JPH09154283A - Control system of power converter - Google Patents
Control system of power converterInfo
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- JPH09154283A JPH09154283A JP7334085A JP33408595A JPH09154283A JP H09154283 A JPH09154283 A JP H09154283A JP 7334085 A JP7334085 A JP 7334085A JP 33408595 A JP33408595 A JP 33408595A JP H09154283 A JPH09154283 A JP H09154283A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ、コン
バータ等の電力変換器の制御システムに係り、特に、Ｐ
ＷＭ制御（パルス幅変調制御）により駆動される電力変
換器の制御システムに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control system for power converters such as inverters and converters, and more particularly to P
The present invention relates to a control system for a power converter driven by WM control (pulse width modulation control).
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、ＰＷＭ制御により駆動される電力
変換器の制御システムは、負荷の電流指令値と電流検出
値から電圧指令値を演算し、この電圧指令値と三角波キ
ャリアとを比較し、ＰＷＭパルスを発生し、このＰＷＭ
パルスによって電力変換器２を駆動し、負荷装置３を制
御する。この場合、指令値と検出値は、同じ周期で同時
にサンプルし、それぞれの値を読み込み、サンプル・ホ
ールドする方式を採用している。図２に、従来のサンプ
ル方式における三角波キャリア、電流検出値をサンプル
するためのサンプル信号１、指令値をサンプルするため
のサンプル信号２、電流波形（電流検出値）、電流検出
値をサンプル・ホールドしたときの出力波形を示す（サ
ンプル・ホールド器１の出力波形として示す。）。ここ
では、三角波キャリアの半周期間をＴｃとし、それを４
等分した周期をサンプル周期Ｔｓとしている例である。2. Description of the Related Art Conventionally, a control system for a power converter driven by PWM control calculates a voltage command value from a load current command value and a current detection value and compares the voltage command value with a triangular wave carrier. Generate a PWM pulse and
The pulse drives the power converter 2 to control the load device 3. In this case, the command value and the detected value are simultaneously sampled in the same cycle, and the respective values are read and sampled and held. In FIG. 2, a triangular wave carrier in the conventional sampling method, a sample signal 1 for sampling a current detection value, a sample signal 2 for sampling a command value, a current waveform (current detection value), and a sample hold for a current detection value. The output waveform when the above is performed is shown (shown as the output waveform of the sample and hold unit 1). Here, the half cycle of the triangular wave carrier is defined as Tc, which is 4
In this example, the equally divided cycle is set as the sampling cycle Ts.
【０００３】ＰＷＭ制御により電力変換器を駆動するシ
ステムでは、三角波キャリアに起因した電流リプルが必
ず発生する。三相交流を対象にした一般的な電力変換器
では、図２のようにキャリア周波数の２倍の周波数成分
（リプル成分）が電流波形に多量に発生する。電流リプ
ルの影響を受けないためには、図２の電流波形上に示し
た波線のような電流変化の平均値を識別する必要があ
る。しかし、サンプル信号１の周期が短い場合には、電
流リプルを含めて読み込んでしまう（サンプル・ホール
ド器１の出力、階段状の波形）。電流リプルは、制御シ
ステム全体の応答周波数が低い場合には問題にならない
が、高応答システムを実現しようとすると、目標通りの
応答が得られなくなってしまう。In a system in which a power converter is driven by PWM control, a current ripple due to a triangular wave carrier always occurs. In a general power converter intended for three-phase alternating current, a large amount of frequency components (ripple components) twice the carrier frequency are generated in the current waveform as shown in FIG. In order not to be affected by the current ripple, it is necessary to identify the average value of the current change, such as the wavy line shown on the current waveform in FIG. However, when the cycle of the sample signal 1 is short, the current ripple is also read (the output of the sample and hold unit 1, the stepwise waveform). The current ripple does not become a problem when the response frequency of the entire control system is low, but if a high response system is to be realized, the desired response cannot be obtained.
【０００４】電流リプルの影響を受けなくする最も単純
な対応策としては、サンプル周期Ｔｓを長くすればよ
い。図２のＡのように、Ｔｓ＝Ｔｃとすることで、電流
リプルを読み込むことはなくなり、その影響を排除する
ことができる。しかし、Ｔｓを長くすることは、無駄時
間要素を増やすことであり、当然のことながら遅れが増
加してしまい、結局は応答は改善されない。また、オー
バーシュートの増加等の問題も生じてしまう。また、Ｔ
ｃ自体を短くする、すなわち、キャリア周波数を高くす
る（Ｔｓ＝Ｔｃのまま）ことができれば、応答は改善さ
れるが、ＧＴＯ等のスイッチング素子を使用している大
容量の電力変換器では、キャリア周波数に限界があり、
実現するのが難しい。さらに、スイッチング損失の面で
も、キャリア周波数はできるだけ低い方が好ましい。そ
の外に、電流検出値をフィルターにかけ、電流リプルの
影響を受けなくする対応策があるが、このフィルター
は、制御系内の遅れ要素を増加させることになり、高応
答化には結び付かない。The simplest countermeasure for eliminating the influence of current ripple is to lengthen the sample period Ts. As shown in A of FIG. 2, by setting Ts = Tc, the current ripple is not read and its influence can be eliminated. However, making Ts longer means increasing the dead time factor, which naturally increases the delay, and the response is not improved in the end. Moreover, problems such as an increase in overshoot may occur. Also, T
If c itself can be shortened, that is, the carrier frequency can be increased (Ts = Tc remains), the response will be improved. However, in a large capacity power converter using a switching element such as GTO, Frequency is limited,
Difficult to realize. Further, in terms of switching loss, it is preferable that the carrier frequency is as low as possible. In addition to that, there is a countermeasure to filter the current detection value so that it is not affected by current ripple, but this filter increases the delay element in the control system and does not lead to high response. .
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、上述
の事情に鑑み、電流検出値に脈動成分が存在する場合に
おいても、脈動成分の影響を受けずに、制御応答を高速
化するに好適な電力変換器の制御システムを提供するこ
とにある。In view of the above circumstances, an object of the present invention is to speed up the control response without being affected by the pulsating component even if the pulsating component exists in the detected current value. It is to provide a suitable power converter control system.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記課題は、ＰＷＭパル
スによって駆動される電力変換器の制御システムにおい
て、インバータ負荷の電流検出値または指令値、もしく
は、コンバータの電源側電流値または入力電流指令値を
それぞれサンプリングする第１または第２のサンプル信
号を発生するサンプル信号発生手段と、それぞれサンプ
リング時のインバータ負荷の電流検出値または指令値、
もしくは、コンバータの電源側電流値または入力電流指
令値をそれぞれホールドする第１または第２のサンプル
ホールド手段を設け、第２のサンプル信号の周期を第１
のサンプル信号より短くすることによって、解決され
る。ここで、第１のサンプル信号は、三角波キャリアの
正と負のピーク時のタイミングに同期して出力するこ
と、または、三角波キャリアの正と負のピーク時と、三
角波キャリアの正から負または負から正までの期間の中
間のタイミングに同期して出力することを特徴とする。
また、上記課題は、ＰＷＭパルスによって駆動される電
力変換器の制御システムにおいて、インバータ負荷の電
流検出値または指令値、もしくは、コンバータの電源側
電流値または入力電流指令値をそれぞれサンプリングす
る第１または第２のサンプル信号を発生するサンプル信
号発生手段と、それぞれサンプリング時のインバータ負
荷の電流検出値または指令値、もしくは、コンバータの
電源側電流値または入力電流指令値をそれぞれホールド
する第１または第２のサンプルホールド手段と、第１の
サンプルホールド手段の出力を補償処理するサンプル値
補償手段を設けることによって、解決される。ここで、
第１及び第２のサンプル信号を出力するタイミングを任
意とし、サンプル値補償手段は、三角波キャリアの正負
のピークからピークまでの期間（半周期間）を補償周期
として、この補償周期毎に補償周期内に発生する第１の
サンプルホールド手段の出力値を平均化処理して補償す
ること、または、三角波キャリアの正負のピークからピ
ークまでの期間（半周期間）を補償周期として、この補
償周期内に発生する第１のサンプルホールド手段の出力
に対して、三角波キャリアのピーク時における検出値だ
けはそのままの値を出力し、それ以降の検出値に関して
は重みを掛けた上で平均化し、その平均値をもって第１
のサンプルホールド手段の出力値を補償することを特徴
とする。SUMMARY OF THE INVENTION In the control system of a power converter driven by PWM pulses, the above-mentioned problem is solved by the current detection value or command value of the inverter load, or the power supply side current value or input current command value of the converter. Sample signal generating means for generating a first or second sample signal for sampling respectively, and a current detection value or command value of the inverter load at the time of sampling,
Alternatively, first or second sample and hold means for holding the current value on the power supply side of the converter or the input current command value, respectively, is provided, and the cycle of the second sample signal is set to the first value.
It is solved by making it shorter than the sample signal of. Here, the first sample signal is output in synchronization with the timing of the positive and negative peaks of the triangular wave carrier, or the positive and negative peaks of the triangular wave carrier and the positive to negative or negative of the triangular wave carrier. It is characterized in that it is output in synchronization with the middle timing of the period from to positive.
Moreover, the said subject WHEREIN: In the control system of the power converter driven by a PWM pulse, the 1st or each which samples the current detection value or command value of an inverter load, or the power supply side current value of a converter, or an input current command value, respectively. Sample signal generating means for generating a second sample signal and first or second current holding value or command value of the inverter load at the time of sampling, or power source side current value or input current command value of the converter, respectively. And the sample value compensating means for compensating the output of the first sample and hold means. here,
The timing for outputting the first and second sample signals is arbitrary, and the sample value compensating means sets the period (half period) from the positive and negative peaks of the triangular wave carrier to the peak as the compensation period, and within the compensation period for each compensation period. Compensation by averaging the output value of the first sample-and-hold means that occurs in 1), or occurs within this compensation cycle with the period (half cycle) from the positive and negative peaks of the triangular wave carrier to the peak as the compensation cycle. With respect to the output of the first sample and hold means, only the detected value at the peak of the triangular wave carrier is output as it is, and the detected values thereafter are weighted and averaged, and the average value is used. First
It is characterized in that the output value of the sample hold means is compensated.
【０００７】本発明は、この解決手段により、脈動成分
の周期性を考慮して、遅れ要素を増加することなく、検
出値に含まれる脈動成分の影響を排除し、制御システム
の応答特性を大幅に向上させることになる。また、サン
プル値を補償して、応答特性（応答時間やオーバーシュ
ート等）を連続的に変え、応答特性の微調整を可能と
し、できるだけ目標仕様に近い制御システムの構築が可
能になる。また、コンバータの応答が速いほど、平滑コ
ンデンサの容量を低減することができ、コンデンサ容量
の低減と装置の小型化が可能になる。According to the present invention, in consideration of the periodicity of the pulsating component, the present invention eliminates the influence of the pulsating component contained in the detected value without increasing the delay element, and greatly improves the response characteristic of the control system. Will be improved. Further, the response characteristics (response time, overshoot, etc.) are continuously changed by compensating the sample value, and the response characteristics can be finely adjusted, and a control system as close to the target specification as possible can be constructed. Further, the faster the response of the converter, the more the capacity of the smoothing capacitor can be reduced, and the capacitor capacity can be reduced and the device can be downsized.
【０００８】[0008]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態にを図面
に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態であ
る電力変換器の制御システムを示す。図１において、１
は指令値と電流検出値に基づいて電力変換器２を制御す
る制御装置、２は負荷装置３を駆動する電力変換器、３
は制御対象の負荷装置、４は電流を検出する電流検出
器、５は電流指令値を出力する指令値発生器である。制
御装置１は、電流検出値をサンプルするサンプル・ホー
ルド器（１）１２、指令値をサンプルするサンプル・ホ
ールド器（２）１４、電流検出値をサンプルするための
サンプル信号１１、指令値をサンプルするためのサンプ
ル信号１３を発生するサンプル信号発生器１５、電圧指
令を演算する電圧指令演算器１６、電圧指令演算器の出
力と三角波キャリアを比較してＰＷＭパルスを作成する
ＰＷＭ制御器１７、電圧指令値と三角波キャリアを比較
する比較器１７１、三角波キャリアを発生させる三角波
発生器１７２、三角波キャリアとサンプル信号発生器の
出力を同期させるための同期信号１８からなる。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a power converter control system according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1
Is a control device that controls the power converter 2 based on the command value and the detected current value, 2 is a power converter that drives the load device 3, and 3
Is a load device to be controlled, 4 is a current detector that detects a current, and 5 is a command value generator that outputs a current command value. The control device 1 includes a sample and hold device (1) 12 for sampling a current detection value, a sample and hold device (2) 14 for sampling a command value, a sample signal 11 for sampling a current detection value, and a command value. A sample signal generator 15 for generating a sample signal 13 for performing a voltage command, a voltage command calculator 16 for calculating a voltage command, a PWM controller 17 for comparing the output of the voltage command calculator with a triangular wave carrier to create a PWM pulse, a voltage It comprises a comparator 171 for comparing the command value and the triangular wave carrier, a triangular wave generator 172 for generating the triangular wave carrier, and a synchronization signal 18 for synchronizing the outputs of the triangular wave carrier and the sample signal generator.
【０００９】本実施形態の動作を説明する。指令値発生
器５から負荷装置３の電流指令値が発生すると、制御装
置１では、電流検出器４の出力と指令値発生器５の出力
をそれぞれサンプル・ホールド器（１）１２、サンプル
・ホールド器（２）１４を用いて読み込み、電圧指令演
算器１６により電圧指令値を演算する。この場合、サン
プル・ホールド器（１）のサンプル信号１１とサンプル
・ホールド器（２）のサンプル信号１３のサンプル周期
を異ならしめ、指令値と検出値をそれぞれ異なる周期で
サンプルし、それぞれの値を読み込む。これらのサンプ
ル周期は、制御装置１の演算処理能力によって決定され
るが、高応答を実現するためには、できるだけ短い周期
が望ましい。ＰＷＭ制御器１７では、電圧指令演算器１
６の出力と三角波発生器１７２から出力される三角波キ
ャリアとを比較器１７１で比較し、ＰＷＭパルスを発生
する。このとき、三角波キャリアとサンプル信号は同期
信号１８により同期させている。ＰＷＭ制御器１７から
出力されるＰＷＭパルスは、電力変換器２を駆動し、負
荷装置３を制御する。なお、同期信号１８は、ＰＷＭ制
御装置１７とサンプル信号発生器１５の同期をとるのが
目的であるため、両者のどちらか一方を基準にして同期
をとればよい（実線または破線で示す矢印の向きはどち
らでもよい。）。The operation of this embodiment will be described. When the current command value of the load device 3 is generated from the command value generator 5, the controller 1 outputs the output of the current detector 4 and the command value generator 5 to the sample and hold unit (1) 12 and the sample and hold, respectively. The voltage command value is calculated by the voltage command calculator 16 by using the device (2) 14. In this case, the sample signal 11 of the sample and hold device (1) and the sample signal 13 of the sample and hold device (2) are made to have different sampling periods, the command value and the detected value are sampled at different periods, and the respective values are set. Read. These sampling periods are determined by the arithmetic processing capability of the control device 1, but in order to realize a high response, it is desirable that the sampling period be as short as possible. In the PWM controller 17, the voltage command calculator 1
The comparator 171 compares the output of No. 6 and the triangular wave carrier output from the triangular wave generator 172 to generate a PWM pulse. At this time, the triangular wave carrier and the sample signal are synchronized by the synchronization signal 18. The PWM pulse output from the PWM controller 17 drives the power converter 2 and controls the load device 3. Since the synchronization signal 18 is intended to synchronize the PWM control device 17 and the sample signal generator 15, either one of them may be used as a reference for synchronization (see an arrow shown by a solid line or a broken line). Either direction is fine.)
【００１０】図３に、本実施形態の三角波キャリア、サ
ンプル信号１（図１のサンプル信号１１に相当）、サン
プル信号２（図１のサンプル信号１３に相当）、電流波
形（電流検出値）、サンプル・ホールド器１の出力波形
を示す。図３においても、図２と同様に、三角波キャリ
アの半周期間Ｔｃを４等分した周期をサンプル周期Ｔｓ
としている。図３における特徴は、電流検出値をサンプ
リングするサンプル信号１の発生タイミングを三角波キ
ャリアのピーク時のみとする点である。図２及び図３に
示すように、電流波形がその平均値（波線）となる点
は、三角波キャリアがピークとなる時点にほぼ等しくな
る。すなわち、三角波キャリアのピーク時のタイミング
で電流の検出を行えば、電流リプルの影響を受けること
はない。これによって、図２のＡと同様に、電流検出値
における高周波の脈動成分を排除することができる。一
方、指令値をサンプルするサンプル信号２は、短い周期
Ｔｓでサンプルを行い、電圧指令演算器１６においても
この短い周期Ｔｓ毎に演算を行う。このため、演算遅れ
の増加は少なく、応答遅れやオーバーシュートが大幅に
増加するようなことはない。もちろん、検出遅れはやや
増加するが、指令値を短い周期で読み込み、電圧指令値
の更新を行っているので、従来方式に比べて応答特性は
大幅に向上する。このように、本実施例では、三角波キ
ャリアのピーク時のタイミングで電流の検出を行い、指
令値を短い周期でサンプリングすることにより、電流検
出における高周波の脈動成分を排除することができると
同時に、制御システムの応答特性を大幅に向上させるこ
とができる。FIG. 3 shows the triangular wave carrier of the present embodiment, sample signal 1 (corresponding to sample signal 11 in FIG. 1), sample signal 2 (corresponding to sample signal 13 in FIG. 1), current waveform (current detection value), The output waveform of the sample and hold device 1 is shown. Also in FIG. 3, as in FIG. 2, the period obtained by dividing the half-cycle Tc of the triangular wave carrier into four equal parts is the sample period Ts.
And The feature in FIG. 3 is that the generation timing of the sample signal 1 for sampling the detected current value is set only at the peak of the triangular wave carrier. As shown in FIGS. 2 and 3, the point at which the current waveform has its average value (wavy line) is approximately equal to the time point when the triangular wave carrier reaches its peak. That is, if the current is detected at the timing of the peak of the triangular wave carrier, it is not affected by the current ripple. This makes it possible to eliminate the high-frequency pulsating component in the detected current value, as in A of FIG. On the other hand, the sample signal 2 for sampling the command value is sampled at a short cycle Ts, and the voltage command calculator 16 also performs calculation at each short cycle Ts. Therefore, the increase in the calculation delay is small, and the response delay and the overshoot do not increase significantly. Of course, the detection delay slightly increases, but since the command value is read in a short cycle and the voltage command value is updated, the response characteristic is greatly improved compared to the conventional method. As described above, in this embodiment, the current is detected at the timing of the peak of the triangular wave carrier, and the command value is sampled at a short cycle, whereby the pulsating component of the high frequency in the current detection can be eliminated, and at the same time, The response characteristics of the control system can be greatly improved.
【００１１】次に、図４は、本発明の他の実施形態を示
す。本実施形態は、制御システムの構成は図１と変わら
ないが、三角波キャリアのピーク時における電流検出値
のサンプリングに加えて、三角波キャリアのピークから
ピークまでの中間においても電流検出値のサンプリング
を行う。これによって、検出遅れが改善される。これ
は、三角波のピーク間の中間においても、電流値がほぼ
平均値を示すことから、このような効果が得られるので
ある。本実施形態では、図２と図２のＡの中間的な特性
を示すものであり、若干の電流リプルを読み込んでしま
うため、応答速度は図３の実施形態に比べてやや劣る
が、検出遅れを改善し、オーバーシュート量を減少する
ため、過電流耐量が低いスイッチング素子を用いる場合
に適用することができる。Next, FIG. 4 shows another embodiment of the present invention. In the present embodiment, the configuration of the control system is the same as that of FIG. 1, but in addition to sampling the current detection value at the peak of the triangular wave carrier, sampling the current detection value at the middle of the peak of the triangular wave carrier. . This improves the detection delay. This is because such an effect can be obtained because the current value shows an almost average value even in the middle of the peaks of the triangular wave. This embodiment shows an intermediate characteristic between FIG. 2 and FIG. 2A, and a little current ripple is read, so the response speed is slightly inferior to that of the embodiment of FIG. Therefore, the present invention can be applied to the case where a switching element having a low overcurrent withstand capability is used because
【００１２】図５は、本発明の他の実施形態を示す。本
実施形態は、図１の実施形態とはサンプル・ホールド器
１の出力を補償するサンプル値補償器１９を加えた点で
異なる。このサンプル値補償器１９の補償方法は、従来
の一次遅れフィルターやノッチフィルターとは異なり、
三角波キャリアと同期をとりながら、三角波キャリアの
半周期であるＴｃ期間毎に補償を行うという特徴があ
る。この点に関して、従来のディジタルフィルターとは
基本的に異なる。図６に、図５の実施形態におけるサン
プル値補償器１９の出力を示す。図６において、サンプ
ル信号１と２は、サンプル周期が全く同一のものを用い
ているが、特に制限はない。この補償方法の特徴は、三
角波キャリアのピーク時における電流検出値に関して
は、補償をかけずにそのままの値を出力する。よって、
サンプル値補償器１９の出力と三角波キャリアとは同期
をとる必要がある。三角波キャリアのピーク時の検出値
をｉ０、その次の検出値をｉ１、次をｉ２、…、とし
て、すなわち、三角波キャリアの正負のピークからピー
クまでの期間（半周期間）Ｔｃを補償周期として、Ｔｃ
期間毎にＴｃ期間内に発生するサンプルホールド器１の
出力値をｉx（x＝０、１、２、…）と定義し、それぞれ
のサンプル周期における補償器の出力（補償量）Ｉｎを
Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２、…、とすると、サンプル値補償器１
９の出力（補償量）Ｉｎは、次のように数式化できる。FIG. 5 shows another embodiment of the present invention. The present embodiment differs from the embodiment of FIG. 1 in that a sample value compensator 19 for compensating the output of the sample and hold device 1 is added. The compensation method of the sample value compensator 19 is different from the conventional first-order lag filter or notch filter.
There is a feature that compensation is performed every Tc period which is a half cycle of the triangular wave carrier while synchronizing with the triangular wave carrier. This point is basically different from the conventional digital filter. FIG. 6 shows the output of the sample value compensator 19 in the embodiment of FIG. In FIG. 6, sample signals 1 and 2 have the same sampling period, but there is no particular limitation. The characteristic of this compensation method is that the current detection value at the peak of the triangular wave carrier is output as it is without compensation. Therefore,
It is necessary to synchronize the output of the sample value compensator 19 and the triangular wave carrier. The detection value at the peak of the triangular wave carrier is i0, the next detected value is i1, the next is i2, ..., That is, the period (half cycle) Tc from the positive / negative peak to the peak of the triangular wave carrier is the compensation cycle, Tc
The output value of the sample-and-hold device 1 generated within the Tc period for each period is defined as ix (x = 0, 1, 2, ...), and the output (compensation amount) In of the compensator in each sample period is I0, If I1, I2, ..., Sample value compensator 1
The output (compensation amount) In of 9 can be mathematically expressed as follows.
【数１】 （数１）において、Ｋxは係数であり、Ｋxを変えること
により、補償量Ｉｎを変えることができる。三角波キャ
リアの半周期Ｔｃを４分割した場合（（数１）でｎ＝０
〜３）の代表的な３つの補償方法（補償法（ａ）〜
（ｂ））を図７に示す。補償法（ａ）は、単純に逐次的
に平均をとる補償方法、補償法（ｂ）は、最新の検出値
を重視する補償方法、補償法（ｃ）は、ｉ０を重視する
ように補償する補償方法である。これらの補償を行った
後の波形を図６に示す。図６のサンプル値補償器１９の
出力（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を見ると、補償法（ｂ）→
（ａ）→（ｃ）の順に、電流リプルの影響が少なくなっ
ていき、徐々に図３の実施形態に近づいていくことがわ
かる。逆に、補償法（ｃ）→（ａ）→（ｂ）の順に、図
２の従来方式のサンプル・ホールド器１の出力波形に近
づくことがわかる。このように、本実施形態では、サン
プル値補償器１９を設けることにより、応答特性（応答
時間やオーバーシュート等）を、図２の従来方式から図
３に代表される実施形態の間で、連続的に変えることが
できるようになる。これは、応答特性の微調整が可能に
なり、できるだけ目標仕様に近い制御システムが構成で
きることを意味する。(Equation 1) In (Equation 1), Kx is a coefficient, and the compensation amount In can be changed by changing Kx. When the half cycle Tc of the triangular wave carrier is divided into four (n = 0 in (Equation 1))
~ 3) representative three compensation methods (compensation method (a) ~
(B)) is shown in FIG. The compensation method (a) is a compensation method that simply takes an average, the compensation method (b) is a compensation method that attaches importance to the latest detection value, and the compensation method (c) is that compensation is performed so that i0 is attached importance. It is a compensation method. The waveform after these compensations are shown in FIG. Looking at the outputs (a), (b) and (c) of the sample value compensator 19 of FIG. 6, the compensation method (b) →
It can be seen that the influence of the current ripple decreases in the order of (a) → (c), and gradually approaches the embodiment of FIG. On the contrary, it can be seen that the output waveform of the conventional sample-and-hold device 1 of FIG. 2 approaches in the order of the compensation method (c) → (a) → (b). As described above, in the present embodiment, by providing the sample value compensator 19, the response characteristics (response time, overshoot, etc.) can be made continuous between the conventional method of FIG. 2 and the embodiment represented by FIG. Can be changed. This means that the response characteristics can be finely adjusted, and a control system that is as close to the target specifications as possible can be configured.
【００１３】次に、図８は、本発明を電動機駆動システ
ムに応用した例を示す。この電動機駆動システムは、交
流電動機３Ａの速度制御を目的としたシステムであり、
電流制御器１（本発明の図１、図５に示す制御装置
１）、交流電動機３Ａを駆動するインバータ２Ｂ、電動
機電流ｉを検出する電流検出器４、交流電動機の回転速
度を検出する速度検出器６、速度指令ωｒ*と速度検出
値ωｒを受けて電流指令値ｉ*を演算する速度制御器５
Ａからなる。速度指令ωｒ*を速度制御器５Ａに入力す
ると、この速度指令ωｒ*と速度検出器６の速度検出値
ωｒに基づいて電流指令値ｉ*を出力する。電流制御器
１では電流指令値ｉ*と電流検出器４の電動機電流ｉを
基にＰＷＭパルスを発し、インバータ２Ｂを駆動し、交
流電動機３Ａを速度制御する。このシステムは、ＡＣサ
ーボ、圧延機駆動用のインバータシステム、エレベー
タ、電車、電気自動車等、交流電動機を使用するあらゆ
るシステムに適用が可能である。ここで、電流制御器１
には、本発明の上述した実施形態の制御装置１を適用す
ることから、本応用例においては、低いキャリア周波数
であっても高応答のシステムが実現でき、特に、大容量
の電力を扱うシステムにおいて有効である。また、小容
量の電力を扱うシステムにおいても、キャリア周波数の
低減化が可能であるため、スイッチング損失を減少させ
ることができ、システムの高効率化、小型化が可能とな
る。Next, FIG. 8 shows an example in which the present invention is applied to an electric motor drive system. This electric motor drive system is a system aiming at speed control of the AC electric motor 3A,
Current controller 1 (control device 1 shown in FIGS. 1 and 5 of the present invention), inverter 2B for driving AC electric motor 3A, current detector 4 for detecting electric motor current i, speed detection for detecting rotational speed of AC electric motor A speed controller 5 that receives a speed command ωr * and a speed detection value ωr to calculate a current command value i *
It consists of A. When the speed command ωr * is input to the speed controller 5A, the current command value i * is output based on the speed command ωr * and the speed detection value ωr of the speed detector 6. The current controller 1 issues a PWM pulse based on the current command value i * and the motor current i of the current detector 4, drives the inverter 2B, and controls the speed of the AC motor 3A. This system can be applied to any system that uses an AC motor, such as an AC servo, an inverter system for driving a rolling mill, an elevator, an electric train, and an electric vehicle. Here, the current controller 1
Since the control device 1 according to the above-described embodiment of the present invention is applied to this, in this application example, a system having high response can be realized even at a low carrier frequency, and in particular, a system that handles a large amount of electric power. Is effective in. Further, even in a system handling a small amount of electric power, the carrier frequency can be reduced, so that the switching loss can be reduced and the system can be made highly efficient and compact.
【００１４】図９は、本発明を順変換システム（コンバ
ータ）に適用した他の実施形態を示す。この順変換シス
テムは、電流制御器１（本発明の図１、図５に示す制御
装置１）、交流源を直流源に変換するコンバータ２Ｂ、
電源系統３１、ＡＣリアクトル等のフィルター３２、平
滑用のコンデンサ３３、直流電圧の検出器３４、コンバ
ータの負荷を制御する負荷制御器３５、コンバータの負
荷装置３Ｂ、電源側の電流を検出する電流検出器４、直
流電圧指令と力率指令ならびに電源位相、負荷側の負荷
電流、直流電圧に基づいてコンバータ２Ｂの入力電流指
令を決定する順変換器制御器５Ｂ、直流電圧と入力力率
の指令を発生する直流電圧・力率指令発生器３６からな
る。コンバータ２Ｂの入力電流指令を得るために、直流
電圧・力率指令発生器３６から直流電圧と力率１の指令
を順変換器制御器５Ｂに入力すると、順変換器制御器５
Ｂでは電源位相、負荷側の負荷電流、直流電圧に基づい
てコンバータ２Ｂの入力電流指令を決定し、出力する。
ここで、入力電流指令は、必要とする負荷電流に直流電
圧指令と直流電圧Ｅｄとの偏差分を加算し、同時に入力
電流指令が力率１になるように電源位相に応じて入力電
流指令の位相を決めることによつて、得られる。電流制
御器１では順変換器制御器５Ｂの入力電流指令と電流検
出器４の電源側の電流を基にＰＷＭパルスを発し、コン
バータ２Ｂを駆動し、直流電圧を制御する。FIG. 9 shows another embodiment in which the present invention is applied to a forward conversion system (converter). This forward conversion system includes a current controller 1 (control device 1 shown in FIGS. 1 and 5 of the present invention), a converter 2B for converting an AC source into a DC source,
Power supply system 31, filter 32 such as AC reactor, smoothing capacitor 33, DC voltage detector 34, load controller 35 for controlling converter load, converter load device 3B, current detection for detecting current on power supply side 4, a DC voltage command and a power factor command, a power converter phase, a forward converter controller 5B that determines an input current command of the converter 2B based on a load side load current, and a DC voltage, a DC voltage command and an input power factor command. It consists of a DC voltage / power factor command generator 36 to be generated. In order to obtain the input current command of the converter 2B, when the DC voltage / power factor command generator 36 inputs a command of the DC voltage and the power factor of 1 to the forward converter controller 5B, the forward converter controller 5
At B, the input current command of the converter 2B is determined and output based on the power supply phase, the load current on the load side, and the DC voltage.
Here, the input current command is obtained by adding the deviation amount between the DC voltage command and the DC voltage Ed to the required load current, and at the same time, the input current command It is obtained by determining the phase. The current controller 1 issues a PWM pulse based on the input current command of the forward converter controller 5B and the current on the power supply side of the current detector 4, drives the converter 2B, and controls the DC voltage.
【００１５】コンバータ２Ｂは、負荷装置３Ｂが必要と
する電力を遅れなく供給する必要があるため、コンバー
タ２Ｂの指令応答は、負荷装置３Ｂの持つ応答速度に同
等か、もしくはそれ以上の高応答が達成できなければな
らない。負荷装置３Ｂに比べてコンバータ２Ｂの応答が
遅いと、その不足した電力を平滑コンデンサ３３の電荷
で補うことになるため、コンデンサの容量を大きくしな
ければならない。これに対して、コンバータ２Ｂの応答
が速いほど、平滑コンデンサ３３の容量を低減すること
ができることになる。電流制御器１には、本発明の上述
した実施形態の制御装置１を適用することから、本実施
形態においては、高応答のシステムが実現でき、コンデ
ンサ容量の低減と装置の小型化が可能になる。Since the converter 2B needs to supply the power required by the load device 3B without delay, the command response of the converter 2B is equal to or higher than the response speed of the load device 3B. We must be able to achieve it. When the response of the converter 2B is slower than that of the load device 3B, the insufficient power is supplemented by the electric charge of the smoothing capacitor 33, so that the capacitance of the capacitor must be increased. On the other hand, the faster the response of the converter 2B, the more the capacity of the smoothing capacitor 33 can be reduced. Since the control device 1 according to the above-described embodiment of the present invention is applied to the current controller 1, in this embodiment, a system with high response can be realized, which enables reduction of the capacitor capacity and downsizing of the device. Become.
【００１６】また、平滑コンデンサ３３の容量が不足す
ると、直流電圧の検出値に脈動分が含まれる場合があ
る。これまでの説明では、電流制御の実施形態を示した
が、本発明は電圧制御にも適用できるので、順変換器制
御器５Ｂにおいても、図１あるいは図５に示した本発明
による制御装置を用いることができる。それによって、
直流電圧に電圧リプルが多量に含まれる場合でも、直流
電圧制御の高応答化が可能になる。そして、電流制御装
置１との組み合わせにより、さらに応答特性の優れた順
変換システムが実現できる。If the capacity of the smoothing capacitor 33 is insufficient, the detected value of the DC voltage may include pulsation. In the above description, the embodiment of the current control is shown, but the present invention can be applied to the voltage control as well. Therefore, even in the forward converter controller 5B, the control device according to the present invention shown in FIG. 1 or FIG. Can be used. Thereby,
Even if the DC voltage includes a large amount of voltage ripple, the DC voltage control can have a high response. Then, by combining with the current control device 1, a forward conversion system with even better response characteristics can be realized.
【００１７】[0017]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電流検出値に脈動成分が存在する場合においても、キャ
リア周波数を変えずに、三角波キャリアのピーク時のタ
イミングで電流の検出を行い、指令値を短い周期でサン
プリングすることにより、電流検出値における高周波の
脈動成分を排除することができると同時に、制御システ
ムの応答特性を大幅に向上させることができる。また、
三角波キャリアのピーク時における電流検出値のサンプ
リングに加えて、三角波キャリアのピークからピークま
での中間においても電流検出値のサンプリングを行うこ
とによって、検出遅れを改善し、オーバーシュート量を
減少することができ、過電流耐量が低いスイッチング素
子を用いる場合に適用することが可能になる。また、サ
ンプル値を補償することにより、応答特性（応答時間や
オーバーシュート等）を連続的に変えることができ、応
答特性の微調整が可能になり、できるだけ目標仕様に近
い制御システムの構築が可能になる。また、コンバータ
の応答が速いほど、平滑コンデンサの容量を低減するこ
とができ、コンデンサ容量の低減と装置の小型化が可能
になる。As described above, according to the present invention,
Even if there is a pulsating component in the current detection value, the current is detected at the timing of the peak of the triangular wave carrier without changing the carrier frequency, and the command value is sampled in a short cycle to ensure high frequency in the current detection value. It is possible to eliminate the pulsating component of the control system and to significantly improve the response characteristic of the control system. Also,
In addition to sampling the current detection value at the peak of the triangular wave carrier, sampling the current detection value at the middle of the peak of the triangular wave carrier also improves the detection delay and reduces the amount of overshoot. Therefore, it becomes possible to apply it when a switching element having a low overcurrent withstand capability is used. In addition, by compensating for the sample value, the response characteristics (response time, overshoot, etc.) can be changed continuously, and the response characteristics can be finely adjusted, enabling the construction of a control system as close to the target specifications as possible. become. Further, the faster the response of the converter, the more the capacity of the smoothing capacitor can be reduced, and the capacitor capacity can be reduced and the device can be downsized.
【図１】本発明の一実施形態を示す電力変換器の制御シ
ステムFIG. 1 is a control system for a power converter showing an embodiment of the present invention.
【図２】従来方式によるサンプリングのタイミングとサ
ンプル・ホールドの出力波形[Fig. 2] Sampling timing and sample-hold output waveform by the conventional method
【図２Ａ】従来方式によるサンプリングのタイミングと
サンプル・ホールドの出力波形[FIG. 2A] Sampling timing and sample-hold output waveform according to the conventional method
【図３】本発明によるサンプリングのタイミングとサン
プル・ホールドの出力波形FIG. 3 is a timing chart of sampling and an output waveform of sample hold according to the present invention.
【図４】本発明によるサンプリングのタイミングとサン
プル・ホールドの出力波形FIG. 4 is a timing chart of sampling and an output waveform of sample hold according to the present invention.
【図５】本発明の他の実施形態を示す電力変換器の制御
システムFIG. 5 is a power converter control system according to another embodiment of the present invention.
【図６】本発明によるサンプリングのタイミングとサン
プル値補償の出力波形FIG. 6 is an output waveform of sampling timing and sample value compensation according to the present invention.
【図７】本発明によるサンプル値補償器の補償方法を説
明する図FIG. 7 is a diagram illustrating a compensation method of a sample value compensator according to the present invention.
【図８】本発明の応用例FIG. 8 is an application example of the present invention
【図９】本発明の他の実施形態を示す電力変換器の制御
システムFIG. 9 is a control system for a power converter showing another embodiment of the present invention.
１ 制御装置 ２ 電力変換器 ３ 負荷装置 ４ 電流検出器 ５ 指令値発生器 １１ サンプル信号１ １２ サンプル・ホールド器１ １３ サンプル信号２ １４ サンプル・ホールド器２ １５ サンプル信号発生器 １６ 電圧指令演算器 １７ ＰＷＭ制御器 １８ 同期信号 １７１ 比較器 １７２ 三角波発生器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 control device 2 power converter 3 load device 4 current detector 5 command value generator 11 sample signal 1 12 sample and hold device 1 13 sample signal 2 14 sample and hold device 2 15 sample signal generator 16 voltage command calculator 17 PWM controller 18 Sync signal 171 Comparator 172 Triangular wave generator
Claims (10)
リングして電圧指令値を演算し、この電圧指令値と三角
波キャリアとを比較し、ＰＷＭパルスを発生し、このＰ
ＷＭパルスによって駆動される電力変換器の制御システ
ムにおいて、前記電流検出値または前記指令値をそれぞ
れサンプリングする第１または第２のサンプル信号を発
生するサンプル信号発生手段と、それぞれサンプリング
時の前記電流検出値または前記指令値をそれぞれホール
ドする第１または第２のサンプルホールド手段を設け、
前記第２のサンプル信号の周期を第１のサンプル信号よ
り短くすることを特徴とする電力変換器の制御システ
ム。1. A current command value and a current detection value of a load are sampled to calculate a voltage command value, the voltage command value is compared with a triangular wave carrier, a PWM pulse is generated, and the P pulse is generated.
In a control system of a power converter driven by a WM pulse, sample signal generating means for generating a first or second sample signal for sampling the current detection value or the command value, respectively, and the current detection during sampling, respectively. A first or second sample hold means for holding the value or the command value,
A control system for a power converter, wherein a period of the second sample signal is shorter than that of the first sample signal.
信号は、前記三角波キャリアの正と負のピーク時のタイ
ミングに同期して出力することを特徴とする電力変換器
の制御システム。2. The control system for a power converter according to claim 1, wherein the first sample signal is output in synchronization with the timing of the positive and negative peaks of the triangular wave carrier.
信号は、前記三角波キャリアの正と負のピーク時と、該
三角波キャリアの正から負または負から正までの期間の
中間のタイミングに同期して出力することを特徴とする
電力変換器の制御システム。3. The first sample signal according to claim 1, wherein the first sample signal is synchronized with an intermediate timing between positive and negative peaks of the triangular wave carrier and a period from positive to negative or negative to positive of the triangular wave carrier. The control system of the power converter, which is characterized by outputting the output.
リングして電圧指令値を演算し、この電圧指令値と三角
波キャリアとを比較し、ＰＷＭパルスを発生し、このＰ
ＷＭパルスによって駆動される電力変換器の制御システ
ムにおいて、前記電流検出値または前記指令値をそれぞ
れサンプリングする第１または第２のサンプル信号を発
生するサンプル信号発生手段と、それぞれサンプリング
時の前記電流検出値または前記指令値をそれぞれホール
ドする第１または第２のサンプルホールド手段と、前記
第１のサンプルホールド手段の出力を補償処理するサン
プル値補償手段を設け、前記第１及び第２のサンプル信
号を出力するタイミングを任意とし、下記計算式に基づ
いて補償量を決定することを特徴とする電力変換器の制
御システム。 【数】 ここで、Ｉｎ ：サンプル値補償手段の出力する補償量 ｉx ：三角波キャリアの正負のピークからピークまで
の期間（半周期間）を補償周期として、この期間毎に、
かつ、この期間内に発生する第１のサンプルホールド手
段の出力値 Ｋx ：係数4. A load current command value and a current detection value are sampled to calculate a voltage command value, the voltage command value is compared with a triangular wave carrier, and a PWM pulse is generated.
In a control system of a power converter driven by a WM pulse, sample signal generating means for generating a first or second sample signal for sampling the current detection value or the command value, respectively, and the current detection during sampling, respectively. A first or second sample and hold means for holding a value or the command value, and a sample value compensating means for compensating the output of the first sample and hold means, and the first and second sample signals A control system for a power converter, wherein the output timing is arbitrary and the compensation amount is determined based on the following formula. 【number】 Here, In: compensation amount output from the sample value compensating means ix: a period (half period) from the positive and negative peaks of the triangular wave carrier to the peak is set as a compensation period,
And the output value Kx of the first sample-hold means generated within this period Kx: coefficient
手段は、前記三角波キャリアの正負のピークからピーク
までの期間（半周期間）を補償周期として、該補償周期
毎に該補償周期内に発生する第１のサンプルホールド手
段の出力値を平均化処理して補償することを特徴とする
電力変換器の制御システム。5. The sample value compensating means according to claim 4, wherein a period (half a period) from a positive / negative peak to a peak of the triangular wave carrier is set as a compensation period, and the sample value compensating unit is generated within the compensation period every compensation period. A control system for a power converter, characterized in that an output value of a first sample and hold means is averaged and compensated.
手段は、前記三角波キャリアの正負のピークからピーク
までの期間（半周期間）を補償周期として、該補償周期
内に発生する前記第１のサンプルホールド手段の出力に
対して、前記三角波キャリアのピーク時における検出値
だけはそのままの値を出力し、それ以降の検出値に関し
ては重みを掛けた上で平均化し、その平均値をもって前
記第１のサンプルホールド手段の出力値を補償すること
を特徴とする電力変換器の制御システム。6. The sample value compensating means according to claim 4, wherein a period (half a period) from a positive / negative peak to a peak of the triangular wave carrier is a compensation cycle, and the first sample generated in the compensation cycle. With respect to the output of the hold means, only the detected value at the peak of the triangular wave carrier is output as it is, and the detected values thereafter are weighted and averaged, and the average value is used as the first value. A power converter control system characterized by compensating an output value of a sample and hold means.
と、該コンバータの負荷を制御する負荷制御器と、該コ
ンバータの直流出力電圧と入力力率の指令を発生する直
流電圧・力率指令発生器と、前記直流出力電圧指令と力
率指令ならびに交流電源位相、負荷側の負荷電流、直流
電圧に基づいてコンバータの入力電流指令を決定する順
変換器制御器と、前記入力電流指令値と電源側の電流値
を基に演算して得た電圧指令値と三角波キャリアとを比
較し、生成したＰＷＭパルスによって前記コンバータを
駆動する電流制御器を具備する電力変換器の制御システ
ムにおいて、前記電流制御器に、前記電源側の電流値ま
たは前記入力電流指令値をそれぞれサンプリングする第
１または第２のサンプル信号を発生するサンプル信号発
生手段と、それぞれサンプリング時の前記電源側の電流
値または前記入力電流指令値をそれぞれホールドする第
１または第２のサンプルホールド手段を設け、前記第２
のサンプル信号の周期を第１のサンプル信号より短くす
ることを特徴とする電力変換器の制御システム。7. A converter for converting an AC source into a DC source, a load controller for controlling a load of the converter, and a DC voltage / power factor command generation for generating a command of a DC output voltage and an input power factor of the converter. Converter, the DC output voltage command and the power factor command and AC power supply phase, load current on the load side, a forward converter controller that determines the input current command of the converter based on the DC voltage, the input current command value and the power supply In the control system of the power converter, the voltage control value obtained by calculation based on the current value on the side and the triangular wave carrier are compared, and the current controller drives the converter by the generated PWM pulse. A sample signal generating means for generating a first or second sample signal for sampling the current value on the power source side or the input current command value, respectively, and First or second sample-hold means for holding the current value on the power supply side or the input current command value at the time of sampling is provided, and the second or second sample-hold means is provided.
The control system of the power converter, wherein the period of the sample signal of 1 is shorter than that of the first sample signal.
信号は、前記三角波キャリアの正と負のピーク時のタイ
ミングに同期して出力すること、または、前記三角波キ
ャリアの正と負のピーク時と、該三角波キャリアの正か
ら負または負から正までの期間の中間のタイミングに同
期して出力することを特徴とする電力変換器の制御シス
テム。8. The method according to claim 7, wherein the first sample signal is output in synchronization with the timing of the positive and negative peaks of the triangular wave carrier, or at the positive and negative peaks of the triangular wave carrier. And a control system for a power converter, wherein the triangular wave carrier is output in synchronization with an intermediate timing of a period from positive to negative or from negative to positive.
と、該コンバータの負荷を制御する負荷制御器と、該コ
ンバータの直流出力電圧と入力力率の指令を発生する直
流電圧・力率指令発生器と、前記直流出力電圧指令と力
率指令ならびに交流電源位相、負荷側の負荷電流、直流
電圧に基づいてコンバータの入力電流指令を決定する順
変換器制御器と、前記入力電流指令値と電源側の電流値
を基に演算して得た電圧指令値と三角波キャリアとを比
較し、生成したＰＷＭパルスによって前記コンバータを
駆動する電流制御器を具備する電力変換器の制御システ
ムにおいて、前記電流制御器に、前記電源側の電流値ま
たは前記入力電流指令値をそれぞれサンプリングする第
１または第２のサンプル信号を発生するサンプル信号発
生手段と、それぞれサンプリング時の前記電源側の電流
値または前記入力電流指令値をそれぞれホールドする第
１または第２のサンプルホールド手段と、前記第１のサ
ンプルホールド手段の出力を補償処理するサンプル値補
償手段を設け、前記第１及び第２のサンプル信号を出力
するタイミングを任意とし、前記三角波キャリアの正負
のピークからピークまでの期間（半周期間）を補償周期
として、該補償周期毎に該補償周期内に発生する第１の
サンプルホールド手段の出力値を平均化処理して補償す
ることを特徴とする電力変換器の制御システム。9. A converter for converting an AC source into a DC source, a load controller for controlling a load of the converter, and a DC voltage / power factor command generation for generating a command of a DC output voltage and an input power factor of the converter. Converter, the DC output voltage command and the power factor command and AC power supply phase, load current on the load side, a forward converter controller that determines the input current command of the converter based on the DC voltage, the input current command value and the power supply In the control system of the power converter, the voltage control value obtained by calculation based on the current value on the side and the triangular wave carrier are compared, and the current controller drives the converter by the generated PWM pulse. A sample signal generating means for generating a first or second sample signal for sampling the current value on the power source side or the input current command value, respectively, and First or second sample and hold means for holding the current value on the power supply side or the input current command value at the time of sampling, respectively, and sample value compensating means for compensating the output of the first sample and hold means are provided. The timing of outputting the first and second sample signals is arbitrary, and a period (half a period) from the positive and negative peaks of the triangular wave carrier to the peak is set as a compensation period, and the compensation signal is generated within the compensation period for each compensation period. A control system for a power converter, characterized in that an output value of a first sample and hold means is averaged and compensated.
と、該コンバータの負荷を制御する負荷制御器と、該コ
ンバータの直流出力電圧と入力力率の指令を発生する直
流電圧・力率指令発生器と、前記直流出力電圧指令と力
率指令ならびに交流電源位相、負荷側の負荷電流、直流
電圧に基づいてコンバータの入力電流指令を決定する順
変換器制御器と、前記入力電流指令値と電源側の電流値
を基に演算して得た電圧指令値と三角波キャリアとを比
較し、生成したＰＷＭパルスによって前記コンバータを
駆動する電流制御器を具備する電力変換器の制御システ
ムにおいて、前記電流制御器に、前記電源側の電流値ま
たは前記入力電流指令値をそれぞれサンプリングする第
１または第２のサンプル信号を発生するサンプル信号発
生手段と、それぞれサンプリング時の前記電源側の電流
値または前記入力電流指令値をそれぞれホールドする第
１または第２のサンプルホールド手段と、前記第１のサ
ンプルホールド手段の出力を補償処理するサンプル値補
償手段を設け、前記第１及び第２のサンプル信号を出力
するタイミングを任意とし、前記三角波キャリアの正負
のピークからピークまでの期間（半周期間）を補償周期
として、該補償周期内に発生する前記第１のサンプルホ
ールド手段の出力に対して、前記三角波キャリアのピー
ク時における検出値だけはそのままの値を出力し、それ
以降の検出値に関しては重みを掛けた上で平均化し、そ
の平均値をもって前記第１のサンプルホールド手段の出
力値を補償することを特徴とする電力変換器の制御シス
テム。10. A converter for converting an AC source into a DC source, a load controller for controlling a load of the converter, and a DC voltage / power factor command generation for generating a command of a DC output voltage and an input power factor of the converter. Converter, the DC output voltage command and the power factor command and AC power supply phase, load current on the load side, a forward converter controller that determines the input current command of the converter based on the DC voltage, the input current command value and the power supply In the control system of the power converter, the voltage control value obtained by calculation based on the current value on the side and the triangular wave carrier are compared, and the current controller drives the converter by the generated PWM pulse. And a sample signal generating means for generating a first or second sample signal for sampling the current value on the power source side or the input current command value, respectively. First or second sample and hold means for respectively holding the current value on the power supply side or the input current command value at the time of sampling, and sample value compensating means for compensating the output of the first sample and hold means are provided. The timing at which the first and second sample signals are output is arbitrary, and the period (half a period) from the positive / negative peak to the peak of the triangular wave carrier is set as a compensation cycle, and the first sample generated in the compensation cycle With respect to the output of the hold means, only the detected value at the peak of the triangular wave carrier is output as it is, and the detected values thereafter are weighted and averaged, and the average value is used as the first value. A power converter control system characterized by compensating an output value of a sample and hold means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33408595A JP3326479B2 (en) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | Power converter control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33408595A JP3326479B2 (en) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | Power converter control system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09154283A true JPH09154283A (en) | 1997-06-10 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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1995
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