JPH0923584A - Filter compensating circuit and reactive power compensating apparatus - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To give high compensating performance to a reactive power compensating apparatus, while controlling influence of harmonics (PWM harmonics, etc.) generated by an inverter. SOLUTION: A secondary low-pass filter is provided in an output stage of an inverter. In this filter, an output current of the inverter is branched to capacitors 104 to 106. These currents are detected by current detectors 107 to 109 and the inverter is controlled to compensate these currents. As a result, the PWM harmonics can be attenuated remarkably.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＷＭ変調方式
の無効電力補償装置等に用いて好適なフィルタ補償回路
と、該フィルタ補償回路を用いた高性能な無効電力補償
装置とに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a filter compensation circuit suitable for use in a PWM modulation type reactive power compensation device and the like, and a high-performance reactive power compensation device using the filter compensation circuit.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、無効電力を高速に補償するため
に、静止型無効電力補償装置（以下ＳＶＧという。但し
ＳＶＣと称することもある）を送配電系統に設けること
が多い。ＳＶＧは、サイリスタ回路を介して線路電圧を
コンデンサまたはリアクトルに印加するものであり、こ
のサイリスタ回路の点弧角を適宜制御することによって
可変リアクトルおよび可変コンデンサとして機能する。
すなわち、ＳＶＧは負荷と並列に接続され、この負荷に
供給される無効電力に応じてインピーダンスを高速かつ
自動的に変動させ、この負荷によって生ずる無効電力を
相殺する。2. Description of the Related Art In recent years, in order to compensate reactive power at high speed, a static var compensator (hereinafter referred to as SVG, but sometimes referred to as SVC) is often provided in a power transmission and distribution system. The SVG applies a line voltage to a capacitor or a reactor via a thyristor circuit, and functions as a variable reactor and a variable capacitor by appropriately controlling the firing angle of this thyristor circuit.
That is, the SVG is connected in parallel with the load and automatically and rapidly changes the impedance according to the reactive power supplied to the load to cancel the reactive power generated by the load.

【０００３】ここで、無効電力を高速に補償する理由と
しては、以下の３点が挙げられる。 (ａ)変動負荷による電圧フリッカの抑制 アーク炉や圧延機などの急激な負荷変動によって電圧フ
リッカが発生する。それを抑制するためには、ランダム
な無効電力の変動を正確かつ迅速に検出して、無効電力
を高速に補償することが必要である。Here, there are the following three reasons for compensating the reactive power at high speed. (a) Suppression of voltage flicker due to fluctuating load Voltage flickering occurs due to sudden load fluctuations in the arc furnace, rolling mill, etc. In order to suppress it, it is necessary to detect random fluctuations of the reactive power accurately and quickly and to compensate the reactive power at high speed.

【０００４】(ｂ)受電端電圧の安定化 系統が重負荷になると、電圧の異常低下や電圧変動の増
大が生じる。これを安定化するためには、無効電力を補
償して負荷端の電圧を一定に維持することが必要であ
る。(B) Stabilization of the voltage at the power receiving end When the system becomes a heavy load, abnormal voltage drop and voltage fluctuation increase occur. In order to stabilize this, it is necessary to compensate the reactive power and maintain the voltage at the load end constant.

【０００５】(ｃ)系統安定度の向上 長距離送電系統において、運転条件や負荷条件によって
は安定な発電運転ができない領域が生じる。この場合、
送電系統の中間点で無効電力を補償して電圧を一定に維
持し、中間点を等価的に無限大母線化することにより、
定態および過度安定度を向上することが必要である。こ
こで、ＳＶＧを用いた配電系統の例を図２に示す。図に
おいて、電源３０から出力された電流は、線路４０を介
して負荷１０に供給される。ＳＶＧ５０は、負荷１０と
並列に接続され、線路４０の受電端電圧ｖ₀と線路電流
ｉとの位相差が「０」になるように、そのインピーダン
スが制御される。(C) Improvement of system stability In a long-distance power transmission system, there are regions where stable power generation operation cannot be performed depending on operating conditions and load conditions. in this case,
By compensating the reactive power at the midpoint of the transmission system and keeping the voltage constant, and making the midpoint equivalently an infinite bus,
It is necessary to improve steady state and excessive stability. Here, an example of a power distribution system using SVG is shown in FIG. In the figure, the current output from the power supply 30 is supplied to the load 10 via the line 40. The SVG 50 is connected in parallel with the load 10, and its impedance is controlled so that the phase difference between the power receiving end voltage v ₀ of the line 40 and the line current i becomes “0”.

【０００６】ところで、近年は、電力用半導体素子を用
いた電力変換装置の導入が増加しており、電力系統にお
いては高調波電流が増加している。この高調波電流によ
り、電源電圧に歪が生じ、他の機器に高調波障害が惹起
される等の問題が生じる。そこで、無効電力を補償する
のみならず、負荷電流に含まれる高調波成分を補償し得
るＳＶＧも提案されている（特公昭６０−５１３３９号
公報等）。このようなＳＶＧにあっては、直流電源をＰ
ＷＭ変調するインバータが設けられ、これによって生成
された三相電流が線路に供給される。また、インバータ
によるＰＷＭ波形を平滑化するため、インバータと系統
との間には、低域通過フィルタが介挿される。By the way, in recent years, the introduction of power converters using power semiconductor elements is increasing, and the harmonic current is increasing in the power system. This harmonic current causes a problem in that the power supply voltage is distorted, causing harmonic interference in other devices. Therefore, an SVG that can not only compensate the reactive power but also the harmonic component included in the load current has been proposed (Japanese Patent Publication No. 60-51339). In such SVG, the DC power source is set to P
An WM-modulating inverter is provided, and the three-phase current generated thereby is supplied to the line. Further, in order to smooth the PWM waveform by the inverter, a low pass filter is inserted between the inverter and the system.

【０００７】[0007]

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＳＶ
Ｇにあっては、図１９(ｂ)に示すような低域通過フィル
タが用いられていた。このフィルタは１次のフィルタで
あり、そのゲイン特性は同図(ｃ)の破線に示すようにな
っていた。しかし、かかるフィルタ特性では、ＰＷＭ高
調波（ＰＷＭ変調周波数における高調波成分）を充分に
減衰させることができず、その影響によって負荷におけ
る無効電力あるいは高調波成分を充分に補償することは
できなかった。By the way, the conventional SV
In G, a low pass filter as shown in FIG. 19 (b) was used. This filter is a first-order filter, and its gain characteristic is as shown by the broken line in FIG. However, with such a filter characteristic, the PWM harmonics (harmonic components at the PWM modulation frequency) cannot be sufficiently attenuated, and the reactive power or the harmonic components in the load cannot be sufficiently compensated by the influence. .

【０００８】一方、低域通過フィルタとして、同図(ａ)
に示すような２次以上のものを用いた場合、そのゲイン
特性は同図(ｃ)の実線に示すように設定することができ
る。すなわち、ＰＷＭ高調波を大幅に減衰させることが
できる。しかし、同図(ａ)のフィルタを用いると、イン
バータの出力電流の一部がコンデンサ１０４〜１０６に
流入するため、系統に供給される電流に誤差が生じる。
特に、コンデンサ１０４〜１０６に流入する電流は、そ
の周波数に比例して増大するから、かえって補償性能が
低下することになる。On the other hand, as a low pass filter, as shown in FIG.
When a second-order or higher-order one as shown in FIG. 6 is used, its gain characteristic can be set as shown by the solid line in FIG. That is, the PWM harmonics can be significantly attenuated. However, when the filter shown in FIG. 7A is used, a part of the output current of the inverter flows into the capacitors 104 to 106, so that an error occurs in the current supplied to the system.
In particular, the current flowing into the capacitors 104 to 106 increases in proportion to the frequency thereof, so that the compensation performance deteriorates.

【０００９】この発明は上述した事情に鑑みてなされた
ものであり、インバータの発生する高調波（ＰＷＭ高調
波等）の影響を抑制しつつ、無効電力補償装置等に高い
補償性能を付与できるフィルタ補償回路および該フィル
タ補償回路を用いた高性能な無効電力補償装置を提供す
ることを目的としている。The present invention has been made in view of the above circumstances, and is a filter capable of imparting high compensation performance to a reactive power compensator or the like while suppressing the influence of harmonics (PWM harmonics, etc.) generated by an inverter. It is an object of the present invention to provide a high performance reactive power compensator using a compensation circuit and the filter compensation circuit.

【００１０】[0010]

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１記載の構成にあっては、インバータから出力さ
れる補償電流を平滑し交流電源に接続された負荷に供給
するフィルタに用いられるフィルタ補償回路であって、
前記フィルタは、前記補償電流の一部を該フィルタ内の
所定の素子に分流し、残余の補償電流を前記負荷に供給
するものであり、前記素子に分流される電流を検出する
電流センサと、この電流センサの出力信号に応じて、前
記残余の補償電流が所望の値になるように前記インバー
タを制御する制御回路とを具備することを特徴とする。In order to solve the above-mentioned problems, the structure according to claim 1 is used for a filter for smoothing a compensation current output from an inverter and supplying it to a load connected to an AC power supply. A filter compensation circuit,
The filter shunts a part of the compensation current to a predetermined element in the filter and supplies the remaining compensation current to the load, and a current sensor for detecting the current shunted to the element, And a control circuit for controlling the inverter so that the remaining compensation current has a desired value according to the output signal of the current sensor.

【００１１】また、請求項２記載の構成にあっては、負
荷に供給される交流電流を検出する第１の電流検出手段
と、補償電流を出力するインバータと、前記インバータ
から出力される補償電流を平滑し前記負荷に供給するフ
ィルタであって、この補償電流の一部を該フィルタ内の
所定の素子に分流し、残余の補償電流を前記負荷に供給
するフィルタと、前記素子に分流される電流を検出する
第２の電流検出手段と、前記第１および第２の電流検出
手段の検出結果を加算する加算器と、前記加算器の出力
結果に基づいて、前記負荷および前記素子に供給される
有効電流の高調波成分を検出する高調波成分検出手段
と、前記加算器の出力結果と、前記負荷に印加される交
流電圧とに基づいて、前記負荷および前記素子に供給さ
れる無効電流を検出する無効電流検出手段とを具備し、
前記インバータは、前記補償電流の有効成分を前記高調
波成分に基づいて設定するとともに、前記補償電流の無
効成分を前記無効電流に基づいて設定することを特徴と
する。According to the second aspect of the invention, the first current detecting means for detecting the alternating current supplied to the load, the inverter for outputting the compensation current, and the compensation current for output from the inverter. A filter for smoothing and supplying the load to the load, a part of the compensation current is shunted to a predetermined element in the filter, and the remaining compensation current is shunted to the element and the filter. Second current detection means for detecting a current, an adder for adding detection results of the first and second current detection means, and a supply to the load and the element based on an output result of the adder Harmonic component detection means for detecting the harmonic component of the active current, the output result of the adder, and the reactive voltage supplied to the load and the element based on the AC voltage applied to the load. detection Comprising a reactive current detecting means that,
The inverter sets the effective component of the compensation current based on the harmonic component and the reactive component of the compensation current based on the reactive current.

【００１２】（作用）請求項１記載の構成にあっては、
フィルタは、インバータの発生する補償電流の一部を該
フィルタ内の所定の素子に分流し、残余の補償電流を負
荷に供給する。電流センサがこの素子に分流される電流
を検出すると、制御回路は、この電流センサの出力信号
に応じて、残余の補償電流が所望の値になるようにイン
バータを制御する。このように、制御手段は、フィルタ
内で電流が分流された場合においても、残余の補償電流
が所望の値になるようにインバータを制御するから、フ
ィルタの選択の自由度が高くなり、ＰＷＭ高調波を大幅
に抑制できるフィルタを用いることが可能になる。これ
により、無効電力補償装置等に高い補償性能を付与する
ことが可能になる。(Operation) In the structure according to claim 1,
The filter diverts a part of the compensation current generated by the inverter to a predetermined element in the filter and supplies the remaining compensation current to the load. When the current sensor detects the current shunted to this element, the control circuit controls the inverter according to the output signal of the current sensor so that the remaining compensation current has a desired value. In this way, the control means controls the inverter so that the residual compensation current has a desired value even when the current is shunted in the filter, so that the degree of freedom in selecting the filter is increased and the PWM harmonic is increased. It becomes possible to use a filter that can significantly suppress waves. As a result, it becomes possible to give a high compensation performance to the reactive power compensator or the like.

【００１３】また、請求項２記載の構成にあっては、フ
ィルタはインバータから出力される補償電流を平滑し負
荷に供給する。その際、この補償電流の一部は該フィル
タ内の所定の素子に分流され、残余の補償電流が負荷に
供給される。次に、第１の電流検出手段は負荷に供給さ
れる交流電流を検出し、第２の電流検出手段は前記素子
に分流される電流を検出する。そして、加算器は、これ
ら第１および第２の電流検出手段の検出結果を加算す
る。次に、高調波成分検出手段は、該加算器の出力結果
に基づいて、前記負荷および前記素子に供給される有効
電流の高調波成分を検出し、無効電流検出手段は該加算
器の出力結果と、負荷に印加される交流電圧とに基づい
て、前記負荷および前記素子に供給される無効電流を検
出する。そして、上記インバータは、補償電流の有効成
分を前記高調波成分に基づいて設定するとともに、補償
電流の無効成分を前記無効電流に基づいて設定する。こ
れにより、補償電流によって、負荷およびフィルタ内の
素子に流れる無効電流と高調波電流とを補償することが
できる。従って、フィルタの選択の自由度が高くなり、
インバータの発生する高調波を大幅に抑制できるフィル
タを用いることが可能になる。これにより、無効電力補
償装置に高い補償性能を付与することが可能になる。According to the second aspect of the invention, the filter smoothes the compensation current output from the inverter and supplies it to the load. At this time, a part of this compensation current is shunted to a predetermined element in the filter, and the remaining compensation current is supplied to the load. Next, the first current detection means detects the alternating current supplied to the load, and the second current detection means detects the current shunted to the element. Then, the adder adds the detection results of the first and second current detecting means. Next, the harmonic component detecting means detects the harmonic component of the active current supplied to the load and the element based on the output result of the adder, and the reactive current detecting means outputs the output result of the adder. And a reactive current supplied to the load and the element based on the AC voltage applied to the load. The inverter sets the effective component of the compensation current based on the harmonic component, and sets the reactive component of the compensation current based on the reactive current. Accordingly, the reactive current and the harmonic current flowing through the load and the elements in the filter can be compensated by the compensation current. Therefore, the degree of freedom in selecting the filter is increased,
It becomes possible to use a filter that can significantly suppress the harmonics generated by the inverter. Thereby, it becomes possible to provide the reactive power compensator with high compensation performance.

【００１４】[0014]

【発明の実施の形態】Ａ．実施例の原理 以下、この発明の一実施例について説明する。まず、図
２において、ＳＶＧ５０と負荷１０との並列回路は、一
般的には合成インピーダンスが抵抗成分のみになる。換
言すれば、合成インピーダンスが抵抗成分のみになるよ
うに、ＳＶＧ５０のインピーダンスが制御される。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION A. Principle of Embodiment One embodiment of the present invention will be described below. First, in FIG. 2, the parallel circuit of the SVG 50 and the load 10 generally has a combined impedance of only a resistance component. In other words, the impedance of the SVG 50 is controlled so that the combined impedance has only a resistance component.

【００１５】本実施例のブロック図を図１に示すが、こ
こでは図２のＳＶＧ５０に代えて電圧・無効電力補償装
置２０が用いられている。詳細は後述するが、電圧・無
効電力補償装置２０には、「無効電力補償モード」、
「電圧補償モード」および「併用モード」の三の動作モ
ードがある。まず、無効電力補償モードにおいては、電
圧・無効電力補償装置２０は、ＳＶＧ５０と同様に、負
荷１０との合成インピーダンスが抵抗成分のみになるよ
うに動作する。A block diagram of this embodiment is shown in FIG. 1. Here, a voltage / reactive power compensator 20 is used in place of the SVG 50 of FIG. As will be described in detail later, the voltage / reactive power compensator 20 includes a “reactive power compensation mode”,
There are three operation modes: "voltage compensation mode" and "combination mode". First, in the reactive power compensation mode, the voltage / reactive power compensation device 20 operates so that the combined impedance with the load 10 is only the resistance component, as in the SVG 50.

【００１６】一方、電圧補償モードおよび併用モードに
おいては、上記合成インピーダンスが若干のリアクタン
ス成分を含むように、電圧・無効電力補償装置２０のイ
ンピーダンスを制御することが前提になっている。すな
わち、これらのモードにおいては、電圧・無効電力補償
装置２０の無効電力補償機能が若干犠牲になるのである
が、その代りに線路電圧を補償することが可能になる。
その原理について以下説明する。On the other hand, in the voltage compensation mode and the combined use mode, it is premised that the impedance of the voltage / reactive power compensator 20 is controlled so that the combined impedance includes some reactance component. That is, in these modes, the reactive power compensation function of the voltage / reactive power compensator 20 is slightly sacrificed, but instead, the line voltage can be compensated.
The principle will be described below.

【００１７】まず、負荷１０と電圧・無効電力補償装置
２０との合成インピーダンスが誘導性であり、かつ、負
荷１０，電圧・無効電力補償装置２０および電源３０の
各中性点の電圧が「０ボルト」とすると、図１の１相あ
たりの等価回路は、図３に示すようになる。図３におい
てＲ₁およびＬ₁は線路４０の抵抗およびインダクタンス
であり、Ｒ₂およびＬ₂は電圧・無効電力補償装置２０と
負荷１０の並列回路における抵抗およびインダクタンス
である。この等価回路について回路方程式を求めると、
下記数１のようになる。First, the combined impedance of the load 10 and the voltage / reactive power compensator 20 is inductive, and the voltage at each neutral point of the load 10, the voltage / reactive power compensator 20 and the power supply 30 is "0". 3 is an equivalent circuit for one phase in FIG. In FIG. 3, R ₁ and L ₁ are resistance and inductance of the line 40, and R ₂ and L ₂ are resistance and inductance in a parallel circuit of the voltage / reactive power compensator 20 and the load 10. When the circuit equation is obtained for this equivalent circuit,
It becomes like the following formula 1.

【００１８】[0018]

【数１】 [Equation 1]

【００１９】但し、数１において“ｓ”はラプラス演算
子であり、“ｊω”と等価である。また、図３に対する
ベクトル図を図９(ｃ)に示す。なお、同図(ａ)は、電圧
・無効電力補償装置２０と負荷１０の並列回路のインピ
ーダンスにリアクタンス成分が無い場合（無効電力補償
モード）のベクトル図であり、同図(ｂ)は後述する図４
の等価回路に対するベクトル図である。これらの図にお
いては、便宜上「Ｒ₂＝１」としているため、受電端電
圧ｖ₀のベクトルと電流ｉ_R2のベクトルとは同一の大き
さになっている。さて、数１より線路電流ｉを求め、伝
達関数Ｇ（受電端電圧ｖ₀と送電端電圧ｖ_iの比）を求め
ると、下記数２が得られる。However, in equation 1, "s" is a Laplace operator, which is equivalent to "jω". A vector diagram for FIG. 3 is shown in FIG. 9 (c). It should be noted that FIG. 10A is a vector diagram in the case where the impedance of the parallel circuit of the voltage / reactive power compensator 20 and the load 10 has no reactance component (reactive power compensation mode), and FIG. Figure 4
3 is a vector diagram for the equivalent circuit of FIG. In these figures, since “R ₂ = 1” is set for convenience, the vector of the power receiving end voltage v _{0 and} the vector of the current i _R2 have the same magnitude. When the line current i is obtained from the equation 1 and the transfer function G (ratio of the voltage v ₀ at the receiving end and the voltage v _{i at} the transmitting end) is obtained, the following equation 2 is obtained.

【数２】 [Equation 2]

【００２０】数２より、ｓ＝ｊωとして、伝達関数Ｇの
ゲイン｜Ｇ｜を求めると、下記数３が得られる。When the gain | G | of the transfer function G is calculated from Equation 2 with s = jω, the following Equation 3 is obtained.

【数３】 (Equation 3)

【００２１】電力系統においては、「線路インピーダン
ス（Ｒ₁，ωＬ₁）＜＜電圧・無効電力補償装置２０と負
荷との合成インピーダンス（Ｒ₂，ωＬ₂）」が成立する
ため、ゲイン｜Ｇ｜は「１／Ｌ₂」に対して単調減少す
る。例えば、Ｒ₁＝０．３Ω、Ｌ₁＝０．８ｍＨ、Ｒ₂＝
３Ω、電源角周波数ω＝２π×６０Ｈzとすると、誘導
性リアクタンスＬ₂に対するゲイン｜Ｇ｜は図５に示す
ようになる。このとき、ゲイン｜Ｇ｜と「１／Ｌ₂」と
は、近似的に比例関係を有する。In the electric power system, "line impedance (R ₁ , ωL ₁ ) << combined impedance (R ₂ , ωL ₂ ) of the voltage / reactive power compensator 20 and the load" is established, so that the gain | G | Decreases monotonically with respect to “1 / L ₂ ”. For example, R ₁ = 0.3Ω, L ₁ = 0.8 mH, R ₂ =
If 3Ω and the power source angular frequency ω = 2π × 60 Hz, the gain | G | for the inductive reactance L ₂ is as shown in FIG. At this time, the gain | G | and "1 / L ₂ " have an approximately proportional relationship.

【００２２】また、電圧・無効電力補償装置２０と負荷
との合成インピーダンスが容量性である場合、図２およ
び図１の１相あたりの等価回路は図４のようになり、回
路方程式を求めると、下記数４のようになる。When the combined impedance of the voltage / reactive power compensator 20 and the load is capacitive, the equivalent circuit per phase in FIGS. 2 and 1 is as shown in FIG. , As shown in Equation 4 below.

【数４】 (Equation 4)

【００２３】数４より、送電端電圧ｖ_iに対する受電端
電圧ｖ₀の伝達関数Ｇを求めると、下記数５が得られ
る。When the transfer function G of the power receiving end voltage v _{0 with} respect to the power transmitting end voltage v _i is obtained from the expression 4, the following expression 5 is obtained.

【数５】 (Equation 5)

【００２４】数５より、ｓ＝ｊωとして、伝達関数Ｇの
ゲイン｜Ｇ｜を求めると、下記数６が得られる。When the gain | G | of the transfer function G is obtained from the equation 5 with s = jω, the following equation 6 is obtained.

【数６】 (Equation 6)

【００２５】電力系統においては、「線路インピーダン
ス（Ｒ₁，ωＬ₁）＜＜電圧・無効電力補償装置２０と負
荷との合成インピーダンス（Ｒ₂，１／ωＣ）」が成立
するため、ゲイン｜Ｇ｜はＣに対して単調増加する。例
えば、Ｒ₁＝０．３Ω、Ｌ₁＝０．８ｍＨ、Ｒ₂＝３Ω、
電源角周波数ω＝２π×６０Ｈzとすると、容量性リア
クタンスＣに対するゲイン｜Ｇ｜は図６に示すようにな
る。このとき、ゲイン｜Ｇ｜とリアクタンスＣは、近似
的に比例関係を有する。In the electric power system, "line impedance (R ₁ , ωL ₁ ) << combined impedance (R ₂ , 1 / ωC) of the voltage / reactive power compensator 20 and the load" holds, so that the gain | G | Monotonically increases with respect to C. For example, R ₁ = 0.3Ω, L ₁ = 0.8 mH, R ₂ = 3Ω,
When the power source angular frequency ω = 2π × 60 Hz, the gain | G | for the capacitive reactance C is as shown in FIG. At this time, the gain | G | and the reactance C have an approximately proportional relationship.

【００２６】ここで、無効電力Ｑの極性を次のように定
義する。 誘導性リアクタンスが発生する無効電力Ｑ_L＜０ 容量性リアクタンスが発生する無効電力Ｑ_C＞０ このとき、「１／Ｌ₂」を大とすることは無効電力Ｑ_Lを
小とすることに等しく、リアクタンスＣを大とすること
は無効電力Ｑ_Cを大とすることに等しい。従って、ＳＶ
Ｇと負荷の無効電力Ｑに対するゲイン｜Ｇ｜の特性は、
図７のように単調増加の関係になる。Here, the polarity of the reactive power Q is defined as follows. <Reactive power Q _C to 0 capacitive reactance occurs> 0 In this case inductive reactance reactive power Q _L that occurs, to a large to "1 / L _2" is equal to the small reactive power Q _L , that the reactance C large is equivalent to a large reactive power Q _C. Therefore, SV
The characteristic of the gain | G | with respect to G and the reactive power Q of the load is
As shown in FIG. 7, the relationship is monotonically increasing.

【００２７】すなわち、ＳＶＧで無効電力を操作するこ
とにより、受電端電圧（系統電圧）ｖ₀を制御すること
ができる。ここで、図６に着目すると、受電端電圧ｖ₀
は送電端電圧ｖ_iよりも高くできることがわかる。すな
わち、無効電力を操作することによって、線路インピー
ダンスの電圧効果を補償できるのは勿論のこと、受電端
電圧を送電端電圧よりも高くすることができ、系統電圧
を幅広く制御することができる。以上が本実施例の原理
である。That is, by operating the reactive power with the SVG, the power receiving end voltage (system voltage) v ₀ can be controlled. Here, focusing on FIG. 6, the power receiving end voltage v ₀
It can be seen that can be higher than the transmission end voltage v _i . That is, by operating the reactive power, the voltage effect of the line impedance can be compensated, and the voltage at the power receiving end can be made higher than the voltage at the power transmitting end, and the system voltage can be widely controlled. The above is the principle of the present embodiment.

【００２８】Ｂ．実施例の構成 次に、本実施例の構成を図１を参照し説明する。なお、
図において図２の各部に対応する部分には同一の符号を
付しその説明を省略する。図において２は三相／二相変
換器であり、図１０に示すように構成されている。三相
／二相変換器２は線路４０の受電端における三相電圧ｖ
_LU，ｖ_LV，ｖ_LWが入力されるが、これらの電圧は下式に
よって表現される。 B. Configuration of Embodiment Next, the configuration of this embodiment will be described with reference to FIG. In addition,
In the figure, parts corresponding to the respective parts in FIG. In the figure, reference numeral 2 is a three-phase / two-phase converter, which is configured as shown in FIG. The three-phase / two-phase converter 2 has a three-phase voltage v at the receiving end of the line 40.
_LU , v _LV , and v _LW are input, and these voltages are expressed by the following equations.

【００２９】[0029]

【数７】 (Equation 7)

【００３０】なお、受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWの
高調波成分は、後述する高調波電流と線路４０のインピ
ーダンスの積によって表現されるが、数値的には小さい
ため、無視している。図１０において受電端Ｕ相電圧ｖ
_LUはそのまま受電端α相電圧ｖ_Lαとして出力される。
また、加算器３１において受電端Ｖ相電圧ｖ_LVから受電
端Ｗ相電圧ｖ_LWが減算され、その減算結果に「１／√
３」を乗算したものが、乗算器３２を介して、受電端β
相電圧ｖ_Lβとして出力される。従って、受電端二相電
圧ｖ_Lα，ｖ_Lβは下式によって表現される。The harmonic components of the receiving-phase three-phase voltages v _LU , v _LV , and v _LW are expressed by the product of the harmonic current, which will be described later, and the impedance of the line 40. However, since they are numerically small, they are ignored. doing. In FIG. 10, the receiving end U-phase voltage v
_LU is output as it is as the receiving end α-phase voltage v _L α.
Further, the adder 31 subtracts the receiving end W-phase voltage v _LW from the receiving end V-phase voltage v _LV , and the subtraction result is “1 / √
3 ”is multiplied by the multiplier 32, and the power receiving end β
It is output as the phase voltage v _L β. Therefore, the receiving end two-phase voltages v _L α and v _L β are expressed by the following equations.

【００３１】[0031]

【数８】 (Equation 8)

【００３２】図１に戻り、２４〜２６は電流検出器であ
り、負荷三相電流ｉ_LU’，ｉ_LV’，ｉ_LW’を各々検出し
三相／二相変換器３に供給する。ここで、三相／二相変
換器３の構成を図２４を参照し説明する。図において３
７〜３９は加算器であり、負荷三相電流ｉ_LU’，
ｉ_LV’，ｉ_LW’とコンデンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，ｉ_CW
（詳細は後述する）とを加算し、加算結果を修正負荷三
相電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWとして出力する。ここで、高調
波成分を考慮すると、これら修正負荷三相電流は下式に
よって表わされる。Returning to FIG. 1, 24-26 are current detectors which respectively detect the load three-phase currents i _LU ′, i _LV ′, i _LW ′ and supply them to the three-phase / two-phase converter 3. Here, the configuration of the three-phase / two-phase converter 3 will be described with reference to FIG. 3 in the figure
7 to 39 are adders, which are load three-phase current i _LU ',
i _LV ', i _LW ' and capacitor inflow current i _CU , i _CV , i _CW
(Details will be described later) are added, and the addition result is output as corrected load three-phase currents i _LU , i _LV , and i _LW . Here, considering the harmonic components, these modified load three-phase currents are expressed by the following equations.

【００３３】[0033]

【数９】 [Equation 9]

【００３４】次に、三相／二相変換器３の後段部分に
は、三相／二相変換器２と同様に、加算器３１と乗算器
３２とが設けられている。そして、上記修正負荷三相電
流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWは、ここで負荷二相電流ｉ_Lα，ｉ_L
βに変換される。すなわち、負荷二相電流ｉ_Lα，ｉ_Lβ
は下式により表される。Next, in the latter part of the three-phase / two-phase converter 3, an adder 31 and a multiplier 32 are provided, like the three-phase / two-phase converter 2. Then, the corrected load three-phase currents i _LU , i _LV , and i _LW are the load two-phase currents i _L α, i _L
converted to β. That is, the load two-phase currents i _L α, i _L β
Is represented by the following formula.

【００３５】[0035]

【数１０】 (Equation 10)

【００３６】次に、６は無効電流検出器であり、図１１
に示すように構成されている。図１１において乗算器６
１は受電端α相電圧ｖ_Lαと負荷β相電流ｉ_Lβの乗算結
果を出力する。また、乗算器６２は受電端β相電圧ｖ_L
βと負荷α相電流ｉ_Lαの乗算結果を出力する。加算器
６３においては後者の乗算結果から前者の乗算結果が減
算される。そして、乗算器６４においては、この減算結
果に所定の定数Ｋが乗算され、この乗算結果が値Ｉ_Ldと
して出力される。また、２８は有効電流検出器であり、
図８に示すように構成され、値Ｉ_Lqを出力する。すなわ
ち、値Ｉ_Ld，Ｉ_Lqは、下式の通りになる。Next, 6 is a reactive current detector, which is shown in FIG.
It is configured as shown in FIG. In FIG. 11, the multiplier 6
1 outputs the multiplication result of the receiving end α-phase voltage v _L α and the load β-phase current i _L β. Further, the multiplier 62 receives the β-phase voltage v _L at the receiving end.
The multiplication result of β and the load α phase current i _L α is output. In the adder 63, the former multiplication result is subtracted from the latter multiplication result. Then, in the multiplier 64, this subtraction result is multiplied by a predetermined constant K, and this multiplication result is output as the value I _Ld . 28 is an active current detector,
It is configured as shown in FIG. 8 and outputs the value I _Lq . That is, the values I _Ld and I _Lq are as follows.

【００３７】[0037]

【数１１】 [Equation 11]

【００３８】数１１に数８を代入すると、下式が得られ
る。By substituting the equation 8 into the equation 11, the following equation is obtained.

【数１２】 (Equation 12)

【００３９】ここで、受電端電圧振幅Ｖ_Lは既知の値で
あり、予め“Ｋ＝１／Ｖ_L”となるように定数Ｋを定め
ておく。これにより、値Ｉ_Ld，Ｉ_Lqは、次式の通りにな
り、各々負荷における無効電流および有効電流の振幅を
表すことがわかる。Here, the voltage amplitude V _L at the power receiving end is a known value, and the constant K is set in advance so that “K = 1 / V _L ”. As a result, the values I _Ld and I _Lq are given by the following equations, and it can be seen that they respectively represent the amplitudes of the reactive current and the active current in the load.

【数１３】 (Equation 13)

【００４０】次に、５は電圧振幅検出器であり、図１３
に示すように構成され、受電端電圧振幅Ｖ_Lを出力する
（∵√（ｖ_Lα²＋ｖ_Lβ²）＝√（Ｖ_L ²（sin²θ＋cos
²θ）＝Ｖ_L）。２９はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）であ
り、負荷有効電流Ｉ_Lqから基本波成分を除去し、その結
果を高調波成分Ｉ_Lqhとして出力する。すなわち、高調
波成分Ｉ_Lqhは下式によって表される。Next, 5 is a voltage amplitude detector, which is shown in FIG.
And outputs the voltage amplitude V _L at the receiving end (∵√ (v _L α ² + v _L β ² ) = √ (V _L ² (sin ² θ + cos
² θ) = V _L ). A high-pass filter (HPF) 29 removes the fundamental wave component from the load active current I _Lq and outputs the result as a harmonic component I _Lqh . That is, the harmonic component I _Lqh is expressed by the following equation.

【数１４】 [Equation 14]

【００４１】１６は加算器であり、所定の受電端電圧振
幅指令値Ｖ_L ^*から受電端電圧振幅Ｖ_Lを減算する。１１
は偏差増幅器であり、加算器１６における減算結果に基
づいて無効電流補正値Ｉ_sdとして出力する（詳細は後述
する）。２２はモード切換スイッチであり、そのオン／
オフ状態に基づいて、負荷無効電流Ｉ_Ldおよび無効電流
補正値Ｉ_sdを加算器１７に供給する。加算器１７は、供
給された信号の加算結果を無効電流指令値Ｉ_d ^*として出
力する。Reference numeral 16 denotes an adder, which subtracts the power receiving end voltage amplitude V _L from a predetermined power receiving end voltage amplitude command value V _L ^* . 11
Is a deviation amplifier, which outputs a reactive current correction value I _sd based on the subtraction result in the adder 16 (details will be described later). 22 is a mode changeover switch, which is turned on / off.
The load reactive current I _Ld and the reactive current correction value I _sd are supplied to the adder 17 based on the off state. The adder 17 outputs the addition result of the supplied signals as a reactive current command value I _d ^* .

【００４２】次に、４は電圧位相検出器であり、図１５
に示すように構成され、受電端二相電圧ｖ_Lα，ｖ_Lβに
基づいて受電端α相電圧ｖ_Lαの位相θを出力する。な
お、電圧位相検出器４の詳細については、本出願人によ
る特許出願（特願平６−３７９４６号）に開示されてい
る。但し、上記出願にあっては相電圧はｓｉｎθで定義
されているのに対して、本願にあってはｃｏｓθで定義
されている（数７参照）。これに応じて、２相発振器４
３の出力信号も上記出願のものより「π／２」づつ進め
られたものになっている。Next, 4 is a voltage phase detector, which is shown in FIG.
And outputs the phase θ of the power receiving end α-phase voltage v _L α based on the power receiving end two-phase voltages v _L α and v _L β. The details of the voltage phase detector 4 are disclosed in a patent application (Japanese Patent Application No. 6-37946) filed by the present applicant. However, in the above application, the phase voltage is defined by sin θ, whereas in the present application, it is defined by cos θ (see Formula 7). Accordingly, the 2-phase oscillator 4
The output signal of No. 3 is also advanced from that of the above application by "π / 2".

【００４３】次に、９はインバータであり、図１８に示
すように構成されている。図においてスイッチング素子
９１１と９１２、９１３と９１４、９１５と９１６は各
々直列に接続され、各直列回路に電圧Ｅが印加されてい
る。また、各スイッチング素子９１１〜９１６には、ダ
イオード９０１〜９０６が各々並列に接続されている。
従って、適切なタイミングでスイッチング素子９１１〜
９１６をオン／オフ制御することにより、各直列回路の
中点には三相電圧が発生する。Next, 9 is an inverter, which is constructed as shown in FIG. In the figure, switching elements 911 and 912, 913 and 914, 915 and 916 are connected in series, and a voltage E is applied to each series circuit. Further, diodes 901 to 906 are connected in parallel to the switching elements 911 to 916, respectively.
Therefore, the switching elements 911 to 911 are appropriately timed.
By controlling ON / OFF of 916, a three-phase voltage is generated at the midpoint of each series circuit.

【００４４】図１に戻り、インバータ９から出力される
三相電圧は、若干の高周波成分を含むものの、受電端三
相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWとほぼ等しい。また、インバー
タ９から出力される三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、フィル
タ１に供給される。ここで、フィルタ１の構成を図１９
(ａ)を参照して説明する。図において１０１〜１０３お
よび１１１〜１１３はリアクトルであり、インバータ９
および線路４０を結ぶ線路に直列に介挿されている。ま
た、１０４〜１０６はコンデンサであり、これらの各一
端はリアクトル１０１〜１０３，１１１〜１１３の接続
点に接続され、各他端は相互に接続されている。Returning to FIG. 1, the three-phase voltage output from the inverter 9 includes the high-frequency components to some _{extent, but} is substantially equal to the three-phase voltages v _LU , v _LV , and v _{LW at the} power receiving end. Further, the three-phase currents i _U , i _V , and i _W output from the inverter 9 are supplied to the filter 1. Here, the configuration of the filter 1 is shown in FIG.
A description will be given with reference to (a). In the figure, 101 to 103 and 111 to 113 are reactors, and the inverter 9
And is inserted in series to the line connecting the lines 40. Further, 104 to 106 are capacitors, one end of each of which is connected to a connection point of the reactors 101 to 103, 111 to 113, and the other ends thereof are connected to each other.

【００４５】従って、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの一部は
コンデンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，ｉ_{C W}としてコンデンサ
１０４〜１０６に流入し、残余の電流がリアクトル１１
１〜１１３を介して線路４０に供給されることになる。
また、１０７〜１０９は電流検出器であり、これらコン
デンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，ｉ_CWを検出する。これら検
出結果は、三相／二相変換器３に供給され、上述したよ
うに負荷三相電流ｉ_LU’，ｉ_LV’，ｉ_LW’と加算され修
正負荷三相電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWが求められる。Therefore, a part of the three-phase currents i _U , i _V , and i _W flows into the capacitors 104 to 106 as the capacitor inflow currents i _CU , i _CV , and i _{C W} , and the remaining current is the reactor 11.
It will be supplied to the line 40 via 1-113.
Further, 107 to 109 are current detectors, which detect these capacitor inflow currents i _CU , i _CV , i _CW . These detection results are supplied to the three-phase / two-phase converter 3, are added to the load three-phase currents i _LU ′, i _LV ′, i _LW ′ as described above, and the corrected load three-phase currents i _LU , i _LV , i _LW is required.

【００４６】図１に戻り、インバータ９から出力される
三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、電流検出器３４〜３６によ
って検出される。また、７は静止座標／回転座標変換器
であり、検出された三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wに基づいて
無効電流Ｉ_dおよび有効電流Ｉ_qの計算値を出力するもの
である。以下、その詳細を説明する。Returning to FIG. 1, the three-phase currents i _U , i _V , and i _W output from the inverter 9 are detected by the current detectors 34 to 36. A stationary coordinate / rotating coordinate converter 7 outputs the calculated values of the reactive current I _d and the active current I _q based on the detected three-phase currents i _U , i _V , and i _W. Hereinafter, the details will be described.

【００４７】まず、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの角周波数
ｄθ／ｄｔで回転し相互に直交するｄ軸、ｑ軸を想定す
る。そして、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wを有効電流Ｉ_q（ｑ
軸成分）と無効電流Ｉ_d（ｄ軸成分）とに分解して解析
する。各相の有効電流は、その位相が電圧（受電端三相
電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LW）と一致する筈である。一方、各
相の無効電流は、その位相が電圧に対して「π／２」だ
け異なる。従って、各三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは下式に
より表される。First, it is assumed that the three-phase currents i _U , i _V , and i _W rotate at an angular frequency dθ / dt and are orthogonal to each other, ie, d-axis and q-axis. Then, the three-phase currents i _U , i _V , and i _W are _converted into the effective current I _q (q
(Axis component) and reactive current I _d (d-axis component) for analysis. The effective current of each phase should match that of the voltage (three-phase voltage v _LU , v _LV , v _LW at the receiving end). On the other hand, the reactive current of each phase has a phase difference of “π / 2” with respect to the voltage. Therefore, the three-phase currents i _U , i _V , and i _W are represented by the following equations.

【００４８】[0048]

【数１５】 (Equation 15)

【００４９】ここで、静止座標／回転座標変換器７の構
成を図１６に示す。図において、加算器１６１および乗
算器１６２を介して、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wが二相電
流ｉα，ｉβに変換される。なお、この部分の構成は上
述した三相／二相変換器２と同様であり、二相電流ｉ
α，ｉβは下式のように表される。The structure of the stationary coordinate / rotating coordinate converter 7 is shown in FIG. In the figure, the three-phase currents i _U , i _V , and i _W are converted into two-phase currents iα and iβ via the adder 161 and the multiplier 162. The configuration of this part is the same as that of the three-phase / two-phase converter 2 described above, and the two-phase current i
α and iβ are expressed by the following equations.

【００５０】[0050]

【数１６】 (Equation 16)

【００５１】一方、二相発振器１６３は、電圧位相検出
器４から供給される位相θに基づいて、信号sinθ，cos
θを出力する。次に、乗算器１６４，１６５を介して、
加算器１６８から下式に示す信号が出力される。On the other hand, the two-phase oscillator 163 outputs signals sin θ, cos based on the phase θ supplied from the voltage phase detector 4.
Output θ. Next, via the multipliers 164 and 165,
The adder 168 outputs the signal shown in the following equation.

【００５２】[0052]

【数１７】 [Equation 17]

【００５３】また、乗算器１６６，乗算器１６７を介し
て、加算器１６９から下式に示す信号が出力される。Further, the signal shown in the following equation is output from the adder 169 via the multiplier 166 and the multiplier 167.

【００５４】[0054]

【数１８】 (Equation 18)

【００５５】以上のように、静止座標／回転座標変換器
７からは無効電流Ｉ_dおよび有効電流Ｉ_qの計算値が出力
されることが判る。次に、８は回転座標／静止座標変換
器であり、図１７に示すように構成されている。図にお
いて１７８は三相発振器であり、位相θを受信すると、
cosθ，sinθ，cos（θ−４π／３），およびsin（θ−
４π／３）なる値を有する信号を乗算器１７１〜１７４
の各一端に各々供給する。乗算器１７１，１７３の他端
には有効電圧指令値Ｖ_q ^*が供給され、乗算器１７２，１
７４の他端には無効電圧指令値Ｖ_d ^*が供給される。１７
５〜１７７は加算器であり、上記乗算器１７１〜１７４
の出力信号に基づいて下式に示す三相電圧指令値ｖ_U ^*，
ｖ_V ^*，ｖ_W ^*を出力する。As described above, it is understood that the static coordinate / rotating coordinate converter 7 outputs the calculated values of the reactive current I _d and the active current I _q . Next, 8 is a rotary coordinate / stationary coordinate converter, which is configured as shown in FIG. In the figure, 178 is a three-phase oscillator, and when receiving the phase θ,
cosθ, sinθ, cos (θ-4π / 3), and sin (θ−
4π / 3) signals having a value of 4π / 3) are multiplied by multipliers 171 to 174.
To each end of the. The effective voltage command value V _q ^* is supplied to the other ends of the multipliers 171 and 173, and the multipliers 172 and 1
A reactive voltage command value V _d ^* is supplied to the other end of 74. 17
5 to 177 are adders, which are the multipliers 171 to 174.
Based on the output signal of the three-phase voltage command value v _U ^* ,
Outputs v _V ^* and v _W ^* .

【００５６】[0056]

【数１９】 [Equation 19]

【００５７】１５はＰＷＭ（パルス幅）変調回路であ
り、各スイッチング素子９１１〜９１６をオン／オフ制
御するとともに、上記三相電圧指令値ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*
に基づいて、オン／オフ時間のデューティ比を設定す
る。なお、インバータ９の出力端はフィルタ１を介して
線路４０に接続されているため、インバータ９の出力電
圧は受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWにほぼ等しくな
る。従って、三相電圧指令値ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*が変動し
たとしても、インバータ９の出力電圧の変動は僅かであ
る。すなわち、これら指令値が変動すると、スイッチン
グ素子９１１〜９１６のデューティ比が変動するため、
三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wが指令値に追従して変動するこ
とになる。Reference numeral 15 is a PWM (pulse width) modulation circuit, which controls the switching elements 911 to 916 to be turned on / off, and the three-phase voltage command values v _U ^* , v _V ^* , v _W ^*.
The duty ratio of the on / off time is set based on Since the output end of the inverter 9 is connected to the line 40 via the filter 1, the output voltage of the inverter 9 becomes substantially equal to the power receiving end three-phase voltages v _LU , v _LV , and v _LW . Therefore, even if the three-phase voltage command values v _U ^* , v _V ^* , v _W ^* fluctuate, the fluctuation of the output voltage of the inverter 9 is small. That is, when these command values change, the duty ratios of the switching elements 911 to 916 change,
The three-phase currents i _U , i _V , and i _W change following the command value.

【００５８】次に、１８は加算器であり、無効電流指令
値Ｉ_d ^*と無効電流Ｉ_dの偏差を出力する。１３は偏差増
幅器であり、偏差「Ｉ_d ^*−Ｉ_d」が「０」に近付くよう
に、無効電圧指令値Ｖ_d ^*を出力する。また、２７はコン
デンサであり、その端子電圧Ｅが上述したインバータ９
に印加される。２１は加算器であり、所定の端子電圧指
令値Ｅ^*と端子電圧Ｅの偏差を出力する。１２は偏差増
幅器であり、偏差「Ｅ^*−Ｅ」を「０」に近付けるよう
な操作量Ｉ_Eqを出力する。操作量Ｉ_Eqと高調波成分Ｉ
_Lqhは、加算器３３において加算され、加算結果が有効
電流指令値Ｉ_q ^*として出力される。１９は偏差増幅器で
あり、偏差「Ｉ_q ^*−Ｉ_q」が「０」に近付くように、有
効電圧指令値Ｖ_q ^*を出力する。Next, 18 is an adder, which outputs the deviation between the reactive current command value I _d ^* and the reactive current I _d . 13 is a deviation amplifier, so that the difference "I _d ^* -I _d" approaches "0", and outputs a reactive voltage command value V _d ^*. 27 is a capacitor, the terminal voltage E of which is the above-mentioned inverter 9
Is applied to Reference numeral 21 denotes an adder, which outputs the deviation between the predetermined terminal voltage command value E ^* and the terminal voltage E. A deviation amplifier 12 outputs a manipulated variable I _Eq that _brings the deviation “E ^* −E” close to “0”. Manipulated _variable I _Eq and harmonic component I
_Lqh is added in the adder 33, and the addition result is output as the active current command value I _q ^* . 19 is a deviation amplifier, so that the difference "I _q ^* -I _q" approaches to "0", and outputs the effective voltage command value V _q ^*.

【００５９】ここで、端子電圧Ｅと端子電圧指令値Ｅ^*
とに基づいて操作量Ｉ_Eqを設定し有効電流指令値Ｉ_q ^*を
変動させる理由を説明しておく。まず、インバータ９
は、コンデンサ２７の端子電圧Ｅをパルス幅変調するこ
とにより受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWを出力するた
め、端子電圧Ｅは少なくとも受電端三相電圧ｖ_LU，
ｖ_LV，ｖ_LWの振幅よりも高くなければならない。そこ
で、本実施例にあっては、端子電圧Ｅが低下した場合に
は、インバータ９を介してコンデンサ２７を充電する。
「コンデンサ２７を充電する」とは、インバータ９を介
して有効電力を消費することに他ならないため、偏差
「Ｅ^*−Ｅ」に基づいて操作量Ｉ_Eqを設定し有効電圧指
令値Ｖ_q ^*を変動させることとしたものである。Here, the terminal voltage E and the terminal voltage command value E ^*
The reason for setting the manipulated variable I _Eq and varying the active current command value I _q ^* will be described. First, the inverter 9
Outputs the receiving end three-phase voltages v _LU , v _LV , and v _LW by pulse-width-modulating the terminal voltage E of the capacitor 27. Therefore, the terminal voltage E is at least the receiving end three-phase voltage v _LU ,
It must be higher than the amplitude of v _LV , v _LW . Therefore, in the present embodiment, when the terminal voltage E drops, the capacitor 27 is charged via the inverter 9.
Since "charging the capacitor 27" is nothing but consuming active power through the inverter 9, the control input I _Eq is set based on the deviation "E ^* -E" and the effective voltage command value V _q ^*. Is to be changed.

【００６０】ここで、操作量Ｉ_Eqが「０」であったとす
ると、有効電流指令値Ｉ_q ^*は高調波成分Ｉ_Lqhに等しく
なる。また、操作量Ｉ_sdが「０」であったとすると、無
効電流指令値Ｉ_d ^*は負荷無効電流Ｉ_Ldに等しくなる。こ
のとき、電圧・無効電力補償装置２０から出力される三
相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、下式の通りになる。If the manipulated variable I _Eq is "0", the active current command value I _q ^* becomes equal to the harmonic component I _Lqh . If the manipulated variable I _sd is “0”, the reactive current command value I _d ^* becomes equal to the load reactive current I _Ld . At this time, the three-phase currents i _U , i _V , and i _W output from the voltage / reactive power compensator 20 are expressed by the following equation.

【数２０】 (Equation 20)

【００６１】上式において、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの
各第１項は、修正負荷三相電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWの無効
電流の基本波に等しく、各第２項以降は修正負荷三相電
流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWの高調波成分に等しい。すなわち、
負荷無効電流Ｉ_Ldと負荷有効電流の高調波成分Ｉ
_Lqhを、電圧・無効電力補償装置２０で補償することに
よって負荷の発生する無効電力および高調波電流と、コ
ンデンサ１０４〜１０６へ流入する電流とを補償するこ
とができる。In the above equation, the first term of each of the three-phase currents i _U , i _V , and i _W is equal to the fundamental wave of the reactive current of the corrected load three-phase currents i _LU , i _LV , and i _LW , and each second The terms after the term are equal to the harmonic components of the corrected load three-phase currents i _LU , i _LV , and i _LW . That is,
Load reactive current I _Ld and load active current harmonic component I
_By compensating _Lqh with the voltage / reactive power compensator 20, the reactive power and the harmonic current generated by the load and the current flowing into the capacitors 104 to 106 can be compensated.

【００６２】ここに、本実施例の最大の特徴がある。す
なわち、本実施例にあっては、三相電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W
によって負荷の発生する無効電力および高調波電流が補
償されるのみならず、コンデンサ流入電流ｉ_CU，ｉ_CV，
ｉ_CWも補償される。これにより、フィルタ１として２次
の低域通過フィルタを用いた場合であっても、補償性能
が低下することはない。Here, the greatest feature of this embodiment is. That is, in the present embodiment, the three-phase currents i _U , i _V , i _W
Not only compensates the reactive power and the harmonic current generated by the load, but also the capacitor inflow currents i _CU , i _CV ,
i _{CW is} also compensated. As a result, even if a second-order low pass filter is used as the filter 1, the compensation performance does not deteriorate.

【００６３】むしろ、本実施例にあっては、２次の低域
通過フィルタの急峻な減衰特性（図１９(ｃ)参照）によ
ってＰＷＭ高調波を大幅に減衰させることが可能にな
る。これにより、フィルタ１を介して線路４０に供給さ
れる電流は、負荷１０で消費される無効電流および高調
波電流にきわめて近いものになり、総合的にはきわめて
高い補償性能を得ることができる。Rather, in the present embodiment, the steep attenuation characteristic of the second-order low-pass filter (see FIG. 19 (c)) makes it possible to significantly attenuate the PWM harmonics. As a result, the current supplied to the line 40 via the filter 1 becomes very close to the reactive current and the harmonic current consumed in the load 10, and overall a very high compensation performance can be obtained.

【００６４】Ｃ．実施例の動作 Ｃ−１．無効電力補償モード 次に、本実施例の動作を説明する。まず、電圧・無効電
力補償装置２０を用いて無効電力のみを補償する場合
（無効電力補償モード）においては、スイッチ２２をオ
フにする。この場合、加算器１７を介して、負荷無効電
流Ｉ_Ldの検出値そのものが無効電流指令値Ｉ_d ^*として加
算器１８に供給される。一方、静止座標／回転座標変換
器７から無効電流Ｉ_dの検出値がフィードバックされ
る。従って、静止座標／回転座標変換器７、加算器１
８、偏差増幅器１３、ＰＷＭ変調回路１５およびインバ
ータ９から成るループを介して、インバータ９の発生す
る無効電流Ｉ_dと負荷１０に供給される無効電流Ｉ_Ldと
が一致するように、無効電流Ｉ_dが制御される。この結
果、負荷１０と電圧・無効電力補償装置２０の並列回路
においては、力率が「１」になる。 C. Operation of the embodiment C-1. Reactive Power Compensation Mode Next, the operation of this embodiment will be described. First, when only the reactive power is compensated using the voltage / reactive power compensation device 20 (reactive power compensation mode), the switch 22 is turned off. In this case, the detected value of the load reactive current I _Ld itself is supplied to the adder 18 as the reactive current command value I _d ^* via the adder 17. On the other hand, the detection value of the reactive current I _d is fed back from the stationary coordinate / rotating coordinate converter 7. Therefore, the stationary / rotating coordinate converter 7, the adder 1
8, the reactive current I _d is generated through the loop including the deviation amplifier 13, the PWM modulation circuit 15, and the inverter 9 so that the reactive current I _d generated by the inverter 9 and the reactive current I _Ld supplied to the load 10 match. _d is controlled. As a result, the power factor becomes “1” in the parallel circuit of the load 10 and the voltage / reactive power compensator 20.

【００６５】一方、負荷有効電流Ｉ_Lqの高調波成分Ｉ
_Lqhと操作量Ｉ_Eqとは加算器３３において加算され、そ
の結果が有効電流指令値Ｉ_q ^*として加算器１９に供給さ
れる。加算器１９においては、有効電流指令値Ｉ_q ^*から
有効電流Ｉ_qが減算され、その結果に基づいて偏差増幅
器１４が有効電圧指令値Ｖ_q ^*を出力する。従って、静止
座標／回転座標変換器７、加算器１９、偏差増幅器１
４、回転座標／静止座標変換器８、ＰＷＭ変調回路１５
およびインバータ９から成るループを介して、インバー
タ９の発生する有効電流の高調波成分と、修正負荷三相
電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWの有効電流の高調波成分とが一致
するように、有効電流Ｉ_qが制御される。これと前記無
効電流の制御とによって、受電端三相電流ｉ_SU，ｉ_SV，
ｉ_SWの高調波成分は補償される（振幅がほぼ「０」にな
る）のである。On the other hand, the harmonic component I of the load active current I _Lq
Lqh and the manipulated _variable I _Eq are added in the adder 33, and the result is supplied to the adder 19 as the active current command value I _q ^* . In the adder 19, the active current I _q is subtracted from the active current command value I _q ^* , and the deviation amplifier 14 outputs the active voltage command value V _q ^* based on the result. Therefore, the stationary / rotating coordinate converter 7, the adder 19, the deviation amplifier 1
4, rotating coordinate / stationary coordinate converter 8, PWM modulation circuit 15
And a harmonic component of the active current generated by the inverter 9 and a harmonic component of the active current of the corrected load three-phase currents i _LU , i _LV , and i _LW are matched via a loop composed of the inverter 9 and the inverter 9. The active current I _q is controlled. By this and the control of the reactive current, the receiving end three-phase currents i _SU , i _SV ,
The harmonic component of i _SW is compensated (the amplitude becomes almost “0”).

【００６６】ところで、先に数７等の説明においては受
電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWの高調波成分は無視した
が、これらの電圧の高調波成分は受電端三相電流ｉ_SU，
ｉ_SV，ｉ_SWの高調波成分と線路インピーダンスとの積に
等しい。従って、受電端三相電流ｉ_SU，ｉ_SV，ｉ_SWの高
調波成分が補償されることにより、必然的に受電端三相
電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWの高調波成分も補償される。な
お、端子電圧Ｅと端子電圧指令値Ｅ^*との偏差に基づい
て偏差増幅器１２から操作量Ｉ_Eqが出力されるが、操作
量Ｉ_Eqの周波数成分は低いため、高調波電流の補償に対
してほとんど影響を与えることはない。By the way, although the harmonic components of the receiving-end three-phase voltages v _LU , v _LV , and v _LW are neglected in the description of the equation 7 and the like, the harmonic components of these voltages are the receiving-end three-phase current i. _SU ,
It is equal to the product of the harmonic components of i _SV and i _SW and the line impedance. Therefore, by compensating the harmonic components of the receiving end three-phase currents i _SU , i _SV , and i _SW , the harmonic components of the receiving end three-phase voltages v _LU , v _LV , and v _LW are necessarily compensated. . Although the manipulated variable I _Eq is output from the deviation amplifier 12 based on the deviation between the terminal voltage E and the terminal voltage command value E ^* , since the frequency component of the manipulated variable I _Eq is low, it is not _suitable for harmonic current compensation. Has almost no effect.

【００６７】Ｃ−２．電圧補償モード 次に、受電端三相電圧ｖ_LU，ｖ_LV，ｖ_LWを一定値に保持
する場合（電圧補償モード）においては、スイッチ２２
をオンにする。この場合、偏差「Ｖ_L ^*−Ｖ_L」に対応し
た無効電流補正値Ｉ_sdと負荷無効電流Ｉ_Ldとは加算器１
７にて加算され、その結果が無効電流指令値Ｉ_d ^*として
加算器１８に供給される。従って、静止座標／回転座標
変換器７、加算器１８、偏差増幅器１３、ＰＷＭ変調回
路１５およびインバータ９から成るループを介して、イ
ンバータ９の発生する無効電流Ｉ_dと無効電流指令値Ｉ_d
^*とが一致するように、無効電流Ｉ_dが制御される。 C-2. Voltage Compensation Mode Next, when the receiving end three-phase voltages v _LU , v _LV , and v _LW are held at constant values (voltage compensation mode), the switch 22
Turn on. In this case, the deviation "V _L ^* -V _L" reactive current corresponding to the correction value adder and I _sd and the load reactive current I _Ld 1
7, and the result is supplied to the adder 18 as a reactive current command value I _d ^* . Therefore, the reactive current I _d and the reactive current command value I _d generated by the inverter 9 are passed through a loop including the stationary coordinate / rotating coordinate converter 7, the adder 18, the deviation amplifier 13, the PWM modulation circuit 15, and the inverter 9.
^The reactive current I _d is controlled so that ^* matches.

【００６８】従って、偏差「Ｖ_L ^*−Ｖ_L」が小となるよ
うな無効電流補正値Ｉ_dCを出力するように偏差増幅器１
１の特性を設定しておくと、受電端電圧振幅Ｖ_Lが受電
端電圧振幅指令値Ｖ_L ^*と一致するように、無効電流Ｉ_d
が設定されることになる。なお、加算器１７には負荷無
効電流Ｉ_Ldが加算されており、ＨＰＦ２９からは高調波
成分Ｉ_Lqhが出力されるので、修正負荷三相電流ｉ_LU，
ｉ_LV，ｉ_LWの無効電流と高調波成分は無効電力補償モー
ドの場合と同様に補償される。従って、かかる場合に
は、受電端電圧と高調波電圧とを共に補償できる。[0068] Thus, the deviation "V _L ^* -V _L" is the deviation amplifier 1 to output the reactive current correction value I _dC such that small
If the characteristic of 1 is set in advance, the reactive current I _d is set so that the power receiving end voltage amplitude V _L matches the power receiving end voltage amplitude command value V _L ^*.
Is set. Since the load reactive current I _Ld is added to the adder 17 and the harmonic component I _Lqh is output from the _{HPF 29} , the corrected load three-phase current i _LU ,
Reactive currents and harmonic components of i _LV and i _LW are compensated as in the reactive power compensation mode. Therefore, in such a case, both the power receiving end voltage and the harmonic voltage can be compensated.

【００６９】Ｄ．変形例 なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではな
く、例えば以下のように種々の変形が可能である。 D. Modifications The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible, for example, as follows.

【００７０】上記実施例においては、受電端電圧振幅
Ｖ_Lはほぼ一定であるとしたため、無効電流検出器６の
加算器６３（図１１参照）の出力信号に対して、乗算器
６４を介して定数Ｋ（Ｋ＝１／Ｖ_L）を乗算した。しか
し、受電端電圧振幅Ｖ_Lの変動が大きい場合、あるいは
精密な制御が必要な場合は、無効電流検出器６を図１２
に示すように構成してもよい。図１２においては、乗算
器６４に代えて除算器６５が設けられ、加算器６３の出
力信号が受電端電圧振幅Ｖ_Lの測定値によって除算され
る。これにより、現実の受電端電圧振幅Ｖ_Lに基づいて
負荷無効電流Ｉ_Ldを算出することが可能になる。同様
に、図８に示す有効電流検出器２８は、図２２に示すよ
うに変形してもよい。In the above embodiment, since the voltage amplitude V _L at the power receiving end is almost constant, the output signal of the adder 63 (see FIG. 11) of the reactive current detector 6 is passed through the multiplier 64. It was multiplied by a constant K (K = 1 / _VL ). However, when the fluctuation of the voltage amplitude V _L at the power receiving end is large, or when precise control is required, the reactive current detector 6 is set to the one shown in FIG.
May be configured as shown in FIG. In FIG. 12, a divider 65 is provided in place of the multiplier 64, and the output signal of the adder 63 is divided by the measured value of the voltage V _L at the power receiving end. As a result, the load reactive current I _Ld can be calculated based on the actual power receiving end voltage amplitude V _L. Similarly, the active current detector 28 shown in FIG. 8 may be modified as shown in FIG.

【００７１】また、無効電流検出器６は図２０に示す
ように構成してもよい。図において６６，６７は乗算
器、６８は二相発振器、６９は加算器であり、下式によ
り負荷無効電流Ｉ_Ldが求められる。同様に、有効電流検
出器２８は、図２３に示すように変形してもよい。The reactive current detector 6 may be constructed as shown in FIG. In the figure, 66 and 67 are multipliers, 68 is a two-phase oscillator, and 69 is an adder, and the load reactive current I _Ld is obtained by the following equation. Similarly, the active current detector 28 may be modified as shown in FIG.

【００７２】[0072]

【数２１】 (Equation 21)

【００７３】電圧振幅検出器５は図１４に示すように
構成してもよい。図１４の構成においては、図１３のも
のから開平演算回路５４が除去されているため、出力信
号は受電端電圧振幅Ｖ_Lの自乗値になる。これは、精度
のよい開平演算回路を安価に構成することが困難である
ことに鑑みてである。なお、この場合には、図１におい
て、加算器１６に供給される受電端電圧振幅指令値Ｖ_L ^*
をその自乗値に変更するとともに、偏差「Ｖ_L ^*2−
Ｖ_L ²」に基づいて無効電流補正値Ｉ_sdを出力するように
偏差増幅器１１を構成するとよい。The voltage amplitude detector 5 may be constructed as shown in FIG. In the configuration of FIG. 14, since the square root calculation circuit 54 is removed from that of FIG. 13, the output signal becomes the square value of the voltage amplitude V _L at the power receiving end. This is because it is difficult to inexpensively construct an accurate square root calculation circuit. In this case, in FIG. 1, the power receiving end voltage amplitude command value V _L ^* supplied to the adder 16 is supplied ^.
Is changed to its squared value, and the deviation " _VL ^{* 2-}
The deviation amplifier 11 may be configured to output the reactive current correction value I _sd based on “ _VL ² ”.

【００７４】また、電圧振幅検出器５は図２１に示す
ように構成してもよい。図において６６，６７は乗算
器、６８は二相発振器、６９は加算器であり、下式によ
り受電端電圧振幅Ｖ_Lが求められる。Further, the voltage amplitude detector 5 may be constructed as shown in FIG. In the figure, 66 and 67 are multipliers, 68 is a two-phase oscillator, and 69 is an adder, and the voltage amplitude _VL at the power receiving end is obtained by the following equation.

【００７５】[0075]

【数２２】 (Equation 22)

【００７６】上記実施例におけるフィルタ１の回路
（図１９(ａ)）のうちＵ相のみを示すと、図２５(ａ)の
ようになる。しかし、本発明に用いることのできるフィ
ルタはこれに限られず、例えば同図(ｂ)に示すような周
知の種々のフィルタを用いてもよい。また、同図(ａ)に
示す回路は共振倍率の高い振動系になるため、電流制御
系と干渉し自励発振することがある。これを防止するた
めに、同図(ｃ)、(ｄ)に示すようにダンピング用の抵抗
器１１４を介挿し、共振倍率を低く設定してもよい。FIG. 25A shows only the U phase of the circuit of the filter 1 (FIG. 19A) in the above embodiment. However, the filter that can be used in the present invention is not limited to this, and various well-known filters as shown in FIG. Further, since the circuit shown in FIG. 6A is a vibration system having a high resonance magnification, it may interfere with the current control system and self-oscillate. In order to prevent this, a damping resistor 114 may be inserted to set the resonance magnification low as shown in FIGS.

【００７７】また、本発明は、既存の種々の装置を改
修することによっても実現可能である。その一例を図２
６を参照し説明する。図示の回路は、一点鎖線で囲まれ
た領域Ａの部分を除いて、特公昭６０−５１３３９号公
報に開示されたものと同様である。すなわち、領域Ａの
部分が改修のために追加された部分になる。The present invention can also be realized by modifying various existing devices. Fig. 2 shows an example.
This will be described with reference to FIG. The circuit shown is the same as that disclosed in Japanese Patent Publication No. 60-51339, except for the area A surrounded by the one-dot chain line. That is, the part of the area A is the part added for the repair.

【００７８】さて、改修前の回路にあっては、変成器
（ＰＴ）７ｘおよび交流変流器（ＣＴ）８ｘによって負
荷１ｘの電圧・電流が検出され、インバータ制御回路１
２ａ〜１２ｃは、負荷１ｘに流入する無効電流に相当す
る電流がＰＷＭインバータ４ｘから出力されるように、
該ＰＷＭインバータ４ｘの各相を制御した。ＰＷＭイン
バータ４ｘの出力電流は平滑リアクトル５ｘで平滑さ
れ、線路２ｘを介して負荷１ｘに供給されていた。In the circuit before the repair, the voltage / current of the load 1x is detected by the transformer (PT) 7x and the AC current transformer (CT) 8x, and the inverter control circuit 1
2a to 12c, so that a current corresponding to the reactive current flowing into the load 1x is output from the PWM inverter 4x,
Each phase of the PWM inverter 4x was controlled. The output current of the PWM inverter 4x was smoothed by the smoothing reactor 5x and supplied to the load 1x via the line 2x.

【００７９】改修前の装置における平滑リアクトル５ｘ
は、図１９(ｂ)に示した低域通過フィルタそのものであ
り、ＰＷＭインバータ４ｘにおけるＰＷＭ高調波を充分
に除去することは困難である。そこで、改修後の装置に
あっては、各相の平滑リアクトル５ｘに直列にリアクト
ル１１１〜１１３を介挿し、各平滑リアクトル５ｘに流
れる電流を分岐させるコンデンサ１０４〜１０６と、こ
れらコンデンサ１０４〜１０６に流れる電流を測定する
電流検出器（交流変流器）１０７〜１０９とが設けられ
ている。Smoothing reactor 5x in equipment before repair
Is the low-pass filter itself shown in FIG. 19B, and it is difficult to sufficiently remove the PWM harmonics in the PWM inverter 4x. Therefore, in the device after the repair, capacitors 104 to 106 for inserting the reactors 111 to 113 in series with the smoothing reactors 5x of the respective phases to branch the current flowing through the smoothing reactors 5x and the capacitors 104 to 106 are provided. Current detectors (AC current transformers) 107 to 109 for measuring the flowing current are provided.

【００８０】これによって、ＰＷＭインバータ４ｘの出
力段には、上記実施例におけるフィルタ１と同様に、Ｐ
ＷＭ高調波を大幅に減衰させる２次の低域通過フィルタ
が設けられたことになる。次に、インバータ制御回路１
２ａ〜１２ｃの内部には加算器３７〜３９が設けられ、
各相における交流変流器（ＣＴ）８ｘの出力信号と、電
流検出器（交流変流器）１０７〜１０９の出力信号とが
加算される。これらの加算結果は、改修前の交流変流器
（ＣＴ）８ｘの出力信号に代えて、各加算器１５ｘに供
給される。As a result, at the output stage of the PWM inverter 4x, as in the filter 1 in the above embodiment, P
This means that a second-order low-pass filter that significantly attenuates the WM harmonic is provided. Next, the inverter control circuit 1
2a to 12c are provided with adders 37 to 39,
The output signal of the AC current transformer (CT) 8x in each phase and the output signals of the current detectors (AC current transformers) 107 to 109 are added. These addition results are supplied to each adder 15x instead of the output signal of the AC current transformer (CT) 8x before the repair.

【００８１】これにより、改修後の装置にあっては、負
荷１ｘに供給される電流とコンデンサ１０４〜１０６に
分岐される電流とが共に検出され、両者を合せて補償す
るように、ＰＷＭインバータ４ｘが制御される。このよ
うに、本発明のフィルタ補償回路はきわめて応用範囲が
広く、インバータから出力される補償電流を平滑し交流
電源に接続された負荷に供給する各種のフィルタに適用
することが可能である。As a result, in the device after the repair, the current supplied to the load 1x and the current branched to the capacitors 104 to 106 are both detected, and the PWM inverter 4x is provided so as to compensate them both. Is controlled. As described above, the filter compensation circuit of the present invention has a very wide range of applications, and can be applied to various filters that smooth the compensation current output from the inverter and supply it to the load connected to the AC power supply.

【００８２】[0082]

【発明の効果】以上説明したように、本発明のフィルタ
補償回路および無効電力補償装置によれば、フィルタ内
の素子に流れる無効電流と高調波電流とを補償すること
ができるから、インバータの発生する高調波（ＰＷＭ高
調波等）を大幅に抑制できる高性能のフィルタを用いる
ことができ、無効電力補償装置等に高い補償性能を付与
することが可能になる。As described above, according to the filter compensating circuit and the reactive power compensating device of the present invention, it is possible to compensate the reactive current and the harmonic current flowing through the elements in the filter, so that it is possible to generate an inverter. It is possible to use a high-performance filter that can significantly suppress the generated harmonics (PWM harmonics and the like), and it is possible to give high compensation performance to the reactive power compensator and the like.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 一実施例の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an embodiment.

【図２】 従来の配電系統のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a conventional power distribution system.

【図３】 一実施例の等価回路である。FIG. 3 is an equivalent circuit of an embodiment.

【図４】 変形例の等価回路である。FIG. 4 is an equivalent circuit of a modified example.

【図５】 一実施例のゲイン特性図である。FIG. 5 is a gain characteristic diagram of an example.

【図６】 一実施例のゲイン特性図である。FIG. 6 is a gain characteristic diagram of an example.

【図７】 一実施例のゲイン特性図である。FIG. 7 is a gain characteristic diagram of an example.

【図８】 有効電流検出器２８のブロック図である。FIG. 8 is a block diagram of an active current detector 28.

【図９】 同図(ａ)は無効電力補償モードにおけるベク
トル図、同図(ｂ)，(ｃ)は電圧補償モードにおけるベク
トル図である。9A is a vector diagram in a reactive power compensation mode, and FIGS. 9B and 9C are vector diagrams in a voltage compensation mode.

【図１０】 三相／二相変換器２のブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a three-phase / two-phase converter 2.

【図１１】 無効電流検出器６のブロック図である。FIG. 11 is a block diagram of a reactive current detector 6.

【図１２】 無効電流検出器６の変形例のブロック図で
ある。FIG. 12 is a block diagram of a modified example of the reactive current detector 6.

【図１３】 電圧振幅検出器５のブロック図である。FIG. 13 is a block diagram of the voltage amplitude detector 5.

【図１４】 電圧振幅検出器５の変形例のブロック図で
ある。FIG. 14 is a block diagram of a modified example of the voltage amplitude detector 5.

【図１５】 電圧位相検出器４のブロック図である。FIG. 15 is a block diagram of a voltage phase detector 4.

【図１６】 静止座標／回転座標変換器７のブロック図
である。FIG. 16 is a block diagram of a stationary coordinate / rotating coordinate converter 7.

【図１７】 回転座標／静止座標変換器８のブロック図
である。17 is a block diagram of a rotary coordinate / stationary coordinate converter 8. FIG.

【図１８】 インバータ９のブロック図である。FIG. 18 is a block diagram of the inverter 9.

【図１９】 低域通過フィルタの説明図である。FIG. 19 is an explanatory diagram of a low pass filter.

【図２０】 無効電流検出器６の変形例のブロック図で
ある。FIG. 20 is a block diagram of a modified example of the reactive current detector 6.

【図２１】 電圧振幅検出器５の変形例のブロック図で
ある。FIG. 21 is a block diagram of a modified example of the voltage amplitude detector 5.

【図２２】 有効電流検出器２８の変形例のブロック図
である。FIG. 22 is a block diagram of a modification of the active current detector 28.

【図２３】 有効電流検出器２８の変形例のブロック図
である。FIG. 23 is a block diagram of a modification of the active current detector 28.

【図２４】 三相／二相変換器３のブロック図である。FIG. 24 is a block diagram of a three-phase / two-phase converter 3.

【図２５】 フィルタ１の各種の変形例の回路図であ
る。FIG. 25 is a circuit diagram of various modified examples of the filter 1.

【図２６】 一実施例の変形例のブロック図である。FIG. 26 is a block diagram of a modified example of the embodiment.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ フィルタ ２ 三相／二相変換器（高調波成分検出手段、制御回
路） ３ 三相／二相変換器（高調波成分検出手段、制御回
路） ４ 電圧位相検出器（有効電流発生手段、制御回路） ６ 無効電流検出器（無効電流検出手段） ７ 静止座標／回転座標変換器（有効電流発生手段、制
御回路） ８ 回転座標／静止座標変換器（有効電流発生手段、制
御回路） ９ インバータ １０ 負荷 ２４〜２６ 電流検出器（第１の電流検出手段） ２８ 有効電流検出器（高調波成分検出手段、制御回
路） ２９ ＨＰＦ（高調波成分検出手段、制御回路） ３７〜３９ 加算器 １０７〜１０９ 電流検出器（電流センサ、第２の電流
検出手段）1 Filter 2 Three-phase / two-phase converter (harmonic component detecting means, control circuit) 3 Three-phase / two-phase converter (harmonic component detecting means, control circuit) 4 Voltage phase detector (active current generating means, control) Circuit 6 Reactive current detector (reactive current detecting means) 7 Stationary coordinate / rotating coordinate converter (active current generating means, control circuit) 8 Rotating coordinate / stationary coordinate converter (active current generating means, control circuit) 9 Inverter 10 Load 24 to 26 Current detector (first current detecting means) 28 Active current detector (harmonic component detecting means, control circuit) 29 HPF (harmonic component detecting means, control circuit) 37 to 39 Adder 107 to 109 Current detector (current sensor, second current detecting means)

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 インバータから出力される補償電流を平
滑し交流電源に接続された負荷に供給するフィルタに用
いられるフィルタ補償回路であって、 前記フィルタは、前記補償電流の一部を該フィルタ内の
所定の素子に分流し、残余の補償電流を前記負荷に供給
するものであり、 前記素子に分流される電流を検出する電流センサと、 この電流センサの出力信号に応じて、前記残余の補償電
流が所望の値になるように前記インバータを制御する制
御回路とを具備することを特徴とするフィルタ補償回
路。1. A filter compensating circuit used in a filter for smoothing a compensation current output from an inverter and supplying the compensation current to a load connected to an AC power supply, wherein the filter comprises a part of the compensation current in the filter. Of a current sensor for shunting the current to the load and supplying a residual compensation current to the load, and a compensation of the residual current according to the output signal of the current sensor. A filter compensating circuit, comprising: a control circuit that controls the inverter so that a current has a desired value. 【請求項２】 負荷に供給される交流電流を検出する第
１の電流検出手段と、 補償電流を出力するインバータと、 前記インバータから出力される補償電流を平滑し前記負
荷に供給するフィルタであって、この補償電流の一部を
該フィルタ内の所定の素子に分流し、残余の補償電流を
前記負荷に供給するフィルタと、 前記素子に分流される電流を検出する第２の電流検出手
段と、 前記第１および第２の電流検出手段の検出結果を加算す
る加算器と、 前記加算器の出力結果に基づいて、前記負荷および前記
素子に供給される有効電流の高調波成分を検出する高調
波成分検出手段と、 前記加算器の出力結果と、前記負荷に印加される交流電
圧とに基づいて、前記負荷および前記素子に供給される
無効電流を検出する無効電流検出手段とを具備し、 前記インバータは、前記補償電流の有効成分を前記高調
波成分に基づいて設定するとともに、前記補償電流の無
効成分を前記無効電流に基づいて設定することを特徴と
する無効電力補償装置。2. A first current detecting means for detecting an alternating current supplied to a load, an inverter for outputting a compensation current, and a filter for smoothing a compensation current output from the inverter and supplying the same to the load. A part of the compensation current is shunted to a predetermined element in the filter, and a residual compensation current is supplied to the load, and a second current detection means for detecting the current shunted to the element. An adder that adds the detection results of the first and second current detection means, and a harmonic that detects the harmonic component of the active current supplied to the load and the element based on the output result of the adder. A wave component detection means, an output result of the adder, based on the AC voltage applied to the load, comprising a reactive current detection means for detecting a reactive current supplied to the load and the element, The reactive power compensator according to claim 1, wherein the inverter sets an effective component of the compensation current based on the harmonic component, and sets a reactive component of the compensation current based on the reactive current.