JPH09252579A - 高調波電流抑制スイッチング電源 - Google Patents
高調波電流抑制スイッチング電源Info
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- JPH09252579A JPH09252579A JP6065496A JP6065496A JPH09252579A JP H09252579 A JPH09252579 A JP H09252579A JP 6065496 A JP6065496 A JP 6065496A JP 6065496 A JP6065496 A JP 6065496A JP H09252579 A JPH09252579 A JP H09252579A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高調波電流を抑制した、力率が高い電源装置
を提供する。 【解決手段】 交流電圧を入力するスイッチング電源
(図1)において、1次側整流回路1とスイッチング回
路3の中間に制御可能なスイッチ素子15を設け、その
スイッチ素子15で変圧器8から得た電圧で充電したコ
ンデンサ11の放電を、入力電圧及びコンデンサの端子
電圧の電圧変化に応じて制御することを特徴とし、入力
高調波電流を抑制する効果,瞬停時の出力安定性を確保
する効果をもつ。
を提供する。 【解決手段】 交流電圧を入力するスイッチング電源
(図1)において、1次側整流回路1とスイッチング回
路3の中間に制御可能なスイッチ素子15を設け、その
スイッチ素子15で変圧器8から得た電圧で充電したコ
ンデンサ11の放電を、入力電圧及びコンデンサの端子
電圧の電圧変化に応じて制御することを特徴とし、入力
高調波電流を抑制する効果,瞬停時の出力安定性を確保
する効果をもつ。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置に関するものであり、特に、交流電圧を入力電圧と
し、直流電圧を出力する電源回路の、入力電流の高調波
成分を抑制する回路に関するものである。
置に関するものであり、特に、交流電圧を入力電圧と
し、直流電圧を出力する電源回路の、入力電流の高調波
成分を抑制する回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、交流入力電圧を直流電圧に変換す
るスイッチング電源は、図10に示したような構成のも
のが知られている。図10は従来のスイッチング電源回
路のブロック図で、図中の符号1はダイオードからなる
整流ダイオードブリッジ、2は平滑コンデンサ、3はF
ETあるいはトランジスタ等からなるスイッチング回
路、4はフェライト等からなるトランス、5はダイオー
ド,コンデンサ等からなる整流平滑回路、6は出力電圧
の信号をフィードバックし、3のスイッチング回路にP
WM信号を出力する制御回路を示している。
るスイッチング電源は、図10に示したような構成のも
のが知られている。図10は従来のスイッチング電源回
路のブロック図で、図中の符号1はダイオードからなる
整流ダイオードブリッジ、2は平滑コンデンサ、3はF
ETあるいはトランジスタ等からなるスイッチング回
路、4はフェライト等からなるトランス、5はダイオー
ド,コンデンサ等からなる整流平滑回路、6は出力電圧
の信号をフィードバックし、3のスイッチング回路にP
WM信号を出力する制御回路を示している。
【0003】入力交流電圧は、整流ダイオードブリッジ
1により全波整流され、脈流電圧となる。さらに平滑コ
ンデンサ2により平滑されて直流電圧となりスイッチン
グ回路3により高周波電圧に変換される。高周波電圧は
変圧器4を介して変圧され、整流平滑回路5で直流電圧
に変換される。これが出力である。この際、出力電圧の
レベルを表わす信号すなわち出力電圧信号は、符号で
示した経路で制御回路6にフィードバックされ、制御回
路6が、出力電圧レベルを設定値に安定化するようにパ
ルス幅制御信号(以後PWM信号と呼ぶ)を生成し、
の経路でスイッチング回路3を制御する。すなわち、出
力電圧レベルを設定値とするように、スイッチング回路
に与えるPWM信号のデュ−ティ(パルス幅/パルス周
期)を調整する。
1により全波整流され、脈流電圧となる。さらに平滑コ
ンデンサ2により平滑されて直流電圧となりスイッチン
グ回路3により高周波電圧に変換される。高周波電圧は
変圧器4を介して変圧され、整流平滑回路5で直流電圧
に変換される。これが出力である。この際、出力電圧の
レベルを表わす信号すなわち出力電圧信号は、符号で
示した経路で制御回路6にフィードバックされ、制御回
路6が、出力電圧レベルを設定値に安定化するようにパ
ルス幅制御信号(以後PWM信号と呼ぶ)を生成し、
の経路でスイッチング回路3を制御する。すなわち、出
力電圧レベルを設定値とするように、スイッチング回路
に与えるPWM信号のデュ−ティ(パルス幅/パルス周
期)を調整する。
【0004】図10の回路構成において、入力電力を整
流ダイオード1を介しコンデンサ2に与えるため、コン
デンサ2の急峻な充,放電動作が生じ、これによりピー
ク値の高い不連続な電流が入力電流として流れることが
知られている。図11に、図10に示す整流ダイオード
1の前段における電流と電圧を示している。図11の入
力電流は、周波数領域でみると高調波成分を多分に含む
ため、高調波電流と呼ばれている。急峻な電流を消費す
る機器、すなわち高調波電流が流れる電子機器を多数コ
ンセントに接続した場合、電力の供給が追従できずに電
源電圧の歪みや電力機器の破損といった事故が生じてい
た。このような不具合を未然に防止するため、入力電流
の高調波成分を抑制する規制が行われつつある。この規
制に対し、電源装置側の対策として次に述べる方法が従
来技術として知られている。
流ダイオード1を介しコンデンサ2に与えるため、コン
デンサ2の急峻な充,放電動作が生じ、これによりピー
ク値の高い不連続な電流が入力電流として流れることが
知られている。図11に、図10に示す整流ダイオード
1の前段における電流と電圧を示している。図11の入
力電流は、周波数領域でみると高調波成分を多分に含む
ため、高調波電流と呼ばれている。急峻な電流を消費す
る機器、すなわち高調波電流が流れる電子機器を多数コ
ンセントに接続した場合、電力の供給が追従できずに電
源電圧の歪みや電力機器の破損といった事故が生じてい
た。このような不具合を未然に防止するため、入力電流
の高調波成分を抑制する規制が行われつつある。この規
制に対し、電源装置側の対策として次に述べる方法が従
来技術として知られている。
【0005】図12は、従来の高調波電流対策を施した
スイッチング電源のブロック図である。符号1はダイオ
ードからなる整流ブリッジ、3はFETあるいはトラン
ジスタからなるスイッチング回路、5はダイオード,コ
ンデンサ等からなる整流平滑回路、7はフェライト等か
らなる変圧器、8は出力電圧信号をフィードバックし、
スイッチング回路3にPWM信号を出力する制御回路、
9は変圧器7に巻き線を施して得られる電圧をダイオー
ドで整流する整流回路、10はコンデンサ、11はダイ
オードである。交流入力電圧をブリッジ1で整流して脈
流電圧とし、スイッチング回路3で高周波電圧に変換す
る。変換した電圧を変圧器7の一次巻線に印加し、二次
巻線に発生する電圧を整流平滑回路5で直流電圧にして
出力する。
スイッチング電源のブロック図である。符号1はダイオ
ードからなる整流ブリッジ、3はFETあるいはトラン
ジスタからなるスイッチング回路、5はダイオード,コ
ンデンサ等からなる整流平滑回路、7はフェライト等か
らなる変圧器、8は出力電圧信号をフィードバックし、
スイッチング回路3にPWM信号を出力する制御回路、
9は変圧器7に巻き線を施して得られる電圧をダイオー
ドで整流する整流回路、10はコンデンサ、11はダイ
オードである。交流入力電圧をブリッジ1で整流して脈
流電圧とし、スイッチング回路3で高周波電圧に変換す
る。変換した電圧を変圧器7の一次巻線に印加し、二次
巻線に発生する電圧を整流平滑回路5で直流電圧にして
出力する。
【0006】直流電圧を安定化するためにの経路で出
力電圧を制御回路8にフィードバックしPWM信号を生
成して、スイッチング回路3を動作させる。この構成の
回路では、入力側から供給される電圧は、コンデンサを
介さずに直接スイッチング回路に供給されるため、急峻
なコンデンサの充,放電動作はなく、高調波電流は流れ
ない。しかし1次側にコンデンサがないと、なんらかの
事情で交流の供給電圧が半周期程停止するような瞬停状
態では、出力電圧を一定に保つことができない。そこ
で、変圧器7に第三の巻線を施して高周波電圧を取り出
し、整流回路9で直流電圧としコンデンサ10に電荷を
供給する。その結果コンデンサ端子間の電圧が上昇す
る。この状態で入力側の電圧が下がり、入力電力が不足
すると、コンデンサ10の両端電圧の方が、ブリッジ1
の出力電圧より高くなるため、ダイオード11が導通し
てブリッジ1の出力ラインにコンデンサ10から電力を
供給する。これにより、出力電圧を一定に保つために必
要な電力がスイッチング回路3に供給される。
力電圧を制御回路8にフィードバックしPWM信号を生
成して、スイッチング回路3を動作させる。この構成の
回路では、入力側から供給される電圧は、コンデンサを
介さずに直接スイッチング回路に供給されるため、急峻
なコンデンサの充,放電動作はなく、高調波電流は流れ
ない。しかし1次側にコンデンサがないと、なんらかの
事情で交流の供給電圧が半周期程停止するような瞬停状
態では、出力電圧を一定に保つことができない。そこ
で、変圧器7に第三の巻線を施して高周波電圧を取り出
し、整流回路9で直流電圧としコンデンサ10に電荷を
供給する。その結果コンデンサ端子間の電圧が上昇す
る。この状態で入力側の電圧が下がり、入力電力が不足
すると、コンデンサ10の両端電圧の方が、ブリッジ1
の出力電圧より高くなるため、ダイオード11が導通し
てブリッジ1の出力ラインにコンデンサ10から電力を
供給する。これにより、出力電圧を一定に保つために必
要な電力がスイッチング回路3に供給される。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】図12の構成で高調波
電流を抑制しようとすると次のような問題が生じてい
た。先に述べたように、図12のコンデンサ10が、変
圧器7から電力が供給されて、端子電圧が上昇し一定値
に達すると、入力電圧はタイオードブリッジ1で全波整
流された脈流電圧であるので、瞬停時以外でもコンデン
サ10の端子電圧の方がブリッジ1の出力電圧よりも高
くなる区間がある。この関係を示したのが図13であ
る。図13は、定常状態における図12で示した電源の
入力電流,入力電圧(ブリッジ1の出力端の電流,電
圧)及びコンデンサ10の端子電圧を示している。図1
3の(a)が入力電流を、(b)が入力電圧とコンデン
サ10の端子電圧とを示す。(b)のように入力電圧
は、図12の整流ブリッジ1を通ると全波整流された脈
流電圧となる。この電圧に対し図12のコンデンサ10
の端子電圧は充電が進むとほぼ一定した直流電圧とな
る。コンデンサの端子電圧が整流後の脈流電圧より大き
い区間では、図12のダイオード11を通してコンデン
サ10がスイッチング回路3に電力を供給するため、こ
の間外部の交流電源からの入力電流は流れなくなる。そ
の結果、図13の(a)で示したように、入力電流は連
続的には流れず、導通角は狭くなり電流の高調波成分は
増加するという問題が生じていた。
電流を抑制しようとすると次のような問題が生じてい
た。先に述べたように、図12のコンデンサ10が、変
圧器7から電力が供給されて、端子電圧が上昇し一定値
に達すると、入力電圧はタイオードブリッジ1で全波整
流された脈流電圧であるので、瞬停時以外でもコンデン
サ10の端子電圧の方がブリッジ1の出力電圧よりも高
くなる区間がある。この関係を示したのが図13であ
る。図13は、定常状態における図12で示した電源の
入力電流,入力電圧(ブリッジ1の出力端の電流,電
圧)及びコンデンサ10の端子電圧を示している。図1
3の(a)が入力電流を、(b)が入力電圧とコンデン
サ10の端子電圧とを示す。(b)のように入力電圧
は、図12の整流ブリッジ1を通ると全波整流された脈
流電圧となる。この電圧に対し図12のコンデンサ10
の端子電圧は充電が進むとほぼ一定した直流電圧とな
る。コンデンサの端子電圧が整流後の脈流電圧より大き
い区間では、図12のダイオード11を通してコンデン
サ10がスイッチング回路3に電力を供給するため、こ
の間外部の交流電源からの入力電流は流れなくなる。そ
の結果、図13の(a)で示したように、入力電流は連
続的には流れず、導通角は狭くなり電流の高調波成分は
増加するという問題が生じていた。
【0008】この入力電流の導通角は、例えば、図12
の変圧器7に巻く第3巻線の巻数を減らしてコンデンサ
10の両端電圧にかかる電圧を低下させることにより拡
げることもできるが、入力電圧が瞬停した際、コンデン
サ10から供給できる電力はコンデンサ10の両端電圧
とコンデンサ容量の積であるため、大容量コンデンサを
必要としていた。仮に大きな容量のコンデンサを使用し
ても、瞬時には図12のダイオード11を通して低電圧
が供給されることになり、その間出力電力が同じであれ
ば一次側の回路には大電流が流れることになるため、最
大許容電流が大きく、大電流による発熱に強い素子を1
次側の回路に用いなければならず、コストが高くなると
いう問題が生じていた。
の変圧器7に巻く第3巻線の巻数を減らしてコンデンサ
10の両端電圧にかかる電圧を低下させることにより拡
げることもできるが、入力電圧が瞬停した際、コンデン
サ10から供給できる電力はコンデンサ10の両端電圧
とコンデンサ容量の積であるため、大容量コンデンサを
必要としていた。仮に大きな容量のコンデンサを使用し
ても、瞬時には図12のダイオード11を通して低電圧
が供給されることになり、その間出力電力が同じであれ
ば一次側の回路には大電流が流れることになるため、最
大許容電流が大きく、大電流による発熱に強い素子を1
次側の回路に用いなければならず、コストが高くなると
いう問題が生じていた。
【0009】
(1)これを改善するため、本発明は、交流入力電圧を
整流する第1整流手段と、整流した電圧をスイッチング
回路により高周波電圧に変換する高周波変換手段と、高
周波に変換した電圧が印加される第1巻線および変圧し
た電圧を発生する第2巻線を有するトランスと、該第2
巻線が発生する電圧を直流電圧に変換する第1整流平滑
手段と、を有するスイッチング電源において、前記トラ
ンスは第3巻線を有するものとし、第3巻線に生じる電
圧を整流する第2整流手段と、第2整流手段により整流
した電圧で充電する第1コンデンサと、第1コンデンサ
に蓄えられた電荷を前記第1整流手段と高周波変換手段
の間に接続し放出するためのスイッチ素子と、このスイ
ッチ素子を開閉する手段と、を備える。
整流する第1整流手段と、整流した電圧をスイッチング
回路により高周波電圧に変換する高周波変換手段と、高
周波に変換した電圧が印加される第1巻線および変圧し
た電圧を発生する第2巻線を有するトランスと、該第2
巻線が発生する電圧を直流電圧に変換する第1整流平滑
手段と、を有するスイッチング電源において、前記トラ
ンスは第3巻線を有するものとし、第3巻線に生じる電
圧を整流する第2整流手段と、第2整流手段により整流
した電圧で充電する第1コンデンサと、第1コンデンサ
に蓄えられた電荷を前記第1整流手段と高周波変換手段
の間に接続し放出するためのスイッチ素子と、このスイ
ッチ素子を開閉する手段と、を備える。
【0010】(2)本発明の好ましい実施例では、前記
スイッチ素子を開閉する手段は、前記交流入力電圧を整
流する第3整流手段と、第3整流手段において整流され
た電圧を平滑する第2コンデンサと、第2コンデンサの
両端に並列接続した抵抗素子と、第2コンデンサ両端の
電圧と予め設定した第1基準直流電圧とを比較し、その
信号の大小により前記スイッチ素子を開閉する第1比較
手段と、を含む。
スイッチ素子を開閉する手段は、前記交流入力電圧を整
流する第3整流手段と、第3整流手段において整流され
た電圧を平滑する第2コンデンサと、第2コンデンサの
両端に並列接続した抵抗素子と、第2コンデンサ両端の
電圧と予め設定した第1基準直流電圧とを比較し、その
信号の大小により前記スイッチ素子を開閉する第1比較
手段と、を含む。
【0011】(3)本発明の好ましい実施例では、前記
スイッチ素子を開閉する手段は、第1コンデンサの両端
電圧と、予め設定した第2基準直流電圧とを比較し、そ
の信号の大小により前記スイッチ素子を開閉する第2比
較手段を含む。
スイッチ素子を開閉する手段は、第1コンデンサの両端
電圧と、予め設定した第2基準直流電圧とを比較し、そ
の信号の大小により前記スイッチ素子を開閉する第2比
較手段を含む。
【0012】(4)本発明の好ましい実施例では、高周
波変換手段は、第1整流平滑手段の出力電圧を監視する
手段と、該出力電圧に基づいて前記スイッチング回路を
駆動するためのパルス幅制御信号を生成する制御手段を
含む。
波変換手段は、第1整流平滑手段の出力電圧を監視する
手段と、該出力電圧に基づいて前記スイッチング回路を
駆動するためのパルス幅制御信号を生成する制御手段を
含む。
【0013】(5)本発明の好ましい実施例では、高周
波変換手段は、電源の入力電流を監視する手段と、入力
電圧を監視する手段を含み、制御手段は、第1整流平滑
手段の出力電圧と予め設定した第3基準直流電圧の電圧
差を増幅する誤差増幅手段と、誤差増幅手段から出力さ
れた信号を前記入力電圧に比例した増幅率で増幅するか
け算手段と、かけ算手段から出力される信号と前記入力
電流の値を比較する第3比較手段と、第3比較手段から
出力される信号に応じて前記スイッチング回路を駆動す
るためのパルス幅制御信号を出力するパルス幅制御信号
生成手段とを含む。
波変換手段は、電源の入力電流を監視する手段と、入力
電圧を監視する手段を含み、制御手段は、第1整流平滑
手段の出力電圧と予め設定した第3基準直流電圧の電圧
差を増幅する誤差増幅手段と、誤差増幅手段から出力さ
れた信号を前記入力電圧に比例した増幅率で増幅するか
け算手段と、かけ算手段から出力される信号と前記入力
電流の値を比較する第3比較手段と、第3比較手段から
出力される信号に応じて前記スイッチング回路を駆動す
るためのパルス幅制御信号を出力するパルス幅制御信号
生成手段とを含む。
【0014】
【発明の実施の形態】従来の高調波電流対策を施した電
源回路は先述したように、図12のコンデンサ10の電
荷を放出するためにダイオード11を用いていた。本発
明は上記(1)の通り、このダイオードの代わりに開閉
制御可能なスイッチ素子を用いることが特徴である。こ
の一実施態様を図1に示す。
源回路は先述したように、図12のコンデンサ10の電
荷を放出するためにダイオード11を用いていた。本発
明は上記(1)の通り、このダイオードの代わりに開閉
制御可能なスイッチ素子を用いることが特徴である。こ
の一実施態様を図1に示す。
【0015】図1中の、符号1はダイオードからなる整
流ダイオードブリッジ、3はFETあるいはトランジス
タ等からなるスイッチング回路、8はフェライト等から
なるトランス、5はダイオード,コンデンサ等からなる
整流平滑回路、16は出力電圧の信号をフィードバック
し、スイッチング回路3にPWM信号を出力する制御回
路を示している。
流ダイオードブリッジ、3はFETあるいはトランジス
タ等からなるスイッチング回路、8はフェライト等から
なるトランス、5はダイオード,コンデンサ等からなる
整流平滑回路、16は出力電圧の信号をフィードバック
し、スイッチング回路3にPWM信号を出力する制御回
路を示している。
【0016】入力交流電圧は、整流ダイオードブリッジ
1により全波整流され、脈流電圧となる。さらにスイッ
チング回路3により高周波電圧に変換される。高周波電
圧は変圧器8を介して変圧され、整流平滑回路5で直流
電圧となる。これが出力電圧である。出力電圧のレベル
を示す信号すなわち出力電圧信号は、符号で示した経
路で制御回路16にフィードバックされ、制御回路16
が、出力電圧を設定値に安定化するようにPWM信号を
生成し、これをの経路でスイッチング回路3に与え、
このをPWM信号を介してスイッチング回路3のオン/
オフをPWM制御する。
1により全波整流され、脈流電圧となる。さらにスイッ
チング回路3により高周波電圧に変換される。高周波電
圧は変圧器8を介して変圧され、整流平滑回路5で直流
電圧となる。これが出力電圧である。出力電圧のレベル
を示す信号すなわち出力電圧信号は、符号で示した経
路で制御回路16にフィードバックされ、制御回路16
が、出力電圧を設定値に安定化するようにPWM信号を
生成し、これをの経路でスイッチング回路3に与え、
このをPWM信号を介してスイッチング回路3のオン/
オフをPWM制御する。
【0017】以上の構成において、入力側から供給され
る電圧は、コンデンサ2(図10)を介さずに直接スイ
ッチング回路3に供給されるため、急峻なコンデンサの
充,放電動作はなく、高調波電流は流れない。さらに変
圧器8に第3巻線を施して高周波電圧を取り出し、整流
回路10で直流電圧としコンデンサ11に電荷を供給す
る。ここまでの構成及び動作は、図12に示し上述した
従来回路と同じである。図12では、コンデンサ10の
電荷を放出するためにダイオード11を用いていた。
る電圧は、コンデンサ2(図10)を介さずに直接スイ
ッチング回路3に供給されるため、急峻なコンデンサの
充,放電動作はなく、高調波電流は流れない。さらに変
圧器8に第3巻線を施して高周波電圧を取り出し、整流
回路10で直流電圧としコンデンサ11に電荷を供給す
る。ここまでの構成及び動作は、図12に示し上述した
従来回路と同じである。図12では、コンデンサ10の
電荷を放出するためにダイオード11を用いていた。
【0018】本発明はこのダイオード11(図12)の
代わりに、図1に示すように、開閉制御可能なスイッチ
素子15を用いる。従来はダイオード11(図12)で
単純に接続していたため、コンデンサ10(図12)の
端子電圧とライン側の電圧(図12のブリッジ1の出力
端)の高低でコンデンサ10(図12)の放電タイミン
グが決定していた。このため定常状態では入力電流は導
通角が狭い高調波を含んだ電流となっていた(図1
3)。しかし本発明では、定常状態においてはスイッチ
素子15が開(オフ)の状態で、図1のスイッチング回
路3にコンデンサ11の蓄積(充電)電荷は供給しな
い。このため入力電流は、ダイオードブリッジ1で整流
された後、直接スイッチング回路3で高周波に変換され
るため、導通角は広がり高調波成分を抑制する効果があ
る。
代わりに、図1に示すように、開閉制御可能なスイッチ
素子15を用いる。従来はダイオード11(図12)で
単純に接続していたため、コンデンサ10(図12)の
端子電圧とライン側の電圧(図12のブリッジ1の出力
端)の高低でコンデンサ10(図12)の放電タイミン
グが決定していた。このため定常状態では入力電流は導
通角が狭い高調波を含んだ電流となっていた(図1
3)。しかし本発明では、定常状態においてはスイッチ
素子15が開(オフ)の状態で、図1のスイッチング回
路3にコンデンサ11の蓄積(充電)電荷は供給しな
い。このため入力電流は、ダイオードブリッジ1で整流
された後、直接スイッチング回路3で高周波に変換され
るため、導通角は広がり高調波成分を抑制する効果があ
る。
【0019】以上の効果を得るために、本発明で用いる
スイッチ素子15は、制御可能なスイッチであればよ
く、トランジスタ,FET,トライアック,サイリス
タ,電磁リレー等を用いることができる。
スイッチ素子15は、制御可能なスイッチであればよ
く、トランジスタ,FET,トライアック,サイリス
タ,電磁リレー等を用いることができる。
【0020】次に瞬停の際の動作を説明する。図1のス
イッチ素子15は定常状態ではオフであるが、瞬停の際
は閉(オン)に制御する。これにより瞬停の際の電力供
給不足をコンデンサ11の電荷で補う。具体的には、図
1の交流入力電圧を整流平滑器12を経由して直流電圧
信号に変換し、第1比較器13に入力して予め設定した
基準電圧−1と比較を行う。ここで交流入力電圧が瞬停
すると、整流平滑回路12から出力される直流電圧信号
が低下するので、基準信号−1の電圧より低くなった時
点で比較器13の出力がスイッチオフ指示レベル(例え
ば低レベルL)からスイッチオン指示レベル(高レベル
H)に切換わり、の経路でスイッチ素子15を閉(オ
ン)付勢する。入力電圧が瞬停状態から復帰し再び定常
状態になれば、整流平滑回路12から出力される直流電
圧信号が上昇し、基準電圧−1よりも高くなった時点
で、比較器13の出力がスイッチオン指示レベル(H)
からスイッチオフ指示レベル(L)に切換わり、スイッ
チ素子15が開(オフ)に戻る。この動作のタイミング
チャートを図2に示す。
イッチ素子15は定常状態ではオフであるが、瞬停の際
は閉(オン)に制御する。これにより瞬停の際の電力供
給不足をコンデンサ11の電荷で補う。具体的には、図
1の交流入力電圧を整流平滑器12を経由して直流電圧
信号に変換し、第1比較器13に入力して予め設定した
基準電圧−1と比較を行う。ここで交流入力電圧が瞬停
すると、整流平滑回路12から出力される直流電圧信号
が低下するので、基準信号−1の電圧より低くなった時
点で比較器13の出力がスイッチオフ指示レベル(例え
ば低レベルL)からスイッチオン指示レベル(高レベル
H)に切換わり、の経路でスイッチ素子15を閉(オ
ン)付勢する。入力電圧が瞬停状態から復帰し再び定常
状態になれば、整流平滑回路12から出力される直流電
圧信号が上昇し、基準電圧−1よりも高くなった時点
で、比較器13の出力がスイッチオン指示レベル(H)
からスイッチオフ指示レベル(L)に切換わり、スイッ
チ素子15が開(オフ)に戻る。この動作のタイミング
チャートを図2に示す。
【0021】上述のように、交流入力電圧の信号を整流
平滑回路12で直流信号に変換してモニタリングし、第
1比較器13で、予め設定した基準電圧−1と比較する
ことにより、瞬停状態であるか否かの判断を行い、瞬停
状態であればスイッチ素子15をオンにしてコンデンサ
11に蓄えられた電荷をスイッチング回路3に供給す
る。
平滑回路12で直流信号に変換してモニタリングし、第
1比較器13で、予め設定した基準電圧−1と比較する
ことにより、瞬停状態であるか否かの判断を行い、瞬停
状態であればスイッチ素子15をオンにしてコンデンサ
11に蓄えられた電荷をスイッチング回路3に供給す
る。
【0022】以上の構成により瞬停という非定常動作の
間、コンデンサ11から電荷を供給することができ、電
源の出力電圧も途切れることなく安定する。
間、コンデンサ11から電荷を供給することができ、電
源の出力電圧も途切れることなく安定する。
【0023】なお、整流平滑回路12の整流動作部分を
省略し、ブリッジ1の出力電圧をモニタリングすること
も可能であるが、ブリッジ1の出力端にはスイッチング
回路3のスイッチングノイズが混入しやすく、比較器1
3で比較する際にノイズが比較エラ−を招く場合もある
ので、図1のように別系統で交流入力電圧をモニタリン
グするほうが良い。
省略し、ブリッジ1の出力電圧をモニタリングすること
も可能であるが、ブリッジ1の出力端にはスイッチング
回路3のスイッチングノイズが混入しやすく、比較器1
3で比較する際にノイズが比較エラ−を招く場合もある
ので、図1のように別系統で交流入力電圧をモニタリン
グするほうが良い。
【0024】図1に示す整流平滑回路12は、ダイオー
ドブリッジ,コンデンサ,抵抗素子等の部品で構成する
が、ブリッジ整流後にコンデンサを接続しそのコンデン
サに並列に抵抗素子を接続する回路構成を用いる。理由
は、この構成により供給電力が停止した瞬停状態と定常
的に生じる入力電圧のゼロクロス点とを、コンデンサ及
び抵抗の値で切り分けることができるからである。ここ
で言うゼロクロス点とは、入力電圧が正弦波であるため
半周期毎に入力電圧が正から負にまたその逆に切換わ
る、入力電圧がほぼ零の時点を指す。整流平滑回路12
を構成するコンデンサ及び抵抗の値を大きくすると、該
回路12の時定数が大きくなり、比較器13に入力され
る信号の変化が入力電圧(のピ−ク値)の変化に対し緩
やかになる。逆にコンデンサ及び抵抗の値を小さくする
と時定数は小さくなり、交流入力電圧(のピ−ク値)の
変化に敏感に追従した信号が比較器13に入力されるこ
とになる。従って適切な値にコンデンサ及び抵抗の値を
決定してやれば、入力電圧のゼロクロス点を比較器13
が感知せず、瞬停が生じたときのみ比較器13が反応し
てスイッチオン指示信号(H)をスイッチ素子15に出
力する。
ドブリッジ,コンデンサ,抵抗素子等の部品で構成する
が、ブリッジ整流後にコンデンサを接続しそのコンデン
サに並列に抵抗素子を接続する回路構成を用いる。理由
は、この構成により供給電力が停止した瞬停状態と定常
的に生じる入力電圧のゼロクロス点とを、コンデンサ及
び抵抗の値で切り分けることができるからである。ここ
で言うゼロクロス点とは、入力電圧が正弦波であるため
半周期毎に入力電圧が正から負にまたその逆に切換わ
る、入力電圧がほぼ零の時点を指す。整流平滑回路12
を構成するコンデンサ及び抵抗の値を大きくすると、該
回路12の時定数が大きくなり、比較器13に入力され
る信号の変化が入力電圧(のピ−ク値)の変化に対し緩
やかになる。逆にコンデンサ及び抵抗の値を小さくする
と時定数は小さくなり、交流入力電圧(のピ−ク値)の
変化に敏感に追従した信号が比較器13に入力されるこ
とになる。従って適切な値にコンデンサ及び抵抗の値を
決定してやれば、入力電圧のゼロクロス点を比較器13
が感知せず、瞬停が生じたときのみ比較器13が反応し
てスイッチオン指示信号(H)をスイッチ素子15に出
力する。
【0025】しかし、上述した回路構成,動作のままで
は瞬停が生じないとコンデンサ11の電荷が放出されな
い。よってコンデンサ端子間に変圧器8から与えられる
電圧を制御しなければ過充電となる場合もあり得る。そ
こで本発明の好ましい実施態様では、コンデンサ11の
両端電圧を監視し、予め設定した基準電圧−2と第2比
較器14で比較し、コンデンサ11に許容電圧を越える
ような過充電が生じたら、第2比較器14からスイッチ
オン指示信号(H)を、(10)の経路でスイッチ素子15
に与える。スイッチ素子15のオンによりコンデンサ1
1がスイッチング回路3に放電する。この放電によりコ
ンデンサ11の電圧が基準電圧−2未満になると第2比
較器14の出力がスイッチオン指示信号(H)からスイ
ッチオフ指示信号(L)に切換わり、スイッチ素子15
がオフになってコンデンサ11の放電が停止する。この
ようにコンデンサ11の過充電が防止される。以上の動
作のタイミングチャートを図3に示している。
は瞬停が生じないとコンデンサ11の電荷が放出されな
い。よってコンデンサ端子間に変圧器8から与えられる
電圧を制御しなければ過充電となる場合もあり得る。そ
こで本発明の好ましい実施態様では、コンデンサ11の
両端電圧を監視し、予め設定した基準電圧−2と第2比
較器14で比較し、コンデンサ11に許容電圧を越える
ような過充電が生じたら、第2比較器14からスイッチ
オン指示信号(H)を、(10)の経路でスイッチ素子15
に与える。スイッチ素子15のオンによりコンデンサ1
1がスイッチング回路3に放電する。この放電によりコ
ンデンサ11の電圧が基準電圧−2未満になると第2比
較器14の出力がスイッチオン指示信号(H)からスイ
ッチオフ指示信号(L)に切換わり、スイッチ素子15
がオフになってコンデンサ11の放電が停止する。この
ようにコンデンサ11の過充電が防止される。以上の動
作のタイミングチャートを図3に示している。
【0026】制御回路16は、出力電圧信号をの経路
で監視し、目的の出力電圧となるようにPWM信号を
の経路でスイッチング回路3に出力すればよい。この構
成でも十分に高調波は抑制できる。具体的には、TL4
94(NEC社製),M51995(三菱電機社製)等
の、PWM型スイッチング電源制御ICを用いることが
できる。また、さらに入力電流波形を正弦波に近づける
ために、図4に示される制御方法が知られている(参考
文献:電子技術 1994年 vol36 No.3)。
図4は、図1の制御回路16として用いた、高調波電流
を抑制するための従来の制御回路のブロック図であり、
出力電圧信号及び予め設定した基準電圧信号の電圧差を
誤差増幅器17で増幅し、次段のかけ算器18に信号を
送る。かけ算器18は誤差増幅器17からの信号を、図
1のの経路から入る入力電圧信号の大きさに比例した
増幅率で増幅し、次段の比較器19に電圧信号を送信す
る。比較器19では図1のの経路で入力した電流信号
とかけ算器18から受け取った信号を比較し、その差に
応じた信号をパルス幅制御信号生成手段であるドライバ
20に送信し、スイッチング回路を動作させるためのP
WM信号を出力する。以上の回路構成で、入力電圧,入
力電流,出力電圧,出力の基準となる電圧、の4つの信
号がPWM信号に反映するため、高調波が少ない入力電
圧に比例した正弦波入力電流を実現することができるも
のである。具体的には、UC3854,1854(ユニ
トロード社製),ML4812(マイクロリニア社製)
等がある。以上述べたような入力電流,入力電圧も監視
するような制御ICを制御回路16に用いることによ
り、入力電流の高調波成分を更に低減できる。
で監視し、目的の出力電圧となるようにPWM信号を
の経路でスイッチング回路3に出力すればよい。この構
成でも十分に高調波は抑制できる。具体的には、TL4
94(NEC社製),M51995(三菱電機社製)等
の、PWM型スイッチング電源制御ICを用いることが
できる。また、さらに入力電流波形を正弦波に近づける
ために、図4に示される制御方法が知られている(参考
文献:電子技術 1994年 vol36 No.3)。
図4は、図1の制御回路16として用いた、高調波電流
を抑制するための従来の制御回路のブロック図であり、
出力電圧信号及び予め設定した基準電圧信号の電圧差を
誤差増幅器17で増幅し、次段のかけ算器18に信号を
送る。かけ算器18は誤差増幅器17からの信号を、図
1のの経路から入る入力電圧信号の大きさに比例した
増幅率で増幅し、次段の比較器19に電圧信号を送信す
る。比較器19では図1のの経路で入力した電流信号
とかけ算器18から受け取った信号を比較し、その差に
応じた信号をパルス幅制御信号生成手段であるドライバ
20に送信し、スイッチング回路を動作させるためのP
WM信号を出力する。以上の回路構成で、入力電圧,入
力電流,出力電圧,出力の基準となる電圧、の4つの信
号がPWM信号に反映するため、高調波が少ない入力電
圧に比例した正弦波入力電流を実現することができるも
のである。具体的には、UC3854,1854(ユニ
トロード社製),ML4812(マイクロリニア社製)
等がある。以上述べたような入力電流,入力電圧も監視
するような制御ICを制御回路16に用いることによ
り、入力電流の高調波成分を更に低減できる。
【0027】本発明は、スイッチング回路3やその制御
の前段部分でスイッチ素子15を制御し、高調波対策時
の瞬停対策等を行う発明であるので、後段のスイッチン
グ回路3に特別な工夫は必要とせず、従来用いられてい
るスイッチング回路3を用いることができ、制御回路1
6に従来知られている市販のICを用いることができ、
電源設計が容易である。
の前段部分でスイッチ素子15を制御し、高調波対策時
の瞬停対策等を行う発明であるので、後段のスイッチン
グ回路3に特別な工夫は必要とせず、従来用いられてい
るスイッチング回路3を用いることができ、制御回路1
6に従来知られている市販のICを用いることができ、
電源設計が容易である。
【0028】以上述べたように本発明を用いれば、交流
入力電圧は整流された後、コンデンサ(図10の2)を
介すことなくスイッチング回路3に入力されるため、コ
ンデンサ(図10の2)の急峻な充,放電動作による不
連続でピーク値の高い高調波電流が流れることはない。
また瞬停時には、変圧器8を介して充電したコンデンサ
11の電荷を制御可能なスイッチ素子15を通して供給
するため、出力電圧を途切れることなく一定に保つこと
ができる。さらに変圧器8を介して充電したコンデンサ
11が何らかの事情により過充電状態になってもスイッ
チ素子15を通して余剰な電荷を放出できるため、コン
デンサ11を破壊することは無く、信頼性が高い。さら
に従来知られているPWM型制御方法を用いた市販IC
とも簡単に組み合わせて用いることができ、特別な電源
制御用IC等は必要とせず経済的である。
入力電圧は整流された後、コンデンサ(図10の2)を
介すことなくスイッチング回路3に入力されるため、コ
ンデンサ(図10の2)の急峻な充,放電動作による不
連続でピーク値の高い高調波電流が流れることはない。
また瞬停時には、変圧器8を介して充電したコンデンサ
11の電荷を制御可能なスイッチ素子15を通して供給
するため、出力電圧を途切れることなく一定に保つこと
ができる。さらに変圧器8を介して充電したコンデンサ
11が何らかの事情により過充電状態になってもスイッ
チ素子15を通して余剰な電荷を放出できるため、コン
デンサ11を破壊することは無く、信頼性が高い。さら
に従来知られているPWM型制御方法を用いた市販IC
とも簡単に組み合わせて用いることができ、特別な電源
制御用IC等は必要とせず経済的である。
【0029】
−第1実施例− 図6に、本発明の第1実施例を示す。R1〜R8及びR
T1は抵抗素子、C1〜C5はコンデンサ、SD1,S
D2は整流ダイオードブリッジである。SD1が図1の
ブリッジ1に相当し、C1が図1のコンデンサ11に相
当し、SD2が図1の整流平滑回路12内の整流ブリッ
ジに相当する。T1,T2は、両者で1つのトランスで
あり、図1の変圧器8に相当し、同一の鉄心に第1巻線
である一次巻線および第2巻線である二次巻線(両者を
T1部に示す)ならびに、コンデンサ充電用の第3巻線
(これも二次巻線:T2部)を施したものである。
T1は抵抗素子、C1〜C5はコンデンサ、SD1,S
D2は整流ダイオードブリッジである。SD1が図1の
ブリッジ1に相当し、C1が図1のコンデンサ11に相
当し、SD2が図1の整流平滑回路12内の整流ブリッ
ジに相当する。T1,T2は、両者で1つのトランスで
あり、図1の変圧器8に相当し、同一の鉄心に第1巻線
である一次巻線および第2巻線である二次巻線(両者を
T1部に示す)ならびに、コンデンサ充電用の第3巻線
(これも二次巻線:T2部)を施したものである。
【0030】L1,L2はインダクター、HIC1は制
御ICで、図1の制御回路16に相当し、図4を用いて
説明したPWM動作を行うもので、UC3854(ユニ
トロード社製)を用いている。Tr1は、図1のスイッ
チ素子15に相当するスイッチ素子であり、トライアッ
クを用いている。D1〜D5はダイオードで、COMP
1およびCOMP2はそれぞれ、図1の第1比較器13
および第2比較器14に相当する比較器、V1,V2が
基準電圧である。
御ICで、図1の制御回路16に相当し、図4を用いて
説明したPWM動作を行うもので、UC3854(ユニ
トロード社製)を用いている。Tr1は、図1のスイッ
チ素子15に相当するスイッチ素子であり、トライアッ
クを用いている。D1〜D5はダイオードで、COMP
1およびCOMP2はそれぞれ、図1の第1比較器13
および第2比較器14に相当する比較器、V1,V2が
基準電圧である。
【0031】SW1は、図1に示すスイッチング回路3
内のスイッチング素子に相当するもので、FETを用い
て100KHzでドライブしている。実施した電源の入
力電圧は100VAC/50Hzで、5V/10A,5
0W出力のものである。個々の回路定数を表1に示す。
内のスイッチング素子に相当するもので、FETを用い
て100KHzでドライブしている。実施した電源の入
力電圧は100VAC/50Hzで、5V/10A,5
0W出力のものである。個々の回路定数を表1に示す。
【0032】
【表1】
【0033】次に図6に示す第1実施例の回路動作を説
明する。交流入力電圧はSD1で全波整流されSW1で
高周波電圧に変換される。高周波電圧はトランスT1を
通して2次側に供給されD4,D5,L1,C5で構成
される整流平滑回路で平滑され直流電圧となり負荷LO
ADに電圧を供給する。D1,R6,C4はスナバ回路
でトランスのリセットエネルギーを吸収するものであ
る。HIC1はP1の経路で出力電圧を監視し、P2の
経路でSW1をPWM制御するが、図4で説明した入力
電圧,入力電流の監視はそれぞれP3,P4を経由して
行っている。
明する。交流入力電圧はSD1で全波整流されSW1で
高周波電圧に変換される。高周波電圧はトランスT1を
通して2次側に供給されD4,D5,L1,C5で構成
される整流平滑回路で平滑され直流電圧となり負荷LO
ADに電圧を供給する。D1,R6,C4はスナバ回路
でトランスのリセットエネルギーを吸収するものであ
る。HIC1はP1の経路で出力電圧を監視し、P2の
経路でSW1をPWM制御するが、図4で説明した入力
電圧,入力電流の監視はそれぞれP3,P4を経由して
行っている。
【0034】また交流入力電圧はR1,R2で分圧しS
D2で全波整流する。そしてC2,R5で平滑され直流
信号として比較器COMP1に送信される。COMP1
はV1の電圧と比較し、V1の値より直流信号が低下す
る瞬停状態になると、トリガ信号を発生させTr1をオ
ンにする。Tr1のオンによりC1の電荷がSD1の出
力端に放出される。尚、C1の充電はT1と同一の鉄心
に巻き線した第3巻線(T2で示す)から取り出し、高
周波電圧をD2,D3,L2で整流平滑した直流電圧で
行われる。
D2で全波整流する。そしてC2,R5で平滑され直流
信号として比較器COMP1に送信される。COMP1
はV1の電圧と比較し、V1の値より直流信号が低下す
る瞬停状態になると、トリガ信号を発生させTr1をオ
ンにする。Tr1のオンによりC1の電荷がSD1の出
力端に放出される。尚、C1の充電はT1と同一の鉄心
に巻き線した第3巻線(T2で示す)から取り出し、高
周波電圧をD2,D3,L2で整流平滑した直流電圧で
行われる。
【0035】またC1の電圧は、R3,R4で分圧され
比較器COMP2に送信される。比較器COMP2はV
2の電圧と比較し、V2の電圧より高ければスイッチオ
ン指示信号を発生してTr1をオンにして、コンデンサ
C1の余分な電荷を放出し、C1を保護する。
比較器COMP2に送信される。比較器COMP2はV
2の電圧と比較し、V2の電圧より高ければスイッチオ
ン指示信号を発生してTr1をオンにして、コンデンサ
C1の余分な電荷を放出し、C1を保護する。
【0036】尚、C3はスイッチングノイズを抑制する
ためのコンデンサで0.1μFの少容量でよく、入力電
流にはほとんど影響しない。
ためのコンデンサで0.1μFの少容量でよく、入力電
流にはほとんど影響しない。
【0037】以上の回路構成で、定常状態での入力電
流,入力電圧を測定した。その結果を図5に示す。図5
からわかるように、入力電流はほぼ正弦波となってお
り、入力電流の第3高調波は、基本波の振幅の1%以下
であった。
流,入力電圧を測定した。その結果を図5に示す。図5
からわかるように、入力電流はほぼ正弦波となってお
り、入力電流の第3高調波は、基本波の振幅の1%以下
であった。
【0038】また瞬停時の動作を確認するため図9の
(A)に示すような入力電圧波形A1を第1実施例の電
源に意図的に与えた。尚、図9の(A)〜(D)の時間
軸は同期している。図9の(A)の電圧波形A1の波線
部分は入力電圧が途切れる瞬停期間である。このような
入力電圧に対し図6の比較器COMP1に入力されるC
2,V1の両端電圧の値をモニタリングしたのが図9の
(B)である。C2,V1の波形がそれぞれB1,B2
である。図9の(A)のように入力電圧が半波形抜ける
ような瞬停が生じると、図9の(B)のようにB1の波
形がB2の電圧以下となり、COMP1の出力がスイッ
チオン指示レベルとなる。この結果、図9の(C)のよ
うに、LOADに加わる出力電圧C−1には変動がな
く、時間に対し一定した電圧を出力している。また実験
中、過充電によるコンデンサC1の破壊や損傷は無かっ
た。
(A)に示すような入力電圧波形A1を第1実施例の電
源に意図的に与えた。尚、図9の(A)〜(D)の時間
軸は同期している。図9の(A)の電圧波形A1の波線
部分は入力電圧が途切れる瞬停期間である。このような
入力電圧に対し図6の比較器COMP1に入力されるC
2,V1の両端電圧の値をモニタリングしたのが図9の
(B)である。C2,V1の波形がそれぞれB1,B2
である。図9の(A)のように入力電圧が半波形抜ける
ような瞬停が生じると、図9の(B)のようにB1の波
形がB2の電圧以下となり、COMP1の出力がスイッ
チオン指示レベルとなる。この結果、図9の(C)のよ
うに、LOADに加わる出力電圧C−1には変動がな
く、時間に対し一定した電圧を出力している。また実験
中、過充電によるコンデンサC1の破壊や損傷は無かっ
た。
【0039】比較実験としてCOMP1を取り除き、瞬
停が生じてもTr1がオンしないようにした回路で同様
の実験を行ったところ、図9の(D)のように、LOA
Dへの出力電圧D−1は入力電圧が瞬停している間、電
力不足が生じて一定の出力電圧を保つことができなかっ
た。この際、電圧変化量を出力電圧で割った比率の出力
電圧変動率は8%もあった。
停が生じてもTr1がオンしないようにした回路で同様
の実験を行ったところ、図9の(D)のように、LOA
Dへの出力電圧D−1は入力電圧が瞬停している間、電
力不足が生じて一定の出力電圧を保つことができなかっ
た。この際、電圧変化量を出力電圧で割った比率の出力
電圧変動率は8%もあった。
【0040】以上の実験により本発明第一実施例の高調
波抑制効果、瞬停時の安定性、回路の安全性は実証され
た。
波抑制効果、瞬停時の安定性、回路の安全性は実証され
た。
【0041】−第2実施例− 図7に、本発明の第2実施例を示す。R9〜R16及び
RT2は抵抗素子、C6〜C10はコンデンサ、SD
3,SD4は整流ダイオードブリッジ、T3,T4は両
表示で1個のトランスであり、同一の鉄心に一次巻線で
ある第1巻線および二次巻線である第2巻線(T3表示
部)ならびに二次巻線である第4巻線(T4表示部)が
施してある。L3はインダクター、HIC2は図1に示
す制御回路16相当の制御ICで、図4を用いて説明し
たPWM動作を行うもので、UC3854(ユニトロー
ド社製)を用いている。Tr2は図1に示すスイッチ素
子15相当のものでトライアックを用いている。D6〜
D9はダイオードで、COMP3およびCOMP4は第
1および第2比較器、V3,V4が基準電圧である。S
W2はスイッチング素子でFETを用いて100KHz
でドライブしている。実施した電源の入力電圧は100
VAC/50Hzで、5V/10A,50W出力のもの
である。個々の回路定数を表2に示す。
RT2は抵抗素子、C6〜C10はコンデンサ、SD
3,SD4は整流ダイオードブリッジ、T3,T4は両
表示で1個のトランスであり、同一の鉄心に一次巻線で
ある第1巻線および二次巻線である第2巻線(T3表示
部)ならびに二次巻線である第4巻線(T4表示部)が
施してある。L3はインダクター、HIC2は図1に示
す制御回路16相当の制御ICで、図4を用いて説明し
たPWM動作を行うもので、UC3854(ユニトロー
ド社製)を用いている。Tr2は図1に示すスイッチ素
子15相当のものでトライアックを用いている。D6〜
D9はダイオードで、COMP3およびCOMP4は第
1および第2比較器、V3,V4が基準電圧である。S
W2はスイッチング素子でFETを用いて100KHz
でドライブしている。実施した電源の入力電圧は100
VAC/50Hzで、5V/10A,50W出力のもの
である。個々の回路定数を表2に示す。
【0042】
【表2】
【0043】次に回路の動作を説明する。交流入力電圧
はSD3で全波整流されSW2で高周波電圧に変換され
る。高周波電圧はトランスT3を通して2次側に供給さ
れD8,D9,L3,C10で構成される整流平滑回路
で平滑され直流電圧となり、負荷LOADに電圧を供給
する。D6,R14,C9はスナバ回路でトランスのリ
セットエネルギーを吸収するものである。HIC2は、
P5の経路で出力電圧を監視し、P6の経路でSW1を
PWM制御するが、図4で説明した入力電圧,入力電流
の監視はそれぞれP7,P8を経由して行っている。
はSD3で全波整流されSW2で高周波電圧に変換され
る。高周波電圧はトランスT3を通して2次側に供給さ
れD8,D9,L3,C10で構成される整流平滑回路
で平滑され直流電圧となり、負荷LOADに電圧を供給
する。D6,R14,C9はスナバ回路でトランスのリ
セットエネルギーを吸収するものである。HIC2は、
P5の経路で出力電圧を監視し、P6の経路でSW1を
PWM制御するが、図4で説明した入力電圧,入力電流
の監視はそれぞれP7,P8を経由して行っている。
【0044】また交流入力電圧はR9,R10で分圧し
SD4で全波整流する。そしてC7,R13で平滑され
直流信号として比較器COMP3に送信される。COM
P3はV3の電圧と比較しV3の値より直流信号が低く
なるとスイッチオン指示信号を発生してTr2をオンに
する。Tr2がオンするとC6の電荷がSD3の出力端
に放出される。尚、C6の充電は、1つの同一鉄心のト
ランスT3,T4の第3巻線(T4表示部)から取り出
し、高周波電圧をD7で整流した電圧で行われる。また
C5の電圧は、R11,R12で分圧され比較器COM
P4に送信される。比較器COMP4はV4の電圧と比
較し、V4の電圧より高ければスイッチオン指示信号を
発生してTr2をオンにし、コンデンサC1の余分な電
荷を放出し、C6を保護する。
SD4で全波整流する。そしてC7,R13で平滑され
直流信号として比較器COMP3に送信される。COM
P3はV3の電圧と比較しV3の値より直流信号が低く
なるとスイッチオン指示信号を発生してTr2をオンに
する。Tr2がオンするとC6の電荷がSD3の出力端
に放出される。尚、C6の充電は、1つの同一鉄心のト
ランスT3,T4の第3巻線(T4表示部)から取り出
し、高周波電圧をD7で整流した電圧で行われる。また
C5の電圧は、R11,R12で分圧され比較器COM
P4に送信される。比較器COMP4はV4の電圧と比
較し、V4の電圧より高ければスイッチオン指示信号を
発生してTr2をオンにし、コンデンサC1の余分な電
荷を放出し、C6を保護する。
【0045】尚、C8はスイッチングノイズを抑制する
ためのコンデンサで0.1μFの少容量でよく、入力電
流にはほとんど影響しない。
ためのコンデンサで0.1μFの少容量でよく、入力電
流にはほとんど影響しない。
【0046】以上の回路構成で、第1実施例と同様な実
験を行い、高調波抑制効果,瞬停時の出力の安定性およ
び回路の安全性は確認できた。
験を行い、高調波抑制効果,瞬停時の出力の安定性およ
び回路の安全性は確認できた。
【0047】−第3実施例− 図8に、本発明の第3実施例を示す。R17〜R24及
びRT3は抵抗素子、C11〜C15はコンデンサ、S
D5,SD6は整流ダイオードブリッジ、T5,T6
は、両表示で1つのトランスを示し同一の鉄心に、一次
巻線である第1巻線,二次巻線である第2巻線(両者を
T5で表示)および二次巻線である第3巻線(T6で表
示)が施してある。HIC3は、図1の制御回路16相
当の制御ICで、図4を用いて説明したPWM動作を行
うものでML4812(マイクロリニア社製)を用いて
いる。Tr3は図1のスイッチ素子15相当のものでト
ライアックを用いている。D10〜D12はダイオード
で、COMP5およびCOMP6は第1および第2比較
器、V5,V6が基準電圧である。SW3はスイッチン
グ素子でFETを用いて100KHzでドライブしてい
る。実施した電源の入力電圧は100VAC/50Hz
で、24V/5A,120W出力のものである。個々の
回路定数を表3に示す。
びRT3は抵抗素子、C11〜C15はコンデンサ、S
D5,SD6は整流ダイオードブリッジ、T5,T6
は、両表示で1つのトランスを示し同一の鉄心に、一次
巻線である第1巻線,二次巻線である第2巻線(両者を
T5で表示)および二次巻線である第3巻線(T6で表
示)が施してある。HIC3は、図1の制御回路16相
当の制御ICで、図4を用いて説明したPWM動作を行
うものでML4812(マイクロリニア社製)を用いて
いる。Tr3は図1のスイッチ素子15相当のものでト
ライアックを用いている。D10〜D12はダイオード
で、COMP5およびCOMP6は第1および第2比較
器、V5,V6が基準電圧である。SW3はスイッチン
グ素子でFETを用いて100KHzでドライブしてい
る。実施した電源の入力電圧は100VAC/50Hz
で、24V/5A,120W出力のものである。個々の
回路定数を表3に示す。
【0048】
【表3】
【0049】次に回路の動作を説明する。交流入力電圧
はSD5で全波整流されSW3で高周波電圧に変換され
る。高周波電圧はトランスT5を通して2次側に供給さ
れD12,C15で構成される整流平滑回路で平滑され
直流電圧となり負荷LOADに電圧を供給する。D1
0,C14,R22はスナバ回路でトランスのリセット
エネルギーを吸収するものである。HIC3はP9の経
路で出力電圧を監視し、P10の経路でSW3をPWM
制御するが、図4で説明した入力電圧,入力電流の監視
はそれぞれP11,P12を経由して行っている。
はSD5で全波整流されSW3で高周波電圧に変換され
る。高周波電圧はトランスT5を通して2次側に供給さ
れD12,C15で構成される整流平滑回路で平滑され
直流電圧となり負荷LOADに電圧を供給する。D1
0,C14,R22はスナバ回路でトランスのリセット
エネルギーを吸収するものである。HIC3はP9の経
路で出力電圧を監視し、P10の経路でSW3をPWM
制御するが、図4で説明した入力電圧,入力電流の監視
はそれぞれP11,P12を経由して行っている。
【0050】また交流入力電圧はR17,R18で分圧
しSD6で全波整流する。そしてC12,R21で平滑
され直流信号として比較器COMP5に送信される。C
OMP5はV5の電圧と比較しV5の値より直流信号が
低くなるとスイッチオン指示信号を発生してTr3をオ
ンにする。Tr3がオンすると、C11の電荷が放出さ
れる。尚、C11の充電はトランスT5,T6の第3巻
線(T6で表示)から取り出し、高周波電圧をD11で
整流した電圧で行われる。またC11の電圧はR19,
R20で分圧され比較器COMP6に送信される。比較
器COMP6はV6の電圧と比較し、V6の電圧より高
ければスイッチオン指示信号を発生しTr3をオンにし
てコンデンサC11の余分な電荷を放出し、C11を保
護する。尚C13はスイッチングノイズを抑制するため
のコンデンサで0.1μFの少容量でよく、入力電流に
はほとんど影響しない。
しSD6で全波整流する。そしてC12,R21で平滑
され直流信号として比較器COMP5に送信される。C
OMP5はV5の電圧と比較しV5の値より直流信号が
低くなるとスイッチオン指示信号を発生してTr3をオ
ンにする。Tr3がオンすると、C11の電荷が放出さ
れる。尚、C11の充電はトランスT5,T6の第3巻
線(T6で表示)から取り出し、高周波電圧をD11で
整流した電圧で行われる。またC11の電圧はR19,
R20で分圧され比較器COMP6に送信される。比較
器COMP6はV6の電圧と比較し、V6の電圧より高
ければスイッチオン指示信号を発生しTr3をオンにし
てコンデンサC11の余分な電荷を放出し、C11を保
護する。尚C13はスイッチングノイズを抑制するため
のコンデンサで0.1μFの少容量でよく、入力電流に
はほとんど影響しない。
【0051】以上の回路構成で、第1実施例と同様な実
験を行い、高調波抑制効果,瞬停時の安定性および回路
の安全性は確認できた。
験を行い、高調波抑制効果,瞬停時の安定性および回路
の安全性は確認できた。
【0052】
【発明の効果】本発明を用いれば、交流入力電圧は整流
された後、大容量コンデンサ(図10の2)を介すこと
なくスイッチング回路3に入力する回路構成のため、大
容量コンデンサ(図10の2)の急峻な充,放電動作に
よる不連続でピーク値の高い高調波電流が流れることは
なく、高調波電流を抑制する効果がある。また瞬停時に
は、変圧器を介して充電したコンデンサ(図1の11;
図6〜8のC1,C6,C11)の電荷を制御可能なス
イッチ素子(図1の15;図6〜8のTr1,Tr2,
Tr3)を通して供給するため、出力電圧が途切れるこ
となく一定になる効果がある。
された後、大容量コンデンサ(図10の2)を介すこと
なくスイッチング回路3に入力する回路構成のため、大
容量コンデンサ(図10の2)の急峻な充,放電動作に
よる不連続でピーク値の高い高調波電流が流れることは
なく、高調波電流を抑制する効果がある。また瞬停時に
は、変圧器を介して充電したコンデンサ(図1の11;
図6〜8のC1,C6,C11)の電荷を制御可能なス
イッチ素子(図1の15;図6〜8のTr1,Tr2,
Tr3)を通して供給するため、出力電圧が途切れるこ
となく一定になる効果がある。
【0053】さらに変圧器を介して充電したコンデンサ
(図1の11;図6〜8のC1,C6,C11)が何ら
かの事情により過充電状態になってもスイッチ素子(図
1の15;図6〜8のTr1,Tr2,Tr3)を開い
て、余剰な電荷を放出できるため、コンデンサを破壊す
ることは無く、高い信頼性を確保する効果がある。さら
に従来知られているPWM型制御方法を用いた市販IC
とも簡単に組み合わせて用いることができ、特別な電源
制御用IC等は必要とせず低コストに電源を構成できる
効果がある。
(図1の11;図6〜8のC1,C6,C11)が何ら
かの事情により過充電状態になってもスイッチ素子(図
1の15;図6〜8のTr1,Tr2,Tr3)を開い
て、余剰な電荷を放出できるため、コンデンサを破壊す
ることは無く、高い信頼性を確保する効果がある。さら
に従来知られているPWM型制御方法を用いた市販IC
とも簡単に組み合わせて用いることができ、特別な電源
制御用IC等は必要とせず低コストに電源を構成できる
効果がある。
【図1】 本発明の一実施態様を示すブロック図であ
る。
る。
【図2】 図1に示す第1比較器13がスイッチ素子1
5をオン/オフするタイミングを示すタイムチャ−トで
ある。
5をオン/オフするタイミングを示すタイムチャ−トで
ある。
【図3】 図1に示す第2比較器14がスイッチ素子1
5をオン/オフするタイミングを示すタイムチャートで
ある。
5をオン/オフするタイミングを示すタイムチャートで
ある。
【図4】 図1に示す制御回路16の機能構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図5】 図6に示す第1実施例の、AC100Vから
ブリッジSD1への入力電圧および入力電流をそれぞれ
実線および破線で示すタイムチャ−トである。
ブリッジSD1への入力電圧および入力電流をそれぞれ
実線および破線で示すタイムチャ−トである。
【図6】 本発明の第1実施例の構成を示す電気回路図
である。
である。
【図7】 本発明の第2実施例の構成を示す電気回路図
である。
である。
【図8】 本発明の第3実施例の構成を示す電気回路図
である。
である。
【図9】 本発明の第1実施例の効果を確認するために
行った実験の結果を示すタイムチャ−トであり、(A)
は入力電圧波形を、(B)は直流電圧信号B1及び基準
電圧の電圧B2の波形とスイッチ素子Tr1の開閉タイ
ミングを、(C)は出力電圧C−1を、(D)は比較の
ために行った実験の出力電圧D−1を示す。
行った実験の結果を示すタイムチャ−トであり、(A)
は入力電圧波形を、(B)は直流電圧信号B1及び基準
電圧の電圧B2の波形とスイッチ素子Tr1の開閉タイ
ミングを、(C)は出力電圧C−1を、(D)は比較の
ために行った実験の出力電圧D−1を示す。
【図10】 従来の1つのスイッチング電源の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図11】 図10に示すスイッチング電源の入力電圧
および入力電流を示すタイムチャ−トである。
および入力電流を示すタイムチャ−トである。
【図12】 従来のもう1つのスイッチング電源の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図13】 (a)は図12に示すスイッチング電源の
入力電流波形を示すタイムチャ−ト、(b)は入力電圧
波形を示すタイムチャ−トである。
入力電流波形を示すタイムチャ−ト、(b)は入力電圧
波形を示すタイムチャ−トである。
R1〜R24及びRT1〜3:抵抗素子 C1〜C15:コンデンサ V1〜V
6:基準電圧 L1〜L3:インダクタ D1〜D1
2:ダイオード COMP1〜6:比較器 SD1〜
6:整流ダイオード Tr1〜3:トライアック T1〜
6:トランス SW1〜3:FET HIC1〜
3:制御用IC P1〜P12:信号経路 A
1:入力電流波形 B1:直流電圧信号 B
2:基準電圧信号 C−1:出力電圧 D−
1:出力電圧
6:基準電圧 L1〜L3:インダクタ D1〜D1
2:ダイオード COMP1〜6:比較器 SD1〜
6:整流ダイオード Tr1〜3:トライアック T1〜
6:トランス SW1〜3:FET HIC1〜
3:制御用IC P1〜P12:信号経路 A
1:入力電流波形 B1:直流電圧信号 B
2:基準電圧信号 C−1:出力電圧 D−
1:出力電圧
Claims (5)
- 【請求項1】 交流入力電圧を整流する第1整流手段
と、整流した電圧をスイッチング回路により高周波電圧
に変換する高周波変換手段と、高周波に変換した電圧が
印加される第1巻線および変圧した電圧を発生する第2
巻線を有するトランスと、該第2巻線が発生する電圧を
直流電圧に変換する第1整流平滑手段と、を有するスイ
ッチング電源において、 前記トランスは第3巻線を有するものとし、第3巻線に
生じる電圧を整流する第2整流手段と、第2整流手段に
より整流した電圧で充電する第1コンデンサと、第1コ
ンデンサに蓄えられた電荷を前記第1整流手段と高周波
変換手段の間に接続し放出するためのスイッチ素子と、
このスイッチ素子を開閉する手段と、を備えたことを特
徴とする高調波電流抑制スイッチング電源。 - 【請求項2】 前記スイッチ素子を開閉する手段は、前
記交流入力電圧を整流する第3整流手段と、第3整流手
段において整流された電圧を平滑する第2コンデンサ
と、第2コンデンサの両端に並列接続した抵抗素子と、
第2コンデンサ両端の電圧と予め設定した第1基準直流
電圧とを比較し、その信号の大小により前記スイッチ素
子を開閉する第1比較手段と、を含む、請求項1記載の
高調波電流抑制スイッチング電源。 - 【請求項3】 前記スイッチ素子を開閉する手段は、第
1コンデンサの両端電圧と、予め設定した第2基準直流
電圧とを比較し、その信号の大小により前記スイッチ素
子を開閉する第2比較手段を含む、請求項1又は請求項
2記載の高調波電流抑制スイッチング電源。 - 【請求項4】 高周波変換手段は、第1整流平滑手段の
出力電圧を監視する手段と、該出力電圧に基づいて前記
スイッチング回路を駆動するためのパルス幅制御信号を
生成する制御手段を含む、請求項1,請求項2又は請求
項3記載の高調波電流抑制スイッチング電源。 - 【請求項5】 高周波変換手段は、電源の入力電流を監
視する手段と、入力電圧を監視する手段を含み、制御手
段は、第1整流平滑手段の出力電圧と予め設定した第3
基準直流電圧の電圧差を増幅する誤差増幅手段と、誤差
増幅手段から出力された信号を前記入力電圧に比例した
増幅率で増幅するかけ算手段と、かけ算手段から出力さ
れる信号と前記入力電流の値を比較する第3比較手段
と、第3比較手段から出力される信号に応じて前記スイ
ッチング回路を駆動するためのパルス幅制御信号を出力
するパルス幅制御信号生成手段とを含む、請求項4記載
の高調波電流抑制スイッチング電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6065496A JPH09252579A (ja) | 1996-03-18 | 1996-03-18 | 高調波電流抑制スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6065496A JPH09252579A (ja) | 1996-03-18 | 1996-03-18 | 高調波電流抑制スイッチング電源 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09252579A true JPH09252579A (ja) | 1997-09-22 |
Family
ID=13148551
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6065496A Withdrawn JPH09252579A (ja) | 1996-03-18 | 1996-03-18 | 高調波電流抑制スイッチング電源 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09252579A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017500453A (ja) * | 2013-11-04 | 2017-01-05 | サンプ エッセ.ピ.ア. コン ウニコ ソーチョSamp S.P.A. Con Unico Socio | 金属ワイヤ、ストランド、ストリング、ワイヤロッドまたはストラップをアニール処理するための抵抗アニール炉 |
JP2017500452A (ja) * | 2013-11-04 | 2017-01-05 | サンプ エッセ.ピ.ア. コン ウニコ ソーチョSamp S.P.A. Con Unico Socio | 金属ワイヤ、ストランド、ストリング、ワイヤロッドまたはストラップをアニール処理するための抵抗アニール炉 |
CN114696847A (zh) * | 2020-12-25 | 2022-07-01 | 立积电子股份有限公司 | 射频装置及其电压产生与谐波抑制器 |
CN117728478A (zh) * | 2024-02-08 | 2024-03-19 | 四川大学 | 并联型三端直流输电***线路分段处谐波传递分析方法 |
-
1996
- 1996-03-18 JP JP6065496A patent/JPH09252579A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017500453A (ja) * | 2013-11-04 | 2017-01-05 | サンプ エッセ.ピ.ア. コン ウニコ ソーチョSamp S.P.A. Con Unico Socio | 金属ワイヤ、ストランド、ストリング、ワイヤロッドまたはストラップをアニール処理するための抵抗アニール炉 |
JP2017500452A (ja) * | 2013-11-04 | 2017-01-05 | サンプ エッセ.ピ.ア. コン ウニコ ソーチョSamp S.P.A. Con Unico Socio | 金属ワイヤ、ストランド、ストリング、ワイヤロッドまたはストラップをアニール処理するための抵抗アニール炉 |
CN114696847A (zh) * | 2020-12-25 | 2022-07-01 | 立积电子股份有限公司 | 射频装置及其电压产生与谐波抑制器 |
CN117728478A (zh) * | 2024-02-08 | 2024-03-19 | 四川大学 | 并联型三端直流输电***线路分段处谐波传递分析方法 |
CN117728478B (zh) * | 2024-02-08 | 2024-04-19 | 四川大学 | 并联型三端直流输电***线路分段处谐波传递分析方法 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030603 |