JPH0923584A

JPH0923584A - フィルタ補償回路および無効電力補償装置

Info

Publication number: JPH0923584A
Application number: JP7170013A
Authority: JP
Inventors: Masaharu Ishiguro; 正治石黒
Original assignee: Shinko Electric Co Ltd
Current assignee: Shinko Electric Co Ltd
Priority date: 1995-07-05
Filing date: 1995-07-05
Publication date: 1997-01-21

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータの発生する高調波（ＰＷＭ高調波
等）の影響を抑制しつつ、無効電力補償装置等に高い補
償性能を付与する。【構成】インバータ（図示せず）の出力段に図１９
(ａ)に示すような２次の低域通過フィルタを設けた。こ
のフィルタでは、インバータの出力電流はコンデンサ１
０４〜１０６に分岐される。これらの電流は電流検出器
１０７〜１０９によって検出され、これら電流を補償す
るようにインバータが制御される。この結果、ＰＷＭ高
調波を大幅に減衰させることが可能になった。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＷＭ変調方式
の無効電力補償装置等に用いて好適なフィルタ補償回路
と、該フィルタ補償回路を用いた高性能な無効電力補償
装置とに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、無効電力を高速に補償するため
に、静止型無効電力補償装置（以下ＳＶＧという。但し
ＳＶＣと称することもある）を送配電系統に設けること
が多い。ＳＶＧは、サイリスタ回路を介して線路電圧を
コンデンサまたはリアクトルに印加するものであり、こ
のサイリスタ回路の点弧角を適宜制御することによって
可変リアクトルおよび可変コンデンサとして機能する。
すなわち、ＳＶＧは負荷と並列に接続され、この負荷に
供給される無効電力に応じてインピーダンスを高速かつ
自動的に変動させ、この負荷によって生ずる無効電力を
相殺する。

【０００３】ここで、無効電力を高速に補償する理由と
しては、以下の３点が挙げられる。 (ａ)変動負荷による電圧フリッカの抑制アーク炉や圧延機などの急激な負荷変動によって電圧フ
リッカが発生する。それを抑制するためには、ランダム
な無効電力の変動を正確かつ迅速に検出して、無効電力
を高速に補償することが必要である。

【０００４】(ｂ)受電端電圧の安定化系統が重負荷になると、電圧の異常低下や電圧変動の増
大が生じる。これを安定化するためには、無効電力を補
償して負荷端の電圧を一定に維持することが必要であ
る。

【０００５】(ｃ)系統安定度の向上長距離送電系統において、運転条件や負荷条件によって
は安定な発電運転ができない領域が生じる。この場合、
送電系統の中間点で無効電力を補償して電圧を一定に維
持し、中間点を等価的に無限大母線化することにより、
定態および過度安定度を向上することが必要である。こ
こで、ＳＶＧを用いた配電系統の例を図２に示す。図に
おいて、電源３０から出力された電流は、線路４０を介
して負荷１０に供給される。ＳＶＧ５０は、負荷１０と
並列に接続され、線路４０の受電端電圧ｖ₀と線路電流
ｉとの位相差が「０」になるように、そのインピーダン
スが制御される。

【０００６】ところで、近年は、電力用半導体素子を用
いた電力変換装置の導入が増加しており、電力系統にお
いては高調波電流が増加している。この高調波電流によ
り、電源電圧に歪が生じ、他の機器に高調波障害が惹起
される等の問題が生じる。そこで、無効電力を補償する
のみならず、負荷電流に含まれる高調波成分を補償し得
るＳＶＧも提案されている（特公昭６０−５１３３９号
公報等）。このようなＳＶＧにあっては、直流電源をＰ
ＷＭ変調するインバータが設けられ、これによって生成
された三相電流が線路に供給される。また、インバータ
によるＰＷＭ波形を平滑化するため、インバータと系統
との間には、低域通過フィルタが介挿される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＳＶ
Ｇにあっては、図１９(ｂ)に示すような低域通過フィル
タが用いられていた。このフィルタは１次のフィルタで
あり、そのゲイン特性は同図(ｃ)の破線に示すようにな
っていた。しかし、かかるフィルタ特性では、ＰＷＭ高
調波（ＰＷＭ変調周波数における高調波成分）を充分に
減衰させることができず、その影響によって負荷におけ
る無効電力あるいは高調波成分を充分に補償することは
できなかった。

【０００８】一方、低域通過フィルタとして、同図(ａ)
に示すような２次以上のものを用いた場合、そのゲイン
特性は同図(ｃ)の実線に示すように設定することができ
る。すなわち、ＰＷＭ高調波を大幅に減衰させることが
できる。しかし、同図(ａ)のフィルタを用いると、イン
バータの出力電流の一部がコンデンサ１０４〜１０６に
流入するため、系統に供給される電流に誤差が生じる。
特に、コンデンサ１０４〜１０６に流入する電流は、そ
の周波数に比例して増大するから、かえって補償性能が
低下することになる。

【０００９】この発明は上述した事情に鑑みてなされた
ものであり、インバータの発生する高調波（ＰＷＭ高調
波等）の影響を抑制しつつ、無効電力補償装置等に高い
補償性能を付与できるフィルタ補償回路および該フィル
タ補償回路を用いた高性能な無効電力補償装置を提供す
ることを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１記載の構成にあっては、インバータから出力さ
れる補償電流を平滑し交流電源に接続された負荷に供給
するフィルタに用いられるフィルタ補償回路であって、
前記フィルタは、前記補償電流の一部を該フィルタ内の
所定の素子に分流し、残余の補償電流を前記負荷に供給
するものであり、前記素子に分流される電流を検出する
電流センサと、この電流センサの出力信号に応じて、前
記残余の補償電流が所望の値になるように前記インバー
タを制御する制御回路とを具備することを特徴とする。

【００１１】また、請求項２記載の構成にあっては、負
荷に供給される交流電流を検出する第１の電流検出手段
と、補償電流を出力するインバータと、前記インバータ
から出力される補償電流を平滑し前記負荷に供給するフ
ィルタであって、この補償電流の一部を該フィルタ内の
所定の素子に分流し、残余の補償電流を前記負荷に供給
するフィルタと、前記素子に分流される電流を検出する
第２の電流検出手段と、前記第１および第２の電流検出
手段の検出結果を加算する加算器と、前記加算器の出力
結果に基づいて、前記負荷および前記素子に供給される
有効電流の高調波成分を検出する高調波成分検出手段
と、前記加算器の出力結果と、前記負荷に印加される交
流電圧とに基づいて、前記負荷および前記素子に供給さ
れる無効電流を検出する無効電流検出手段とを具備し、
前記インバータは、前記補償電流の有効成分を前記高調
波成分に基づいて設定するとともに、前記補償電流の無
効成分を前記無効電流に基づいて設定することを特徴と
する。

【００１２】（作用）請求項１記載の構成にあっては、
フィルタは、インバータの発生する補償電流の一部を該
フィルタ内の所定の素子に分流し、残余の補償電流を負
荷に供給する。電流センサがこの素子に分流される電流
を検出すると、制御回路は、この電流センサの出力信号
に応じて、残余の補償電流が所望の値になるようにイン
バータを制御する。このように、制御手段は、フィルタ
内で電流が分流された場合においても、残余の補償電流
が所望の値になるようにインバータを制御するから、フ
ィルタの選択の自由度が高くなり、ＰＷＭ高調波を大幅
に抑制できるフィルタを用いることが可能になる。これ
により、無効電力補償装置等に高い補償性能を付与する
ことが可能になる。

【００１３】また、請求項２記載の構成にあっては、フ
ィルタはインバータから出力される補償電流を平滑し負
荷に供給する。その際、この補償電流の一部は該フィル
タ内の所定の素子に分流され、残余の補償電流が負荷に
供給される。次に、第１の電流検出手段は負荷に供給さ
れる交流電流を検出し、第２の電流検出手段は前記素子
に分流される電流を検出する。そして、加算器は、これ
ら第１および第２の電流検出手段の検出結果を加算す
る。次に、高調波成分検出手段は、該加算器の出力結果
に基づいて、前記負荷および前記素子に供給される有効
電流の高調波成分を検出し、無効電流検出手段は該加算
器の出力結果と、負荷に印加される交流電圧とに基づい
て、前記負荷および前記素子に供給される無効電流を検
出する。そして、上記インバータは、補償電流の有効成
分を前記高調波成分に基づいて設定するとともに、補償
電流の無効成分を前記無効電流に基づいて設定する。こ
れにより、補償電流によって、負荷およびフィルタ内の
素子に流れる無効電流と高調波電流とを補償することが
できる。従って、フィルタの選択の自由度が高くなり、
インバータの発生する高調波を大幅に抑制できるフィル
タを用いることが可能になる。これにより、無効電力補
償装置に高い補償性能を付与することが可能になる。

【００１４】

【発明の実施の形態】Ａ．実施例の原理以下、この発明の一実施例について説明する。まず、図
２において、ＳＶＧ５０と負荷１０との並列回路は、一
般的には合成インピーダンスが抵抗成分のみになる。換
言すれば、合成インピーダンスが抵抗成分のみになるよ
うに、ＳＶＧ５０のインピーダンスが制御される。

【００１５】本実施例のブロック図を図１に示すが、こ
こでは図２のＳＶＧ５０に代えて電圧・無効電力補償装
置２０が用いられている。詳細は後述するが、電圧・無
効電力補償装置２０には、「無効電力補償モード」、
「電圧補償モード」および「併用モード」の三の動作モ
ードがある。まず、無効電力補償モードにおいては、電
圧・無効電力補償装置２０は、ＳＶＧ５０と同様に、負
荷１０との合成インピーダンスが抵抗成分のみになるよ
うに動作する。

【００１６】一方、電圧補償モードおよび併用モードに
おいては、上記合成インピーダンスが若干のリアクタン
ス成分を含むように、電圧・無効電力補償装置２０のイ
ンピーダンスを制御することが前提になっている。すな
わち、これらのモードにおいては、電圧・無効電力補償
装置２０の無効電力補償機能が若干犠牲になるのである
が、その代りに線路電圧を補償することが可能になる。
その原理について以下説明する。

【００１７】まず、負荷１０と電圧・無効電力補償装置
２０との合成インピーダンスが誘導性であり、かつ、負
荷１０，電圧・無効電力補償装置２０および電源３０の
各中性点の電圧が「０ボルト」とすると、図１の１相あ
たりの等価回路は、図３に示すようになる。図３におい
てＲ₁およびＬ₁は線路４０の抵抗およびインダクタンス
であり、Ｒ₂およびＬ₂は電圧・無効電力補償装置２０と
負荷１０の並列回路における抵抗およびインダクタンス
である。この等価回路について回路方程式を求めると、
下記数１のようになる。

【００１８】

【数１】

【００１９】但し、数１において“ｓ”はラプラス演算
子であり、“ｊω”と等価である。また、図３に対する
ベクトル図を図９(ｃ)に示す。なお、同図(ａ)は、電圧
・無効電力補償装置２０と負荷１０の並列回路のインピ
ーダンスにリアクタンス成分が無い場合（無効電力補償
モード）のベクトル図であり、同図(ｂ)は後述する図４
の等価回路に対するベクトル図である。これらの図にお
いては、便宜上「Ｒ₂＝１」としているため、受電端電
圧ｖ₀のベクトルと電流ｉ_R2のベクトルとは同一の大き
さになっている。さて、数１より線路電流ｉを求め、伝
達関数Ｇ（受電端電圧ｖ₀と送電端電圧ｖ_iの比）を求め
ると、下記数２が得られる。

【数２】

【００２０】数２より、ｓ＝ｊωとして、伝達関数Ｇの
ゲイン｜Ｇ｜を求めると、下記数３が得られる。

【数３】

【００２１】電力系統においては、「線路インピーダン
ス（Ｒ₁，ωＬ₁）＜＜電圧・無効電力補償装置２０と負
荷との合成インピーダンス（Ｒ₂，ωＬ₂）」が成立する
ため、ゲイン｜Ｇ｜は「１／Ｌ₂」に対して単調減少す
る。例えば、Ｒ₁＝０．３Ω、Ｌ₁＝０．８ｍＨ、Ｒ₂＝
３Ω、電源角周波数ω＝２π×６０Ｈzとすると、誘導
性リアクタンスＬ₂に対するゲイン｜Ｇ｜は図５に示す
ようになる。このとき、ゲイン｜Ｇ｜と「１／Ｌ₂」と
は、近似的に比例関係を有する。

【００２２】また、電圧・無効電力補償装置２０と負荷
との合成インピーダンスが容量性である場合、図２およ
び図１の１相あたりの等価回路は図４のようになり、回
路方程式を求めると、下記数４のようになる。

【数４】

【００２３】数４より、送電端電圧ｖ_iに対する受電端
電圧ｖ₀の伝達関数Ｇを求めると、下記数５が得られ
る。

【数５】

【００２４】数５より、ｓ＝ｊωとして、伝達関数Ｇの
ゲイン｜Ｇ｜を求めると、下記数６が得られる。

【数６】

【００２５】電力系統においては、「線路インピーダン
ス（Ｒ₁，ωＬ₁）＜＜電圧・無効電力補償装置２０と負
荷との合成インピーダンス（Ｒ₂，１／ωＣ）」が成立
するため、ゲイン｜Ｇ｜はＣに対して単調増加する。例
えば、Ｒ₁＝０．３Ω、Ｌ₁＝０．８ｍＨ、Ｒ₂＝３Ω、
電源角周波数ω＝２π×６０Ｈzとすると、容量性リア
クタンスＣに対するゲイン｜Ｇ｜は図６に示すようにな
る。このとき、ゲイン｜Ｇ｜とリアクタンスＣは、近似
的に比例関係を有する。

【００２６】ここで、無効電力Ｑの極性を次のように定
義する。誘導性リアクタンスが発生する無効電力Ｑ_L＜０容量性リアクタンスが発生する無効電力Ｑ_C＞０このとき、「１／Ｌ₂」を大とすることは無効電力Ｑ_Lを
小とすることに等しく、リアクタンスＣを大とすること
は無効電力Ｑ_Cを大とすることに等しい。従って、ＳＶ
Ｇと負荷の無効電力Ｑに対するゲイン｜Ｇ｜の特性は、
図７のように単調増加の関係になる。

【００２７】すなわち、ＳＶＧで無効電力を操作するこ
とにより、受電端電圧（系統電圧）ｖ₀を制御すること
ができる。ここで、図６に着目すると、受電端電圧ｖ₀
は送電端電圧ｖ_iよりも高くできることがわかる。すな
わち、無効電力を操作することによって、線路インピー
ダンスの電圧効果を補償できるのは勿論のこと、受電端
電圧を送電端電圧よりも高くすることができ、系統電圧
を幅広く制御することができる。以上が本実施例の原理
である。

【００２８】Ｂ．実施例の構成次に、本実施例の構成を図１を参照し説明する。なお、
図において図２の各部に対応する部分には同一の符号を
付しその説明を省略する。図において２は三相／二相変
換器であり、図１０に示すように構成されている。三相
／二相変換器２は線路４０の受電端における三相電圧ｖ
_LU，ｖ_LV，ｖ_LWが入力されるが、これらの電圧は下式に
よって表現される。

【００２９】

【数７】

【００３０】なお、受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWの
高調波成分は、後述する高調波電流と線路４０のインピ
ーダンスの積によって表現されるが、数値的には小さい
ため、無視している。図１０において受電端Ｕ相電圧ｖ
_LUはそのまま受電端α相電圧ｖ_Lαとして出力される。
また、加算器３１において受電端Ｖ相電圧ｖ_LVから受電
端Ｗ相電圧ｖ_LWが減算され、その減算結果に「１／√
３」を乗算したものが、乗算器３２を介して、受電端β
相電圧ｖ_Lβとして出力される。従って、受電端二相電
圧ｖ_Lα，ｖ_Lβは下式によって表現される。

【００３１】

【数８】

【００３２】図１に戻り、２４〜２６は電流検出器であ
り、負荷三相電流ｉ_LU’，ｉ_LV’，ｉ_LW’を各々検出し
三相／二相変換器３に供給する。ここで、三相／二相変
換器３の構成を図２４を参照し説明する。図において３
７〜３９は加算器であり、負荷三相電流ｉ_LU’，
ｉ_LV’，ｉ_LW’とコンデンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，ｉ_CW
（詳細は後述する）とを加算し、加算結果を修正負荷三
相電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWとして出力する。ここで、高調
波成分を考慮すると、これら修正負荷三相電流は下式に
よって表わされる。

【００３３】

【数９】

【００３４】次に、三相／二相変換器３の後段部分に
は、三相／二相変換器２と同様に、加算器３１と乗算器
３２とが設けられている。そして、上記修正負荷三相電
流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWは、ここで負荷二相電流ｉ_Lα，ｉ_L
βに変換される。すなわち、負荷二相電流ｉ_Lα，ｉ_Lβ
は下式により表される。

【００３５】

【数１０】

【００３６】次に、６は無効電流検出器であり、図１１
に示すように構成されている。図１１において乗算器６
１は受電端α相電圧ｖ_Lαと負荷β相電流ｉ_Lβの乗算結
果を出力する。また、乗算器６２は受電端β相電圧ｖ_L
βと負荷α相電流ｉ_Lαの乗算結果を出力する。加算器
６３においては後者の乗算結果から前者の乗算結果が減
算される。そして、乗算器６４においては、この減算結
果に所定の定数Ｋが乗算され、この乗算結果が値Ｉ_Ldと
して出力される。また、２８は有効電流検出器であり、
図８に示すように構成され、値Ｉ_Lqを出力する。すなわ
ち、値Ｉ_Ld，Ｉ_Lqは、下式の通りになる。

【００３７】

【数１１】

【００３８】数１１に数８を代入すると、下式が得られ
る。

【数１２】

【００３９】ここで、受電端電圧振幅Ｖ_Lは既知の値で
あり、予め“Ｋ＝１／Ｖ_L”となるように定数Ｋを定め
ておく。これにより、値Ｉ_Ld，Ｉ_Lqは、次式の通りにな
り、各々負荷における無効電流および有効電流の振幅を
表すことがわかる。

【数１３】

【００４０】次に、５は電圧振幅検出器であり、図１３
に示すように構成され、受電端電圧振幅Ｖ_Lを出力する
（∵√（ｖ_Lα²＋ｖ_Lβ²）＝√（Ｖ_L ²（sin²θ＋cos
²θ）＝Ｖ_L）。２９はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）であ
り、負荷有効電流Ｉ_Lqから基本波成分を除去し、その結
果を高調波成分Ｉ_Lqhとして出力する。すなわち、高調
波成分Ｉ_Lqhは下式によって表される。

【数１４】

【００４１】１６は加算器であり、所定の受電端電圧振
幅指令値Ｖ_L ^*から受電端電圧振幅Ｖ_Lを減算する。１１
は偏差増幅器であり、加算器１６における減算結果に基
づいて無効電流補正値Ｉ_sdとして出力する（詳細は後述
する）。２２はモード切換スイッチであり、そのオン／
オフ状態に基づいて、負荷無効電流Ｉ_Ldおよび無効電流
補正値Ｉ_sdを加算器１７に供給する。加算器１７は、供
給された信号の加算結果を無効電流指令値Ｉ_d ^*として出
力する。

【００４２】次に、４は電圧位相検出器であり、図１５
に示すように構成され、受電端二相電圧ｖ_Lα，ｖ_Lβに
基づいて受電端α相電圧ｖ_Lαの位相θを出力する。な
お、電圧位相検出器４の詳細については、本出願人によ
る特許出願（特願平６−３７９４６号）に開示されてい
る。但し、上記出願にあっては相電圧はｓｉｎθで定義
されているのに対して、本願にあってはｃｏｓθで定義
されている（数７参照）。これに応じて、２相発振器４
３の出力信号も上記出願のものより「π／２」づつ進め
られたものになっている。

【００４３】次に、９はインバータであり、図１８に示
すように構成されている。図においてスイッチング素子
９１１と９１２、９１３と９１４、９１５と９１６は各
々直列に接続され、各直列回路に電圧Ｅが印加されてい
る。また、各スイッチング素子９１１〜９１６には、ダ
イオード９０１〜９０６が各々並列に接続されている。
従って、適切なタイミングでスイッチング素子９１１〜
９１６をオン／オフ制御することにより、各直列回路の
中点には三相電圧が発生する。

【００４４】図１に戻り、インバータ９から出力される
三相電圧は、若干の高周波成分を含むものの、受電端三
相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWとほぼ等しい。また、インバー
タ９から出力される三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、フィル
タ１に供給される。ここで、フィルタ１の構成を図１９
(ａ)を参照して説明する。図において１０１〜１０３お
よび１１１〜１１３はリアクトルであり、インバータ９
および線路４０を結ぶ線路に直列に介挿されている。ま
た、１０４〜１０６はコンデンサであり、これらの各一
端はリアクトル１０１〜１０３，１１１〜１１３の接続
点に接続され、各他端は相互に接続されている。

【００４５】従って、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの一部は
コンデンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，ｉ_C _Wとしてコンデンサ
１０４〜１０６に流入し、残余の電流がリアクトル１１
１〜１１３を介して線路４０に供給されることになる。
また、１０７〜１０９は電流検出器であり、これらコン
デンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，ｉ_CWを検出する。これら検
出結果は、三相／二相変換器３に供給され、上述したよ
うに負荷三相電流ｉ_LU’，ｉ_LV’，ｉ_LW’と加算され修
正負荷三相電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWが求められる。

【００４６】図１に戻り、インバータ９から出力される
三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、電流検出器３４〜３６によ
って検出される。また、７は静止座標／回転座標変換器
であり、検出された三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wに基づいて
無効電流Ｉ_dおよび有効電流Ｉ_qの計算値を出力するもの
である。以下、その詳細を説明する。

【００４７】まず、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの角周波数
ｄθ／ｄｔで回転し相互に直交するｄ軸、ｑ軸を想定す
る。そして、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wを有効電流Ｉ_q（ｑ
軸成分）と無効電流Ｉ_d（ｄ軸成分）とに分解して解析
する。各相の有効電流は、その位相が電圧（受電端三相
電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LW）と一致する筈である。一方、各
相の無効電流は、その位相が電圧に対して「π／２」だ
け異なる。従って、各三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは下式に
より表される。

【００４８】

【数１５】

【００４９】ここで、静止座標／回転座標変換器７の構
成を図１６に示す。図において、加算器１６１および乗
算器１６２を介して、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wが二相電
流ｉα，ｉβに変換される。なお、この部分の構成は上
述した三相／二相変換器２と同様であり、二相電流ｉ
α，ｉβは下式のように表される。

【００５０】

【数１６】

【００５１】一方、二相発振器１６３は、電圧位相検出
器４から供給される位相θに基づいて、信号sinθ，cos
θを出力する。次に、乗算器１６４，１６５を介して、
加算器１６８から下式に示す信号が出力される。

【００５２】

【数１７】

【００５３】また、乗算器１６６，乗算器１６７を介し
て、加算器１６９から下式に示す信号が出力される。

【００５４】

【数１８】

【００５５】以上のように、静止座標／回転座標変換器
７からは無効電流Ｉ_dおよび有効電流Ｉ_qの計算値が出力
されることが判る。次に、８は回転座標／静止座標変換
器であり、図１７に示すように構成されている。図にお
いて１７８は三相発振器であり、位相θを受信すると、
cosθ，sinθ，cos（θ−４π／３），およびsin（θ−
４π／３）なる値を有する信号を乗算器１７１〜１７４
の各一端に各々供給する。乗算器１７１，１７３の他端
には有効電圧指令値Ｖ_q ^*が供給され、乗算器１７２，１
７４の他端には無効電圧指令値Ｖ_d ^*が供給される。１７
５〜１７７は加算器であり、上記乗算器１７１〜１７４
の出力信号に基づいて下式に示す三相電圧指令値ｖ_U ^*，
ｖ_V ^*，ｖ_W ^*を出力する。

【００５６】

【数１９】

【００５７】１５はＰＷＭ（パルス幅）変調回路であ
り、各スイッチング素子９１１〜９１６をオン／オフ制
御するとともに、上記三相電圧指令値ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*
に基づいて、オン／オフ時間のデューティ比を設定す
る。なお、インバータ９の出力端はフィルタ１を介して
線路４０に接続されているため、インバータ９の出力電
圧は受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWにほぼ等しくな
る。従って、三相電圧指令値ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*が変動し
たとしても、インバータ９の出力電圧の変動は僅かであ
る。すなわち、これら指令値が変動すると、スイッチン
グ素子９１１〜９１６のデューティ比が変動するため、
三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wが指令値に追従して変動するこ
とになる。

【００５８】次に、１８は加算器であり、無効電流指令
値Ｉ_d ^*と無効電流Ｉ_dの偏差を出力する。１３は偏差増
幅器であり、偏差「Ｉ_d ^*−Ｉ_d」が「０」に近付くよう
に、無効電圧指令値Ｖ_d ^*を出力する。また、２７はコン
デンサであり、その端子電圧Ｅが上述したインバータ９
に印加される。２１は加算器であり、所定の端子電圧指
令値Ｅ^*と端子電圧Ｅの偏差を出力する。１２は偏差増
幅器であり、偏差「Ｅ^*−Ｅ」を「０」に近付けるよう
な操作量Ｉ_Eqを出力する。操作量Ｉ_Eqと高調波成分Ｉ
_Lqhは、加算器３３において加算され、加算結果が有効
電流指令値Ｉ_q ^*として出力される。１９は偏差増幅器で
あり、偏差「Ｉ_q ^*−Ｉ_q」が「０」に近付くように、有
効電圧指令値Ｖ_q ^*を出力する。

【００５９】ここで、端子電圧Ｅと端子電圧指令値Ｅ^*
とに基づいて操作量Ｉ_Eqを設定し有効電流指令値Ｉ_q ^*を
変動させる理由を説明しておく。まず、インバータ９
は、コンデンサ２７の端子電圧Ｅをパルス幅変調するこ
とにより受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWを出力するた
め、端子電圧Ｅは少なくとも受電端三相電圧ｖ_LU，
ｖ_LV，ｖ_LWの振幅よりも高くなければならない。そこ
で、本実施例にあっては、端子電圧Ｅが低下した場合に
は、インバータ９を介してコンデンサ２７を充電する。
「コンデンサ２７を充電する」とは、インバータ９を介
して有効電力を消費することに他ならないため、偏差
「Ｅ^*−Ｅ」に基づいて操作量Ｉ_Eqを設定し有効電圧指
令値Ｖ_q ^*を変動させることとしたものである。

【００６０】ここで、操作量Ｉ_Eqが「０」であったとす
ると、有効電流指令値Ｉ_q ^*は高調波成分Ｉ_Lqhに等しく
なる。また、操作量Ｉ_sdが「０」であったとすると、無
効電流指令値Ｉ_d ^*は負荷無効電流Ｉ_Ldに等しくなる。こ
のとき、電圧・無効電力補償装置２０から出力される三
相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、下式の通りになる。

【数２０】

【００６１】上式において、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの
各第１項は、修正負荷三相電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWの無効
電流の基本波に等しく、各第２項以降は修正負荷三相電
流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWの高調波成分に等しい。すなわち、
負荷無効電流Ｉ_Ldと負荷有効電流の高調波成分Ｉ
_Lqhを、電圧・無効電力補償装置２０で補償することに
よって負荷の発生する無効電力および高調波電流と、コ
ンデンサ１０４〜１０６へ流入する電流とを補償するこ
とができる。

【００６２】ここに、本実施例の最大の特徴がある。す
なわち、本実施例にあっては、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W
によって負荷の発生する無効電力および高調波電流が補
償されるのみならず、コンデンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，
ｉ_CWも補償される。これにより、フィルタ１として２次
の低域通過フィルタを用いた場合であっても、補償性能
が低下することはない。

【００６３】むしろ、本実施例にあっては、２次の低域
通過フィルタの急峻な減衰特性（図１９(ｃ)参照）によ
ってＰＷＭ高調波を大幅に減衰させることが可能にな
る。これにより、フィルタ１を介して線路４０に供給さ
れる電流は、負荷１０で消費される無効電流および高調
波電流にきわめて近いものになり、総合的にはきわめて
高い補償性能を得ることができる。

【００６４】Ｃ．実施例の動作Ｃ−１．無効電力補償モード次に、本実施例の動作を説明する。まず、電圧・無効電
力補償装置２０を用いて無効電力のみを補償する場合
（無効電力補償モード）においては、スイッチ２２をオ
フにする。この場合、加算器１７を介して、負荷無効電
流Ｉ_Ldの検出値そのものが無効電流指令値Ｉ_d ^*として加
算器１８に供給される。一方、静止座標／回転座標変換
器７から無効電流Ｉ_dの検出値がフィードバックされ
る。従って、静止座標／回転座標変換器７、加算器１
８、偏差増幅器１３、ＰＷＭ変調回路１５およびインバ
ータ９から成るループを介して、インバータ９の発生す
る無効電流Ｉ_dと負荷１０に供給される無効電流Ｉ_Ldと
が一致するように、無効電流Ｉ_dが制御される。この結
果、負荷１０と電圧・無効電力補償装置２０の並列回路
においては、力率が「１」になる。

【００６５】一方、負荷有効電流Ｉ_Lqの高調波成分Ｉ
_Lqhと操作量Ｉ_Eqとは加算器３３において加算され、そ
の結果が有効電流指令値Ｉ_q ^*として加算器１９に供給さ
れる。加算器１９においては、有効電流指令値Ｉ_q ^*から
有効電流Ｉ_qが減算され、その結果に基づいて偏差増幅
器１４が有効電圧指令値Ｖ_q ^*を出力する。従って、静止
座標／回転座標変換器７、加算器１９、偏差増幅器１
４、回転座標／静止座標変換器８、ＰＷＭ変調回路１５
およびインバータ９から成るループを介して、インバー
タ９の発生する有効電流の高調波成分と、修正負荷三相
電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWの有効電流の高調波成分とが一致
するように、有効電流Ｉ_qが制御される。これと前記無
効電流の制御とによって、受電端三相電流ｉ_SU，ｉ_SV，
ｉ_SWの高調波成分は補償される（振幅がほぼ「０」にな
る）のである。

【００６６】ところで、先に数７等の説明においては受
電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWの高調波成分は無視した
が、これらの電圧の高調波成分は受電端三相電流ｉ_SU，
ｉ_SV，ｉ_SWの高調波成分と線路インピーダンスとの積に
等しい。従って、受電端三相電流ｉ_SU，ｉ_SV，ｉ_SWの高
調波成分が補償されることにより、必然的に受電端三相
電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWの高調波成分も補償される。な
お、端子電圧Ｅと端子電圧指令値Ｅ^*との偏差に基づい
て偏差増幅器１２から操作量Ｉ_Eqが出力されるが、操作
量Ｉ_Eqの周波数成分は低いため、高調波電流の補償に対
してほとんど影響を与えることはない。

【００６７】Ｃ−２．電圧補償モード次に、受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWを一定値に保持
する場合（電圧補償モード）においては、スイッチ２２
をオンにする。この場合、偏差「Ｖ_L ^*−Ｖ_L」に対応し
た無効電流補正値Ｉ_sdと負荷無効電流Ｉ_Ldとは加算器１
７にて加算され、その結果が無効電流指令値Ｉ_d ^*として
加算器１８に供給される。従って、静止座標／回転座標
変換器７、加算器１８、偏差増幅器１３、ＰＷＭ変調回
路１５およびインバータ９から成るループを介して、イ
ンバータ９の発生する無効電流Ｉ_dと無効電流指令値Ｉ_d
^*とが一致するように、無効電流Ｉ_dが制御される。

【００６８】従って、偏差「Ｖ_L ^*−Ｖ_L」が小となるよ
うな無効電流補正値Ｉ_dCを出力するように偏差増幅器１
１の特性を設定しておくと、受電端電圧振幅Ｖ_Lが受電
端電圧振幅指令値Ｖ_L ^*と一致するように、無効電流Ｉ_d
が設定されることになる。なお、加算器１７には負荷無
効電流Ｉ_Ldが加算されており、ＨＰＦ２９からは高調波
成分Ｉ_Lqhが出力されるので、修正負荷三相電流ｉ_LU，
ｉ_LV，ｉ_LWの無効電流と高調波成分は無効電力補償モー
ドの場合と同様に補償される。従って、かかる場合に
は、受電端電圧と高調波電圧とを共に補償できる。

【００６９】Ｄ．変形例なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではな
く、例えば以下のように種々の変形が可能である。

【００７０】上記実施例においては、受電端電圧振幅
Ｖ_Lはほぼ一定であるとしたため、無効電流検出器６の
加算器６３（図１１参照）の出力信号に対して、乗算器
６４を介して定数Ｋ（Ｋ＝１／Ｖ_L）を乗算した。しか
し、受電端電圧振幅Ｖ_Lの変動が大きい場合、あるいは
精密な制御が必要な場合は、無効電流検出器６を図１２
に示すように構成してもよい。図１２においては、乗算
器６４に代えて除算器６５が設けられ、加算器６３の出
力信号が受電端電圧振幅Ｖ_Lの測定値によって除算され
る。これにより、現実の受電端電圧振幅Ｖ_Lに基づいて
負荷無効電流Ｉ_Ldを算出することが可能になる。同様
に、図８に示す有効電流検出器２８は、図２２に示すよ
うに変形してもよい。

【００７１】また、無効電流検出器６は図２０に示す
ように構成してもよい。図において６６，６７は乗算
器、６８は二相発振器、６９は加算器であり、下式によ
り負荷無効電流Ｉ_Ldが求められる。同様に、有効電流検
出器２８は、図２３に示すように変形してもよい。

【００７２】

【数２１】

【００７３】電圧振幅検出器５は図１４に示すように
構成してもよい。図１４の構成においては、図１３のも
のから開平演算回路５４が除去されているため、出力信
号は受電端電圧振幅Ｖ_Lの自乗値になる。これは、精度
のよい開平演算回路を安価に構成することが困難である
ことに鑑みてである。なお、この場合には、図１におい
て、加算器１６に供給される受電端電圧振幅指令値Ｖ_L ^*
をその自乗値に変更するとともに、偏差「Ｖ_L ^*2−
Ｖ_L ²」に基づいて無効電流補正値Ｉ_sdを出力するように
偏差増幅器１１を構成するとよい。

【００７４】また、電圧振幅検出器５は図２１に示す
ように構成してもよい。図において６６，６７は乗算
器、６８は二相発振器、６９は加算器であり、下式によ
り受電端電圧振幅Ｖ_Lが求められる。

【００７５】

【数２２】

【００７６】上記実施例におけるフィルタ１の回路
（図１９(ａ)）のうちＵ相のみを示すと、図２５(ａ)の
ようになる。しかし、本発明に用いることのできるフィ
ルタはこれに限られず、例えば同図(ｂ)に示すような周
知の種々のフィルタを用いてもよい。また、同図(ａ)に
示す回路は共振倍率の高い振動系になるため、電流制御
系と干渉し自励発振することがある。これを防止するた
めに、同図(ｃ)、(ｄ)に示すようにダンピング用の抵抗
器１１４を介挿し、共振倍率を低く設定してもよい。

【００７７】また、本発明は、既存の種々の装置を改
修することによっても実現可能である。その一例を図２
６を参照し説明する。図示の回路は、一点鎖線で囲まれ
た領域Ａの部分を除いて、特公昭６０−５１３３９号公
報に開示されたものと同様である。すなわち、領域Ａの
部分が改修のために追加された部分になる。

【００７８】さて、改修前の回路にあっては、変成器
（ＰＴ）７ｘおよび交流変流器（ＣＴ）８ｘによって負
荷１ｘの電圧・電流が検出され、インバータ制御回路１
２ａ〜１２ｃは、負荷１ｘに流入する無効電流に相当す
る電流がＰＷＭインバータ４ｘから出力されるように、
該ＰＷＭインバータ４ｘの各相を制御した。ＰＷＭイン
バータ４ｘの出力電流は平滑リアクトル５ｘで平滑さ
れ、線路２ｘを介して負荷１ｘに供給されていた。

【００７９】改修前の装置における平滑リアクトル５ｘ
は、図１９(ｂ)に示した低域通過フィルタそのものであ
り、ＰＷＭインバータ４ｘにおけるＰＷＭ高調波を充分
に除去することは困難である。そこで、改修後の装置に
あっては、各相の平滑リアクトル５ｘに直列にリアクト
ル１１１〜１１３を介挿し、各平滑リアクトル５ｘに流
れる電流を分岐させるコンデンサ１０４〜１０６と、こ
れらコンデンサ１０４〜１０６に流れる電流を測定する
電流検出器（交流変流器）１０７〜１０９とが設けられ
ている。

【００８０】これによって、ＰＷＭインバータ４ｘの出
力段には、上記実施例におけるフィルタ１と同様に、Ｐ
ＷＭ高調波を大幅に減衰させる２次の低域通過フィルタ
が設けられたことになる。次に、インバータ制御回路１
２ａ〜１２ｃの内部には加算器３７〜３９が設けられ、
各相における交流変流器（ＣＴ）８ｘの出力信号と、電
流検出器（交流変流器）１０７〜１０９の出力信号とが
加算される。これらの加算結果は、改修前の交流変流器
（ＣＴ）８ｘの出力信号に代えて、各加算器１５ｘに供
給される。

【００８１】これにより、改修後の装置にあっては、負
荷１ｘに供給される電流とコンデンサ１０４〜１０６に
分岐される電流とが共に検出され、両者を合せて補償す
るように、ＰＷＭインバータ４ｘが制御される。このよ
うに、本発明のフィルタ補償回路はきわめて応用範囲が
広く、インバータから出力される補償電流を平滑し交流
電源に接続された負荷に供給する各種のフィルタに適用
することが可能である。

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のフィルタ
補償回路および無効電力補償装置によれば、フィルタ内
の素子に流れる無効電流と高調波電流とを補償すること
ができるから、インバータの発生する高調波（ＰＷＭ高
調波等）を大幅に抑制できる高性能のフィルタを用いる
ことができ、無効電力補償装置等に高い補償性能を付与
することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】一実施例の構成を示すブロック図である。

【図２】従来の配電系統のブロック図である。

【図３】一実施例の等価回路である。

【図４】変形例の等価回路である。

【図５】一実施例のゲイン特性図である。

【図６】一実施例のゲイン特性図である。

【図７】一実施例のゲイン特性図である。

【図８】有効電流検出器２８のブロック図である。

【図９】同図(ａ)は無効電力補償モードにおけるベク
トル図、同図(ｂ)，(ｃ)は電圧補償モードにおけるベク
トル図である。

【図１０】三相／二相変換器２のブロック図である。

【図１１】無効電流検出器６のブロック図である。

【図１２】無効電流検出器６の変形例のブロック図で
ある。

【図１３】電圧振幅検出器５のブロック図である。

【図１４】電圧振幅検出器５の変形例のブロック図で
ある。

【図１５】電圧位相検出器４のブロック図である。

【図１６】静止座標／回転座標変換器７のブロック図
である。

【図１７】回転座標／静止座標変換器８のブロック図
である。

【図１８】インバータ９のブロック図である。

【図１９】低域通過フィルタの説明図である。

【図２０】無効電流検出器６の変形例のブロック図で
ある。

【図２１】電圧振幅検出器５の変形例のブロック図で
ある。

【図２２】有効電流検出器２８の変形例のブロック図
である。

【図２３】有効電流検出器２８の変形例のブロック図
である。

【図２４】三相／二相変換器３のブロック図である。

【図２５】フィルタ１の各種の変形例の回路図であ
る。

【図２６】一実施例の変形例のブロック図である。

【符号の説明】

１フィルタ２三相／二相変換器（高調波成分検出手段、制御回
路）３三相／二相変換器（高調波成分検出手段、制御回
路）４電圧位相検出器（有効電流発生手段、制御回路）６無効電流検出器（無効電流検出手段）７静止座標／回転座標変換器（有効電流発生手段、制
御回路）８回転座標／静止座標変換器（有効電流発生手段、制
御回路）９インバータ１０負荷２４〜２６電流検出器（第１の電流検出手段）２８有効電流検出器（高調波成分検出手段、制御回
路）２９ＨＰＦ（高調波成分検出手段、制御回路）３７〜３９加算器１０７〜１０９電流検出器（電流センサ、第２の電流
検出手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インバータから出力される補償電流を平
滑し交流電源に接続された負荷に供給するフィルタに用
いられるフィルタ補償回路であって、前記フィルタは、前記補償電流の一部を該フィルタ内の
所定の素子に分流し、残余の補償電流を前記負荷に供給
するものであり、前記素子に分流される電流を検出する電流センサと、この電流センサの出力信号に応じて、前記残余の補償電
流が所望の値になるように前記インバータを制御する制
御回路とを具備することを特徴とするフィルタ補償回
路。
【請求項２】負荷に供給される交流電流を検出する第
１の電流検出手段と、補償電流を出力するインバータと、前記インバータから出力される補償電流を平滑し前記負
荷に供給するフィルタであって、この補償電流の一部を
該フィルタ内の所定の素子に分流し、残余の補償電流を
前記負荷に供給するフィルタと、前記素子に分流される電流を検出する第２の電流検出手
段と、前記第１および第２の電流検出手段の検出結果を加算す
る加算器と、前記加算器の出力結果に基づいて、前記負荷および前記
素子に供給される有効電流の高調波成分を検出する高調
波成分検出手段と、前記加算器の出力結果と、前記負荷に印加される交流電
圧とに基づいて、前記負荷および前記素子に供給される
無効電流を検出する無効電流検出手段とを具備し、前記インバータは、前記補償電流の有効成分を前記高調
波成分に基づいて設定するとともに、前記補償電流の無
効成分を前記無効電流に基づいて設定することを特徴と
する無効電力補償装置。