JPH0870572A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH0870572A JPH0870572A JP6203166A JP20316694A JPH0870572A JP H0870572 A JPH0870572 A JP H0870572A JP 6203166 A JP6203166 A JP 6203166A JP 20316694 A JP20316694 A JP 20316694A JP H0870572 A JPH0870572 A JP H0870572A
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- switching
- switching transistor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、発生ノイズ、耐圧共に適切な値以
下に抑えながら、軽負荷時でもスイッチング損失が少な
い高効率のスイッチング電源回路を提供することを目的
とする。 【構成】 メインスイッチングトランジスタ１３はスイ
ッチング制御回路１４の出力パルスによりスイッチング
される。メインスイッチングトランジスタ１３のベース
・コレクタ間にはミラー積分用コンデンサ２１に直列に
ツェナーダイオード２２が接続されている。メインスイ
ッチングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ・
エミッタ間電圧ＶCEが所定電圧ＶZ に達するまでは、ツ
ェナーダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動
状態とし、ＶZ に達した後は、ツェナーダイオード２２
のオンによりコンデンサ２１が働き出す。これにより、
ＶCEの立ち上がり速度が従来よりも速くなる。
下に抑えながら、軽負荷時でもスイッチング損失が少な
い高効率のスイッチング電源回路を提供することを目的
とする。 【構成】 メインスイッチングトランジスタ１３はスイ
ッチング制御回路１４の出力パルスによりスイッチング
される。メインスイッチングトランジスタ１３のベース
・コレクタ間にはミラー積分用コンデンサ２１に直列に
ツェナーダイオード２２が接続されている。メインスイ
ッチングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ・
エミッタ間電圧ＶCEが所定電圧ＶZ に達するまでは、ツ
ェナーダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動
状態とし、ＶZ に達した後は、ツェナーダイオード２２
のオンによりコンデンサ２１が働き出す。これにより、
ＶCEの立ち上がり速度が従来よりも速くなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係り、特に直流信号を交流信号に変換し、スイッチング
トランスにより変圧した後、直流電圧に再び変換して電
源電圧として出力するスイッチング電源回路に関する。
係り、特に直流信号を交流信号に変換し、スイッチング
トランスにより変圧した後、直流電圧に再び変換して電
源電圧として出力するスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、直流信号を交流信号に変換
し、スイッチングトランスにより変圧した後、直流電圧
に再び変換して電源電圧として出力するスイッチング電
源回路は種々の構成のものが知られている。図５はその
従来のスイッチング電源回路のうち実開昭６３−６８７
号公報記載の回路図を示す。
し、スイッチングトランスにより変圧した後、直流電圧
に再び変換して電源電圧として出力するスイッチング電
源回路は種々の構成のものが知られている。図５はその
従来のスイッチング電源回路のうち実開昭６３−６８７
号公報記載の回路図を示す。
【０００３】この従来のスイッチング電源回路は、図５
に示すように、直流電圧を次段に与える平滑用電解コン
デンサ１１と、このコンデンサ１１の一端が一次巻線に
接続されているスイッチングトランス１２と、コレクタ
がスイッチングトランス１２の一次巻線の他端に接続さ
れているメインスイッチングトランジスタ１３と、この
トランジスタ１３をスイッチング制御するスイッチング
制御回路１４と、抵抗１５及びコンデンサ１６の直列回
路と、ツェナーダイオード１７と、スイッチングトラン
ス１２の二次巻線出力側に設けられた整流器１８及び電
解コンデンサ１９より構成されている。
に示すように、直流電圧を次段に与える平滑用電解コン
デンサ１１と、このコンデンサ１１の一端が一次巻線に
接続されているスイッチングトランス１２と、コレクタ
がスイッチングトランス１２の一次巻線の他端に接続さ
れているメインスイッチングトランジスタ１３と、この
トランジスタ１３をスイッチング制御するスイッチング
制御回路１４と、抵抗１５及びコンデンサ１６の直列回
路と、ツェナーダイオード１７と、スイッチングトラン
ス１２の二次巻線出力側に設けられた整流器１８及び電
解コンデンサ１９より構成されている。
【０００４】メインスイッチングトランジスタ１３のコ
レクタ・エミッタ間に接続された抵抗１５及びコンデン
サ１６の直列回路はスナバー回路を構成している。ま
た、このスナバー回路に並列にツェナーダイオード１７
が接続されている。
レクタ・エミッタ間に接続された抵抗１５及びコンデン
サ１６の直列回路はスナバー回路を構成している。ま
た、このスナバー回路に並列にツェナーダイオード１７
が接続されている。
【０００５】次に、この従来のスイッチング電源回路の
動作について説明する。メインスイッチングトランジス
タ１３はスイッチング制御回路１４の出力パルスがハイ
レベルのときオン、ローレベルのときオフにスイッチン
グされる。メインスイッチングトランジスタ１３がオン
のときには、電解コンデンサ１１の両端の直流電圧がス
イッチングトランス１２の一次巻線に印加されると共
に、メインスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・
エミッタ間電圧ＶCEが０Ｖとなり、また、そのコレクタ
電流ＩCがオン直後から直線的に増加する。
動作について説明する。メインスイッチングトランジス
タ１３はスイッチング制御回路１４の出力パルスがハイ
レベルのときオン、ローレベルのときオフにスイッチン
グされる。メインスイッチングトランジスタ１３がオン
のときには、電解コンデンサ１１の両端の直流電圧がス
イッチングトランス１２の一次巻線に印加されると共
に、メインスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・
エミッタ間電圧ＶCEが０Ｖとなり、また、そのコレクタ
電流ＩCがオン直後から直線的に増加する。
【０００６】メインスイッチングトランジスタ１３がオ
ンからオフに切り換わると、メインスイッチングトラン
ジスタ１３がオフする直前に、スイッチングトランス１
２の一次巻線に蓄積されているエネルギーにより、メイ
ンスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ
間に急峻なスパイク電圧が発生する。
ンからオフに切り換わると、メインスイッチングトラン
ジスタ１３がオフする直前に、スイッチングトランス１
２の一次巻線に蓄積されているエネルギーにより、メイ
ンスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ
間に急峻なスパイク電圧が発生する。
【０００７】この急峻なスパイク電圧は、発生ノイズの
増大、メインスイッチングトランジスタ１３の耐圧オー
バーにつながるため、抵抗１５及びコンデンサ１６から
なるスナバー回路により、スパイク電圧の立ち上がり速
度を遅らせると共に、ツェナーダイオード１７がスパイ
ク電圧のピーク値を抑える。
増大、メインスイッチングトランジスタ１３の耐圧オー
バーにつながるため、抵抗１５及びコンデンサ１６から
なるスナバー回路により、スパイク電圧の立ち上がり速
度を遅らせると共に、ツェナーダイオード１７がスパイ
ク電圧のピーク値を抑える。
【０００８】これにより、重負荷時には、メインスイッ
チングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥは、図６（Ａ１）に示す如くスパイク電圧のピーク
値が抑えられたものになり、また、コレクタ電流ＩＣは
同図（Ｂ１）に示す如くになる。しかし、コレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの積で表され
るスイッチング損失は、図６（Ｃ１）に示すように、ス
イッチングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わ
った時に大なるスイッチング損失が生じる。
チングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥは、図６（Ａ１）に示す如くスパイク電圧のピーク
値が抑えられたものになり、また、コレクタ電流ＩＣは
同図（Ｂ１）に示す如くになる。しかし、コレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの積で表され
るスイッチング損失は、図６（Ｃ１）に示すように、ス
イッチングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わ
った時に大なるスイッチング損失が生じる。
【０００９】一方、軽負荷時には、メインスイッチング
トランジスタ１３のオン期間が短く、コレクタ・エミッ
タ間電圧ＶＣＥは図６（Ａ２）に示す如くスパイク電圧
のピーク値が抑えられたものになり、また、コレクタ電
流ＩＣは同図（Ｂ２）に示す如くピーク値が低くなる。
従って、軽負荷時のスイッチング損失は、図６（Ｃ２）
に示される。
トランジスタ１３のオン期間が短く、コレクタ・エミッ
タ間電圧ＶＣＥは図６（Ａ２）に示す如くスパイク電圧
のピーク値が抑えられたものになり、また、コレクタ電
流ＩＣは同図（Ｂ２）に示す如くピーク値が低くなる。
従って、軽負荷時のスイッチング損失は、図６（Ｃ２）
に示される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のス
イッチング電源回路では、重負荷時のように上記コレク
タ・エミッタ間電圧ＶＣＥのスパイク電圧のピーク値が
高い時に、発生ノイズの増大を所定値以下に抑え、か
つ、メインスイッチングトランジスタ１３の耐圧をオー
バーしないように、スパイク電圧の立ち上がり速度をス
ナバー回路により遅らせているが、スパイク電圧のピー
ク値に関係なく立ち上がり速度を遅らせているため、軽
負荷時のように上記コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの
スパイク電圧のピーク値が低い時には、スイッチング損
失を小さくするために立ち上がり速度を速くしても発生
ノイズ、耐圧共に問題ないにもかかわらず、立ち上がり
速度を遅らせてしまい、その結果、余計なスイッチング
損失が生じるという問題がある。
イッチング電源回路では、重負荷時のように上記コレク
タ・エミッタ間電圧ＶＣＥのスパイク電圧のピーク値が
高い時に、発生ノイズの増大を所定値以下に抑え、か
つ、メインスイッチングトランジスタ１３の耐圧をオー
バーしないように、スパイク電圧の立ち上がり速度をス
ナバー回路により遅らせているが、スパイク電圧のピー
ク値に関係なく立ち上がり速度を遅らせているため、軽
負荷時のように上記コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの
スパイク電圧のピーク値が低い時には、スイッチング損
失を小さくするために立ち上がり速度を速くしても発生
ノイズ、耐圧共に問題ないにもかかわらず、立ち上がり
速度を遅らせてしまい、その結果、余計なスイッチング
損失が生じるという問題がある。
【００１１】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
軽負荷時でもスイッチング損失が少ない高効率のスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。
軽負荷時でもスイッチング損失が少ない高効率のスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。
【００１２】また、本発明の他の目的は、発生ノイズ、
耐圧共に適切な値以下に抑えながら、スイッチングトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度
を極力速くし得るスイッチング電源回路を提供すること
にある。
耐圧共に適切な値以下に抑えながら、スイッチングトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度
を極力速くし得るスイッチング電源回路を提供すること
にある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、直流電源に一次巻線が接続されたスイッチ
ングトランスと、スイッチングトランスの一次巻線の一
端にコレクタが接続されたメインスイッチングトランジ
スタと、メインスイッチングトランジスタのベースにス
イッチングパルスを印加するスイッチング制御回路と、
スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回路
とを有し、更にメインスイッチングトランジスタのベー
ス・コレクタ間に接続されたミラー積分コンデンサとツ
ェナーダイオードからなる直列回路、若しくはメインス
イッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間に接続
されたスナバー回路及びツェナーダイオードからなる直
列回路、又はスイッチングトランスの一次巻線に並列に
接続された抵抗及びダイオードからなる第１の直列回路
と、抵抗に並列に接続されたコンデンサ及びツェナーダ
イオードからなる第２の直列回路とからなる構成とした
ものである。
成するため、直流電源に一次巻線が接続されたスイッチ
ングトランスと、スイッチングトランスの一次巻線の一
端にコレクタが接続されたメインスイッチングトランジ
スタと、メインスイッチングトランジスタのベースにス
イッチングパルスを印加するスイッチング制御回路と、
スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回路
とを有し、更にメインスイッチングトランジスタのベー
ス・コレクタ間に接続されたミラー積分コンデンサとツ
ェナーダイオードからなる直列回路、若しくはメインス
イッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間に接続
されたスナバー回路及びツェナーダイオードからなる直
列回路、又はスイッチングトランスの一次巻線に並列に
接続された抵抗及びダイオードからなる第１の直列回路
と、抵抗に並列に接続されたコンデンサ及びツェナーダ
イオードからなる第２の直列回路とからなる構成とした
ものである。
【００１４】
【作用】本発明では、メインスイッチングトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間の電圧が所定値以上の時に、前
記直列回路を構成するツェナーダイオードあるいは前記
第２の直列回路を構成するツェナーダイオードをオンと
するようにしたため、メインスイッチングトランジスタ
がオンからオフへ切り換わった時からメインスイッチン
グトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧がツェナ
ーダイオードをオンとする所定値以上に達するまでは、
ツェナーダイオードに直列に接続されているミラー積分
コンデンサ若しくはスナバー回路又は第２の直列回路の
コンデンサがツェナーダイオードがオフであるため動作
しない。
のコレクタ・エミッタ間の電圧が所定値以上の時に、前
記直列回路を構成するツェナーダイオードあるいは前記
第２の直列回路を構成するツェナーダイオードをオンと
するようにしたため、メインスイッチングトランジスタ
がオンからオフへ切り換わった時からメインスイッチン
グトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧がツェナ
ーダイオードをオンとする所定値以上に達するまでは、
ツェナーダイオードに直列に接続されているミラー積分
コンデンサ若しくはスナバー回路又は第２の直列回路の
コンデンサがツェナーダイオードがオフであるため動作
しない。
【００１５】そして、メインスイッチングトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間の電圧が上記所定値に達してか
らツェナーダイオードがオンとされるため、ツェナーダ
イオードに直列に接続されているミラー積分コンデンサ
若しくはスナバー回路又は第２の直列回路のコンデンサ
を動作させることができる。
のコレクタ・エミッタ間の電圧が上記所定値に達してか
らツェナーダイオードがオンとされるため、ツェナーダ
イオードに直列に接続されているミラー積分コンデンサ
若しくはスナバー回路又は第２の直列回路のコンデンサ
を動作させることができる。
【００１６】
【実施例】次に、本発明の各実施例について説明する。
図１は本発明の第１実施例の回路図を示す。同図中、図
５と同一構成部分には同一符号を付してある。図１に示
すように、本実施例は、電解コンデンサ１１、スイッチ
ングトランス１２、ＮＰＮ型のメインスイッチングトラ
ンジスタ１３、スイッチング制御回路１４、整流器１８
及び電解コンデンサ１９は従来と同様の構成であり、従
来のスナバー回路に代えてメインスイッチングトランジ
スタ１３のコレクタ・ベース間に直列にコンデンサ２１
及びツェナーダイオード２２を接続した構成である。整
流器１８及び電解コンデンサ１９は整流回路を構成して
いる。また、電解コンデンサ１１は直流電源に接続され
ている。
図１は本発明の第１実施例の回路図を示す。同図中、図
５と同一構成部分には同一符号を付してある。図１に示
すように、本実施例は、電解コンデンサ１１、スイッチ
ングトランス１２、ＮＰＮ型のメインスイッチングトラ
ンジスタ１３、スイッチング制御回路１４、整流器１８
及び電解コンデンサ１９は従来と同様の構成であり、従
来のスナバー回路に代えてメインスイッチングトランジ
スタ１３のコレクタ・ベース間に直列にコンデンサ２１
及びツェナーダイオード２２を接続した構成である。整
流器１８及び電解コンデンサ１９は整流回路を構成して
いる。また、電解コンデンサ１１は直流電源に接続され
ている。
【００１７】上記のツェナーダイオード２２のアノード
は、メインスイッチングトランジスタ１３のベースとス
イッチング制御回路１４の出力端との接続点に接続さ
れ、またツェナーダイオード２２のカソードは、コンデ
ンサ２１を介してメインスイッチングトランジスタ１３
のコレクタとスイッチングトランス１２の一次巻線の他
端との接続点に接続されている。
は、メインスイッチングトランジスタ１３のベースとス
イッチング制御回路１４の出力端との接続点に接続さ
れ、またツェナーダイオード２２のカソードは、コンデ
ンサ２１を介してメインスイッチングトランジスタ１３
のコレクタとスイッチングトランス１２の一次巻線の他
端との接続点に接続されている。
【００１８】スイッチング制御回路１４はメインスイッ
チングトランジスタ１３の駆動パルス幅あるいはスイッ
チング周波数を制御する。コンデンサ２１はミラー積分
用コンデンサであり、メインスイッチングトランジスタ
１３のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり、
立ち下がり速度を遅くさせる。
チングトランジスタ１３の駆動パルス幅あるいはスイッ
チング周波数を制御する。コンデンサ２１はミラー積分
用コンデンサであり、メインスイッチングトランジスタ
１３のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり、
立ち下がり速度を遅くさせる。
【００１９】次に、本実施例の動作について説明する。
メインスイッチングトランジスタ１３は、スイッチング
制御回路１４よりベースに入力されるスイッチングパル
スによりスイッチング制御される。これにより、電解コ
ンデンサ１１の両端の直流電圧はメインスイッチングト
ランジスタ１３のスイッチングにより高周波交流電圧化
されて、スイッチングトランス１２の一次巻線に印加さ
れる。
メインスイッチングトランジスタ１３は、スイッチング
制御回路１４よりベースに入力されるスイッチングパル
スによりスイッチング制御される。これにより、電解コ
ンデンサ１１の両端の直流電圧はメインスイッチングト
ランジスタ１３のスイッチングにより高周波交流電圧化
されて、スイッチングトランス１２の一次巻線に印加さ
れる。
【００２０】メインスイッチングトランジスタ１３がオ
ンにされると、そのコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
０Ｖになり、コレクタ電流ＩＣが０Ａより所定値に向か
って直線的に増加していく。続いて、メインスイッチン
グトランジスタ１３がオフにされると、オフの直前にス
イッチングトランス１２の一次巻線に蓄積されているエ
ネルギーにより、メインスイッチングトランジスタ１３
のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが急激に増加すると
共に、コレクタ電流ＩＣが急減する。
ンにされると、そのコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
０Ｖになり、コレクタ電流ＩＣが０Ａより所定値に向か
って直線的に増加していく。続いて、メインスイッチン
グトランジスタ１３がオフにされると、オフの直前にス
イッチングトランス１２の一次巻線に蓄積されているエ
ネルギーにより、メインスイッチングトランジスタ１３
のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが急激に増加すると
共に、コレクタ電流ＩＣが急減する。
【００２１】ここで、本実施例の電解コンデンサ１９の
両端の直流電源電圧が印加される負荷が重い場合は、メ
インスイッチングトランジスタ１３がオフした時からメ
インスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・エミッ
タ間電圧ＶＣＥが急激に増加して図２（Ａ１）にＶＺで
示す所定電圧に達し、この時にツェナーダイオード２２
がオフからオンとなる。
両端の直流電源電圧が印加される負荷が重い場合は、メ
インスイッチングトランジスタ１３がオフした時からメ
インスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・エミッ
タ間電圧ＶＣＥが急激に増加して図２（Ａ１）にＶＺで
示す所定電圧に達し、この時にツェナーダイオード２２
がオフからオンとなる。
【００２２】その結果、コンデンサ２１に充電電流が流
れ始めてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり
速度が遅くなる。また、この重負荷時のコレクタ電流Ｉ
Ｃは図２（Ｂ１）に示すように、コレクタ・エミッタ間
電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達した時点から、その立ち
下がり速度が遅くなる。
れ始めてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり
速度が遅くなる。また、この重負荷時のコレクタ電流Ｉ
Ｃは図２（Ｂ１）に示すように、コレクタ・エミッタ間
電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達した時点から、その立ち
下がり速度が遅くなる。
【００２３】このように、本実施例では、メインスイッ
チングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまでは、ツ
ェナーダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動
状態としているため、従来に比べてコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥの立ち上がり速度が速く急激に増加する。
チングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまでは、ツ
ェナーダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動
状態としているため、従来に比べてコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥの立ち上がり速度が速く急激に増加する。
【００２４】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード２２の
オンによりコンデンサ２１が働き出すため、コレクタ・
エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり速度を遅くすること
ができ、これにより発生ノイズをあるレベル以下に抑え
ることができると共に、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥがスイッチングトランジスタ１３の耐圧をオーバー
することを防止することができる。
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード２２の
オンによりコンデンサ２１が働き出すため、コレクタ・
エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり速度を遅くすること
ができ、これにより発生ノイズをあるレベル以下に抑え
ることができると共に、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥがスイッチングトランジスタ１３の耐圧をオーバー
することを防止することができる。
【００２５】従って、本実施例ではコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの積で表されるスイ
ッチング損失は、図２（Ｃ１）に示すように、スイッチ
ングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わった時
でも小に抑えることができる。
間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの積で表されるスイ
ッチング損失は、図２（Ｃ１）に示すように、スイッチ
ングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わった時
でも小に抑えることができる。
【００２６】また、本実施例回路に接続される負荷が軽
いときには、メインスイッチングトランジスタ１３のオ
ン期間が短く、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥは図２
（Ａ２）に示す如くスパイク電圧のピーク値が抑えられ
たものになり、また、コレクタ電流ＩＣは同図（Ｂ２）
に示す如くピーク値が低くなる。
いときには、メインスイッチングトランジスタ１３のオ
ン期間が短く、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥは図２
（Ａ２）に示す如くスパイク電圧のピーク値が抑えられ
たものになり、また、コレクタ電流ＩＣは同図（Ｂ２）
に示す如くピーク値が低くなる。
【００２７】従って、軽負荷時のスイッチング損失は、
図２（Ｃ２）に示す如く、重負荷時及び従来の軽負荷時
よりも小さいことは勿論のこと、本実施例ではメインス
イッチングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わ
った時の方が、むしろオフからオンへ切り換わった時よ
りも小さくされる。
図２（Ｃ２）に示す如く、重負荷時及び従来の軽負荷時
よりも小さいことは勿論のこと、本実施例ではメインス
イッチングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わ
った時の方が、むしろオフからオンへ切り換わった時よ
りも小さくされる。
【００２８】すなわち、軽負荷時もメインスイッチング
トランジスタ１３がオフした時からコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまでは、ツェナー
ダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動状態と
しているため、従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧
ＶＣＥの立ち上がり速度を速くできる。
トランジスタ１３がオフした時からコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまでは、ツェナー
ダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動状態と
しているため、従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧
ＶＣＥの立ち上がり速度を速くできる。
【００２９】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード２２の
オンによりコンデンサ２１が働き出すため、元々軽負荷
時はコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥのピーク値が低い
が、更にピーク値が低く抑えられることから、発生ノイ
ズやスイッチングトランジスタ１３の耐圧オーバーは問
題とならない。
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード２２の
オンによりコンデンサ２１が働き出すため、元々軽負荷
時はコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥのピーク値が低い
が、更にピーク値が低く抑えられることから、発生ノイ
ズやスイッチングトランジスタ１３の耐圧オーバーは問
題とならない。
【００３０】なお、本実施例回路に接続される負荷が上
記よりも更に軽いときには、上記コレクタ・エミッタ間
電圧ＶＣＥは図２（Ａ２）に示す波形よりも更にピーク
値が低く所定電圧ＶＺに達しないため、ツェナーダイオ
ード２２がオンせず、上記コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥは急峻に立ち上がる。しかし、上記ピーク値が図２
（Ａ２）に示すピーク値よりも更に低いため、発生ノイ
ズ及び耐圧はともに問題とはならない。
記よりも更に軽いときには、上記コレクタ・エミッタ間
電圧ＶＣＥは図２（Ａ２）に示す波形よりも更にピーク
値が低く所定電圧ＶＺに達しないため、ツェナーダイオ
ード２２がオンせず、上記コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥは急峻に立ち上がる。しかし、上記ピーク値が図２
（Ａ２）に示すピーク値よりも更に低いため、発生ノイ
ズ及び耐圧はともに問題とはならない。
【００３１】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図３は本発明の第２実施例の回路図を示す。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図３に示すように、本実施例は図１のミラ
ー積分用コンデンサ２１の代わりに、メインスイッチン
グトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間に、抵抗３
１、コンデンサ３２及びツェナーダイオード３３よりな
る直列回路を接続した点に特徴がある。
る。図３は本発明の第２実施例の回路図を示す。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図３に示すように、本実施例は図１のミラ
ー積分用コンデンサ２１の代わりに、メインスイッチン
グトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間に、抵抗３
１、コンデンサ３２及びツェナーダイオード３３よりな
る直列回路を接続した点に特徴がある。
【００３２】すなわち、本実施例は、抵抗３１及びコン
デンサ３２よりなるスナバー回路に、ツェナーダイオー
ド３３を直列接続した構成である。ツェナーダイオード
３３はカソードがコンデンサ３２の一端に接続され、ア
ノードがメインスイッチングトランジスタ１３のエミッ
タなどと共にグランド端子に接続されている。
デンサ３２よりなるスナバー回路に、ツェナーダイオー
ド３３を直列接続した構成である。ツェナーダイオード
３３はカソードがコンデンサ３２の一端に接続され、ア
ノードがメインスイッチングトランジスタ１３のエミッ
タなどと共にグランド端子に接続されている。
【００３３】本実施例も第１実施例と同様に、メインス
イッチングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ
・エミッタ間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまで
は、ツェナーダイオード３３がオフで抵抗３１及びコン
デンサ３２よりなるスナバー回路を非作動状態としてい
るため、従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ
の立ち上がり速度が速く、図２（Ａ１）、（Ａ２）に示
すように急激に増加する。
イッチングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ
・エミッタ間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまで
は、ツェナーダイオード３３がオフで抵抗３１及びコン
デンサ３２よりなるスナバー回路を非作動状態としてい
るため、従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ
の立ち上がり速度が速く、図２（Ａ１）、（Ａ２）に示
すように急激に増加する。
【００３４】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード３３の
オンにより上記のスナバー回路が働き出すため、図２
（Ａ１）、（Ａ２）に示す用にコレクタ・エミッタ間電
圧ＶＣＥの立ち上がり速度を遅くすることができ、これ
により発生ノイズをあるレベル以下に抑えることができ
ると共に、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥがスイッチ
ングトランジスタ１３の耐圧をオーバーすることを防止
することができる。
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード３３の
オンにより上記のスナバー回路が働き出すため、図２
（Ａ１）、（Ａ２）に示す用にコレクタ・エミッタ間電
圧ＶＣＥの立ち上がり速度を遅くすることができ、これ
により発生ノイズをあるレベル以下に抑えることができ
ると共に、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥがスイッチ
ングトランジスタ１３の耐圧をオーバーすることを防止
することができる。
【００３５】このように、本実施例によれば、負荷が重
くとも軽くとも、スイッチング損失は第１実施例と同様
に、図２（Ｃ１）、（Ｃ２）に示す如く小さく抑えら
れ、発生ノイズ、耐圧ともに適切に抑えられる。なお、
本実施例は、コンデンサ３２の容量値の方が図１のコン
デンサ２１のそれよりも大きいので、第１実施例に比べ
ると、メインスイッチングトランジスタ１３の損失は大
きい。
くとも軽くとも、スイッチング損失は第１実施例と同様
に、図２（Ｃ１）、（Ｃ２）に示す如く小さく抑えら
れ、発生ノイズ、耐圧ともに適切に抑えられる。なお、
本実施例は、コンデンサ３２の容量値の方が図１のコン
デンサ２１のそれよりも大きいので、第１実施例に比べ
ると、メインスイッチングトランジスタ１３の損失は大
きい。
【００３６】次に、本発明の第３実施例について説明す
る。図４は本発明の第３実施例の回路図を示す。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図４に示すように、本実施例は図１のミラ
ー積分用コンデンサ２１の代わりに、スイッチングトラ
ンス１２の一次巻線の両端間に、抵抗４１、コンデンサ
４２、ダイオード４３及びツェナーダイオード４４より
なる回路を接続した点に特徴がある。
る。図４は本発明の第３実施例の回路図を示す。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図４に示すように、本実施例は図１のミラ
ー積分用コンデンサ２１の代わりに、スイッチングトラ
ンス１２の一次巻線の両端間に、抵抗４１、コンデンサ
４２、ダイオード４３及びツェナーダイオード４４より
なる回路を接続した点に特徴がある。
【００３７】すなわち、本実施例は、メインスイッチン
グトランジスタ１３のコレクタとスイッチングトランス
１２の一次巻線との接続点にダイオード４３のアノード
を接続し、この電解コンデンサ１１とスイッチングトラ
ンス１２の一次巻線との接続点とダイオード４３のカソ
ードとの間に、抵抗４１を接続すると共にこの抵抗４１
に並列にコンデンサ４２及びツェナーダイオード４４よ
りなる直列回路を接続したものである。
グトランジスタ１３のコレクタとスイッチングトランス
１２の一次巻線との接続点にダイオード４３のアノード
を接続し、この電解コンデンサ１１とスイッチングトラ
ンス１２の一次巻線との接続点とダイオード４３のカソ
ードとの間に、抵抗４１を接続すると共にこの抵抗４１
に並列にコンデンサ４２及びツェナーダイオード４４よ
りなる直列回路を接続したものである。
【００３８】抵抗４１、コンデンサ４２及びダイオード
４３はスナバー回路を構成しており、ツェナーダイオー
ド４４はアノードがコンデンサ４２の一端に接続され、
カソードがダイオード４３のカソードに接続されてい
る。
４３はスナバー回路を構成しており、ツェナーダイオー
ド４４はアノードがコンデンサ４２の一端に接続され、
カソードがダイオード４３のカソードに接続されてい
る。
【００３９】次に、本実施例の動作について説明する。
メインスイッチングトランジスタ１３がスイッチング制
御回路１４よりのスイッチングパルスによりオンとされ
ると、電解コンデンサ１１の両端の直流電圧がスイッチ
ングトランス１２の一次巻線に印加され、二次巻線に巻
数比に応じた電圧が発生する。このときはメインスイッ
チングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間電圧は
０Ｖで、コレクタ電流が直線的に増加する。
メインスイッチングトランジスタ１３がスイッチング制
御回路１４よりのスイッチングパルスによりオンとされ
ると、電解コンデンサ１１の両端の直流電圧がスイッチ
ングトランス１２の一次巻線に印加され、二次巻線に巻
数比に応じた電圧が発生する。このときはメインスイッ
チングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間電圧は
０Ｖで、コレクタ電流が直線的に増加する。
【００４０】続いて、メインスイッチングトランジスタ
１３がスイッチングパルスによりオフとされると、スイ
ッチングトランス１２の一次巻線に蓄えられているエネ
ルギーによりダイオード４３がオンとされ、一次巻線の
電圧がコンデンサ４１の端子電圧と等しくなる。この
時、二次巻線に接続されている整流器１８は逆方向の電
圧が印加され、負荷には電圧が出力されない。
１３がスイッチングパルスによりオフとされると、スイ
ッチングトランス１２の一次巻線に蓄えられているエネ
ルギーによりダイオード４３がオンとされ、一次巻線の
電圧がコンデンサ４１の端子電圧と等しくなる。この
時、二次巻線に接続されている整流器１８は逆方向の電
圧が印加され、負荷には電圧が出力されない。
【００４１】また、メインスイッチングトランジスタ１
３がオフした時からコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達するまでは、ツェナーダイオード４４
がオフでコンデンサ４２を非作動状態としているため、
従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上
がり速度が速く、図２（Ａ１）、（Ａ２）に示すように
急激に増加する。
３がオフした時からコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達するまでは、ツェナーダイオード４４
がオフでコンデンサ４２を非作動状態としているため、
従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上
がり速度が速く、図２（Ａ１）、（Ａ２）に示すように
急激に増加する。
【００４２】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード４４の
オンによりコンデンサ４２が働き出すため、図２（Ａ
１）、（Ａ２）に示す用にコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥの立ち上がり速度を遅くすることができ、これによ
り発生ノイズをあるレベル以下に抑えることができると
共に、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥがスイッチング
トランジスタ１３の耐圧をオーバーすることを防止する
ことができる。
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード４４の
オンによりコンデンサ４２が働き出すため、図２（Ａ
１）、（Ａ２）に示す用にコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥの立ち上がり速度を遅くすることができ、これによ
り発生ノイズをあるレベル以下に抑えることができると
共に、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥがスイッチング
トランジスタ１３の耐圧をオーバーすることを防止する
ことができる。
【００４３】このように、本実施例によれば、負荷が重
くとも軽くとも、スイッチング損失は第１及び第２実施
例と同様に、図２（Ｃ１）、（Ｃ２）に示す如く小さく
抑えられ、発生ノイズ、耐圧ともに適切に抑えられる。
くとも軽くとも、スイッチング損失は第１及び第２実施
例と同様に、図２（Ｃ１）、（Ｃ２）に示す如く小さく
抑えられ、発生ノイズ、耐圧ともに適切に抑えられる。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
メインスイッチングトランジスタがオンからオフへ切り
換わった時からメインスイッチングトランジスタのコレ
クタ・エミッタ間の電圧がツェナーダイオードをオンと
する所定値以上に達するまでは、ツェナーダイオードに
直列に接続されているコンデンサが動作しないようにし
たため、上記コレクタ・エミッタ間の電圧の立ち上がり
速度を従来に比べて速くすることができ、これにより軽
負荷時にはスイッチング損失が少ない高効率の動作を実
現できる。
メインスイッチングトランジスタがオンからオフへ切り
換わった時からメインスイッチングトランジスタのコレ
クタ・エミッタ間の電圧がツェナーダイオードをオンと
する所定値以上に達するまでは、ツェナーダイオードに
直列に接続されているコンデンサが動作しないようにし
たため、上記コレクタ・エミッタ間の電圧の立ち上がり
速度を従来に比べて速くすることができ、これにより軽
負荷時にはスイッチング損失が少ない高効率の動作を実
現できる。
【００４５】また、本発明によれば、メインスイッチン
グトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧が上記所
定値に達してから、ツェナーダイオードに直列に接続さ
れているミラー積分コンデンサ若しくはスナバー回路又
は第２の直列回路のコンデンサを動作させるようにした
ため、メインスイッチングトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間の電圧が上記所定値以上に達するような重負荷
のときには、発生ノイズや耐圧を適切な値以下に抑える
ことができる。
グトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧が上記所
定値に達してから、ツェナーダイオードに直列に接続さ
れているミラー積分コンデンサ若しくはスナバー回路又
は第２の直列回路のコンデンサを動作させるようにした
ため、メインスイッチングトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間の電圧が上記所定値以上に達するような重負荷
のときには、発生ノイズや耐圧を適切な値以下に抑える
ことができる。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の実施例の動作説明用信号波形図であ
る。
る。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第３実施例の回路図である。
【図５】従来回路の一例の回路図である。
【図６】図５の動作説明用信号波形図である。
１１、１９ 電解コンデンサ １２ スイッチングトランス １３ メインスイッチングトランジスタ １４ スイッチング制御回路 １８ 整流器 ２１ ミラー積分用コンデンサ ２２、３３、４４ ツェナーダイオード ３１、４１ 抵抗 ３２、４２ コンデンサ ４３ ダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 17/64 9184−5Ｋ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源に一次巻線が接続されたスイッ
チングトランスと、 該スイッチングトランスの一次巻線の一端にコレクタが
接続されたメインスイッチングトランジスタと、 該メインスイッチングトランジスタのベースにスイッチ
ングパルスを印加するスイッチング制御回路と、 該スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回
路と、 前記メインスイッチングトランジスタのベース・コレク
タ間に接続されたミラー積分コンデンサとツェナーダイ
オードからなる直列回路とを有し、前記メインスイッチ
ングトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧が所定
値以上の時に前記ツェナーダイオードをオンとするよう
構成したことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 直流電源に一次巻線が接続されたスイッ
チングトランスと、 該スイッチングトランスの一次巻線の一端にコレクタが
接続されたメインスイッチングトランジスタと、 該メインスイッチングトランジスタのベースにスイッチ
ングパルスを印加するスイッチング制御回路と、 該スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回
路と、 前記メインスイッチングトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間に接続されたスナバー回路及びツェナーダイオー
ドからなる直列回路とを有し、前記メインスイッチング
トランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧が所定値以
上の時に前記ツェナーダイオードをオンとするよう構成
したことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 直流電源に一次巻線が接続されたスイッ
チングトランスと、 該スイッチングトランスの一次巻線の一端にコレクタが
接続されたメインスイッチングトランジスタと、 該メインスイッチングトランジスタのベースにスイッチ
ングパルスを印加するスイッチング制御回路と、 該スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回
路と、 前記スイッチングトランスの一次巻線に並列に接続され
た抵抗及びダイオードからなる第１の直列回路と、 該抵抗に並列に接続されたコンデンサ及びツェナーダイ
オードからなる第２の直列回路とを有し、前記メインス
イッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧
が所定値以上の時に前記ツェナーダイオードをオンとす
るよう構成したことを特徴とするスイッチング電源回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6203166A JPH0870572A (ja) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6203166A JPH0870572A (ja) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0870572A true JPH0870572A (ja) | 1996-03-12 |
Family
ID=16469546
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6203166A Pending JPH0870572A (ja) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0870572A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288774A (ja) * | 2006-03-22 | 2007-11-01 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | 低スイッチング損失、低ノイズを両立するパワーｍｏｓ回路 |
| JP2007295543A (ja) * | 2006-03-27 | 2007-11-08 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | スイッチング回路 |
| JP2008060468A (ja) * | 2006-09-01 | 2008-03-13 | Denso Corp | 半導体装置 |
| US7671636B2 (en) | 2006-03-22 | 2010-03-02 | Denso Corporation | Switching circuit and driving circuit for transistor |
| JP2016174471A (ja) * | 2015-03-17 | 2016-09-29 | サンケン電気株式会社 | スナバ回路 |
| CN110572086A (zh) * | 2019-08-28 | 2019-12-13 | 珠海凯邦电机制造有限公司 | 电机驱动电路、电机和电器设备 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0225107A (ja) * | 1988-07-13 | 1990-01-26 | Fuji Electric Co Ltd | 半導体スイッチ素子の過電圧抑制回路 |
| JPH03118763A (ja) * | 1989-09-29 | 1991-05-21 | Toshiba Lighting & Technol Corp | スイッチング電源回路 |
| JPH03198168A (ja) * | 1989-12-27 | 1991-08-29 | Ricoh Co Ltd | シンボル認識方法 |
-
1994
- 1994-08-29 JP JP6203166A patent/JPH0870572A/ja active Pending
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| US7982508B2 (en) | 2006-03-22 | 2011-07-19 | Denso Corporation | Switching circuit and driving circuit for transistor |
| US8179169B2 (en) | 2006-03-22 | 2012-05-15 | Denso Corporation | Driving circuit with variable resistor for transistor |
| DE102007063687B4 (de) * | 2006-03-22 | 2013-03-14 | Denso Corporation | Schaltkreis mit einem Transistor |
| US8519748B2 (en) | 2006-03-22 | 2013-08-27 | Denso Corporation | Driving circuit for driving transistor based on control current |
| DE102007013824B4 (de) * | 2006-03-22 | 2013-10-24 | Denso Corporation | Schaltkreis mit einem Transistor |
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| CN110572086A (zh) * | 2019-08-28 | 2019-12-13 | 珠海凯邦电机制造有限公司 | 电机驱动电路、电机和电器设备 |
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