JPH09236648A - Direction finder - Google Patents
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- JPH09236648A JPH09236648A JP8183696A JP8183696A JPH09236648A JP H09236648 A JPH09236648 A JP H09236648A JP 8183696 A JP8183696 A JP 8183696A JP 8183696 A JP8183696 A JP 8183696A JP H09236648 A JPH09236648 A JP H09236648A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、複数のアンテナ出力を
切換えて得られる受信信号の位相変化から、電波の到来
方向を測定する方向探知機に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a direction finder for measuring the arrival direction of a radio wave from the phase change of a received signal obtained by switching a plurality of antenna outputs.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来から、この種の方向探知機として循
環切換型ドップラ方向探知機がよく知られている。これ
は円周上に配置した複数のアンテナを順次、循環状に切
換走査して受信し、受信信号中の各切換によって生じる
位相変化を検出して得られる、切換走査と同期した低周
波信号の位相から受信信号の到来方向を測定するように
している。探知しようとする電波は通常、音声で変調さ
れた周波数変調波やデータで変調された位相変調である
から、切換走査によって生じた位相変化が受信電波の変
調による位相変化の中に埋没して、方向探知効率を逓減
する。この効率を上昇するため、受信回路を２系統用意
し、一方の受信回路で切換走査された信号を受信し、他
の一方の受信機ではアンテナ系の中点に設けた無指向性
アンテナの出力をそのまま受信して変調信号成分を取り
出し、これら両受信出力の差から切換走査によって生じ
た位相変化のみを検出するようにしていた。また、切換
走査は変調信号成分の多く含まれる周波数帯域を避ける
ために低い周期で行われている。2. Description of the Related Art A circulation switching type Doppler direction finder is well known as a direction finder of this type. This is a low-frequency signal synchronized with the switching scanning, which is obtained by sequentially switching and receiving a plurality of antennas arranged on the circumference in a cyclical manner, and detecting the phase change caused by each switching in the received signal. The arrival direction of the received signal is measured from the phase. The radio wave to be detected is usually a frequency-modulated wave modulated with voice or a phase modulation modulated with data, so the phase change caused by switching scanning is buried in the phase change due to the modulation of the received radio wave, Diminishes direction finding efficiency. In order to increase this efficiency, two receiving circuits are prepared, one receiving circuit receives the signal scanned and switched, and the other receiving device outputs the omnidirectional antenna provided at the midpoint of the antenna system. , The modulated signal component is extracted, and only the phase change caused by the switching scan is detected from the difference between the two received outputs. Further, the switching scan is performed at a low cycle in order to avoid a frequency band in which many modulation signal components are included.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】このような方法では、
２系統の受信回路が必要であり装置が複雑になるばかり
でなく、二つの受信回路の位相・振幅特性を厳密に合致
させることが要求されるから、煩雑な調整と高度な温度
管理が必要となる。このような煩雑さを避けるため、切
換走査を高速で行い、方位情報を持つ位相変化の周期が
変調周波数の上限になるようにし、濾波器によって分離
することも考えられるが、この方法では受信信号の占有
帯域幅が大きくなり、受信帯域幅を拡げる必要がある。
このため受信の選択特性が劣化することになり、混信に
弱くなるという不都合が生ずる。また、切換走査を低速
で行なった場合、方向探知に時間がかかり、バースト信
号のような発射時間の短い電波の方向探知ができないと
いう不都合が生ずる。In such a method,
Not only is it necessary to have two receiving circuits, which complicates the device, but it is also necessary to exactly match the phase and amplitude characteristics of the two receiving circuits, so complicated adjustment and advanced temperature control are required. Become. In order to avoid such complications, switching scanning may be performed at high speed so that the period of phase change having azimuth information becomes the upper limit of the modulation frequency, and separation by a filter may be considered. The occupied bandwidth is increased, and the reception bandwidth needs to be expanded.
For this reason, the reception selection characteristic is deteriorated, which causes a disadvantage of weakening interference. Further, when the switching scan is performed at a low speed, it takes a long time to detect the direction, which causes a problem that the direction of a radio wave such as a burst signal having a short emission time cannot be detected.
【０００４】したがって、このような難点を解消するこ
とが課題であり、本発明は受信回路が１系統のみで構成
される簡易な装置で、かつ、短時間発射信号の探知がで
きる装置を実現することを目的としている。Therefore, it is an object to solve such a difficulty, and the present invention realizes a simple device having a receiving circuit having only one system and capable of detecting a short-time emission signal. Is intended.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明に係わる方向探知
機は、短時間発射の電波の持続時間内で方位検出に必要
な位相変化が得られるように高速で切換走査を行う。ア
ンテナで切換走査された受信信号を位相検波すると、受
信信号自体の変調信号と、到来方向を位相とする切換走
査に同期した周波数の信号とが重畳した信号が出力され
る。これを切換走査の基準となる低周波信号と、これと
９０度位相の異なる低周波信号で同期検波すると受信信
号の到来方向の角度の正弦と余弦に比例した直流成分と
変調信号と切換走査の低周波信号とのビート周波数成分
とが出力される。これを積分回路にかけると直流分のみ
を得ることができる。この積分出力の比から受信信号の
到来方向を算出することができる。しかしながら、短時
間発射の電波に対しては積分時定数を大きくすることが
できないので精度よく直流分を取り出すことができな
い。そこで、この積分動作をディジタル処理で行う。い
ま、たとえば１０ｍｓの持続時間を持つ電波の方向を探
知しようとすると、１０ｍｓで積分を完了する必要があ
る。まず、同期検波器の出力をＡＤ変換器でディジタル
に変換する。このディジタル値を１０ｍｓの間累積し、
平均値を求める。２系統の演算によって得られるデータ
の数値と極性とから逆正接を算出する。The direction finder according to the present invention performs switching scanning at high speed so that a phase change necessary for azimuth detection can be obtained within the duration of a radio wave emitted for a short time. When phase detection is performed on the reception signal switched and scanned by the antenna, a signal in which a modulation signal of the reception signal itself and a signal having a frequency in phase with the arrival direction and synchronized with the switching scanning are output is output. When this is synchronously detected with a low-frequency signal serving as a reference for switching scanning and a low-frequency signal whose phase is 90 degrees different from this, a DC component proportional to the sine and cosine of the angle of arrival of the received signal, a modulation signal, and switching scanning The low frequency signal and the beat frequency component are output. If this is applied to an integrating circuit, only the DC component can be obtained. The arrival direction of the received signal can be calculated from the ratio of the integrated outputs. However, since the integration time constant cannot be increased for radio waves emitted for a short time, the DC component cannot be accurately extracted. Therefore, this integration operation is performed by digital processing. Now, when trying to detect the direction of a radio wave having a duration of 10 ms, for example, it is necessary to complete the integration in 10 ms. First, the output of the synchronous detector is converted into a digital signal by the AD converter. Accumulate this digital value for 10ms,
Find the average value. The arctangent is calculated from the numerical value and the polarity of the data obtained by the two-system calculation.
【０００６】[0006]
【作用】上記の手段によると、積分の効果は同期検波に
使用した基準低周波信号の周波数を中心とし、４ｄＢ帯
域幅を積分時間の逆数とする帯域通過瀘波器として現れ
る。したがって、受信信号自体の持つ変調波成分の殆ど
は除去することができ、電波の到来方向を位相とする切
換走査に同期した周波数の信号を効率良く抽出すること
ができる。また、短時間発射電波に対しても精度の良い
位相値を捕捉、記憶することができる。According to the above means, the effect of integration appears as a band pass filter centered on the frequency of the reference low frequency signal used for synchronous detection and having a 4 dB bandwidth as the reciprocal of the integration time. Therefore, most of the modulated wave component of the received signal itself can be removed, and the signal of the frequency synchronized with the switching scanning with the arrival direction of the radio wave as the phase can be efficiently extracted. Further, it is possible to capture and store a highly accurate phase value even for a short time emission radio wave.
【０００７】[0007]
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は、本発明による方向探知機の構成を
示す図である。 図において、１は、アンテナ系で９０
度の方向間隔をおいて配置した垂直ダブレットアンテナ
Ｎ、Ｓ、Ｅ、Ｗで構成してある。２は、アンテナ系の中
央に設けた切換回路で、切換信号発生回路４１からの切
換信号によってＮＳＥＷの順序で切換走査して電波を受
信する。切換回路２で切換走査した受信信号は、アンテ
ナ間隔、周波数、受信電波の到来角、切換周期をパラメ
ータとする位相変調を受けている。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a direction finder according to the present invention. In the figure, 1 is an antenna system 90
The vertical doublet antennas N, S, E, and W are arranged at intervals of a degree direction. Reference numeral 2 denotes a switching circuit provided in the center of the antenna system, which switches and scans in NSEW order in response to a switching signal from a switching signal generation circuit 41 to receive radio waves. The reception signal switched and scanned by the switching circuit 2 is subjected to phase modulation using the antenna interval, the frequency, the arrival angle of the received radio wave, and the switching cycle as parameters.
【０００８】この受信信号は、高周波・中間周波増幅器
３１、振幅制限増幅器３２、ＦＭ検波器３３で構成され
る受信部３に与えらえる。 高周波・中間周波増幅器３
１は、アンテナ系２の出力を受けて、所要の中間周波信
号レベルにまで増幅する。振幅制限増幅器３２は、前記
中間周波信号を一定レベルになるように振幅を制限し、
振幅変調成分を除去する。 ＦＭ検波器３３は、振幅制
限を受けた中間周波信号をＦＭ検波して低周波信号を出
力する。 この検波出力には、受信信号自体の変調信号
と、アンテナ系２の切換走査によって発生する電波の到
来方向を位相とする切換周期と同期した低周波信号とが
含まれている。This received signal is given to the receiving section 3 which is composed of a high frequency / intermediate frequency amplifier 31, an amplitude limiting amplifier 32 and an FM detector 33. High frequency / intermediate frequency amplifier 3
1 receives the output of the antenna system 2 and amplifies it to a required intermediate frequency signal level. The amplitude limiting amplifier 32 limits the amplitude of the intermediate frequency signal so as to have a constant level,
The amplitude modulation component is removed. The FM detector 33 FM-detects the amplitude-limited intermediate frequency signal and outputs a low-frequency signal. The detection output includes a modulated signal of the received signal itself and a low-frequency signal synchronized with a switching cycle whose phase is the arrival direction of a radio wave generated by switching scanning of the antenna system 2.
【０００９】４は、アナログ信号処理部で切換信号発生
器４１、同期信号発生器４２、及び同期検波器４３で構
成されている。 同期信号発生器４２は、ディジタル信
号処理部５からのクロック信号を受けてアンテナ切換周
期を１サイクルとする互いに９０度位相差持つ２つの低
周波信号を同期検波の基準信号Ｉ・Ｑとして出力する。
また、この２つの基準信号を切換信号発生器４１に出力
する。 切換信号発生器４１は、２つの基準信号からア
ンテナ切換走査をするための４相の切換信号を作成し、
電力増幅してからアンテナ系２に送出する。同期検波器
４３Ｉ及び４３Ｑは、積算回路であり、前記ＦＭ検波器
３３の出力と同期信号発生器４２の２つの出力基準信号
Ｉ・Ｑとの積算を別々に行う。 この結果同期検波器４
３Ｉからは、受信信号の到来角の余弦に、同期検波器４
３Ｑからは、正弦に比例した直流項と受信信号の変調波
と基準信号のビート周波数の信号が重畳した信号が出力
される。Reference numeral 4 denotes an analog signal processing section, which is composed of a switching signal generator 41, a synchronizing signal generator 42, and a synchronizing detector 43. The synchronization signal generator 42 receives the clock signal from the digital signal processing unit 5 and outputs two low-frequency signals having a 90-degree phase difference from each other with the antenna switching period being one cycle as reference signals I and Q for synchronous detection. .
Further, the two reference signals are output to the switching signal generator 41. The switching signal generator 41 creates a four-phase switching signal for performing antenna switching scanning from two reference signals,
The power is amplified and then sent to the antenna system 2. The synchronous detectors 43I and 43Q are integrating circuits, and separately integrate the output of the FM detector 33 and the two output reference signals I and Q of the synchronous signal generator 42. As a result, the synchronous detector 4
From 3I to the cosine of the arrival angle of the received signal, the synchronous detector 4
From 3Q, a signal in which a direct current term proportional to sine, a modulated wave of the received signal, and a beat frequency signal of the reference signal are superimposed is output.
【００１０】５は、ディジタル処理部で２系統のＡＤ変
換器５３Ｉ、５３Ｑとマイクロプロセッサとその周辺素
子で構成した演算器５２、及び表示器５１で構成してあ
る。ＡＤ変換器５３Ｉ、及び５３Ｑは、同期検波器４３
Ｉ、４３Ｑの出力信号をそれぞれディジタル値に変換す
る。これらのＡＤ変換は、サンプリング周期が切換走査
周期に１／４になるように演算器５２からのクロック信
号で駆動される。演算器５２は、上記２つのディジタル
値を受けて所定の時間間隔で累積する。この時間間隔
は、意図する短時間発射電波の持続時間から決定され
る。 上記処理におけるタイムシーケンスは、例えば切
換走査３．２ｋＨｚ、測定を意図する短時間発射電波を
１０ｍｓとすると、ＡＤ変換サンプリング周波数は、１
２．８ｋＨｚに、累積時間間隔は、１０ｍｓに設定され
る。上記累積演算の結果は、基準低周波成分について
は、Ｉ系では受信電波の到来角の余弦に、Ｑ系では、正
弦に比例したディジタル値が得られると同時に累積時間
間隔の逆数の周波数を４ｄＢ通過帯域幅とする帯域通過
濾波器として動作する。上記の例のようにタイムシーケ
ンスを設定すると、中心周波数３．２ｋＨｚ、４ｄＢ帯
域幅±５０Ｈｚの帯域通過濾波器として動作することに
なる。この結果受信信号自体の変調波成分は、殆ど濾過
されて、アンテナ系の切換走査によって生ずる受信信号
の到来方向に起因する成分を正確に取得できる。Reference numeral 5 denotes a digital processing section, which is composed of two systems of AD converters 53I and 53Q, an arithmetic unit 52 composed of a microprocessor and its peripheral elements, and a display unit 51. The AD converters 53I and 53Q are the synchronous detector 43.
The output signals of I and 43Q are converted into digital values. These AD conversions are driven by the clock signal from the arithmetic unit 52 so that the sampling period becomes 1/4 of the switching scanning period. The calculator 52 receives the two digital values and accumulates them at a predetermined time interval. This time interval is determined from the duration of the intended short-time radio wave. The time sequence in the above processing is, for example, 3.2 kHz for switching scanning, and when the short-time emission radio wave intended for measurement is 10 ms, the AD conversion sampling frequency is 1
The cumulative time interval is set to 2.8 kHz and 10 ms. As for the result of the above-mentioned cumulative calculation, for the reference low frequency component, a digital value proportional to the cosine of the arrival angle of the received radio wave in the I system and a digital value proportional to the sine in the Q system are obtained, and at the same time, the frequency of the reciprocal of the cumulative time interval is 4 dB. It operates as a bandpass filter with a passband width. When the time sequence is set as in the above example, it operates as a bandpass filter having a center frequency of 3.2 kHz and a 4 dB bandwidth of ± 50 Hz. As a result, the modulated wave component of the received signal itself is almost filtered, and the component caused by the arrival direction of the received signal generated by the switching scanning of the antenna system can be accurately acquired.
【００１１】演算器５２では、さらに累積演算結果の絶
対値の有効最高ビットから下位に所定のビット数のデー
タを平均値として以下の方位演算に使用する。例えば、
上記タイムシーケンスで動作させる場合、ＡＤ変換器５
３に８ビットの素子を使用したとすると、１ｍｓの間に
累積される最大値は２５６×１２８となり１５ビットの
データが得られる。この上位８ビットのデータは累積値
を１２８で除した平均値である。しかしながら、Ｉ系、
Ｑ系のデータ周波数、アンテナ間隔、電波の到来方向の
関数であり、必ずしも最大値となることはない。したが
って有効ビットを常に８ビットとするには、Ｉ系、Ｑ系
の累積値のうち、絶対値が最大となるビットを基準に下
位８ビットのデータを平均値データとすればよい。The arithmetic unit 52 further uses a predetermined number of bits of data lower than the effective highest bit of the absolute value of the cumulative arithmetic result as an average value for the following azimuth calculation. For example,
When operating in the above time sequence, the AD converter 5
If an 8-bit element is used for 3, the maximum value accumulated in 1 ms is 256 × 128, and 15-bit data can be obtained. The upper 8-bit data is an average value obtained by dividing the cumulative value by 128. However, I system,
It is a function of the Q system data frequency, the antenna interval, and the arrival direction of the radio wave, and does not necessarily have the maximum value. Therefore, in order to make the effective bits always 8 bits, the lower 8 bits of data may be used as the average value data with reference to the bit having the maximum absolute value among the cumulative values of the I and Q systems.
【００１２】上記の処理によって得られたＩ系、Ｑ系の
平均値の比の逆正接を演算することによって受信信号の
到来方向を得ることができるが、逆正接値には、１８０
度の不確定性がある。 この不確定性は、Ｉ系、Ｑ系の
符号を勘案することで解消することができる。本実施例
においては、Ｉ系、Ｑ系を行、列とし、演算結果を対応
する番地に記憶したＲＯＭから各平均値で指定された数
値を瞬時に読み出すようにしてある。The arrival direction of the received signal can be obtained by calculating the arctangent of the ratio of the average values of the I and Q systems obtained by the above processing.
There is uncertainty about the degree. This uncertainty can be eliminated by considering the codes of I system and Q system. In this embodiment, the I system and the Q system are arranged in rows and columns, and the numerical values designated by the respective average values are instantly read out from the ROM storing the calculation results in the corresponding addresses.
【００１３】以上のようにして受信信号の到来方向は算
出されるが、短時間発射電波の捕捉測定を含めた信号処
理の方法について図２を参照して説明する。図２は上記
例のタイムシーケンスで信号処理が行われる場合の系列
を示すもので、これらの処理は、全て演算器５２のなか
でソフトウェアによって実行される。Ｓ１Ｉ、Ｓ１Ｑで
読み取られたＩ系、Ｑ系のデータは、それぞれＳ２Ｉ、
Ｓ２Ｑで１６データ分１．２５ｍｓ毎に累積される。こ
の累積値は、最大１２ビットのデータとなるので上位８
ビットを有効ビットとし、σＩ、σＱとして取り出す。
このσＩ、σＱは上記累積によって、４ｄＢ帯域幅８０
０Ｈｚの濾波器で濾波をされたデータとなっている。Ｓ
３は、絶対値Ｓ＝（σＩ２＋σＱ２）１／２を記憶した
ＲＯＭで、σＩ、σＱを行、列として絶対値Ｓを読み出
す。このとき、無信号であればＦＭ検波器３３の出力
は、雑音のみであり、同期検波器４３Ｉ、４３ＱとＳ２
Ｉ、Ｓ２Ｑの累積による濾波効果によって、その累積値
σＩ、σＱは非常に小さく、その絶対値Ａも殆ど０とな
る。信号が入感すると、同期成分が４サイクル分累積さ
れるから絶対値Ｓは、アンテナ間隔、受信周波数で決ま
る特定値に近い値をとる。 この値は、ＦＭ検波器３３
以後の回路に遅延要素を持たないので信号入感から累積
時間１．２５ｍｓ後に検出される。この特定値の最小値
が十分検出できるしきい値を基準値Ｋとする。Ｓ４で
は、Ｓ３で読み出された絶対値Ａが基準値Ｋと比較され
る。Ｓ４の結果がＡ＞Ｋなるときには、ゲイトＳ５Ｉ、
Ｓ５ＱをひらきＳ２Ｉ、Ｓ２ＱのデータσＩ、σＱを通
過させ、Ｓ６Ｉ、Ｓ６Ｑで８データ分累積しΣＩ、ΣＱ
とする。Ｓ７は、ΣＩ、ΣＱを行、列とする番地にｔａ
ｎ−１（ΣＱ／ΣＩ）を記憶したＲＯＭでΣＩ、ΣＱで
ｔａｎ−１（ΣＱ／ΣＩ）、すなわち受信電波の到来角
を読み出すようにしてある。Ｓ７で得られた方位角は、
Ｓ８で蓄積記憶され、例えばヒストグラム表示や極座標
表示できるように画像処理される。Although the arrival direction of the received signal is calculated as described above, a signal processing method including capture measurement of a short-time emission radio wave will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows a sequence when signal processing is performed in the time sequence of the above example, and all of these processings are executed by software in the computing unit 52. The I-system and Q-system data read by S1I and S1Q are respectively S2I and
In S2Q, 16 pieces of data are accumulated every 1.25 ms. Since this accumulated value is a maximum of 12 bits of data, the upper 8
The bits are taken as effective bits and taken out as σI and σQ.
These σI and σQ are 4 dB bandwidth 80 by the above accumulation.
The data is filtered by a 0 Hz filter. S
Reference numeral 3 denotes a ROM that stores the absolute value S = (σI 2 + σQ 2 ) 1/2 , and the absolute value S is read as rows and columns of σI and σQ. At this time, if there is no signal, the output of the FM detector 33 is only noise, and the synchronous detectors 43I, 43Q and S2
Due to the filtering effect due to the accumulation of I and S2Q, the accumulated values σI and σQ are very small, and the absolute value A is almost zero. When the signal is detected, the synchronization component is accumulated for four cycles, so the absolute value S takes a value close to a specific value determined by the antenna interval and the reception frequency. This value is the FM detector 33
Since the subsequent circuit has no delay element, it is detected after a cumulative time of 1.25 ms from the signal entry feeling. A threshold value at which the minimum value of this specific value can be sufficiently detected is defined as a reference value K. In S4, the absolute value A read in S3 is compared with the reference value K. When the result of S4 is A> K, the gate S5I,
S5Q is opened, data σI and σQ of S2I and S2Q are passed, and 8 data are accumulated in S6I and S6Q to accumulate ΣI and ΣQ.
And In S7, ta is assigned to an address having ΣI and ΣQ as rows and columns.
The ROM storing n −1 (ΣQ / ΣI) reads ΣI and ΣQ reads tan −1 (ΣQ / ΣI), that is, the arrival angle of the received radio wave. The azimuth angle obtained in S7 is
It is accumulated and stored in S8, and image processing is performed so that, for example, a histogram display or polar coordinate display can be performed.
【００１４】図１において５１は、表示器で上記Ｓ８ス
テップで画像処理された結果を表示する。In FIG. 1, reference numeral 51 denotes a display for displaying the result of image processing in the step S8.
【発明の効果】本発明の方向探知機によれば、バースト
信号、救難信号等の短時間発射の電波の方向を迅速に測
定することができる。また、短時間測定ができるので、
生態研究等に使用される位置通報用の発振器の発射時間
を短くすることが可能となり、観測期間を大幅に延長す
ることができる。According to the direction finder of the present invention, it is possible to quickly measure the direction of a short-wave radio wave such as a burst signal or a rescue signal. Also, because you can measure for a short time,
It is possible to shorten the firing time of the oscillator for position notification used in ecology research, etc., and it is possible to greatly extend the observation period.
【図１】本発明の一実施例による方向探知機の構成を示
す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a direction finder according to an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の一実施例による信号処理の系統を示す
図である。FIG. 2 is a diagram showing a signal processing system according to an embodiment of the present invention.
１ アンテナ系 ２ 切換回路 ３ 受信器 ３１ 高周波・中間周波増幅器 ３２ 振幅制限器 ３３ ＦＭ検波器 ４ アナログ信号処理器 ４１ 切換信号発生器 ４２ 同期信号発生器 ４３ 同期検波器 ５ ディジタル信号処理器 ５１ 表示器 ５２ 演算器 ５３ ＡＤ変換器 1 Antenna system 2 Switching circuit 3 Receiver 31 High frequency / intermediate frequency amplifier 32 Amplitude limiter 33 FM detector 4 Analog signal processor 41 Switching signal generator 42 Synchronous signal generator 43 Synchronous detector 5 Digital signal processor 51 Indicator 52 arithmetic unit 53 AD converter
Claims (1)
ナの出力を、切換走査して位相変調波を生成させ、この
位相変調波を検波して得られる、前記切換走査に使用し
た低周波信号と同期した低周波信号の位相から受信した
電波の到来方向を探知する方向探知機において、 ａ）検波出力を前記切換走査に使用した低周波信号の
内、基準となる低周波信号とこれと９０度位相差をもつ
低周波信号で位相検波する２組の位相検波手段と、 ｂ）前記位相検波手段の出力をディジタル値に変換する
２組のＡＤ変換手段と、 ｃ）このディジタル値を所定の時間累積する２組の積分
手段とを具備し、前記２組の積分手段の出力の比の逆正
接から電波の到来方向を探知するようにしたことを特徴
とする方向探知機1. A low-frequency filter used for the switching scan, which is obtained by switching scanning outputs of a plurality of antennas arranged at equal angles on a circumference to generate a phase modulation wave and detecting the phase modulation wave. A direction finder that detects the arrival direction of a radio wave received from the phase of a low-frequency signal that is synchronized with a frequency signal. And two sets of phase detection means for phase detection with a low frequency signal having a phase difference of 90 degrees, b) two sets of AD conversion means for converting the output of the phase detection means into digital values, and c) this digital value. A direction finder comprising two sets of integrating means for accumulating for a predetermined time, and detecting the arrival direction of the radio wave from the arctangent of the ratio of the outputs of the two sets of integrating means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8183696A JPH09236648A (en) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | Direction finder |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8183696A JPH09236648A (en) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | Direction finder |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09236648A true JPH09236648A (en) | 1997-09-09 |
Family
ID=13757564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8183696A Pending JPH09236648A (en) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | Direction finder |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09236648A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002529942A (en) * | 1998-11-03 | 2002-09-10 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Method and apparatus for detecting direction of wireless signal |
| JP2011237359A (en) * | 2010-05-13 | 2011-11-24 | Seiko Epson Corp | Device and method for detecting radio wave arrival angle |
| CN107037394A (en) * | 2016-02-03 | 2017-08-11 | 希姆通信息技术（上海）有限公司 | Direction location equipment and method |
-
1996
- 1996-02-29 JP JP8183696A patent/JPH09236648A/en active Pending
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|---|---|---|---|---|
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| CN107037394B (en) * | 2016-02-03 | 2020-06-23 | 希姆通信息技术（上海）有限公司 | Direction positioning equipment and method |
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