JPH0898514A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 入力電圧が設定される出力電圧より高い場合
のスイッチング電源装置始動時において、出力電圧が長
時間に渡って高電圧状態となるのを防止した、トランジ
スタ整流方式のスイッチング電源装置を得る。 【構成】 整流素子としてのトランジスタＱ２のベース
をベース電流制限抵抗Ｒ３を介して駆動用トランジスタ
Ｑ３のコレクタを接続し、駆動用トランジスタＱ３のエ
ミッタをアースに接続する。駆動用トランジスタＱ３の
コレクタ、ベース間に抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５による
帰還回路４を設ける。帰還回路４の抵抗Ｒ５とコンデン
サＣ５の接続点とアース間にダイオードＤ３を接続す
る。 【効果】 駆動用トランジスタＱ３及びトランジスタＱ
２は速やかにアクティブ動作状態となり、出力電圧が長
時間に渡って高電圧状態とならない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、整流素子の導通時の損
失を少なくして電力変換効率を改善したスイッチング電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置の効率を向上させ
る一手段として、整流素子にダイオードに代えてトラン
ジスタを使用することが考えられる。一般に、ダイオー
ドの順方向電圧Ｖ_F よりトランジスタのコレクタ、エミ
ッタ間の飽和電圧の方が小さく、発生する損失が小さい
ことが知られている。この点に着目し、スイッチング素
子のスイッチング動作に同期してトランジスタのオン、
オフ動作を制御することにより整流素子としての機能を
担わせ、スイッチング電源装置における整流素子での損
失を低減しようというものである。このようなトランジ
スタ整流素子を使用することにより高い電力変換効率を
実現したスイッチング電源として、本発明者は特願平６
−１５８４３号において、図２に示すスイッチング電源
装置を提案している。

【０００３】図２に示す回路において、チョークコイル
Ｌ１、スイッチングトランジスタＱ１、トランジスタ整
流素子としてのＰＮＰ型のトランジスタＱ２及び平滑コ
ンデンサＣ２により、チョップアップ型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを形成している。スイッチングトランジスタＱ
１のベースには、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２によって分圧され
た出力電圧の検出値に応じて、オン、オフ期間のデュー
ティが変化する制御信号を出力する制御回路３が設けら
れる。トランジスタ整流素子としてのトランジスタＱ２
のベースには、ベース電流制限抵抗Ｒ３とコンデンサＣ
３の並列回路を介して、駆動用トランジスタＱ３のコレ
クタが接続される。

【０００４】駆動用トランジスタＱ３のエミッタはアー
スに接続し、ベースは抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４の直列
回路を介してチョークコイルＬ１とトランジスタＱ２の
接続点に接続し、オン、オフ信号を得る。駆動用トラン
ジスタＱ３のコレクタ、ベース間に抵抗Ｒ５、コンデン
サＣ５の直列回路による帰還回路４を接続する。トラン
ジスタＱ２のベースとアース間に接続されたダイオード
Ｄ１は、トランジスタＱ２のターンオフ時におけるベー
ス領域の蓄積電荷を放電させるための電流路を形成し、
駆動用トランジスタＱ３のベースとアース間に接続され
たダイオードＤ２は、コンデンサＣ４の放電路を形成す
る。

【０００５】以上のような構成としたスイッチング電源
装置は、設定される出力電圧Ｖ_O に対して入力電圧Ｖ_IN
が低い場合にはチョップアップ型の昇圧コンバータとし
て機能し、整流用トランジスタＱ２は整流素子として動
作する。逆に、設定される出力電圧Ｖ_O に対して入力電
圧Ｖ_INが高い場合にはシリーズレギュレータとして機能
し、整流用トランジスタは電圧制御素子として動作す
る。以下に、設定される出力電圧Ｖ_O に対して入力電圧
Ｖ_INが高い場合の、定常運転状態における動作を説明す
る。

【０００６】出力電圧Ｖ_O より入力電圧Ｖ_INの方が高い
と、制御回路３は出力電圧安定化機能によりスイッチン
グトランジスタＱ１のオン期間を短くし、出力電圧Ｖ_O
の上昇を抑えようとする。そのため、この時のスイッチ
ングトランジスタＱ１は、オン期間が非常に短いスイッ
チング動作を継続することになる。ここで、コンデンサ
Ｃ４の存在によって、駆動用トランジスタＱ３のベース
には直流成分の電圧が加わるのが防止されており、スイ
ッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作による脈動
成分のみが駆動用トランジスタＱ３のベースに印加され
ることになる。

【０００７】この時、駆動用トランジスタＱ３のベース
に流入する電流は、スイッチングトランジスタＱ１のオ
ン期間の短いスイッチング動作に伴うコンデンサＣ４の
充放電電流との関係により、駆動用トランジスタＱ３に
飽和領域で動作させるような大きさにはならない。この
ため、駆動用トランジスタＱ３は非飽和領域でのアクテ
ィブ動作状態となる。これにより、駆動用トランジスタ
Ｑ３はスイッチングトランジスタＱ１のスイッチング動
作に応じてトランジスタＱ２のベース電流を制御するこ
とになる。そしてこのことからトランジスタＱ２も非飽
和領域でのアクティブ動作状態となり、シリーズレギュ
レータ的な動作を行うことになる。

【０００８】入力電圧Ｖ_INをさらに高くしていくと、駆
動用トランジスタＱ３が非飽和領域でのアクティブ動作
状態を維持できなくなる。すると、駆動用トランジスタ
Ｑ３が飽和領域での動作状態となることでトランジスタ
Ｑ２も飽和領域でオン、オフし、出力電圧が上昇する、
制御回路３の出力電圧安定化機能によってスイッチング
動作が停止し、出力電圧が降下する、という過程を繰り
返す間欠動作状態となり、出力電圧のリップルが大きく
なる。そのため、リップルの少ない安定した出力電圧Ｖ
_O を供給できる入力電圧Ｖ_INに上限が存在することにな
る。

【０００９】ここで、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５による
帰還回路４は、駆動用トランジスタＱ３のベースに流入
する電流の一部を駆動用トランジスタＱ３のコレクタよ
りエミッタへ流し、ベースに入力される信号に負帰還を
かけることになる。そのため駆動用トランジスタＱ３の
利得は低下し、非飽和領域での動作が行われ易くなる。
これにより、間欠動作状態となってしまう入力電圧Ｖ_IN
の値は上昇し、スイッチング電源装置の入力電圧Ｖ_INの
適用範囲を広く取ることができた。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】特願平６−１５８４３
号にて提案した図２に示すスイッチング電源装置は、整
流素子としてダイオードの代わりにトランジスタを使用
することで、電力変換効率を向上させ、かつ、設定され
る出力電圧Ｖ_O に対して入力電圧Ｖ_INが低くとも高くと
も使用できる昇降圧型のスイッチングレギュレータを形
成している。そして、駆動用トランジスタＱ３のコレク
タ、ベース間に帰還回路４を設けることで、入力電圧Ｖ
_INが高い場合での駆動用トランジスタＱ３の動作がもっ
ぱら非飽和領域で行われるようにしている。これにより
間欠動作が抑制され、入力電圧Ｖ_INの適用範囲を広く取
れるという利点があった。

【００１１】しかしこの回路構成では、入力電圧Ｖ_INが
設定される出力電圧Ｖ_O より高い場合、回路の始動時に
おいて出力電圧Ｖ_O にオーバーシュートを生じ、ある期
間（時間にすると数１０ｍｓ）の間、出力電圧Ｖ_O がほ
ぼ入力電圧Ｖ_INの電圧値まで上昇してしまうという事態
が発生した。この図２に示す回路の始動時の動作は、以
下のようになると考えられている。

【００１２】回路始動時において、先ず入力端子１に入
力電圧Ｖ_INが印加されると制御回路３が作動し、スイッ
チングトランジスタＱ１にスイッチング動作を行わせ
る。このスイッチング動作開始時には、平滑コンデンサ
Ｃ２は未充電状態であるため、出力電圧が低い時の対応
としてスイッチングトランジスタＱ１のオン期間は長く
なる。そのため、スイッチングトランジスタＱ１がター
ンオフした時、チョークコイルＬ１とトランジスタＱ２
の接続点には入力電圧Ｖ_INにチョークコイルＬ１に誘起
されたフライバック電圧が重畳した高い電圧が発生する
ことになる。この高電圧の発生とコンデンサＣ４が未充
電状態であることによって、駆動用トランジスタＱ３の
ベースには、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４を介して駆動用
トランジスタＱ３を飽和領域で動作を行わせるのに充分
な電流が流入する。

【００１３】すると駆動用トランジスタＱ３はオン状態
となり、これによりトランジスタＱ２のベース電流がベ
ース電流制限抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路、駆
動用トランジスタＱ３のコレクタ、エミッタの経路で流
れ、トランジスタＱ２は飽和領域での動作でオン状態と
なる。トランジスタＱ２がオン状態となることで、入力
電圧Ｖ_INにチョークコイルＬ１に誘起されたフライバッ
ク電圧が重畳した高電圧が平滑コンデンサＣ２を充電
し、出力電圧Ｖ_O を上昇させる。やがて、コンデンサＣ
４の充電の進行により、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ４を介
して駆動用トランジスタＱ３のベースに流入する電流は
減少していき、駆動用トランジスタＱ３はアクティブ動
作状態へ移行し始める。

【００１４】定常運転時には、オン期間の短いスイッチ
ング動作によって抵抗Ｒ４、コンデンサＣ４を介して駆
動用トランジスタＱ３のベースに流入する電流は小さ
く、駆動用トランジスタＱ３は非飽和領域におけるアク
ティブ動作状態となっていた。そして、このアクティブ
動作状態での駆動用トランジスタＱ３のコレクタに流入
するトランジスタＱ２のベース電流は、トランジスタＱ
２に非飽和領域で動作を行わせ、出力電圧Ｖ_O を設定す
べき値に制御するようなものであった。しかし始動時に
おいては、帰還回路４のコンデンサＣ５の充電が済むま
での間、トランジスタＱ２のベース電流の一部がトラン
ジスタＱ２のベースからベース電流制限抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ３の並列回路、帰還回路４を介して駆動用トラ
ンジスタＱ３のベースへ流入してしまうことになる。

【００１５】そのため駆動用トランジスタＱ３のベース
には、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ４を流れる電流と帰還回
路４を流れる電流との合成電流が流入することとなり、
この合成電流により駆動用トランジスタＱ３のコレクタ
に流入するトランジスタＱ２のベース電流が決定される
ことになる。周知のようにエミッタ接地のトランジスタ
素子には、ベースに流入する電流のｈ_FE倍の電流をコレ
クタに流す電流増幅作用がある。そのため、駆動用トラ
ンジスタＱ３のベースに流入する合成電流は、自身のｈ
_FE倍のトランジスタＱ２のベース電流を駆動用トランジ
スタＱ３のコレクタに導くことになる。

【００１６】このことから、駆動用トランジスタＱ３の
コレクタに導かれるトランジスタＱ２のベース電流が充
分に大きければ、トランジスタＱ２は飽和領域での動作
でオン状態となり、入力電圧Ｖ_INがそのまま出力端子２
へ現れることになる。従って、駆動用トランジスタＱ３
のベースに帰還回路４のコンデンサＣ５の充電が済むま
でトランジスタＱ２のベース電流の一部が供給され続
け、これにより駆動用トランジスタＱ３はトランジスタ
Ｑ２のベース電流を過大に流し続ける。その結果、出力
電圧Ｖ_O は設定される電圧より高い電圧値を、始動開始
時より長時間に渡って示現することになるというのがオ
ーバーシュートの発生の原因と見られている。

【００１７】この時の出力電圧Ｖ_O の変化の過程は以下
のようになる。始動直後、トランジスタＱ２がオン状態
になった時に、入力電圧Ｖ_INにフライバック電圧が重畳
した高電圧が尖塔状に現れ、その後、入力電圧Ｖ_INの電
圧値まで降下して一度出力電圧Ｖ_O の値は安定する。帰
還回路４のコンデンサＣ５が充電されている間は、駆動
用トランジスタＱ３のベースにトランジスタＱ２のベー
ス電流の一部が流入する。これにより駆動用トランジス
タＱ３がトランジスタＱ２をオン状態にするのに充分な
ベース電流を流すため、出力電圧Ｖ_O は入力電圧Ｖ_INの
電圧値にほぼ等しい値を維持する。

【００１８】やがてコンデンサＣ５の充電の進行により
トランジスタＱ２は非飽和領域での動作へと移行し始
め、徐々に出力電圧Ｖ_O は低下していく。コンデンサＣ
５の充電が済むと（始動開始時より数十ミリ秒後）、出
力電圧Ｖ_O は設定されるべき電圧まで降下するに至る。
この時から駆動用トランジスタＱ３はスイッチング動作
に応じてトランジスタＱ２のベース電流を制御するよう
になり、トランジスタＱ２はシリーズレギュレータ的な
動作を行う。これにより、以後、出力電圧Ｖ_O は設定さ
れた電圧で安定することになる。

【００１９】このように、スイッチング電源装置の始動
時において、長時間に渡って出力電圧Ｖ_O が設定される
べき電圧を越えた電圧値の高い入力電圧Ｖ_INまで上昇す
ることは、場合によってはスイッチング電源装置に接続
される負荷に悪影響を及ぼす恐れがあり、出力電圧Ｖ_O
が所定の電圧値以上にならないようにする手段を設けて
おく必要があった。そこで本発明は、入力電圧が設定さ
れる出力電圧より高い場合のスイッチング電源装置始動
時において、出力電圧が長時間に渡って高電圧状態とな
るのを防止した、トランジスタ整流素子を用いたスイッ
チング電源装置を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
素子がターンオフした時にインダクタンス要素にフライ
バック電圧を発生させ、そのフライバック電圧によるエ
ネルギーを整流平滑することにより所望の直流電力を得
るスイッチング電源装置において、ＰＮＰ型トランジス
タよりなり、整流素子として動作するトランジスタ整流
素子、ＮＰＮ型トランジスタよりなり、トランジスタ整
流素子のベースとアース間に電流制限抵抗と直列にコレ
クタ、エミッタが接続され、トランジスタ整流素子の動
作を制御する駆動用トランジスタ、抵抗とコンデンサの
直列回路よりなり、該駆動用トランジスタのコレクタ、
ベース間に接続される帰還回路、帰還回路の抵抗とコン
デンサの接続点とアース間にカソードをアース側として
接続されるダイオード、を備えたことを特徴とするスイ
ッチング電源装置である。

【００２１】

【作用】始動時において、駆動用トランジスタＱ３がオ
ン状態からアクティブ動作状態に移った時、整流素子と
してのトランジスタＱ２のベース電流の一部は、ベース
電流制限抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路、帰還回
路４のコンデンサＣ５、ダイオードＤ３の経路で流れ
る。これにより、トランジスタＱ２のベース電流の一部
が駆動用トランジスタＱ３のベースに流入せず、駆動用
トランジスタＱ３のコレクタにトランジスタＱ２をオン
状態とするのに充分なベース電流が導かれるのが防止さ
れる。また、電流路の時定数が小さくなり、帰還回路４
のコンデンサＣ５の充電速度が向上する。

【００２２】その結果、駆動用トランジスタＱ３がアク
ティブ動作状態となるとトランジスタＱ２のベース電流
は減少し、トランジスタＱ２も速やかにアクティブ動作
状態となる。そして、コンデンサＣ５の充電が済むと、
トランジスタＱ２は完全に駆動用トランジスタＱ３によ
って制御され、安定した出力電圧Ｖ_O を得る定常運転状
態となる。以上のことから、始動開始時より長時間に渡
って、設定された電圧より高い出力電圧が現れることが
無くなる。

【００２３】

【実施例】入力電圧が設定される出力電圧より高い場合
のスイッチング電源装置始動時における、出力電圧の長
時間に渡る高電圧状態の発生を防止した、本発明による
スイッチング電源装置の実施例を図１に示した。なお、
図１と図２において同じ構成要素には同じ符号を付与し
てある。図１に示すスイッチング電源装置は、帰還回路
４の抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５の接続点とアース間にダ
イオードＤ３を接続したことの他は、図２に示すスイッ
チング電源装置と同一の回路構成である。この図１に示
す回路の、入力電圧が設定される出力電圧より高い場合
における装置始動時の動作は以下のようになる。

【００２４】設定される出力電圧Ｖ_O より電圧値の高い
入力電圧Ｖ_INが入力端子１に印加された時、先ず制御回
路３が動作を開始してスイッチングトランジスタＱ１を
オン状態にする。すると、チョークコイルＬ１、スイッ
チングトランジスタＱ１のコレクタ、エミッタの経路で
電流が流れ、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄積さ
れる。やがて制御回路３からの信号によりスイッチング
トランジスタＱ１がターンオフし、チョークコイルＬ１
にフライバック電圧が発生する。これによりチョークコ
イルＬ１とトランジスタＱ２の接続点には、入力電圧Ｖ
_INにフライバック電圧が重畳した高い電圧が加わること
になる。

【００２５】この入力電圧Ｖ_INにフライバック電圧が重
畳した高い電圧により、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ４を介
して駆動用トランジスタＱ３のベースに電流が流入し、
駆動用トランジスタＱ３は飽和領域での動作によりオン
状態となる。すると、トランジスタＱ２のベースより、
ベース電流制限抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路、
駆動用トランジスタＱ３のコレクタ、エミッタの経路で
電流が流れ、トランジスタＱ２は飽和領域でのオン状態
となる。この時、入力電圧Ｖ_INにフライバック電圧が重
畳した高い電圧はオン状態のトランジスタＱ２を介して
平滑コンデンサＣ２の両端に加わり、平滑コンデンサＣ
２を充電し、出力電圧Ｖ_O を上昇させる。

【００２６】コンデンサＣ４の充電の進行により駆動用
トランジスタＱ３のベース電流は減少し、速やかに駆動
用トランジスタＱ３は非飽和領域での動作によるアクテ
ィブ動作状態に移る。するとトランジスタＱ２のベース
電流はベース電流制限抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列
回路、帰還回路４のコンデンサＣ５、ダイオードＤ３の
経路にも流れるようになり、コンデンサＣ５を充電す
る。ここで、このコンデンサＣ５の充電電流と駆動用ト
ランジスタＱ３のコレクタに流入する電流を合わせたト
ランジスタＱ２のベース電流は、トランジスタＱ２に飽
和領域で動作を行わせるような大きな値とはならない。
そのため、駆動用トランジスタＱ３がアクティブ動作状
態となることでトランジスタＱ２のベース電流は減少
し、トランジスタＱ２も非飽和領域での動作によるアク
ティブ動作状態へ移行する。

【００２７】そして、コンデンサＣ５の充電が済むとト
ランジスタＱ２のベース電流は駆動用トランジスタＱ３
のコレクタに流入する分だけとなり、トランジスタＱ２
の動作は駆動用トランジスタＱ３にて制御されるように
なる。以後、駆動用トランジスタＱ３はアクティブ動作
状態を維持し、スイッチングトランジスタＱ１のスイッ
チング動作に応じてトランジスタＱ２のベース電流を制
御する。これによりトランジスタＱ２もアクティブ動作
状態を維持し、スイッチング電源装置はシリーズレギュ
レータとして機能する。

【００２８】図２に示す従来の回路では、装置の始動
時、トランジスタＱ２のベース電流の一部が帰還回路４
のコンデンサＣ５の充電が済むまで、ベース電流制限抵
抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路、帰還回路４を介し
て駆動用トランジスタＱ３のベースに流入してしまって
いた。このために駆動用トランジスタＱ３は、トランジ
スタＱ２が飽和領域で動作するのに充分なベース電流を
流すこととなり、始動開始時より長時間に渡って、設定
される電圧より高い入力電圧Ｖ_INにほぼ等しい出力電圧
Ｖ_O を出力してしまっていた。

【００２９】これに対して、図１に示す本発明の回路で
は、帰還回路４の抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５の接続点と
アースとの間にダイオードＤ３を接続し、トランジスタ
Ｑ２のベース電流の一部を、ベース電流制限抵抗Ｒ３と
コンデンサＣ３の並列回路、コンデンサＣ５、ダイオー
ドＤ３の経路で流すようにしている。これにより始動時
においては、先ず第１に、トランジスタＱ２のベース電
流の一部が駆動用トランジスタＱ３のベースに供給され
ないため、駆動用トランジスタＱ３は速やかにアクティ
ブ動作状態に移ることができる。また駆動用トランジス
タＱ３は、そのベースにトランジスタＱ２のベース電流
の一部が供給されることを原因とするトランジスタＱ２
を飽和領域で動作させるのに充分な電流を、コレクタに
導かなくなる。

【００３０】第２に、駆動用トランジスタＱ３がアクテ
ィブ動作状態に移った後、トランジスタＱ２の一部のベ
ース電流は、ベース電流制限抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３
の並列回路、コンデンサＣ５、ダイオードＤ３の経路で
流れてコンデンサＣ５を充電するため、電流路の時定数
が小さく、コンデンサＣ５の充電速度が速くなる。以上
のことから、トランジスタＱ２は早期にアクティブ動作
状態に移ることができ、駆動用トランジスタＱ３による
トランジスタＱ２のベース電流の制御が図２に示す回路
に比べて格段に速く開始されることになる。

【００３１】この場合の出力電圧Ｖ_O の変化としては、
先ず、トランジスタＱ２がオン状態となった瞬間に入力
電圧Ｖ_INにフライバック電圧が重畳した高い電圧が尖塔
状に現れる。その後、速やかに駆動用トランジスタＱ３
がアクティブ動作状態へ移行し、これに伴ってトランジ
スタＱ２もアクティブ動作状態となるため、出力電圧Ｖ
_O は設定されるべき電圧まで急速に降下する。そして、
帰還回路４のコンデンサＣ５の充電が終了するに至っ
て、出力電圧Ｖ_O は設定されるべき電圧値となって安定
した運転状態となる。従って、図２に示す回路のような
長時間に渡る電圧のオーバーシュートは発生しなくな
る。

【００３２】ちなみに、図２に示す回路構成とした実験
回路基板では、出力電圧Ｖ_O が設定されるべき電圧値以
上となるオーバーシュートの発生する時間は、約８０ｍ
ｓであった。これに対し、同じ回路基板に図１のように
ダイオードを接続すると、オーバーシュートの発生する
時間は約１ｍｓとなった。これは、トランジスタＱ２が
飽和領域で動作してしまうことを原因とするオーバーシ
ュートをほぼ排除でき、回路始動直後のフライバック電
圧の重畳した高電圧の発生を原因とするオーバーシュー
トだけになったと見なされる。

【００３３】

【発明の効果】以上に述べたように本発明によるスイッ
チング電源装置は、駆動用トランジスタのコレクタ、ベ
ース間に接続される帰還回路の抵抗とコンデンサの接続
点とアース間にダイオードを接続している。これにより
整流素子としてのトランジスタのベース電流が駆動用ト
ランジスタのベースへ流入しないようにするのと同時
に、帰還回路を構成するコンデンサの充電速度を向上さ
せている。そのため、駆動用トランジスタ及び整流素子
としてのトランジスタは速やかにアクティブ動作状態に
移ることができ、出力電圧が長時間に渡って高電圧状態
とならない。そして、出力電圧が所定の値以上にならな
いようにする手段を設ける必要が無くなるという効果を
奏する。さらに、駆動用トランジスタのベース、エミッ
タ間に帰還回路の抵抗を介してダイオードが接続される
形となっている。このため、駆動用トランジスタのベー
ス、エミッタ間電圧Ｖ_BEとダイオードの順方向電圧Ｖ_F
が同方向の温度特性となり、温度変化に対して安定にな
るという効果も付随して得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明によるスイッチング電源装置の実施例
の回路図。

【図２】 特願平６−１５８４３号で提案したスイッチ
ング電源装置の回路図。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ 制御回路 ４ 帰還回路 Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 整流素子としてのトランジスタ Ｑ３ 駆動用トランジスタ Ｒ３ ベース電流制限抵抗 Ｄ３ ダイオード

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子がターンオフした時に
   インダクタンス要素にフライバック電圧を発生させ、該
   フライバック電圧によるエネルギーを整流平滑すること
   により所望の直流電力を得るスイッチング電源装置にお
   いて、 ＰＮＰ型トランジスタよりなり、整流素子として動作す
   るトランジスタ整流素子、 ＮＰＮ型トランジスタよりなり、該トランジスタ整流素
   子のベースとアース間に電流制限抵抗と直列にコレク
   タ、エミッタが接続され、該トランジスタ整流素子の動
   作を制御する駆動用トランジスタ、 抵抗とコンデンサの直列回路よりなり、該駆動用トラン
   ジスタのコレクタ、ベース間に接続される帰還回路、 該帰還回路の抵抗とコンデンサの接続点とアース間にカ
   ソードをアース側として接続されるダイオード、を備え
   たことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記駆動用トランジスタは、トランジス
   タ整流素子とインダクタンス素子の接続点よりコンデン
   サを介してオン、オフ制御信号の供給を受けることを特
   徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。