JPH0855720A - 直流電気操作式開閉器制御装置 - Google Patents
直流電気操作式開閉器制御装置Info
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- JPH0855720A JPH0855720A JP18823694A JP18823694A JPH0855720A JP H0855720 A JPH0855720 A JP H0855720A JP 18823694 A JP18823694 A JP 18823694A JP 18823694 A JP18823694 A JP 18823694A JP H0855720 A JPH0855720 A JP H0855720A
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- H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
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- H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
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- H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
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- Relay Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 開閉器の復帰時間を短縮するとともに、開閉
器の励磁コイルに直列に挿入したトランジスタの開放サ
ージによる破壊を防止する。 【構成】 直流電気操作式開閉器の励磁コイルＬｘに対
する印加電圧を分圧して制御電圧Ｖ３を発生する分圧回
路Ｒ２，Ｒ３を設け、その制御電圧によって導通するト
ランジスタＱ２を還流電流経路に挿入し、このトランジ
スタＱ２の遮断時に励磁コイルＬｘの蓄積エネルギを放
電する放電回路Ｒ１，Ｄ３を励磁コイルＬｘの両端間に
設け、この放電回路に流れる電流を変成して前記トラン
ジスタＱ２のベース−エミッタ間を逆バイアスさせる電
圧を誘起させる逆バイアス電圧発生回路ＣＴ，Ｒ４，Ｒ
５を設ける。 【効果】 Ｑ２の遮断可能なコレクタ−エミッタ間電圧
が増大するため、Ｑ２の破壊が防止される。
器の励磁コイルに直列に挿入したトランジスタの開放サ
ージによる破壊を防止する。 【構成】 直流電気操作式開閉器の励磁コイルＬｘに対
する印加電圧を分圧して制御電圧Ｖ３を発生する分圧回
路Ｒ２，Ｒ３を設け、その制御電圧によって導通するト
ランジスタＱ２を還流電流経路に挿入し、このトランジ
スタＱ２の遮断時に励磁コイルＬｘの蓄積エネルギを放
電する放電回路Ｒ１，Ｄ３を励磁コイルＬｘの両端間に
設け、この放電回路に流れる電流を変成して前記トラン
ジスタＱ２のベース−エミッタ間を逆バイアスさせる電
圧を誘起させる逆バイアス電圧発生回路ＣＴ，Ｒ４，Ｒ
５を設ける。 【効果】 Ｑ２の遮断可能なコレクタ−エミッタ間電圧
が増大するため、Ｑ２の破壊が防止される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流電気操作式開閉
器への動作電源を供給し制御する直流電気操作式開閉器
制御装置に関する。
器への動作電源を供給し制御する直流電気操作式開閉器
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の直流電気操作式開閉器制御装置の
構成例を図５に示す。一般に、直流電気操作式開閉器は
起動時に要する電圧（起動用電圧）に比べて状態を保持
する電圧（保持用電圧）は低いため、従来の直流電気操
作式開閉器制御装置は、図５に示すように電源を２つ備
えた構成となっている。図５において、電源１１は起動
用電圧を出力する電源、電源１２は保持用電圧を出力す
る電源である。
構成例を図５に示す。一般に、直流電気操作式開閉器は
起動時に要する電圧（起動用電圧）に比べて状態を保持
する電圧（保持用電圧）は低いため、従来の直流電気操
作式開閉器制御装置は、図５に示すように電源を２つ備
えた構成となっている。図５において、電源１１は起動
用電圧を出力する電源、電源１２は保持用電圧を出力す
る電源である。
【０００３】図５において、直流電気操作式開閉器（以
下単に「開閉器」という。）２０を起動する時には直流
電気操作式開閉器制御装置は、制御部１６でトランジス
タ１３をオン、トランジスタ１４をオフして、ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ又はＤＣ／ＤＣコンバータからなる電源１
１の出力電圧を出力端子１７に接続された開閉器２０に
印加する。これにより、開閉器２０が応動を開始し（開
の状態から閉の状態への移行を開始する）、その後、開
閉器２０が応動を完了すると（開閉器２０が閉の状態に
なると）、制御部１６は、トランジスタ１３をオフ、ト
ランジスタ１４をオンして、電源１２の出力電圧をダイ
オード１５を介し開閉器２０に印加して、開閉器２０が
閉の状態を保持する保持用電圧を印加する。電源１２
は、電源１１を入力電源としており、入力電圧を降圧し
て出力するので起動用電圧に比べて低い保持用電圧を開
閉器２０に印加することができる。開閉器２０は、この
保持用電圧が印加されつづけることにより状態が保持さ
れる。その後、開閉器２０を復帰させる際、制御部１６
がトランジスタ１４をオフすることにより、電源１１、
１２のどちらからも電圧が印加されなくなり、閉の状態
から開の状態（無励磁の状態）へ移行する。このように
して、直流電気操作式開閉器制御装置は、開閉器２０の
状態の制御を行っていた。
下単に「開閉器」という。）２０を起動する時には直流
電気操作式開閉器制御装置は、制御部１６でトランジス
タ１３をオン、トランジスタ１４をオフして、ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ又はＤＣ／ＤＣコンバータからなる電源１
１の出力電圧を出力端子１７に接続された開閉器２０に
印加する。これにより、開閉器２０が応動を開始し（開
の状態から閉の状態への移行を開始する）、その後、開
閉器２０が応動を完了すると（開閉器２０が閉の状態に
なると）、制御部１６は、トランジスタ１３をオフ、ト
ランジスタ１４をオンして、電源１２の出力電圧をダイ
オード１５を介し開閉器２０に印加して、開閉器２０が
閉の状態を保持する保持用電圧を印加する。電源１２
は、電源１１を入力電源としており、入力電圧を降圧し
て出力するので起動用電圧に比べて低い保持用電圧を開
閉器２０に印加することができる。開閉器２０は、この
保持用電圧が印加されつづけることにより状態が保持さ
れる。その後、開閉器２０を復帰させる際、制御部１６
がトランジスタ１４をオフすることにより、電源１１、
１２のどちらからも電圧が印加されなくなり、閉の状態
から開の状態（無励磁の状態）へ移行する。このように
して、直流電気操作式開閉器制御装置は、開閉器２０の
状態の制御を行っていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
直流電気操作式開閉器制御装置は、上述したように２つ
の電源を切り替えて開閉器に起動用電圧と保持用電圧を
供給するようにしているために、開閉器が無励磁の状態
のとき、この２つの電源は両方とも開閉器に電力の供給
を行わないので各電源の１次側に供給されている電力を
無駄に消費する。また、起動時や保持時にも一方の電源
が開閉器に電力の供給を行わないために、無駄に電力を
消費することとなり、電力ロスが大きい欠点があった。
直流電気操作式開閉器制御装置は、上述したように２つ
の電源を切り替えて開閉器に起動用電圧と保持用電圧を
供給するようにしているために、開閉器が無励磁の状態
のとき、この２つの電源は両方とも開閉器に電力の供給
を行わないので各電源の１次側に供給されている電力を
無駄に消費する。また、起動時や保持時にも一方の電源
が開閉器に電力の供給を行わないために、無駄に電力を
消費することとなり、電力ロスが大きい欠点があった。
【０００５】そこで、電源回路をスイッチングレギュレ
ータ等で構成し、スイッチングトランジスタのオンデュ
ーティ比を制御することによって出力電圧を上記起動用
電圧と保持用電圧とに切り替えることが考えられる。ス
イッチングレギュレータ等を用いて電源回路を構成する
と、スイッチング出力電流を直流に変換するときの平滑
性（変換効率）を高めるために出力電流を還流させる還
流電流路を設けるのが一般的である。通常、この還流電
流路は図４の（Ａ）に示すようにスイッチングトランジ
スタＱ１の出力側にフライホイールダイオードＤ１を図
の方向に接続して構成される。しかし、上記のフライホ
イールダイオード等を用いる還流電流路があると、次に
述べるような問題が生じる。すなわち、図４（Ａ）にお
いて、スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフさせ
れば、チョークコイルＬの入力電圧がチョークコイルＬ
および平滑コンデンサＣ１によって平滑され、スイッチ
ングトランジスタＱ１のオンデューティ比に応じた直流
電圧が開閉器の励磁コイルＬｘに印加され、励磁電流Ｉ
Ｌが流れて励磁コイルＬｘが励磁され、開閉器が駆動さ
れる。その後、開閉器を復帰させるためにスイッチング
トランジスタＱ１をオフ状態に保てば、励磁コイルに対
する電圧印加が停止するが、その後、開閉器の励磁コイ
ルに蓄積されていたエネルギがフライホイールダイオー
ドＤ１を通して還流電流Ｉ１として放電されるため、そ
の電流Ｉ１によって励磁コイルの励磁が続けられ、その
結果、開閉器が復帰するまでの時間（復帰時間）が長く
なってしまう。これを防止するために、図４の（Ｂ）に
示すように、上記還流電流Ｉ１の経路にトランジスタＱ
２を挿入し、励磁コイルＬｘに対する電圧印加停止に連
動させてトランジスタＱ２を遮断させることが考えられ
る。ところがこの場合、トランジスタＱ２の遮断時にそ
のトランジスタのコレクタ−エミッタ間に開閉器励磁コ
イルの開放サージ電圧がかかり、その電圧がトランジス
タＱ２の安全動作領域を超えた場合にはトランジスタＱ
２が破壊してしまう、という問題が発生する。そこでこ
の開放サージを抑制するために、ダイオードＤ３および
放電用抵抗Ｒ１からなる放電回路を励磁コイルの両端間
に設けることが考えられる。このように放電回路を設け
れば、開閉器の励磁コイルに蓄積されていたエネルギが
トランジスタＱ２の遮断時に放電回路を通して電流Ｉ４
として放電され、励磁コイルの蓄積エネルギが放電用抵
抗Ｒ１によって消費される。その際、励磁コイルＬｘに
流れる電流の変化率が小さくなるため、Ｌ（ｄｉ／ｄ
ｔ）により定まるサージ電圧が抑制される。ここで放電
用抵抗Ｒ１の値を小さくする程、上記電流変化率が小さ
くなるため、トランジスタＱ２にかかる開放サージ電圧
が小さくなるが、放電用抵抗Ｒ１の値を小さくする程、
放電電流Ｉ４が大きくなり、放電電流によって励磁コイ
ルの励磁が継続されることになり、前述の還流電流によ
る問題と同様に開閉器の復帰時間が長くなる問題が生じ
る。すなわち、放電用抵抗Ｒ１の値により変化する、開
閉器復帰時間の遅延と開放サージ電圧とはトレードオフ
の関係にある。そこで通常は、要求される開閉器の復帰
時間を満足するための放電用抵抗Ｒ１の値を先ず定め、
それによって定まる開放サージ電圧に耐える耐圧特性を
有するトランジスタＱ２を選定することになる。しか
し、開閉器の復帰時間をある程度以上短くしようとする
と、放電用抵抗Ｒ１の値を充分大きくしなければなら
ず、その結果トランジスタＱ２として非常に高耐圧の大
型のものを用いなければならないことになる。
ータ等で構成し、スイッチングトランジスタのオンデュ
ーティ比を制御することによって出力電圧を上記起動用
電圧と保持用電圧とに切り替えることが考えられる。ス
イッチングレギュレータ等を用いて電源回路を構成する
と、スイッチング出力電流を直流に変換するときの平滑
性（変換効率）を高めるために出力電流を還流させる還
流電流路を設けるのが一般的である。通常、この還流電
流路は図４の（Ａ）に示すようにスイッチングトランジ
スタＱ１の出力側にフライホイールダイオードＤ１を図
の方向に接続して構成される。しかし、上記のフライホ
イールダイオード等を用いる還流電流路があると、次に
述べるような問題が生じる。すなわち、図４（Ａ）にお
いて、スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフさせ
れば、チョークコイルＬの入力電圧がチョークコイルＬ
および平滑コンデンサＣ１によって平滑され、スイッチ
ングトランジスタＱ１のオンデューティ比に応じた直流
電圧が開閉器の励磁コイルＬｘに印加され、励磁電流Ｉ
Ｌが流れて励磁コイルＬｘが励磁され、開閉器が駆動さ
れる。その後、開閉器を復帰させるためにスイッチング
トランジスタＱ１をオフ状態に保てば、励磁コイルに対
する電圧印加が停止するが、その後、開閉器の励磁コイ
ルに蓄積されていたエネルギがフライホイールダイオー
ドＤ１を通して還流電流Ｉ１として放電されるため、そ
の電流Ｉ１によって励磁コイルの励磁が続けられ、その
結果、開閉器が復帰するまでの時間（復帰時間）が長く
なってしまう。これを防止するために、図４の（Ｂ）に
示すように、上記還流電流Ｉ１の経路にトランジスタＱ
２を挿入し、励磁コイルＬｘに対する電圧印加停止に連
動させてトランジスタＱ２を遮断させることが考えられ
る。ところがこの場合、トランジスタＱ２の遮断時にそ
のトランジスタのコレクタ−エミッタ間に開閉器励磁コ
イルの開放サージ電圧がかかり、その電圧がトランジス
タＱ２の安全動作領域を超えた場合にはトランジスタＱ
２が破壊してしまう、という問題が発生する。そこでこ
の開放サージを抑制するために、ダイオードＤ３および
放電用抵抗Ｒ１からなる放電回路を励磁コイルの両端間
に設けることが考えられる。このように放電回路を設け
れば、開閉器の励磁コイルに蓄積されていたエネルギが
トランジスタＱ２の遮断時に放電回路を通して電流Ｉ４
として放電され、励磁コイルの蓄積エネルギが放電用抵
抗Ｒ１によって消費される。その際、励磁コイルＬｘに
流れる電流の変化率が小さくなるため、Ｌ（ｄｉ／ｄ
ｔ）により定まるサージ電圧が抑制される。ここで放電
用抵抗Ｒ１の値を小さくする程、上記電流変化率が小さ
くなるため、トランジスタＱ２にかかる開放サージ電圧
が小さくなるが、放電用抵抗Ｒ１の値を小さくする程、
放電電流Ｉ４が大きくなり、放電電流によって励磁コイ
ルの励磁が継続されることになり、前述の還流電流によ
る問題と同様に開閉器の復帰時間が長くなる問題が生じ
る。すなわち、放電用抵抗Ｒ１の値により変化する、開
閉器復帰時間の遅延と開放サージ電圧とはトレードオフ
の関係にある。そこで通常は、要求される開閉器の復帰
時間を満足するための放電用抵抗Ｒ１の値を先ず定め、
それによって定まる開放サージ電圧に耐える耐圧特性を
有するトランジスタＱ２を選定することになる。しか
し、開閉器の復帰時間をある程度以上短くしようとする
と、放電用抵抗Ｒ１の値を充分大きくしなければなら
ず、その結果トランジスタＱ２として非常に高耐圧の大
型のものを用いなければならないことになる。
【０００６】この発明の目的は、直流電気操作式開閉器
に対する通電電流の開放時間を早めて、直流電気操作式
開閉器の復帰応答遅れを防止した直流電気操作式開閉器
制御装置を提供することにある。
に対する通電電流の開放時間を早めて、直流電気操作式
開閉器の復帰応答遅れを防止した直流電気操作式開閉器
制御装置を提供することにある。
【０００７】この発明の他の目的は、直流電気操作式開
閉器のインダクタンス成分により生じる還流電流を遮断
するトランジスタの破壊を防止して、信頼性を高めた直
流電気操作式開閉器制御装置を提供することにある。
閉器のインダクタンス成分により生じる還流電流を遮断
するトランジスタの破壊を防止して、信頼性を高めた直
流電気操作式開閉器制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明の直流電気操作
式開閉器制御装置は、直流電気操作式開閉器の励磁コイ
ルに流す電流をスイッチング電源部で生成する直流電気
操作式開閉器制御装置であって、前記励磁コイルに対す
る通電経路にトランジスタを挿入し、前記直流電気操作
式開閉器が復帰するときに該トランジスタを遮断する遮
断回路と、前記励磁コイルの両端間に接続され、前記ト
ランジスタの遮断時に前記励磁コイルの蓄積エネルギを
放電する放電用抵抗を備える放電回路と、この放電回路
に流れる電流を変成して電圧を生成し前記トランジスタ
のベース−エミッタ間に逆バイアス電圧として印加する
逆バイアス電圧印加回路とを設けてなることを特徴とす
る。
式開閉器制御装置は、直流電気操作式開閉器の励磁コイ
ルに流す電流をスイッチング電源部で生成する直流電気
操作式開閉器制御装置であって、前記励磁コイルに対す
る通電経路にトランジスタを挿入し、前記直流電気操作
式開閉器が復帰するときに該トランジスタを遮断する遮
断回路と、前記励磁コイルの両端間に接続され、前記ト
ランジスタの遮断時に前記励磁コイルの蓄積エネルギを
放電する放電用抵抗を備える放電回路と、この放電回路
に流れる電流を変成して電圧を生成し前記トランジスタ
のベース−エミッタ間に逆バイアス電圧として印加する
逆バイアス電圧印加回路とを設けてなることを特徴とす
る。
【０００９】図１はこの発明の直流電気操作式開閉器制
御装置の構成例を示す。図１においてＬｘは開閉器の励
磁コイル、Ｒ２，Ｒ３は励磁コイルＬｘに対する印加電
圧を分圧して制御電圧を発生する分圧回路、Ｑ２は励磁
コイルＬｘに対する通電経路に挿入したトランジスタで
ある。Ｒ１およびＤ３は励磁コイルＬｘとともに、励磁
コイルＬｘの蓄積エネルギを放電させる放電回路を構成
する。ＣＴはこの放電回路に流れる放電電流Ｉ４を変成
する変流器、抵抗Ｒ４，Ｒ５はＣＴとともに上記放電回
路に流れる電流を変成してトランジスタＱ２のベース−
エミッタ間を逆バイアスさせる逆バイアス電圧発生回路
を構成する。なお、図１においてトランジスタＱ１、チ
ョークコイルＬ、フライホイールダイオードＤ１および
平滑コンデンサＣ１は降圧型のスイッチングレギュレー
タを構成する。
御装置の構成例を示す。図１においてＬｘは開閉器の励
磁コイル、Ｒ２，Ｒ３は励磁コイルＬｘに対する印加電
圧を分圧して制御電圧を発生する分圧回路、Ｑ２は励磁
コイルＬｘに対する通電経路に挿入したトランジスタで
ある。Ｒ１およびＤ３は励磁コイルＬｘとともに、励磁
コイルＬｘの蓄積エネルギを放電させる放電回路を構成
する。ＣＴはこの放電回路に流れる放電電流Ｉ４を変成
する変流器、抵抗Ｒ４，Ｒ５はＣＴとともに上記放電回
路に流れる電流を変成してトランジスタＱ２のベース−
エミッタ間を逆バイアスさせる逆バイアス電圧発生回路
を構成する。なお、図１においてトランジスタＱ１、チ
ョークコイルＬ、フライホイールダイオードＤ１および
平滑コンデンサＣ１は降圧型のスイッチングレギュレー
タを構成する。
【００１０】
【作用】この発明の直流電気操作式開閉器制御装置にお
いては、トランジスタが導通して直流電気操作式開閉器
の励磁コイルが通電されたとき直流電気操作式開閉器が
応動する。その後、前記トランジスタが遮断したとき励
磁コイルの蓄積エネルギが放電回路により放電され、ま
た励磁コイルの逆起電力によって前記トランジスタに開
放サージ電圧が印加される。これと同時に放電回路に流
れる電流が変成されて前記トランジスタのベース−エミ
ッタ間に逆バイアス電圧が与えられる。
いては、トランジスタが導通して直流電気操作式開閉器
の励磁コイルが通電されたとき直流電気操作式開閉器が
応動する。その後、前記トランジスタが遮断したとき励
磁コイルの蓄積エネルギが放電回路により放電され、ま
た励磁コイルの逆起電力によって前記トランジスタに開
放サージ電圧が印加される。これと同時に放電回路に流
れる電流が変成されて前記トランジスタのベース−エミ
ッタ間に逆バイアス電圧が与えられる。
【００１１】図１において開閉器を起動させるために励
磁コイルＬｘに所定の電圧を印加すれば、抵抗Ｒ２，Ｒ
３からなる分圧回路の出力電圧Ｖ３が規定電圧に達して
トランジスタＱ２がオンし、励磁コイルＬｘに電流ＩＬ
が通電されて開閉器が応動する。その後、開閉器を復帰
させるために励磁コイルＬｘに対する電圧印加を停止す
れば、抵抗Ｒ２，Ｒ３からなる分圧回路の出力電圧Ｖ３
が低下してトランジスタＱ２が遮断する。これによりＩ
１で示す還流電流が生じなくなり、還流電流Ｉ１による
励磁コイルＬｘの励磁が防止される。このときトランジ
スタＱ２のコレクタ−エミッタ間に開放サージ電圧がか
かる。しかしその際、放電用抵抗Ｒ１およびダイオード
Ｄ３からなる放電回路に放電電流Ｉ４が流れ、これを変
成した電圧がトランジスタＱ２のベース−エミッタ間に
逆バイアス電圧として印加されるため、トランジスタＱ
２の耐圧特性が比較的低くとも下記の理由によりトラン
ジスタＱ２の耐圧が高まり、上記開放サージ電圧に耐え
ることができるようになる。
磁コイルＬｘに所定の電圧を印加すれば、抵抗Ｒ２，Ｒ
３からなる分圧回路の出力電圧Ｖ３が規定電圧に達して
トランジスタＱ２がオンし、励磁コイルＬｘに電流ＩＬ
が通電されて開閉器が応動する。その後、開閉器を復帰
させるために励磁コイルＬｘに対する電圧印加を停止す
れば、抵抗Ｒ２，Ｒ３からなる分圧回路の出力電圧Ｖ３
が低下してトランジスタＱ２が遮断する。これによりＩ
１で示す還流電流が生じなくなり、還流電流Ｉ１による
励磁コイルＬｘの励磁が防止される。このときトランジ
スタＱ２のコレクタ−エミッタ間に開放サージ電圧がか
かる。しかしその際、放電用抵抗Ｒ１およびダイオード
Ｄ３からなる放電回路に放電電流Ｉ４が流れ、これを変
成した電圧がトランジスタＱ２のベース−エミッタ間に
逆バイアス電圧として印加されるため、トランジスタＱ
２の耐圧特性が比較的低くとも下記の理由によりトラン
ジスタＱ２の耐圧が高まり、上記開放サージ電圧に耐え
ることができるようになる。
【００１２】すなわち、一般にトランジスタは逆バイア
ス状態でコレクタ−エミッタ間に電圧印加がなされと耐
圧が高くなる特性を持つが、図１に示したように、トラ
ンジスタＱ２が遮断して放電回路に放電電流Ｉ４が流れ
た際、ＣＴ、Ｒ４，Ｒ５からなる逆バイアス電圧発生回
路が、トランジスタＱ２のエミッタ電位に対するベース
電位を負とする逆バイアス電圧を発生させる。これによ
り、トランジスタＱ２の遮断可能なコレクタ−エミッタ
間の最大電圧ＶCEX （耐圧）が増大する。そのため、耐
圧特性の低い比較的小型のトランジスタを用いることが
でき、また逆に上記ＶCEX の増大を利用して放電用抵抗
Ｒ１の値をその分大きくすれば、放電電流Ｉ４による励
磁が十分小さくなり、これにより開閉器の復帰時間を短
縮させることができる。
ス状態でコレクタ−エミッタ間に電圧印加がなされと耐
圧が高くなる特性を持つが、図１に示したように、トラ
ンジスタＱ２が遮断して放電回路に放電電流Ｉ４が流れ
た際、ＣＴ、Ｒ４，Ｒ５からなる逆バイアス電圧発生回
路が、トランジスタＱ２のエミッタ電位に対するベース
電位を負とする逆バイアス電圧を発生させる。これによ
り、トランジスタＱ２の遮断可能なコレクタ−エミッタ
間の最大電圧ＶCEX （耐圧）が増大する。そのため、耐
圧特性の低い比較的小型のトランジスタを用いることが
でき、また逆に上記ＶCEX の増大を利用して放電用抵抗
Ｒ１の値をその分大きくすれば、放電電流Ｉ４による励
磁が十分小さくなり、これにより開閉器の復帰時間を短
縮させることができる。
【００１３】
【実施例】この発明の実施例に係る直流電気操作式開閉
器制御装置の構成を図２に示す。図２においてＡＣは交
流電源、ＤＢはダイオードブリッジ回路である。図２に
示す装置は電源の出力側に直列に第１のトランジスタＱ
１とチョークコイルＬと平滑コンデンサＣ１とをこの順
に接続し、第１のトランジスタＱ１側から見てチョーク
コイルＬと平滑コンデンサＣ１とに並列になるようにフ
ライホイールダイオードＤ１を接続し、平滑コンデンサ
Ｃ１の両端に開閉器の励磁コイルＬｘと第２のトランジ
スタＱ２の直列回路を接続している。第１のトランジス
タＱ１はトランジスタ制御回路６から出力される制御信
号Ｓ１によってスイッチング制御される。平滑コンデン
サＣ１の両端には抵抗Ｒ２，Ｒ３からなる分圧回路を接
続し、その分圧電圧を制御電圧Ｖ３として第２のトラン
ジスタＱ２のベースに接続している。開閉器の励磁コイ
ルＬｘにはダイオードＤ３と放電用抵抗Ｒ１からなる放
電回路を接続している。この放電回路とトランジスタＱ
２のベース間には、放電回路に流れる放電電流を変成し
てトランジスタＱ２のベース−エミッタ間に逆バイアス
電圧を誘起させる、変流器ＣＴと抵抗Ｒ４，Ｒ５からな
る逆バイアス電圧発生回路を設けている。ここでＲ５は
変流器用電圧変換抵抗、Ｒ４は変流器用制限抵抗であ
り、放電回路に放電電流Ｉ４が流れることによって変流
器変換電流Ｉ３が流れる。
器制御装置の構成を図２に示す。図２においてＡＣは交
流電源、ＤＢはダイオードブリッジ回路である。図２に
示す装置は電源の出力側に直列に第１のトランジスタＱ
１とチョークコイルＬと平滑コンデンサＣ１とをこの順
に接続し、第１のトランジスタＱ１側から見てチョーク
コイルＬと平滑コンデンサＣ１とに並列になるようにフ
ライホイールダイオードＤ１を接続し、平滑コンデンサ
Ｃ１の両端に開閉器の励磁コイルＬｘと第２のトランジ
スタＱ２の直列回路を接続している。第１のトランジス
タＱ１はトランジスタ制御回路６から出力される制御信
号Ｓ１によってスイッチング制御される。平滑コンデン
サＣ１の両端には抵抗Ｒ２，Ｒ３からなる分圧回路を接
続し、その分圧電圧を制御電圧Ｖ３として第２のトラン
ジスタＱ２のベースに接続している。開閉器の励磁コイ
ルＬｘにはダイオードＤ３と放電用抵抗Ｒ１からなる放
電回路を接続している。この放電回路とトランジスタＱ
２のベース間には、放電回路に流れる放電電流を変成し
てトランジスタＱ２のベース−エミッタ間に逆バイアス
電圧を誘起させる、変流器ＣＴと抵抗Ｒ４，Ｒ５からな
る逆バイアス電圧発生回路を設けている。ここでＲ５は
変流器用電圧変換抵抗、Ｒ４は変流器用制限抵抗であ
り、放電回路に放電電流Ｉ４が流れることによって変流
器変換電流Ｉ３が流れる。
【００１４】図２に示した回路各部の波形および状態を
図３に示す。図３中の各記号は図２中の各記号にそれぞ
れ対応する。図２に示したトランジスタ制御回路６はｔ
１のタイミングで開閉器を起動する際、ｔ２までの一定
時間だけ第１のトランジスタＱ１をオン状態に保ち、励
磁コイルに対して起動用電圧を印加する。これにより開
閉器が起動する。その後、開閉器の応動が完了するｔ２
以降は一定のオンデューティ比で第１のトランジスタＱ
１をオン／オフさせ、開閉器の状態を保持するための保
持用電圧を励磁コイルに印加する。ここで、チョークコ
イルの入力端電圧をＶ1 、トランジスタＱ１を一定のオ
ンデューティ比でオン／オフさせたときの平滑コンデン
サの電圧をＶ2 とし、トランジスタＱ１のオン／オフ周
期をＴ、オン時間をＴonとすると、Ｖ2 ＝（Ｔon／Ｔ）
＊Ｖ1 となる。
図３に示す。図３中の各記号は図２中の各記号にそれぞ
れ対応する。図２に示したトランジスタ制御回路６はｔ
１のタイミングで開閉器を起動する際、ｔ２までの一定
時間だけ第１のトランジスタＱ１をオン状態に保ち、励
磁コイルに対して起動用電圧を印加する。これにより開
閉器が起動する。その後、開閉器の応動が完了するｔ２
以降は一定のオンデューティ比で第１のトランジスタＱ
１をオン／オフさせ、開閉器の状態を保持するための保
持用電圧を励磁コイルに印加する。ここで、チョークコ
イルの入力端電圧をＶ1 、トランジスタＱ１を一定のオ
ンデューティ比でオン／オフさせたときの平滑コンデン
サの電圧をＶ2 とし、トランジスタＱ１のオン／オフ周
期をＴ、オン時間をＴonとすると、Ｖ2 ＝（Ｔon／Ｔ）
＊Ｖ1 となる。
【００１５】これは、トランジスタＱ１がオンしたとき
に電流がチョークコイルＬおよび平滑コンデンサＣ１に
供給されて負荷電流が流れ、このときチョークコイルＬ
に蓄積されたエネルギがトランジスタＱ１がオフしたと
きにフライホイールダイオードＤ１を通して放出される
ことによる。
に電流がチョークコイルＬおよび平滑コンデンサＣ１に
供給されて負荷電流が流れ、このときチョークコイルＬ
に蓄積されたエネルギがトランジスタＱ１がオフしたと
きにフライホイールダイオードＤ１を通して放出される
ことによる。
【００１６】ｔ３のタイミングで開閉器を復帰させる
際、トランジスタＱ１をオフ状態に保つ。ｔ３以降は第
２のトランジスタＱ２に対する制御電圧（ベース電圧）
として与えられる分圧電圧Ｖ３が低下する。この電圧Ｖ
３がトランジスタＱ２のオン状態を保つに要する制御電
圧を下回ったときトランジスタＱ２がオフする。トラン
ジスタＱ２がオフすることにより、図２のＩ１で示され
る還流電流が生じなくなり、これによる励磁コイルＬｘ
による励磁が防がれる。このときトランジスタＱ２のコ
レクタ−エミッタ間に開放サージ電圧が印加されること
になるが、上記放電回路に放電電流が流れることによっ
て、変流器変換電流Ｉ３が流れ、抵抗Ｒ３による降下電
圧がトランジスタＱ２のベース−エミッタ間に逆バイア
ス電圧として印加されるため、トランジスタＱ２の遮断
可能なコレクタ−エミッタ間の最大電圧ＶCEX （耐圧）
が増大する。したがって、破壊耐量の限られた比較的小
型のトランジスタを用いることができる。また、トラン
ジスタＱ２がオフしたとき、ダイオードＤ３および放電
用抵抗Ｒ１からなる放電回路と励磁コイルＬｘからなる
ループに放電電流Ｉ４が流れるが、トランジスタＱ２の
コレクタ−エミッタ間の耐電圧が高くなるため、放電用
抵抗Ｒ１の抵抗値をその分大きく設定することができ、
そのことによって放電電流を充分小さくすることがで
き、放電電流による開閉器の復帰遅れを充分短くするこ
とができる。
際、トランジスタＱ１をオフ状態に保つ。ｔ３以降は第
２のトランジスタＱ２に対する制御電圧（ベース電圧）
として与えられる分圧電圧Ｖ３が低下する。この電圧Ｖ
３がトランジスタＱ２のオン状態を保つに要する制御電
圧を下回ったときトランジスタＱ２がオフする。トラン
ジスタＱ２がオフすることにより、図２のＩ１で示され
る還流電流が生じなくなり、これによる励磁コイルＬｘ
による励磁が防がれる。このときトランジスタＱ２のコ
レクタ−エミッタ間に開放サージ電圧が印加されること
になるが、上記放電回路に放電電流が流れることによっ
て、変流器変換電流Ｉ３が流れ、抵抗Ｒ３による降下電
圧がトランジスタＱ２のベース−エミッタ間に逆バイア
ス電圧として印加されるため、トランジスタＱ２の遮断
可能なコレクタ−エミッタ間の最大電圧ＶCEX （耐圧）
が増大する。したがって、破壊耐量の限られた比較的小
型のトランジスタを用いることができる。また、トラン
ジスタＱ２がオフしたとき、ダイオードＤ３および放電
用抵抗Ｒ１からなる放電回路と励磁コイルＬｘからなる
ループに放電電流Ｉ４が流れるが、トランジスタＱ２の
コレクタ−エミッタ間の耐電圧が高くなるため、放電用
抵抗Ｒ１の抵抗値をその分大きく設定することができ、
そのことによって放電電流を充分小さくすることがで
き、放電電流による開閉器の復帰遅れを充分短くするこ
とができる。
【００１７】図３の例では、励磁コイルに対して保持用
電圧が印加されている状態で開閉器を復帰させる例を示
したが、励磁コイルに対して起動用電圧が印加されてい
るｔ１〜ｔ２の期間でその電圧印加を直ちに停止するよ
うな場合にも同様の効果が得られる。
電圧が印加されている状態で開閉器を復帰させる例を示
したが、励磁コイルに対して起動用電圧が印加されてい
るｔ１〜ｔ２の期間でその電圧印加を直ちに停止するよ
うな場合にも同様の効果が得られる。
【００１８】なお、本願発明は開閉器の起動時に起動用
電圧を印加してその後に保持用電圧に切り替える装置に
限定されるものではなく、単一の駆動用電圧を印加する
ものにも適用できる。また、本発明は、電圧が印加され
た時に開放状態から閉鎖状態に移行する開閉器にのみ限
定されるものではなく、電圧が印加された時に閉鎖状態
から開放状態に移行する開閉器にも適用できる。
電圧を印加してその後に保持用電圧に切り替える装置に
限定されるものではなく、単一の駆動用電圧を印加する
ものにも適用できる。また、本発明は、電圧が印加され
た時に開放状態から閉鎖状態に移行する開閉器にのみ限
定されるものではなく、電圧が印加された時に閉鎖状態
から開放状態に移行する開閉器にも適用できる。
【００１９】
【発明の効果】この発明の直流電気操作式開閉器制御装
置によれば、トランジスタが導通して直流電気操作式開
閉器の励磁コイルが通電され、その後にトランジスタが
遮断したとき励磁コイルの蓄積エネルギが放電回路によ
り放電される際、その放電回路が上記励磁コイルに発生
する開放サージ電圧を抑制し、また上記トランジスタの
ベース−エミッタ間に逆バイアス電圧が与えられるた
め、そのトランジスタの遮断可能なコレクタ−エミッタ
間の最大電圧ＶCEX （耐圧）が増大する。これにより上
記トランジスタの安全動作領域が広がり、同トランジス
タが破壊に至るのを防ぐことができる。従って、耐圧の
限られた比較的小型のトランジスタを用いることによっ
て、装置を大型化することもなく且つコストも上げるこ
とがない。また、上記ＶCEX （耐圧）が増大する分、放
電回路の放電用抵抗を大きく設定することによって放電
電流を充分小さくして、放電電流による開閉器の復帰遅
れを充分短くすることができる。
置によれば、トランジスタが導通して直流電気操作式開
閉器の励磁コイルが通電され、その後にトランジスタが
遮断したとき励磁コイルの蓄積エネルギが放電回路によ
り放電される際、その放電回路が上記励磁コイルに発生
する開放サージ電圧を抑制し、また上記トランジスタの
ベース−エミッタ間に逆バイアス電圧が与えられるた
め、そのトランジスタの遮断可能なコレクタ−エミッタ
間の最大電圧ＶCEX （耐圧）が増大する。これにより上
記トランジスタの安全動作領域が広がり、同トランジス
タが破壊に至るのを防ぐことができる。従って、耐圧の
限られた比較的小型のトランジスタを用いることによっ
て、装置を大型化することもなく且つコストも上げるこ
とがない。また、上記ＶCEX （耐圧）が増大する分、放
電回路の放電用抵抗を大きく設定することによって放電
電流を充分小さくして、放電電流による開閉器の復帰遅
れを充分短くすることができる。
【図１】この発明の直流電気操作式開閉器制御装置の構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図２】この発明の実施例に係る直流電気操作式開閉器
制御装置の構成を示す図である。
制御装置の構成を示す図である。
【図３】図２に示す直流電気操作式開閉器制御装置の各
部の波形および状態を示す図である。
部の波形および状態を示す図である。
【図４】直流電気操作式開閉器の電源回路をスイッチン
グレギュレータで構成した例を示す図である。
グレギュレータで構成した例を示す図である。
【図５】従来の直流電気操作式開閉器制御装置の構成を
示す図である。
示す図である。
６−トランジスタ制御回路 ＤＢ−ダイオードブリッジ Ｑ１−第１のトランジスタ Ｑ２−第２のトランジスタ Ｌ−チョークコイル Ｃ１−平滑コンデンサ Ｄ１−フライホイールダイオード Ｌｘ−直流電気操作式開閉器の励磁コイル Ｒ１−放電用抵抗 （Ｒ１，Ｄ３）−放電回路 ＣＴ−変流器 （ＣＴ，Ｒ４，Ｒ５）−逆バイアス電圧発生回路 Ｉ１−還流電流 Ｉ４−放電電流
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電気操作式開閉器の励磁コイルに流
す電流をスイッチング電源部で生成する直流電気操作式
開閉器制御装置であって、 前記励磁コイルに対する通電経路にトランジスタを挿入
し、前記直流電気操作式開閉器が復帰するときに該トラ
ンジスタを遮断する遮断回路と、前記励磁コイルの両端
間に接続され、前記トランジスタの遮断時に前記励磁コ
イルの蓄積エネルギを放電する放電用抵抗を備える放電
回路と、この放電回路に流れる電流を変成して電圧を生
成し前記トランジスタのベース−エミッタ間に逆バイア
ス電圧として印加する逆バイアス電圧印加回路とを設け
てなる直流電気操作式開閉器制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18823694A JPH0855720A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 直流電気操作式開閉器制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18823694A JPH0855720A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 直流電気操作式開閉器制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0855720A true JPH0855720A (ja) | 1996-02-27 |
Family
ID=16220180
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18823694A Pending JPH0855720A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 直流電気操作式開閉器制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0855720A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2006035938A1 (ja) * | 2004-09-30 | 2008-05-15 | 富士レビオ株式会社 | 振動磁界発生装置及び電磁石駆動回路、並びにそれらを用いるパーツフィーダー |
| US7881035B2 (en) | 2006-08-04 | 2011-02-01 | Hitachi, Ltd. | High-pressure fuel pump drive circuit for engine |
| CN102594572A (zh) * | 2012-01-21 | 2012-07-18 | 华为技术有限公司 | 一种抗浪涌的网络设备 |
| WO2016147914A1 (ja) * | 2015-03-16 | 2016-09-22 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | リレー制御装置 |
-
1994
- 1994-08-10 JP JP18823694A patent/JPH0855720A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2006035938A1 (ja) * | 2004-09-30 | 2008-05-15 | 富士レビオ株式会社 | 振動磁界発生装置及び電磁石駆動回路、並びにそれらを用いるパーツフィーダー |
| JP4682984B2 (ja) * | 2004-09-30 | 2011-05-11 | 富士レビオ株式会社 | 振動磁界発生装置及び電磁石駆動回路、並びにそれらを用いるパーツフィーダー |
| US7881035B2 (en) | 2006-08-04 | 2011-02-01 | Hitachi, Ltd. | High-pressure fuel pump drive circuit for engine |
| CN102594572A (zh) * | 2012-01-21 | 2012-07-18 | 华为技术有限公司 | 一种抗浪涌的网络设备 |
| WO2016147914A1 (ja) * | 2015-03-16 | 2016-09-22 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | リレー制御装置 |
| JP2016173904A (ja) * | 2015-03-16 | 2016-09-29 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | リレー制御装置 |
| CN107430959A (zh) * | 2015-03-16 | 2017-12-01 | 株式会社自动网络技术研究所 | 继电器控制装置 |
| US10460896B2 (en) | 2015-03-16 | 2019-10-29 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Relay control device |
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