JPH09133721A - 相関関数測定方法及び装置 - Google Patents
相関関数測定方法及び装置Info
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- JPH09133721A JPH09133721A JP28985195A JP28985195A JPH09133721A JP H09133721 A JPH09133721 A JP H09133721A JP 28985195 A JP28985195 A JP 28985195A JP 28985195 A JP28985195 A JP 28985195A JP H09133721 A JPH09133721 A JP H09133721A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】受動型の遅延時間測定などの相関関数測定にお
いて、高速のアナログデジタル変換器を必要とせずに、
リアルタイムで高精度の結果が得られるようにする。 【解決手段】変換部１１,１２によって、２つの観測信
号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)を所定の観測周波数帯域（中心周波数
ｆ0、帯域幅ＢＷ）に帯域制限し、同一の中間周波数Ｉ
Ｆに変換する。ミキサ１３,１４と局部発振器１５,１６
を用いて所定の周波数差が生じるように観測信号ａ
(ｔ),ｂ(ｔ)をさらに周波数変換し、乗算器１８で乗算
し、差周波数成分についてベクトル検波を行って、位相
情報Ｐ(ｆ0)や振幅情報を得る。観測信号ａ(t),ｂ(t)の
遅延時間Δτ(ｆ0)は、位相情報Ｐ(ｆ0)を中心角周波数
２πｆ0で除算することによって決定する。
いて、高速のアナログデジタル変換器を必要とせずに、
リアルタイムで高精度の結果が得られるようにする。 【解決手段】変換部１１,１２によって、２つの観測信
号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)を所定の観測周波数帯域（中心周波数
ｆ0、帯域幅ＢＷ）に帯域制限し、同一の中間周波数Ｉ
Ｆに変換する。ミキサ１３,１４と局部発振器１５,１６
を用いて所定の周波数差が生じるように観測信号ａ
(ｔ),ｂ(ｔ)をさらに周波数変換し、乗算器１８で乗算
し、差周波数成分についてベクトル検波を行って、位相
情報Ｐ(ｆ0)や振幅情報を得る。観測信号ａ(t),ｂ(t)の
遅延時間Δτ(ｆ0)は、位相情報Ｐ(ｆ0)を中心角周波数
２πｆ0で除算することによって決定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号や各種物理量
の遅延測定や位相測定などを行うための受動型の相関関
数測定方法及び装置に関する。
の遅延測定や位相測定などを行うための受動型の相関関
数測定方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】被測定伝送路における周波数ごとの遅延
時間や移相量を測定する方法には、大別すると、能動型
の方法と受動型の方法とがある。能動型の方法は、ネッ
トワークアナライザなどで使用されており、試験用信号
を自ら発生して被測定伝送路に入力し、被測定伝送路か
らの出力信号によって被測定伝送路の伝達関数を求める
方法である。この方法では、式(1)に示すように伝達関
数の位相Ｐｈａｓｅ(ｆ)を観測周波数ｆで微分すること
によって、周波数ｆにおける被測定伝送路の遅延時間τ
(ｆ)を容易に求めることができる。
時間や移相量を測定する方法には、大別すると、能動型
の方法と受動型の方法とがある。能動型の方法は、ネッ
トワークアナライザなどで使用されており、試験用信号
を自ら発生して被測定伝送路に入力し、被測定伝送路か
らの出力信号によって被測定伝送路の伝達関数を求める
方法である。この方法では、式(1)に示すように伝達関
数の位相Ｐｈａｓｅ(ｆ)を観測周波数ｆで微分すること
によって、周波数ｆにおける被測定伝送路の遅延時間τ
(ｆ)を容易に求めることができる。
【０００３】
【数１】 一方、受動型の測定では、外部の信号源で発生した信号
を被測定伝送路に入力させる。この場合、観測できるス
ペクトルが連続であるとは限らず、また、外部の信号源
での変動等によってＳＮ比も一定しないので、遅延量τ
の関数として相互相関関数Ｃ(τ)を式(2)のように定義
し、Ｃ(τ)を最大にする遅延量τmを遅延時間としてい
た。
を被測定伝送路に入力させる。この場合、観測できるス
ペクトルが連続であるとは限らず、また、外部の信号源
での変動等によってＳＮ比も一定しないので、遅延量τ
の関数として相互相関関数Ｃ(τ)を式(2)のように定義
し、Ｃ(τ)を最大にする遅延量τmを遅延時間としてい
た。
【０００４】
【数２】 ここでａ(ｔ)及びｂ(ｔ)は、時刻ｔの関数として表わさ
れる観測信号であり、Ｔは相関決定のための測定時間を
表わすパラメータである。図６は、制限された周波数帯
域でこの演算を効率良く実施するための構成を示してい
る。
れる観測信号であり、Ｔは相関決定のための測定時間を
表わすパラメータである。図６は、制限された周波数帯
域でこの演算を効率良く実施するための構成を示してい
る。
【０００５】信号源９１からの信号が、それぞれ遅延時
間がτa,τbで表わされる遅延要素９２,９３に入力する
ものとする。各遅延要素９２,９３からの出力が、観測
信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)で表わされている。これら観測信号
ａ(ｔ),ｂ(ｔ)に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）処
理９４,９５を施すことにより、周波数ｆの関数として
のスペクトルＳa(ｆ),Ｓb(ｆ)を算出する。そして、観
測周波数をｆ0、観測周波数帯域の幅をΔｆとして、処
理９６により、式(3)に示される相関関数Ｃab(ｆ0)を算
出し、相関関数Ｃab(ｆ0)の位相を２πｆ0によって除算
し、Δτ(ｆ0)の近似値を求める。なお、*は、複素共役
を示している。
間がτa,τbで表わされる遅延要素９２,９３に入力する
ものとする。各遅延要素９２,９３からの出力が、観測
信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)で表わされている。これら観測信号
ａ(ｔ),ｂ(ｔ)に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）処
理９４,９５を施すことにより、周波数ｆの関数として
のスペクトルＳa(ｆ),Ｓb(ｆ)を算出する。そして、観
測周波数をｆ0、観測周波数帯域の幅をΔｆとして、処
理９６により、式(3)に示される相関関数Ｃab(ｆ0)を算
出し、相関関数Ｃab(ｆ0)の位相を２πｆ0によって除算
し、Δτ(ｆ0)の近似値を求める。なお、*は、複素共役
を示している。
【０００６】
【数３】 Δτ(ｆ0)は、観測周波数ｆ0における２つの遅延要素９
２,９３の遅延時間τa(ｆ0),τb(ｆ0)の差である。した
がって、被測定伝送路への入力信号を検出してａ(ｔ)と
し、被測定伝送路からの出力信号をｂ(ｔ)とすることに
よって、この被測定伝送路における遅延時間がΔτ
(ｆ0)として求められることになる。
２,９３の遅延時間τa(ｆ0),τb(ｆ0)の差である。した
がって、被測定伝送路への入力信号を検出してａ(ｔ)と
し、被測定伝送路からの出力信号をｂ(ｔ)とすることに
よって、この被測定伝送路における遅延時間がΔτ
(ｆ0)として求められることになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た受動型の測定は、観測信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)の周波数ス
ペクトルを求める必要があるので高速かつ高精度のアナ
ログ／デジタル変換器を必要とするとともに、ＦＦＴ演
算や上述の式(3)の数値積分など数多くの数値演算を行
わなければならないためにリアルタイムでの解析が難し
い、という問題点を有する。
た受動型の測定は、観測信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)の周波数ス
ペクトルを求める必要があるので高速かつ高精度のアナ
ログ／デジタル変換器を必要とするとともに、ＦＦＴ演
算や上述の式(3)の数値積分など数多くの数値演算を行
わなければならないためにリアルタイムでの解析が難し
い、という問題点を有する。
【０００８】本発明の目的は、高速のアナログデジタル
変換器を必要とせず、特に、遅延時間Δτが観測用周波
数帯域Δｆに対して小さい場合（Δτ＜１／Δｆ）に、
高速かつ高精度で相関関数を決定でき、遅延時間Δτを
決定できる相関関数測定方法及び装置を提供することに
ある。
変換器を必要とせず、特に、遅延時間Δτが観測用周波
数帯域Δｆに対して小さい場合（Δτ＜１／Δｆ）に、
高速かつ高精度で相関関数を決定でき、遅延時間Δτを
決定できる相関関数測定方法及び装置を提供することに
ある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の相関関数測定方
法は、所定の観測周波数帯域において第１の観測信号と
第２の観測信号の間の相関関数を測定する方法であっ
て、前記第１の観測信号を前記観測周波数帯域に制限し
て第１の周波数の信号に周波数変換し、前記第２の観測
信号を前記観測周波数帯域に制限し、前記第１の周波数
への周波数変換時と同一の基準周波数信号に基づき、前
記第１の周波数に対して所定の周波数差を有する第２の
周波数の信号に前記第２の観測信号を周波数変換し、前
記第１の周波数の信号と前記第２の周波数の信号を乗算
し、これらの差周波数成分に対して前記基準周波数信号
に基準づいてベクトル検波を行う。
法は、所定の観測周波数帯域において第１の観測信号と
第２の観測信号の間の相関関数を測定する方法であっ
て、前記第１の観測信号を前記観測周波数帯域に制限し
て第１の周波数の信号に周波数変換し、前記第２の観測
信号を前記観測周波数帯域に制限し、前記第１の周波数
への周波数変換時と同一の基準周波数信号に基づき、前
記第１の周波数に対して所定の周波数差を有する第２の
周波数の信号に前記第２の観測信号を周波数変換し、前
記第１の周波数の信号と前記第２の周波数の信号を乗算
し、これらの差周波数成分に対して前記基準周波数信号
に基準づいてベクトル検波を行う。
【００１０】本発明の方法では、上述の式(3)に基づく
演算を行う代わりに、第１の観測信号及び第２の観測信
号を所定の観測周波数帯域に帯域制限して乗算し、乗算
結果の差周波数成分に対してベクトル検波を施すことに
よって、相関関数に関する情報を得ている。この際、観
測周波数帯域に帯域制限された２信号をそのまま乗算す
ると差周波数成分がほぼ直流成分となること、また、観
測周波数帯域の信号では乗算を行う際に高すぎることな
どから、周波数変換を行い、帯域制限後の第１の観測信
号と第２の観測信号との間に所定の周波数差が生じるよ
うにしている。また、乗算器に入力すべき周波数の信号
に直接変換するのではなく、いったん、第１の観測信号
と第２の観測信号とを同一の中間周波数に変換し、さら
に再度の周波数変換を行ってから乗算器に信号を与える
ようにしてもよい。なお、相関関数の測定では位相情報
を保存しなければならないから、周波数変換やベクトル
検波が同一の基準周波数信号に基づいて行われるよう
に、具体的には例えば局部発振器をこの基準周波数信号
に位相ロックさせるようにする必要がある。
演算を行う代わりに、第１の観測信号及び第２の観測信
号を所定の観測周波数帯域に帯域制限して乗算し、乗算
結果の差周波数成分に対してベクトル検波を施すことに
よって、相関関数に関する情報を得ている。この際、観
測周波数帯域に帯域制限された２信号をそのまま乗算す
ると差周波数成分がほぼ直流成分となること、また、観
測周波数帯域の信号では乗算を行う際に高すぎることな
どから、周波数変換を行い、帯域制限後の第１の観測信
号と第２の観測信号との間に所定の周波数差が生じるよ
うにしている。また、乗算器に入力すべき周波数の信号
に直接変換するのではなく、いったん、第１の観測信号
と第２の観測信号とを同一の中間周波数に変換し、さら
に再度の周波数変換を行ってから乗算器に信号を与える
ようにしてもよい。なお、相関関数の測定では位相情報
を保存しなければならないから、周波数変換やベクトル
検波が同一の基準周波数信号に基づいて行われるよう
に、具体的には例えば局部発振器をこの基準周波数信号
に位相ロックさせるようにする必要がある。
【００１１】本発明では、ベクトル検波の方法として、
基準周波数信号に基づいて上述の差周波数に相当する参
照信号を発生させてベクトル検波を行なう、合成フーリ
エ積分（ＳＦＩ;Synthesized Fourier Integration）に
基づく方法を好ましく用いることができる。また、受動
型の遅延時間測定を行う場合には、被測定伝送路の出力
信号と入力信号をそれぞれ第１の観測信号と第２の観測
信号とし、ベクトル検波によって得られた位相情報Ｐ
(ｆ0)を観測角周波数２πｆ0で除算すればよい。
基準周波数信号に基づいて上述の差周波数に相当する参
照信号を発生させてベクトル検波を行なう、合成フーリ
エ積分（ＳＦＩ;Synthesized Fourier Integration）に
基づく方法を好ましく用いることができる。また、受動
型の遅延時間測定を行う場合には、被測定伝送路の出力
信号と入力信号をそれぞれ第１の観測信号と第２の観測
信号とし、ベクトル検波によって得られた位相情報Ｐ
(ｆ0)を観測角周波数２πｆ0で除算すればよい。
【００１２】本発明の相関関数測定装置は、所定の観測
周波数帯域において第１の観測信号と第２の観測信号の
間の相関関数を測定する装置であって、前記第１の観測
信号を前記観測周波数帯域に制限して所定の中間周波数
の信号に周波数変換する第１の変換手段と、前記第２の
観測信号を前記観測周波数帯域に制限し、前記第１の変
換手段におけるものと同一の基準周波数信号に基づき、
前記第２の観測信号を前記中間周波数の信号に周波数変
換する第２の変換手段と、前記第１の変換手段から供給
される信号と前記第２の変換手段から供給される信号と
を乗算する乗算器と、前記第１の変換手段及び前記第２
の変換手段の少なくとも一方の出力と前記乗算器との設
けられたミキサと、前記ミキサごとに設けられ、前記乗
算器に入力する２信号間に所定の周波数差が生じるよう
に、前記基準周波数信号に位相ロックした局部発振信号
を前記ミキサに供給する局部発振器と、前記乗算器の出
力のうち差周波数成分に対して前記基準周波数信号を基
づいてベクトル検波を行うベクトル検波器と、を有す
る。
周波数帯域において第１の観測信号と第２の観測信号の
間の相関関数を測定する装置であって、前記第１の観測
信号を前記観測周波数帯域に制限して所定の中間周波数
の信号に周波数変換する第１の変換手段と、前記第２の
観測信号を前記観測周波数帯域に制限し、前記第１の変
換手段におけるものと同一の基準周波数信号に基づき、
前記第２の観測信号を前記中間周波数の信号に周波数変
換する第２の変換手段と、前記第１の変換手段から供給
される信号と前記第２の変換手段から供給される信号と
を乗算する乗算器と、前記第１の変換手段及び前記第２
の変換手段の少なくとも一方の出力と前記乗算器との設
けられたミキサと、前記ミキサごとに設けられ、前記乗
算器に入力する２信号間に所定の周波数差が生じるよう
に、前記基準周波数信号に位相ロックした局部発振信号
を前記ミキサに供給する局部発振器と、前記乗算器の出
力のうち差周波数成分に対して前記基準周波数信号を基
づいてベクトル検波を行うベクトル検波器と、を有す
る。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の一
形態の相関関数測定装置の構成を示すブロック図であ
り、この装置は、本発明の方法に基づいて、２つの観測
信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)の間の相関、典型的には、観測中心
周波数をｆ0、帯域幅をＢＷとする観測周波数帯域にお
ける両者間の遅延時間Δτ(ｆ0)を測定するためのもの
である。なお、図において周波数値がかっこ書きされて
いるが、これらの周波数値は一例であって、本発明はこ
のような周波数での運用に限定されるものではない。
て、図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の一
形態の相関関数測定装置の構成を示すブロック図であ
り、この装置は、本発明の方法に基づいて、２つの観測
信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)の間の相関、典型的には、観測中心
周波数をｆ0、帯域幅をＢＷとする観測周波数帯域にお
ける両者間の遅延時間Δτ(ｆ0)を測定するためのもの
である。なお、図において周波数値がかっこ書きされて
いるが、これらの周波数値は一例であって、本発明はこ
のような周波数での運用に限定されるものではない。
【００１４】観測信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)を中心周波数ｆ0、
帯域幅ＢＷに帯域制限し、さらに中間周波数ＩＦ（ここ
では２１.４ＭＨｚ）の信号に周波数変換する変換部１
１,１２が設けられている。このうち、変換部１２には
基準周波数信号ｆref（ここでは１０ＭＨｚ）を発振し
て出力する基準発振部（不図示）が内蔵されており、変
換部１１,１２において周波数変換を行うための局部発
振部（不図示）は、この基準周波数信号ｆrefに位相ロ
ックして作動するように構成されている。また、観測中
心周波数ｆ0の範囲は例えば０Ｈｚ〜２６.５ＧＨｚであ
り、帯域幅ＢＷは、例えば、１０Ｈｚ〜３ＭＨｚであ
る。変換部１１,１２は、例えば、ＲＦスペクトルアナ
ライザをゼロスパンモードで動作させることによって実
現する。
帯域幅ＢＷに帯域制限し、さらに中間周波数ＩＦ（ここ
では２１.４ＭＨｚ）の信号に周波数変換する変換部１
１,１２が設けられている。このうち、変換部１２には
基準周波数信号ｆref（ここでは１０ＭＨｚ）を発振し
て出力する基準発振部（不図示）が内蔵されており、変
換部１１,１２において周波数変換を行うための局部発
振部（不図示）は、この基準周波数信号ｆrefに位相ロ
ックして作動するように構成されている。また、観測中
心周波数ｆ0の範囲は例えば０Ｈｚ〜２６.５ＧＨｚであ
り、帯域幅ＢＷは、例えば、１０Ｈｚ〜３ＭＨｚであ
る。変換部１１,１２は、例えば、ＲＦスペクトルアナ
ライザをゼロスパンモードで動作させることによって実
現する。
【００１５】各変換部１１,１２の出力側には、それぞ
れ、ミキサ１３,１４が設けられており、ミキサ１３,１
４には、基準周波数信号ｆrefに位相ロックした局部発
振器１５,１６が接続している。ここでは、局部発振器
１５の発振周波数を７ＭＨｚ、局部発振器１６の発振周
波数を６ＭＨｚとして両者の差ｆdを１ＭＨｚとし、ミ
キサ１３によって観測信号ａ(ｔ)が１４.４±１.５ＭＨ
ｚに、ミキサ１４によって観測信号ｂ(ｔ)が１５.４±
１.５ＭＨｚに変換されるようにしている。ミキサ１４
の出力側には、１５.４±１.５ＭＨｚのバンドパスフィ
ルタ１７が設けられ、イメージ周波数が除去されるよう
になっている。
れ、ミキサ１３,１４が設けられており、ミキサ１３,１
４には、基準周波数信号ｆrefに位相ロックした局部発
振器１５,１６が接続している。ここでは、局部発振器
１５の発振周波数を７ＭＨｚ、局部発振器１６の発振周
波数を６ＭＨｚとして両者の差ｆdを１ＭＨｚとし、ミ
キサ１３によって観測信号ａ(ｔ)が１４.４±１.５ＭＨ
ｚに、ミキサ１４によって観測信号ｂ(ｔ)が１５.４±
１.５ＭＨｚに変換されるようにしている。ミキサ１４
の出力側には、１５.４±１.５ＭＨｚのバンドパスフィ
ルタ１７が設けられ、イメージ周波数が除去されるよう
になっている。
【００１６】バンドパスフィルタ１７の出力とミキサ１
３の出力とが乗算器１８に入力し、１４.４±１.５ＭＨ
ｚに変換された観測信号ａ(ｔ)と１５.４±１.５ＭＨｚ
に変換された観測信号ｂ(ｔ)とが乗算され、乗算結果が
ＳＦＩベクトル検波器１９に入力する。ＳＦＩベクトル
検波器１９は、基準周波数信号ｆreqを基準信号とし
て、乗算結果のうちの差周波数ｆd成分をベクトル検波
し、振幅情報と位相情報Ｐ(ｆ0)を出力する。観測信号
ａ(ｔ),ｂ(ｔ)間の遅延時間Δτ(ｆ0)は、
３の出力とが乗算器１８に入力し、１４.４±１.５ＭＨ
ｚに変換された観測信号ａ(ｔ)と１５.４±１.５ＭＨｚ
に変換された観測信号ｂ(ｔ)とが乗算され、乗算結果が
ＳＦＩベクトル検波器１９に入力する。ＳＦＩベクトル
検波器１９は、基準周波数信号ｆreqを基準信号とし
て、乗算結果のうちの差周波数ｆd成分をベクトル検波
し、振幅情報と位相情報Ｐ(ｆ0)を出力する。観測信号
ａ(ｔ),ｂ(ｔ)間の遅延時間Δτ(ｆ0)は、
【００１７】
【数４】 によって与えられる。なお、上述の装置においては、観
測信号ａ(ｔ)の経路にはバンドパスフィルタが設けられ
ていないが、これは、ＳＦＩベクトル検波器１９におい
て、観測信号ａ(ｔ)のイメージ周波数（２８.４ＭＨ
ｚ）と観測信号ｂ(ｔ)との乗算結果である４３.８ＭＨ
ｚ及び１３ＭＨｚの信号が除去されるからである。
測信号ａ(ｔ)の経路にはバンドパスフィルタが設けられ
ていないが、これは、ＳＦＩベクトル検波器１９におい
て、観測信号ａ(ｔ)のイメージ周波数（２８.４ＭＨ
ｚ）と観測信号ｂ(ｔ)との乗算結果である４３.８ＭＨ
ｚ及び１３ＭＨｚの信号が除去されるからである。
【００１８】次に、ＳＦＩベクトル検波器１９の構成に
ついて、図２を用いて説明する。ＳＦＩベクトル検波器
１９は、合成フーリエ積分によって、入力信号のベクト
ル検波を行うものである。
ついて、図２を用いて説明する。ＳＦＩベクトル検波器
１９は、合成フーリエ積分によって、入力信号のベクト
ル検波を行うものである。
【００１９】基準周波数信号ｆrefの入力するデジタル
シンセサイザ３１が設けられており、デジタルシンセサ
イザでは、図示するように、基準周波数信号ｆrefに応
じて、階段状に数値が時間変化するデジタル信号が生成
する。このデジタル信号は、一方の正弦波メモリ３４に
入力するとともに、デジタル加算器３３を経て他方の正
弦波メモリ３５に入力する。デジタル加算器３３では、
進相量に相当する位相データが加算される。正弦波メモ
リ３４,３５は、正弦波の１周期を等分した各時間ごと
に正弦波でのそのときの値を格納したものであって、一
定の増分でクロックに同期して値が変化するデジタル信
号を与えることにより、正弦波に相当して値が変化する
デジタル信号を出力する。正弦波メモリ３４,３５の出
力側には、それぞれ、デジタル信号とアナログ信号とを
乗算するアナログデジタル乗算器３６,３７が設けられ
ており、デジタル信号として正弦波メモリ３４,３５の
出力がそれぞれアナログデジタル乗算器３６,３７に入
力している。
シンセサイザ３１が設けられており、デジタルシンセサ
イザでは、図示するように、基準周波数信号ｆrefに応
じて、階段状に数値が時間変化するデジタル信号が生成
する。このデジタル信号は、一方の正弦波メモリ３４に
入力するとともに、デジタル加算器３３を経て他方の正
弦波メモリ３５に入力する。デジタル加算器３３では、
進相量に相当する位相データが加算される。正弦波メモ
リ３４,３５は、正弦波の１周期を等分した各時間ごと
に正弦波でのそのときの値を格納したものであって、一
定の増分でクロックに同期して値が変化するデジタル信
号を与えることにより、正弦波に相当して値が変化する
デジタル信号を出力する。正弦波メモリ３４,３５の出
力側には、それぞれ、デジタル信号とアナログ信号とを
乗算するアナログデジタル乗算器３６,３７が設けられ
ており、デジタル信号として正弦波メモリ３４,３５の
出力がそれぞれアナログデジタル乗算器３６,３７に入
力している。
【００２０】一方、アナログ信号である入力信号は、バ
ンドパスフィルタ３２を介して、アナログデジタル乗算
器３６,３７のアナログ側の入力端子に供給されてい
る。アナログデジタル乗算器３６,３７の出力は、それ
ぞれ、積分器３８,３９を介し、アナログデジタル変換
器４０,４１に入力する。そして、各アナログデジタル
変換器４０,４１の出力は演算・表示部４２に入力し、
ベクトル検波結果が算出されて位相や振幅情報が出力す
る。
ンドパスフィルタ３２を介して、アナログデジタル乗算
器３６,３７のアナログ側の入力端子に供給されてい
る。アナログデジタル乗算器３６,３７の出力は、それ
ぞれ、積分器３８,３９を介し、アナログデジタル変換
器４０,４１に入力する。そして、各アナログデジタル
変換器４０,４１の出力は演算・表示部４２に入力し、
ベクトル検波結果が算出されて位相や振幅情報が出力す
る。
【００２１】結局、このＳＦＩベクトル検波器１９で
は、デジタルシンセサイザ３１と正弦波メモリ３４,３
５を使用することによって、基準周波数信号ｆrefに位
相がロックした任意の周波数の正弦波をこのＳＦＩベク
トル検波器１９での参照信号として発生させることがで
きる。そして、各アナログデジタル乗算器３６,３７で
は、基準周波数信号ｆrefから合成された所定の周波数
（上述の例では１ＭＨｚ）の正弦波信号（参照信号）と
入力信号とが乗算され、乗算結果が積分器３８,３９で
積分される。したがって、デジタル加算器で加える位相
データを移相量π／４に相当する値とすることにより、
入力信号のうちの周波数が１ＭＨｚである成分につい
て、余弦（コサイン）成分と正弦（サイン）成分が抽出
されることとなり、ベクトル検波が実現されたことにな
る。
は、デジタルシンセサイザ３１と正弦波メモリ３４,３
５を使用することによって、基準周波数信号ｆrefに位
相がロックした任意の周波数の正弦波をこのＳＦＩベク
トル検波器１９での参照信号として発生させることがで
きる。そして、各アナログデジタル乗算器３６,３７で
は、基準周波数信号ｆrefから合成された所定の周波数
（上述の例では１ＭＨｚ）の正弦波信号（参照信号）と
入力信号とが乗算され、乗算結果が積分器３８,３９で
積分される。したがって、デジタル加算器で加える位相
データを移相量π／４に相当する値とすることにより、
入力信号のうちの周波数が１ＭＨｚである成分につい
て、余弦（コサイン）成分と正弦（サイン）成分が抽出
されることとなり、ベクトル検波が実現されたことにな
る。
【００２２】以上、本発明の実施の形態の一つを説明し
たが、観測周波数の帯域幅ＢＷがベクトル検波の周波数
（１ＭＨｚ）よりも十分に狭い場合には、観測信号ａ
(ｔ)側のミキサ１３と局部発振器１５を省略することも
可能である。図３はこの場合の相関関数測定装置の構成
を示しており、観測信号ｂ(ｔ)側の局部発振器１６の発
振周波数を１ＭＨｚとし、乗算器１８には２０.４ＭＨ
ｚに周波数変換された観測信号ｂ(ｔ)と、中間周波数Ｉ
Ｆ（２１.４ＭＨｚ）に周波数変換された観測信号ａ
(ｔ)が入力する。
たが、観測周波数の帯域幅ＢＷがベクトル検波の周波数
（１ＭＨｚ）よりも十分に狭い場合には、観測信号ａ
(ｔ)側のミキサ１３と局部発振器１５を省略することも
可能である。図３はこの場合の相関関数測定装置の構成
を示しており、観測信号ｂ(ｔ)側の局部発振器１６の発
振周波数を１ＭＨｚとし、乗算器１８には２０.４ＭＨ
ｚに周波数変換された観測信号ｂ(ｔ)と、中間周波数Ｉ
Ｆ（２１.４ＭＨｚ）に周波数変換された観測信号ａ
(ｔ)が入力する。
【００２３】次に、上述の相関関数測定装置を用いた測
定例について説明する。図４に示した例では、信号波源
６１に対して回路網Ａ６２、回路網Ｂ６３、…が直列に
接続されている。回路網Ａ６２の入力信号（信号波源６
１の出力信号）を観測信号ａ(ｔ)とし回路網Ａ６２の出
力信号を観測信号ｂ(ｔ)として引き出すことにより、回
路網Ａ６２の動作状態や遅延特性が測定されている。こ
の場合、信号波源６１から回路網Ａ６２に入力する信号
や回路網Ａ６２の出力信号は電気的な信号である必要は
なく、各種センサを通じて計測される、例えば、温度、
流量、音圧、変位量などの物理量で表わされるものであ
ってもよく、観測信号ａ(ｔ)とｂ(ｔ)が別の物理量で表
わされていてもよい。これらの場合でも、例えば遅延時
間Δτ(ｆ0)から、伝搬速度や、単位時間当りの流量、
伝搬距離等を求めることができる。このように、回路網
や伝送路の任意の点から観測信号を引き出すことによ
り、動作状態の測定を行うことができる。
定例について説明する。図４に示した例では、信号波源
６１に対して回路網Ａ６２、回路網Ｂ６３、…が直列に
接続されている。回路網Ａ６２の入力信号（信号波源６
１の出力信号）を観測信号ａ(ｔ)とし回路網Ａ６２の出
力信号を観測信号ｂ(ｔ)として引き出すことにより、回
路網Ａ６２の動作状態や遅延特性が測定されている。こ
の場合、信号波源６１から回路網Ａ６２に入力する信号
や回路網Ａ６２の出力信号は電気的な信号である必要は
なく、各種センサを通じて計測される、例えば、温度、
流量、音圧、変位量などの物理量で表わされるものであ
ってもよく、観測信号ａ(ｔ)とｂ(ｔ)が別の物理量で表
わされていてもよい。これらの場合でも、例えば遅延時
間Δτ(ｆ0)から、伝搬速度や、単位時間当りの流量、
伝搬距離等を求めることができる。このように、回路網
や伝送路の任意の点から観測信号を引き出すことによ
り、動作状態の測定を行うことができる。
【００２４】図５に示した例は、本発明による相関関数
測定装置を複素相関器として波動干渉器に使用し、ホロ
グラムの記録を行うものである。音波や電波も波動であ
ることでは光とは変わらないから、レーザ光を用いる場
合と同じ原理によって、ホログラム像を得ることができ
る（例えば、上羽 貞行、"音波ホログラフィと騒音源
探査"、計測と制御、第１６巻第５号、４２７〜４３３
頁、１９７７年）。ただしこの場合には波長が光の場合
に比べて格段に長いから、固定センサ７２と走査センサ
７３とを用意し、ホログラム観測面７１内で走査センサ
７３をｘｙ方向に２次元的に走査させながらデータを取
得し、計算処理によってホログラム像を再生する。すな
わち、固定センサ７２からの信号を観測信号ａ(ｔ)と
し、走査センサ７３からの信号を観測信号ｂ(ｔ)とし
て、本実施の形態の相関関数測定装置１を用いて、ホロ
グラム観測面７１上の各点(ｘ,ｙ)についてのＳＦＩベ
クトル検波情報（振幅と位相）Ｃab(ｘ,ｙ)を測定す
る。そして、測定された振幅情報と位相情報に基づき、
ホログラム像再生装置７４によってホログラム像を再生
し、これを像表示装置７５で表示すればよい。ホログラ
ム像から波源の広がりなどを知ることができる。
測定装置を複素相関器として波動干渉器に使用し、ホロ
グラムの記録を行うものである。音波や電波も波動であ
ることでは光とは変わらないから、レーザ光を用いる場
合と同じ原理によって、ホログラム像を得ることができ
る（例えば、上羽 貞行、"音波ホログラフィと騒音源
探査"、計測と制御、第１６巻第５号、４２７〜４３３
頁、１９７７年）。ただしこの場合には波長が光の場合
に比べて格段に長いから、固定センサ７２と走査センサ
７３とを用意し、ホログラム観測面７１内で走査センサ
７３をｘｙ方向に２次元的に走査させながらデータを取
得し、計算処理によってホログラム像を再生する。すな
わち、固定センサ７２からの信号を観測信号ａ(ｔ)と
し、走査センサ７３からの信号を観測信号ｂ(ｔ)とし
て、本実施の形態の相関関数測定装置１を用いて、ホロ
グラム観測面７１上の各点(ｘ,ｙ)についてのＳＦＩベ
クトル検波情報（振幅と位相）Ｃab(ｘ,ｙ)を測定す
る。そして、測定された振幅情報と位相情報に基づき、
ホログラム像再生装置７４によってホログラム像を再生
し、これを像表示装置７５で表示すればよい。ホログラ
ム像から波源の広がりなどを知ることができる。
【００２５】なお、観測中心周波数ｆ0と観測周波数帯
域幅ＢＷを可変として波源再生像（ホログラム像）の比
較を行うことによって、波源とホログラム観測面との間
の距離や波源の性質などを詳しく知ることができる。ホ
ログラム観測面から波源までの距離は、再生された波源
像の位相を観測中心周波数ｆ0で微分することによって
得られる。観測中心周波数ｆ0と帯域幅ＢＷを変化させ
た再生像を比較し振幅分布と位相分布の差異を利用する
ことにより、波源間の相関関係を知ることができる。
域幅ＢＷを可変として波源再生像（ホログラム像）の比
較を行うことによって、波源とホログラム観測面との間
の距離や波源の性質などを詳しく知ることができる。ホ
ログラム観測面から波源までの距離は、再生された波源
像の位相を観測中心周波数ｆ0で微分することによって
得られる。観測中心周波数ｆ0と帯域幅ＢＷを変化させ
た再生像を比較し振幅分布と位相分布の差異を利用する
ことにより、波源間の相関関係を知ることができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、２つの観
測信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)に対して観測周波数帯域に応じた
帯域制限を行った後に、これらの間に所定の周波数差が
生じるように周波数変換を行ってから乗算し、乗算結果
に対してベクトル検波を行うことにより、高速のアナロ
グデジタル変換器を必要とせず、複雑な数値計算も必要
とせず、リアルタイムで被測定伝送路の遅延時間等を計
算できるようになるという効果がある。
測信号ａ(ｔ),ｂ(ｔ)に対して観測周波数帯域に応じた
帯域制限を行った後に、これらの間に所定の周波数差が
生じるように周波数変換を行ってから乗算し、乗算結果
に対してベクトル検波を行うことにより、高速のアナロ
グデジタル変換器を必要とせず、複雑な数値計算も必要
とせず、リアルタイムで被測定伝送路の遅延時間等を計
算できるようになるという効果がある。
【図１】本発明の実施の一形態の相関関数測定装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】ＳＦＩベクトル検波器の構成を示すブロック図
である。
である。
【図３】本発明の別の実施の形態の相関関数測定装置の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図４】測定例を説明するブロック図である。
【図５】測定例を説明するブロック図である。
【図６】従来の受動型の遅延時間測定を説明する図であ
る。
る。
１ 相関関数測定装置 １１，１２ 変換部 １３，１４ ミキサ １５，１６ 局部発振器 １７ バンドパスフィルタ １８ 乗算器 １９ ＳＦＩベクトル検波器 ３１ デジタルシンセサイザ ３２ バンドパスフィルタ ３３ デジタル加算器 ３４，３５ 正弦波メモリ ３６，３７ アナログデジタル乗算器 ３８，３９ 積分器 ４０，４１ アナログデジタル変換器 ４２ 演算・表示部 ６１ 信号波源 ６２，６３ 回路網 ７１ ホログラム観測面 ７２ 固定センサ ７３ 走査センサ ７４ ホログラム像再生装置 ７５ 像表示装置
Claims (6)
- 【請求項１】 所定の観測周波数帯域において第１の観
測信号と第２の観測信号の間の相関関数を測定する方法
であって、 前記第１の観測信号を前記観測周波数帯域に制限して第
１の周波数の信号に周波数変換し、 前記第２の観測信号を前記観測周波数帯域に制限し、前
記第１の周波数への周波数変換時と同一の基準周波数信
号に基づき、前記第１の周波数に対して所定の周波数差
を有する第２の周波数の信号に前記第２の観測信号を周
波数変換し、 前記第１の周波数の信号と前記第２の周波数の信号を乗
算し、これらの差周波数成分に対して前記基準周波数信
号に基づいてベクトル検波を行う相関関数測定方法。 - 【請求項２】 所定の観測周波数帯域において第１の観
測信号と第２の観測信号の間の相関関数を測定する方法
であって、 前記第１の観測信号を前記観測周波数帯域に制限して所
定の中間周波数の信号に周波数変換し、 前記第２の観測信号を前記観測周波数帯域に制限し、前
記第１の観測信号の場合におけるものと同一の基準周波
数信号に基づき、前記第２の観測信号を前記中間周波数
の信号に周波数変換し、 前記中間周波数への変換後の前記第１の観測信号及び前
記第２の観測信号の少なくとも一方に対して前記基準周
波数信号に基づいて周波数変換を行い、前記第１の観測
信号と前記第２観測信号の間に所定の周波数差を生じさ
せ、 前記周波数差が生じた前記第１の観測信号と前記第２の
観測信号とを乗算し、乗算の結果として生じる差周波数
成分に対して前記基準周波数信号に基づいてベクトル検
波を行う相関関数測定方法。 - 【請求項３】 前記ベクトル検波が、合成フーリエ積分
により、前記基準周波数信号に基づいて前記周波数差に
相当する参照信号を生成して行われる請求項１または２
に記載の相関関数測定方法。 - 【請求項４】 前記ベクトル検波によって得られた位相
情報を観測周波数で除算することにより、前記第１の観
測信号と前記第２の観測信号の間の遅延時間を決定する
請求項１乃至３いずれか１項に記載の相関関数決定方
法。 - 【請求項５】 所定の観測周波数帯域において第１の観
測信号と第２の観測信号の間の相関関数を測定する装置
であって、 前記第１の観測信号を前記観測周波数帯域に制限して所
定の中間周波数の信号に周波数変換する第１の変換手段
と、 前記第２の観測信号を前記観測周波数帯域に制限し、前
記第１の変換手段におけるものと同一の基準周波数信号
に基づき、前記第２の観測信号を前記中間周波数の信号
に周波数変換する第２の変換手段と、 前記第１の変換手段から供給される信号と前記第２の変
換手段から供給される信号とを乗算する乗算器と、 前記第１の変換手段及び前記第２の変換手段の少なくと
も一方の出力と前記乗算器との設けられたミキサと、 前記ミキサごとに設けられ、前記乗算器に入力する２信
号間に所定の周波数差が生じるように、前記基準周波数
信号に位相ロックした局部発振信号を前記ミキサに供給
する局部発振器と、 前記乗算器の出力のうち差周波数成分に対して前記基準
周波数信号を基づいてベクトル検波を行うベクトル検波
器と、を有する相関関数測定装置。 - 【請求項６】 前記ベクトル検波器が、前記基準周波数
信号から前記周波数差に相当する参照信号を生成してベ
クトル検波を行なう合成フーリエ積分ベクトル検波器で
ある請求項５に記載の相関関数測定装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28985195A JP3609177B2 (ja) | 1995-11-08 | 1995-11-08 | 相関関数測定方法及び装置 |
| US08/746,293 US5748314A (en) | 1995-11-08 | 1996-11-07 | Correlation function measurement method and apparatus, and wave source image visualization method and apparatus based on correlation function measurement |
| DE19645953A DE19645953B4 (de) | 1995-11-08 | 1996-11-07 | Verfahren zum Bestimmen einer Korrelation und Gerät zur Durchführung des Verfahrens |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28985195A JP3609177B2 (ja) | 1995-11-08 | 1995-11-08 | 相関関数測定方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09133721A true JPH09133721A (ja) | 1997-05-20 |
| JP3609177B2 JP3609177B2 (ja) | 2005-01-12 |
Family
ID=17748593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28985195A Expired - Fee Related JP3609177B2 (ja) | 1995-11-08 | 1995-11-08 | 相関関数測定方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3609177B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19921947B4 (de) * | 1998-05-13 | 2005-12-22 | Advantest Corp. | Verfahren und Vorrichtung zur Rekonstruktion der Verteilung von Radiowellenquellen |
| DE19917661B4 (de) * | 1998-04-17 | 2007-02-15 | Advantest Corp. | Verfahren und Vorrichtung zur Messung elektromagnetischer Wellen |
| KR100900593B1 (ko) * | 2002-06-18 | 2009-06-02 | 김칠수 | 주파수 변환을 이용한 정밀 시간 측정 방법 |
| CN105739289A (zh) * | 2016-03-18 | 2016-07-06 | 山东交通学院 | 一种基于集成鉴相鉴频器的脉冲时间间隔测量方法及电路 |
| CN106896709A (zh) * | 2015-11-25 | 2017-06-27 | 英特尔Ip公司 | 高频时间交织数字时间转换器dtc |
| KR20180054337A (ko) * | 2016-11-15 | 2018-05-24 | 한국전자통신연구원 | 수동상호변조왜곡 신호 측정 장치 및 방법 |
-
1995
- 1995-11-08 JP JP28985195A patent/JP3609177B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19917661B4 (de) * | 1998-04-17 | 2007-02-15 | Advantest Corp. | Verfahren und Vorrichtung zur Messung elektromagnetischer Wellen |
| DE19921947B4 (de) * | 1998-05-13 | 2005-12-22 | Advantest Corp. | Verfahren und Vorrichtung zur Rekonstruktion der Verteilung von Radiowellenquellen |
| KR100900593B1 (ko) * | 2002-06-18 | 2009-06-02 | 김칠수 | 주파수 변환을 이용한 정밀 시간 측정 방법 |
| CN106896709A (zh) * | 2015-11-25 | 2017-06-27 | 英特尔Ip公司 | 高频时间交织数字时间转换器dtc |
| CN105739289A (zh) * | 2016-03-18 | 2016-07-06 | 山东交通学院 | 一种基于集成鉴相鉴频器的脉冲时间间隔测量方法及电路 |
| KR20180054337A (ko) * | 2016-11-15 | 2018-05-24 | 한국전자통신연구원 | 수동상호변조왜곡 신호 측정 장치 및 방법 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3609177B2 (ja) | 2005-01-12 |
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