JPH09224399A

JPH09224399A - 誘導モータの制御装置

Info

Publication number: JPH09224399A
Application number: JP8028158A
Authority: JP
Inventors: Naoki Ishii; 直樹石井; Takayuki Ishikawa; 隆之石川; Masaaki Tsuzuki; 正明都築; Yasushi Kusaka; 康日下; Katsumi Kondo; 勝美近藤
Original assignee: Nippon Soken Inc; Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp; Soken Inc
Priority date: 1996-02-15
Filing date: 1996-02-15
Publication date: 1997-08-26

Abstract

(57)【要約】【課題】１次周波数に対応した回転行列を用いて補正
し、又は１次電流の位相遅れ相当分に対応する過去の１
次磁束推定値をトルク推定時に用いてトルク推定誤差を
補正して、制御演算を精度よく行うことを目的とする。【解決手段】３相／２相変換手段52b によりｄ−ｑ変
換された１次電流i1d ，i1q について、周波数変換器11
にて１次周波数ｆを得、さらに位相補償部10にて位相遅
延角を算出し、１次電流i1d,i1q と回転行列に基づいて
位相補償された１次電流検出値i1d',i1q' を得るか、若
しくは位相補償部30に積分器54a,54b からの１次磁束φ
1d, φ1qを入力し、位相補償された１次磁束φ1d' とφ
1q' がベクトル積を得るための乗算器に入力され、位相
補償されない１次電流値i1d,i1q はそのまま乗算器に入
力され１次電流値の位相遅れを補償するように構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は誘導モータの制御装
置に関し、特に、モータの１次電流を検出し、１次電流
の位相を補償し、補償された１次電流検出値をフィード
バックしてモータを制御する誘導モータの制御装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】通常、誘導モータの制御をデジタル制御
装置で構成した場合には、１次電流等の取り込み値から
磁束やトルク等の制御諸量を推定し、推定値と制御目標
値との比較からインバータへのスイッチング指令信号を
決定し出力する。ところで、近年、デジタル演算素子の
性能が向上して高速演算処理が可能になって来たため、
提唱されている各種制御法のデジタル化が進んでおり、
全デジタル化された誘導モータの制御装置も報告されて
いる。

【０００３】図６はアナログフィルタを組み込んだシス
テムブロック図であり、図７はデジタルフィルタを組み
込んだシステムブロック図である。図中、４１は電流検
出器、４２はアナログフィルタ、４３はＡ／Ｄ変換器、
４４は制御演算手段、４５はインバータ、４６は誘導モ
ータ（ＩＭ）、４７はデジタルフィルタ、である。電流
検出器４１により誘導モータ４６に流れる１次電流を検
出し、制御演算手段４４における制御演算の制御方法を
デジタル化するには、アナログ量である１次電流検出値
をデジタル量に変換するためのＡ／Ｄ変換器４３が必要
である。

【０００４】通常、フィルタは電流検出器４１からＡ／
Ｄ変換器４３までのワイヤハーネス部等にて電流検出波
形に重畳するノイズ成分を除去するために設けられるも
のであり、図６に示すようにＡ／Ｄ変換器４３の前段の
アナログ量にハードウェアによるローパスフィルタ４２
を配置したり、図７に示すようにＡ／Ｄ変換後のデジタ
ル値にローパス・フィルタ４７を組み込む方法が一般的
である。

【０００５】上述のシステムではＡ／Ｄ変換器４３で取
り込んだ１次電流検出値は、後段の制御演算手段４４に
て各制御アルゴリズムに基づいた制御演算に用いられ
る。例えば、誘導モータの制御に広く適用されいるベク
トル制御では、１次電流の指令値と検出値とを比較して
ＰＷＭ信号を形成してトルク制御を実現している。ま
た、従来公知の文献として、例えば長岡技術科学大学の
高橋勲氏が提唱する「瞬時空間磁束ベクトル制御法」
（長岡技術科学大学研究報告書、第８号１９８６，第４
３〜５０頁参照）がある。この制御法では、１次磁束推
定値と１次電流検出値とのベクトル積から出力トルクを
推定し、出力トルクの指令値と推定値とを比較して電圧
ベクトルを形成してトルク制御を実現している。

【０００６】この瞬時空間磁束ベクトル制御法は、以下
のようにして、誘導モータの１次電流検出値等から誘導
モータの１次磁束を推定し、１次磁束推定値と１次電流
検出値とから出力トルクを推定する磁束演算形の制御法
であり、トルク制御を高速に行えることが特徴である。
しかしながら、本制御法には以下に詳述するように、フ
ィルタ手段を経た後の１次電流の位相遅れによる誤差の
補償に関しては述べていない。

【０００７】本制御法では、３相誘導モータにおいて、
１次磁束ベクトルをφ１とし、出力トルクをＴとする
と、 φ１＝∫（Ｖ１−Ｒ１×ｉ１）ｄｔ・・・・（１）Ｔ＝φ１×ｉ１・・・・（２）で表される。ここで、Ｖ１：１次電圧ベクトルｉ１：１次電流ベクトルＲ１：１次巻線抵抗である。以下に、瞬時空間磁束ベクトル制御方法の制御
原理について、図面に沿って概略的に説明する。

【０００８】図８は瞬時空間磁束ベクトル制御法を適用
した従来の誘導モータの制御装置のシステム構成図であ
る。図示のように、システムは、３相インバータ５０、
１次電圧検出手段５０ａ、１次電流検出手段５０ｂ、３
相インバータにより制御される３相誘導モータ５１、１
次電圧検出値の３相／２相変換手段５２ａ、１次電流検
出値の３相／２相変換手段５２ｂ、１次電流検出値と１
次電圧検出値の３相／２相変換後の値を制御演算処理し
て３相インバータを制御するための電圧ベクトルを形成
する瞬時空間磁束ベクトル形成手段６０とで構成され
る。

【０００９】１次電圧の３相／２相変換手段５２ａは３
相誘導モータの各相電圧Ｖ１を入力しｄ−ｑ軸の変数で
表現するために電圧Ｖ１ｄ，Ｖ１ｑに変換する。一方、
１次電流の３相／２相変換手段５２ｂは３相誘導モータ
の各相電流ｉ１を入力しｄ−ｑ軸の変数で表現するため
に電流ｉ１ｄ，ｉ１ｑに変換する。瞬時空間磁束ベクト
ル形成手段６０の動作は概略以下のようになる。即ち、
１次電圧検出値及び１次電流検出値を入力した後、ｄ−
ｑ変換された電圧Ｖ１ｄ，Ｖ１ｑと、電流ｉ１ｄ，ｉ１
ｑに基づいて、電圧についてｄ軸成分の積分器５４ａ及
びｑ軸成分の積分器５４ｂと、１次磁束の大きさを求め
る絶対値算出手段５５と、乗算器等を用いて磁束（φ）
及びトルク（Ｔ）について所定の演算を行う。

【００１０】この演算結果と入力された１次磁束（φ
１）の指令値及びトルク（Ｔ）の指令値との差を、超過
及び不足の２レベルの過不足判定を行うための２値ヒス
テリシス比較器５７と３値ヒステリシス比較器５６によ
りそれぞれ２値化及び３値化し、これらの値（τ），
（φ）と、磁束角比較器５８により６値化された磁束の
鎖交ベクトル角（θ）とにより、最適スイッチングテー
ブルを参照し、出力電圧ベクトルＵＵ，ＶＵ，ＷＵをイ
ンバータ５０に出力する。

【００１１】また、電圧降下演算部５３ａ，５３ｂは３
相／２相変換手段５２ｂの変換後の１次電流を用いて１
次巻線抵抗での電圧降下分を演算する。積分器５４ａ，
５４ｂは、さらに詳しくは３相／２相変換手段５２ａの
変換後の１次電圧から電圧降下演算部で得られた電圧降
下分を減じた諸量の時間積分を行って、（１）式の１次
磁束φ１ｄ，φ１ｑを求める。

【００１２】図９は図８の３相インバータのスイッチン
グ状態を示す図である。図示の３相インバータ５０は、
正母線７１ａと、負母線７１ｂと、７２ａと７２ｂ、７
３ａと７３ｂ、７４ａと７４ｂで各々一対となるＵ，
Ｖ，Ｗ相の３組みの切換スイッチ（例えば、半導体スイ
ッチング素子）と、これらの切換スイッチに正母線７１
ａ、負母線７１ｂを介して接続されている直流電源７０
とを備える。

【００１３】このような構成で各切換スイッチを切り換
えて３相誘導モータに正母線側、或いは負母線側の電圧
を印加する。この場合、一対となった各切換スイッチは
上下同時に導通することはない。ここで、上段の切換ス
イッチ７２ａ，７３ａ，７４ａが導通する場合を
「１」、下段の切換スイッチ７２ｂ，７３ｂ，７４ｂが
導通する場合を「０」とする。このように規定してＵ，
Ｖ，Ｗ相で順に導通状態を表現すると、図９に示す切換
スイッチの状態例では、７２ａは下段導通で「０」、７
３ａは上段導通で「１」、７４ａは下段導通で「０」と
なり、その結果、（０１０）と表現される。

【００１４】図１０は図８は３相インバータ５０より３
相誘導モータ５１に印加される電圧ベクトルの説明図で
ある。図示のように、各切換スイッチの導通状態により
３相誘導モータ５１には、大きさが等しく、方向の異な
る電圧ベクトルが印加される。即ち、各切換スイッチの
導通状態により３相誘導モータには全部で８種類（１０
０，１１０，０１０，０１１，００１，１０１，１１
１，０００）の電圧ベクトルを印加することができる。
これらの電圧ベクトルの内で６種類（１００，１１０，
０１０，０１１，００１，１０１）は大きさが等しく、
方向の異なる電圧ベクトルである。そして他の２種類に
ついては、（０００）の場合は３相誘導モータには負母
線７１ｂ側の電圧が、（１１１）の場合は正母線７１ａ
側の電圧が印加され、大きさと方向を持たない電圧ベク
トルとなる。

【００１５】図１１は瞬時空間磁束ベクトル形成手段６
０の１次磁束ベクトルの状態の説明図である。ここで、
１次巻線抵抗による電圧降下分を省略すると、図示のよ
うに１次磁束は１次電圧つまり電圧ベクトルのベクトル
和で表現することができる。上述した絶対値算出手段５
５は積分器５４ａ，５４ｂで得られた１次磁束φ１ｄと
φ１ｑに基づき、（φ１ｄ²＋φ１ｑ²）^1/2 ・・・・・（３）を、つまり１次磁束推定値の大きさを求める。

【００１６】上述の２値ヒステリシス比較器に対応する
磁束判定手段５７は、絶対値算出手段５５において
（３）式で求めた１次磁束推定値の大きさと１次磁束指
令値との差をとり、過不足を判定する。そして過不足の
判定結果を用いて、１次磁束を増加させたい場合には磁
束円の外周方向（外に向かう矢印参照）の電圧ベクトル
を、減少させたい場合には内周方向（内に向かう矢印参
照）の電圧ベクトルを時々刻々に出力することにより、
１次磁束を一定のヒステリシス幅を持った磁束円に近似
させて制御することができる。

【００１７】図１２は１次磁束ベクトルの磁束象限の説
明図である。図示のように、１次磁束のｄ−ｑ座標系を
６等分割して磁束象限を判断する。図８の磁束角比較器
に対応する磁束象限判定手段５８は、積分器５４ａ，５
４ｂで得られた１次磁束φ１ｄとφ１ｑに基づき、１次
磁束ベクトルの位相θを求め、１次磁束ベクトルが上記
の６分割されたいずれの象限に存在しているかを判定
し、この判定結果をスイッチングテーブル５９に出力す
る。

【００１８】図８の３値ヒステリシス比較器に対応する
トルク判定手段５６は、（２）式に示すように、１次磁
束φ１ｄとφ１ｑと１次電流ｉ１ｄ及びｉ１ｑとのベク
トル積で算出される誘導モータの出力トルクの推定値
と、入力された出力トルクの指令値との差をとり過不足
を判定する。２レベルインバータの場合は出力できる電
圧ベクトルの大きさが１種類であるため、過不足判定
は、超過、適正、不足の３レベルで行いスイッチングテ
ーブルへ出力する。

【００１９】誘導モータのトルクは凡そスベリに比例す
るため、出力トルクを増加させたい場合には１次磁束の
回転方向の電圧ベクトル（誘導モータを正回転方向に回
転させる電圧ベクトル）を、減少させたい場合には逆回
転方向に回転させる電圧ベクトルを出力することによ
り、出力トルクを制御することができる。本制御では以
上説明したトルク判定手段５６、磁束判定手段５７、磁
束象限判定手段５８の３つの判定結果から、最終的に３
相インバータ５０に出力する電圧ベクトルを選択する。

【００２０】図１３は図８のスイッチングテーブル５９
で選択される電圧ベクトルのテーブルを示す図である。
図示のように、スイッチングテーブルには、トルク過不
足判定及び磁束過不足判定の判定結果に対して、各磁束
象限で選択すべき電圧ベクトルが予め設定されており、
この電圧ベクトル（ＵＵ，ＶＵ，ＷＵ）が、トルク判定
手段５６、磁束判定手段５７、磁束象限判定手段５８に
おける各判定結果により選択され、３相インバータ５０
に出力される。

【００２１】なお、瞬時空間磁束ベクトル形成手段６０
を実現する手段は、ハードウェアで構成してもよく、Ｄ
ＳＰ（デジタル信号処理プロセッサ）等で処理してもよ
い。また、１次電圧は直接検出せずに、３相インバータ
の直流部電圧と、出力した電圧ベクトルとから、一意的
に算出してもよい。さらに、誘導モータの制御装置の他
の公知文献として、例えば特開昭６４─１４９７号公報
がある。この文献ではローパスフィルタを経た後の位相
遅れを補正する方法について開示しており、この方法で
は、フィルタの伝達遅角の周波数特性を予め記憶させて
おき、この記憶データとフィルタ出力を波形整形したも
のとに基づきＰＷＭ信号を制御するものである。

【００２２】しかしながら、この方法では、１次電流の
零クロス点での１次電圧の極性を検出及び判別すること
により１次電流と１次電圧との位相差を推定し、最適な
位相差（高力率）で誘導モータを制御する方法であり、
フィルタによる１次電流の位相遅れに相当する分だけ１
次電圧の極性検出タイミングをずらし、１次電流の位相
遅れによる１次電圧判別誤差を解消するものである。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、誘導モ
ータに流れる１次電流を、Ａ／Ｄ変換器を介して制御演
算に適用する従来のモータの制御装置では、１次電流の
検出誤差が磁束やトルク等の推定精度低下の要因とな
り、その結果として不安定現象の発生、トルク制御精度
の低下等の問題が生じている。

【００２４】ところで、１次電流に検出誤差が発生する
要因は、１次電流検出器で発生する誤差に起因する場合
と、１次電流検出器からＡ／Ｄ変換器までのワイヤハー
ネス部で１次電流検出波形に重畳するノイズに起因する
場合とある。これらの要因の内、ワイヤハーネス部に重
畳するノイズに関しては、図６及び図７の従来技術で説
明したように、ローパスフィルタによる対策が一般的に
行われている。一方、ローパスフィルタは高周波成分を
除去するためのものであるため、位相遅れの影響は低周
波領域では小さく高周波領域では大きくなる。このよう
にローパスフィルタは位相特性を持っているため、実際
に誘導モータに流れる１次電流と１次電流検出値との間
に位相差（位相の遅れ）が発生する。そして位相差が発
生した１次電流検出値を使って制御演算を行うので、１
次磁束やトルク等の制御諸量の推定精度が低下し、その
結果前述の問題が発生する。

【００２５】図１４は１次磁束ベクトルと１次電流ベク
トルの関係の説明図（その１）であり、図１５は１次磁
束ベクトルと１次電流ベクトルの関係の説明図（その
２）である。ここで、具体的に瞬時空間磁束ベクトル制
御法におけるトルク推定精度低下について図面を用いて
以下に説明する。この制御法では、前述の（２）式に示
すように、１次磁束推定値と１次電流検出値とのベクト
ル積から出力トルクを推定している。

【００２６】これらの図中、斜線を施した領域（｜Ｔ｜
及び｜Ｔ｜’参照）がベクトル積の大きさ、つまり出力
トルクの推定値の大きさを表している。ここで、図１４
の１次電流（ｉ１）８１ａに位相差（位相遅れ）が生じ
た場合には、図１５の１次電流（ｉ１’）８１ｂのよう
に表され、図１４の斜線領域と図１５の斜線領域を比較
すれば明らかなように、位相遅れのない場合と比較して
出力トルクの推定値が小さく算出されることになる。

【００２７】前述のように、本制御では、出力トルクの
推定値と指令値とを比較して電圧ベクトルを形成してい
る。従って、１次電流検出値に位相遅れが生じた場合に
は、出力トルクを実際の出力トルクよりも小さく推定す
ることになり、更には出力トルクを増加させる電圧ベク
トルを選択して出力することになる。その結果、出力ト
ルクの指令値に対して過剰な出力トルクが発生すること
になり、トルク制御精度が低下することになる。そして
前述したように、出力トルクの過剰度合いは周波数が高
くなる程顕著になる。

【００２８】本発明の目的は、ローパスフィルタでの１
次電流検出値の位相差（位相遅れ）を補償するに際し
て、１次周波数に対応した回転行列を用いて補正し、若
しくは１次電流の位相遅れ相当分に対応する過去の１次
磁束推定値をトルク推定時に用いて位相遅れによるトル
ク推定誤差を補正することにより、制御演算を精度よく
行い、制御性を向上させることが可能な制御装置を提供
することである。

【００２９】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
よれば、フィルタによる位相差（位相遅れ）を含む１次
電流の１次周波数に対応した回転行列（回転ベクトル）
を求め、位相補償されない１次電流と乗じることで位相
補償するものであり、若しくは１次電流の位相遅れに相
当する過去の１次磁束推定値をトルク推定時に用い、現
在の１次電流値とで１次電流の位相遅れによるトルク推
定値誤差を解消する。

【００３０】図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は本発明の効
果を説明するために各手段での１次電流検出波形の関係
を説明する波形図である。（Ａ）及び（Ｂ）に示すよう
に、誘導モータに流れる１次電流値９１と、１次電流検
出手段で検出された１次電流検出波形９２とを便宜上基
本波で表している。（Ｂ）に示すような１次電流検出波
形９２の位相遅れは、１次電流検出手段からＡ／Ｄ変換
手段までのワイヤハーネス部にて１次電流検出波形に重
畳するノイズ成分を除去するためのフィルタ手段（ロー
パスフィルタ）に起因する。

【００３１】前述のようにローパスフィルタはノイズ成
分の除去を目的としているために高周波成分をカットす
るが、使用する周波数帯によっては基本波成分の位相遅
れを伴う。この位相遅れを伴った１次電流検出波形９２
に対して、（Ｃ）に示すように、本発明では１次電流位
相補償手段にてフィルタの位相特性を予め把握してお
き、算出される遅延時間に相当する位相角を補償する。
以上の各手段の働きにより位相補償後の１次電流検出波
形９３の位相と、モータに流れる１次電流の位相とを一
致させ、その結果として精度良い制御演算ができるよう
になる。

【００３２】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施形態を図面に
沿って以下に説明する。図１は本発明の第１の実施形態
の基本構成ブロック図である。まず、周波数算出手段５
は、１次電流検出手段１で検出された１次電流検出値を
フィルタ２を経てＡ／Ｄ変換された電流値ｉ１について
１次周波数を算出する。本実施形態では１次電流検出値
の一周期の時間をタイマで計数して算出する。なお、１
次周波数の算出には１次電流検出値を用いず、１次電圧
値或いは１次磁束値など１次周波数を算出できる他の諸
量を用いてもよい。また、周波数算出手段５はタイマに
よらず、電圧電流方程式を変形した演算式から導出する
など、他の手法で実現させることもできる。なお、制御
演算手段６とインバータ７は前述の従来と同様なので、
説明を省略する。

【００３３】位相補償手段４は、まず周波数算出手段５
で算出した１次周波数と、予め把握してあるフィルタ手
段２の位相特性とから、１次電流について現時点でのフ
ィルタ手段での遅延位相角を算出する。そして、算出し
た遅延位相角を下記の（４）式に示す回転行列に代入し
て現時点での位相補償行列を算出する。なお、本実施形
態では３相／２相変換後の１次電流検出値に対する回転
行列を適用した。

【００３４】

【数１】

【００３５】次に、（４）式で算出した回転行列を、下
記の（５）式に示すように検出した１次電流検出値の行
列式に乗じることにより、１次電流検出値を遅延位相角
θ分だけ進角させて補償する。ここで、ｉ１’は位相補
償されて１次電値であり、図２のｉ１ｄ’及びｉ１ｑ’
に対応する。

【００３６】

【数２】

【００３７】図２は図１のシステム構成図であり、上述
の第１の実施形態を瞬時空間磁束ベクトル制御法に適用
した場合のシステム構成図である。図中の１０は位相補
償部であり図１の位相補償手段が対応し、１１は周波数
算出部であり図１の周波数算出手段が対応する。他の構
成要素については図８と同様であるため説明を省略す
る。

【００３８】図示のように、３相／２相変換手段５２ｂ
によりｄ−ｑ変換された１次電流ｉ１ｄ，ｉ１ｑについ
て、周波数変換器１１にて１次周波数ｆを得、さらに位
相補償部１０にて位相遅延角を算出し、１次電流ｉ１
ｄ，ｉ１ｑと（４）式の回転行列に基づいて（５）式に
示すように位相補償された１次電流検出値ｉ１ｄ’及び
ｉ１ｑ’を得る。

【００３９】位相補償部１０からの位相補償された１次
電流検出値ｉ１ｄ’及びｉ１ｑ’は電圧降下演算部５３
ａ，５３ｂ及び乗算器等に入力され、以降は前述の図８
の説明と同様に作用する。以上説明したように、位相遅
れを伴った１次電流検出値ｉ１ｄ及びｉ１ｑの代わり
に、位相補償した１次電流検出値ｉ１ｄ’及びｉ１ｑ’
を以降の制御演算に用いることにより、１次電流検出値
に位相遅れが生じる場合にも、１次電流検出値の位相遅
れを要因とした誤差が発生しない制御演算が可能とな
る。

【００４０】図３は本発明の第２の実施形態の基本構成
ブロック図である。上述の第１の実施形態１では、１次
電流検出値自身にて位相補償を行う場合の一例を示した
が、第２の実施形態では１次電流以外の諸量（例えば出
力トルク）に対して位相を補償することにより、１次電
流検出値に位相補償を行った場合と同等の効果を得るこ
とが可能な例である。

【００４１】即ち、前述のように瞬時空間磁束ベクトル
制御法では、出力トルクは（２）式に示すように、１次
磁束推定値（φ１）と１次電流検出値（ｉ１）とのベク
トル積で表されるため、前述のように１次電流検出値に
位相遅れが伴うと、１次磁束ベクトルと１次電流ベクト
ルとの挟角を小さく見積もってしまうことになり、その
結果、ベクトル積後の出力トルクの推定値の大きさに誤
差が生じる（図１４及び図１５参照）。

【００４２】第２の実施形態では１次電流は位相遅れの
補償をせずに１次磁束推定値の位相を遅角補償して相対
的に１次電流検出値との挟角を補償し、１次電流検出値
の位相に進角補償を行った場合と同等の効果を得ること
ができるようにする。即ち、第１の実施形態ではフィル
タによる１次電流の位相遅れを１次周波数に対応した回
転行列を用いて補正したが、第２の実施形態では、
（２）式のトルク推定式を構成する１次電流値と１次磁
束推定値との２値の内で、１次電流の位相遅れ相当分に
対応する過去の１次磁束推定値をトルク推定時に用いる
ことにより、１次電流の位相遅れによるトルク推定誤差
を解消する。

【００４３】図３において、説明を簡素化するための便
宜上、１次電流検出手段２０、１次電圧検出手段２１の
後のフィルタ手段及びＡ／Ｄ変換手段は省略する。ま
ず、１次磁束推定値の位相補償手段２３ではフィルタ手
段で発生する遅延時間に相当する時間の過去のトルク推
定値を、過去の演算周期でメモリに予め記憶しておいた
１次磁束推定値の中から読み出す。デジタル制御では各
制御値が離散値であるため、遅延時間に相当する過去の
時間に最寄りの１次磁束推定値を読み出して位相補償手
段２３に入力している。なお、制御精度を確保するため
に、遅延時間に相当する過去の時間の前後の１次磁束推
定値から各種の補間を用いて算出してもよい。そして、
現演算周期にて推定した１次磁束推定値は、以降の演算
周期の１次磁束位相補償手段で用いるために記憶する。

【００４４】制御演算手段２４では１次磁束の位相補償
手段２３で遅角補償された１次磁束推定値（図４のφ１
ｄ’，φ１ｑ’）と、位相補償されていない１次電流検
出値（図４のｉ１ｄ，ｉ１ｑ）とのベクトル積により出
力トルクの大きさを推定し、その結果を出力トルクの指
令値（図４のＴ指令値）と比較判定して、磁束判定、磁
束象限判定結果とを合わせてスイッチングテーブルから
電圧ベクトルを選択して３相インバータに出力する。

【００４５】図４は図３のシステム構成図である。図中
の３０は位相補償部であり、図３の位相補償手段２３が
対応する。位相補償部３０には積分器５４ａ，５４ｂか
らの１次磁束φ１ｄ，φ１ｑが入力され、位相補償され
た１次磁束φ１ｄ’とφ１ｑ’はベクトル積を得るため
の乗算器に入力される。一方、位相補償されない１次電
流値ｉ１ｄ，ｉ１ｑはそのまま乗算器に入力され位相補
償されたものとのベクトル積が求められる。その結果と
入力されたトルク指令値（Ｔ指令値）とをトルク判定手
段５６にて比較判定し、磁束判定、磁束象限判定結果と
を合わせてスイッチングテーブルから電圧ベクトルを選
択して３相インバータに出力する。さらに積分器５４
ａ，５４ｂからの１次磁束φ１ｄ，φ１ｑはそのまま位
相補償されずに絶対値算出手段５５に入力される。他の
構成要素については従来の図８と同様なので説明を省略
する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態の基本構成ブロック図
である。

【図２】図１のシステム構成図である。

【図３】本発明の第２の実施形態の基本構成ブロックで
ある。

【図４】図３のシステム構成図である。

【図５】モータに流れる１次電流波形（Ａ）と、フィル
タ通過後の１次電流波形（Ｂ）及び位相補償後の１次電
流波形（Ｃ）の関係の説明図である。

【図６】アナログフィルタを組み込んだシステムブロッ
ク図である。

【図７】デジタルフィルタを組み込んだシステムブロッ
ク図である。

【図８】従来の瞬時空間磁束ベクトル制御法を適用した
誘導モータ制御装置のシステム構成図である。

【図９】図８の３相インバータのスイッチング状態の説
明図である。

【図１０】図８は３相インバータから３相誘導モータに
印加される電圧ベクトルの説明図である。

【図１１】１次磁束ベクトルの状態説明図である。

【図１２】１次磁束ベクトルの磁束象限の説明図であ
る。

【図１３】電圧ベクトルを選択するスイッチングテーブ
ルの説明図でる。

【図１４】１次磁束ベクトルと１次電流ベクトルとの関
係の説明図（その１）である。

【図１５】１次磁束ベクトルと１次電流ベクトルとの関
係の説明図（その２）である。

【符号の説明】

１，２０…１次電流検出手段２１…１次電圧検出手段２…フィルタ手段３…Ａ／Ｄ変換手段４，２３…位相補償手段５…周波数算出手段６，２４…制御演算手段７…インバータ８…誘導モータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者都築正明愛知県西尾市下羽角町岩谷14番地株式会社日本自動車部品総合研究所内 (72)発明者日下康愛知県豊田市トヨタ町１番地トヨタ自動車株式会社内 (72)発明者近藤勝美愛知県豊田市トヨタ町１番地トヨタ自動車株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インバータにより誘導モータの出力トル
クを制御する誘導モータの制御装置であって、前記誘導モータに流れる１次電流を検出する１次電流検
出手段と、前記１次電流検出手段による１次電流検出値に重畳する
ノイズ成分を除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段からのアナログ量の１次電流検出値を
デジタル量に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記デジタル量の１次電流検出値を含む１次側の電気諸
量から１次周波数を算出する周波数算出手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力と前記周波数算出手段の出力
に基づき、前記１次周波数の算出値に応じて回転角が変
化する回転ベクトルに、前記フィルタ手段を経た１次電
流検出値を乗ずることにより位相補償された１次電流を
得、前記フィルタ手段における１次電流検出値の位相遅
れを補償する位相補償手段と、を具備することを特徴とする誘導モータの制御装置。
【請求項２】インバータにより誘導モータの出力トル
クを制御する誘導モータの制御装置であって、前記誘導モータに流れる１次電流を検出する１次電流検
出手段と、前記誘導モータに流れる１次電圧を検出する１次電圧検
出手段と、前記１次電流検出手段による１次電流検出値に重畳する
ノイズ成分を除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段からのアナログ量の１次電流検出値を
デジタル量に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記１次電流検出手段及び１次電圧検出手段の検出値か
ら得られた１次磁束推定値を一旦記憶し、記憶した１次
磁束推定値の中から１次電流検出値の位相遅れ時間に相
当する過去の１次磁束推定値を読み出し、読み出した過
去の１次磁束推定値と現時点の１次電流検出値を用いて
出力トルクを推定することにより、前記フィルタ手段に
おける１次電流検出値の位相遅れを補償する位相補償手
段と、を具備することを特徴とする誘導モータの制御装置。