JPH09201053A - 共振コンバータ用パルス幅変調制御装置 - Google Patents
共振コンバータ用パルス幅変調制御装置Info
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Abstract
作動するDC/DC電力コンバータ又はDC/ACイン
バータ用の、広範囲な作動条件及びコンポーネント公差
を許容する制御装置を実現すること。 【解決手段】 ゼロ電圧を監視して電力スイッチ110
のオフ時間を適正に制御するため、電力スイッチ110
を横断する電圧が、電力スイッチ110のオフ時間中に
しきい電圧より低く降下したことを検出するように、比
較器320、比較器320、基準電圧源330、AND
ゲート455、R−Sラッチ470、比較器460、4
65を含むゼロ電圧検出手段を配備した。
Description
作動するDC/DC電力コンバータ又はDC/AC電力
インバータを制御するのに使用されるパルス幅変調制御
装置に関する。
DC/DC電力コンバータ又はDC/AC電力インバー
タを電圧共振モードで作動させることは、電力切換えト
ランジスタ内でのオン切換え損失を除去してオフ切換え
損失を低減させるための有用な技術である。電圧共振モ
ードにおいては、トランジスタがオフに切換わっている
時間中、それを横断してリンギング電圧波形が生成され
る。リンギングは、トランジスタに接続された単数又は
複数の共振誘導子及びコンデンサの助けを得て達成され
る。リンギングは、まず上方、次に下方へのゼロに向か
う電圧の揺れとして現われる。トランジスタがオンに切
換った時点でそれを横断する電圧がゼロに近いケース
は、ゼロ電圧切換え(ZVS)として知られている。Z
VSコンバータにおいては、オン切換え損失は事実上不
在である。同様に、スイッチと並行して共振コンデンサ
が存在することから、オフ切換え損失は実質的に低減さ
れる。ZVSは、高い電力変換効率を達成するため高周
波コンバータにおいて不可欠である。効率を増大させる
ことに加えて、ZVSは、コンバータによって生成され
る電磁干渉すなわちEMIを有効に減少させる。技術文
献の中で、ZVS DC/ACインバータ及びDC/D
Cコンバータのさまざまなバージョンが数多く記述され
てきた。文献例としては、Sokal et al., 「クラスE−
高効率同調片端切換え電力増幅器の新しいクラス」、I
EEE固体回路ジャーナル、1975年6月号、p16
8〜175; Redl et al., 「クラスE共振調節型DC
/DC電力コンバータ:1.5MHz での作動解析と実験
結果」PESC 1983 Record(IEEE公示番号8
6CH1877−0号)、p50〜60;及びLiu et a
l.,「DC/DCコンバータにおけるゼロ電圧切換え技
術」PESC 1986 Record(IEE公示番号86
CH2310−1号)、p58〜70がある。
とほぼ一定のオフ時間を有する特殊なタイプのパルス幅
変調方法で制御される。オン切換え時間は、入力電圧又
は負荷電流の変化にもかかわらず、制御されたパラメー
タ(通常は直流出力電圧)が一定にとどまるような形で
変動させられる。プログラミング可能な電源において
は、制御されたパラメータは可変的基準電圧に従う。ス
イッチのオフ時間は、実際の制御技術に応じて一定であ
るか又はわずかに変動するかのいずれかである。
製造されたML4815集積回路などといった先行技術
の制御装置で制御されるフライバックタイプのZVSコ
ンバータを示している。ZVSフライバックコンバータ
は、切換え用トランジスタ110、共振コンデンサ12
0、共振誘導子130、一次巻線150及び二次巻線1
60をもつフライバックトランス140、出力整流ダイ
オード170及び出力フィルターコンデンサ180を含
んでいる。コンバータは、正の入力端子190と負の入
力(接地)端子200の間で接続された直流電圧源によ
って給電される。負荷(図示せず)は、正の出力端子2
10と負の出力端子200の間で接続される。この先行
技術の回路において、負の出力端子は負の入力端子と同
じである。
引き外しされた後、反転バッファ230を通して電力ス
イッチ110をオフに切換える。電力スイッチは、ワン
ショットマルチバイブレータ220の動作のタイミング
された区分の全持続時間T1中、オフ又は非導電状態に
ある。このマルチバイブレータの出力端240は、オフ
状態の間、高レベルにある。トランジスタ250はこの
高いレベルによってオンに切換えられ、結果として、コ
ンデンサ260を横断する電圧はゼロとなる。ワンショ
ットマルチバイブレータのタイミングが完了した時点
で、その出力は低くなり、電力スイッチ110のオン切
換え及びトランジスタ250のオフ切換えをもたらす。
ここで定電流源270はコンデンサ260を充電し始
め、直線的に上昇する電圧を生成する。比較器270の
非反転入力端における電圧が同じ比較器の反転入力端に
おける電圧を上回った時点で、充電プロセスは終結す
る。この時点で比較器の出力は高くなり、ワンショット
を引き外しする。その結果、ワンショットの出力も高く
なり、スイッチ110はオフに切換えられ、トランジス
タ250はオンに切換えられ、もう1つの切換え周期が
始まる。
280によってセットされる。この誤差増幅器の出力端
は比較器270の反転入力に接続される。誤差増幅器
は、その反転及び非反転入力端において、2つの信号す
なわち基準電圧290と出力電圧(端子210における
電圧)を、抵抗器300を含む直列インピーダンスを通
して受理する。システムの安定性を確保するため、誤差
増幅器280の出力端と反転入力端の間にはフィードバ
ックインピーダンス(コンデンサ310)が接続されて
いる。例えば、入力電圧が上昇したか又は負荷電流が減
少したためにコンバータの出力電圧が上昇した時点で、
誤差増幅器の出力端における電圧は低くなり、コンデン
サ260ののこぎり波状電圧がその電圧に達するのに必
要とされる時間が短縮されることになる。最終的結果
は、スイッチ110がオン切換えされる時間の減少にあ
る。スイッチのオン時間の短縮は、コンバータの入力端
子に接続された電源から吸収されるエネルギーの減少を
導く。場合によっては、システムは、同じ出力電圧で再
びエネルギーバランスに達する。
先行技術回路の特徴的波形を例示している。図2Aは、
コンデンサ260を横断する電圧のプロットである。図
2Bは、ワンショットマルチバイブレータの出力端24
0における電圧のプロットである。図2Cは、スイッチ
110を横断する電圧のプロットである。例示されてい
る通り、スイッチ電圧はゼロに揺れ戻り、ワンショット
マルチバイブレータによってスイッチが再度オン切換え
される前にMOSFETデバイスの固有ボディダイオー
ドによってクランプされる。
一定オフ時間タイプの制御を提供する。このタイプの制
御は、リンギング波形の時間T2、つまりゼロに戻るの
に必要な時間が一定である場合に適している。残念なが
ら、時間T2は、供給電圧、負荷、電源回路のコンポー
ネント値及び公差の全てを含む数多くのパラメータの関
数である。実践的なケースにおいては、時間T2は2〜
1の範囲にわたり容易に変動し得る。図3Aは、オフ時
間が短かすぎてスイッチが早くオン切換えされた場合の
スイッチ電圧波形を、又図3Bはスイッチ電流波形を例
示する。図4Aは、オフ時間が長すぎスイッチが遅くオ
ン切換えされた場合のスイッチ電圧波形を例示し、図4
Bはスイッチ電流波形を例示する。両方の場合におい
て、オン切換えの瞬間にはスイッチを横断する実質的電
圧が存在し、スイッチ内で大きな電流スパイク及び過剰
の散逸がもたらされる。スイッチ電圧の急速な崩壊及び
急激な電流スパイクの結果、コンバータにより生成され
るEMIは増大し、一方で過剰な散逸は効率を低下さ
せ、信頼性の問題をひき起こす。これらの結果は全て望
ましくないものであり、回避すべきである。図3A−B
に例示されているケースにおける電力スイッチの早尚な
オン切換えは、ワンショットマルチバイブレータの時間
T1を予想される最長の時間T2よりも長くなるように
セットすることによって容易に回避できる。しかしなが
ら、数多くの利用分野において、特に以上で論述した理
由から長い時間T1が選択された場合に、図4A−Bで
例示されたケースにおいて電力スイッチの遅いオン時間
を回避することは非常に困難であるか、さらには不可能
でさえある。完璧ではないものの一般的な実践方法は、
時間T2が時間T1よりも長いか又は実質的に短い場合
にZVSが喪失されるが、通常の条件下でZVSを生み
出すような形で時間T1を選ぶことにある。多くの設計
において、図1の先行技術回路に例示されている方法を
用いて望ましい動作範囲にわたりZVSを達成すること
は不可能である。
orporationによって製造されたUC1862集積回路と
いったような異なる先行技術制御装置によって制御され
るフライバックZVSコンバータを例示する。この制御
装置は、図1の先行技術制御装置の主要な欠点を回避
し、以下のように作動する。ワンショットマルチバイブ
レータ222は、引き外しされた後、反転バッファ23
0を通して電力スイッチ110をオフに切換える。電力
スイッチは、ワンショットマルチバイブレータの時間T
2が満了した時点か又は時としてゼロ電圧検出又はZV
D比較器として知られている比較器320がタイミング
を終了した時点のいずれか早く起こった方の時点で、オ
ンに切換えられる。比較器320の反転入力端は、電源
MOSFETスイッチのドレーンに接続され、非反転入
力端は電圧源330に接続される。電力スイッチを横断
する電圧が電圧源330の電圧よりも低くなったとき、
例えば2ボルトより低くなった時点で、比較器320の
出力は高くなり、タイミングを終結する可能性がある。
このような低電圧は、共振コンデンサ120の放電によ
りひき起こされる散逸及びEMIの増大が無視できるも
のとなるほど充分に小さいものとみなされる。図5には
例示されていないが、ワンショットマルチバイブレータ
222には、オフ切換えの直後に電力スイッチをオン切
換えすることを避けるべく、引き外しされた直後に比較
器320の出力端に応答しないように、配慮がなされて
いなければならない。
は、電圧制御型電流源272を含む電圧制御型オシレー
タつまりVCO、VCOのためのタイミングコンデンサ
260、上限値V2及び下限値V1を伴うヒステリシス
比較器272、及び放電トランジスタ250が含まれ
る。この回路には同様に、誤差増幅器280、電圧基準
源290、入力抵抗300及びフィードバックコンデン
サ310も含まれる。ヒステリシス比較器272の出力
が低い場合、トランジスタ250はオフとなり、電圧制
御型電流源22はタイミングコンデンサ260を充電す
る。場合によっては、コンデンサ電圧は上限V2に達
し、比較器272の出力は高くなる。低から高への遷移
がワンショットマルチバイブレータ272を引き外し、
そしてトランジスタ250もオンに切換える。このトラ
ンジスタはコンデンサ260を放電し始める。コンデン
サが下限値V1まで放電された時点で、ヒステリシス比
較器272の出力は低くなり、トランジスタ250はオ
フに切換わり、コンデンサの充電サイクルは再び始ま
る。
幅器280の出力電圧に比例する。誤差増幅器の非反転
入力端はコンバータの出力端210に接続されるが、誤
差増幅器の反転入力端は抵抗器300を通して電圧基準
源290に接続されている。システムの安定性を確保す
るため誤差増幅器の出力端と反転入力端の間にフィード
バックコンデンサ310が接続されている。例えば、コ
ンバータの出力電圧が入力電圧の上昇又は負荷電流の減
少を理由として上昇した時点で、誤差増幅器の出力端に
おける電圧はより高くなり、電圧制御型電流源272の
電流の増大がもたらされる。この電流の増大はVCOの
周期T4の減少、さらには電力スイッチ110のオン時
間の減少をもたらす。最終的結果は、コンバータの入力
端子に接続された電源から吸収されるエネルギーの減少
にある。場合によっては、システムは、同じ出力電圧を
維持しながら再びエネルギーバランスに達する。
波形を例示する。図6Aは、コンデンサ260を横断す
る電圧の波形図である。図6Bは、ワンショットマルチ
バイブレータ222の出力端における電圧の波形図であ
る。図6Cは、スイッチ110を横断する電圧の波形図
である。スイッチ電圧がゼロに揺れ戻ると直ちにスイッ
チが再びオンに切換わるということがわかる。
分の条件の下でZVSに近い動作を保持しながら、最大
のリンギング時間T1に対処するようにワンショットマ
ルチバイブレータの最大タイミング値T2をセットする
ことが明らかに可能である。
がある。まず第1に、これには2つの独立したタイミン
グ回路すなわちVCO及びワンショットマルチバイブレ
ータが必要とされる。第2に、電力スイッチの最小オン
時間は、VCOの最小周期とスイッチ電圧波形のリンギ
ング時間T1の間の差異として生成される。作動条件の
変化及びコンポーネント公差のため、最小オン時間を非
常に正確に規定することはできない。この事実のため、
軽負荷及び/又は高い入力電圧条件の下での調節喪失又
はゼロ電圧切換えの喪失がもたらされる可能性がある。
あるいはまた、きわめて正確であり、したがってよりコ
ストの高くつくことであるが、タイミング及び共振コン
ポーネント及び/又はタイミングパラメータの個々の調
整が必要とされる可能性がある。
目的は、広範囲の作動条件及びコンポーネント公差にわ
たりゼロ電圧切換えを確保する共振コンバータのための
制御装置を提供することにある。
ングパラメータの個々の調整を必要としない共振コンバ
ータのための制御装置を提供することにある。
件及びコンポーネント公差にわたり出力電圧の調節を維
持することのできる共振コンバータのための制御装置を
提供することにある。
圧切換えの喪失の場合の電力スイッチの過剰散逸及び切
換えデバイス又は負荷を横断する過電圧に対する付加的
な保護を含む共振コンバータのための制御装置を提供す
ることにある。
シック集積回路技術を用いた実施に適した共振コンバー
タのための制御装置を提供することにある。
スイッチのオフ時間を適正に制御するのに適した電圧検
出手段を配備することにした。
施態様によるZVSフライバックコンバータ及びそのた
めの制御装置の概略的回路図が示されている。電力スイ
ッチ110がR−Sラッチ470により制御されてい
る。ラッチ470がセットされた時点で、電力スイッチ
110はオンに切換えられる。ラッチ470がリセット
されると、電力スイッチ110はオフに切換えられる。
ラッチ470は比較器460によりセットされ、もう1
つの比較器465によりリセットされる。比較器460
の出力は、タイミングコンデンサ260の電圧が比較器
460のしきい値を上回った時点で高くなる。例えば3
ボルトといったこのしきい値は、電圧源435によって
セットされる。タイミングコンデンサ260の電圧が電
圧源40によりセットされた比較器465のしきい値
(例えば1ボルト)より低く減少した時点で比較器46
5の出力は高くなる。電力スイッチ110がオフに切換
わっている時間中、タイミングコンデンサ260は抵抗
器420の中で樹立された電流によって充電され、一対
のPNPトランジスタ422、424を含む電流ミラー
により反射される。トランジスタ422、424のエミ
ッタは、大地との間で電圧V3(例えば4ボルト)を有
する母線400に接続されている。2入力端ANDゲー
ト455の出力が高くなった時点で、電圧制御型電流源
450は有効化され、充電電流はこの電流源内を流れる
電流の付加によって増大する。この付加的電流は通常、
トランジスタ424内を流れる電流に比べて少なくとも
3倍以上と著しく高いものである。このためタイミング
コンデンサ260の電圧は急速に上昇し、電力スイッチ
110のオフ時間の迅速な終結がもたらされる。AND
ゲート455の出力は、(1)コンデンサ260を横断
する電圧が電圧源430の電圧(例えば1.5ボルト)
を上回る、及び(2)スイッチ110を横断する電圧が
電圧源330の電圧より低く降下する、という2つの条
件が同時に満たされたときに高くなる。第1の条件が満
たされた時点で、比較器445の出力は高くなる。第2
の条件が満たされた時点で、比較器320の出力は高く
なる。第1の条件は、オフ切換えの直後の電力スイッチ
110のオン切換えを避けるために必要とされるもので
ある。第2の条件は、横断する電圧がゼロ近くまで揺れ
戻った直後に電力スイッチ110のオン切換えを可能に
することによってゼロ電圧切換えを確保するために必要
とされるものである。
スタ402、404、412及び414を含む電流ミラ
ーシステムの出力トランジスタ414内を流れる電流に
よって放電される。電流ミラーシステムの入力電流は、
抵抗器406によって打ち立てられる。抵抗器406
は、誤差増幅器280の出力端と電流ミラーシステムの
間に接続される。誤差増幅器の基準電圧は電圧源290
のものである。完全なフィードバックループの安定性を
確保するために入力抵抗器300及びフィードバックコ
ンデンサ310が必要とされる。
圧が高くなった時点で低くなり、抵抗器406内を流れ
る電流の増大を導く。電流の増大はコンデンサ260の
放電時間の短縮ならびにスイッチ110のオン時間の短
縮をもひき起こす。最終的結果は、コンバータの出力電
圧の調節にある。
タ410は抵抗器408を通してオンに保たれ、トラン
ジスタ412及び414を含む電流ミラーの入力電流を
分流する。かくして、オフ時間中にタイミングコンデン
サ260のために利用できる放電電流は全くない。同様
にして、スイッチ110のオン時間中、トランジスタ4
18は抵抗器416を通してオンに保たれ、トランジス
タ422及び424を含む電流ミラーの入力電流を分流
する。かくして、オン時間中にタイミングコンデンサ2
60のために利用できる放電電流は全くない。
路が示す特徴的波形が示されている。図8Aは、タイミ
ングコンデンサ260を横断する電圧の波形図である。
図8BはR−Sラッチ470のQ出力端における電圧の
波形図である。図8Cはスイッチ110を横断する電圧
の波形図である。これらの波形図から明らかであるよう
に、上述の先行技術の回路がもつ欠点の全てが削除され
ている。この回路では、ZVSは、電力スイッチ110
のオフ時間を迅速に終結させるゼロ電圧検出器によって
確保されている。最大オフ時間の設定及び可変的オン時
間の設定という2つの機能を果たすために単一のタイミ
ング回路が使用される。制御装置のオン時間設定区分と
オフ時間設定区分の間には、事実上相互作用は全くな
い。
実施態様によるZVSフライバックコンバータ及びその
ための制御装置の概略的回路図が示されている。この回
路と図7の回路の間の差異は、図9の回路においてはオ
フタイミングがスイッチ110のゼロ電圧条件の検出時
点で急速に終結されない、という点にある。以下の条
件、すなわち比較器445の出力が高く、タイミング信
号が電圧源430により設定された下限値を超えたこと
を示していること、及びZVD比較器320の出力が高
く、電力スイッチを横断する電圧が低いことを示してい
ること、又は比較器460の出力が高く、最大許容オフ
時間が満了したことを示していること、という条件が満
たされたときに、電力スイッチのためのオン切換え信号
が生成される。必要とされる論理機能は、2入力端AN
Dゲート455及び2入力端ORゲート485によって
達成される。オン切換え信号はR−Sラッチ480をセ
ットする。ANDゲート455の出力がラッチ480を
セットしたならば、コンデンサ260を横断する電圧の
タイミング波形は、比較器460のしきい値に至るまで
ずっと同じ割合で増加し続ける。このしきい値に達した
時点で、もう1つのR−Sラッチ475がセットされ
る。R−Sラッチ475の反転した(Qバー)出力は、
トランジスタ422、424を含む電流ミラーを無効化
し、トランジスタ412、414を含む放電電流ミラー
を有効化する。
回路が示す特徴的波形を例示する波形図が示されてい
る。図10Aはコンデンサ260を横断する電圧の波形
図である。図10Bは、R−Sラッチ480のQ出力端
における電圧の波形図である。図10Cは、スイッチ1
10を横断する電圧の波形図である。
図9の実施態様の実際上の利点は、電圧源435により
設定された上限値に達した時点でコンデンサ260を横
断するタイミング電圧には無視できるほどのオーバーシ
ュートしか発生しないということにある。オーバーシュ
ートは、それに続くオン時間の増大をもたらし、母線4
00上での電圧V3の上昇を必要とするという理由で、
望ましくないものである。低電圧利用分野においては、
およそ0.5ボルトの小さなオーバーシュートでさえ回
避されなくてはならない。
の欠点は、最小達成可能オン時間の値の増大にある。図
7の回路においては、最小達成可能オン時間は、タイミ
ングキャパシタンスと、上限と下限の差を最大放電電流
で除したものとの積に等しい。図9の回路では、付加的
な項が現われる。この付加的な項は、電力スイッチの最
大オフ時間と実施のオフ時間の差である。最大オフ時間
は、タイミングキャパシタンスに、上限と下限の差を設
定された充電電流で除したものを乗じたものに等しい。
なお、最小達成可能オン時間の増加はコンバータの制御
範囲を低減するが、多くの設計において低減した制御範
囲を受容することが可能である、という点に留意すべき
である。
で詳述した先行技術の制御装置よりも優れており、数多
くの設計のためにきわめて適している。しかしながら、
両方の回路共、いくつかの要求度の高い利用分野におけ
るこれらの利用を妨げる可能性のあるわずかな欠点を有
している。図11に示されている、本発明の第3の好ま
しい実施態様はこれらのわずかな欠点を除去し、全般的
用途のための最良の回路であると考えられている。
とオン時間設定は完全に分離されている。最大オフ時間
は、いくつかの回路コンポーネント及びパラメータを通
して生成される。これらには、トランジスタ522及び
526によって形成される電流ミラーの出力端における
電流、コンデンサ264、基準電源435及び比較器4
60が含まれる。電流ミラーの入力電流は抵抗器520
によって設定される。電力スイッチ110は、最大オフ
時間に達したか又はZVD比較器320及び比較器44
5の出力のAND組合せが高くなったかのいずれかの時
点でオンに切換えられる。OR機能はゲート485によ
り達成され、AND機能はゲート455により達成され
る。
びパラメータを通して生成される。これらには、トラン
ジスタ522及び524によって形成される電流ミラー
の出力端における電流、コンデンサ262、誤差増幅器
280の出力電圧、及び比較器467が含まれる。比較
器467の出力が高くなり、コンデンサ262を横断す
る電圧が誤差増幅器280の出力により設定されたしき
い電圧に達したことを示した時点で、R−Sラッチ47
0はリセットされ、その出力は低くなり、電力スイッチ
110をオフに切換える。
532を通してオンに切換えられ、かくしてオン時間設
定コンデンサ262を横断する電圧をゼロ近くに保つ。
オン時間中、トランジスタ30が、抵抗器34を通して
オンに切換えられ、かくしてオフ時間設定コンデンサ2
64を横断する電圧をゼロ近くに維持する。
器280及び、入力抵抗器300、フィートバックコン
デンサ310及び基準電圧源290を含む付随するコン
ポーネントにより達成される。例えば、コンバータの出
力電圧が高すぎる場合、誤差増幅器280の出力電圧は
減少し、オン時間の減少がもたらされ、場合によってコ
ンバータの出力電圧が安定化されることになる。
の回路が示す特徴的波形を例示する波形図が示されてい
る。図12Aは、コンデンサ264を横断する電圧の波
形図である。図12Bは、コンデンサ262を横断する
電圧の波形図である。図12Cは、R−Sラッチ470
のQ出力端における電圧の波形図である。図12Dはス
イッチ110を横断する電圧の波形図である。
の実施態様によるZVSフライバックコンバータ及びそ
のための制御装置の概略的回路図が示されている。この
回路では、オン時間変調は、誤差増幅器の出力の助けを
得てコンデンサ262の充電電流を変更することによっ
て達成される。充電電流は、トランジスタ536、53
8により形成される電流ミラーの出力電流に等しい。こ
の電流ミラーの入力電流は、誤差増幅器280の出力端
と電流ミラーの入力端子の間に接続された抵抗器540
により打ち立てられる。コンデンサ電圧が、電圧源45
によって適切に設定された比較器467のしきい値に達
した時点で、R−Sラッチ470がリセットされ、電力
スイッチ110はオフに切換えられる。電圧調節は以下
の通りに達成される:例えば、コンバータの出力電圧が
高すぎる場合、誤差増幅器280の出力電圧は減少し、
ミラー電流の増大、それに続くオン時間の減少、そして
場合によっては、コンバータの出力電圧の安定化が導か
れる。図13の回路の残りの部分は、図11に関連して
上述した通りに機能する。
の回路が示す特徴的波形を例示する波形図が示されてい
る。図14Aは、コンデンサ264を横断する電圧の波
形図である。図14Bは、コンデンサ262を横断する
電圧の波形図である。図14Cは、R−Sラッチ470
のQ出力端における電圧の波形図である。図14Dは、
スイッチ110を横断する電圧の波形図である。
力端が過負荷されたか又は短絡した場合に電力スイッチ
に対する損傷を防ぐことにある。サイクル毎の保護を提
供するものを含む複数のタイプの過負荷保護スキームが
先行技術において知られている。このような保護スキー
ムでは、電力スイッチは、スイッチ内の電流が予め定め
られたレベルを上回ったことを検出した時点で直ちにオ
フに切換えられる。電力スイッチは、次のクロック周期
の初め又はある一定の経過時間後に再びオンに切換えら
れる。
中で使用できるが、保護が動作している場合には、ゼロ
電圧切換え特性が保持されていることが不可欠である。
図15は、このような保護回路を図9の制御装置の中で
いかに実施させ得るかを例示している。図7の制御装置
の場合と同様の保護回路を利用することができる。
は電流感知抵抗器605の助けをかりて監視される。抵
抗器605を横断する電圧が過度のスイッチ電流のため
に電圧源615の電圧を超えた時点で、比較器610の
出力は高くなり、R−Sラッチ620をセットする。ラ
ッチ620の反転した出力は、ANDゲート630を通
してスイッチ110のための駆動信号を抑止する。R−
Sラッチ620はリセットされ、スイッチ110のため
の駆動信号は、タイミングコンデンサ260を横断する
電圧が電圧源440により設定された電圧レベルより下
に降下した時点で有効化される。
器610によって終結された場合のゼロ電圧切換えを確
保するため、オフ時間の大きい増加は避けなくてはなら
ない。通常、オフ時間は、スイッチ110を横断して現
われるリンギング電圧波形に等しい。過負荷の間、オフ
時間は、オン時間の残りの部分により増加し、最適な値
よりも数倍長いものであり得る。この増加を低減するた
め、電流シンク625が制御装置に付加される。電流シ
ンクは、R−Sラッチ620の反転した出力によってオ
ンに切換えられる。ラッチの反転出力が高い場合、シン
ク625内を流れる電流はトランジスタ414内を流れ
る電流に加わり、コンデンサ260は電源440の電圧
まで急速に放電する。このようにして、オフ時間限界の
増大は最小限に保たれ、過負荷の間にゼロ電圧切換えを
失う確率は低い。
の回路が示す特徴的波形を例示する波形図が示されてい
る。図16Aは、タイミングコンデンサ260を横断す
る電圧の波形図である。図16Bは、スイッチ110の
電流の波形図である。図16Cは、スイッチ110の駆
動電圧の波形図である。図16Dは、スイッチ110を
横断する電圧の波形図である。
ーネント公差のいくつかの組合せにより、ゼロ電圧切換
えの喪失がもたらされる可能性がある。このようなこと
が起こった場合、電力スイッチ110内の散逸は突然、
正常値の数倍高い値まで増大する。このような高い散逸
は、スイッチ110を容易に破壊できるのでこのような
可能性に対する保護を提供することが望ましい。図17
に例示されている回路は、このような過剰散逸保護を提
供するのに役立つ。
回路770には、誤差増幅器280及びその付随する入
力抵抗器300、フィードバックコンデンサ310、基
準電源290、ゼロ電圧比較器320及び電圧源330
を除いて、図7、9、11及び13のいずれの制御装置
の回路も全て含まれている。ソフトスタート分岐回路7
55が、端子776に供給電圧が現われたこと又は端子
778に論理レベルが現われたことを検出し、応答とし
て、端子777における電圧を低レベルから高レベルま
で漸進的に傾斜させる。端子777における漸進的に上
昇する電圧は、ダイオード760及び765の陽極端子
の接合767における電圧の漸進的上昇をひき起こし、
低い値から高い値までオン時間の漸進的増加を導く。最
終的結果は、ソフトスタートと呼ばれる漸進的に上昇す
るコンバータ出力電圧である。ソフトスタートの間、コ
ンバータの電力スイッチ110の平均散逸は、スイッチ
電圧及び電流が小さいことから低減される。平均散逸
は、コンバータがソフトスタートシーケンスの最初の部
分の間、完全にオフに保たれるような形でソフトスター
ト分岐回路が設計されている場合に、さらに低減され得
る。このようなソフトスタート機能を提供することので
きる回路解決策が数多く考えられるということを指摘し
ておくべきである。
の過剰散逸及び過電圧保護回路の実施を例示する概略的
回路図が示されている。ゼロ電圧切換えの喪失は、電源
MOSFETスイッチ110のゲート及びドレーン電圧
を同時に監視することによって検出される。これらの電
圧がゼロ切換えの喪失のために同時に高い場合、ゲート
710の出力も同様に高く、電流源715はオンに切換
えられる。コンデンサ20及び抵抗器725が、電流源
715の中を流れる電流パルスのDC成分をろ過して除
去する。DC成分が電圧源735のものを超えて抵抗器
725内に電圧降下をひき起こす場合、比較器730の
出力は高くなり、デュアル入力端ORゲート750を通
してソフトスタートサイクルを開始する。ゲート750
のもう1つの入力端を通してもソフトスタートサイクル
を開始することができる。例えば、出力端においてか又
は電力スイッチ110を横断して過電圧事象が発生した
場合、これが役に立つ。電圧が電圧源745の電圧を超
えた場合、比較器740の出力は高くなり、ソフトスタ
ートサイクルを開始させる。
ックコンバータと組合せた形で記述してきたが、これら
を、バック、ブースト、バック−ブースト、フォワー
ド、SEPIC及びZETAといったその他のタイプの
ZVSコンバータならびに様々なタイプのプッシュ−プ
ル、ハーフブリッジ又はフルブリッジコンバータ又はク
ラスEのインバータと組合わせることもできる。本発明
の一変形態様においては、図7及び9の回路内でタイミ
ングコンデンサを充電及び放電する電流をオン又はオフ
に切換えることは、並列スイッチで電流ミラーの入力電
流を分流する代りに直列スイッチを用いることによって
達成できる。さらに、本発明の例示された実施態様のす
べてにおいて、オフ時間中にタイミングコンデンサを充
電する電流ミラーを抵抗器で置き換えることが可能であ
る。さらに、タイミングコンデンサを横断する電圧を監
視する比較器445で達成されるものとして例示されて
いるオフ間隔の最初におけるゼロ電圧検出信号の一時的
抑止は、電力スイッチがオフに切換えられる瞬間に引き
外される独立したタイマー回路によっても行なうことが
可能である。
間及び可変的オン時間タイプの先行技術の制御装置の概
略的回路図である。
示す特徴的波形を表わす波形図である。図2Bは、通常
動作中に図1の先行技術回路が示す特徴的波形を表わす
波形図である。図2Cは、通常動作中に図1の先行技術
回路が示す特徴的波形を表わす波形図である。
回路が示すスイッチ電圧及び電流の波形を示す波形図で
ある。図3Bは、オフ時間が短かすぎる場合に図1の回
路が示すスイッチ電圧及び電流の波形を示す波形図であ
る。
路が示すスイッチ電圧及び電流の波形を示す波形図であ
る。図4Bは、オフ時間が長すぎる場合に図1の回路が
示すスイッチ電圧及び電流の波形を示す波形図である。
時間及び可変周波数タイプの先行技術の制御装置の概略
的回路図である。
形を表わす波形図である。図6Bは、図5の先行技術回
路が示す特徴的波形を表わす波形図である。図6Cは、
図5の先行技術回路が示す特徴的波形を表わす波形図で
ある。
バックコンバータ及びそのための制御装置の概略的回路
図である。
す波形図である。図8Bは、図7の回路が示す特徴的波
形を表わす波形図である。図8Cは、図7の回路が示す
特徴的波形を表わす波形図である。
バックコンバータ及びそのための制御装置の概略的回路
図である。
表わす波形図である。図10Bは、図9の回路が示す特
徴的波形を表わす波形図である。図10Cは、図9の回
路が示す特徴的波形を表わす波形図である。
イバックコンバータ及びそのための制御装置の概略的回
路図である。
を表わす波形図である。図12Bは、図11の回路が示
す特徴的波形を表わす波形図である。図12Cは、図1
1の回路が示す特徴的波形を表わす波形図である。図1
2Dは、図11の回路が示す特徴的波形を表わす波形図
である。
イバックコンバータ及びそのための制御装置の概略的回
路図である。
を表わす波形図である。図14Bは、図13の回路が示
す特徴的波形を表わす波形図である。図14Cは、図1
3の回路が示す特徴的波形を表わす波形図である。図1
4Dは、図13の回路が示す特徴的波形を表わす波形図
である。
概略的回路図である。
を表わす波形図である。図16Bは、図15の回路が示
す特徴的波形を表わす波形図である。図16Cは、図1
5の回路が示す特徴的波形を表わす波形図である。図1
6Dは、図15の回路が示す特徴的波形を表わす波形図
である。
の実施を例示する概略的回路図である。
8、422、424、522、524、526 トラン
ジスタ 34、406、408、416、420、540、60
5、725 抵抗器 40、290、330、430、435、440、61
5、745 電圧源 110 電力スイッチ 260 タイミングコンデンサ 280 誤差増幅器 300 入力抵抗器 310 フィードバックコンデンサ 320、445、460、465、610、730、7
40 比較器 450、715 電流源 470、475、480、620 R−Sラッチ 455、485、630、750 ゲート 625 電流シンク 755 ソフトスタート分岐回路 760、765 ダイオード 770 制御装置分岐回路
Claims (9)
- 【請求項1】 電力スイッチを利用するゼロ電圧切換え
共振電源装置内で使用するためのパルス幅変調制御装置
において、 電力スイッチのオン時間を設定するためのオンタイミン
グ回路;電源装置の出力電圧が、入力電圧及び負荷電流
が変動する条件の間、基準電圧に比例した状態にとどま
るように、前記オンタイミング回路によって生成された
時間的間隔を変調させるための変調手段;電力スイッチ
を横断する電圧が、電力スイッチのオフ時間中にしきい
電圧より低く降下したことを検出するための電圧検出手
段;電力スイッチのオフ時間の最高時限を設定するため
のオフタイミング回路;電力スイッチのオフ状態を終結
させるための終結手段;及び電力スイッチがオフに切換
えられた瞬間に始まるこの電力スイッチの最大オフ時間
の一区分の間、電圧検出手段を無効化するための無効化
手段を含んで成るパルス幅変調制御装置。 - 【請求項2】 タイミングコンデンサ;タイミングコン
デンサに接続された電圧制御型電流シンク;タイミング
コンデンサに接続された定電流源;電力スイッチのゲー
ト端子に接続された非反転出力端をもつR−Sラッチ;
タイミングコンデンサに接続され、第1のしきい電圧よ
り低いタイミングコンデンサを横断する電圧の降下に対
する応答性をもち、R−Sラッチのリセット入力端に接
続された出力端を有する、第1の電圧比較器手段;タイ
ミングコンデンサに接続され、第1のしきい電圧より高
い第2のしきい電圧を超えるタイミングコンデンサを横
断する電圧の増加に対する応答性をもち、R−Sラッチ
のセット入力端に接続されている出力端を有する第2の
電圧比較器手段;電圧制御型電流シンク内を流れる電流
が誤差増幅器の出力電圧の上昇に伴って増加するような
形で電圧制御型電流シンクの入力端に接続されている出
力端を有する、電源装置の出力電圧に対する応答性をも
つ誤差増幅器手段;電力スイッチに接続され、電力スイ
ッチを横断する電圧が第3のしきい電圧より低く降下し
たのに応答し、2入力端ANDゲートの第1の入力端に
接続された出力端を有する第3の電圧比較器手段;タイ
ミングコンデンサに接続され、タイミングコンデンサを
横断する電圧が第1及び第2のしきい値の間にある第4
のしきい電圧を超えて上昇したのに応答し、前記AND
ゲートの第2の入力端に接続されている出力端を有する
第4の電圧比較器手段;タイミングコンデンサに接続さ
れ、前記ANDゲートの出力に対する応答性をもつ高電
流切換え型電流源;R−Sラッチの非反転出力端が低電
圧にあるとき、電圧制御型電流シンクの中を流れる電流
を本質的にゼロまで減少させるため、電圧制御型電流シ
ンクとR−Sラッチの間に接続された第1のトランジス
タ;及びR−Sラッチの非反転出力端が高電圧にあると
き、定電流源により供給される電流を本質的にゼロまで
減少させるような形で、電圧制御型電流シンクとR−S
ラッチの間に接続された第2のトランジスタをさらに含
んで成る、請求項1に記載のパルス幅変調制御装置。 - 【請求項3】 タイミングコンデンサ;タイミングコン
デンサに接続された電圧制御型電流シンク;タイミング
コンデンサに接続された定電流源;電力スイッチのゲー
ト端子に接続された非反転出力端をもつ第1のR−Sラ
ッチ;第2のR−Sラッチ;タイミングコンデンサに接
続され、タイミングコンデンサを横断する電圧が第1の
しきい電圧より低く降下したことに対し応答性をもち、
第1のR−Sラッチのリセット入力端及び第2のR−S
ラッチのリセット入力端に接続されている出力端を有す
る、第1の電圧比較器手段;タイミングコンデンサに接
続され、第1のしきい電圧よりも高い第2のしきい電圧
を超えるタイミングコンデンサを横断する電圧に対する
応答性をもち、第2のR−Sラッチのセット入力端及び
2入力端ORゲートの第1の入力端に接続されている出
力端を有する第2の電圧比較器手段;電源装置の出力電
圧に対する応答性をもち、電圧制御型電流シンク内を流
れる電流が誤差増幅器手段の出力電圧の上昇に伴って増
加するように電圧制御型電流シンクの入力端に接続され
ている出力端を有する誤差増幅器手段;電力スイッチに
接続され、電力スイッチを横断する電圧が第3のしきい
電圧より低く降下したことに対し応答性をもち、2入力
端ANDゲートの第1の入力端に接続されている出力端
を有する第3の電圧比較器手段;タイミングコンデンサ
に接続され、前記第1及び第2のしきい電圧の間にある
第4のしきい電圧を超えるタイミングコンデンサを横断
する電圧に対する応答性をもち、前記ANDゲートの第
2の入力端に接続されている出力端を有し、かつこのA
NDゲートの1つの出力端が前記ORゲートの第2の入
力端に接続され、このORゲートの1つの出力端が前記
第1のR−Sラッチのセット入力端に接続されている、
第4の電圧比較器手段;第2のR−Sラッチの非反転出
力端が低電圧にあるとき、電圧制御型電流シンク内を流
れる電流を本質的にゼロまで減少させるための、電圧制
御型電流シンクと第2のR−Sラッチの間に接続された
第1のトランジスタ;及び第1のR−Sラッチの非反転
出力端が高電圧にあるとき、定電流源により供給される
電流を本質的にゼロまで減少させるような形で、電圧制
御型電流シンクとR−Sラッチの間に接続されている第
2のトランジスタをさらに含んで成る、請求項1に記載
のパルス幅変調制御装置。 - 【請求項4】 第1のタイミングコンデンサ;第2のタ
イミングコンデンサ;第1のタイミングコンデンサに接
続されている第1の定電流源;第2のタイミングコンデ
ンサに対して接続されている第2の定電流源;反転入力
端、非反転入力端及び出力端を有する第1の電圧比較器
手段;セット入力端、リセット入力端、反転出力端及び
非反転出力端を有するR−Sラッチ;2入力端ORゲー
ト;2入力端ANDゲート;電源装置の出力電圧が上昇
した時点で誤差増幅器の出力電圧が降下するような形で
電源装置の出力電圧に対する応答性をもち、第1の電圧
比較器手段の反転入力端に接続された出力端を有し、か
つ、この第1の電圧比較器手段の非反転入力端が第1の
タイミングコンデンサに接続され、第1の電圧比較器の
出力端がR−Sラッチのリセット入力端に接続され、R
−Sラッチの非反転出力端が電力スイッチのゲート端子
に接続されている、誤差増幅器手段;第2のタイミング
コンデンサに接続され、第2のタイミングコンデンサを
横断する電圧が第1のしきい電圧を超えたことに対する
応答性をもち、2入力端ORゲートの第1の入力端に接
続されている出力端を有し、このORゲートの出力端が
R−Sラッチのセット入力端に接続されている、第2の
電圧比較器手段;電力スイッチに接続され、電力スイッ
チを横断する電圧が第2のしきい電圧より低く降下した
ことに対する応答性をもち、2入力端ANDゲートの第
1の入力端に接続されている出力端を有する第3の電圧
比較器手段;第2のタイミングコンデンサに接続され、
第1のしきい電圧よりも低い第3のしきい電圧を超える
第2のタイミングコンデンサを横断する電圧に対する応
答性をもち、前記ANDゲートの第2の入力端に接続さ
れている出力端を有し、前記ANDゲートの出力端が前
記ORゲートの第2の入力端に接続されている、第4の
電圧比較器手段;R−Sラッチの反転出力端が高電圧に
あるとき、第1のタイミングコンデンサを放電させるた
め第1のタイミングコンデンサに接続されている第1の
トランジスタ;及びR−Sラッチの非反転出力が高い場
合に第2のタイミングコンデンサを放電するため第2の
タイミングコンデンサに接続されている第2のトランジ
スタをさらに含んで成る、請求項1に記載のパルス幅変
調制御装置。 - 【請求項5】 第1のタイミングコンデンサ;第2のタ
イミングコンデンサ;第1のタイミングコンデンサに接
続されている定電流源;第2のタイミングコンデンサに
接続された1つの出力端及び1つの入力端を有する電圧
制御型電流源;第1のしきい電圧を供給するための第1
のしきい電圧源;セット入力端、リセット入力端、反転
出力端及び非反転出力端をもち、その非反転出力端が電
力スイッチのゲート端子に接続されているR−Sラッ
チ;前記R−Sラッチのセット入力端に接続されている
出力端をもつ、2入力端ORゲート;2入力ORゲート
の第2の入力端に接続されている出力端をもつ、2入力
端ANDゲート;電源装置の出力電圧が上昇した時点で
誤差増幅器の出力電圧が降下するような形で電源装置の
出力電圧に対する応答性をもち、電圧制御型電流源の入
力端に接続された出力端を有する誤差増幅器手段;第1
のタイミングコンデンサに接続された非反転入力端をも
ち、第1のしきい電圧源に接続された反転入力端をも
ち、かつR−Sラッチのリセット入力端に接続された出
力端を有する第1の電圧比較器手段;第2のタイミング
コンデンサに接続され、第2のタイミングコンデンサを
横断する電圧が第1のしきい電圧を超えたことに対する
応答性をもち、2入力端ORゲートの第1の入力端に接
続されている出力端を有する第2の電圧比較器手段;電
力スイッチに接続され、電力スイッチを横断する電圧が
第2のしきい電圧より低く降下したことに対する応答性
をもち、2入力端ANDゲートの第1の入力端に接続さ
れている出力端を有する第3の電圧比較器手段;第2の
タイミングコンデンサに接続され、第1のしきい電圧よ
りも低い第3のしきい電圧を超える第2のタイミングコ
ンデンサを横断する電圧に対する応答性をもち、前記A
NDゲートの第2の入力端に接続されている出力端を有
する第4の電圧比較器手段;R−Sラッチの反転出力端
が高電圧にあるとき、第1のタイミングコンデンサを放
電するため、第1のタイミングコンデンサに接続された
第1のトランジスタ;及びR−Sラッチの非反転出力端
が高電圧にあるとき、第2のタイミングコンデンサを放
電するため、第2のタイミングコンデンサに接続された
第2のトランジスタをさらに含んで成る、請求項1に記
載のパルス幅変調制御装置。 - 【請求項6】 電力スイッチ内の瞬時電流に比例する電
圧を生成するための電流感知手段;電流感知手段に接続
され、電流感知手段により生成された電圧に対する応答
性をもつ第5の電圧比較器手段;第5の電圧比較器手段
の出力端に接続されたセット入力端をもち、第1の電圧
比較器手段の出力端に接続されたリセット入力端をもつ
第2のR−Sラッチ;電力スイッチのゲート端末に接続
された出力端をもち、前記R−Sラッチの非反転出力端
に接続された第1の入力端をもち、かつ前記第2のR−
Sラッチの反転出力端に接続された第2の入力端をもつ
第2の2入力端ANDゲート;及び回路接地帰線と前記
タイミングコンデンサの間に接続され、前記第2のR−
Sラッチの反転出力端に対する応答性をもつ第2の電流
シンク手段をさらに含んで成る、請求項2に記載のパル
ス幅変調制御装置。 - 【請求項7】 電力スイッチ内の瞬時電流に比例する電
圧を生成するための電流感知手段;前記電流感知手段に
接続され、前記電流感知手段により生成された電圧に対
する応答性をもつ第5の電圧比較器手段;第5の電圧比
較器手段の出力端に接続されたセット入力端をもち、か
つ第1の電圧比較器手段の出力端に接続されたリセット
入力端をもつ第3のR−Sラッチ;電力スイッチのゲー
トに接続された出力端をもち、前記R−Sラッチの非反
転出力端に接続された第1の入力端をもち、かつ前記第
3のR−Sラッチの反転出力端に接続された第2の入力
端を有する第2の2入力端ANDゲート;及び回路接地
帰線と前記タイミングコンデンサの間に接続され、前記
第3のR−Sラッチの反転出力端に対する応答性をもつ
電流シンク手段をさらに含んで成る、請求項3に記載の
パルス幅変調制御装置。 - 【請求項8】 トリガ信号が現われた時点での前記オン
タイミング回路の比較的短いオン時間に対応する値から
前記オンタイミング回路の比較的長いオン時間に対応す
る値までソフトスタート回路の出力が漸進的に変化する
ような形でトリガ信号に対する応答性をもつソフトスタ
ート回路;前記変調手段の出力端に接続された第1の入
力端、ソフトスタート回路の出力端に接続された第2の
入力端及びオンタイミング回路の入力端に接続された出
力端をもち、その出力がその第1及び第2の入力端にお
ける電圧のうちの低い方に比例している、アナログAN
Dゲート;オン切換え信号が開始される瞬間における予
め定められた電圧よりも電力スイッチを横断する電圧が
高いことを検出し、電力スイッチを横断する電圧及びオ
ン切換え信号の両方が高い時間と電力スイッチを横断す
る電圧の積に比例する出力電圧を生成するためのオーバ
ーラップ検出器手段;及びオーバーラップ検出器手段の
出力電圧が閾値電圧を上回った時点で前記トリガ信号を
生成するため、オーバーラップ検出器手段の出力端に接
続されたトリガ回路をさらに含んで成る、請求項1に記
載のパルス幅変調制御装置。 - 【請求項9】 トリガ信号が現われた時点での前記オン
タイミング回路の比較的短いオン時間に対応する値から
前記オンタイミング回路の比較的長いオン時間に対応す
る値までソフトスタート回路の出力が漸進的に変化する
ような形でトリガ信号に対する応答性をもつソフトスタ
ート回路;前記変調手段の出力端に接続された第1の入
力端、ソフトスタート回路の出力端に接続された第2の
入力端及びオンタイミング回路の入力端に接続された出
力端をもち、その出力がその第1及び第2の入力端にお
ける電圧のうちの低い方に比例しているアナログAND
ゲート;及び電源装置の出力電圧がしきい電圧を上回る
ことを検出し、これに応答して前記トリガ信号を生成す
るための電圧検出器手段をさらに含んで成る、請求項1
に記載のパルス幅変調制御装置。
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