JPH088799B2 - Variable speed drive of induction motor - Google Patents
Variable speed drive of induction motorInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ベクトル制御による誘導電動機の可変速駆
動装置に関するものであり、更に詳しくは、該電動機の
回転速度を直接検出する手段（タコジエネレータ）を必
要としないで実施できる、かかる可変速駆動装置に関す
るものである。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a variable speed drive device for an induction motor by vector control, and more specifically, means for directly detecting the rotation speed of the motor (tachogenerator). The present invention relates to such a variable speed drive device that can be implemented without requiring.
第４図は従来のベクトル制御による誘導電動機の可変
速駆動装置を示すブロツク図である。FIG. 4 is a block diagram showing a conventional variable speed drive device for an induction motor by vector control.
同図において、１は電力変換器としてのPWMインバー
タ、２は誘導電動機（IM）、３は回転速度検出器（パル
スジエネレータPG）、４は磁束指令演算器、５は速度調
節器、6,7はそれぞれ電流調節器、８は座標変換器、９
は点弧パルス発生回路、10は電流モデル磁束演算器、11
はベクトル回転器（VD）、12は３相−２相変換器、13,1
4,15はそれぞれ加算点、100は速度指令、101はすべり周
波数演算器、102は積分器、である。In the figure, 1 is a PWM inverter as a power converter, 2 is an induction motor (IM), 3 is a rotation speed detector (pulse generator PG), 4 is a magnetic flux command calculator, 5 is a speed controller, 6, 7 is a current regulator, 8 is a coordinate converter, 9
Is an ignition pulse generation circuit, 10 is a current model magnetic flux calculator, 11
Is a vector rotator (VD), 12 is a three-phase to two-phase converter, 13,1
4, 15 are addition points, 100 is a speed command, 101 is a slip frequency calculator, and 102 is an integrator.
第５図は、誘導機の一次電流ベクトル１を固定座標
α軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分ｉ
α,iβと回転座標、Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ
軸、これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分
iM,iTに分離した状態を示すベクトル図である。即ち、
固定子座標（α−β）と回転合俵（Ｍ−Ｔ）間の座標変
換の関係を示す。FIG. 5 shows a component i of the primary current vector 1 of the induction machine on the fixed coordinates α axis and β axis (coordinate system on the stator winding).
α , i β and rotation coordinates, M axis, T axis (M axis on the magnetic flux is M
Axis, coordinate system with the axis orthogonal to this as the T axis)
It is a vector diagram showing a state of being separated into i M and i T. That is,
The relationship of the coordinate conversion between a stator coordinate ((alpha)-(beta)) and a rotating joint (MT) is shown.
さて、誘導電動機のベクトル制御は、電動機の電流、
電圧等をベクトル量とみなし固定子巻線上から観測する
と、交流量となつているこれらの量が電動機の回転磁界
上から観測すると直流量となるので、これら直流量を磁
界に平行な成分と直交する成分に分離してそれぞれ独立
に制御しようとするものである。Now, the vector control of the induction motor is the current of the motor,
When voltage and other parameters are regarded as vector quantities and observed from the stator winding, these quantities that are AC quantities become DC quantities when observed from the rotating magnetic field of the motor, so these DC quantities are orthogonal to the components parallel to the magnetic field. It is intended to control the components separately by separating them.
以下、第４図、第５図を参照してベクトル制御による
誘導電動機可変速駆動装置の動作原理を簡単に説明す
る。Hereinafter, the operation principle of the induction motor variable speed drive device by vector control will be briefly described with reference to FIGS. 4 and 5.
第４図に於て誘導電動機２の一次電流は、３相−２相
変換器12で２相量ｉα,iβに変換される。又、この量は
ベクトル回転器11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標系）量
iM,iTに座標変換される。このときＭ軸即ち磁束軸は、
後述する電流モデル方式磁束演算器10により演算された
電動機磁束の位相φＩにより決定される。In FIG. 4, the primary current of the induction motor 2 is converted by the three-phase / two-phase converter 12 into two-phase quantities i α , i β . Also, this amount is the rotational coordinate (MT coordinate system) amount by the vector rotator 11.
The coordinates are converted into i M and i T. At this time, the M axis, that is, the magnetic flux axis is
It is determined by the phase φ I of the electric motor magnetic flux calculated by the current model type magnetic flux calculator 10 described later.
即ち、この座標変換は次式（１）により行われる。 That is, this coordinate conversion is performed by the following equation (1).
この様に電動機一次電流を、iM,iTに分離すれば、iM
は磁束を作る成分（磁化電流）となり、iTはトルクを作
る成分（トルク電流）となることは良く知られている通
りである。 Thus, if the motor primary current is separated into i M and i T , i M
It is well known that is the component that creates magnetic flux (magnetizing current) and i T is the component that creates torque (torque current).
磁化電流指令iM ＊は、時速指令演算器４の出力として
与えられる。磁束一定制御の場合には、磁束指令演算器
４は一定のiM ＊を与え、又、高速領域で速度に依存して
弱め界磁制御を行なう場合は、磁束指令演算器４は速度
上昇につれて減少していくiM ＊を与える。The magnetizing current command i M * is given as an output of the speed command calculator 4. In the case of the constant magnetic flux control, the magnetic flux command calculator 4 gives a constant i M *, and in the case of performing the field weakening control depending on the speed in the high speed region, the magnetic flux command calculator 4 decreases as the speed increases. Give i M * to go.
磁化電流指令iM ＊は、ベクトル回転器11により、一次
電流より変換されたiMと加算点14で比較され、この偏差
がPI調節器６により増幅され電動機の一次電圧ベクトル
指令１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。The magnetizing current command i M * is compared by the vector rotator 11 with i M converted from the primary current at the addition point 14, and this deviation is amplified by the PI controller 6 and M of the primary voltage vector command 1 * of the electric motor. The axis component v M * is given.
次に速度指令100より与えられた速度指令値Ｎ＊は、
加算点13により速度検出器３より検出された速度検出値
Ｎと比較され、この偏差はPI調節器５により増幅され、
トルク電流指令iT ＊となる。このiT ＊は、ベクトル回転
器11により作られたiTと加算点15で比較され、この偏差
はPI調節器７で増幅され一次電圧ベクトル指令１ ＊の
Ｔ軸成分vT ＊となる。Next, the speed command value N * given from the speed command 100 is
The addition point 13 is compared with the speed detection value N detected by the speed detector 3, and this deviation is amplified by the PI controller 5,
It becomes the torque current command i T * . This i T * is compared with i T created by the vector rotator 11 at the addition point 15, and this deviation is amplified by the PI controller 7 and becomes the T-axis component v T * of the primary voltage vector command 1 * .
このＭ軸成分vM ＊、Ｔ軸成分vT ＊は座標変換器８に入
力され、電流モデル10により演算された電動機磁束の位
相Ｉにより固定座標量に変換される。The M-axis component v M * and the T-axis component v T * are input to the coordinate converter 8 and converted into a fixed coordinate amount by the phase I of the magnetic flux of the motor calculated by the current model 10.
その変換式は次の（２）式である。 The conversion formula is the following formula (2).
このようにして固定子座標量に変換された一次電圧指
令ｖα＊,vβ＊は、点弧パルス発生回路９でインバータ
パルスに変換されPWMインバータ１に与えられ、誘導電
動機２へ給電される電力が制御されることになる。 The primary voltage commands vα * , vβ * converted into the stator coordinate amounts in this way are converted into inverter pulses by the ignition pulse generation circuit 9 and given to the PWM inverter 1, so that the electric power supplied to the induction motor 2 is reduced. Will be controlled.
こゝで、電動機の電流，電圧を座標変換する際に用い
る磁束の位相Ｉは、電流モデル方式磁束演算器10によ
つて次の（３）式で演算される。Ｉ ＝∫ω1dt＝∫（ω２＋ωＳ）dt ……（３） 但し、Ｋ＝定数 R2′：誘導機１次換算２次抵抗 M:誘導機一次二次相互インダクタンス T2＝（Ｍ＋l2′）/R2′ l2′:2次もれインダクタンス（一次換算） ω1:固定子角周波数 ωS:すべり角周波数 p:極数 上記（３），（４）式より磁束の位相Ｉは、iM ＊,i
T ＊及び速度Ｎを入力とし、モータ定数が既知であれば
演算できることがわかる。磁束一定制御、又は磁束の可
変がゆるやかな場合は上記（４）式のT2＝０とすること
も可能である。すべり周波数演算器101は上記（４）式
を、積分器102は上記（３）式をそれぞれ実行してい
る。Here, the phase I of the magnetic flux used when the current and voltage of the electric motor are coordinate-converted is calculated by the current model type magnetic flux calculator 10 by the following equation (3). I = ∫ω 1 dt = ∫ (ω 2 + ω S ) dt (3) However, K = constant R2 ': induction machine primary converted secondary resistance M: induction motor primary secondary mutual inductance T 2 = (M + l 2 ') / R 2 'l 2': 2 -order leakage inductance (primary conversion) ω 1 : Stator angular frequency ω S : Slip angular frequency p: Number of poles From the above equations (3) and (4), the phase I of the magnetic flux is i M * , i
It can be understood that the calculation can be performed if the motor constant is known by inputting T * and the speed N. It is also possible to set T 2 = 0 in the above equation (4) when the magnetic flux is controlled to be constant or the magnetic flux is gently varied. The slip frequency calculator 101 executes the above formula (4), and the integrator 102 executes the above formula (3).
以上、簡単に説明したベクトル制御による従来の誘導
電動機可変駆動装置は、例えば、富士電機株式会社発行
の雑誌「富士時報」VOL.57,No.10,1984年,P609などに記
載されている。The conventional induction motor variable drive device based on the vector control briefly described above is described in, for example, the magazine “Fuji Jiho” VOL.57, No. 10, 1984, P609, published by Fuji Electric Co., Ltd.
またベクトル制御の原理は、既に多くの文献等に発表
され周知であるが、例えば「富士時報」第53巻第９号64
0ページに記載の論文“交流機のトランスベクトル制
御”では、原理から応用例まで紹介されている。The principle of vector control has already been announced in many documents and is well known. For example, "Fuji Jiho" Vol. 53, No. 64
In the article "Transformer Vector Control of AC Machines" on page 0, the principles and application examples are introduced.
上述の如き、ベクトル制御による従来の可変速駆動装
置は制御性が優れており高性能可変駆動装置として適し
ているが、電動機回転速度検出器（パルスジエネレータ
PG）を備える事が条件となつており速度出器を備えない
電動機システムでは成り立たないという問題点がある。As described above, the conventional variable-speed drive device using vector control has excellent controllability and is suitable as a high-performance variable drive device. However, the motor rotation speed detector (pulse generator)
PG) is a condition, and there is a problem that it cannot be established in an electric motor system without a speed generator.
一方、速度検出器を備えることなく誘導電動機の速度
制御を行う例としてトランジスタインバータや、電流形
インバータ等から給電される誘導電動機のV/f＝一定制
御と呼ばれる駆動方式が良く知られている。On the other hand, as an example of controlling the speed of an induction motor without a speed detector, a driving method called V / f = constant control of an induction motor fed from a transistor inverter or a current source inverter is well known.
この方式は、インバータの出力周波数をオープンルー
プで与え、インバータの出力電圧は閉ループで制御し電
圧指令と周波数指令を比例させる方法である。しかし、
この方式は速度制御の応答性も悪く、又制御精度も悪い
ので高性能速度制御装置としては対象外である。In this method, the output frequency of the inverter is given in an open loop and the output voltage of the inverter is controlled in a closed loop to make the voltage command and the frequency command proportional. But,
This method is not applicable as a high-performance speed control device because the speed control response is poor and the control accuracy is poor.
本発明は、上述のような従来の技術的事情にかんが
み、電動機の回転速度を直接検出する速度検出器（例え
ばパルスジエネレータ）を要せずして、ベクトル制御に
よる誘導電動機の可変速駆動装置を可能にする装置を実
現すること、を解決すべき問題点としている。従つて本
発明は、直接電動機回転速度を検出する手段を設けるこ
となく、ベクトル制御による高性能な速度制御を可能と
する誘導電動機の可変速駆動装置を提供することを目的
とする。In view of the conventional technical circumstances as described above, the present invention does not require a speed detector (for example, a pulse generator) that directly detects the rotation speed of the electric motor, and uses a vector-controlled variable speed drive device for an induction motor. It is a problem to be solved to realize a device that enables. Therefore, an object of the present invention is to provide a variable speed drive device for an induction motor that enables high-performance speed control by vector control without providing a means for directly detecting the motor rotation speed.
本発明は、その出力電圧の大きさ、周波数、位相を制
御することのできる電力変換器により給電される誘導電
動機の１次電流を、固定座標量から回転座標量である磁
束座標量へ変換して、前記誘導電動機の磁束と平行な成
分（磁化電流成分iM）と、これに直交する成分（トルク
電流成分iT）と、に分離して出力するベクトル回転器
と、演算により求められた前記電力変換器に対する出力
電圧指令値を磁束座標量から固定座標量へ変換してから
前記電力変換器に供給するため、かかる座標変換を行う
座標変換回路と、を含み、前記磁化電流成分iMとトルク
電流成分iTとを互いに独立に制御するベクトル制御によ
りその電動機トルクを制御する誘導電動機の可変速駆動
装置において、 前記ベクトル回転器における座標変換のための基準軸
として、電動機誘起電圧を積分することにより求める所
謂「電圧モデル方式」によつて求めた電動機磁束（また
は感磁素子により直接検出した電動機磁束）を用い、前
記座標変換回路における座標変換のための基準軸とし
て、回転子の回転角速度と滑り角速度との和を積分する
ことにより求める「電流モデル方式」によつて求めた電
動機磁束を用いるようにするとともに、 前記ベクトル回転器の出力として得られたトルク電流
成分検出値と磁化電流成分検出値を用いて演算された電
流ベクトルと磁束ベクトルとの間の角度の実際値βと、
別に与えられるトルク電流成分指令値と磁化電流成分指
令値とを用いて演算された電流ベクトルと磁束ベクトル
との間の角度の指令値β＊と、の間の偏差を積分して得
られる積分出力を、前記「電流モデル方式」における演
算用に用いる回転子の回転角速度として供給し、かつ該
積分出力を電動機の回転速度検出値として用いることに
より、電動機回転速度を直接検出する回転速度検出手段
を不要ならしめた。The present invention converts the primary current of an induction motor fed by a power converter capable of controlling the magnitude, frequency and phase of its output voltage from a fixed coordinate amount to a magnetic flux coordinate amount which is a rotating coordinate amount. Then, a vector rotator that separates and outputs a component parallel to the magnetic flux of the induction motor (magnetizing current component i M ) and a component orthogonal to this (torque current component i T ) and calculated A coordinate conversion circuit for performing such coordinate conversion for converting the output voltage command value for the power converter from the magnetic flux coordinate amount to the fixed coordinate amount and then supplying the fixed voltage amount to the power converter, and the magnetizing current component i M the variable speed drive of an induction motor for controlling the motor torque by the vector control for controlling independently of one another and a torque current component i T and, as a reference axis for the coordinate transformation in the vector rotator As a reference axis for coordinate conversion in the coordinate conversion circuit, using the motor magnetic flux (or the motor magnetic flux directly detected by the magnetic sensitive element) obtained by the so-called "voltage model method" obtained by integrating the motor induced voltage , The motor magnetic flux obtained by the "current model method" obtained by integrating the sum of the rotational angular velocity and the slip angular velocity of the rotor is used, and the torque current component obtained as the output of the vector rotor is used. The actual value β of the angle between the current vector and the magnetic flux vector calculated using the detected value and the magnetizing current component detected value,
Integral output obtained by integrating the deviation between the command value β * of the angle between the current vector and the magnetic flux vector calculated using the separately given torque current component command value and magnetizing current component command value Is supplied as the rotational angular velocity of the rotor used for the calculation in the "current model method", and the integrated output is used as the rotational speed detection value of the electric motor to detect the rotational speed detection means for directly detecting the electric motor rotational speed. I did not need it.
本発明は、速度検出器を持たない誘導電動機を速度制
御するために、電動機の磁束の位相がすべり角速度ω
Ｓと、回転子角速度ω２の和を積分するという第１の手
段によつて得られること（上記（３），（４）式の如き
電流モデルによる演算式参照）、又、電動機の磁束は
便の手段即ち電動機電圧、電流を用いて演算する電圧モ
デル方式による方法とかホール素子等の感磁素子を用い
て直接検出するという第２の手段によつても得られる事
に着目して、この両手段で得られる磁束位相を一致させ
る様にすることにより回転子速度を間接的に得ようとす
るものである。According to the present invention, in order to control the speed of an induction motor that does not have a speed detector, the phase of the magnetic flux of the motor is the slip angular velocity ω.
It is obtained by the first means of integrating the sum of S and the rotor angular velocity ω 2 (see the calculation formulas by the current model such as the above formulas (3) and (4)), and the magnetic flux of the motor is Paying attention to the fact that it can be obtained also by a convenient means, that is, a method based on a voltage model method that calculates using electric motor voltage and current, or a second means that directly detects by using a magnetic sensing element such as a Hall element, By making the magnetic flux phases obtained by both means coincide with each other, the rotor speed is indirectly obtained.
この両手段で得られる演算磁束位相は原理的には一致
しなければならないから、電流モデル演算に用いるトル
ク電流および磁化電流の両指令値から演算される、電流
ベクトルと磁束ベクトルとの間の角度β＊もしくは、β
＊の正接であるtanβ＊、もしくはtanβ＊/2と、電圧モ
デルによる磁束位相Ｖを基準軸として電動機電流実際
値を分離し演算された上記角度の実際値β、もしくは、
βの正接であるtanμ、もしくはtanβ/2とをそれぞれ比
較してその偏差を積分し、その出力を電流モデルの入力
ω２として用いると、β＊＝βもしくはtanβ＊/2＝tan
β/2となつたときの積分器出力がモータ回転子角速度ω
２すなわち電動機速度に一致することになる。In principle, the calculated magnetic flux phases obtained by both of these means must match, so the angle between the current vector and the magnetic flux vector calculated from both the command values of the torque current and the magnetizing current used in the current model calculation. β * or β
* A tangent tan *, or the tan * / 2, the actual value of the motor current actual value separated computed the angle β the magnetic flux phase V by the voltage model as a reference axis, or,
Tan *, which is the tangent of β, or tanβ / 2, is compared, and the deviation is integrated and the output is used as the input ω 2 of the current model, β * = β or tanβ * / 2 = tan
The integrator output when β / 2 is the motor rotor angular velocity ω
2 or the motor speed.
次に図を参照して本発明の一実施例を説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は本発明の一実施例として、電動機回転速度検
出器を持たない誘導電動機のベクトル制御による可変速
駆動装置を示すブロツク図である。FIG. 1 is a block diagram showing a variable speed drive device by vector control of an induction motor having no motor rotation speed detector as an embodiment of the present invention.
本実施例において、制御の基本部は、第５図に示した
従来のそれと全く同じであるが、本実施例の場合、制御
に用いる電動機回転速度の実際値が、直接得られないの
で、演算により間接的にこれを求めている。In this embodiment, the basic part of control is exactly the same as that of the conventional one shown in FIG. 5, but in the case of this embodiment, the actual value of the electric motor rotation speed used for control cannot be directly obtained, and therefore calculation is performed. This is indirectly requested by.
なお、第１図において、第４図におけるのと同じもの
には同じ符号を付してある。そのほか、16は調節器（速
度演算回路）、17は加算点、18は電圧モデルによる磁束
演算器、19は３相−２相変換器、20,21は電圧変成器、3
0,31はそれぞれ角度演算回路、である。In FIG. 1, the same parts as those in FIG. 4 are designated by the same reference numerals. In addition, 16 is a regulator (speed calculation circuit), 17 is an addition point, 18 is a magnetic flux calculator based on a voltage model, 19 is a 3-phase to 2-phase converter, 20 and 21 are voltage transformers, 3
Reference numerals 0 and 31 are angle calculation circuits, respectively.
次に本発明の一実施例である第１図に示した可変速駆
動装置の構成を説明する。Next, the configuration of the variable speed drive device shown in FIG. 1 which is an embodiment of the present invention will be described.
誘導電動機２の一次電流は、３相−２相変換器12で、
固定座標上の二相量ｉα,iβに変換されさらにベクトル
回転器11により磁束を基準とする回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量iM,iTに変換される（前記（１）式参照）。The primary current of the induction motor 2 is the 3-phase to 2-phase converter 12,
It is converted into two-phase quantities i α , i β on fixed coordinates, and further converted into rotational coordinates (MT coordinate system) quantities i M , i T based on the magnetic flux by the vector rotator 11 ((1) above). See formula).
このとき、Ｍ軸は実際の電動機磁束の位相に出来るだ
け正確に一致していることが望ましいので、電動機の一
次電圧、一次電流および電動機定数から磁束を演算する
電圧モデル法により求めた磁束の位相Ｖを用いてい
る。このＶとしては図示せざる感磁素子等により直接
検出した電動機磁束を用いることももちろん可能であ
る。At this time, it is desirable that the M-axis matches the actual phase of the magnetic flux of the motor as accurately as possible. Therefore, the phase of the magnetic flux obtained by the voltage model method that calculates the magnetic flux from the primary voltage, primary current and motor constant of the motor. V is used. As the V , it is of course possible to use the magnetic flux of the electric motor which is directly detected by a magnetic sensing element (not shown).
なお、ここで付言しておくと、電流モデル方式による
磁束ベクトル演算器は、誘導電動機の端子電圧またはそ
れから抵抗降下分を除去して得た誘起電圧に相当する信
号を積分することにより磁束ベクトルを検出する電圧モ
デル方式のそれに比べて、電動機が零速度付近で運転さ
れている場合でも確実に磁束を検出することが可能であ
るという長所を有する反面、回転子巻線抵抗に依存する
回転子回路時定数を用いて演算処理を行うことから温度
変化に弱いという欠点がある。It should be added that the magnetic flux vector calculator based on the current model method calculates the magnetic flux vector by integrating the signal corresponding to the terminal voltage of the induction motor or the induced voltage obtained by removing the resistance drop from it. Compared to the voltage model method of detection, it has the advantage that it can reliably detect magnetic flux even when the motor is operating near zero speed, but on the other hand, a rotor circuit that depends on rotor winding resistance. Since the calculation processing is performed using the time constant, there is a drawback that it is weak against temperature change.
換言すると、電動機回転速度が所定の定格速度付近に
あるときは、電圧モデル方式により求めた磁束ベクトル
の方が、電流モデル方式により求めたそれよりも、精度
が高いということであり、感磁素子により直接検出した
磁束ベクトルも、電流モデル方式により求めたそれよ
り、一般に精度が高いと云える。In other words, when the motor rotation speed is near the predetermined rated speed, the magnetic flux vector obtained by the voltage model method has higher accuracy than that obtained by the current model method, and the magnetic sensitive element It can be said that the magnetic flux vector directly detected by is generally higher in accuracy than that obtained by the current model method.
第１図に戻り、18が電圧モデル方式による磁束演算器
であり、これによれば、上述のような次第で磁束を正確
に演算できる。Returning to FIG. 1, reference numeral 18 denotes a magnetic flux calculator based on the voltage model method. According to this, the magnetic flux can be accurately calculated depending on the above.
以上のようにして、ベクトル回転器11の出力として得
られたiM,iTは、電動機２の磁化電流およびトルク電流
とそれぞれ良く一致したものとなる。As described above, i M and i T obtained as the output of the vector rotator 11 are in good agreement with the magnetizing current and the torque current of the electric motor 2, respectively.
次に磁束指令演算器４の出力として得られる磁化電流
指令iM ＊は、上記iMと加熱点14で比較され、この偏差が
PI調節器６により増幅され、電動機一次電圧ベクトル指
令１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。Next, the magnetizing current command i M * obtained as the output of the magnetic flux command calculator 4 is compared with the above i M at the heating point 14, and this deviation is
It is amplified by the PI controller 6 and gives the M-axis component v M * of the motor primary voltage vector command 1 * .
一方、速度調節器（PI調節器）５の出力として得られ
るトルク電流指令iT ＊は、上記iTと加算点15で比較さ
れ、この偏差はPI調節器７で増幅され１ ＊のＴ軸成分
vT ＊となる。On the other hand, the torque current command i T * obtained as the output of the speed controller (PI controller) 5 is compared with the above i T at the addition point 15, and this deviation is amplified by the PI controller 7 and the 1 * T axis. component
v T * .
この様にして得られたvM ＊,vT ＊は、座標変換器８を
介して前記（２）式により固定座標量ｖα＊,vβ＊に変
換され、点弧パルス発生回路９を介してインバータパル
スに変換されることは、第４図を参照して先に述べた所
と同じである。The v M * and v T * thus obtained are converted into fixed coordinate amounts v α * and v β * by the equation (2) via the coordinate converter 8, and via the firing pulse generation circuit 9 The conversion to the inverter pulse is the same as that described above with reference to FIG.
このとき、座標変換器８における座標変換に用いる磁
束の位相Ｉは、第４図の場合と同様に、電流モデル方
式演算器10により前記（３），（４）式を用いて演算さ
れる。At this time, the phase I of the magnetic flux used for coordinate conversion in the coordinate converter 8 is calculated by the current model type calculator 10 using the equations (3) and (4) as in the case of FIG.
しかしながら、第１図に示した本発明の実施例では、
速度検出器を持たないので、上記（３）式に出てくるω
２が得られず、この（３）式の演算が不可能である。However, in the embodiment of the present invention shown in FIG.
Since it does not have a velocity detector, ω that appears in the above equation (3)
Since 2 is not obtained, the calculation of this equation (3) is impossible.
そこで、ω２即ち回転子速度を得る方法を種々検討の
結果、第１図に見られるように電流ベクトルと磁束ベク
トルとの間の角度の指令値β＊を角度演算回路31におい
て演算すると共に、（電圧モデルにより）正確に検出し
たトルク電流実際値iT、磁化電流実際値iMより角度演算
回路30において、電流ベクトルと磁束ベクトルとの間の
角度の実際値βを演算し、両者間の偏差を加算点17で求
めた後、積分要素を含む調節器16で増幅し、この出力を
前記電流モデル10のω２入力として用いることにより、
調節器16の出力は電動機速度Ｎ即ち回転子角周波数 に一致することがわかった。よつて、調節器16の出力を
速度実際値として速度調節器５の入力に用いることがで
きる。Therefore, as a result of various studies on the method of obtaining ω 2, that is, the rotor speed, the angle calculation circuit 31 calculates the command value β * of the angle between the current vector and the magnetic flux vector as shown in FIG. The angle calculation circuit 30 calculates the actual value β of the angle between the current vector and the magnetic flux vector from the torque current actual value i T and the magnetizing current actual value i M accurately detected (by the voltage model), and After obtaining the deviation at the addition point 17, the difference is amplified by the regulator 16 including the integral element, and this output is used as the ω 2 input of the current model 10,
The output of the controller 16 is the motor speed N, that is, the rotor angular frequency. Was found to match. Therefore, the output of the regulator 16 can be used as the actual speed value for the input of the speed regulator 5.
以上の方法により、演算によつて間接的に電動機回転
速度Ｎ（即ちω２）が得られることの原理を次に説明す
る。The principle that the electric motor rotation speed N (that is, ω 2 ) is indirectly obtained by calculation by the above method will be described below.
第５図に於て、一次電流ベクトル１の大きさとi1と
すると すべり角周波数については、上記（４）式に於て目標値
iM ＊,iT ＊の代りにiM,iTを用い、iMの定常時には であるから次の（６）式が成立つ。In FIG. 5, assuming the magnitude of the primary current vector 1 and i 1 Regarding the slip angular frequency, the target value in the above equation (4)
i M *, i T * instead of i M, using the i T, in a steady state of i M Therefore, the following equation (6) is established.
（但し、Ｋは定数） また上記（５）式から、 上記（５），（６），（７）式から 上記（９）式は の範囲ではωＳの増加に対してβが増加することを意味
する。 (However, K is a constant.) From the above equation (5), From the above equations (5), (6) and (7) Equation (9) above is In the range of, β means that β increases as ω S increases.
このことを第２図（ａ）及び第２図（ｂ）の誘導電動
機のベクトル図に当てはめて説明する。This will be described by applying it to the vector diagrams of the induction motor shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b).
第２図（ａ）は駆動時（Motoring）のベクトル図であ
り、トルク電流iTは正で磁束ベクトルと電流ベクトル
１の間の角度βも正となつており、すべりは正となつ
ていることが判る。FIG. 2 (a) is a vector diagram during driving (Motoring), in which the torque current i T is positive and the magnetic flux vector and the current vector.
The angle β between 1 is also positive, and it can be seen that the slip is also positive.
第２図（ｂ）は制動時（Braking）のベクトル図であ
り、iT＜０でβも負となつており、すべりは負となつて
いることが判る。FIG. 2 (b) is a vector diagram during braking (Braking). It can be seen that β is also negative when i T <0 and the slip is negative.
なお、第２図（ａ），（ｂ）において、は磁束ベク
トル、１は一次電流ベクトル、１は一次電圧ベクト
ル、Ｅは一次誘起電圧、Ｒは一次抵抗、Ｘσは電動機リ
アクタンス、をそれぞれ示す。In FIGS. 2 (a) and 2 (b), is a magnetic flux vector, 1 is a primary current vector, 1 is a primary voltage vector, E is a primary induced voltage, R is a primary resistance, and X σ is a motor reactance. .
定常時には、固定子角周波数ω１は共通であるから、
速度演算値、回転子角周波数演算値 と実際値Ｎ、ω２と、すべり角周波数指令値ωＳ ＊と実
際値ωＳとは下記（10）式のような関係が成り立つてい
る。In the steady state, the stator angular frequency ω 1 is common,
Speed calculation value, rotor angular frequency calculation value And the actual values N and ω 2 , the slip angular frequency command value ω S *, and the actual value ω S have a relationship as expressed by the following equation (10).
いま、がＮより、ΔＮだけ大きいとする。 Now, assume that is larger than N by ΔN.
電動機に与えられる一次周波数ω１は、 この様に、上記（10），（12）式からωＳ＝Δω２＋
ωＳ ＊となり、すべり角周波数実際値は指令値よりΔω
２増加する。 The primary frequency ω 1 given to the motor is Thus, from the above equations (10) and (12), ω S = Δω 2 +
ω S * , and the actual slip angular frequency value is Δω from the command value.
Increase by 2 .
このとき、角度βは、上記（９）式からわかるように
増加する。At this time, the angle β increases as can be seen from the equation (9).
よつて速度演算回路16の入力すなわち（β＊−β）＜
０となり、この偏差を積分して得られる出力の変化量が
減少する。Therefore, the input of the speed calculation circuit 16, that is, (β * −β) <
It becomes 0, and the amount of change in the output obtained by integrating this deviation decreases.
がＮより、ΔＮだけ小さいときは上記の逆で、すべ
り角周波数実際値はΔω２だけ減少する。このとき速度
演算回路16の入力すなわち（β＊−β）＞０となり、こ
の偏差を積分して得られる出力の変化量が増加する。Is smaller than N by ΔN, the reverse is true, and the actual slip angular frequency value decreases by Δω 2 . At this time, the input of the speed calculation circuit 16, that is, (β * −β)> 0, becomes large, and the amount of change in the output obtained by integrating this deviation increases.
ここで、調節器16の出力を積分器102の入力の１つで
ある回転子角周波数ω２として用いれば、磁束ベクトル
と電流ベクトルとの角度の指令値と実際値との偏差が
零、即ち（12）式におけるΔω２が零になるまで前記調
節器16はその出力を変化させ、前記偏差が零になった時
点でその出力は一定値となる。（12）式から明らかなよ
うに、Δω２が零になると調節器16の出力は回転子角周
波数の実際値ω２と一致する。Here, if the output of the regulator 16 is used as the rotor angular frequency ω 2 which is one of the inputs of the integrator 102, the deviation between the command value and the actual value of the angle between the magnetic flux vector and the current vector is zero, that is, The regulator 16 changes its output until Δω 2 in the equation (12) becomes zero, and when the deviation becomes zero, its output becomes a constant value. As is clear from the equation (12), when Δω 2 becomes zero, the output of the adjuster 16 matches the actual value ω 2 of the rotor angular frequency.
即ち、調節器16の出力は回転子角周波数の推定値を出
力するものであり、この出力を速度推定値をして速度指
令と加算点で偏差をとり速度調節器５の入力として用い
れば、速度検出器を用いずに速度制御を可能とする。That is, the output of the controller 16 outputs an estimated value of the rotor angular frequency, and if this output is used as the speed estimated value and the deviation is obtained at the addition point with the speed command, it is used as the input of the speed controller 5. It enables speed control without using a speed detector.
以上述べた原理により、速度演算回路16の出力は速
度Ｎに一致する。According to the principle described above, the output of the speed calculation circuit 16 matches the speed N.
第１図に戻り、30,31は先にも述べたように角度演算
回路である。角度βは、下記（13）式で求まる。βを演
算する回路の一例は、「特開昭54−140440号座標変換回
路」にて公知である。Returning to FIG. 1, reference numerals 30 and 31 are angle calculation circuits as described above. The angle β is calculated by the following equation (13). An example of a circuit for calculating β is known in "Japanese Patent Application Laid-Open No. 54-140440 Coordinate Conversion Circuit".
さらに回路を簡単にしたい場合には、tanβをβのか
わりにもちいても同等の効果が得られる。一方、βの制
御範囲を90゜以上、もしくは−90゜以下にしたいときは
tanβ/2を用いればよい。 Further, if the circuit is to be simplified, the same effect can be obtained by using tan β instead of β. On the other hand, if you want to set the β control range to 90 ° or more, or -90 ° or less,
tan β / 2 may be used.
但しi1:一次電流 上記（14）式を実現する回路の一例としては、上記の
公報に記載されている。tanβ、tanβ/2を用いる場合の
回路構成は、第１図で角度演算回路30,31が、tanβ、ta
nβ/2を演算する回路になるだけなので、特に図では示
さない。 However, i 1 : primary current is described in the above publication as an example of a circuit that realizes the equation (14). The circuit configuration when tanβ and tanβ / 2 are used is such that the angle calculation circuits 30 and 31 in FIG.
It is not shown in the figure because it is only a circuit that calculates nβ / 2.
次に、電動機電流をトルク電流iTおよび磁化電流iMに
正しく分離する際の基準軸となる磁束ベクトルを正しく
演算するために用いる電圧モデル方式による磁束演算器
18を説明する。Next, a magnetic flux calculator based on the voltage model used to correctly calculate the magnetic flux vector that serves as the reference axis when the motor current is correctly separated into the torque current i T and the magnetizing current i M.
Explain 18.
電圧モデル方式による磁束演算器は、次式により二次
鎖交磁束２を演算できるもので、その構成例を第３図
に示す。１ ＝∫（１−R1 １）dt ……（15） 但し、Ｌσ＝l1＋l2′・M/（Ｍ＋l2′）1 :電動機一次電圧ベクトル1 :電動機一次電流ベクトル1 :電動機一次鎖交磁束ベクトル 上記（15），（16）式は、磁束は電動機一次電圧、一
次電流を正しく検出すれば、電動機定数を正確に測定し
ておくことにより正しく求められる事を意味する。The magnetic flux calculator based on the voltage model system can calculate the secondary interlinkage magnetic flux 2 by the following equation, and its configuration example is shown in FIG. 1 = ∫ ( 1 −R 1 1 ) dt …… (15) However, L σ = l 1 + l 2 ′ · M / (M + l 2 ′) 1 : motor primary voltage vector 1 : motor primary current vector 1 : motor primary linkage flux vector The above equations (15) and (16) Means that if the primary voltage and the primary current of the motor are correctly detected, it can be correctly obtained by accurately measuring the motor constant.
第３図において、31は係数R1の掛算器、32は係数Ｌσ
の掛算器、33,34はそれぞれ減算器、35は積分器、36は
係数 の掛算器、である。In FIG. 3, 31 is a multiplier of the coefficient R 1 , 32 is a coefficient L σ
Multiplier, 33 and 34 are subtractors, 35 is an integrator, and 36 is a coefficient Is a multiplier of.
第３図に示した電圧モデル方式による磁束演算器の動
作は、上記（11），（12）式により明白であろう。The operation of the magnetic flux calculator according to the voltage model method shown in FIG. 3 will be apparent from the above equations (11) and (12).
この発明によれば、電動機の回転速度を直接検出する
速度検出器を用いることなく、速度検出器付の誘導電動
機における高性能速度制御と同等の制御が実現できる。
又、速度検出器付ベクトル制御の基本構成を変えること
なく、一部の回転追加（磁束検出用電圧モデル演算器、
速度演算回路および角度演算回路）だけで速度検出器な
しの高性能制御が得られる。速度検出器が付けられない
用途又は速度信号を確実に伝達できない用な用途で本発
明は特に効果を発揮する。According to the present invention, control equivalent to high-performance speed control in an induction motor with a speed detector can be realized without using a speed detector that directly detects the rotation speed of the electric motor.
In addition, some rotations have been added (voltage model calculator for magnetic flux detection,
Only the speed calculation circuit and the angle calculation circuit) can provide high-performance control without a speed detector. The present invention is particularly effective in applications where a speed detector cannot be attached or where speed signals cannot be reliably transmitted.
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図
（ａ）は誘導電動機の駆動時のベクトル図、第２図
（ｂ）は同じく制動時のベクトル図、第３図は電圧モデ
ル方式による磁束演算器の構成例を示す説明図、第４図
は従来のベクトル制御による誘導電動機の可変速駆動方
式を示すブロツク図、第５図は誘導機の一次電流ベクト
ル１を固定座標上の成分ｉα,iβと回転座標上の成分
iM,iTに分離した状態を示すベクトル図、である。 符号の説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……速度
検出器、４……磁束指令演算器、５……速度調節器、6,
7……電流調節器、８……座標変換回路、９……点弧パ
ルス発生回路、10……電流モデル方式による磁束演算
器、11……ベクトル回転器、12……３相−２相変換器、
13,14,15……加算点、16……調節器（速度演算回路）、
17……加算点、18……電圧モデル方式による磁束演算
器、19……３相−２相変換器、20,21……電圧変成器、3
0,31……角度演算回路、100……速度指令、101……すべ
り周波数演算器、102……積分器FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 (a) is a vector diagram when the induction motor is driven, FIG. 2 (b) is a vector diagram during the same braking, and FIG. 3 is a voltage diagram. FIG. 4 is an explanatory view showing a configuration example of a magnetic flux calculator based on a model method, FIG. 4 is a block diagram showing a variable speed drive method of an induction motor by conventional vector control, and FIG. 5 is a primary current vector 1 of the induction machine on a fixed coordinate. Components i α , i β and components on the rotating coordinates
i M, vector diagram showing a separated state of the i T, is. Explanation of symbols 1 ... PWM inverter, 2 ... Induction motor, 3 ... Speed detector, 4 ... Flux command calculator, 5 ... Speed controller, 6,
7 ... Current regulator, 8 ... Coordinate conversion circuit, 9 ... Ignition pulse generation circuit, 10 ... Current model type magnetic flux calculator, 11 ... Vector rotator, 12 ... 3-phase to 2-phase conversion vessel,
13,14,15 …… Addition point, 16 …… Adjuster (speed calculation circuit),
17 ... Addition point, 18 ... Magnetic flux calculator by voltage model method, 19 ... 3-phase to 2-phase converter, 20, 21 ... Voltage transformer, 3
0,31 …… Angle calculation circuit, 100 …… Speed command, 101 …… Slip frequency calculator, 102 …… Integrator
Claims (3)
御することのできる電力変換器により給電される誘導電
動機の１次電流を、固定座標量から回転座標量である磁
束座標量へ変換して、前記誘導電動機の磁束と平行な成
分である磁化電流成分iMと、これに直交する成分である
トルク電流成分iTと、分離して出力するベクトル回転器
と、演算により求められた前記電力変換器に対する出力
電圧指令値を磁束座標量から固定座標量へ変換してから
前記電力変換器に供給するため、かかる座標変換を行う
座標変換回路を行う座標変換回路と、を含み、前記磁化
電流成分iMとトルク電流成分iTとを互いに独立に制御す
るベクトル制御によりその電動機トルクを制御する誘導
電動機の可変速駆動装置において、 前記ベクトル回転器における座標変換のための基準軸と
して、電動機誘起電圧を積分することにより求める「電
圧モデル方式」によって求めた電動機磁束、または感磁
素子により直接検出した電動機磁束を用い、前記座標変
換回路における座標変換のための基準軸として、回転子
の回転角速度ω２と滑り角速度ωＳとの和を積分するこ
とにより求める「電流モデル方式」によって求めた電動
機磁束を用いるようにするとともに、 前記ベクトル回転器の出力として得られたトルク電流成
分検出値と磁化電流成分検出値を用いて演算された電流
ベクトルと磁束ベクトルとの間の角度の実際値βと、別
に与えられるトルク電流成分指令値と磁化電流成分指令
値とを用いて演算された電流ベクトルと磁束ベクトルと
の間の角度の指令値β＊と、の間の偏差Δβを積分して
得られる積分出力を、前記「電流モデル方式」における
演算用に用いる回転子の回転角速度ω２として供給し、
かつ該積分出力を回転速度検出値として用いることを特
徴とする誘導電動機の可変速駆動装置。1. A primary current of an induction motor fed by a power converter capable of controlling the magnitude, frequency and phase of its output voltage is converted from a fixed coordinate quantity to a magnetic flux coordinate quantity which is a rotating coordinate quantity. Then, a magnetizing current component i M that is a component parallel to the magnetic flux of the induction motor, a torque current component i T that is a component orthogonal to this, a vector rotator that outputs separately, and a calculation result are obtained. A coordinate conversion circuit for performing a coordinate conversion circuit for performing such coordinate conversion in order to convert the output voltage command value for the power converter from the magnetic flux coordinate amount to the fixed coordinate amount and then supply the fixed voltage amount to the power converter; In a variable speed drive device of an induction motor for controlling a motor torque by vector control for controlling a magnetizing current component i M and a torque current component i T independently of each other, coordinate conversion in the vector rotator As a reference axis for, the motor magnetic flux obtained by the "voltage model method" obtained by integrating the motor induced voltage, or the motor magnetic flux directly detected by the magnetic sensitive element is used, for coordinate conversion in the coordinate conversion circuit. As the reference axis, the motor magnetic flux obtained by the “current model method” obtained by integrating the sum of the rotational angular velocity ω 2 of the rotor and the slip angular velocity ω S is used, and the obtained value is obtained as the output of the vector rotor. The actual value β of the angle between the current vector and the magnetic flux vector calculated using the detected torque current component detection value and the magnetizing current component detection value, and the torque current component command value and the magnetizing current component command value that are given separately. The integrated output obtained by integrating the deviation Δβ between the command value β * of the angle between the current vector and the magnetic flux vector calculated using , Is supplied as the rotational angular velocity ω 2 of the rotor used for the calculation in the “current model method”,
A variable speed drive device for an induction motor, wherein the integrated output is used as a rotation speed detection value.
可変速駆動において、前記角度の実際値がtanβから成
る実際値であり、前記角度の指令値がtanβ＊から成る
指令値であることを特徴とする誘導電動機の可変速駆動
装置。2. The variable speed drive of an induction motor according to claim 1, wherein the actual value of the angle is an actual value consisting of tan β and the command value of the angle is a command value consisting of tan β *. A variable speed drive device for an induction motor, characterized in that
可変速駆動において、前記角度の実際値がtan（β/2）
から成る実際値であり、前記角度の指令値がtan（β＊/
2）から成る指令値であることを特徴とする誘導電動機
の可変速駆動装置。3. In the variable speed drive of the induction motor according to claim 1, the actual value of the angle is tan (β / 2).
And the command value of the angle is tan (β * /
A variable speed drive device for an induction motor, which is a command value consisting of 2).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62040107A JPH088799B2 (en) | 1987-02-25 | 1987-02-25 | Variable speed drive of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62040107A JPH088799B2 (en) | 1987-02-25 | 1987-02-25 | Variable speed drive of induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63209497A JPS63209497A (en) | 1988-08-31 |
| JPH088799B2 true JPH088799B2 (en) | 1996-01-29 |
Family
ID=12571634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62040107A Expired - Lifetime JPH088799B2 (en) | 1987-02-25 | 1987-02-25 | Variable speed drive of induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088799B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021533722A (en) * | 2018-09-25 | 2021-12-02 | オムロン株式会社 | Induction motor control device and control method |
-
1987
- 1987-02-25 JP JP62040107A patent/JPH088799B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021533722A (en) * | 2018-09-25 | 2021-12-02 | オムロン株式会社 | Induction motor control device and control method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63209497A (en) | 1988-08-31 |
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