JPH0888515A - Ｆｍ偏移量測定器 - Google Patents
Ｆｍ偏移量測定器Info
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- JPH0888515A JPH0888515A JP6223069A JP22306994A JPH0888515A JP H0888515 A JPH0888515 A JP H0888515A JP 6223069 A JP6223069 A JP 6223069A JP 22306994 A JP22306994 A JP 22306994A JP H0888515 A JPH0888515 A JP H0888515A
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- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
- H04B17/101—Monitoring; Testing of transmitters for measurement of specific parameters of the transmitter or components thereof
- H04B17/104—Monitoring; Testing of transmitters for measurement of specific parameters of the transmitter or components thereof of other parameters, e.g. DC offset, delay or propagation times
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 測定値の温度変動、経時変動を小さくする。
【構成】 ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）をＡ／Ｄ変換した後、
その同相成分Ｉと直交成分Ｑ（ヒルベルト変換対）を求
め、これよりＶ（ｔ）の瞬時位相θ＝ｔａｎ-1（Ｑ／
Ｉ）を求め、更に変調周波数ｆa(t)＝ｄθ／２πｄｔを
求める。或いはＩ，Ｑより直接ｆa(t)＝（ＩｄＱ／ｄｔ
−ＱｄＩ／ｄｔ）／２π（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を求めてもよ
い。変調周波数ｆa を積分してＶ（ｔ）の搬送周波数誤
差Δｆを検出し、ｆa よりΔｆを引算して補正する。補
正したｆa をディエンファシスする。ＢＰＦ４でハム及
び高周波雑音を抑圧した後、周波数偏移の正側のピーク
値Ｐ- 、負側のピーク値Ｐ- 、これらの平均値（Ｐ+ ＋
Ｐ- ）／２、自乗平均値Ｐa を求める。真のピークはサ
ンプルデータの間に存在する場合が多いので、ｆa
（ｔ）よりヒルベルト変換対Ｉf ，Ｑf を求め、ｆa
（ｔ）のエンベロープＥnv（ｔ）＝√（Ｉf2＋Ｑf2）を
求め、その時系列データ間を補間して、より精度のよい
ピーク値Ｐ+ ′を求めることもできる。
その同相成分Ｉと直交成分Ｑ（ヒルベルト変換対）を求
め、これよりＶ（ｔ）の瞬時位相θ＝ｔａｎ-1（Ｑ／
Ｉ）を求め、更に変調周波数ｆa(t)＝ｄθ／２πｄｔを
求める。或いはＩ，Ｑより直接ｆa(t)＝（ＩｄＱ／ｄｔ
−ＱｄＩ／ｄｔ）／２π（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を求めてもよ
い。変調周波数ｆa を積分してＶ（ｔ）の搬送周波数誤
差Δｆを検出し、ｆa よりΔｆを引算して補正する。補
正したｆa をディエンファシスする。ＢＰＦ４でハム及
び高周波雑音を抑圧した後、周波数偏移の正側のピーク
値Ｐ- 、負側のピーク値Ｐ- 、これらの平均値（Ｐ+ ＋
Ｐ- ）／２、自乗平均値Ｐa を求める。真のピークはサ
ンプルデータの間に存在する場合が多いので、ｆa
（ｔ）よりヒルベルト変換対Ｉf ，Ｑf を求め、ｆa
（ｔ）のエンベロープＥnv（ｔ）＝√（Ｉf2＋Ｑf2）を
求め、その時系列データ間を補間して、より精度のよい
ピーク値Ｐ+ ′を求めることもできる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】ＦＭ偏移量測定器に関し、特にデ
ィジタル信号処理技術を用いて、温度特性と経時変化特
性を向上させたＦＭ偏移量測定器に係わる。
ィジタル信号処理技術を用いて、温度特性と経時変化特
性を向上させたＦＭ偏移量測定器に係わる。
【０００２】
【従来の技術】従来のＦＭ偏移量測定器は図８に示すよ
うにアナログ方式で構成されている。ＦＭ送信機より入
力端子ＩＮに入力されたＲＦ信号ＳRFはミキサ１で局部
発振器２のローカル信号と周波数混合されて、両者の差
の周波数成分、つまり中間周波信号ＳIFのみが選択的に
出力され、ＩＦアンプ・フィルタ部１３で増幅されて、
ＦＭ復調器４に入力され、Ｆ／Ｖ変換されてその復調信
号ｅ（ｔ）がディジタルボルトメータ５に供給され、周
波数偏移の正側のピーク値Ｐ+ 、負側のピーク値Ｐ- 及
びそれらの平均値（Ｐ+ ＋Ｐ- ）／２が測定される。
うにアナログ方式で構成されている。ＦＭ送信機より入
力端子ＩＮに入力されたＲＦ信号ＳRFはミキサ１で局部
発振器２のローカル信号と周波数混合されて、両者の差
の周波数成分、つまり中間周波信号ＳIFのみが選択的に
出力され、ＩＦアンプ・フィルタ部１３で増幅されて、
ＦＭ復調器４に入力され、Ｆ／Ｖ変換されてその復調信
号ｅ（ｔ）がディジタルボルトメータ５に供給され、周
波数偏移の正側のピーク値Ｐ+ 、負側のピーク値Ｐ- 及
びそれらの平均値（Ｐ+ ＋Ｐ- ）／２が測定される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のアナログ方式の
ＦＭ偏移量測定器では、そのＦＭ復調器５は、ＣＲ微分
回路（ＨＰＦ）やホスターシーリー回路のように、Ｌ，
Ｃ，Ｒ、ダイオード等より成る回路で構成されているの
で、部品の周囲温度変化や経時変化によって、そのＦ／
Ｖ変換特性が変化し、周波数偏移量の測定値が変動する
欠点があった。この発明の目的は、温度特性及び経時変
化特性の良好なＦＭ偏移量測定器を提供しようとするも
のである。
ＦＭ偏移量測定器では、そのＦＭ復調器５は、ＣＲ微分
回路（ＨＰＦ）やホスターシーリー回路のように、Ｌ，
Ｃ，Ｒ、ダイオード等より成る回路で構成されているの
で、部品の周囲温度変化や経時変化によって、そのＦ／
Ｖ変換特性が変化し、周波数偏移量の測定値が変動する
欠点があった。この発明の目的は、温度特性及び経時変
化特性の良好なＦＭ偏移量測定器を提供しようとするも
のである。
【０００４】
（１）請求項１のＦＭ偏移量測定器は、ＦＭ入力信号Ｖ
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記デ
ィジタル信号からＦＭ入力信号Ｖの同相成分Ｉと直交成
分Ｑを演算するＩＱ演算手段と、前記同相成分Ｉと直交
成分ＱとからＦＭ入力信号Ｖの瞬時位相θを演算する位
相演算手段と、前記瞬時位相θの時系列データを微分し
て、ＦＭ入力信号Ｖの変調周波数ｆa を演算する微分演
算手段と、前記変調周波数ｆa から周波数偏移の正側の
ピーク値Ｐ+ と負側のピーク値Ｐ - を演算する偏移量演
算手段とで構成される。
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記デ
ィジタル信号からＦＭ入力信号Ｖの同相成分Ｉと直交成
分Ｑを演算するＩＱ演算手段と、前記同相成分Ｉと直交
成分ＱとからＦＭ入力信号Ｖの瞬時位相θを演算する位
相演算手段と、前記瞬時位相θの時系列データを微分し
て、ＦＭ入力信号Ｖの変調周波数ｆa を演算する微分演
算手段と、前記変調周波数ｆa から周波数偏移の正側の
ピーク値Ｐ+ と負側のピーク値Ｐ - を演算する偏移量演
算手段とで構成される。
【０００５】（２）請求項２のＦＭ偏移量測定器は、
（１）において、前記位相演算手段と微分演算手段を設
ける代りに、前記同相成分Ｉ及び直交成分Ｑと、それら
の変化率（ｄＩ／ｄｔ，ｄＱ／ｄｔ）よりＦＭ入力信号
Ｖの変調周波数ｆa を演算する手段を設けたものであ
る。 （３）請求項３の発明では、前記（１）または（２）に
おいて、前記変調周波数ｆa を積分して、ＦＭ入力信号
Ｖの搬送波の周波数誤差分Δｆを検出し、前記変調周波
数ｆa から前記誤差分Δｆを除去する手段が、前記微分
演算手段または変調周波数演算手段と前記偏移量演算手
段との間に設けられている。
（１）において、前記位相演算手段と微分演算手段を設
ける代りに、前記同相成分Ｉ及び直交成分Ｑと、それら
の変化率（ｄＩ／ｄｔ，ｄＱ／ｄｔ）よりＦＭ入力信号
Ｖの変調周波数ｆa を演算する手段を設けたものであ
る。 （３）請求項３の発明では、前記（１）または（２）に
おいて、前記変調周波数ｆa を積分して、ＦＭ入力信号
Ｖの搬送波の周波数誤差分Δｆを検出し、前記変調周波
数ｆa から前記誤差分Δｆを除去する手段が、前記微分
演算手段または変調周波数演算手段と前記偏移量演算手
段との間に設けられている。
【０００６】（４）請求項４の発明では、前記（１）乃
至（３）のいずれかにおいて、前記ＦＭ入力信号Ｖの変
調周波数ｆa の同相成分Ｉf 及び直交成分Ｑf を演算す
る第２のＩＱ演算手段と、前記変調周波数ｆa の同相成
分Ｉf 及び直交成分Ｑf から前記変調周波数ｆａのエン
ベロープＥnvを演算するエンベロープ演算手段と、前記
変調周波数ｆa のエンベロープＥnvの時系列データ間を
補間して、エンベロープのピーク値Ｐ+ ′を演算する第
２の偏移量演算手段とを具備したものである。
至（３）のいずれかにおいて、前記ＦＭ入力信号Ｖの変
調周波数ｆa の同相成分Ｉf 及び直交成分Ｑf を演算す
る第２のＩＱ演算手段と、前記変調周波数ｆa の同相成
分Ｉf 及び直交成分Ｑf から前記変調周波数ｆａのエン
ベロープＥnvを演算するエンベロープ演算手段と、前記
変調周波数ｆa のエンベロープＥnvの時系列データ間を
補間して、エンベロープのピーク値Ｐ+ ′を演算する第
２の偏移量演算手段とを具備したものである。
【０００７】（５）請求項５の発明では、前記（１）ま
たは（２）において、前記偏移量演算手段が前記ＦＭ入
力信号Ｖの変調周波数ｆa の自乗平均値Ｐa を演算する
手段を含むようにしてしている。 （６）請求項６の発明では、前記（１）または（２）に
おいて、前記ＦＭ入力信号Ｖの変調周波数ｆa をディエ
ンファシスする手段を前記微分演算部または変調周波数
演算部と前記偏移量演算手段との間に設けている。
たは（２）において、前記偏移量演算手段が前記ＦＭ入
力信号Ｖの変調周波数ｆa の自乗平均値Ｐa を演算する
手段を含むようにしてしている。 （６）請求項６の発明では、前記（１）または（２）に
おいて、前記ＦＭ入力信号Ｖの変調周波数ｆa をディエ
ンファシスする手段を前記微分演算部または変調周波数
演算部と前記偏移量演算手段との間に設けている。
【０００８】（７）請求項７の発明では、前記（１）ま
たは（２）において、前記ＦＭ入力信号Ｖの変調周波数
ｆa に含まれる低周波数及び高周波雑音を抑圧するフィ
ルタ手段を前記微分演算手段または変調周波数演算手段
と前記偏移量演算手段との間に設けている。 （８）請求項８の発明では、前記（１）または（２）に
おいて、前記ＦＭ入力信号Ｖの中心周波数をｆｍとする
とき、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数ｆspを
４×ｆｍに選定している。
たは（２）において、前記ＦＭ入力信号Ｖの変調周波数
ｆa に含まれる低周波数及び高周波雑音を抑圧するフィ
ルタ手段を前記微分演算手段または変調周波数演算手段
と前記偏移量演算手段との間に設けている。 （８）請求項８の発明では、前記（１）または（２）に
おいて、前記ＦＭ入力信号Ｖの中心周波数をｆｍとする
とき、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数ｆspを
４×ｆｍに選定している。
【０００９】
【実施例】この発明の実施例を図１を参照して説明す
る。図１には図８と対応する部分に同じ符号を付してあ
る。ミキサ１より出力されるＦＭ中間周波信号ＳIFはア
ンチ・エリアシング用のＬＰＦ（低域フィルタ）６で帯
域制限されてＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）とされ、Ａ／Ｄ変換
器７に入力され、発振器８出力のサンプリング周波数ｆ
spでサンプリングされてディジタル信号に変換される。
る。図１には図８と対応する部分に同じ符号を付してあ
る。ミキサ１より出力されるＦＭ中間周波信号ＳIFはア
ンチ・エリアシング用のＬＰＦ（低域フィルタ）６で帯
域制限されてＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）とされ、Ａ／Ｄ変換
器７に入力され、発振器８出力のサンプリング周波数ｆ
spでサンプリングされてディジタル信号に変換される。
【００１０】ＦＭ中間周波信号ＳIFの周波数スペクトル
Ｘａ（ｊω）に図２Ａに示すようにナイキスト周波数ｆ
N ＝ｆsp／２以上の周波数スペクトルが含まれている
と、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号、即ち離散時間信
号Ｖ（ｎＴ）（Ｔはサンプリング周期、ｎは整数）の周
波数スペクトルＸd （ｊω）（Ｘa （ｊω）を±ｆsp，
±２ｆsp，±３ｆspごとに繰返した特性）に重なりが生
じ、元のアナログ信号Ｓ IFのスペクトルＸａ（ｊω）と
異なった特性となり不都合を生ずる。この重なりをエリ
アシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）と呼んでおり、このエリ
アシングをなくすためにＬＰＦ６で帯域制限を行ってい
る。このような意味でＬＰＦ６をアンチエリアシングＬ
ＰＦと呼ぶことがある。
Ｘａ（ｊω）に図２Ａに示すようにナイキスト周波数ｆ
N ＝ｆsp／２以上の周波数スペクトルが含まれている
と、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号、即ち離散時間信
号Ｖ（ｎＴ）（Ｔはサンプリング周期、ｎは整数）の周
波数スペクトルＸd （ｊω）（Ｘa （ｊω）を±ｆsp，
±２ｆsp，±３ｆspごとに繰返した特性）に重なりが生
じ、元のアナログ信号Ｓ IFのスペクトルＸａ（ｊω）と
異なった特性となり不都合を生ずる。この重なりをエリ
アシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）と呼んでおり、このエリ
アシングをなくすためにＬＰＦ６で帯域制限を行ってい
る。このような意味でＬＰＦ６をアンチエリアシングＬ
ＰＦと呼ぶことがある。
【００１１】Ａ／Ｄ変換されたＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）は
ヒルベルト変換部９に入力されて、その同相成分Ｉと直
交成分Ｑとが演算される。これらのＩ，Ｑをヒルベルト
変換対と言う。即ち、中心周波数ｆm をもつ中間周波の
ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）（図３Ａ）と複素正弦波ｅｘｐ
（ｊ２πｆm t ) の変調積〔Ｖ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２π
ｆｍｔ）〕の実部Ｉb と虚部Ｑb 、即ち、 Ｉb ＝Ｒｅ〔Ｖ(t) ・ｅｘｐ（ｊ２πｆｍｔ）〕 … （１） Ｑb ＝Ｉｍ〔Ｖ(t) ・ｅｘｐ（ｊ２πｆｍｔ）〕 … （２） を求める。これらのＩb ，Ｑb には図３Ｂに示すように
Ｖ（ｔ）の周波数ｆIFと、複素正弦波の周波数ｆm との
差の周波数成分（ｆIF−ｆm ）（）と和の周波数成分
（ｆm ＋ｆIF）（）とが含まれている。これらのＩb
，Ｑb をフィルタリング処理して、図３Ｃに示すよう
に差の周波数成分のみを取り出し、同相成分Ｉと直交
成分Ｑを得る。ここで差の周波数成分（ｆIF−ｆｍ）
（）の中心周波数は０である。つまり、ヒルベルト変
換対Ｉ，Ｑの中心周波数は０Ｈｚである。なお、図３の
例は、サンプリング周波数ｆspをｆsp＝４ｆm に設定し
た場合である。
ヒルベルト変換部９に入力されて、その同相成分Ｉと直
交成分Ｑとが演算される。これらのＩ，Ｑをヒルベルト
変換対と言う。即ち、中心周波数ｆm をもつ中間周波の
ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）（図３Ａ）と複素正弦波ｅｘｐ
（ｊ２πｆm t ) の変調積〔Ｖ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２π
ｆｍｔ）〕の実部Ｉb と虚部Ｑb 、即ち、 Ｉb ＝Ｒｅ〔Ｖ(t) ・ｅｘｐ（ｊ２πｆｍｔ）〕 … （１） Ｑb ＝Ｉｍ〔Ｖ(t) ・ｅｘｐ（ｊ２πｆｍｔ）〕 … （２） を求める。これらのＩb ，Ｑb には図３Ｂに示すように
Ｖ（ｔ）の周波数ｆIFと、複素正弦波の周波数ｆm との
差の周波数成分（ｆIF−ｆm ）（）と和の周波数成分
（ｆm ＋ｆIF）（）とが含まれている。これらのＩb
，Ｑb をフィルタリング処理して、図３Ｃに示すよう
に差の周波数成分のみを取り出し、同相成分Ｉと直交
成分Ｑを得る。ここで差の周波数成分（ｆIF−ｆｍ）
（）の中心周波数は０である。つまり、ヒルベルト変
換対Ｉ，Ｑの中心周波数は０Ｈｚである。なお、図３の
例は、サンプリング周波数ｆspをｆsp＝４ｆm に設定し
た場合である。
【００１２】これらのヒルベルト変換対Ｉ，Ｑは位相演
算部１０に入力されて、ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の瞬時位
相θ（ｔ）が次式より演算される。 θ(t) ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ） … （３） 瞬時位相θ（ｔ）の時系列データは微分演算部１１に入
力されて、ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の変調周波数ｆa
（ｔ）が演算される。
算部１０に入力されて、ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の瞬時位
相θ（ｔ）が次式より演算される。 θ(t) ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ） … （３） 瞬時位相θ（ｔ）の時系列データは微分演算部１１に入
力されて、ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の変調周波数ｆa
（ｔ）が演算される。
【００１３】 ｆa (t) ＝ｄＱ(t) ／２πｄｔ … （４） 変調周波数ｆa （ｔ）の時系列データは搬送周波数誤差
除去部１２に入力されて、補正される。即ち、変調周波
数ｆa （ｔ）はサンプリング周期Ｔより充分大きな時間
Ａに亘って積分される、その積分値をΔＦとすれば、 ∫ｆa (t) ｄｔ（ｔ＝０〜Ａ）＝ΔＦ … （５） この積分値ΔＦは、入力ＩＦ信号ＳIFの搬送波の周波数
誤差Δｆに起因するものである。一般に局部発振器２の
周波数精度は問題にならないように充分良好にされてい
るので、ＩＦ信号ＳIFの搬送波の周波数誤差Δｆはミキ
サ１に入力されるＲＦ信号ＳRFの搬送波の周波数誤差に
等しい。Δｆは Δｆ＝ΔＦ／Ａ … （６） より求められる。ＩＦ信号ＳIFの搬送波の周波数誤差Δ
ｆによって、ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の変調周波数ｆa
（ｔ）は周波数誤差Δｆだけ偏移されているのでｆa
（ｔ）−Δｆを演算して補正後の変調周波数ｆa （ｔ）
とする。即ち、 ｆa (t) −Δｆ → ｆa (t) … （７） 搬送周波数誤差Δｆは表示装置１６に入力されて、画面
に表示される。
除去部１２に入力されて、補正される。即ち、変調周波
数ｆa （ｔ）はサンプリング周期Ｔより充分大きな時間
Ａに亘って積分される、その積分値をΔＦとすれば、 ∫ｆa (t) ｄｔ（ｔ＝０〜Ａ）＝ΔＦ … （５） この積分値ΔＦは、入力ＩＦ信号ＳIFの搬送波の周波数
誤差Δｆに起因するものである。一般に局部発振器２の
周波数精度は問題にならないように充分良好にされてい
るので、ＩＦ信号ＳIFの搬送波の周波数誤差Δｆはミキ
サ１に入力されるＲＦ信号ＳRFの搬送波の周波数誤差に
等しい。Δｆは Δｆ＝ΔＦ／Ａ … （６） より求められる。ＩＦ信号ＳIFの搬送波の周波数誤差Δ
ｆによって、ＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の変調周波数ｆa
（ｔ）は周波数誤差Δｆだけ偏移されているのでｆa
（ｔ）−Δｆを演算して補正後の変調周波数ｆa （ｔ）
とする。即ち、 ｆa (t) −Δｆ → ｆa (t) … （７） 搬送周波数誤差Δｆは表示装置１６に入力されて、画面
に表示される。
【００１４】ＲＦ信号ＳRFやＩＦ信号ＳIFに変換されて
いる元のベースバンド信号はプリエンファシス（ｐｒｅ
−ｅｍｐｈａｓｉｓ；図４）されて、高域側の成分が
強調された信号である。このベースバンド信号がＦＭ変
調され、更にＲＦ信号に変換されて入力端子ＩＮに印加
される。従って、微分演算部１１で得られた変調周波数
ｆa （ｔ）はＦＭ受信機のようにｆ／Ｖ変換して元のベ
ースバンド信号に復調し、図４のの利得−周波数特性
をもつディエンファシス（ｄｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）回
路を通せばベースバンド信号の利得周波数特性を平坦に
戻すことができる。この発明の装置では、変調周波数ｆ
a （ｔ）はディエンファシス部１３に入力されて、図４
のディエンファシス特性に対応して重み付けされて、
プリエンファシスの影響を除去している。
いる元のベースバンド信号はプリエンファシス（ｐｒｅ
−ｅｍｐｈａｓｉｓ；図４）されて、高域側の成分が
強調された信号である。このベースバンド信号がＦＭ変
調され、更にＲＦ信号に変換されて入力端子ＩＮに印加
される。従って、微分演算部１１で得られた変調周波数
ｆa （ｔ）はＦＭ受信機のようにｆ／Ｖ変換して元のベ
ースバンド信号に復調し、図４のの利得−周波数特性
をもつディエンファシス（ｄｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）回
路を通せばベースバンド信号の利得周波数特性を平坦に
戻すことができる。この発明の装置では、変調周波数ｆ
a （ｔ）はディエンファシス部１３に入力されて、図４
のディエンファシス特性に対応して重み付けされて、
プリエンファシスの影響を除去している。
【００１５】ディエンファシス部の出力はディジタルフ
ィルターとして構成されるＢＰＦ１４に入力され、ハム
雑散成分が除去されると共に高域側の周波数が、例えば
３ＫＨｚ，１５ＫＨｚのように制限されて、高周波雑音
が抑圧される。ＢＰＦ１４の出力ｆa （ｔ）は偏移量演
算部１５に入力されて、周波数偏移の正側のピーク値Ｐ
+ 、負側のピーク値Ｐ- が演算される。また必要に応じ
正、負のピーク値の平均（Ｐ+ ＋Ｐ- ）／２や周波数偏
移の自乗平均値Ｐa が演算される。これらの偏移量に関
するデータは表示装置１６に入力されて画面に表示され
る。
ィルターとして構成されるＢＰＦ１４に入力され、ハム
雑散成分が除去されると共に高域側の周波数が、例えば
３ＫＨｚ，１５ＫＨｚのように制限されて、高周波雑音
が抑圧される。ＢＰＦ１４の出力ｆa （ｔ）は偏移量演
算部１５に入力されて、周波数偏移の正側のピーク値Ｐ
+ 、負側のピーク値Ｐ- が演算される。また必要に応じ
正、負のピーク値の平均（Ｐ+ ＋Ｐ- ）／２や周波数偏
移の自乗平均値Ｐa が演算される。これらの偏移量に関
するデータは表示装置１６に入力されて画面に表示され
る。
【００１６】なお、搬送周波数誤差除去部１２、ディエ
ンファシス部１３及びＢＰＦ１４は場合によっては省略
することもある。偏移量演算部１５で求めたピーク値Ｐ
+ ，Ｐ- ，（Ｐ+ ＋Ｐ- ）／２は、変調周波数ｆa
（ｔ）の時間間隔Ｔ＝１／ｆspの離散データ（サンプル
データ）ｆa（ｎＴ）より求めたものであるので、多少
の誤差を伴う。即ち、眞のピークはサンプルデータの間
に存在することも起り得る。そこでこの発明ではピーク
値の精度を高めるために以下のような信号処理を行う。
ンファシス部１３及びＢＰＦ１４は場合によっては省略
することもある。偏移量演算部１５で求めたピーク値Ｐ
+ ，Ｐ- ，（Ｐ+ ＋Ｐ- ）／２は、変調周波数ｆa
（ｔ）の時間間隔Ｔ＝１／ｆspの離散データ（サンプル
データ）ｆa（ｎＴ）より求めたものであるので、多少
の誤差を伴う。即ち、眞のピークはサンプルデータの間
に存在することも起り得る。そこでこの発明ではピーク
値の精度を高めるために以下のような信号処理を行う。
【００１７】ＢＰＦ１４より出力される変調周波数ｆa
（ｔ）は第２のヒルベルト変換部１７に入力されて、次
に述べるようにして同相成分Ｉf と直交成分Ｑf とが演
算される。先ず変調周波数ｆa （ｔ）と複素正弦波ｅｘ
ｐ（ｊ２πｆｏｔ）との変調積の実部及び虚部Ｉ0 ，Ｑ
0 を求める。 Ｉ0 ＝Ｒｅ〔ｆa (t) ・ｅｘｐ（ｊ２πｆｏｔ）〕 … （８） Ｑ0 ＝Ｉｍ〔ｆa (t) ｅｘｐ（ｊ２πｆｏｔ）〕 … （９） ここで、 ｆa (t) ＝ｃｏｓ ａ … （10） ２πｆｏｔ＝ｂ … （11） と置けば、（８），（９）式の〔 〕内は 〔 〕＝ｃｏｓ ａ（ｃｏｓ ｂ＋ｊ ｓｉｎ ｂ） ＝ｃｏｓ ａ ｃｏｓ ｂ＋ｊ ｃｏｓ ａ ｓｉｎ ｂ ＝（１／２）〔ｃｏｓ（ａ＋ｂ）＋ｃｏｓ（ａ−ｂ） ＋ｊ｛ｓｉｎ（ａ＋ｂ）−ｓｉｎ（ａ−ｂ）｝〕 ＝（１／２）〔｛ｃｏｓ（ａ＋ｂ）＋ｊ ｓｉｎ（ａ＋ｂ）｝ ＋｛ｃｏｓ（ａ−ｂ）−ｊ ｓｉｎ（ａ−ｂ）｝〕 ∴Ｉ0 ＝（１／２）｛ｃｏｓ（ａ＋ｂ）＋ｃｏｓ（ａ−ｂ）｝ … （12） Ｑ0 ＝（１／２）｛ｓｉｎ（ａ＋ｂ）−ｓｉｎ（ａ−ｂ）｝ … （13） ａ＝０ … （14) 図５に示すようにｆa （ｔ）はベースバンド信号の変調
周波数であり、その中心周波数を０Ｈｚと考えることが
できるので、ａ＝０とすると、 Ｉ0 ＝（１／２）｛ｃｏｓ（２πｆｏｔ）＋ｃｏｓ（−２πｆｏｔ）｝…（15 ) Ｑ0 ＝（１／２）｛ｓｉｎ（２πｆｏｔ）−ｓｉｎ（−２πｆｏｔ）｝…（16 ) Ｉ0 ，Ｑ0 のスペクトラム成分には図５Ｃに示すように
ｆo を中心とする成分と−ｆo を中心とする成分とが存
在する。なお、図５Ｃでは ｆo ＝ｆs ／４ … （17） サンプリング周波数 ｆs ＝２５２ＫＨｚ … （18） としている。
（ｔ）は第２のヒルベルト変換部１７に入力されて、次
に述べるようにして同相成分Ｉf と直交成分Ｑf とが演
算される。先ず変調周波数ｆa （ｔ）と複素正弦波ｅｘ
ｐ（ｊ２πｆｏｔ）との変調積の実部及び虚部Ｉ0 ，Ｑ
0 を求める。 Ｉ0 ＝Ｒｅ〔ｆa (t) ・ｅｘｐ（ｊ２πｆｏｔ）〕 … （８） Ｑ0 ＝Ｉｍ〔ｆa (t) ｅｘｐ（ｊ２πｆｏｔ）〕 … （９） ここで、 ｆa (t) ＝ｃｏｓ ａ … （10） ２πｆｏｔ＝ｂ … （11） と置けば、（８），（９）式の〔 〕内は 〔 〕＝ｃｏｓ ａ（ｃｏｓ ｂ＋ｊ ｓｉｎ ｂ） ＝ｃｏｓ ａ ｃｏｓ ｂ＋ｊ ｃｏｓ ａ ｓｉｎ ｂ ＝（１／２）〔ｃｏｓ（ａ＋ｂ）＋ｃｏｓ（ａ−ｂ） ＋ｊ｛ｓｉｎ（ａ＋ｂ）−ｓｉｎ（ａ−ｂ）｝〕 ＝（１／２）〔｛ｃｏｓ（ａ＋ｂ）＋ｊ ｓｉｎ（ａ＋ｂ）｝ ＋｛ｃｏｓ（ａ−ｂ）−ｊ ｓｉｎ（ａ−ｂ）｝〕 ∴Ｉ0 ＝（１／２）｛ｃｏｓ（ａ＋ｂ）＋ｃｏｓ（ａ−ｂ）｝ … （12） Ｑ0 ＝（１／２）｛ｓｉｎ（ａ＋ｂ）−ｓｉｎ（ａ−ｂ）｝ … （13） ａ＝０ … （14) 図５に示すようにｆa （ｔ）はベースバンド信号の変調
周波数であり、その中心周波数を０Ｈｚと考えることが
できるので、ａ＝０とすると、 Ｉ0 ＝（１／２）｛ｃｏｓ（２πｆｏｔ）＋ｃｏｓ（−２πｆｏｔ）｝…（15 ) Ｑ0 ＝（１／２）｛ｓｉｎ（２πｆｏｔ）−ｓｉｎ（−２πｆｏｔ）｝…（16 ) Ｉ0 ，Ｑ0 のスペクトラム成分には図５Ｃに示すように
ｆo を中心とする成分と−ｆo を中心とする成分とが存
在する。なお、図５Ｃでは ｆo ＝ｆs ／４ … （17） サンプリング周波数 ｆs ＝２５２ＫＨｚ … （18） としている。
【００１８】Ｉ0 ，Ｑ0 のスペクトラム成分のうち、ど
ちらか一方を残すようにフィルタリング処理すると、ヒ
ルベルト変換対Ｉf ，Ｑf が求められる。Ｉf ，Ｑf は
エンベロープ演算部１８に入力されて、次式より変調周
波数ｆa（ｔ）のエンベロープＥnv（ｔ）（図６）が演
算される。 Ｅnv(t) ＝√（Ｉf2＋Ｑf2） … （19） このエンベロープＥnv（ｔ）は第２の偏移量演算部１９
に入力され、時間間隔ＴのサンプルデータＥnv（ｎＴ）
の間の特性が、内挿法によるか、または函数近似法
によって補間され、その補間データを用いて周波数偏倚
のピーク値Ｐ+′が正確に演算され、表示装置１６に与
えられる。
ちらか一方を残すようにフィルタリング処理すると、ヒ
ルベルト変換対Ｉf ，Ｑf が求められる。Ｉf ，Ｑf は
エンベロープ演算部１８に入力されて、次式より変調周
波数ｆa（ｔ）のエンベロープＥnv（ｔ）（図６）が演
算される。 Ｅnv(t) ＝√（Ｉf2＋Ｑf2） … （19） このエンベロープＥnv（ｔ）は第２の偏移量演算部１９
に入力され、時間間隔ＴのサンプルデータＥnv（ｎＴ）
の間の特性が、内挿法によるか、または函数近似法
によって補間され、その補間データを用いて周波数偏倚
のピーク値Ｐ+′が正確に演算され、表示装置１６に与
えられる。
【００１９】なお、簡易な装置では第２のヒルベルト変
換部１７、エンベロープ演算部１８及び第２のピーク偏
移量演算部１９は省略される。 〔変形例〕図１に点線で示すように、位相演算部１０及
び微分演算部１１を設ける代りに、変調周波数演算部２
０を設けて、ヒルベルト変換対Ｉ，Ｑから次式により変
調周波数ｆa （ｔ）を直接演算することができる。
換部１７、エンベロープ演算部１８及び第２のピーク偏
移量演算部１９は省略される。 〔変形例〕図１に点線で示すように、位相演算部１０及
び微分演算部１１を設ける代りに、変調周波数演算部２
０を設けて、ヒルベルト変換対Ｉ，Ｑから次式により変
調周波数ｆa （ｔ）を直接演算することができる。
【００２０】 ｆa (t) ＝（ＩｄＱ／ｄｔ−ＱｄＩ／ｄｔ）／２π（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）…（20） （２０）式が成立することを次に説明しよう。 ｆa (t) ＝ｄθ／２πｄｔ … （４） θ(t) ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ） … （３） ここで、 ｘ＝Ｑ／Ｉ … （21） と置けば、 θ(t) ＝ｔａｎ-1ｘ … （３′） ｆa(t)＝ｄθ／２πｄｔ ＝（ｄθ／ｄｘ）（ｄｘ／２πｄｔ） … （22） ここで、 ｄθ／ｄｘ＝ｄ（ｔａｎ-1ｘ）／ｄｘ ＝１／（１＋ｘ2 ）＝Ｉ2 ／（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） … （23） ｄｘ／２πｄｔ＝ｄ（Ｑ／Ｉ）／２πｄｔ ＝（ＩｄＱ／ｄｔ−ＱｄＩ／ｄｔ）／２πＩ2 … （24） （２３）、（２４）式を（２２）式に代入すれば、 ｆa(t)＝｛Ｉ2 ／（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）｝（ＩｄＱ／ｄｔ−ＱｄＩ／ｄｔ）／２πＩ2 ＝（ＩｄＱ／ｄｔ−ＱｄＩ／ｄｔ）／２π（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） となり、（２０）式が得られる。
【００２１】サンプリング周波数ｆspは図３の例のよう
にＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の中心周波数ｆm の４倍に設定
するのが望ましい。その理由につき説明する。 （Ａ）ｆsp＝２ｆm の場合 サンプリング周波数ｆspはサンプリング定理より入力信
号Ｖ（ｔ）の最高周波数の２倍以上に設定する必要があ
る。ｆsp＝２ｆm の場合には、入力信号Ｖ（ｔ）の周波
数ｆIFには図７Ａに示すようにナイキスト周波数ｆN ＝
ｆsp／２を越える成分が含まれるので、ｆsp＞２ｆm に
しなければならない。 （Ｂ）ｆsp＝３ｆm の場合 図７Ｂのようにヒルベルト変換部９で信号処理して求め
る（１），（２）式のＩb ，Ｑb には、差の周波数（ｆ
IF−ｆm ）の帯域及び和の周波数（ｆIF＋ｆm ）の帯
域及び−（ｆIF＋ｆm ）の帯域が含まれる（図７Ｂ
−２）。及びは正又は負のナイキスト周波数ｆN ，
−ｆN を越えているので、Ｉb ，Ｑb の離散データはｆ
N ，−ｆN で折り返されて、エリアシング成分′又は
′が生じている。エリアシング成分′，′の中心
周波数は±ｆsp／３となる。ｆsp＝４ｆm に設定した図
３の場合には±（ｆIF＋ｆm ）の帯域，の中心周波
数は±ｆsp／２であり、と又はの周波数分離間隔
が（Ｂ）の場合より大きい。従って、（Ｂ）の場合の
と′及び′を分離するフィルタリング処理は、分離
間隔が小さくなった分だけｆsp＝４ｆm に設定した図３
の場合のフィルタリング処理より高次の処理、つまり複
雑な処理を必要とする。 （Ｃ）ｆsp＝５ｆm の場合 図７Ｃに示すように、和の周波数の帯域の中心周波数
は（２／５）ｆspとなり、ｆsp＝４ｆm の図３の場合よ
り、差の周波数帯域との分離間隔が小さくなり、分離
のためのフィルタリングが複雑となる。 （Ｄ）ｆsp＝６ｆm の場合 図７Ｄに示すように和の周波数帯域の中心周波数はｆ
sp／３となり、（Ｂ）のエリアシング成分′の中心周
波数と一致する。従って、差の周波数帯域と和の周波
数帯域とを分離するフィルタリングが複雑となる。
にＦＭ入力信号Ｖ（ｔ）の中心周波数ｆm の４倍に設定
するのが望ましい。その理由につき説明する。 （Ａ）ｆsp＝２ｆm の場合 サンプリング周波数ｆspはサンプリング定理より入力信
号Ｖ（ｔ）の最高周波数の２倍以上に設定する必要があ
る。ｆsp＝２ｆm の場合には、入力信号Ｖ（ｔ）の周波
数ｆIFには図７Ａに示すようにナイキスト周波数ｆN ＝
ｆsp／２を越える成分が含まれるので、ｆsp＞２ｆm に
しなければならない。 （Ｂ）ｆsp＝３ｆm の場合 図７Ｂのようにヒルベルト変換部９で信号処理して求め
る（１），（２）式のＩb ，Ｑb には、差の周波数（ｆ
IF−ｆm ）の帯域及び和の周波数（ｆIF＋ｆm ）の帯
域及び−（ｆIF＋ｆm ）の帯域が含まれる（図７Ｂ
−２）。及びは正又は負のナイキスト周波数ｆN ，
−ｆN を越えているので、Ｉb ，Ｑb の離散データはｆ
N ，−ｆN で折り返されて、エリアシング成分′又は
′が生じている。エリアシング成分′，′の中心
周波数は±ｆsp／３となる。ｆsp＝４ｆm に設定した図
３の場合には±（ｆIF＋ｆm ）の帯域，の中心周波
数は±ｆsp／２であり、と又はの周波数分離間隔
が（Ｂ）の場合より大きい。従って、（Ｂ）の場合の
と′及び′を分離するフィルタリング処理は、分離
間隔が小さくなった分だけｆsp＝４ｆm に設定した図３
の場合のフィルタリング処理より高次の処理、つまり複
雑な処理を必要とする。 （Ｃ）ｆsp＝５ｆm の場合 図７Ｃに示すように、和の周波数の帯域の中心周波数
は（２／５）ｆspとなり、ｆsp＝４ｆm の図３の場合よ
り、差の周波数帯域との分離間隔が小さくなり、分離
のためのフィルタリングが複雑となる。 （Ｄ）ｆsp＝６ｆm の場合 図７Ｄに示すように和の周波数帯域の中心周波数はｆ
sp／３となり、（Ｂ）のエリアシング成分′の中心周
波数と一致する。従って、差の周波数帯域と和の周波
数帯域とを分離するフィルタリングが複雑となる。
【００２２】以上述べたように、ｆsp＝４ｆm に設定し
た図３の場合が、差の周波数帯域と和の周波数帯域
の分離間隔が他の場合より大きくなるので、両者を分離
するフィルタリング処理が容易となる。なお、以上述べ
たＡ／Ｄ変換器７以降のディジタル信号処理はＤＳＰ
（ディジタル・シグナル・プロセッサ）を応用して実現
することができる。
た図３の場合が、差の周波数帯域と和の周波数帯域
の分離間隔が他の場合より大きくなるので、両者を分離
するフィルタリング処理が容易となる。なお、以上述べ
たＡ／Ｄ変換器７以降のディジタル信号処理はＤＳＰ
（ディジタル・シグナル・プロセッサ）を応用して実現
することができる。
【００２３】
【発明の効果】従来のアナログ方式のＦＭ偏移量測定器
は、Ｌ，Ｃ，Ｒ及び半導体部品を用いたアナログ回路に
よってＦＭ復調を行っているので、これら部品の温度変
化や経時変化によって周波数偏移の測定値の変動する欠
点があったが、この発明のＦＭ偏移量測定器は、ＦＭ入
力信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタル信号処理、つまり
演算処理によって周波数偏移を求める方式であるので、
従来技術のようにアナログ部品の特性変化の影響を受け
ず、温度特性及び経時変化特性を大幅に改善できる。
は、Ｌ，Ｃ，Ｒ及び半導体部品を用いたアナログ回路に
よってＦＭ復調を行っているので、これら部品の温度変
化や経時変化によって周波数偏移の測定値の変動する欠
点があったが、この発明のＦＭ偏移量測定器は、ＦＭ入
力信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタル信号処理、つまり
演算処理によって周波数偏移を求める方式であるので、
従来技術のようにアナログ部品の特性変化の影響を受け
ず、温度特性及び経時変化特性を大幅に改善できる。
【００２４】この発明のＦＭ偏移量測定器はディジタル
方式であるので、ＬＳＩ化が可能であり、装置を小型、
軽量化できるメリットもある。
方式であるので、ＬＳＩ化が可能であり、装置を小型、
軽量化できるメリットもある。
【図１】この発明の実施例を示すブロック図。
【図２】図１において、ＬＰＦ６を除いた場合のＡ／Ｄ
変換器７の入力及び出力の周波数スペクトルの一例を示
す図。
変換器７の入力及び出力の周波数スペクトルの一例を示
す図。
【図３】図１のヒルベルト変換部９の入、出力及び内部
のスペクトル分布の一例を示す図。
のスペクトル分布の一例を示す図。
【図４】ＦＭ送受信機におけるプリエンファシス及びデ
ィエンファシス特性を示す図。
ィエンファシス特性を示す図。
【図５】Ａは変調周波数ｆa(ｔ) の波形図、Ｂはｆa
(ｔ) のスペクトラム分布の一例を示す図、Ｃは図１の
ヒルベルト変換部１７の内部のスペクトル分布の一例を
示す図。
(ｔ) のスペクトラム分布の一例を示す図、Ｃは図１の
ヒルベルト変換部１７の内部のスペクトル分布の一例を
示す図。
【図６】図１のエンベロープ演算部１８の出力の波形
図。
図。
【図７】図１において、サンプリング周波数ｆspとＦＭ
入力信号Ｖ（ｔ）の中心周波数ｆm との間に、ｆsp＝２
ｆm ，３ｆm ，４ｆm ，５ｆm ，６ｆm の関係を与えた
ときのヒルベルト変換部９の入力及び内部の周波数スペ
クトル分布の一例を示す図。
入力信号Ｖ（ｔ）の中心周波数ｆm との間に、ｆsp＝２
ｆm ，３ｆm ，４ｆm ，５ｆm ，６ｆm の関係を与えた
ときのヒルベルト変換部９の入力及び内部の周波数スペ
クトル分布の一例を示す図。
【図８】従来のアナログ方式のＦＭ偏移量測定器のブロ
ック図。
ック図。
Claims (8)
- 【請求項１】 ＦＭ入力信号（Ｖ）をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記ディジタル信号からＦＭ入力信号（Ｖ）の同相成分
（Ｉ）と直交成分（Ｑ）を演算するＩＱ演算手段と、 前記同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とからＦＭ入力信
号（Ｖ）の瞬時位相（θ）を演算する位相演算手段と、 前記瞬時位相（θ）の時系列データを微分して、ＦＭ入
力信号（Ｖ）の変調周波数（ｆａ）を演算する微分演算
手段と、 前記変調周波数（ｆa ）から周波数偏移の正側のピーク
値（Ｐ+ ）と負側のピーク値（Ｐ- ）を演算する偏移量
演算手段とを具備する、 ＦＭ偏移量測定器。 - 【請求項２】 ＦＭ入力信号（Ｖ）をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記ディジタル信号からＦＭ入力信号（Ｖ）の同相成分
（Ｉ）と直交成分（Ｑ）を演算するＩＱ演算手段と、 前記同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）と、それらの変
化率（ｄＩ／ｄｔ，ｄＱ／ｄｔ）よりＦＭ入力信号
（Ｖ）の変調周波数（ｆａ）を演算する手段と、 前記変調周波数（ｆａ）から周波数偏移の正側のピーク
値（Ｐ+ ）と負側のピーク値（Ｐ- ）を演算する偏移量
演算手段とを具備する、 ＦＭ偏移量測定器。 - 【請求項３】 請求項１または２において、前記変調周
波数（ｆａ）を積分して、ＦＭ入力信号（Ｖ）の搬送波
の周波数誤差分（Δｆ）を検出し、前記変調周波数（ｆ
ａ）から前記誤差分（Δｆ）を除去する手段が、前記微
分演算手段または変調周波数演算手段と前記偏移量演算
手段との間に設けられていることを特徴とするＦＭ偏移
量測定器。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれかにおいて、 前記ＦＭ入力信号（Ｖ）の変調周波数（ｆａ）の同相成
分（Ｉｆ）及び直交成分（Ｑｆ）を演算する第２のＩＱ
演算手段と、 前記変調周波数（ｆａ）の同相成分（Ｉｆ）及び直交成
分（Ｑｆ）から前記変調周波数（ｆａ）のエンベロープ
（Ｅnv）を演算するエンベロープ演算手段と、 前記変調周波数（ｆａ）のエンベロープ（Ｅnv）の時系
列データ間を補間して、エンベロープのピーク値
（Ｐ+ ′）を演算する第２の偏移量演算手段とを具備す
る、 ＦＭ偏移量測定器。 - 【請求項５】 請求項１または２において、前記偏移量
演算手段が前記ＦＭ入力信号（Ｖ）の変調周波数（ｆ
ａ）の自乗平均値（Ｐａ）を演算する手段を含むことを
特徴とするＦＭ偏移量測定器。 - 【請求項６】 請求項１または２において、前記ＦＭ入
力信号（Ｖ）の変調周波数（ｆａ）をディエンファシス
する手段を前記微分演算部または変調周波数演算部と前
記偏移量演算手段との間に設けられていることを特徴と
するＦＭ偏移量測定器。 - 【請求項７】 請求項１または２において、前記ＦＭ入
力信号（Ｖ）の変調周波数（ｆａ）に含まれる低周波及
び高周波雑音を抑圧するフィルタ手段を前記微分演算手
段または変調周波数演算手段と前記偏移量演算手段との
間に設けられていることを特徴とするＦＭ偏移量測定
器。 - 【請求項８】 請求項１または２において、前記ＦＭ入
力信号（Ｖ）の中心周波数をｆｍとするとき、前記Ａ／
Ｄ変換手段のサンプリング周波数ｆspを４×ｆｍに選定
することを特徴とするＦＭ偏移量測定器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6223069A JPH0888515A (ja) | 1994-09-19 | 1994-09-19 | Ｆｍ偏移量測定器 |
| DE1995134262 DE19534262C2 (de) | 1994-09-19 | 1995-09-15 | Verfahren und Vorrichtung zur Messung des Frequenzbereichs eines FM-Signals |
| US08/530,717 US5771443A (en) | 1994-09-19 | 1995-09-15 | Method and apparatus for measuring FM frequency deviation |
| DE19549600A DE19549600C2 (de) | 1994-09-19 | 1995-09-15 | Verfahren und Vorrichtung zur Messung des Frequenzhubs eines FM-Eingangssignals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6223069A JPH0888515A (ja) | 1994-09-19 | 1994-09-19 | Ｆｍ偏移量測定器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0888515A true JPH0888515A (ja) | 1996-04-02 |
Family
ID=16792348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6223069A Withdrawn JPH0888515A (ja) | 1994-09-19 | 1994-09-19 | Ｆｍ偏移量測定器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5771443A (ja) |
| JP (1) | JPH0888515A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6229847B1 (en) * | 1997-12-24 | 2001-05-08 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Signal quality measurement device |
| US6621860B1 (en) * | 1999-02-08 | 2003-09-16 | Advantest Corp | Apparatus for and method of measuring a jitter |
| DE10233960B4 (de) | 2002-07-29 | 2006-11-02 | Forschungszentrum Jülich GmbH | Vorrichtung zur bedarfsgesteuerten Modulation physiologischer und pathologischer neuronaler rhythmischer Aktivität im Gehirn mittels sensorischer Stimulation |
| AT507596B1 (de) * | 2008-11-20 | 2011-04-15 | Voestalpine Tubulars Gmbh & Co Kg | Verfahren und vorrichtung zur herstellung von stahlrohren mit besonderen eigenschaften |
| DE102014104524B4 (de) * | 2013-10-02 | 2017-07-06 | Silicon Laboratories Inc. | Empfänger mit der Fähigkeit zur Erfassung von Frequenzabweichungen und Verfahren dafür |
| CN114422314B (zh) * | 2021-12-22 | 2024-05-24 | 江苏科大亨芯半导体技术有限公司 | 多载波鉴频方法及*** |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3914693A (en) * | 1974-07-10 | 1975-10-21 | Rockwell International Corp | Calibration test apparatus |
| US4249257A (en) * | 1977-09-01 | 1981-02-03 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Radio frequency signals analyzer |
| US4236110A (en) * | 1978-06-29 | 1980-11-25 | E-Systems, Inc. | Digital frequency deviation meter |
| US5001724A (en) * | 1989-01-13 | 1991-03-19 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for measuring phase accuracy and amplitude profile of a continuous-phase-modulated signal |
-
1994
- 1994-09-19 JP JP6223069A patent/JPH0888515A/ja not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-09-15 US US08/530,717 patent/US5771443A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5771443A (en) | 1998-06-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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