) extends positively and negatively. Therefore, it is necessary to form a region to be partially negatively apodized in each of the input and output interdigital electrodes 3 and 4. There is. In order to carry out this negative apodization, in this example, the interdigital electrodes 3 and 4 for input and output are provided with regions where the electrode fingers intersect in a state in which the phases are opposite to those of the positive regions.
【００２９】すなわち、図１において、入力用インター
デジタル電極３の信号印加用の櫛形電極３ａ（以下、信
号印加電極３ａと称する）は、導波路の幅方向に対向す
るように２つに分割形成され、その間に共通電位の櫛形
電極３ｂ（以下、共通電極３ｂと称する）が形成されて
いる。そして、分割された信号印加電極３ａのうち、Ｍ
で示す部分の電極指は、Ｐで示した部分の各電極指に対
して位相が１８０°ずれた位置にある。つまり、パター
ン形状で説明すれば、分割された信号印加電極３ａのう
ち、Ｍで示す部分の電極指は、Ｐで示した部分の各電極
指の延長上ではなくその中間に位置して、それぞれに対
応して形成された共通電極３ｂの電極指と交差してい
る。言わば、ＰとＭの部分では、電極指の交差の位相が
逆転しており、Ｐの部分が重み関数Ｆ(x) の正領域に、
Ｍの部分が同じく重み関数Ｆ(x) の負の領域に対応して
いる。なお、２つに分割された信号印加電極３ａは、基
板１０の外部において、まはた基板１０上の導波路外に
形成される導入パターンにより、相互に接続された状態
で使用される。このことは以下の信号取り出し電極４ａ
についても同様である。That is, in FIG. 1, the comb-shaped electrode 3a for applying a signal of the input interdigital electrode 3 (hereinafter referred to as a signal applying electrode 3a) is divided into two parts so as to face each other in the width direction of the waveguide. A comb-shaped electrode 3b having a common potential (hereinafter, referred to as a common electrode 3b) is formed therebetween. Of the divided signal applying electrodes 3a, M
The electrode fingers in the portion indicated by are at positions where the phase is shifted by 180 ° with respect to the electrode fingers in the portion indicated by P. That is, to explain in terms of the pattern shape, the electrode fingers of the portion M of the divided signal applying electrodes 3a are located not in the extension of each electrode finger of the portion P but in the middle thereof, and And intersects the electrode fingers of the common electrode 3b formed corresponding to. In other words, in the P and M parts, the phase of the intersection of the electrode fingers is reversed, and the P part is in the positive region of the weighting function F (x),
Similarly, the portion M corresponds to the negative region of the weighting function F (x). The signal applying electrode 3a divided into two parts is used in a state of being connected to each other outside the substrate 10 or by an introduction pattern formed outside the waveguide on the substrate 10. This means that the following signal extraction electrodes 4a
The same applies to.
【００３０】出力用インターデジタル電極４の信号取り
出し用櫛形電極４ａ（以下、信号取り出し電極４ａと称
する）についても全く同様であり、ＰおよびＭで示すよ
うに導波路の幅方向に２つに分割され、ＰとＭの部分で
は共通電極４ｂとの交差の位相が逆転し、全体として正
負にわたる重み関数Ｆ(x) に基づくアポタイズが施され
ている。The same applies to the signal extraction comb-shaped electrode 4a of the output interdigital electrode 4 (hereinafter referred to as the signal extraction electrode 4a), which is divided into two in the width direction of the waveguide as indicated by P and M. In the portions P and M, the phase of the intersection with the common electrode 4b is reversed, and apotizing is performed based on the weighting function F (x) that is positive and negative as a whole.
【００３１】ここで、図１においては、電極指の交差幅
のアポタイズの状況を判りやすくするために、ダミー電
極の図示を省略しているが、実際には、図１における空
白部分、つまり各電極の電極指が存在しない部分および
短い部分においては、これを埋めるように、いずれかの
電極に接続され、かつ、他の電位の電極指とは交差しな
い電極指であるダミー電極が形成される。Here, in FIG. 1, the dummy electrodes are not shown in order to make it easier to understand the situation of apodization of the intersection width of the electrode fingers, but in reality, the blank portions in FIG. A dummy electrode, which is an electrode finger that is connected to one of the electrodes and does not intersect with an electrode finger of another potential, is formed so as to fill the electrode finger-free portion and the short portion of the electrode. .
【００３２】図４は以上の本発明の実施の形態の周波数
特性を表すグラフである。このグラフは、導波路の幅ａ
を無限大としたときの弾性表面波の波長をλで表したと
き、導波路の幅ａを３１．５λとした場合の入出力減衰
特性を表している。前記した図８は、各インターデジタ
ル電極にアポタイズを施さないことを除いて、導波路の
幅ａ含めて他の条件は全く同じとした場合の弾性表面波
フィルタの入出力減衰特性であり、この図８と図４を比
較すれば明らかなように、本発明の実施の形態のアポタ
イズを施すことにより、通過帯域よりも高周波側に発生
していたスプリアスを完全に消滅させることができた。
なお、図４および図８においては、横軸を規格化周波数
（ｆ／ｆ00）としている。規格化に際しては、金属が存
在していない所での圧電基板中の音速をＶ0 とし、弾性
表面波の波長をλとしたとき、ｆ 00＝Ｖ0 ／λで実際の
周波数ｆを除した値を用いた。FIG. 4 shows the frequency of the above embodiment of the present invention.
It is a graph showing a characteristic. This graph shows the width a of the waveguide.
The wavelength of the surface acoustic wave when λ is infinite is expressed as λ
Input / output attenuation when the width a of the waveguide is 31.5λ
Represents a characteristic. The above-mentioned FIG.
Of the waveguide, except that the electrode is not apodized.
Surface acoustic wave when other conditions including width a are exactly the same
This is the input / output attenuation characteristic of the filter.
As is clear from comparison, the apoda of the embodiment of the present invention is
Generated on the high frequency side of the pass band by applying noise
I was able to completely eliminate the spurious that I was doing.
In FIGS. 4 and 8, the horizontal axis represents the normalized frequency.
(F / f00). Metals exist for standardization
V of the sound velocity in the piezoelectric substrate where it is not present0And then elastic
When the wavelength of the surface wave is λ, f 00= V0/ Λ is the actual
A value obtained by dividing the frequency f was used.
【００３３】次に、本発明の他の実施の形態について述
べる。図５はその電極パターンを表す模式図である。こ
の図５においては、図１と同様に、ダミー電極の図示は
省略している。Next, another embodiment of the present invention will be described. FIG. 5 is a schematic diagram showing the electrode pattern. In FIG. 5, as in FIG. 1, the dummy electrodes are not shown.
【００３４】この例では、出力用のインターデジタル電
極を弾性表面波の伝搬方向に２つに分割して形成し（４
１と４２）、その間に入力用インターデジタル電極３を
形成して、その全体を２つのグレーティング反射器１，
２で挟んでいる。In this example, the output interdigital electrode is divided into two in the surface acoustic wave propagation direction (4
1 and 42), and an interdigital electrode 3 for input is formed between them, and the whole of the two interdigital electrodes 3 is formed by two grating reflectors 1.
It's sandwiched between two.
【００３５】また、先の例と同様、入力用インターデジ
タル電極３の信号印加電極３ａと、出力用インターデジ
タル電極４１，４２の信号取り出し電極４１ａ，４２ａ
を、それぞれ導波路の幅方向に分割しており、その間に
共通電極３（４１，４２）を形成している。更に、信号
印加電極３ａおよび信号取り出し電極４１ａ，４２ａに
は、それぞれ正のアポタイズ領域Ｐと負のアポタイズ領
域を形成し、全体として入力用インターデジタル電極３
および出力用インターデジタル電極４（４１と４２）に
対して、前記（８）式で示した重み関数Ｆ(x) に基づく
アポタイズを施している。As in the previous example, the signal applying electrode 3a of the input interdigital electrode 3 and the signal extracting electrodes 41a and 42a of the output interdigital electrodes 41 and 42 are used.
Are divided in the width direction of the waveguide, and the common electrode 3 (41, 42) is formed between them. Further, the signal applying electrode 3a and the signal extracting electrodes 41a and 42a are respectively formed with a positive apodizing region P and a negative apotizing region, and the input interdigital electrode 3 as a whole.
Also, the output interdigital electrodes 4 (41 and 42) are subjected to apodization based on the weighting function F (x) shown in the equation (8).
【００３６】この例によっても、先の例と同様の周波数
特性を得ることができ、スプリアスを解消し得ることが
確かめられた。図６は本発明の更に他の実施の形態の電
極パターンを表す模式図である。この図６においても、
先の図１，図５と同様に、図面の煩雑を避けるためにダ
ミー電極の図示を省略している。Also in this example, it was confirmed that the same frequency characteristic as in the previous example can be obtained and spurious can be eliminated. FIG. 6 is a schematic diagram showing an electrode pattern according to still another embodiment of the present invention. Also in FIG. 6,
Similar to FIGS. 1 and 5, the dummy electrodes are not shown in order to avoid complexity of the drawings.
【００３７】この例における特徴は、入力用および出力
用のインターデジタル電極３および４を、実質的に弾性
表面波の伝搬方向に直交する方向（導波路の幅方向）に
隣接させて形成し、その全体を２つのグレーティング反
射器１，２で挟んでいる。The feature of this example is that the input and output interdigital electrodes 3 and 4 are formed adjacent to each other in a direction substantially orthogonal to the propagation direction of the surface acoustic wave (width direction of the waveguide). The whole is sandwiched between two grating reflectors 1 and 2.
【００３８】そして、この例では、入力用および出力用
のインターデジタル電極３および４には、前記（６）式
で示される重み関数Ｆ(x) のうち、負の領域を削除した
状態でのアポタイズが施されている。すなわち、この例
における入力用および出力用のインターデジタル電極３
および４は、前記した各例においてＰで表した領域のみ
によって構成され、言わばＦ(x) に近似した重み関数に
よって各インターデジタル電極３および４がアポタイズ
されていることになる。In this example, the interdigital electrodes 3 and 4 for input and output are the same as the weighting function F (x) shown in the above equation (6) with the negative region removed. Apotize is applied. That is, the interdigital electrodes 3 for input and output in this example
And 4 are constituted only by the region represented by P in each of the above-mentioned examples, so to speak, each interdigital electrode 3 and 4 is apodized by the weighting function approximated to F (x).
【００３９】この図６の例において注目すべき点は、信
号印加電極３ａおよび信号取り出し電極４ａの各バスバ
ーは互いに平行であり、その間に、入力用および出力用
のインターデジタル電極３，４の各共通電極３ｂおよび
４ｂに兼用されている共通のバスバー５が配置され、こ
の共通のバスバー５が、信号印加電極３ａと信号取り出
し用電極４ａのバスバーに対して傾斜し、その両側にお
いて各電極指の交差幅にＦ(x) の正の領域に対応するよ
うなアポタイズが施されている点である。この構成で
は、Ｆ(x) の負の領域に対応するアポタイズを省略して
いるものの、Ｆ(x) の大部分を占める正のアポタイズが
施され、共通のバスバー５を傾斜させない場合に比し
て、比較的狭い電極面積のもとに効率的にＦ(x) に近似
したアポタイズを可能としている。The point to be noted in the example of FIG. 6 is that the bus bars of the signal applying electrode 3a and the signal extracting electrode 4a are parallel to each other, and the interdigital electrodes 3 and 4 for inputting and outputting are provided between them. A common bus bar 5 which is also used as the common electrodes 3b and 4b is arranged, and this common bus bar 5 is inclined with respect to the bus bars of the signal applying electrode 3a and the signal extracting electrode 4a, and the electrode fingers on both sides of the common bus bar 5 are inclined. This is the point where the intersection width is apodized so as to correspond to the positive region of F (x). In this configuration, although the apodization corresponding to the negative region of F (x) is omitted, compared with the case where the common bus bar 5 is not tilted because the positive apotize occupying most of F (x) is applied. As a result, it is possible to efficiently apotize to approximate F (x) under a relatively small electrode area.
【００４０】この図６の例では、負のアポタイズ領域が
存在しないが故に、Ｆ(x) そのものでアポタイズした先
の各例に比して、Ｓ１モードおよびＡ１モード以外の余
分なモードの振動が伝搬しやすくなるが、Ｆ(x) に近似
したアポタイズが施されているが故にその程度は従来の
ものに比して大幅に少なく、しかも、入力用インターデ
ジタル電極３による電圧信号の弾性表面波への変換時、
および、出力用インターデジタル電極４による弾性表面
波信号の電圧信号への変換時の双方において、Ｓ１モー
ドおよびＡ１モードの振動に関する変換が支配的となる
ため、図４に示したものに近い周波数特性を得ることが
できる。In the example of FIG. 6, since there is no negative apodized region, the vibrations in the extra modes other than the S1 mode and the A1 mode are greater than those in the previous examples apotized with F (x) itself. Although it is easy to propagate, the degree is much smaller than that of the conventional one due to the apodization similar to F (x), and moreover, the surface acoustic wave of the voltage signal by the interdigital electrode 3 for input. When converting to
In addition, since the conversion related to the vibrations of the S1 mode and the A1 mode is dominant both at the time of converting the surface acoustic wave signal into the voltage signal by the output interdigital electrode 4, the frequency characteristic close to that shown in FIG. Can be obtained.
【００４１】なお、以上の各実施の形態においては、フ
ィルタに利用するモードを１次の対称モードＳ１と反対
称モードＡ１としたが、本発明はこれに限定されること
なく任意の次数の対称モードＳｉと反対称モードＡｉを
利用することができ、利用モードの振動変位分布関数ψ
Si(x) とψAi(x) を計算して、その和で表される関数Ｆ
(x) によって各インターデジタル電極をアポタイズすれ
ばよい。In each of the above embodiments, the modes used for the filter are the first-order symmetric mode S1 and the anti-symmetric mode A1. However, the present invention is not limited to this, and the symmetry of any order is possible. The mode Si and the antisymmetric mode Ai can be used, and the vibration displacement distribution function ψ of the use mode can be used.
Si (x) and ψAi (x) are calculated, and the function F expressed by the sum is calculated.
Each interdigital electrode may be apodized by (x).
【００４２】また、フィルタに利用すべき対称モードと
反対称モードの振動変位分布関数ψSi(x) とψAi(x) の
和で表される重み関数Ｆ(x) によって入出力用の各イン
ターデジタル電極をアポタイズする、という本発明の技
術的思想は、横モードを利用した弾性表面波フィルタの
みならず、縦モードを利用した弾性表面波フィルタにも
適用することができる。この場合、振動変位分布関数
は、当然のことながら、縦方向への振動変位分布関数を
用いる必要があり、このような縦方向への振動変位分布
関数を、フィルタに利用する２つの縦モードのそれぞれ
について計算するとともに、これらの和を算出すること
によって得られた重み関数Ｆ(z) によって、入出力用の
各インターデジタル電極の交差幅をアポタイズすれば、
導波路中を伝搬する振動モードはその２つの縦モードが
支配的になり、かつ、その導波路中を伝搬する振動の電
圧信号への変換効率が、これら２つの縦モードに関して
のものが他に比して大きくなる結果、スプリアスの少な
い良好な周波数特性を持つ、縦モードを利用した弾性表
面波フィルタを得ることができる。Further, each interdigital signal for input / output is given by a weighting function F (x) represented by the sum of the vibration displacement distribution functions ψSi (x) and ψAi (x) of the symmetric and antisymmetric modes to be used for the filter. The technical idea of the present invention of apodizing the electrodes can be applied not only to the surface acoustic wave filter using the transverse mode but also to the surface acoustic wave filter utilizing the longitudinal mode. In this case, as the vibration displacement distribution function, naturally, it is necessary to use the vibration displacement distribution function in the vertical direction, and such a vibration displacement distribution function in the vertical direction is used in the two vertical modes used for the filter. If the crossing width of each interdigital electrode for input and output is apodized by the weighting function F (z) obtained by calculating the sum of these for each
The vibration modes propagating in the waveguide are dominated by the two longitudinal modes, and the conversion efficiency of the vibration propagating in the waveguide into a voltage signal is different from those of the two longitudinal modes. As a result, it is possible to obtain a surface acoustic wave filter utilizing longitudinal modes, which has good frequency characteristics with little spurious.
【００４３】[0043]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、弾性表
面波共振子の２つのモードを利用した弾性表面波フィル
タにおいて、入力用および出力用のインターデジタル電
極を、フィルタに用いる次数の対称モードＳｉと反対称
モードＡｉの振動変位分布関数ψSi(x) とψAi(x) の和
で表される重み関数Ｆ(x) に略基づいてアポタイズする
から、導波路中を伝搬する弾性表面波はＳｉモードとＡ
ｉモードの振動が支配的となり、かつ、導波路中を伝搬
する弾性表面波が有する各モードの電圧信号への変換効
率がＳｉモードとＡｉモードに関するものが他のモード
に比して大きくなる結果、ＳｉモードおよびＡｉモード
以外の不要なモードの振動に起因するスプリアスの発生
を大幅に低減させることが可能となった。As described above, according to the present invention, in the surface acoustic wave filter using the two modes of the surface acoustic wave resonator, the interdigital electrodes for input and output are of the order used for the filter. Since the apodizing is performed based on the weighting function F (x) represented by the sum of the vibration displacement distribution functions ψSi (x) and ψAi (x) of the symmetric mode Si and the antisymmetric mode Ai, the elastic surface propagating in the waveguide Wave is Si mode and A
The result is that i-mode vibration is dominant and the conversion efficiency of each mode of the surface acoustic wave propagating in the waveguide into a voltage signal is greater for Si mode and Ai mode than for other modes. , It is possible to significantly reduce the generation of spurious due to vibration of unnecessary modes other than Si mode and Ai mode.
【図１】本発明の実施の形態の電極パターンを示す模式
的平面図FIG. 1 is a schematic plan view showing an electrode pattern according to an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施の形態のＳ１モードの振動変位分
布関数ψSi(x) を表すグラフ（Ａ）およびＡ１モードの
振動変位分布関数ψAi(x) を表すグラフ（Ｂ）FIG. 2 is a graph (A) showing an S1 mode vibration displacement distribution function ψSi (x) and a graph (B) showing an A1 mode vibration displacement distribution function ψAi (x) according to an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施の形態の重み関数Ｆ(x) を表すグ
ラフFIG. 3 is a graph showing a weighting function F (x) according to the embodiment of this invention.
【図４】本発明の実施の形態の入出力減衰特性を示すグ
ラフFIG. 4 is a graph showing input / output attenuation characteristics according to the embodiment of the present invention.
【図５】本発明の他の実施の形態の電極パターンを示す
模式図FIG. 5 is a schematic diagram showing an electrode pattern according to another embodiment of the present invention.
【図６】本発明の更に他の実施の形態の電極パターンを
示す模式図FIG. 6 is a schematic diagram showing an electrode pattern according to still another embodiment of the present invention.
【図７】横モードを利用した従来の弾性表面波フィルタ
の電極パターンの例を示す模式的平面図FIG. 7 is a schematic plan view showing an example of an electrode pattern of a conventional surface acoustic wave filter using a transverse mode.
【図８】図７の従来の弾性表面波フィルタの入出力減衰
特性を示すグラフ8 is a graph showing input / output attenuation characteristics of the conventional surface acoustic wave filter of FIG.
１，２ グレーティング反射器 ３ 入力用インターデジタル電極 ３ａ 信号印加電極 ３ｂ 共通電極 ４，４１，４２ 出力用インターデジタル電極 ４ａ，４１ａ，４２ａ 信号取り出し電極 ４ｂ，４１ｂ，４２ｂ 共通電極 ５ 共通のバスバー １０ 圧電性基板 1, 2 Grating reflector 3 Input interdigital electrode 3a Signal application electrode 3b Common electrode 4, 41, 42 Output interdigital electrode 4a, 41a, 42a Signal extraction electrode 4b, 41b, 42b Common electrode 5 Common busbar 10 Piezoelectric Substrate
Claims (6)
ング反射器が対向して形成され、その間に挟まれた状態
で入力用および出力用のインターデジタル電極が形成さ
れ、これらで弾性表面波の導波路を形成してなる弾性表
面波フィルタにおいて、上記入力用および出力用のイン
ターデジタル電極の各電極指の交差幅が、それぞれ所定
の次数（ｉ）についての対称モードＳｉおよび反対称モ
ードＡｉにおける弾性表面波の横方向への振動変位分布
関数ψSi(x) およびψAi(x) の和で表される関数Ｆ(x)
に略基づいてアポタイズされていることを特徴とする弾
性表面波フィルタ。1. A surface of a piezoelectric substrate is formed with two grating reflectors facing each other, and an interdigital electrode for input and output is formed in a state of being sandwiched between the reflectors. In a surface acoustic wave filter having a waveguide formed therein, the crossing width of each electrode finger of the input and output interdigital electrodes is set to a symmetric mode Si and an antisymmetric mode Ai for a predetermined order (i), respectively. Lateral vibration displacement distribution of surface acoustic waves Function F (x) represented by the sum of ψSi (x) and ψAi (x)
A surface acoustic wave filter characterized by being apodized substantially according to.
および反対称モードＡｉについての変成比を、互いに略
同一とする重み関数であることを特徴とする、請求項１
に記載の弾性表面波フィルタ。2. The function F (x) is the symmetric mode Si
2. The weighting functions for making the transformation ratios of the anti-symmetric mode Ai and the anti-symmetric mode Ai substantially equal to each other.
The surface acoustic wave filter according to.
タル電極が、弾性表面波の伝搬方向に隣接して形成され
ていることを特徴とする、請求項１に記載の弾性表面波
フィルタ。3. The surface acoustic wave filter according to claim 1, wherein the input and output interdigital electrodes are formed adjacent to each other in a surface acoustic wave propagation direction.
タル電極のうちの一方が、弾性表面波の伝搬方向に所定
の距離を開けて分割形成され、その間に他方のインター
デジタル電極が挟まれた状態で形成されていることを特
徴とする、請求項１に記載の弾性表面波フィルタ。4. A state in which one of the input and output interdigital electrodes is divided and formed with a predetermined distance in the surface acoustic wave propagation direction, and the other interdigital electrode is sandwiched between them. The surface acoustic wave filter according to claim 1, wherein the surface acoustic wave filter is formed of:
タル電極が、弾性表面波の伝搬方向に直交する方向に隣
接して形成されていることを特徴とする、請求項１に記
載の弾性表面波フィルタ。5. The surface acoustic wave according to claim 1, wherein the input and output interdigital electrodes are formed adjacent to each other in a direction orthogonal to a surface acoustic wave propagation direction. filter.
印加用櫛形電極と出力用インターデジタル電極の信号取
り出し用櫛形電極の各バスバーが互いに平行であり、か
つ、これらのインターデジタル電極における共通電位の
櫛形電極のバスバーは、上記信号印加用および信号取り
出し用櫛形電極のバスバーに対して傾斜していることを
特徴とする、請求項５に記載の弾性表面波フィルタ。6. The signal application comb-shaped electrodes of the input interdigital electrodes and the signal extraction comb-shaped electrodes of the output interdigital electrodes are arranged in parallel with each other, and a common potential of the interdigital electrodes has a comb shape. The surface acoustic wave filter according to claim 5, wherein the bus bar of the electrode is inclined with respect to the bus bar of the comb-shaped electrode for signal application and signal extraction.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08109709A JP3098423B2 (en) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | Surface acoustic wave filter |
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| JPH09298447A true JPH09298447A (en) | 1997-11-18 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010239396A (en) * | 2009-03-31 | 2010-10-21 | Taiyo Yuden Co Ltd | Surface acoustic wave device |
| JP2012084953A (en) * | 2010-10-07 | 2012-04-26 | Panasonic Corp | Acoustic wave element, and branching filter |
-
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- 1996-04-30 JP JP08109709A patent/JP3098423B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2012084953A (en) * | 2010-10-07 | 2012-04-26 | Panasonic Corp | Acoustic wave element, and branching filter |
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