JPH0846655A - 重み付け伝送方式及びその装置 - Google Patents
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- JPH0846655A JPH0846655A JP6178608A JP17860894A JPH0846655A JP H0846655 A JPH0846655 A JP H0846655A JP 6178608 A JP6178608 A JP 6178608A JP 17860894 A JP17860894 A JP 17860894A JP H0846655 A JPH0846655 A JP H0846655A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、誤りの伝搬が生じる事なく誤り訂
正符号器を１つにし得る重み付け伝送方式及びその装置
を提供することを目的とする。 【構成】 複数の階層化された情報源データ列に対し、
それぞれにトレリス復号化変調方式による異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施して伝送し、受信側で
は対応する重み付け復調及び復号を施すことで、元の階
層化された情報源データ列に復号する重み付け伝送方式
であって、所定の第１の部分集合を前記重み付け伝送の
伝送路の階層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率
により時分割多重化して伝送するときに、前記伝送路の
階層の時分割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
したことを要旨とする。
正符号器を１つにし得る重み付け伝送方式及びその装置
を提供することを目的とする。 【構成】 複数の階層化された情報源データ列に対し、
それぞれにトレリス復号化変調方式による異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施して伝送し、受信側で
は対応する重み付け復調及び復号を施すことで、元の階
層化された情報源データ列に復号する重み付け伝送方式
であって、所定の第１の部分集合を前記重み付け伝送の
伝送路の階層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率
により時分割多重化して伝送するときに、前記伝送路の
階層の時分割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
したことを要旨とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、符号化装置と復号装置
の回路規模の縮小を可能とする重み付け伝送方式及びそ
の装置に関するものである。
の回路規模の縮小を可能とする重み付け伝送方式及びそ
の装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、ディジタル化された映像や音
声の情報を伝送する場合、伝送路で発生した雑音等の影
響を受けて伝送誤りが生じることがある。この伝送誤り
の生じた映像等の情報を復元するのに誤り訂正の技術が
用いられる。
声の情報を伝送する場合、伝送路で発生した雑音等の影
響を受けて伝送誤りが生じることがある。この伝送誤り
の生じた映像等の情報を復元するのに誤り訂正の技術が
用いられる。
【０００３】当初、この誤り訂正の技術は変調技術とは
独立に検討されていたが、近年になって、帯域制限下で
の伝送容量の拡大への要求が高まり、変調技術もＢＰＳ
Ｋ，ＱＰＳＫから１６ＱＡＭや、それ以上のレベルの変
調方式が採用されるに至っている。
独立に検討されていたが、近年になって、帯域制限下で
の伝送容量の拡大への要求が高まり、変調技術もＢＰＳ
Ｋ，ＱＰＳＫから１６ＱＡＭや、それ以上のレベルの変
調方式が採用されるに至っている。
【０００４】このような状況の中、より能力の高い誤り
訂正技術が望まれ、変調技術との組み合わせを含めて最
適化されてきたものに、符号化変調方式がある。最初に
G.Ungerboeckにより、たたみ込み符号化を用いたトレリ
ス符号化変調（Trellis Coded-Modulation，以下、ＴＣ
Ｍと略記する）方式が提案された。これは、文献
［１］；IEEE Commum.vol.25,1987 「Trellis-Coded Mo
dulation with Redumdant Signal Sets Part I;Introdu
ction 」に解説されている。
訂正技術が望まれ、変調技術との組み合わせを含めて最
適化されてきたものに、符号化変調方式がある。最初に
G.Ungerboeckにより、たたみ込み符号化を用いたトレリ
ス符号化変調（Trellis Coded-Modulation，以下、ＴＣ
Ｍと略記する）方式が提案された。これは、文献
［１］；IEEE Commum.vol.25,1987 「Trellis-Coded Mo
dulation with Redumdant Signal Sets Part I;Introdu
ction 」に解説されている。
【０００５】このような、誤り訂正技術の発展の中で、
ディジタル伝送が内包する急激な伝送品質の劣化が問題
視されてきた。すなわち、アナログ伝送においては、伝
送路における、雑音等に対する劣化が緩やかであるのに
対して、ディジタル伝送における品質の劣化は、例えば
受信レベルが所定値を下回ると急激に劣化し、誤り訂正
が全く働かなくなるというものである。これは、移動体
受信等、受信条件が時々刻々と大きく変化するものにお
いては、移動するにつれ、サービスが全く受けられない
状態が頻繁に起こることを意味し、重要な問題となる。
ディジタル伝送が内包する急激な伝送品質の劣化が問題
視されてきた。すなわち、アナログ伝送においては、伝
送路における、雑音等に対する劣化が緩やかであるのに
対して、ディジタル伝送における品質の劣化は、例えば
受信レベルが所定値を下回ると急激に劣化し、誤り訂正
が全く働かなくなるというものである。これは、移動体
受信等、受信条件が時々刻々と大きく変化するものにお
いては、移動するにつれ、サービスが全く受けられない
状態が頻繁に起こることを意味し、重要な問題となる。
【０００６】これらへの対策として、映像信号や、音声
信号などの情報源信号を、その重要度に応じて、いくつ
かのレベルに積層化し、かつこの重要度に応じて誤り訂
正のレベルを割り当てることにより、より重要な情報に
ついてはより強力な誤り訂正を実現するGraceful Degra
dationの伝送路符号化技術が提唱されるに至った。
信号などの情報源信号を、その重要度に応じて、いくつ
かのレベルに積層化し、かつこの重要度に応じて誤り訂
正のレベルを割り当てることにより、より重要な情報に
ついてはより強力な誤り訂正を実現するGraceful Degra
dationの伝送路符号化技術が提唱されるに至った。
【０００７】このような階層重み付けの機能を持つ従来
の伝送路符号化・復号装置の一例を図３７に示す。この
図３７において、情報源入力信号は情報源信号符号化装
置１１によりより重要な情報Ｌe2とそうでない情報Ｌe1
に階層化される（したがって、この例では階層数が２で
ある）。
の伝送路符号化・復号装置の一例を図３７に示す。この
図３７において、情報源入力信号は情報源信号符号化装
置１１によりより重要な情報Ｌe2とそうでない情報Ｌe1
に階層化される（したがって、この例では階層数が２で
ある）。
【０００８】前記情報Ｌe1，Ｌe2はそれぞれ第１のＦＥ
Ｃ（Forward Error Correction）符号化器３９ａと第２
のＦＥＣ符号化器３９ｂでエラー訂正のための符号化処
理が施される。このとき、第２のＦＥＣ符号化器３９ｂ
は第１の符号化器３９ａよりも、より強い符号化を、例
えばより強力なＦＥＣ符号化による重み付けを施すもの
とする。さらに変調レベルによる重み付けを施すため、
それぞれを異なる変調処理を施す。
Ｃ（Forward Error Correction）符号化器３９ａと第２
のＦＥＣ符号化器３９ｂでエラー訂正のための符号化処
理が施される。このとき、第２のＦＥＣ符号化器３９ｂ
は第１の符号化器３９ａよりも、より強い符号化を、例
えばより強力なＦＥＣ符号化による重み付けを施すもの
とする。さらに変調レベルによる重み付けを施すため、
それぞれを異なる変調処理を施す。
【０００９】前記ＦＥＣ符号化器の出力を各変調器レベ
ルに応じた信号配置に分配するために第１及び第２の信
号配置分配器２３ａ，２３ｂにより変調のＩ軸、Ｑ軸へ
の配置データＩe1／Ｑe1，Ｉe2／Ｑe2に変換し、それぞ
れを第１のディジタル変調器２５ａ及び第２のディジタ
ル変調器２５ｂによりアナログ信号に変調され加算器２
８により加算されて、送信信号として出力される。
ルに応じた信号配置に分配するために第１及び第２の信
号配置分配器２３ａ，２３ｂにより変調のＩ軸、Ｑ軸へ
の配置データＩe1／Ｑe1，Ｉe2／Ｑe2に変換し、それぞ
れを第１のディジタル変調器２５ａ及び第２のディジタ
ル変調器２５ｂによりアナログ信号に変調され加算器２
８により加算されて、送信信号として出力される。
【００１０】ここで、配置データＩe1／Ｑe1，Ｉe2／Ｑ
e2は、変調のコンステレーション（Constellation ）に
おける信号配置を実現するため、Ｉ軸、Ｑ軸に対する変
調振幅と位相（０°あるいは１８０°）に直接対応する
データとする。変調レベルによる重み付けは、例えば第
１のディジタル変調器２５ａは１６ＱＡＭ変調器とし、
第２のディジタル変調器２５ｂはＱＰＳＫ変調器とす
る。このようにすると第２のディジタル変調器２５ｂ側
のデータは、第１のディジタル変調器２５ａ側のデータ
に比べ、ひとつの変調シンボルで伝送できるデータレー
トは小さい（ＱＰＳＫ：１シンボル当り２ｂｉｔ、１６
ＱＡＭ：１シンボル当り４ｂｉｔ）ものの、受信側での
変調シンボルのエラー率特性は搬送波対雑音比（以下、
単にＣ／Ｎと略記する）換算で約７ｄＢ良い。
e2は、変調のコンステレーション（Constellation ）に
おける信号配置を実現するため、Ｉ軸、Ｑ軸に対する変
調振幅と位相（０°あるいは１８０°）に直接対応する
データとする。変調レベルによる重み付けは、例えば第
１のディジタル変調器２５ａは１６ＱＡＭ変調器とし、
第２のディジタル変調器２５ｂはＱＰＳＫ変調器とす
る。このようにすると第２のディジタル変調器２５ｂ側
のデータは、第１のディジタル変調器２５ａ側のデータ
に比べ、ひとつの変調シンボルで伝送できるデータレー
トは小さい（ＱＰＳＫ：１シンボル当り２ｂｉｔ、１６
ＱＡＭ：１シンボル当り４ｂｉｔ）ものの、受信側での
変調シンボルのエラー率特性は搬送波対雑音比（以下、
単にＣ／Ｎと略記する）換算で約７ｄＢ良い。
【００１１】さらに雑音に対する特性に重み付けを施す
ため、図３８のように変調キャリアのパワーに重み付け
を施すこともある。図３８において第２の変調器２５ｂ
の出力のスペクトルは第１のディジタル変調器２５ａの
出力がスペクトルに比べパワー差があるため、同じ大き
さのエネルギを持つ白色雑音に対しては、パワー差の分
だけ対雑音特性が良い。以上のような重み付けにおいて
は、各階層の伝送レートを全体の送信パワーの点から、
一般に情報Ｌe2は情報Ｌe1よりもデータレートを小さく
する必要がある。
ため、図３８のように変調キャリアのパワーに重み付け
を施すこともある。図３８において第２の変調器２５ｂ
の出力のスペクトルは第１のディジタル変調器２５ａの
出力がスペクトルに比べパワー差があるため、同じ大き
さのエネルギを持つ白色雑音に対しては、パワー差の分
だけ対雑音特性が良い。以上のような重み付けにおいて
は、各階層の伝送レートを全体の送信パワーの点から、
一般に情報Ｌe2は情報Ｌe1よりもデータレートを小さく
する必要がある。
【００１２】図３７に示す送信信号（中間周波信号）
は、実際には放送用のチャンネル信号に変換して送出さ
れ、受信側では元の中間周波信号に変換されて、図３７
に示す受信信号となる。これを第１のディジタル復調器
５５ａと、第２のディジタル復調器５５ｂにより復調及
びＡ／Ｄ変換され、Ｉ軸配置データＩd1，Ｉd2とＱ軸配
置データＱd1，Ｑd2を得る。これらは、それぞれ送信側
の配置データＩe1，Ｉe2，Ｑe1，Ｑe2に相当する。これ
らは第１の信号配置復号器４２ａと第２の信号配置復号
器４２ｂにより、各信号配置に対応する伝送データに戻
され、また第１のＦＥＣ復号器５６ａと第２のＦＥＣ復
号器５６ｂにより誤り訂正処理が施され、元の階層化デ
ータＬe1，Ｌe2に相当するＬd1，Ｌd2が復号される。こ
の様にしてそれらが、情報源信号復号装置６１により元
の情報源信号に復元されて出力される。
は、実際には放送用のチャンネル信号に変換して送出さ
れ、受信側では元の中間周波信号に変換されて、図３７
に示す受信信号となる。これを第１のディジタル復調器
５５ａと、第２のディジタル復調器５５ｂにより復調及
びＡ／Ｄ変換され、Ｉ軸配置データＩd1，Ｉd2とＱ軸配
置データＱd1，Ｑd2を得る。これらは、それぞれ送信側
の配置データＩe1，Ｉe2，Ｑe1，Ｑe2に相当する。これ
らは第１の信号配置復号器４２ａと第２の信号配置復号
器４２ｂにより、各信号配置に対応する伝送データに戻
され、また第１のＦＥＣ復号器５６ａと第２のＦＥＣ復
号器５６ｂにより誤り訂正処理が施され、元の階層化デ
ータＬe1，Ｌe2に相当するＬd1，Ｌd2が復号される。こ
の様にしてそれらが、情報源信号復号装置６１により元
の情報源信号に復元されて出力される。
【００１３】このような階層重み付けを行うことで、あ
るＣ／Ｎの範囲においては、Ｌd1は復元できないがＬd2
は復元できるという状態になることがある。このとき情
報源信号復号装置６１はＬd2のみを用いて復号処理を行
う。情報が欠落している分、解像度等の復元品質は悪化
するものの、サービスの内容の一部は受信することがで
き、いわゆるGraceful Degradationが実現される。
るＣ／Ｎの範囲においては、Ｌd1は復元できないがＬd2
は復元できるという状態になることがある。このとき情
報源信号復号装置６１はＬd2のみを用いて復号処理を行
う。情報が欠落している分、解像度等の復元品質は悪化
するものの、サービスの内容の一部は受信することがで
き、いわゆるGraceful Degradationが実現される。
【００１４】以上のように、伝送路符号化における階層
重み付けの手法にはＦＥＣ符号化による重み付けと変調
レベルによる重み付けを組み合わせる場合があり、さら
に変調パワーによる重み付けを組み合わせることもあ
る。
重み付けの手法にはＦＥＣ符号化による重み付けと変調
レベルによる重み付けを組み合わせる場合があり、さら
に変調パワーによる重み付けを組み合わせることもあ
る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
構造では、各階層毎にＦＥＣ復号器が必要で、このＦＥ
Ｃ復号器に強力なものを用いると１階層に付き、数十ｋ
ゲートの規模の回路を必要とし、民生用に転用するには
非常に困難を伴うものであった。
構造では、各階層毎にＦＥＣ復号器が必要で、このＦＥ
Ｃ復号器に強力なものを用いると１階層に付き、数十ｋ
ゲートの規模の回路を必要とし、民生用に転用するには
非常に困難を伴うものであった。
【００１６】本発明は上記課題に鑑みてなされたもの
で、特に伝送路符号化・復号装置の大部分を、各階層で
共有化し、装置化の規模を縮小することのできる重み付
け伝送方法及びその装置を提供することを目的とする。
で、特に伝送路符号化・復号装置の大部分を、各階層で
共有化し、装置化の規模を縮小することのできる重み付
け伝送方法及びその装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本願第１の発明は、複数の階層化された情報源データ列
に対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそ
れぞれに施して伝送し、受信側では対応する重み付け復
調及び復号を施すことで、元の階層化された情報源デー
タ列に復号する重み付け伝送方式であって、符号化にト
レリス復号化変調方式を用い、前記変調のコンステレー
ションを構成する変調シンボルのうち、前記トレリス符
号化変調方式で定義されるｍ個のサブセットをｕ0 ，ｕ
1 ，…，ｕm-1 とするとき、前記変調シンボルの全体集
合ＵについてＵ＝ｕ0 ∪ｕ1 ∪…∪ｕm-1 であり、この
全体集合Ｕの第１の部分集合をＳ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn と
し、前記トレリス符号化変調方式のサブセットのそれぞ
れについて、ｎ個の第２の部分集合Ｓ1,i ，Ｓ2,i ，
…，Ｓn,i （ｉ＝０，１，…，ｍ−１）に分割すると
き、
本願第１の発明は、複数の階層化された情報源データ列
に対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそ
れぞれに施して伝送し、受信側では対応する重み付け復
調及び復号を施すことで、元の階層化された情報源デー
タ列に復号する重み付け伝送方式であって、符号化にト
レリス復号化変調方式を用い、前記変調のコンステレー
ションを構成する変調シンボルのうち、前記トレリス符
号化変調方式で定義されるｍ個のサブセットをｕ0 ，ｕ
1 ，…，ｕm-1 とするとき、前記変調シンボルの全体集
合ＵについてＵ＝ｕ0 ∪ｕ1 ∪…∪ｕm-1 であり、この
全体集合Ｕの第１の部分集合をＳ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn と
し、前記トレリス符号化変調方式のサブセットのそれぞ
れについて、ｎ個の第２の部分集合Ｓ1,i ，Ｓ2,i ，
…，Ｓn,i （ｉ＝０，１，…，ｍ−１）に分割すると
き、
【数２】 ｕ0 ⊇Ｓ1,0 ，ｕ0 ⊃Ｓ2,0 ，…，ｕ0 ⊃Ｓn,0 ｕ1 ⊇Ｓ1,1 ，ｕ1 ⊃Ｓ2,1 ，…，ｕ1 ⊃Ｓn,1 … ｕm-1 ⊇Ｓ1,m-1 ，ｕm-1 ⊃Ｓ2,m-1 ，…，ｕm-1 ⊃Ｓ
n,m-1 とし、前記第２の部分集合Ｓ1,i ，Ｓ2,i ，…，Ｓn,i
のそれぞれに含まれる前記変調シンボル同士のユークリ
ッド距離ｄ1,i ，ｄ2,i ，…，ｄn,1 （ｉ＝０，１，
…，ｍ−１）ついて、ｄ1,i ＜ｄ2,i ＜…＜ｄn,1 と
し、かつ、前記第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn を Ｓ1 ＝Ｓ1,0 ∪Ｓ1,1 ∪…∪Ｓ1,m-1 Ｓ2 ＝Ｓ2,0 ∪Ｓ2,1 ∪…∪Ｓ2,m-1 … Ｓn ＝Ｓn,0 ∪Ｓn,1 ∪…∪Ｓn,m-1 として、第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn のそれぞ
れに含まれる前記変調シンボル同士の最小ユークリッド
距離ｄ1 ，ｄ2 ，…，ｄn について、ｄ1 ≦ｄ2≦…≦
ｄn とし、Ｓ1 〜Ｓn を前記重み付け伝送の伝送路の階
層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率により時分
割多重化して伝送するときに、前記伝送路の階層の時分
割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序としたことを
要旨とする。
n,m-1 とし、前記第２の部分集合Ｓ1,i ，Ｓ2,i ，…，Ｓn,i
のそれぞれに含まれる前記変調シンボル同士のユークリ
ッド距離ｄ1,i ，ｄ2,i ，…，ｄn,1 （ｉ＝０，１，
…，ｍ−１）ついて、ｄ1,i ＜ｄ2,i ＜…＜ｄn,1 と
し、かつ、前記第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn を Ｓ1 ＝Ｓ1,0 ∪Ｓ1,1 ∪…∪Ｓ1,m-1 Ｓ2 ＝Ｓ2,0 ∪Ｓ2,1 ∪…∪Ｓ2,m-1 … Ｓn ＝Ｓn,0 ∪Ｓn,1 ∪…∪Ｓn,m-1 として、第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn のそれぞ
れに含まれる前記変調シンボル同士の最小ユークリッド
距離ｄ1 ，ｄ2 ，…，ｄn について、ｄ1 ≦ｄ2≦…≦
ｄn とし、Ｓ1 〜Ｓn を前記重み付け伝送の伝送路の階
層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率により時分
割多重化して伝送するときに、前記伝送路の階層の時分
割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序としたことを
要旨とする。
【００１８】具体的には、ｎ個の階層化された情報源デ
ータ列に対し、ｎ種の重み付け符号化及び変調をそれぞ
れに施して伝送し、受信側では対応するｎ種の重み付け
復調及び復号を施すことで、元のｎ個の階層化された情
報源データ列を復号するときに、前記重み付け符号化及
び変調／重み付け復調及び復号に、ディジタル変調・復
調（直交位相、振幅、あるいは直交振幅位相の各変調・
復調）を含む場合において、前記ｎ種の重み付け符号化
及び変調／重み付け復調及び復号を、それぞれ伝送路の
階層としてＬ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn で表現するとし、前記
ディジタル変調のコンステレーションを構成する変調シ
ンボルの全体集合をＵとして、Ｕを前記分割の手法によ
りｎ個の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn に分割すると
き、前記第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn をそれぞ
れ前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn に割り当て
て、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn のそれぞれ
の送信系列を予め定めた一定の多重化比率で時分割多重
化してトレリス符号化変調を施して伝送し、受信側で
は、その受信信号に対し、前記多重化比率により時分割
で前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn のトレリス復
号処理を施すときに、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，
…，Ｌn の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の順）とした
ことを特徴とする。
ータ列に対し、ｎ種の重み付け符号化及び変調をそれぞ
れに施して伝送し、受信側では対応するｎ種の重み付け
復調及び復号を施すことで、元のｎ個の階層化された情
報源データ列を復号するときに、前記重み付け符号化及
び変調／重み付け復調及び復号に、ディジタル変調・復
調（直交位相、振幅、あるいは直交振幅位相の各変調・
復調）を含む場合において、前記ｎ種の重み付け符号化
及び変調／重み付け復調及び復号を、それぞれ伝送路の
階層としてＬ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn で表現するとし、前記
ディジタル変調のコンステレーションを構成する変調シ
ンボルの全体集合をＵとして、Ｕを前記分割の手法によ
りｎ個の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn に分割すると
き、前記第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn をそれぞ
れ前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn に割り当て
て、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn のそれぞれ
の送信系列を予め定めた一定の多重化比率で時分割多重
化してトレリス符号化変調を施して伝送し、受信側で
は、その受信信号に対し、前記多重化比率により時分割
で前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn のトレリス復
号処理を施すときに、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，
…，Ｌn の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の順）とした
ことを特徴とする。
【００１９】なお、前記符号化ビットのビット数がｋビ
ットのとき、前記符号化変調方式のサブセットの数につ
いて、ｍ＝２k である。また、前記第２の部分集合のそ
れぞれに含まれる前記変調シンボル数は１以上であり、
もしもＳn,1 （ｉ＝０，１，…，ｍ−１）のそれぞれに
含まれる前記変調シンボル数が１であるとき、対応する
前記第２の最小ユークリッド距離ｄn,1 （ｉ＝０，１，
…，ｍ−１）は無限大であると定義する。
ットのとき、前記符号化変調方式のサブセットの数につ
いて、ｍ＝２k である。また、前記第２の部分集合のそ
れぞれに含まれる前記変調シンボル数は１以上であり、
もしもＳn,1 （ｉ＝０，１，…，ｍ−１）のそれぞれに
含まれる前記変調シンボル数が１であるとき、対応する
前記第２の最小ユークリッド距離ｄn,1 （ｉ＝０，１，
…，ｍ−１）は無限大であると定義する。
【００２０】また、本願第２の発明は、請求項１に記載
の伝送路の階層の任意の時分割多重化の順序において、
伝送誤り特性の良い階層から悪い階層に移るときに、符
号化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階
層に相当する部分の後端に、（たたみ込み符号化の拘束
長に相当する数−１）以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
の伝送路の階層の任意の時分割多重化の順序において、
伝送誤り特性の良い階層から悪い階層に移るときに、符
号化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階
層に相当する部分の後端に、（たたみ込み符号化の拘束
長に相当する数−１）以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
【００２１】具体的には、前記ＦＥＣ符号化あるいは前
記内側ＦＥＣ符号化に、たたみ込み符号化を含むとき
に、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の前記時分
割多重化において、任意の前記時分割多重化の順序のな
かで、伝送誤り特性の良い階層Ｌj から悪い階層Ｌi に
移るときに（即ちｉ＜ｊ）、前記たたみ込み符号化を施
す前のデータ列のうち、前記階層Ｌj に相当する部分の
後端に、符号化の拘束長に相当する数以上のダミーブロ
ックを付加することで、誤りの伝搬を防ぐことを特徴と
する。
記内側ＦＥＣ符号化に、たたみ込み符号化を含むとき
に、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の前記時分
割多重化において、任意の前記時分割多重化の順序のな
かで、伝送誤り特性の良い階層Ｌj から悪い階層Ｌi に
移るときに（即ちｉ＜ｊ）、前記たたみ込み符号化を施
す前のデータ列のうち、前記階層Ｌj に相当する部分の
後端に、符号化の拘束長に相当する数以上のダミーブロ
ックを付加することで、誤りの伝搬を防ぐことを特徴と
する。
【００２２】また、本願第３の発明は、請求項１，２に
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加
し、前記伝送路の階層の送信系列を多重化比率で時分割
多重化して伝送し、受信側では前記特定の階層に付加さ
れた多重化比率を検出して、当該多重化比率により時分
割で前記伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とす
る。
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加
し、前記伝送路の階層の送信系列を多重化比率で時分割
多重化して伝送し、受信側では前記特定の階層に付加さ
れた多重化比率を検出して、当該多重化比率により時分
割で前記伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とす
る。
【００２３】具体的には、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2
，…，Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn
の送信系列に、前記多重化比率の情報を付加し、前記
伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の送信系列を前記多
重化比率で時分割多重化して伝送し、受信側では、前記
多重化比率を検出して、前記多重化比率により時分割で
前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の復号処理を施
すことで、前記多重化比率のダイナミックな変化を可能
としたことを特徴とする。
，…，Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn
の送信系列に、前記多重化比率の情報を付加し、前記
伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の送信系列を前記多
重化比率で時分割多重化して伝送し、受信側では、前記
多重化比率を検出して、前記多重化比率により時分割で
前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の復号処理を施
すことで、前記多重化比率のダイナミックな変化を可能
としたことを特徴とする。
【００２４】また、本願第４の発明は、請求項１，２に
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に、前記伝送路の複数の階
層が一巡する周期でフレーム同期符号を付加し、受信側
では前記フレーム同期符号に基づいて同期を確立し時分
割で伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とする。
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に、前記伝送路の複数の階
層が一巡する周期でフレーム同期符号を付加し、受信側
では前記フレーム同期符号に基づいて同期を確立し時分
割で伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とする。
【００２５】具体的には、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2
，…，Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn
の送信系列に、前記ｎ個の伝送路の階層が一巡する周
期（以下フレーム周期と呼ぶ）でフレーム同期符号を付
加し、受信側では、前記フレーム同期符号により前記フ
レーム周期を確立し、前記フレーム周期に基づいて、時
分割で伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の復号処理を
施すことを特徴とする。
，…，Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn
の送信系列に、前記ｎ個の伝送路の階層が一巡する周
期（以下フレーム周期と呼ぶ）でフレーム同期符号を付
加し、受信側では、前記フレーム同期符号により前記フ
レーム周期を確立し、前記フレーム周期に基づいて、時
分割で伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の復号処理を
施すことを特徴とする。
【００２６】また、本願第５の発明は、伝送路の各階層
を複数の変調キャリアを用いて伝送することを要旨とす
る。
を複数の変調キャリアを用いて伝送することを要旨とす
る。
【００２７】具体的には、前記ｎ種の階層に対してｎ個
以下の変調キャリアを用いて変復調することを特徴とす
る。
以下の変調キャリアを用いて変復調することを特徴とす
る。
【００２８】また、本願第６の発明は、前記重み付けに
おけるＦＥＣ符号化として、符号化率の異なるパンクチ
ャドによるたたみ込み符号化（以下パンクチャド符号
化）を前記多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
し、かつ、最も伝送誤り特性の良い階層の後端に符号化
の拘束長に相当する数以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
おけるＦＥＣ符号化として、符号化率の異なるパンクチ
ャドによるたたみ込み符号化（以下パンクチャド符号
化）を前記多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
し、かつ、最も伝送誤り特性の良い階層の後端に符号化
の拘束長に相当する数以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
【００２９】また、本願第７の発明は、複数の積層化さ
れた情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付け
符号化及び変調をそれぞれに施して伝送する重み付け送
信装置であって、前記複数の情報源データ列を多重化比
率に基づき時分割多重する第１のマルチプレクサと、こ
の第１のマルチプレクサの出力にトレリス符号化を施す
トレリス符号化器と、前記変調のコンステレーションを
構成する変調シンボルの全体集合を複数の部分集合に、
具体的には請求項１に記載のように分割するとき、当該
部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルを指定する
送信信号配置データを出力する複数の信号配置分配器を
当該部分集合毎に具備し、前記伝送路の積層の時分割多
重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする第１の制御
手段を有することを要旨とする。
れた情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付け
符号化及び変調をそれぞれに施して伝送する重み付け送
信装置であって、前記複数の情報源データ列を多重化比
率に基づき時分割多重する第１のマルチプレクサと、こ
の第１のマルチプレクサの出力にトレリス符号化を施す
トレリス符号化器と、前記変調のコンステレーションを
構成する変調シンボルの全体集合を複数の部分集合に、
具体的には請求項１に記載のように分割するとき、当該
部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルを指定する
送信信号配置データを出力する複数の信号配置分配器を
当該部分集合毎に具備し、前記伝送路の積層の時分割多
重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする第１の制御
手段を有することを要旨とする。
【００３０】具体的には、請求項１記載の重み付け伝送
に係り、トレリス符号化変調方式の符号化として、第１
の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn について、それぞれに
含まれる変調シンボルを指定する信号を出力する信号配
置分配器を、前記第１の部分集合それぞれについて（全
部でｎ個）具備し、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，
Ｌn の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の悪い
順序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の順）となるよう
に制御する第１の制御回路を具備したことを特徴とする
ものである。
に係り、トレリス符号化変調方式の符号化として、第１
の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn について、それぞれに
含まれる変調シンボルを指定する信号を出力する信号配
置分配器を、前記第１の部分集合それぞれについて（全
部でｎ個）具備し、前記伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，
Ｌn の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の悪い
順序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の順）となるよう
に制御する第１の制御回路を具備したことを特徴とする
ものである。
【００３１】また、本願第８の発明は、前記伝送誤り特
性の良い階層から悪い階層に移るときに、トレリス符号
化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階層
に相当する部分の後端に、（符号化の拘束長に相当する
数−１）以上のダミーブロックを付加するダミーブロッ
ク付加手段を有することを要旨とする。
性の良い階層から悪い階層に移るときに、トレリス符号
化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階層
に相当する部分の後端に、（符号化の拘束長に相当する
数−１）以上のダミーブロックを付加するダミーブロッ
ク付加手段を有することを要旨とする。
【００３２】具体的には、請求項２に記載の重み付け伝
送に係り、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2，…，Ｌn の前記時
分割多重化における、任意の前記時分割多重化の順序の
なかで、伝送誤り特性の良い階層Ｌj から悪い階層Ｌi
に移るときに（即ちｉ＜ｊ）、たたみ込み符号化器で符
号化する前のデータ列のうち、階層Ｌj に相当する部分
の後端に、（符号化の拘束長に相当する数−１）以上の
ダミーブロックを付加するダミーブロック付加回路を具
備したことを特徴とするものである。
送に係り、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2，…，Ｌn の前記時
分割多重化における、任意の前記時分割多重化の順序の
なかで、伝送誤り特性の良い階層Ｌj から悪い階層Ｌi
に移るときに（即ちｉ＜ｊ）、たたみ込み符号化器で符
号化する前のデータ列のうち、階層Ｌj に相当する部分
の後端に、（符号化の拘束長に相当する数−１）以上の
ダミーブロックを付加するダミーブロック付加回路を具
備したことを特徴とするものである。
【００３３】また、本願第９の発明は、請求項１１，１
２に記載の複数の階層のうち伝送誤り特性が最良である
特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加する付
加手段を有することを要旨とする。
２に記載の複数の階層のうち伝送誤り特性が最良である
特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加する付
加手段を有することを要旨とする。
【００３４】具体的には、請求項５，１１，１２に記載
の重み付け伝送に係り、ｎ個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ｌn で伝送する前記情報
データ系列に、前記多重化比率の情報を付加する、多重
化比率情報付加回路を具備したことを特徴とするもので
ある。
の重み付け伝送に係り、ｎ個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ｌn で伝送する前記情報
データ系列に、前記多重化比率の情報を付加する、多重
化比率情報付加回路を具備したことを特徴とするもので
ある。
【００３５】また、本願第１０の発明は、請求項１０，
１１に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層の送信系列に、当該複数の階層が一巡す
る周期でフレーム同期符号を付加するフレーム同期付加
手段を有することを要旨とする。
１１に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層の送信系列に、当該複数の階層が一巡す
る周期でフレーム同期符号を付加するフレーム同期付加
手段を有することを要旨とする。
【００３６】具体的には、請求項６，１１，１２に記載
の重み付け伝送に係り、ｎ個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ｌn で伝送する前記情報
データ系列に、前記フレーム周期でフレーム同期符号を
付加するフレーム周期付加回路を具備したことを特徴と
するものである。
の重み付け伝送に係り、ｎ個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ｌn で伝送する前記情報
データ系列に、前記フレーム周期でフレーム同期符号を
付加するフレーム周期付加回路を具備したことを特徴と
するものである。
【００３７】また、本願第１１の発明は、請求項１１，
１２に記載のｎ個の階層を含むトレリス符号化データ列
を、ｈ個（ｈ≦ｎ）の階層に分離する第１のデマルチプ
レクサと、それぞれの出力をｈ個のディジタル変調を施
して送出するディジタル変調器を具備したことを特徴と
するものである。
１２に記載のｎ個の階層を含むトレリス符号化データ列
を、ｈ個（ｈ≦ｎ）の階層に分離する第１のデマルチプ
レクサと、それぞれの出力をｈ個のディジタル変調を施
して送出するディジタル変調器を具備したことを特徴と
するものである。
【００３８】具体的には、請求項７，１１，１２に記載
の重み付け伝送に係り、ｎ個の情報データ系列が時分割
多重されてトレリス符号化器により符号化され、その符
号化データ系列は、前記第１のデマルチプレクサにより
ｈ個のデータ系列に分離される。その後ｈ個のディジタ
ル変調器によりディジタル変調が施されることを特徴と
するものである。
の重み付け伝送に係り、ｎ個の情報データ系列が時分割
多重されてトレリス符号化器により符号化され、その符
号化データ系列は、前記第１のデマルチプレクサにより
ｈ個のデータ系列に分離される。その後ｈ個のディジタ
ル変調器によりディジタル変調が施されることを特徴と
するものである。
【００３９】また、本願第１２の発明は、請求項１１，
１２，１７に記載の複数の情報源データ列を所定の比率
で時分割多重化した後たたみ込み符号化するたたみ込み
符号化器と、その出力を所定の複数の比率で間引き処理
を施すパンクチャド手段を有し、伝送路の階層の時分割
多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする制御手段
と、（たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−１）以
上のダミーブロックを付加するダミーブロック付加手段
を有することを要旨とする。
１２，１７に記載の複数の情報源データ列を所定の比率
で時分割多重化した後たたみ込み符号化するたたみ込み
符号化器と、その出力を所定の複数の比率で間引き処理
を施すパンクチャド手段を有し、伝送路の階層の時分割
多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする制御手段
と、（たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−１）以
上のダミーブロックを付加するダミーブロック付加手段
を有することを要旨とする。
【００４０】具体的には、請求項９，１１，１２，１７
に記載の重み付け伝送に係る。
に記載の重み付け伝送に係る。
【００４１】また、本願第１３の発明は、複数の階層化
された情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施し所定の多重化比率で
時分割多重化して伝送されたデータを受信して、対応す
る重み付け復調及び復号を施すことで、元の階層化され
た情報源データ列に復号する重み付け伝送に用いる受信
装置であって、復調された信号をそれぞれ入力して当該
変調のコンステレーションを構成する変調シンボルの全
体集合を請求項１記載の複数の部分集合に分割すると
き、当該部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルに
対応した配置データを出力する複数の信号配置復号器
と、この複数の信号復号器からそれぞれ出力される配置
データを入力し所定の多重化比率に基づき時分割多重化
して出力する第２のマルチプレクサと、この第２のマル
チプレクサの出力を入力してトレリス復号を施すトレリ
ス復号器と、このトレリス復号器の出力を前記多重化比
率に基づき複数の伝送路の階層に分離する第２のデマル
チプレクサとを有し、複数の階層の時分割多重化された
データ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順序となる
ように制御する第２の制御手段を有することを要旨とす
る。
された情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施し所定の多重化比率で
時分割多重化して伝送されたデータを受信して、対応す
る重み付け復調及び復号を施すことで、元の階層化され
た情報源データ列に復号する重み付け伝送に用いる受信
装置であって、復調された信号をそれぞれ入力して当該
変調のコンステレーションを構成する変調シンボルの全
体集合を請求項１記載の複数の部分集合に分割すると
き、当該部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルに
対応した配置データを出力する複数の信号配置復号器
と、この複数の信号復号器からそれぞれ出力される配置
データを入力し所定の多重化比率に基づき時分割多重化
して出力する第２のマルチプレクサと、この第２のマル
チプレクサの出力を入力してトレリス復号を施すトレリ
ス復号器と、このトレリス復号器の出力を前記多重化比
率に基づき複数の伝送路の階層に分離する第２のデマル
チプレクサとを有し、複数の階層の時分割多重化された
データ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順序となる
ように制御する第２の制御手段を有することを要旨とす
る。
【００４２】具体的には、請求項２記載の重み付け伝送
に係り、ｎ個の信号配置分配器出力のｎ個の配置データ
を入力とし、前記多重化の比率に基づき時分割多重化し
て出力する第２のマルチプレクサと、第２のマルチプレ
クサの出力を入力とする１個のトレリス復号器と、トレ
リス復号器の出力を前記多重化比率に基づき前記ｎ個の
伝送路の階層に分離する第２のデマルチプレクサとを具
備し、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の時分割多重
化されたデータ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順
序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の順）となるように
制御する第２の制御回路を具備したことを特徴とするも
のである。
に係り、ｎ個の信号配置分配器出力のｎ個の配置データ
を入力とし、前記多重化の比率に基づき時分割多重化し
て出力する第２のマルチプレクサと、第２のマルチプレ
クサの出力を入力とする１個のトレリス復号器と、トレ
リス復号器の出力を前記多重化比率に基づき前記ｎ個の
伝送路の階層に分離する第２のデマルチプレクサとを具
備し、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の時分割多重
化されたデータ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順
序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn の順）となるように
制御する第２の制御回路を具備したことを特徴とするも
のである。
【００４３】なお、本明細書においては、説明の便宜
上、トレリス復号器にＢＭＵ（ブランチメトリック演算
手段）を領域判定手段あるいは代表シンボル検出手段を
含めないものとする。これらは信号配置復号手段に含め
る。
上、トレリス復号器にＢＭＵ（ブランチメトリック演算
手段）を領域判定手段あるいは代表シンボル検出手段を
含めないものとする。これらは信号配置復号手段に含め
る。
【００４４】さらに、本願第１４の発明は、前記伝送誤
り特性の良い階層に相当する部分の後端に付加されたダ
ミーブロックについてもそのままトレリス復号処理を施
すことを要旨とする。
り特性の良い階層に相当する部分の後端に付加されたダ
ミーブロックについてもそのままトレリス復号処理を施
すことを要旨とする。
【００４５】具体的には、請求項３に記載の重み付け伝
送に用いる受信装置において、ダミーブロックについて
もそのままトレリス復号処理を施すことを特徴とするも
のである。
送に用いる受信装置において、ダミーブロックについて
もそのままトレリス復号処理を施すことを特徴とするも
のである。
【００４６】また、本願第１５の発明は、請求項２１，
２２に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列から多重化比率情報を検出す
る多重化比率情報検出手段を有することを要旨とする。
２２に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列から多重化比率情報を検出す
る多重化比率情報検出手段を有することを要旨とする。
【００４７】具体的には、請求項５，２１，２２に記載
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，
Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn のデー
タ列から前記多重化比率情報を検出する多重化比率情報
検出回路を具備したことを特徴とするものである。
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，
Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn のデー
タ列から前記多重化比率情報を検出する多重化比率情報
検出回路を具備したことを特徴とするものである。
【００４８】また、本願第１６の発明は、請求項２１，
２２に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列からフレーム同期を確立する
フレーム同期手段を有することを要旨とする。
２２に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列からフレーム同期を確立する
フレーム同期手段を有することを要旨とする。
【００４９】具体的には、請求項６，２１，２２に記載
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，
Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn のデー
タ列からフレーム周期を確立するフレーム同期回路を具
備したことを特徴とするものである。
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，
Ｌn のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ｌn のデー
タ列からフレーム周期を確立するフレーム同期回路を具
備したことを特徴とするものである。
【００５０】また、本願第１７の発明は、請求項２１に
記載の複数配置復号器に入力する復調された信号を複数
のディジタル復調器から得ることを要旨とする。
記載の複数配置復号器に入力する復調された信号を複数
のディジタル復調器から得ることを要旨とする。
【００５１】具体的には請求項７，２１〜２７に記載の
重み付け伝送に係り、ｈ（ｈ≦ｎ）個の変調キャリアか
ら各復調データ列を復調するｈ個のディジタル復調器を
有することを特徴とする。
重み付け伝送に係り、ｈ（ｈ≦ｎ）個の変調キャリアか
ら各復調データ列を復調するｈ個のディジタル復調器を
有することを特徴とする。
【００５２】また、本願第１８の発明は請求項２１に記
載の第２のマルチプレクサ出力にデパンクチャド処理を
施すデパンクチャド回路と、その出力をビタビ復号する
ビタビ復号器を具備することを特徴とするものである。
載の第２のマルチプレクサ出力にデパンクチャド処理を
施すデパンクチャド回路と、その出力をビタビ復号する
ビタビ復号器を具備することを特徴とするものである。
【００５３】
【作用】ディジタル変調のコンスタレーションを構成す
る変調シンボルをいくつかの部分集合（以下第１の部分
集合という）に分けるとき、それぞれの部分集合に含ま
れるトレリス符号化変調方式におけるサブセットシンボ
ル同士の最小ユークリッド距離に差をつけることによ
り、それぞれの前記第１の部分集合で伝送されるデータ
について、伝送誤りの特性に差（重み付け）を実現する
ことができる。
る変調シンボルをいくつかの部分集合（以下第１の部分
集合という）に分けるとき、それぞれの部分集合に含ま
れるトレリス符号化変調方式におけるサブセットシンボ
ル同士の最小ユークリッド距離に差をつけることによ
り、それぞれの前記第１の部分集合で伝送されるデータ
について、伝送誤りの特性に差（重み付け）を実現する
ことができる。
【００５４】例えば、図２のようなトレリス符号化変調
器の変調シンボル全体集合Ｕについて、４つのサブセッ
トｕ0 （○のシンボル）、ｕ1 （□のシンボル）、ｕ2
（△のシンボル）、ｕ3 （◎のシンボル）があり、それ
ぞれのサブセットについて、図３のような部分集合化に
よる分割操作を施す。
器の変調シンボル全体集合Ｕについて、４つのサブセッ
トｕ0 （○のシンボル）、ｕ1 （□のシンボル）、ｕ2
（△のシンボル）、ｕ3 （◎のシンボル）があり、それ
ぞれのサブセットについて、図３のような部分集合化に
よる分割操作を施す。
【００５５】即ち伝送路の階層Ｌ1 のデータ列の伝送に
は、図３（ａ）の１６個の変調シンボル（１シンボル；
ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）を用い、階層Ｌ2 のデータ列の伝送
には、図１２（ｂ）の８個の変調シンボル（１シンボ
ル；ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）を、そして、階層Ｌ3 のデータ列の
伝送には、図３（ｃ）の４個の変調シンボル（１シンボ
ル；ｙ1 ｙ0 ）を、用いるようにする。図２に示す、た
たみ込み符号化器に、符号間距離が十分とれるものを用
いると、伝送の誤り特性は、前記第２のユークリッド距
離の最小値に依存する（正確には漸近する）ことが知ら
れており、ｄ2,i＝√２ｄl,i なので図４のような特性
となる。
は、図３（ａ）の１６個の変調シンボル（１シンボル；
ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）を用い、階層Ｌ2 のデータ列の伝送
には、図１２（ｂ）の８個の変調シンボル（１シンボ
ル；ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）を、そして、階層Ｌ3 のデータ列の
伝送には、図３（ｃ）の４個の変調シンボル（１シンボ
ル；ｙ1 ｙ0 ）を、用いるようにする。図２に示す、た
たみ込み符号化器に、符号間距離が十分とれるものを用
いると、伝送の誤り特性は、前記第２のユークリッド距
離の最小値に依存する（正確には漸近する）ことが知ら
れており、ｄ2,i＝√２ｄl,i なので図４のような特性
となる。
【００５６】なお、階層Ｌ3 の伝送においては、伝送に
用いるビットを図２のｙ0 とｙ1 の符号化ビットのみで
伝送するので、その伝送誤り特性は、符号化器の構成に
依存し、例えば図４のように、非符号化のＱＰＳＫより
も、Ｃ／Ｎ換算で８〜９ｄＢ改善された特性となる。こ
のようにして、各伝送路の階層のデータ列の伝送に重み
付けを施すことが可能となる。
用いるビットを図２のｙ0 とｙ1 の符号化ビットのみで
伝送するので、その伝送誤り特性は、符号化器の構成に
依存し、例えば図４のように、非符号化のＱＰＳＫより
も、Ｃ／Ｎ換算で８〜９ｄＢ改善された特性となる。こ
のようにして、各伝送路の階層のデータ列の伝送に重み
付けを施すことが可能となる。
【００５７】この重み付け送信装置及び受信装置におい
て、本願第１の発明の方式、第１０の発明の送信装置及
び第１９の発明の受信装置の例で示す。図１の構成でト
レリス符号化器２２及びそのトレリス復号器４４によ
り、１組のトレリス符号化・復号により、伝送誤り特性
を改善し重み付け送・受信装置を実現することができる
（例えば、ｎ＝３）。この構成においては、各重み付け
を１組のトレリス符号化器と復号化器で実現しているの
で装置の規模の縮小を実現している。
て、本願第１の発明の方式、第１０の発明の送信装置及
び第１９の発明の受信装置の例で示す。図１の構成でト
レリス符号化器２２及びそのトレリス復号器４４によ
り、１組のトレリス符号化・復号により、伝送誤り特性
を改善し重み付け送・受信装置を実現することができる
（例えば、ｎ＝３）。この構成においては、各重み付け
を１組のトレリス符号化器と復号化器で実現しているの
で装置の規模の縮小を実現している。
【００５８】これは、各階層のトレリス符号化器におお
けるたたみ込み符号化を共通としているため、トレリス
復号器を共通とすることが可能になるためである。
けるたたみ込み符号化を共通としているため、トレリス
復号器を共通とすることが可能になるためである。
【００５９】また図１の第１の制御回路２６及び第２の
制御回路４６は、前記ｎ個の伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，
…，Ｌn の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn ）とするよう
制御したものである。これは、図５に示すように各階層
でたたみ込み符号化を時分割共有している場合、誤りの
悪い階層から良い階層に移るとき、復号においては、誤
りの伝搬が生じるからである。
制御回路４６は、前記ｎ個の伝送路の階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，
…，Ｌn の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序（即ち階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，…，Ｌn ）とするよう
制御したものである。これは、図５に示すように各階層
でたたみ込み符号化を時分割共有している場合、誤りの
悪い階層から良い階層に移るとき、復号においては、誤
りの伝搬が生じるからである。
【００６０】これは、その復号において、符号間距離の
連続性を用いているからであるが、前記のような順序で
伝送し、復号すれば、誤りの伝搬は、階層Ｌ1 から階層
Ｌnに移るときのみとなり、誤りの伝搬を最小限とする
ことができる。
連続性を用いているからであるが、前記のような順序で
伝送し、復号すれば、誤りの伝搬は、階層Ｌ1 から階層
Ｌnに移るときのみとなり、誤りの伝搬を最小限とする
ことができる。
【００６１】なお、前記伝送路の階層Ｌ1 のデータ列と
は、具体的には、図１においては｛Ｌe1，Ｉe1／Ｑe1，
Ｉd1／Ｑe2，Ｌd1｝を示しており、この階層Ｌ2 データ
列とは｛Ｌe2，Ｉe2／Ｑe2，Ｉd2／Ｑe2，Ｌd2｝を示
す。
は、具体的には、図１においては｛Ｌe1，Ｉe1／Ｑe1，
Ｉd1／Ｑe2，Ｌd1｝を示しており、この階層Ｌ2 データ
列とは｛Ｌe2，Ｉe2／Ｑe2，Ｉd2／Ｑe2，Ｌd2｝を示
す。
【００６２】本願第２の発明の方式、第１１の発明の送
信装置、第２０の発明の受信装置の方法及び構成で、前
記任意の時分割多重化において、伝送誤り特性の悪い階
層Ｌi から伝送誤り特性の良い階層Ｌj （ｉ＜ｊ）に移
るとき、Ｌj の階層のデータ列の後端にダミーブロック
（ダミーデータあるいは、階層Ｌ1 のデータの一部など
の誤り特性が悪くてもよいデータ）を付加して、前記誤
りの伝搬を防ぐことができる。
信装置、第２０の発明の受信装置の方法及び構成で、前
記任意の時分割多重化において、伝送誤り特性の悪い階
層Ｌi から伝送誤り特性の良い階層Ｌj （ｉ＜ｊ）に移
るとき、Ｌj の階層のデータ列の後端にダミーブロック
（ダミーデータあるいは、階層Ｌ1 のデータの一部など
の誤り特性が悪くてもよいデータ）を付加して、前記誤
りの伝搬を防ぐことができる。
【００６３】誤りの伝搬は、少なくともたたみ込み符号
化における拘束長のシンボル数にわたることは明らかで
あり、前記ダミーブロックは、少なくとも前記拘束長に
相当するシンボル数分付加する。さらに良好な特性を求
めるときには、ビタビ復号における最尤パスの判定に用
いるパスの長さ（すなわちビタビ復号の演算窓、通常拘
束長の４〜６倍）に相当するシンボル成分のダミーブロ
ックを付加する。前記ビタビ復号においては、このダミ
ーブロックは、そのまま処理し、図６のように、ダミー
ブロックに相当する復号シンボルは、前記誤りの伝搬を
含んでいるものの、ダミーブロックのシンボル数を十分
にとることにより、前記誤りの伝搬は、ダミーブロック
の期間で完結する。
化における拘束長のシンボル数にわたることは明らかで
あり、前記ダミーブロックは、少なくとも前記拘束長に
相当するシンボル数分付加する。さらに良好な特性を求
めるときには、ビタビ復号における最尤パスの判定に用
いるパスの長さ（すなわちビタビ復号の演算窓、通常拘
束長の４〜６倍）に相当するシンボル成分のダミーブロ
ックを付加する。前記ビタビ復号においては、このダミ
ーブロックは、そのまま処理し、図６のように、ダミー
ブロックに相当する復号シンボルは、前記誤りの伝搬を
含んでいるものの、ダミーブロックのシンボル数を十分
にとることにより、前記誤りの伝搬は、ダミーブロック
の期間で完結する。
【００６４】第３の発明の方式、第１２の発明の送信装
置、第２１の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良であり、階層Ｌn にて各階層の時分割多重化にお
ける多重化比率の情報を転送することで、より確実な伝
送において、前記多重化比率を可能とすることを実現す
る。
置、第２１の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良であり、階層Ｌn にて各階層の時分割多重化にお
ける多重化比率の情報を転送することで、より確実な伝
送において、前記多重化比率を可能とすることを実現す
る。
【００６５】第４の発明の方式、第１３の発明の送信装
置、第２２の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良の階層Ｌn において、前記ｎ個の伝送路の階層が
一巡する周期、即ちフレーム周期でフレーム同期符号を
付加し、受信側では前記フレーム同期符号によりフレー
ム同期をより確実に確立することができる。
置、第２２の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良の階層Ｌn において、前記ｎ個の伝送路の階層が
一巡する周期、即ちフレーム周期でフレーム同期符号を
付加し、受信側では前記フレーム同期符号によりフレー
ム同期をより確実に確立することができる。
【００６６】図７、図８に前記多重化比率の情報と、フ
レーム同期符号とダミーブロック（以下３つを総称して
フレーム情報と呼ぶ）をフレーム情報付加回路２６３
（多重化比率情報付加回路、フレーム同期符号化回路と
プリアンブル付加回路とを含む）で階層Ｌn （ｎ＝３）
に付加して図６のタイミングで伝送し、受信側では、フ
レーム同期回路４６１でフレーム同期の確立を、そし
て、多重化比率情報検出回路４６２にて前記多重化比率
の情報を検出し、タイミング制御回路４６３で前記時分
割多重化の制御を行う例である。たたみ込み符号の復号
（ビタビ復号）にはブロックの概念がないのでフレーム
同期を確立する前に復号処理が可能である（シンボル同
期のみをとれていればよい）。
レーム同期符号とダミーブロック（以下３つを総称して
フレーム情報と呼ぶ）をフレーム情報付加回路２６３
（多重化比率情報付加回路、フレーム同期符号化回路と
プリアンブル付加回路とを含む）で階層Ｌn （ｎ＝３）
に付加して図６のタイミングで伝送し、受信側では、フ
レーム同期回路４６１でフレーム同期の確立を、そし
て、多重化比率情報検出回路４６２にて前記多重化比率
の情報を検出し、タイミング制御回路４６３で前記時分
割多重化の制御を行う例である。たたみ込み符号の復号
（ビタビ復号）にはブロックの概念がないのでフレーム
同期を確立する前に復号処理が可能である（シンボル同
期のみをとれていればよい）。
【００６７】この場合、図７のようにトレリス符号化す
る前にフレーム同期を付加し、トレリス復号後（ビタビ
復号後）のデータ列を用いてフレーム同期を確立すると
いう構成をとる。すると、フレーム同期の確立に誤り訂
正の効果を含めることができ、確実にフレーム同期を確
立することが可能となる。
る前にフレーム同期を付加し、トレリス復号後（ビタビ
復号後）のデータ列を用いてフレーム同期を確立すると
いう構成をとる。すると、フレーム同期の確立に誤り訂
正の効果を含めることができ、確実にフレーム同期を確
立することが可能となる。
【００６８】尚、このとき、フレーム情報付加回路２６
３は、マルチプレクサ２１の任意の前段の入力に設けて
も良い（図中、点線で示す）。
３は、マルチプレクサ２１の任意の前段の入力に設けて
も良い（図中、点線で示す）。
【００６９】特にＬe3（伝送誤り特性が最良の階層）の
入力に設けるとフレーム同期の確立はさらに確実とな
る。
入力に設けるとフレーム同期の確立はさらに確実とな
る。
【００７０】本願第５の発明の方式、第１４の発明の送
信装置、第２３の発明の受信装置においては、図９のよ
うに、複数の多値レベルの異なるディジタル変調器を用
いることで、より確実なキャリア再生とクロック再生が
可能となる。
信装置、第２３の発明の受信装置においては、図９のよ
うに、複数の多値レベルの異なるディジタル変調器を用
いることで、より確実なキャリア再生とクロック再生が
可能となる。
【００７１】本提案においては、トレリス符号化変調方
式における非符号化ビット数を制限することで、伝送誤
り特性に差を設けているので、変調レベルの異なるディ
ジタル変調器を複数用いる事が可能であり、最下位のレ
ベルのディジタル復調器のキャリア再生及びクロック再
生を、より高レベルのディジタル復調器のそれらに代用
することが可能となるわけである。
式における非符号化ビット数を制限することで、伝送誤
り特性に差を設けているので、変調レベルの異なるディ
ジタル変調器を複数用いる事が可能であり、最下位のレ
ベルのディジタル復調器のキャリア再生及びクロック再
生を、より高レベルのディジタル復調器のそれらに代用
することが可能となるわけである。
【００７２】たとえば、第３のディジタル変調器２５Ｃ
及び第３のディジタル復調器４１ＣはＱＰＳＫのそれで
あり、キャリア再生及びクロック再生はそれ以上の多値
レベルの８ＱＡＭ，１６ＱＡＭのキャリア再生及びクロ
ック再生よりも簡単確実である。したがって第１，２，
３のディジタル変調器２５のそれぞれのディジタル変調
の中心周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 を簡単な整数比にしてお
くと、第３のディジタル復調器４１ｃにより再生された
キャリアｆ3 を用いて残りのｆ1 ，ｆ2 を再生すると、
第１，２のディジタル復調器４１ａ，４１ｂがそれぞれ
単独でキャリア再生するよりも簡単確実となる。
及び第３のディジタル復調器４１ＣはＱＰＳＫのそれで
あり、キャリア再生及びクロック再生はそれ以上の多値
レベルの８ＱＡＭ，１６ＱＡＭのキャリア再生及びクロ
ック再生よりも簡単確実である。したがって第１，２，
３のディジタル変調器２５のそれぞれのディジタル変調
の中心周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 を簡単な整数比にしてお
くと、第３のディジタル復調器４１ｃにより再生された
キャリアｆ3 を用いて残りのｆ1 ，ｆ2 を再生すると、
第１，２のディジタル復調器４１ａ，４１ｂがそれぞれ
単独でキャリア再生するよりも簡単確実となる。
【００７３】また、第１，２，３のディジタル変調器２
５ａ，２５ｂ，２５ｃに入力のデータ列のクロックが同
期していれば、第３のディジタル復調器４１ｃで再生し
たクロックを用いてＩd1／Ｑd1，及びＩd2／Ｑd2のデー
タ列のクロックを再生することができ、これも第１，２
のディジタル復調器４１ａ，４１ｂが単独でクロック再
生するよりも簡単確実となる。
５ａ，２５ｂ，２５ｃに入力のデータ列のクロックが同
期していれば、第３のディジタル復調器４１ｃで再生し
たクロックを用いてＩd1／Ｑd1，及びＩd2／Ｑd2のデー
タ列のクロックを再生することができ、これも第１，２
のディジタル復調器４１ａ，４１ｂが単独でクロック再
生するよりも簡単確実となる。
【００７４】本願第６の発明の方式、第１５の発明の送
信装置、第２４の発明の受信装置においては、ＦＥＣ符
号化した符号化率の異なるパンクチャド符号を用いると
き、同様な多重化の順序をダミーブロックの挿入を行う
ことで、誤りの伝搬のない重み付け伝送を実現すること
が可能となる。図１０にこの発明に係る構成例を示す。
信装置、第２４の発明の受信装置においては、ＦＥＣ符
号化した符号化率の異なるパンクチャド符号を用いると
き、同様な多重化の順序をダミーブロックの挿入を行う
ことで、誤りの伝搬のない重み付け伝送を実現すること
が可能となる。図１０にこの発明に係る構成例を示す。
【００７５】
【実施例】以下、本発明に係る一実施例を図面を参照し
て説明する。図１は本発明に係る重み付け送信装置及び
その受信装置の概略の構成を示すブロック図である。
尚、図１及び後述の各実施例を示す図において、略同一
乃至均等のものは同一の符号を以て示し重複した説明を
省略する。
て説明する。図１は本発明に係る重み付け送信装置及び
その受信装置の概略の構成を示すブロック図である。
尚、図１及び後述の各実施例を示す図において、略同一
乃至均等のものは同一の符号を以て示し重複した説明を
省略する。
【００７６】まず、送信側（重み付け送信装置２０、ｎ
＝３）について説明する。情報源信号入力は、情報源信
号符号化装置１１により圧縮等の処理及び階層化が施さ
れ、より重要な情報の順にＬe3、Ｌe2、Ｌe1に分離出力
される（この例では階層数が３である）。これらの信号
は、第１のマルチプレクサ２１により予め定めた所定の
割合で時分割多重化されて、トレリス符号化器２２に入
力される。
＝３）について説明する。情報源信号入力は、情報源信
号符号化装置１１により圧縮等の処理及び階層化が施さ
れ、より重要な情報の順にＬe3、Ｌe2、Ｌe1に分離出力
される（この例では階層数が３である）。これらの信号
は、第１のマルチプレクサ２１により予め定めた所定の
割合で時分割多重化されて、トレリス符号化器２２に入
力される。
【００７７】トレリス符号化により誤り訂正のための冗
長ビットが加えられた信号は第１の信号配置分配器２３
ａ、第２の信号配置分配器２３ｂ、第３の信号配置分配
器２３ｃにそれぞれ入力される。これらはディジタル変
調器２５で扱われる変調シンボルの全体集合Ｕについ
て、Ｕ≧Ｓ1 ＞Ｓ2 ＞Ｓ3 である第１の部分集合Ｓ1 、
Ｓ2 、Ｓ3 に分割される。また、それぞれの前記第１の
最小ユークリッド距離ｄ1 、ｄ2 、ｄ3 についてｄ1 ＜
ｄ2 ＜ｄ3 とするとき、前記第１の信号配置分配器２３
ａ、第２の信号配置分配器２３ｂ及び第３の信号配置分
配器２３ｃは、それぞれ入力の伝送データに対し、それ
ぞれＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 に含まれる変調シンボルのみを指
定するＩ軸、Ｑ軸への配置データＩe1／Ｑe1、Ｉe2／Ｑ
e2、Ｉe3／Ｑe3を出力する。第２のマルチプレクサ２４
はこれらの配置データを前記多重比率に基づいて時分割
多重化しＩe ／Ｑe とし、ディジタル変調器２５におい
て変調して送信する。
長ビットが加えられた信号は第１の信号配置分配器２３
ａ、第２の信号配置分配器２３ｂ、第３の信号配置分配
器２３ｃにそれぞれ入力される。これらはディジタル変
調器２５で扱われる変調シンボルの全体集合Ｕについ
て、Ｕ≧Ｓ1 ＞Ｓ2 ＞Ｓ3 である第１の部分集合Ｓ1 、
Ｓ2 、Ｓ3 に分割される。また、それぞれの前記第１の
最小ユークリッド距離ｄ1 、ｄ2 、ｄ3 についてｄ1 ＜
ｄ2 ＜ｄ3 とするとき、前記第１の信号配置分配器２３
ａ、第２の信号配置分配器２３ｂ及び第３の信号配置分
配器２３ｃは、それぞれ入力の伝送データに対し、それ
ぞれＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 に含まれる変調シンボルのみを指
定するＩ軸、Ｑ軸への配置データＩe1／Ｑe1、Ｉe2／Ｑ
e2、Ｉe3／Ｑe3を出力する。第２のマルチプレクサ２４
はこれらの配置データを前記多重比率に基づいて時分割
多重化しＩe ／Ｑe とし、ディジタル変調器２５におい
て変調して送信する。
【００７８】一方、受信側（重み付け受信装置４０）で
は受信信号を入力としてディジタル復調器４１はＩe ／
Ｑe に対応する配置データＩd ／Ｑd を出力し、前記第
１、第２及び第３の信号配置分配器２３ａ、２３ｂ、２
３ｃに対応した、第１の信号配置復号器４２ａ、第２の
信号配置復号器４２ｂ及び第３の信号配置復号器４２ｃ
に入力され、変調シンボルの部分集合Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3
に対応した配置復号データを、それぞれ出力する。
は受信信号を入力としてディジタル復調器４１はＩe ／
Ｑe に対応する配置データＩd ／Ｑd を出力し、前記第
１、第２及び第３の信号配置分配器２３ａ、２３ｂ、２
３ｃに対応した、第１の信号配置復号器４２ａ、第２の
信号配置復号器４２ｂ及び第３の信号配置復号器４２ｃ
に入力され、変調シンボルの部分集合Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3
に対応した配置復号データを、それぞれ出力する。
【００７９】これらを入力として第３のマルチプレクサ
４３は、前記多重化比率に基づいた時分割多重化処理を
施してトレリス復号器４４に入力し、その復号出力は、
Ｌe1、Ｌe2、Ｌe3に対応するＬd1、Ｌd2、Ｌd3が時分割
に多重されたデータ列を含む。これを多重分離化するた
めデマルチプレクサ４５に入力され、その出力は情報源
信号復号装置６１により元の情報源信号が再生され、出
力される。
４３は、前記多重化比率に基づいた時分割多重化処理を
施してトレリス復号器４４に入力し、その復号出力は、
Ｌe1、Ｌe2、Ｌe3に対応するＬd1、Ｌd2、Ｌd3が時分割
に多重されたデータ列を含む。これを多重分離化するた
めデマルチプレクサ４５に入力され、その出力は情報源
信号復号装置６１により元の情報源信号が再生され、出
力される。
【００８０】次に、第１の実施例について図２を参照し
て詳細に説明する。ここでは、時分割多重化の順序のエ
ラーとダミーブロックの挿入により誤りの伝搬がない場
合の重み付け特性例を第１の実施例として示す。図２
は、ディジタル変調に１６ＱＡＭを用いたときの、トレ
リス符号化変調方式における信号配置の例である。この
配置は、A.J.Viterbi 著のIEEE Communications Magazi
ne vol.27,1989の文献［２］「A Pragmatic Approach t
o Trellis-Coded Modulation」に基づいて、１６ＱＡＭ
用に応用されたものである。
て詳細に説明する。ここでは、時分割多重化の順序のエ
ラーとダミーブロックの挿入により誤りの伝搬がない場
合の重み付け特性例を第１の実施例として示す。図２
は、ディジタル変調に１６ＱＡＭを用いたときの、トレ
リス符号化変調方式における信号配置の例である。この
配置は、A.J.Viterbi 著のIEEE Communications Magazi
ne vol.27,1989の文献［２］「A Pragmatic Approach t
o Trellis-Coded Modulation」に基づいて、１６ＱＡＭ
用に応用されたものである。
【００８１】この信号配置は次のようにして決める。符
号化器ｋの符号化率はＲ＝１／２であり（ｋ＝２，ｍ＝
４）、符号化ビットは２ビット（ｙ1 ｙ0 ）のため、こ
れにより指定されるサブセットは４個（ｕ0 ，ｕ1 ，ｕ
2 ，ｕ3 ）ある。すなわち、（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）の
変調シンボルの集合をｕ0 とし「○」で表し、（ｙ1 ｙ
0 ）＝（０１）の変調シンボルの集合をｕ1 とし「□」
で表し、（ｙ1 ｙ0 ）＝（１０）の変調シンボルの集合
をｕ2 とし「△」で表し、（ｙ1 ｙ0 ）＝（１１）の変
調シンボルの集合をｕ3 とし「◎」で表す。また１６Ｑ
ＡＭの変調シンボルの全体集合をＵとすると、 Ｕ＝ｕ0 ∪ｕ1 ∪ｕ2 ∪ｕ3 である。符号化変調における各サブセットの配置は、Un
gerboeckによる集合分割（Set partitioning）の原理を
応用して、各サブセット内の変調シンボル同士の距離を
最大化するように行う。これにより、図２（ｂ）に示す
たたみ込み符号化器に、その誤り訂正が強力に行えるよ
うなもの、すなわち（ｙ1 ｙ0 ）で示される符号系列間
の距離が十分大きいものを用いると、符号化ビットの復
号が正しく行われるような状態（Ｃ／Ｎがある程度以上
である）において復号化変調における伝送誤り特性はお
およそ前記サブセット内の変調シンボル同士の距離に依
存する。
号化器ｋの符号化率はＲ＝１／２であり（ｋ＝２，ｍ＝
４）、符号化ビットは２ビット（ｙ1 ｙ0 ）のため、こ
れにより指定されるサブセットは４個（ｕ0 ，ｕ1 ，ｕ
2 ，ｕ3 ）ある。すなわち、（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）の
変調シンボルの集合をｕ0 とし「○」で表し、（ｙ1 ｙ
0 ）＝（０１）の変調シンボルの集合をｕ1 とし「□」
で表し、（ｙ1 ｙ0 ）＝（１０）の変調シンボルの集合
をｕ2 とし「△」で表し、（ｙ1 ｙ0 ）＝（１１）の変
調シンボルの集合をｕ3 とし「◎」で表す。また１６Ｑ
ＡＭの変調シンボルの全体集合をＵとすると、 Ｕ＝ｕ0 ∪ｕ1 ∪ｕ2 ∪ｕ3 である。符号化変調における各サブセットの配置は、Un
gerboeckによる集合分割（Set partitioning）の原理を
応用して、各サブセット内の変調シンボル同士の距離を
最大化するように行う。これにより、図２（ｂ）に示す
たたみ込み符号化器に、その誤り訂正が強力に行えるよ
うなもの、すなわち（ｙ1 ｙ0 ）で示される符号系列間
の距離が十分大きいものを用いると、符号化ビットの復
号が正しく行われるような状態（Ｃ／Ｎがある程度以上
である）において復号化変調における伝送誤り特性はお
およそ前記サブセット内の変調シンボル同士の距離に依
存する。
【００８２】図２の場合には、非符号化１６ＱＡＭの変
調シンボル同士の最小ユークリッド距離をｄとすると、
前記サブセット内の変調シンボル同士の最小ユークリッ
ド距離は２ｄである。したがって、非符号化１６ＱＡＭ
に対し、Ｃ／Ｎ換算にして、概略６ｄＢの符号化変調に
おけるシンボルエラー率の改善が見込める。
調シンボル同士の最小ユークリッド距離をｄとすると、
前記サブセット内の変調シンボル同士の最小ユークリッ
ド距離は２ｄである。したがって、非符号化１６ＱＡＭ
に対し、Ｃ／Ｎ換算にして、概略６ｄＢの符号化変調に
おけるシンボルエラー率の改善が見込める。
【００８３】ただし、非符号化１６ＱＡＭが変調１シン
ボルで４ｂｉｔの情報を伝送できるのに対し、図２に示
す符号化変調方式については変調１シンボル当り３ｂｉ
ｔの情報（ｘ3 ｘ2 ｘ1 ）しか伝送できないことに注意
を要する。つまり、前記Ｃ／Ｎ換算における、伝送誤り
特性の改善度の６ｄＢという数値の中には、この情報の
伝送レートの犠牲を含んでいるので、通常用いられてい
る符号化利得とは定義が異なるものとなっている。
ボルで４ｂｉｔの情報を伝送できるのに対し、図２に示
す符号化変調方式については変調１シンボル当り３ｂｉ
ｔの情報（ｘ3 ｘ2 ｘ1 ）しか伝送できないことに注意
を要する。つまり、前記Ｃ／Ｎ換算における、伝送誤り
特性の改善度の６ｄＢという数値の中には、この情報の
伝送レートの犠牲を含んでいるので、通常用いられてい
る符号化利得とは定義が異なるものとなっている。
【００８４】しかしながら、本発明で議論している重み
付け伝送においては、こういった各階層における情報部
の伝送レートの犠牲の差を一般に含んでいるので、前記
符号化利得で議論を進めていくのは不適当であることか
ら、以下の議論においても前述したようなＣ／Ｎ換算に
おける伝送誤り（シンボルエラー率あるいはビットエラ
ー率）の改善度（以下単に改善度とする）に着目するも
のとする。
付け伝送においては、こういった各階層における情報部
の伝送レートの犠牲の差を一般に含んでいるので、前記
符号化利得で議論を進めていくのは不適当であることか
ら、以下の議論においても前述したようなＣ／Ｎ換算に
おける伝送誤り（シンボルエラー率あるいはビットエラ
ー率）の改善度（以下単に改善度とする）に着目するも
のとする。
【００８５】各サブセットの配置は以上の通りである
が、ビットの割り付けは次のようにして行う。符号化変
調方式の復号は例えば特願平５−２７５５９９号と特願
平５−２７５６６０号に示すように、軟判定された復調
シンボルに最も近い各サブセットの変調シンボル（サブ
セットの代表点）に対して復号操作を施す。
が、ビットの割り付けは次のようにして行う。符号化変
調方式の復号は例えば特願平５−２７５５９９号と特願
平５−２７５６６０号に示すように、軟判定された復調
シンボルに最も近い各サブセットの変調シンボル（サブ
セットの代表点）に対して復号操作を施す。
【００８６】従って、そのサブセットの代表点で組とな
る（｛◎，△，○，□｝、例えば｛（００１１），（１
０１０），（１１００），（０１０１）｝）４つの変調
シンボル同士について符号化ビットについてグレイコー
ドでマッピングする。すなわち、隣合う変調シンボル同
士の（ｙ1 ｙ0 ）に関するハミング距離を“１”とす
る。また、各サブセット内の変調シンボル同士につい
て、非符号化ビットについてもグレイコードでマッピン
グする。すなわち、例えば○の４つの変調シンボル同士
の（ｙ3 ｙ2 ）について、隣合う変調シンボル同士のハ
ミング距離を“１”とする。前記文献［２］においては
ＰＳＫ変調を用いて同様な信号配置が施されている。
る（｛◎，△，○，□｝、例えば｛（００１１），（１
０１０），（１１００），（０１０１）｝）４つの変調
シンボル同士について符号化ビットについてグレイコー
ドでマッピングする。すなわち、隣合う変調シンボル同
士の（ｙ1 ｙ0 ）に関するハミング距離を“１”とす
る。また、各サブセット内の変調シンボル同士につい
て、非符号化ビットについてもグレイコードでマッピン
グする。すなわち、例えば○の４つの変調シンボル同士
の（ｙ3 ｙ2 ）について、隣合う変調シンボル同士のハ
ミング距離を“１”とする。前記文献［２］においては
ＰＳＫ変調を用いて同様な信号配置が施されている。
【００８７】ところで図２の変調シンボルの全体集合Ｕ
について伝送路の階層Ｌ1 に割り当てる第１の部分集合
Ｓ1 を集合Ｕとする。また各サブセットの前記第２の部
分集合Ｓ1,0 ，Ｓ1,1 ，Ｓ1,2 ，Ｓ1,3 について、 Ｓ1,0 ＝ｕ0 Ｓ1,1 ＝ｕ1 Ｓ1,2 ＝ｕ2 Ｓ1,3 ＝ｕ3 とする。なお、Ｓ1 ＝Ｓ1,0 ∪Ｓ1,1 ∪Ｓ1,2 ∪Ｓ1,3
である。
について伝送路の階層Ｌ1 に割り当てる第１の部分集合
Ｓ1 を集合Ｕとする。また各サブセットの前記第２の部
分集合Ｓ1,0 ，Ｓ1,1 ，Ｓ1,2 ，Ｓ1,3 について、 Ｓ1,0 ＝ｕ0 Ｓ1,1 ＝ｕ1 Ｓ1,2 ＝ｕ2 Ｓ1,3 ＝ｕ3 とする。なお、Ｓ1 ＝Ｓ1,0 ∪Ｓ1,1 ∪Ｓ1,2 ∪Ｓ1,3
である。
【００８８】第１の部分集合Ｓ1 に含まれる変調シンボ
ル同士の第１の最小ユークリッド距離ｄ1 はｄに等し
い。また、各Ｓ1,i （ｉ＝０，１，２，３）における第
２の最小ユークリッド距離ｄ1,i （ｉ＝０，１，２，
３）は２ｄに等しい。
ル同士の第１の最小ユークリッド距離ｄ1 はｄに等し
い。また、各Ｓ1,i （ｉ＝０，１，２，３）における第
２の最小ユークリッド距離ｄ1,i （ｉ＝０，１，２，
３）は２ｄに等しい。
【００８９】図３に第１の実施例における第１の部分集
合Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の信号配置を示す。図３（ａ）及び
（ｂ）は（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）である○の変調シンボ
ルのみを示している。図３（ａ）の第１の部分集合Ｓ1
の全シンボルの信号配置は既に説明した図２に示したも
のである。図３（ｂ）の第１の部分集合Ｓ2 の全シンボ
ルの信号配置を図１２に示す。第１の部分集合Ｓ2 は集
合Ｕのうち半分の８個の変調シンボルのみを用いる（Ｕ
⊃Ｓ2 ）。つまり、第１の部分集合Ｓ1 の内、「・」で
示す変調シンボルは使っていない。第１の部分集合Ｓ2
においては、その第２の部分集合Ｓ2,0 ，Ｓ2,1 ，Ｓ2,
2 ，Ｓ2,3 について、それぞれ図１２に示す変調シンボ
ル○，□，△，◎とする。各変調シンボルの伝送ビット
数は３ｂｉｔ（ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）なので情報ビット数は２
ｂｉｔ（ｘ2 ｘ1 ）である。符号化は、ｘ1 を（ｙ1 ｙ
0 ）の２ｂｉｔに拡大し、ｙ2 ＝ｘ2 とする。
合Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の信号配置を示す。図３（ａ）及び
（ｂ）は（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）である○の変調シンボ
ルのみを示している。図３（ａ）の第１の部分集合Ｓ1
の全シンボルの信号配置は既に説明した図２に示したも
のである。図３（ｂ）の第１の部分集合Ｓ2 の全シンボ
ルの信号配置を図１２に示す。第１の部分集合Ｓ2 は集
合Ｕのうち半分の８個の変調シンボルのみを用いる（Ｕ
⊃Ｓ2 ）。つまり、第１の部分集合Ｓ1 の内、「・」で
示す変調シンボルは使っていない。第１の部分集合Ｓ2
においては、その第２の部分集合Ｓ2,0 ，Ｓ2,1 ，Ｓ2,
2 ，Ｓ2,3 について、それぞれ図１２に示す変調シンボ
ル○，□，△，◎とする。各変調シンボルの伝送ビット
数は３ｂｉｔ（ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）なので情報ビット数は２
ｂｉｔ（ｘ2 ｘ1 ）である。符号化は、ｘ1 を（ｙ1 ｙ
0 ）の２ｂｉｔに拡大し、ｙ2 ＝ｘ2 とする。
【００９０】各第２の部分集合Ｓ2,i （ｉ＝０，１，
２，３）に含まれる変調シンボル同士の第２の最小のユ
ークリッド距離ｄ2,i （ｉ＝０，１，２，３）は√８ｄ
でありｄ1,i （ｉ＝０，１，２，３）の√２倍である。
したがって伝送路の階層Ｌ1 と階層Ｌ2 の誤り特性の差
はシンボルエラー率について３ｄＢの改善度となる。ま
た第１の最小ユークリッド距離についてｄ2 ＝√２ｄ＝
√２ｄ1 である。
２，３）に含まれる変調シンボル同士の第２の最小のユ
ークリッド距離ｄ2,i （ｉ＝０，１，２，３）は√８ｄ
でありｄ1,i （ｉ＝０，１，２，３）の√２倍である。
したがって伝送路の階層Ｌ1 と階層Ｌ2 の誤り特性の差
はシンボルエラー率について３ｄＢの改善度となる。ま
た第１の最小ユークリッド距離についてｄ2 ＝√２ｄ＝
√２ｄ1 である。
【００９１】第１の部分集合Ｓ3 については、図３
（ｃ）に示すように１６ＱＡＭの４隅のシンボルのみと
する。その第２の部分集合Ｓ3,i （＝０，１，２，３）
の要素の数は“１”であり、それぞれの第２の最小ユー
クリッド距離は、前記定義により∞とする（ｄ3,i ＝
∞，ｉ＝０，１，２，３）。また第１の最小ユークリッ
ド距離はｄ3 ＝３d ＝３d1であり、第１の部分集合Ｓ3
のコンスタレーションはＱＰＳＫのコンスタレーション
であるので、前記符号化に拘束長７の強力なたたみ込み
符号を用いてトレリス符号化変調とすると階層Ｌ3 に対
する誤り特性は、非符号化のＱＰＳＫに対して８〜９ｄ
Ｂの改善度を実現する。
（ｃ）に示すように１６ＱＡＭの４隅のシンボルのみと
する。その第２の部分集合Ｓ3,i （＝０，１，２，３）
の要素の数は“１”であり、それぞれの第２の最小ユー
クリッド距離は、前記定義により∞とする（ｄ3,i ＝
∞，ｉ＝０，１，２，３）。また第１の最小ユークリッ
ド距離はｄ3 ＝３d ＝３d1であり、第１の部分集合Ｓ3
のコンスタレーションはＱＰＳＫのコンスタレーション
であるので、前記符号化に拘束長７の強力なたたみ込み
符号を用いてトレリス符号化変調とすると階層Ｌ3 に対
する誤り特性は、非符号化のＱＰＳＫに対して８〜９ｄ
Ｂの改善度を実現する。
【００９２】従って、 ｄ2,i ＝（√２）×ｄ1,i ， ｄ3,i ＝∞（ｉ＝０，１，２，３）， ｄ3 ＝３di，ｄ2 ＝（√２）×d1 のときの各階層の誤り特性は図４のようになる。階層Ｌ
1 に比べて階層Ｌ3 での伝送誤り特性の改善度は、復号
誤り伝搬がない場合にはＣ／Ｎに換算して１５〜１６ｄ
Ｂにも達する。
1 に比べて階層Ｌ3 での伝送誤り特性の改善度は、復号
誤り伝搬がない場合にはＣ／Ｎに換算して１５〜１６ｄ
Ｂにも達する。
【００９３】次に第２の実施例について説明する。第１
３図に、図１に示した第１の実施例の重み付け送信装置
の他の実施例を示す。この図１３に示す伝送路の各階層
階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の１シンボル当りの伝送レートの
比率は、３：２：１であるので、情報源データ列Ｌe1，
Ｌe2，Ｌe3の入力ビット数を、それぞれ３ｂｉｔ，２ｂ
ｉｔ，１ｂｉｔとしておく。第１のマルチプレクサ２１
Ｂは、これらを指定した比率で時分割多重化したデータ
列とし、たたみ込み符号化器２２１を含む構成としたト
レリス符号化器２２に入力の３ｂｉｔ（ｘ3 ｘ2 ｘ1 ）
のうち最下位のビットｘ1 についてのみ、２ビット（ｙ
1 ｙ0 ）に拡大して、冗長度を付加した伝送符号（ｙ3
ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）を得る。
３図に、図１に示した第１の実施例の重み付け送信装置
の他の実施例を示す。この図１３に示す伝送路の各階層
階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の１シンボル当りの伝送レートの
比率は、３：２：１であるので、情報源データ列Ｌe1，
Ｌe2，Ｌe3の入力ビット数を、それぞれ３ｂｉｔ，２ｂ
ｉｔ，１ｂｉｔとしておく。第１のマルチプレクサ２１
Ｂは、これらを指定した比率で時分割多重化したデータ
列とし、たたみ込み符号化器２２１を含む構成としたト
レリス符号化器２２に入力の３ｂｉｔ（ｘ3 ｘ2 ｘ1 ）
のうち最下位のビットｘ1 についてのみ、２ビット（ｙ
1 ｙ0 ）に拡大して、冗長度を付加した伝送符号（ｙ3
ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）を得る。
【００９４】第１の信号配置分配器２３ａは、図２に示
す第１の部分集合Ｓ1 の変調シンボルを指定する配置デ
ータＩe1／Ｑe1を出力する。また、第１の部分集合Ｓ1
の４隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットのうち下
位２ｂｉｔの（ｙ1 ｙ0 ）と図３（ｃ）の第１の部分集
合Ｓ3 における４つの変調シンボルに割り当てた（ｙ1
ｙ0 ）は一致する。そこで、第１の部分集合Ｓ3 におい
てｙ3 ＝１，ｙ2 ＝１とすると、第１の部分集合Ｓ1 の
４隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットの第１の部
分集合Ｓ3 のそれは、全ビット一致する。
す第１の部分集合Ｓ1 の変調シンボルを指定する配置デ
ータＩe1／Ｑe1を出力する。また、第１の部分集合Ｓ1
の４隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットのうち下
位２ｂｉｔの（ｙ1 ｙ0 ）と図３（ｃ）の第１の部分集
合Ｓ3 における４つの変調シンボルに割り当てた（ｙ1
ｙ0 ）は一致する。そこで、第１の部分集合Ｓ3 におい
てｙ3 ＝１，ｙ2 ＝１とすると、第１の部分集合Ｓ1 の
４隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットの第１の部
分集合Ｓ3 のそれは、全ビット一致する。
【００９５】そこで、Ｌ3eを伝送するタイミングでは、
ｘ3 ＝ｘ2 ＝１とすることで第１の信号配置分配器２３
ａを用いることが可能となる。なお、Ｌe2を伝送するタ
イミングでは図１２に示す信号配置を用いるので第２の
信号配置分配器２３ｂが別個に必要で、また伝送信号は
３ｂｉｔ（ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）のみ用いる（ｘ3 の入力は不
要である）。
ｘ3 ＝ｘ2 ＝１とすることで第１の信号配置分配器２３
ａを用いることが可能となる。なお、Ｌe2を伝送するタ
イミングでは図１２に示す信号配置を用いるので第２の
信号配置分配器２３ｂが別個に必要で、また伝送信号は
３ｂｉｔ（ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）のみ用いる（ｘ3 の入力は不
要である）。
【００９６】第１の配置分配器２３ａ及び第２の配置分
配器２３ｂの出力は、第２のマルチプレクサ２４で前記
時分割多重化の比率で時分割多重化されたＩe ／Ｑe に
され、１６ＱＡＭ変調器３２により送信信号を得る。こ
のとき、第１の制御回路２６は図７に示した制御回路と
同様のものである。
配器２３ｂの出力は、第２のマルチプレクサ２４で前記
時分割多重化の比率で時分割多重化されたＩe ／Ｑe に
され、１６ＱＡＭ変調器３２により送信信号を得る。こ
のとき、第１の制御回路２６は図７に示した制御回路と
同様のものである。
【００９７】次に第３の実施例について説明する。この
第３の実施例は前記第２の実施例の別の実施例であり、
図１４及び図１５に示す。第１の部分集合Ｓ2 は、変調
シンボルの配置について、Ｓ1 ⊃Ｓ2 なので、ＲＯＭ３
３で伝送符号のマッピングを変換することにより信号配
置分配器２３を共通化できる。
第３の実施例は前記第２の実施例の別の実施例であり、
図１４及び図１５に示す。第１の部分集合Ｓ2 は、変調
シンボルの配置について、Ｓ1 ⊃Ｓ2 なので、ＲＯＭ３
３で伝送符号のマッピングを変換することにより信号配
置分配器２３を共通化できる。
【００９８】例えば、図１２（ａ）のマッピングを用い
るときに、第１の部分集合Ｓ2 において（ｙ2 ｙ1 ｙ0
）＝（００１）をマッピングする変調シンボルは、第
１の部分集合Ｓ1 において、（ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）＝
（１０１１）をマッピングする変調シンボルに相当す
る。第２のマルチプレクサ２４で、（ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0
）と（ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）をＲＯＭ３３で４ｂｉｔに拡大
した信号とを、時分割多重化して（ｙ'3 ｙ'2 ｙ'1
ｙ'0）とし、第１の信号配置分配器２３に入力すること
で、Ｉe ／Ｑe が得られる。
るときに、第１の部分集合Ｓ2 において（ｙ2 ｙ1 ｙ0
）＝（００１）をマッピングする変調シンボルは、第
１の部分集合Ｓ1 において、（ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）＝
（１０１１）をマッピングする変調シンボルに相当す
る。第２のマルチプレクサ２４で、（ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0
）と（ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）をＲＯＭ３３で４ｂｉｔに拡大
した信号とを、時分割多重化して（ｙ'3 ｙ'2 ｙ'1
ｙ'0）とし、第１の信号配置分配器２３に入力すること
で、Ｉe ／Ｑe が得られる。
【００９９】なお、ＲＯＭ３３と第２のマルチプレクサ
２４及び、第１の信号配置分配器２３を、１つのＲＯＭ
と時分割多重化を制御する制御回路で構成することも可
能である。この場合は、前記１つのＲＯＭ３３の入力ア
ドレスとして、（ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）と、前記制御回路
が出力する制御信号とすることで、出力をＩe ／Ｑeと
するＲＯＭで構成する。また、１８０°位相不確定の図
１２（ｂ）のマッピングについても同様である。１８０
°の位相不確定性を利用するときは、たたみ込み符号化
の前に差動符号化を行う。
２４及び、第１の信号配置分配器２３を、１つのＲＯＭ
と時分割多重化を制御する制御回路で構成することも可
能である。この場合は、前記１つのＲＯＭ３３の入力ア
ドレスとして、（ｙ3 ｙ2 ｙ1 ｙ0 ）と、前記制御回路
が出力する制御信号とすることで、出力をＩe ／Ｑeと
するＲＯＭで構成する。また、１８０°位相不確定の図
１２（ｂ）のマッピングについても同様である。１８０
°の位相不確定性を利用するときは、たたみ込み符号化
の前に差動符号化を行う。
【０１００】次に第４の実施例について説明する。図１
６は、前記第２あるいは第３の実施例による重み付け信
号装置に対応する重み付け受信装置の実施例である。受
信信号は１６ＱＡＭ復調器５１により復調され、受信シ
ンボル位置のＩ成分とＱ成分に対応する信号Ｉd ／Ｑd
を得る。たたみ込み符号化されたビットｘ1を復号する
のにビタビ復号を用いるが、そのためには一般に軟判定
を行う。図２に示す変調シンボルを硬判定するには、例
えば各軸毎に３ｂｉｔ（−３：１００，−１：１１１，
＋１：００１，＋３：０１１）で十分であるが、軟判定
にはさらに細かく、どの変調シンボルにどれだけ近いか
を表現する必要がある。例えば、これを各軸６ｂｉｔで
表現し、（−３：１０１０００，−１：１１１０００，
＋１：００１０００，＋３：０１００００）とする。
６は、前記第２あるいは第３の実施例による重み付け信
号装置に対応する重み付け受信装置の実施例である。受
信信号は１６ＱＡＭ復調器５１により復調され、受信シ
ンボル位置のＩ成分とＱ成分に対応する信号Ｉd ／Ｑd
を得る。たたみ込み符号化されたビットｘ1を復号する
のにビタビ復号を用いるが、そのためには一般に軟判定
を行う。図２に示す変調シンボルを硬判定するには、例
えば各軸毎に３ｂｉｔ（−３：１００，−１：１１１，
＋１：００１，＋３：０１１）で十分であるが、軟判定
にはさらに細かく、どの変調シンボルにどれだけ近いか
を表現する必要がある。例えば、これを各軸６ｂｉｔで
表現し、（−３：１０１０００，−１：１１１０００，
＋１：００１０００，＋３：０１００００）とする。
【０１０１】第１の信号配置復号器４２ａ及び第２の信
号配置復号器４２ｂは、サブセットの代表シンボル検出
回路とＢＭＵを含んでおり、Ｉd ／Ｑd からまず硬判定
により各サブセットの代表シンボル（この例では、受信
シンボルに最も近い４つのシンボル）を判定し、その上
位２ｂｉｔずつ合計８ｂｉｔをＲ1 、１ｂｉｔずつ合計
４ｂｉｔをＲ2 として、それぞれ出力する。なお第１の
部分集合Ｓ3 は各サブセットは１つなので、硬判定は必
要としない。
号配置復号器４２ｂは、サブセットの代表シンボル検出
回路とＢＭＵを含んでおり、Ｉd ／Ｑd からまず硬判定
により各サブセットの代表シンボル（この例では、受信
シンボルに最も近い４つのシンボル）を判定し、その上
位２ｂｉｔずつ合計８ｂｉｔをＲ1 、１ｂｉｔずつ合計
４ｂｉｔをＲ2 として、それぞれ出力する。なお第１の
部分集合Ｓ3 は各サブセットは１つなので、硬判定は必
要としない。
【０１０２】さらに、硬判定した各サブセットの代表シ
ンボルとのユークリッド距離の２乗を計算し、各４つ分
のブランチメトリックλ1 ，λ2 ，λ3 を出力する。こ
のブランチメトリックは適当なビット数で表現され、例
えば特願平５−２７５６６０号によれば１つのブランチ
メトリックは３ｂｉｔで表現されるので、λ1 ，λ2，
λ3 はそれぞれ１２ｂｉｔである。
ンボルとのユークリッド距離の２乗を計算し、各４つ分
のブランチメトリックλ1 ，λ2 ，λ3 を出力する。こ
のブランチメトリックは適当なビット数で表現され、例
えば特願平５−２７５６６０号によれば１つのブランチ
メトリックは３ｂｉｔで表現されるので、λ1 ，λ2，
λ3 はそれぞれ１２ｂｉｔである。
【０１０３】これらサブセットの代表のシンボルの組の
情報Ｒ1 ，Ｒ2 とブランチメトリックλ1 ，λ2 ，λ3
が前記時分割多重化の比率の情報に基づき、第３のマル
チプレクサ４３により時分割多重化されたＲとλを得
る。これらより、まず、Ｌd1，Ｌd2を復号するときは、
λを用いてビタビ復号されたビットを、再度、送信側と
同じたたみ込み符号化を行って復号された符号化ビット
（２ｂｉｔ）を得る。これらを入力として非符号化ビッ
ト復号回路４４１により、前記Ｒ（Ｒ1 ）で指定される
サブセットの代表シンボルの組の中から、そのサブセッ
トが復号のシンボルに相当するか決定され、上記２ｂｉ
ｔが決定される。
情報Ｒ1 ，Ｒ2 とブランチメトリックλ1 ，λ2 ，λ3
が前記時分割多重化の比率の情報に基づき、第３のマル
チプレクサ４３により時分割多重化されたＲとλを得
る。これらより、まず、Ｌd1，Ｌd2を復号するときは、
λを用いてビタビ復号されたビットを、再度、送信側と
同じたたみ込み符号化を行って復号された符号化ビット
（２ｂｉｔ）を得る。これらを入力として非符号化ビッ
ト復号回路４４１により、前記Ｒ（Ｒ1 ）で指定される
サブセットの代表シンボルの組の中から、そのサブセッ
トが復号のシンボルに相当するか決定され、上記２ｂｉ
ｔが決定される。
【０１０４】同様にＬd2を復号するときには、前記復号
された符号化ビットより、Ｒ（Ｒ2）により指定される
サブセットの代表シンボルの組（４つの変調シンボル）
中からひとつが選ばれ上位１ｂｉｔが決定される。Ｌd3
を復号するタイミングにおいては、Ｒは不必要で、ビタ
ビ復号回路４４２のみにより、最下位ビットのみが復号
されＬd3の出力を得る。
された符号化ビットより、Ｒ（Ｒ2）により指定される
サブセットの代表シンボルの組（４つの変調シンボル）
中からひとつが選ばれ上位１ｂｉｔが決定される。Ｌd3
を復号するタイミングにおいては、Ｒは不必要で、ビタ
ビ復号回路４４２のみにより、最下位ビットのみが復号
されＬd3の出力を得る。
【０１０５】なお、通常ビタビ復号にはブランチメトリ
ックを演算する部分を含めるが、本実施例においては便
宜上含めないものとしている。
ックを演算する部分を含めるが、本実施例においては便
宜上含めないものとしている。
【０１０６】トレリス復号器４４２の出力は、これらの
データが時分割で多重されたデータ率となっているの
で、デマルチプレクサ４５で元のＬd1，Ｌd2，Ｌd3に分
離して出力する。
データが時分割で多重されたデータ率となっているの
で、デマルチプレクサ４５で元のＬd1，Ｌd2，Ｌd3に分
離して出力する。
【０１０７】なお、図１６の構成で、第１、第２及び第
３の信号配置復号器４２ａ，４２ｂ，４２ｃと第３のマ
ルチプレクサ４３を、１つのＲＯＭと時分割多重化の制
御を行う制御回路により構成できることは明らかであ
る。このとき前記ＲＯＭの入力アドレスを、Ｉd ／Ｑd
及び前記制御回路の出力とし、前記ＲＯＭの出力をＲと
λにする。第２の制御回路４６は、例えばフレーム同期
を検出し、そのフレーム内に伝送誤り特性の悪い順序に
トレリス符号するように制御する。
３の信号配置復号器４２ａ，４２ｂ，４２ｃと第３のマ
ルチプレクサ４３を、１つのＲＯＭと時分割多重化の制
御を行う制御回路により構成できることは明らかであ
る。このとき前記ＲＯＭの入力アドレスを、Ｉd ／Ｑd
及び前記制御回路の出力とし、前記ＲＯＭの出力をＲと
λにする。第２の制御回路４６は、例えばフレーム同期
を検出し、そのフレーム内に伝送誤り特性の悪い順序に
トレリス符号するように制御する。
【０１０８】次に第５の実施例について図１８を参照し
て説明する。前記トレリス符号化のたたみ込み符号化を
含む場合、ビタビ復号では、一つの復号シンボルの再生
に、複数の変調シンボルを必要とする。このため、伝送
誤り特性の悪い階層から良い階層に移るとき、図５に示
すように、前者から後者への誤り伝搬が生じることにな
る。
て説明する。前記トレリス符号化のたたみ込み符号化を
含む場合、ビタビ復号では、一つの復号シンボルの再生
に、複数の変調シンボルを必要とする。このため、伝送
誤り特性の悪い階層から良い階層に移るとき、図５に示
すように、前者から後者への誤り伝搬が生じることにな
る。
【０１０９】そこで図１８に示すように、１フレーム内
では、伝送誤り特性の悪い階層から良い階層に順に時分
割多重化することで、誤りの伝搬の影響を最小とするこ
とができる。例えば、階層Ｌ1 →Ｌ2 →Ｌ3 とした場
合、誤りの伝搬はフレームの境界（フレームの後端）に
ついてのみ生じる。この場合フレームの後端の数シンボ
ル〜数十シンボル、すなわち拘束長〜拘束長の４〜６倍
分のシンボル分については誤り特性が悪くても良いデー
タを多重すると良い。例えば、ダミーのデータ列（ダミ
ーブロックＤ）あるいは階層Ｌ1 のデータ列とすると良
い。ただし、階層Ｌ1 のデータ列を多重する場合は、こ
の部分の伝送効率は１変調シンボルにつき１ｂｉｔの伝
送しかできないことに注意を要する。
では、伝送誤り特性の悪い階層から良い階層に順に時分
割多重化することで、誤りの伝搬の影響を最小とするこ
とができる。例えば、階層Ｌ1 →Ｌ2 →Ｌ3 とした場
合、誤りの伝搬はフレームの境界（フレームの後端）に
ついてのみ生じる。この場合フレームの後端の数シンボ
ル〜数十シンボル、すなわち拘束長〜拘束長の４〜６倍
分のシンボル分については誤り特性が悪くても良いデー
タを多重すると良い。例えば、ダミーのデータ列（ダミ
ーブロックＤ）あるいは階層Ｌ1 のデータ列とすると良
い。ただし、階層Ｌ1 のデータ列を多重する場合は、こ
の部分の伝送効率は１変調シンボルにつき１ｂｉｔの伝
送しかできないことに注意を要する。
【０１１０】次に第６の実施例について図７及び図８を
参照して説明する。ＦＥＣ符号化に、たたみ込み符号を
含む場合の利点は、その復号法であるビタビ復号に数十
〜数百シンボル分のブロック同期を必要としない点にあ
る。特にトレリス符号化変調方式を用いた場合には、受
信した変調シンボル毎の同期、具体的にはディジタル復
調器で再生するシンボル同期さえ確立していれば、ＦＥ
Ｃ復号が可能である。従って前記フレームの同期確立に
も、ＦＥＣ復号後のデータ列を用いることができるの
で、確実なフレーム同期の確立を実現することが可能と
なる。
参照して説明する。ＦＥＣ符号化に、たたみ込み符号を
含む場合の利点は、その復号法であるビタビ復号に数十
〜数百シンボル分のブロック同期を必要としない点にあ
る。特にトレリス符号化変調方式を用いた場合には、受
信した変調シンボル毎の同期、具体的にはディジタル復
調器で再生するシンボル同期さえ確立していれば、ＦＥ
Ｃ復号が可能である。従って前記フレームの同期確立に
も、ＦＥＣ復号後のデータ列を用いることができるの
で、確実なフレーム同期の確立を実現することが可能と
なる。
【０１１１】図７において、第１の制御回路２６に設け
られるフレーム情報付加回路２６３により、多重化比率
の情報またはフレーム同期信号、あるいはその両方が、
ＦＥＣ符号化の前のデータ列（伝送誤りが最良の階層Ｌ
3 のデータ列）に付加される。受信側では図８に示すよ
うにトレリス復号後のデータ列から多重化比率情報の検
出またはフレーム同期の確立、あるいはその両方を行
う。なお、フレーム情報付加回路２６３は、点線で示す
ように第１のマルチプレクサ２１の前に設けても構わな
い。
られるフレーム情報付加回路２６３により、多重化比率
の情報またはフレーム同期信号、あるいはその両方が、
ＦＥＣ符号化の前のデータ列（伝送誤りが最良の階層Ｌ
3 のデータ列）に付加される。受信側では図８に示すよ
うにトレリス復号後のデータ列から多重化比率情報の検
出またはフレーム同期の確立、あるいはその両方を行
う。なお、フレーム情報付加回路２６３は、点線で示す
ように第１のマルチプレクサ２１の前に設けても構わな
い。
【０１１２】次に第７の実施例について説明する。図１
９及び図２０は、前述した第４の実施例（図１６）のさ
らに詳細な受信装置の第７の実施例を示す。すなわち、
この第７の実施例では、図２０に示すトレリス復号器４
９を特願平５−７２５５９９号で提案されているトレリ
ス復号の手法に基づいて構成したものである。前述した
第４の実施例では、第１の部分集合Ｓ1 におけるサブセ
ットの代表シンボルの組（４つの変調シンボル）の情報
Ｒ（＝Ｒ1 ）の上位２ｂｉｔずつをとって８ｂｉｔで表
現した。特願平５−２７５５９９号によれば、図１９
（ａ）に示す領域（Ａ），〜，（Ｉ）と、前記サブセッ
トの代表シンボルの組とは、１対１に対応するので情報
Ｒ1 は４ｂｉｔで表現できる。
９及び図２０は、前述した第４の実施例（図１６）のさ
らに詳細な受信装置の第７の実施例を示す。すなわち、
この第７の実施例では、図２０に示すトレリス復号器４
９を特願平５−７２５５９９号で提案されているトレリ
ス復号の手法に基づいて構成したものである。前述した
第４の実施例では、第１の部分集合Ｓ1 におけるサブセ
ットの代表シンボルの組（４つの変調シンボル）の情報
Ｒ（＝Ｒ1 ）の上位２ｂｉｔずつをとって８ｂｉｔで表
現した。特願平５−２７５５９９号によれば、図１９
（ａ）に示す領域（Ａ），〜，（Ｉ）と、前記サブセッ
トの代表シンボルの組とは、１対１に対応するので情報
Ｒ1 は４ｂｉｔで表現できる。
【０１１３】従って、非符号化ビット復号回路４９０に
おいて非符号化ビットを復号するときに、ビタビ復号回
路４９１におけるビタビ復号による符号化ビット（２ｂ
ｉｔ）の復号に要する時間遅延を前記情報Ｒに施す遅延
回路４９２のビット数を半分に減らすこと（８ｂｉｔ→
４ｂｉｔ）が可能となる。この遅延された４ｂｉｔから
非符号化ビットを復号するには、第１のデコーダＲＯＭ
４９３にビタビ復号された符号化ビット２ｂｉｔを入力
することによって行う。
おいて非符号化ビットを復号するときに、ビタビ復号回
路４９１におけるビタビ復号による符号化ビット（２ｂ
ｉｔ）の復号に要する時間遅延を前記情報Ｒに施す遅延
回路４９２のビット数を半分に減らすこと（８ｂｉｔ→
４ｂｉｔ）が可能となる。この遅延された４ｂｉｔから
非符号化ビットを復号するには、第１のデコーダＲＯＭ
４９３にビタビ復号された符号化ビット２ｂｉｔを入力
することによって行う。
【０１１４】第１の部分集合Ｓ2 における非符号化ビッ
ト（１ｂｉｔ）復号についても同様であり、このタイミ
ングでは、第１のマルチプレクサ４３は端子（２）を選
択しており、Ｒ＝Ｒ2 である。第４の実施例では、各サ
ブセットの代表シンボルの１ｂｉｔずつをとって、４ｂ
ｉｔで表現したが、サブセットの代表シンボルの組に１
対１に対応する受信シンボルの判定領域は（Ａ），〜，
（Ｆ）の６個であるから３ｂｉｔで表現できることにな
る。
ト（１ｂｉｔ）復号についても同様であり、このタイミ
ングでは、第１のマルチプレクサ４３は端子（２）を選
択しており、Ｒ＝Ｒ2 である。第４の実施例では、各サ
ブセットの代表シンボルの１ｂｉｔずつをとって、４ｂ
ｉｔで表現したが、サブセットの代表シンボルの組に１
対１に対応する受信シンボルの判定領域は（Ａ），〜，
（Ｆ）の６個であるから３ｂｉｔで表現できることにな
る。
【０１１５】従って、この場合，遅延回路４９２の一部
（３ｂｉｔ分）を用いて第２のデコーダＲＯＭ４９４に
より、第１の部分集合Ｓ2 の非符号化ビット（１ｂｉ
ｔ）を復号する。なお、本実施例においては遅延回路４
９２は第１の部分集合Ｓ2 の非符号化ビット再生用にも
ともと４ｂｉｔ分、具備する必要があるので、Ｒ2 につ
いては第４の実施例と同様に４ｂｉｔ（１×４）で表現
しておき、第２のデコーダＲＯＭ４９４を単にビタビ復
号された符号化ビットにより４ｂｉｔから１ｂｉｔを選
択するというセレクタで構成しても良い。
（３ｂｉｔ分）を用いて第２のデコーダＲＯＭ４９４に
より、第１の部分集合Ｓ2 の非符号化ビット（１ｂｉ
ｔ）を復号する。なお、本実施例においては遅延回路４
９２は第１の部分集合Ｓ2 の非符号化ビット再生用にも
ともと４ｂｉｔ分、具備する必要があるので、Ｒ2 につ
いては第４の実施例と同様に４ｂｉｔ（１×４）で表現
しておき、第２のデコーダＲＯＭ４９４を単にビタビ復
号された符号化ビットにより４ｂｉｔから１ｂｉｔを選
択するというセレクタで構成しても良い。
【０１１６】第１のマルチプレクサ４３が端子（３）を
選択しているときのＳ3 に対してのトレリス復号におい
ては、非符号化ビットはないので、非符号化ビット復号
回路４９０は動作しない。
選択しているときのＳ3 に対してのトレリス復号におい
ては、非符号化ビットはないので、非符号化ビット復号
回路４９０は動作しない。
【０１１７】このようにして復号された非符号化ビット
は第２のマルチプレクサ４９５により多重化の比率に基
づいて時分割多重化され、ビタビ復号回路４９１より出
力されるビタビ復号ビットと合わせて、元の時分割され
た情報データ列を得る。これらはデマルチプレクサ４５
により、各階層の情報データ列Ｌd1，Ｌd2，Ｌd3に分離
出力される。
は第２のマルチプレクサ４９５により多重化の比率に基
づいて時分割多重化され、ビタビ復号回路４９１より出
力されるビタビ復号ビットと合わせて、元の時分割され
た情報データ列を得る。これらはデマルチプレクサ４５
により、各階層の情報データ列Ｌd1，Ｌd2，Ｌd3に分離
出力される。
【０１１８】なお、第１のデコーダＲＯＭ４９３及び第
２のデコーダＲＯＭ４９４及び第２のマルチプレクサ４
９５は、１つのＲＯＭと、第２のマルチプレクサの時分
割多重化処理を制御する制御回路とでも構成できる。こ
のときは、前記ＲＯＭのアドレス入力は、遅延回路４９
２の出力とビタビ復号された符号化ビットと、前記制御
回路の出力信号とする。また各信号配置復号器と第１の
マルチプレクサ４３を、同様に１つのＲＯＭと、その制
御回路で構成できる。
２のデコーダＲＯＭ４９４及び第２のマルチプレクサ４
９５は、１つのＲＯＭと、第２のマルチプレクサの時分
割多重化処理を制御する制御回路とでも構成できる。こ
のときは、前記ＲＯＭのアドレス入力は、遅延回路４９
２の出力とビタビ復号された符号化ビットと、前記制御
回路の出力信号とする。また各信号配置復号器と第１の
マルチプレクサ４３を、同様に１つのＲＯＭと、その制
御回路で構成できる。
【０１１９】図１７は、図１９及び図２０の構成で誤り
の伝搬がないときを仮定したときの復号の計算機シミュ
レーションを行った結果である。誤り率はビットエラー
率（ＢＥＲ）としている。このＢＥＲと図４に示すシン
ボルエラー率との関係は、階層Ｌ1 のデータ列の復号に
おいては、変調１シンボルにつき３ｂｉｔの情報を伝送
するので、Ｃ／Ｎがある程度とれているときには、 ＢＥＲ≒（シンボルエラー率）÷３ である。第１の部分集合Ｓ2 については同様に ＢＥＲ≒（シンボルエラー率）÷２ である。第１の部分集合Ｓ3 についても同様に ＢＥＲ≒（シンボルエラー率）÷１ である。
の伝搬がないときを仮定したときの復号の計算機シミュ
レーションを行った結果である。誤り率はビットエラー
率（ＢＥＲ）としている。このＢＥＲと図４に示すシン
ボルエラー率との関係は、階層Ｌ1 のデータ列の復号に
おいては、変調１シンボルにつき３ｂｉｔの情報を伝送
するので、Ｃ／Ｎがある程度とれているときには、 ＢＥＲ≒（シンボルエラー率）÷３ である。第１の部分集合Ｓ2 については同様に ＢＥＲ≒（シンボルエラー率）÷２ である。第１の部分集合Ｓ3 についても同様に ＢＥＲ≒（シンボルエラー率）÷１ である。
【０１２０】グラフ［ｂ］は非符号化の１６ＱＡＭの伝
送におけるＢＥＲ特性の理論値、グラフ［ｃ］は、階層
Ｌ1 のＢＥＲ特性の理論値、グラフ［ｅ］は階層Ｌ2 の
理論値である。グラフ［ｄ］、グラフ［ｆ］、グラフ
［ｇ］はそれぞれ階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 のＢＥＲ特性の
計算機シミュレーションによる実験値であり、グラフ
［ｄ］、グラフ［ｆ］については、誤り率（ＢＥＲ）が
１０-5以下で理論値とよく合っているのがわかる。ま
た、グラフ［ａ］はＱＰＳＫに対する理論ＢＥＲ曲線で
あるが、これとグラフ［ｇ］とを比べるとＢＥＲ≦１０
-5でＣ／Ｎ換算にして８ｄＢ以上の改善度があることが
わかる。ＢＥＲ≧１０-3の範囲では、ビタビ復号のエラ
ーが支配的になるので、理論値とは合わなくなってく
る。
送におけるＢＥＲ特性の理論値、グラフ［ｃ］は、階層
Ｌ1 のＢＥＲ特性の理論値、グラフ［ｅ］は階層Ｌ2 の
理論値である。グラフ［ｄ］、グラフ［ｆ］、グラフ
［ｇ］はそれぞれ階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 のＢＥＲ特性の
計算機シミュレーションによる実験値であり、グラフ
［ｄ］、グラフ［ｆ］については、誤り率（ＢＥＲ）が
１０-5以下で理論値とよく合っているのがわかる。ま
た、グラフ［ａ］はＱＰＳＫに対する理論ＢＥＲ曲線で
あるが、これとグラフ［ｇ］とを比べるとＢＥＲ≦１０
-5でＣ／Ｎ換算にして８ｄＢ以上の改善度があることが
わかる。ＢＥＲ≧１０-3の範囲では、ビタビ復号のエラ
ーが支配的になるので、理論値とは合わなくなってく
る。
【０１２１】図２３〜図２５は実際の重み付け特性を階
層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の多重化比率を３００：２０００：
１０００シンボルとして、ダミーブロックのサイズを変
えて示したものである。横軸は平均のＣ／Ｎ（Ｃav／
Ｎ）としている。図３（ｃ）の第１の部分集合Ｓ3 のシ
ンボルのエネルギは、図３（ａ），（ｂ）の平均エネル
ギと比べて２．５倍となるので、このことを考慮すると
前述の［ｄ］［ｅ］［ｆ］は図２３，２４，２１に示す
ものとなり、階層Ｌ2 とＬ3 の差がこの２．５倍のエネ
ルギ差の分だけ大きくなる。実際の重み付け特性は、階
層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の受信信号のエネルギが異なるの
で、このように横軸を平均のキャリア電力対雑音電力
（Ｃav／Ｎ）で示すのが正しくなる。
層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の多重化比率を３００：２０００：
１０００シンボルとして、ダミーブロックのサイズを変
えて示したものである。横軸は平均のＣ／Ｎ（Ｃav／
Ｎ）としている。図３（ｃ）の第１の部分集合Ｓ3 のシ
ンボルのエネルギは、図３（ａ），（ｂ）の平均エネル
ギと比べて２．５倍となるので、このことを考慮すると
前述の［ｄ］［ｅ］［ｆ］は図２３，２４，２１に示す
ものとなり、階層Ｌ2 とＬ3 の差がこの２．５倍のエネ
ルギ差の分だけ大きくなる。実際の重み付け特性は、階
層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の受信信号のエネルギが異なるの
で、このように横軸を平均のキャリア電力対雑音電力
（Ｃav／Ｎ）で示すのが正しくなる。
【０１２２】図２３において、ダミーブロックのサイズ
ＤS ＝０でない場合、実際のＢＥＲ特性［ｄ0 ］［ｆ0
］［ｇ0 ］のうち［ｇ0 ］は階層Ｌ1 の誤りの伝搬を
含むので［ｇ］から大きく劣化している。図２４はＤS
＝８の場合でＤS ＝０の場合と比べ誤りの伝搬の影響は
少なくなる。図２１はＤS ＝３２、すなわちビタビ復号
の演算窓（＝パスメモリのサイズ）と一致しているとき
で、誤りの伝搬がなくなっているのがわかる。図２６
に、階層Ｌ3 のＢＥＲ特性についてＤs ＝０〜３２をし
たときの比較を示した。ＤS は大きいほど誤りの伝搬の
影響は少なくなる。
ＤS ＝０でない場合、実際のＢＥＲ特性［ｄ0 ］［ｆ0
］［ｇ0 ］のうち［ｇ0 ］は階層Ｌ1 の誤りの伝搬を
含むので［ｇ］から大きく劣化している。図２４はＤS
＝８の場合でＤS ＝０の場合と比べ誤りの伝搬の影響は
少なくなる。図２１はＤS ＝３２、すなわちビタビ復号
の演算窓（＝パスメモリのサイズ）と一致しているとき
で、誤りの伝搬がなくなっているのがわかる。図２６
に、階層Ｌ3 のＢＥＲ特性についてＤs ＝０〜３２をし
たときの比較を示した。ＤS は大きいほど誤りの伝搬の
影響は少なくなる。
【０１２３】次に第８の実施例について説明する。図２
６は、階層Ｌ2 の信号配置の別の例を示す実施例であ
る。図１２（第１の実施例）に示す例では、第１の最小
ユークリッド距離についてｄ1 ＜ｄ2 であったが、図２
６の例ではｄ1 ＝ｄ2 である。第２の最小ユークリッド
距離については図１２と図２６との間で差はない。
６は、階層Ｌ2 の信号配置の別の例を示す実施例であ
る。図１２（第１の実施例）に示す例では、第１の最小
ユークリッド距離についてｄ1 ＜ｄ2 であったが、図２
６の例ではｄ1 ＝ｄ2 である。第２の最小ユークリッド
距離については図１２と図２６との間で差はない。
【０１２４】図２７は、図２６により階層Ｌ2 の信号配
置を用いたときの重み付け送信装置の実施例である。こ
の例では信号配置をＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 で共通化している
ので、図１３や図１４、図１５で示される第２、第３の
実施例の構成よりも簡素な構成とすることができてい
る。また、Ｌe2の伝送のタイミングではｘ3 ＝ｘ2 とし
て、ｙ3 ＝ｙ2 としているのポイントである。
置を用いたときの重み付け送信装置の実施例である。こ
の例では信号配置をＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 で共通化している
ので、図１３や図１４、図１５で示される第２、第３の
実施例の構成よりも簡素な構成とすることができてい
る。また、Ｌe2の伝送のタイミングではｘ3 ＝ｘ2 とし
て、ｙ3 ＝ｙ2 としているのポイントである。
【０１２５】図２８は、この場合のＢＥＲ特性の計算機
によるシミュレーション実験である（グラフ［ｈ］）。
図１７に示すグラフ［ｆ］と比べると、特にビタビ復号
エラーが支配的となる。ＢＥＲ≧１０-3の範囲で特性が
悪くなる。これは、図１５の例がｄ2 ＞ｄ1 であるのに
対し、図１７の信号配置ではｄ2 ＝ｄ1 であることに起
因する。すなわち、ビタビ復号エラーは第１の最小ユー
クリッド距離に依存する。
によるシミュレーション実験である（グラフ［ｈ］）。
図１７に示すグラフ［ｆ］と比べると、特にビタビ復号
エラーが支配的となる。ＢＥＲ≧１０-3の範囲で特性が
悪くなる。これは、図１５の例がｄ2 ＞ｄ1 であるのに
対し、図１７の信号配置ではｄ2 ＝ｄ1 であることに起
因する。すなわち、ビタビ復号エラーは第１の最小ユー
クリッド距離に依存する。
【０１２６】次に第９の実施例について説明する。図２
９は階層Ｌ2 の信号配置を８ＰＳＫの信号配置としたも
のである。第１の部分集合Ｓ1 の１６ＱＡＭの変調シン
ボルの平均エネルギと図２９の８ＰＳＫの変調シンボル
の平均エネルギを同一とすると、第１の最小ユークリッ
ト距離について、
９は階層Ｌ2 の信号配置を８ＰＳＫの信号配置としたも
のである。第１の部分集合Ｓ1 の１６ＱＡＭの変調シン
ボルの平均エネルギと図２９の８ＰＳＫの変調シンボル
の平均エネルギを同一とすると、第１の最小ユークリッ
ト距離について、
【数３】ｄ2 ＝（√１０）×ｓｉｎ（π／８）・ｄ≒
１．２ｄ1 ，（ｄ1 ＝ｄ） である。
１．２ｄ1 ，（ｄ1 ＝ｄ） である。
【０１２７】また、第２の最小ユークリッド距離につい
て、
て、
【数４】ｄ2,i ＝（√１０）×ｄ＝（√１０）×ｄ1,i
，（ｉ＝０，１，２，３） である。また、第２の最小ユークリッド距離についての
み注目すると図１２の例と比べると、そのｄ2,i ＝（√
２）×ｄ1,i ，（ｉ＝０，１，２，３）に比べ、距離が
さらに大きくなっているので、Ｃ／Ｎに換算して約１ｄ
Ｂ特性が良くなる。これは、ビタビ復号のエラーが無視
できる程、Ｃ／Ｎが十分とれている範囲においてのみで
ある（例えばＢＥＲ≧１０-5）。ビタビ復号のエラーが
支配的な範囲においては、第１の最小ユークリッド距離
が本実施例でｄ2 ≒１．２１ｄ1 に対し、図１２の例で
はｄ2 ＝√２ｄ1 ≒１．４１ｄ1 なので、本実施例の方
がやや悪くなる。
，（ｉ＝０，１，２，３） である。また、第２の最小ユークリッド距離についての
み注目すると図１２の例と比べると、そのｄ2,i ＝（√
２）×ｄ1,i ，（ｉ＝０，１，２，３）に比べ、距離が
さらに大きくなっているので、Ｃ／Ｎに換算して約１ｄ
Ｂ特性が良くなる。これは、ビタビ復号のエラーが無視
できる程、Ｃ／Ｎが十分とれている範囲においてのみで
ある（例えばＢＥＲ≧１０-5）。ビタビ復号のエラーが
支配的な範囲においては、第１の最小ユークリッド距離
が本実施例でｄ2 ≒１．２１ｄ1 に対し、図１２の例で
はｄ2 ＝√２ｄ1 ≒１．４１ｄ1 なので、本実施例の方
がやや悪くなる。
【０１２８】なお、本実施例における全体集合Ｕは、１
６ＱＡＭと８ＰＳＫのコンスタレーションの和に相当す
るもので、Ｕ＝Ｓ1 ∪Ｓ2 である（Ｓ1 ⊃Ｓ2 ）。した
がって、Ｕ⊃Ｓ1 （Ｕ≠Ｓ1 ）であることに注意する。
このように本発明においては、異なるディジタル変調方
式の和をとって全体集合Ｕを構成することも可能であ
る。
６ＱＡＭと８ＰＳＫのコンスタレーションの和に相当す
るもので、Ｕ＝Ｓ1 ∪Ｓ2 である（Ｓ1 ⊃Ｓ2 ）。した
がって、Ｕ⊃Ｓ1 （Ｕ≠Ｓ1 ）であることに注意する。
このように本発明においては、異なるディジタル変調方
式の和をとって全体集合Ｕを構成することも可能であ
る。
【０１２９】次に第１０の実施例について説明する。図
３０は、フレーム情報（多重化比率情報、フレーム同期
符号化または、ダミーブロック）を付加する場合の、ト
レリス復号器周辺の構成例を示している。
３０は、フレーム情報（多重化比率情報、フレーム同期
符号化または、ダミーブロック）を付加する場合の、ト
レリス復号器周辺の構成例を示している。
【０１３０】誤り特性が最良の階層Ｌ3 にフレーム情報
は多重されるが（図１８に示すタイミングチャート参
照）、たたみ込み符号化を含むので、フレーム同期回路
４６１のフレーム同期確立処理と、多重化比率情報検出
回路４６２による多重化比率情報の検出はビタビ復号ビ
ットにより行うことができる。
は多重されるが（図１８に示すタイミングチャート参
照）、たたみ込み符号化を含むので、フレーム同期回路
４６１のフレーム同期確立処理と、多重化比率情報検出
回路４６２による多重化比率情報の検出はビタビ復号ビ
ットにより行うことができる。
【０１３１】ダミーブロックの期間は、１変調シンボル
当り１ｂｉｔ伝送の第１の部分集合Ｓ3 の変調シンボル
を用いる。そして、この期間のビタビ復号の処理（ブラ
ンチメトリック、パスメトリックの演算及びパスの更新
処理等）をそのまま続けると、適切なダミーブロック期
間の設定により、その期間内に階層Ｌ1 からの誤りの伝
搬は完了する。この期間内に多重したデータ列がダミー
のデータなら、ビタビ復号ビットに含まれるダミーブロ
ックデータ列は当然使わないことになる。
当り１ｂｉｔ伝送の第１の部分集合Ｓ3 の変調シンボル
を用いる。そして、この期間のビタビ復号の処理（ブラ
ンチメトリック、パスメトリックの演算及びパスの更新
処理等）をそのまま続けると、適切なダミーブロック期
間の設定により、その期間内に階層Ｌ1 からの誤りの伝
搬は完了する。この期間内に多重したデータ列がダミー
のデータなら、ビタビ復号ビットに含まれるダミーブロ
ックデータ列は当然使わないことになる。
【０１３２】もし、この期間内に多重したデータ列がＬ
e1のデータの一部ならば、ビタビ復号ビットに含まれる
ダミーブロックのデータ列をＬd1に戻す動作をデマルチ
プレクサ４５が行う。
e1のデータの一部ならば、ビタビ復号ビットに含まれる
ダミーブロックのデータ列をＬd1に戻す動作をデマルチ
プレクサ４５が行う。
【０１３３】図３０に示す非符号化ビット復号回路４９
０が、図２０に示した非符号化ビット復号回路４９０と
同等の構成をとるときには、図２０のマルチプレクサ４
９５における時分割多重化の制御を、図３０に示すタイ
ミング制御回路４６３の出力ｔs3（図中、点線で示す）
で行う。このときの作用は図２０の場合と同様である。
なお、時分割多重化の比率を頻繁に変化させるときは、
フレーム長は固定とするのが良い。
０が、図２０に示した非符号化ビット復号回路４９０と
同等の構成をとるときには、図２０のマルチプレクサ４
９５における時分割多重化の制御を、図３０に示すタイ
ミング制御回路４６３の出力ｔs3（図中、点線で示す）
で行う。このときの作用は図２０の場合と同様である。
なお、時分割多重化の比率を頻繁に変化させるときは、
フレーム長は固定とするのが良い。
【０１３４】次に第１１の実施例を図２２を用いて説明
する。トレリス復号の出力では、ビタビ復号のパス選択
を一旦、誤ると正しいパスに復帰するまでに、しばらく
かかるので、バースト状のエラーが生じる。そこで図９
のようにして、トレリス符号化／復号を内側に配置し、
外側に外側ＦＥＣ符号化／復号としてバーストエラーに
適するＲＳ（リード・ソロモン）符号化／復号等を用い
る連接符号化／復号がよく用いられる。この実施例で
は、この外側ＦＥＣ符号化／復号も３階層分で共有化し
ている。
する。トレリス復号の出力では、ビタビ復号のパス選択
を一旦、誤ると正しいパスに復帰するまでに、しばらく
かかるので、バースト状のエラーが生じる。そこで図９
のようにして、トレリス符号化／復号を内側に配置し、
外側に外側ＦＥＣ符号化／復号としてバーストエラーに
適するＲＳ（リード・ソロモン）符号化／復号等を用い
る連接符号化／復号がよく用いられる。この実施例で
は、この外側ＦＥＣ符号化／復号も３階層分で共有化し
ている。
【０１３５】次に第１２の実施例を図１１を用いて説明
する。この第１２の実施例では、内側ＦＥＣ符号化／復
号であるトレリス符号化／復号は時分割共有として、外
側ＦＥＣ符号化／復号化は多階層で別に持つとした例で
ある。これは、外側ＦＥＣ符号化の訂正能力に差をつけ
ることで各階層間の伝送路の特性差を大きくするときに
有効である。
する。この第１２の実施例では、内側ＦＥＣ符号化／復
号であるトレリス符号化／復号は時分割共有として、外
側ＦＥＣ符号化／復号化は多階層で別に持つとした例で
ある。これは、外側ＦＥＣ符号化の訂正能力に差をつけ
ることで各階層間の伝送路の特性差を大きくするときに
有効である。
【０１３６】次に第１３の実施例について説明する（こ
れは第１の実施例のさらに詳細な実施例である）。ＦＥ
Ｃ符号化を内側ＦＥＣ符号化と外側ＦＥＣ符号化とで連
接符号化とした場合にフレーム情報（多重化比率の情
報、フレーム同期符号、またはプリアンブル）を付加す
るときの重み付け送・受信装置の構成の一部を図３２
（重み付け送信装置）及び図３３（重み付け受信装置）
に示す。
れは第１の実施例のさらに詳細な実施例である）。ＦＥ
Ｃ符号化を内側ＦＥＣ符号化と外側ＦＥＣ符号化とで連
接符号化とした場合にフレーム情報（多重化比率の情
報、フレーム同期符号、またはプリアンブル）を付加す
るときの重み付け送・受信装置の構成の一部を図３２
（重み付け送信装置）及び図３３（重み付け受信装置）
に示す。
【０１３７】例えば外側ＦＥＣ符号化にはＲＳ符号等を
用いる。このとき、多重化比率の情報付加は、外側ＦＥ
Ｃ符号化の前で行い、フレーム同期符号の付加は外側Ｆ
ＥＣ符号化の後、内側ＦＥＣ符号化の前で行う。ダミー
ブロックの付加は内側ＦＥＣ符号化（トレリス符号化）
の前ならば、外側ＦＥＣ符号化の前後いずれでも可能で
ある。
用いる。このとき、多重化比率の情報付加は、外側ＦＥ
Ｃ符号化の前で行い、フレーム同期符号の付加は外側Ｆ
ＥＣ符号化の後、内側ＦＥＣ符号化の前で行う。ダミー
ブロックの付加は内側ＦＥＣ符号化（トレリス符号化）
の前ならば、外側ＦＥＣ符号化の前後いずれでも可能で
ある。
【０１３８】受信側では内側ＦＥＣ復号後のデータ列よ
りフレーム同期を確立し、外側ＦＥＣ復号後のデータ列
より、多重化比率の情報を検出する。タイミング制御回
路４６３から出力の信号ｔs3とｔs4で内側ＦＥＣ復号器
（トレリス復号器）５４と外側ＦＥＣ復号器４７のそれ
ぞれの復号のタイミングを制御する。このように外側Ｆ
ＥＣ符号化にブロック符号を用いる場合、フレーム同期
を外側ＦＥＣ符号化の１ブロックの周期の整数倍とする
と便利である。なお、連接符号化を用いる場合には、外
側ＦＥＣ符号化の効果をさらに高めるため、外側ＦＥＣ
符号化後にインターリーブを行ない、外側ＦＥＣ復号前
にデインターリーブを通常行う。
りフレーム同期を確立し、外側ＦＥＣ復号後のデータ列
より、多重化比率の情報を検出する。タイミング制御回
路４６３から出力の信号ｔs3とｔs4で内側ＦＥＣ復号器
（トレリス復号器）５４と外側ＦＥＣ復号器４７のそれ
ぞれの復号のタイミングを制御する。このように外側Ｆ
ＥＣ符号化にブロック符号を用いる場合、フレーム同期
を外側ＦＥＣ符号化の１ブロックの周期の整数倍とする
と便利である。なお、連接符号化を用いる場合には、外
側ＦＥＣ符号化の効果をさらに高めるため、外側ＦＥＣ
符号化後にインターリーブを行ない、外側ＦＥＣ復号前
にデインターリーブを通常行う。
【０１３９】なお、トレリス符号化変調方式は、ランダ
ムエラーに適するので伝送路で生じたバーストエラーを
ランダム化するためにトレリス符号化後にインターリー
ブを施し、トレリス復号前にデインターリーブを行う場
合が多い（特願平６−１６３４９５号参照）。
ムエラーに適するので伝送路で生じたバーストエラーを
ランダム化するためにトレリス符号化後にインターリー
ブを施し、トレリス復号前にデインターリーブを行う場
合が多い（特願平６−１６３４９５号参照）。
【０１４０】次に第１４の実施例を図９を用いて説明す
る。
る。
【０１４１】各階層で別個にディジタル変調器／復調器
を具備している例である。
を具備している例である。
【０１４２】これまでの例では、ディジタル変調器／復
号器を各階層で時分割共有しているため、単一キャリア
で伝送するのみでは、そのキャリア再生、クロック再生
が、伝送誤り特性の最も悪い階層で制限されるため、か
なり強力なディジタル復調器を必要とする。ただし、Ｖ
ＳＢ−ＡＭ方式（１９９３ ＮＣＴＡ ＴＥＣＨＮＩＣ
ＡＬ ＰＡＰＥＲＳ ２７１−２７９ 予稿集参照）の
ようにパイロットキャリアを別に伝送する方式において
はキャリア再生の点の問題はなくなる。また、シンボル
クロックを別のキャリアで伝送して、クロック再生を簡
単化してもよい。
号器を各階層で時分割共有しているため、単一キャリア
で伝送するのみでは、そのキャリア再生、クロック再生
が、伝送誤り特性の最も悪い階層で制限されるため、か
なり強力なディジタル復調器を必要とする。ただし、Ｖ
ＳＢ−ＡＭ方式（１９９３ ＮＣＴＡ ＴＥＣＨＮＩＣ
ＡＬ ＰＡＰＥＲＳ ２７１−２７９ 予稿集参照）の
ようにパイロットキャリアを別に伝送する方式において
はキャリア再生の点の問題はなくなる。また、シンボル
クロックを別のキャリアで伝送して、クロック再生を簡
単化してもよい。
【０１４３】第１４の実施例は、キャリアやシンボルク
ロックを別キャリアで伝送しなくても、重み付け伝送に
強力なディジタル復調器を必要としないということを特
徴とするものである。すなわち、最下位のレベルディジ
タル復調器のキャリア再生及びクロック再生をより高レ
ベルのディジタル復調器をそれらに代用するわけであ
る。例えば、図９において、第１，２，３のディジタル
変調キャリア周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 の周波数を３：
２：１という簡単な整数比とした場合、最下位のレベル
である第３のディジタル変調キャリア周波数ｆ3 に対応
する第３のディジタル復調器４１ｃは、ｆ1 ，ｆ2 ．ｆ
3 の最小公倍数の周波数であるｆc ＝６×ｆ3 の周波数
を再生する。これは、ｆc を６分周してｆ3 の正弦波信
号をつくり、これによりＰＬＬを組んで再生すればｆc
の周波数を再生することができる。
ロックを別キャリアで伝送しなくても、重み付け伝送に
強力なディジタル復調器を必要としないということを特
徴とするものである。すなわち、最下位のレベルディジ
タル復調器のキャリア再生及びクロック再生をより高レ
ベルのディジタル復調器をそれらに代用するわけであ
る。例えば、図９において、第１，２，３のディジタル
変調キャリア周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 の周波数を３：
２：１という簡単な整数比とした場合、最下位のレベル
である第３のディジタル変調キャリア周波数ｆ3 に対応
する第３のディジタル復調器４１ｃは、ｆ1 ，ｆ2 ．ｆ
3 の最小公倍数の周波数であるｆc ＝６×ｆ3 の周波数
を再生する。これは、ｆc を６分周してｆ3 の正弦波信
号をつくり、これによりＰＬＬを組んで再生すればｆc
の周波数を再生することができる。
【０１４４】ｆc を２分周すればｆ1 は得られ、同様に
してｆc を３分周してｆ2 を得る。クロック再生につい
ては、送信側にシンボルクロックを一致させておけば第
３のディジタル復調器４１ｃで再生したクロックを第
１，２のディジタル復調器４１ａ，４１ｂで利用でき
る。なお、第１，２，３のディジタル変調器４１ａ，４
１ｂ，４１ｃにおいては、各階層の多重化比率により連
続化して伝送周波数帯域が最小で済むよう、第１の制御
回路が制御する速度変換機能を含むものとする。このタ
イミングを図３４に示す。
してｆc を３分周してｆ2 を得る。クロック再生につい
ては、送信側にシンボルクロックを一致させておけば第
３のディジタル復調器４１ｃで再生したクロックを第
１，２のディジタル復調器４１ａ，４１ｂで利用でき
る。なお、第１，２，３のディジタル変調器４１ａ，４
１ｂ，４１ｃにおいては、各階層の多重化比率により連
続化して伝送周波数帯域が最小で済むよう、第１の制御
回路が制御する速度変換機能を含むものとする。このタ
イミングを図３４に示す。
【０１４５】各階層のディジタル変調のシンボルクロッ
クが連続となるようその多重化比率により制御する。そ
して、あるタイミング、たとえばフレームの先頭位置で
シンボルの区切りを合わせておけば復調側で最下位のレ
ベルで再生したクロックを利用して上位のクロックを再
生することが可能になる。受信側では、第２のマルチプ
レクサ４３が時分割多重化してトレリス復号を行う。な
お、送信側の前記速度変換は、各配置分配器２３ａ，２
３ｂ，２３ｃで行ってもよい。もし、前記速度変換を行
わないときは、図３とのスペクトルの帯域幅は、各階層
ともＲs ［Ｈｚ］必要で不経済である（周波数利用効率
が悪くなる）。
クが連続となるようその多重化比率により制御する。そ
して、あるタイミング、たとえばフレームの先頭位置で
シンボルの区切りを合わせておけば復調側で最下位のレ
ベルで再生したクロックを利用して上位のクロックを再
生することが可能になる。受信側では、第２のマルチプ
レクサ４３が時分割多重化してトレリス復号を行う。な
お、送信側の前記速度変換は、各配置分配器２３ａ，２
３ｂ，２３ｃで行ってもよい。もし、前記速度変換を行
わないときは、図３とのスペクトルの帯域幅は、各階層
ともＲs ［Ｈｚ］必要で不経済である（周波数利用効率
が悪くなる）。
【０１４６】なお、この実施例ではディジタル変調器及
び復調器は階層数分具備しているが最下位レベルのもの
だけキャリア再生とクロック再生が独立していればこの
手法のメリットは成り立つので、例えば、２階層分具備
して階層Ｌ1 としてのそれらは共通としてもよい。ま
た、各キャリアの送出パワーに重み付けを行うことで階
層間の特性差を制御することも可能である。
び復調器は階層数分具備しているが最下位レベルのもの
だけキャリア再生とクロック再生が独立していればこの
手法のメリットは成り立つので、例えば、２階層分具備
して階層Ｌ1 としてのそれらは共通としてもよい。ま
た、各キャリアの送出パワーに重み付けを行うことで階
層間の特性差を制御することも可能である。
【０１４７】次に第１５の実施例を図２２を用いて説明
する。ディジタル変調にＯＦＤＭ（直交周波数分割多
重）変調方式を用いた例である。これにより、マルチパ
スに強い重み付け伝送方式を実現できる。一般に、ＯＦ
ＤＭ変調器３５においては、いくつかのＯＦＤＭ変調シ
ンボルをひとまとめにしてフレーム化し、受信側ではフ
レーム同期確立を送信側で挿入されたヌルシンボルと基
準シンボルとの検出により行う。したがって、フレーム
化はＯＦＤＭ変復調で予め行われているので、前記各階
層時分割多重化も、これに合わせると、第２の制御回路
４６であらためてフレーム同期を確立する必要はない。
する。ディジタル変調にＯＦＤＭ（直交周波数分割多
重）変調方式を用いた例である。これにより、マルチパ
スに強い重み付け伝送方式を実現できる。一般に、ＯＦ
ＤＭ変調器３５においては、いくつかのＯＦＤＭ変調シ
ンボルをひとまとめにしてフレーム化し、受信側ではフ
レーム同期確立を送信側で挿入されたヌルシンボルと基
準シンボルとの検出により行う。したがって、フレーム
化はＯＦＤＭ変復調で予め行われているので、前記各階
層時分割多重化も、これに合わせると、第２の制御回路
４６であらためてフレーム同期を確立する必要はない。
【０１４８】例えば前記時分割多重化のフレーム同期
を、ＯＦＤＭのフレーム同期と一致あるいは整数分の１
の長さとすると、ＯＦＤＭ復調器５２で確立したフレー
ム同期信号を用いて時分割多重化、分離のタイミング制
御を行うことが可能となる（図中、点線で示す）。
を、ＯＦＤＭのフレーム同期と一致あるいは整数分の１
の長さとすると、ＯＦＤＭ復調器５２で確立したフレー
ム同期信号を用いて時分割多重化、分離のタイミング制
御を行うことが可能となる（図中、点線で示す）。
【０１４９】次に第１６の実施例を図３５，３６を用い
て説明する。
て説明する。
【０１５０】これまでの例では誤りの伝搬が生じないた
めの条件をビタビ復号の演算窓（＝パスメモリの長さ）
分のダミーブロックを挿入することとしてきた。次のよ
うにすると少なくとも（たたみ込み符号化の拘束長に相
当する数−１）シンボルのダミーブロックを伝送するの
みで誤りの伝搬は生じない。
めの条件をビタビ復号の演算窓（＝パスメモリの長さ）
分のダミーブロックを挿入することとしてきた。次のよ
うにすると少なくとも（たたみ込み符号化の拘束長に相
当する数−１）シンボルのダミーブロックを伝送するの
みで誤りの伝搬は生じない。
【０１５１】図３５はfeed forward 型のたたみ込み符
号化器の一例である。図３５に示すたたみ込み符号化器
は、レート１／２及び１／３であり、たたみ込み発生関
数の有限メモリ長はコードの拘束長であり、符号器のメ
モリ長は過去の６ビットであることから、現在の入力ビ
ットをたして拘束長ｋは７となる。また、ダミーブロッ
クをｘ1 ＝０とすると、６シンボルのダミーブロックを
挿入するのみで、たたみ込み符号化器の各レジスタはク
リアされる（ｙ1 ，ｙ0 ＝０になる）。ビタビ復号の演
算窓を３２シンボルとすると、残り２６シンボルのダミ
ーブロックを挿入しても（ｙ1 ，ｙ0 ）＝（００）であ
る。前記クリアされるまでの６シンボルは、たたみ込み
符号化器入力の階層Ｌ3 のデータ列の最後の６シンボル
に依存するので必ず伝送する必要があるものの、残り２
６シンボルのダミーブロックを挿入しても（ｙ1 ，ｙ0
）＝（００）とわかっているわけであるから必ずしも
伝送する必要はない。
号化器の一例である。図３５に示すたたみ込み符号化器
は、レート１／２及び１／３であり、たたみ込み発生関
数の有限メモリ長はコードの拘束長であり、符号器のメ
モリ長は過去の６ビットであることから、現在の入力ビ
ットをたして拘束長ｋは７となる。また、ダミーブロッ
クをｘ1 ＝０とすると、６シンボルのダミーブロックを
挿入するのみで、たたみ込み符号化器の各レジスタはク
リアされる（ｙ1 ，ｙ0 ＝０になる）。ビタビ復号の演
算窓を３２シンボルとすると、残り２６シンボルのダミ
ーブロックを挿入しても（ｙ1 ，ｙ0 ）＝（００）であ
る。前記クリアされるまでの６シンボルは、たたみ込み
符号化器入力の階層Ｌ3 のデータ列の最後の６シンボル
に依存するので必ず伝送する必要があるものの、残り２
６シンボルのダミーブロックを挿入しても（ｙ1 ，ｙ0
）＝（００）とわかっているわけであるから必ずしも
伝送する必要はない。
【０１５２】図３６は、この図３５における作用をタイ
ミング図で示したものである。トレリス符号化器の１フ
レーム分の入力、階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 に対し、６シン
ボル分の送受で取り決めたダミーブロック（例えばｘ1
＝０）を付加して伝送する。受信側では、これに対応し
たＩd ／Ｑd をディジタル復調器より得る。ダミーブロ
ックは（たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−１）
＝６シンボル分しか得られないのだが、送受の取り決め
により、既知である残り２６シンボル分のダミーブロッ
クをディジタル復調器あるいは第３のマルチプレクサ４
３が挿入すれば、ビタビ復号の演算窓分のダミーブロッ
クを挿入したことと等価になる。ダミーブロックがｘ1
＝０ならば図３６における受信側で挿入するダミーブロ
ックは（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）に対応したＩd ／Ｑd で
ある。
ミング図で示したものである。トレリス符号化器の１フ
レーム分の入力、階層Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 に対し、６シン
ボル分の送受で取り決めたダミーブロック（例えばｘ1
＝０）を付加して伝送する。受信側では、これに対応し
たＩd ／Ｑd をディジタル復調器より得る。ダミーブロ
ックは（たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−１）
＝６シンボル分しか得られないのだが、送受の取り決め
により、既知である残り２６シンボル分のダミーブロッ
クをディジタル復調器あるいは第３のマルチプレクサ４
３が挿入すれば、ビタビ復号の演算窓分のダミーブロッ
クを挿入したことと等価になる。ダミーブロックがｘ1
＝０ならば図３６における受信側で挿入するダミーブロ
ックは（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）に対応したＩd ／Ｑd で
ある。
【０１５３】ここでフレーム同期をいかにして確立する
かが問題となる。第１５の実施例のように、ディジタル
変調方式がＯＦＤＭ変調方式ならば、フレーム同期はＯ
ＦＤＭ復調器５２により確立できる。これより得られる
フレームパルスにより、前記受信側で挿入するダミーブ
ロックのタイミングを第２の制御回路４６で制御するよ
うにする。
かが問題となる。第１５の実施例のように、ディジタル
変調方式がＯＦＤＭ変調方式ならば、フレーム同期はＯ
ＦＤＭ復調器５２により確立できる。これより得られる
フレームパルスにより、前記受信側で挿入するダミーブ
ロックのタイミングを第２の制御回路４６で制御するよ
うにする。
【０１５４】このようにトレリス復号前の信号あるいは
データ列によりフレーム同期を確立できて、トレリス符
号化におけるたたみ込み符号化がfeed forward 型なら
ば、比較的簡単に挿入するダミーブロックのサイズを
（たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−１）をする
ことが可能である。なお、フレーム同期がＯＦＤＭのｎ
f 分の１とするときはｎf 回前記残りのダミーブロック
の挿入を、各時分割多重化のフレームの後端ごとに行
う。
データ列によりフレーム同期を確立できて、トレリス符
号化におけるたたみ込み符号化がfeed forward 型なら
ば、比較的簡単に挿入するダミーブロックのサイズを
（たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−１）をする
ことが可能である。なお、フレーム同期がＯＦＤＭのｎ
f 分の１とするときはｎf 回前記残りのダミーブロック
の挿入を、各時分割多重化のフレームの後端ごとに行
う。
【０１５５】次に第１７の実施例を図１０を用いて説明
する。トレリス符号化変調方式の代わりに、符号化率の
異なるパンクチャド符号化を用いても、同様な重み付け
伝送が可能である。この場合も多重化順序と誤り特性の
悪い順序とし、ダミーブロックを挿入することで誤りの
伝搬を防ぐことができる。
する。トレリス符号化変調方式の代わりに、符号化率の
異なるパンクチャド符号化を用いても、同様な重み付け
伝送が可能である。この場合も多重化順序と誤り特性の
悪い順序とし、ダミーブロックを挿入することで誤りの
伝搬を防ぐことができる。
【０１５６】図１０において、たたみ込み符号化は例え
ば図３５に示すたたみ込み符号化器（符号化率ｒ＝１／
２）で行い、Ｌ3 の階層の伝送にはこれをそのまま用い
る。この場合ディジタル変調方式はＱＰＳＫである。第
１のパンクチャ回路３１ａが符号化ビットを間引くこと
で符号化率３／４とし、たたみ込み符号化の入力６ｂｉ
ｔでＱＰＳＫ変調シンボル４シンボル分のデータ８ｂｉ
ｔを発生する。第２のパンクチャ回路３１ｂは符号化率
２／３で、たたみ込み符号化の入力４ｂｉｔでＱＰＳＫ
変調シンボル３シンボル分のデータ６ｂｉｔを発生す
る。
ば図３５に示すたたみ込み符号化器（符号化率ｒ＝１／
２）で行い、Ｌ3 の階層の伝送にはこれをそのまま用い
る。この場合ディジタル変調方式はＱＰＳＫである。第
１のパンクチャ回路３１ａが符号化ビットを間引くこと
で符号化率３／４とし、たたみ込み符号化の入力６ｂｉ
ｔでＱＰＳＫ変調シンボル４シンボル分のデータ８ｂｉ
ｔを発生する。第２のパンクチャ回路３１ｂは符号化率
２／３で、たたみ込み符号化の入力４ｂｉｔでＱＰＳＫ
変調シンボル３シンボル分のデータ６ｂｉｔを発生す
る。
【０１５７】受信側、第１のデパンクチャ回路４８ａは
ＱＰＳＫ復調シンボル４シンボル分よりたたみ込み符号
化１２ｂｉｔ（６シンボル）分のブランチメトリックを
発生する。
ＱＰＳＫ復調シンボル４シンボル分よりたたみ込み符号
化１２ｂｉｔ（６シンボル）分のブランチメトリックを
発生する。
【０１５８】第２のデパンクチャ回路４８ｂはＱＰＳＫ
復調シンボルの３シンボルから、たたみ込み符号化８ｂ
ｉｔ（４シンボル）分のブランチメトリックを発生す
る。
復調シンボルの３シンボルから、たたみ込み符号化８ｂ
ｉｔ（４シンボル）分のブランチメトリックを発生す
る。
【０１５９】以上の実施例において、以下のような変形
も考えられる。
も考えられる。
【０１６０】図２（ｂ）のｒ＝１／２のたたみ込み符号
化の代わりにｒ＞１／２のパンクチャド符号を用いても
よい。この場合は、トレリス符号化全体の符号化率が大
きくなる。この効果の内容は田中、松嶋著の 文献［３］ “An Application of Trellis Coded Mo
dulation to DigitalMicrowave Radio and Its Perform
ance",Proceedings of ICC '93,pp.128-132,May.1993.
に詳述されている。
化の代わりにｒ＞１／２のパンクチャド符号を用いても
よい。この場合は、トレリス符号化全体の符号化率が大
きくなる。この効果の内容は田中、松嶋著の 文献［３］ “An Application of Trellis Coded Mo
dulation to DigitalMicrowave Radio and Its Perform
ance",Proceedings of ICC '93,pp.128-132,May.1993.
に詳述されている。
【０１６１】さらには、ｒ＝１／２を原符号とした複数
のパンクチャド符号を各階層に割り当ててもよい。例え
ば、図３のＬ1 とＬ2 はｒ＝１／２のたたみ込み符号化
を、Ｌ3 にはｒ＝２／３のパンクチャド符号化を割り当
てる。原符号が同じなのでＢＭＵ以外のビタビ復号部を
共有可能である。
のパンクチャド符号を各階層に割り当ててもよい。例え
ば、図３のＬ1 とＬ2 はｒ＝１／２のたたみ込み符号化
を、Ｌ3 にはｒ＝２／３のパンクチャド符号化を割り当
てる。原符号が同じなのでＢＭＵ以外のビタビ復号部を
共有可能である。
【０１６２】また図１０の実施例の変形として、拘束長
が等しくて、符号化率の異なる符号を同様に、伝送誤り
特性の悪い順序に時分割多重化しても良い。例えば図３
５に示すｒ＝１／２とｒ＝１／３のたたみ込み符号では
ｒ＝１／３の方が伝送誤り特性が良い。拘束長が等しい
のでＢＭＵ以外のビタビ復号部を共有化できる。また、
異なる符号化率ｒ＝１／２，１／３を原符号としたパン
クチャド符号化の組み合わせも考えられる。
が等しくて、符号化率の異なる符号を同様に、伝送誤り
特性の悪い順序に時分割多重化しても良い。例えば図３
５に示すｒ＝１／２とｒ＝１／３のたたみ込み符号では
ｒ＝１／３の方が伝送誤り特性が良い。拘束長が等しい
のでＢＭＵ以外のビタビ復号部を共有化できる。また、
異なる符号化率ｒ＝１／２，１／３を原符号としたパン
クチャド符号化の組み合わせも考えられる。
【０１６３】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、階層化構
造を有する符号化・復号装置において、たたみ込み符号
化を含む場合に、誤りの伝搬が生じる事なく誤り訂正符
号器を１つにし得る等の効果を奏するものである。
造を有する符号化・復号装置において、たたみ込み符号
化を含む場合に、誤りの伝搬が生じる事なく誤り訂正符
号器を１つにし得る等の効果を奏するものである。
【図１】本発明に係る重み付け送信装置及び受信装置の
第１の実施例の概略の構成を示すブロック図である。
第１の実施例の概略の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す第１の実施例に係り、ディジタル変
調に１６ＱＡＭを用いたときの符号変調方式における信
号配置の例と符号化器の構成とを示す図である。
調に１６ＱＡＭを用いたときの符号変調方式における信
号配置の例と符号化器の構成とを示す図である。
【図３】図１に示した第１の実施例に係り、各階層の信
号配置を示す図である。
号配置を示す図である。
【図４】図１に示した第１の実施例に係り、各階層単独
での伝送誤り特性を示す図である。
での伝送誤り特性を示す図である。
【図５】本発明に係り、誤り特性の良い階層から悪い階
層に移るときの多重化における誤りの伝搬を説明するた
めのタイミング図である。
層に移るときの多重化における誤りの伝搬を説明するた
めのタイミング図である。
【図６】本発明に係り、ダミーブロック挿入による誤り
伝搬の防止を説明するためのタイミング図である。
伝搬の防止を説明するためのタイミング図である。
【図７】本発明に係り、トレリス符号化にたたみ込み符
号を含む場合のフレーム情報を付加する場合の重み付け
送信装置の概略の構成を示すブロック図である。
号を含む場合のフレーム情報を付加する場合の重み付け
送信装置の概略の構成を示すブロック図である。
【図８】図７に示す実施例に対応し、トレリス符号化に
たたみ込み符号を含む場合のフレーム情報を付加する場
合の重み付け受信装置の概略の構成を示すブロック図で
ある。
たたみ込み符号を含む場合のフレーム情報を付加する場
合の重み付け受信装置の概略の構成を示すブロック図で
ある。
【図９】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例の
概略の構成を示すブロック図である。
概略の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図１２】隣り合うシンボルと重心とのハミング距離を
小としたときのマッピング（信号配置）及び１８０°の
位相不変のマッピングを示す図である。
小としたときのマッピング（信号配置）及び１８０°の
位相不変のマッピングを示す図である。
【図１３】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４に示した実施例に係り、ＲＯＭのマッ
ピング内容を示す図である。
ピング内容を示す図である。
【図１６】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図１７】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のＢＥＲ特性を示す図である。
のＢＥＲ特性を示す図である。
【図１８】本発明に係る実施例を示し、ダミーブロック
を含む時分割多重化の例を示すタイミング図である。
を含む時分割多重化の例を示すタイミング図である。
【図１９】本発明に係る実施例における最適化されたト
レリス復号器の領域判定の一例を示す図である。
レリス復号器の領域判定の一例を示す図である。
【図２０】本発明に係る実施例における最適化されたト
レリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
レリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
【図２１】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のＢＥＲ特性を示す図である。
のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２２】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図２３】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のＢＥＲ特性を示す図である。
のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２４】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のＢＥＲ特性を示す図である。
のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２５】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のＢＥＲ特性を示す図である。
のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２６】本発明に係る実施例における階層Ｌ2 の信号
配置の例を示す図である。
配置の例を示す図である。
【図２７】信号配置を用いたときの重み付け送信装置の
概略の構成を示すブロック図である。
概略の構成を示すブロック図である。
【図２８】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のＢＥＲ特性を示す図である。
のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２９】本発明に係る実施例における階層Ｌ2 の信号
配置の例を示す図である。
配置の例を示す図である。
【図３０】本発明に係りＦＥＣ符号化にトレリス符号化
変調方式を用いる場合にフレーム情報を付加する場合の
トレリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
変調方式を用いる場合にフレーム情報を付加する場合の
トレリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
【図３１】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図３２】本発明に係る実施例を示し、ＦＥＣ符号化を
連接符号化とした場合のフレーム情報を付加する場合の
重み付け送信装置の概略の構成を示すブロック図であ
る。
連接符号化とした場合のフレーム情報を付加する場合の
重み付け送信装置の概略の構成を示すブロック図であ
る。
【図３３】ＦＥＣ符号化を連接符号化とした場合のフレ
ーム情報を付加する場合の重み付け受信装置の概略の構
成を示すブロック図である。
ーム情報を付加する場合の重み付け受信装置の概略の構
成を示すブロック図である。
【図３４】本発明に係る実施例における各階層のデータ
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
【図３５】本発明の実施例に係りたたみ込み符号化器
（ｋ＝７）の一例の構成を示すブロック図である。
（ｋ＝７）の一例の構成を示すブロック図である。
【図３６】本発明に係る実施例における各階層のデータ
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
【図３７】階層重み付けの機能を有する伝送路符号化・
復号装置の構成を示すブロック図である。
復号装置の構成を示すブロック図である。
【図３８】変調キャリアのパワーに重み付けを施す場合
の出力スペクトルを示す図である。
の出力スペクトルを示す図である。
１１…情報源信号符号化装置，２０…重み付け送信装
置，２１…第１のマルチプレクサ，２２…トレリス符号
化器，２３…信号配置分配器，２４…第２のマルチプレ
クサ，２５…ディジタル変調器，２６…第１の制御回
路，２７…外側ＦＥＣ符号化器，２８…加算器（排他的
論理和回路），２９…たたみ込み符号化器，３１…パン
クチャド回路，３２…１６ＱＡＭ変調器，３３…ＲＯ
Ｍ，３４…シリアル／パラレル変換器，３５…ＯＦＤＭ
復調器，３６…多重化比率情報付加回路，３７…フレー
ム同期符号付加回路，３８…内側ＦＥＣ符号化器（トレ
リス符号化器），４０…重み付け受信装置，４１…ディ
ジタル復調器，４２…信号配置復号器，４３…第３のマ
ルチプレクサ，４４…トレリス復号器，４５…デマルチ
プレクサ，４６…第２の制御回路，４７…外側ＦＥＣ復
号器，４８…デパンクチャド回路，４９…ビタビ復号
器，５１…１６ＱＡＭ復調器，５２…ＯＦＤＭ復調器，
５３…パラレル／シリアル変換器，５４…内側ＦＥＣ復
号器（トレリス復号器），５５…ディジタル復号器，５
６…ＦＥＣ復号器，６１…情報源信号復号装置，２２１
…たたみ込み符号化器，２６１…タイミング制御回路，
２６３…フレーム情報付加回路，４４１…非符号化ビッ
ト復号回路，４４２…ビタビ復号回路，４６１…フレー
ム同期回路，４６２…多重化比率情報検出回路，４６３
…タイミング制御回路，４９０…非符号化ビット復号回
路，４９１…ビタビ復号回路，４９２…遅延回路，４９
３…第１のデコーダＲＯＭ，４９４…第２のデコーダＲ
ＯＭ，４９５…マルチプレクサ。
置，２１…第１のマルチプレクサ，２２…トレリス符号
化器，２３…信号配置分配器，２４…第２のマルチプレ
クサ，２５…ディジタル変調器，２６…第１の制御回
路，２７…外側ＦＥＣ符号化器，２８…加算器（排他的
論理和回路），２９…たたみ込み符号化器，３１…パン
クチャド回路，３２…１６ＱＡＭ変調器，３３…ＲＯ
Ｍ，３４…シリアル／パラレル変換器，３５…ＯＦＤＭ
復調器，３６…多重化比率情報付加回路，３７…フレー
ム同期符号付加回路，３８…内側ＦＥＣ符号化器（トレ
リス符号化器），４０…重み付け受信装置，４１…ディ
ジタル復調器，４２…信号配置復号器，４３…第３のマ
ルチプレクサ，４４…トレリス復号器，４５…デマルチ
プレクサ，４６…第２の制御回路，４７…外側ＦＥＣ復
号器，４８…デパンクチャド回路，４９…ビタビ復号
器，５１…１６ＱＡＭ復調器，５２…ＯＦＤＭ復調器，
５３…パラレル／シリアル変換器，５４…内側ＦＥＣ復
号器（トレリス復号器），５５…ディジタル復号器，５
６…ＦＥＣ復号器，６１…情報源信号復号装置，２２１
…たたみ込み符号化器，２６１…タイミング制御回路，
２６３…フレーム情報付加回路，４４１…非符号化ビッ
ト復号回路，４４２…ビタビ復号回路，４６１…フレー
ム同期回路，４６２…多重化比率情報検出回路，４６３
…タイミング制御回路，４９０…非符号化ビット復号回
路，４９１…ビタビ復号回路，４９２…遅延回路，４９
３…第１のデコーダＲＯＭ，４９４…第２のデコーダＲ
ＯＭ，４９５…マルチプレクサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｊ 3/00 Ｂ Ｈ０４Ｌ 1/00 Ｆ 25/08 Ｂ 9199−5Ｋ Ｈ０４Ｑ 11/04
Claims (30)
- 【請求項１】 複数の階層化された情報源データ列に対
し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそれぞ
れに施して伝送し、受信側では対応する重み付け復調及
び復号を施すことで、元の階層化された情報源データ列
に復号する重み付け伝送方式であって、 符号化にトレリス復号化変調方式を用い、前記変調のコ
ンステレーションを構成する変調シンボルのうち、前記
トレリス符号化変調方式で定義されるｍ個のサブセット
をｕ0 ，ｕ1 ，…，ｕm-1 とするとき、前記変調シンボ
ルの全体集合ＵについてＵ＝ｕ0 ∪ｕ1 ∪…∪ｕm-1 で
あり、この全体集合Ｕの第１の部分集合をＳ1 ，Ｓ2 ，
…，Ｓn とし、前記トレリス符号化変調方式のサブセッ
トのそれぞれについて、ｎ個の第２の部分集合Ｓ1,i ，
Ｓ2,i ，…，Ｓn,i （ｉ＝０，１，…，ｍ−１）に分割
するとき、 【数１】 ｕ0 ⊇Ｓ1,0 ，ｕ0 ⊃Ｓ2,0 ，…，ｕ0 ⊃Ｓn,0 ｕ1 ⊇Ｓ1,1 ，ｕ1 ⊃Ｓ2,1 ，…，ｕ1 ⊃Ｓn,1 … ｕm-1 ⊇Ｓ1,m-1 ，ｕm-1 ⊃Ｓ2,m-1 ，…，ｕm-1 ⊃Ｓ
n,m-1 とし、前記第２の部分集合Ｓ1,i ，Ｓ2,i ，…，Ｓn,i
のそれぞれに含まれる前記変調シンボル同士のユークリ
ッド距離ｄ1,i ，ｄ2,i ，…，ｄn,1 （ｉ＝０，１，
…，ｍ−１）ついて、ｄ1,i ＜ｄ2,i ＜…＜ｄn,1 と
し、 かつ、前記第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn を Ｓ1 ＝Ｓ1,0 ∪Ｓ1,1 ∪…∪Ｓ1,m-1 Ｓ2 ＝Ｓ2,0 ∪Ｓ2,1 ∪…∪Ｓ2,m-1 … Ｓn ＝Ｓn,0 ∪Ｓn,1 ∪…∪Ｓn,m-1 として、第１の部分集合Ｓ1 ，Ｓ2 ，…，Ｓn のそれぞ
れに含まれる前記変調シンボル同士の最小ユークリッド
距離ｄ1 ，ｄ2 ，…，ｄn について、ｄ1 ≦ｄ2≦…≦
ｄn とし、 Ｓ1 〜Ｓn を前記重み付け伝送の伝送路の階層に割り当
て、あらかじめ定めた一定の比率により時分割多重化し
て伝送するときに、前記伝送路の階層の時分割多重化の
順序を伝送誤り特性の悪い順序としたことを特徴とする
重み付け伝送方式。 - 【請求項２】 前記符号化されるデータ列は、伝送誤り
特性の良い階層から悪い階層に移るときに、伝送誤り特
性の良い階層に相当する部分の後端に（たたみ込み符号
化の拘束長に相当する数−１）以上のダミーブロックを
付加することを特徴とする請求項１記載の重み付け伝送
方式。 - 【請求項３】 前記伝送路の階層をデータの１フレーム
内で伝送路の誤り特性の悪い順序に時分割多重化し、各
フレームの後端に前記ダミーブロックを付加して伝送す
ることを特徴とする請求項１記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項４】 前記ダミーブロックは、そのサイズをた
たみ込み符号化の拘束長の数倍以上とすることを特徴と
する請求項２又は３記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項５】 前記伝送路の複数の階層のうち、伝送誤
り特性が最良である特定の階層の送信系列に多重化比率
の情報を付加し、前記伝送路の階層の送信系列を多重化
比率で時分割多重化して伝送し、受信側では前記特定の
階層に付加された多重化比率を検出して、当該多重化比
率により時分割で前記伝送路の階層の復号処理を施すこ
とを特徴とする請求項１又は２又は３又は４記載の重み
付け伝送方式。 - 【請求項６】 前記伝送路の複数の階層のうち、伝送誤
り特性が最良である特定の階層の送信系列に前記伝送路
の複数の階層が一巡する周期でフレーム同期符号を付加
し、受信側では前記フレーム同期符号に基づいて同期を
確立し時分割で伝送路の階層の復号処理を施すことを特
徴とする請求項１又は２又は３又は４又は５記載の重み
付け伝送方式。 - 【請求項７】 前記伝送路の各階層を多値レベルの異な
る複数の変調キャリアを用いて伝送することを特徴とす
る請求項１又は２又は３又は４又は５又は６に記載の重
み付け伝送方式。 - 【請求項８】 前記伝送路の各階層をＯＦＤＭ変調方式
を用いて伝送することを特徴とする請求項１又は２又は
３又は４又は５又は６に記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項９】 前記時分割多重化のフレーム周期をＯＦ
ＤＭの伝送フレーム周期と一致または整数分の１とし、
前記たたみ込み符号化はフィードフォアワード型とし、
前記ダミーブロックのサイズは前記（たたみ込み符号化
の拘束長に相当する数−１）としたことを特徴とする請
求項８記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項１０】 前記重み付けにおけるＦＥＣ符号化と
して、符号化率の異なるパンクチャド符号化であり、前
記多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とし、かつ、
最も伝送誤り特性の良い階層の後端に符号化の拘束長に
相当する数以上のダミーブロックを付加することを特徴
とする請求項１又は２又は３又は４又は５又は６又は７
又は８又は９に記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項１１】 複数の階層化された情報源データ列に
対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそれ
ぞれに施して伝送する重み付け送信装置であって、 前記複数の情報源データ列を多重化比率に基づき時分割
多重するマルチプレクサと、 このマルチプレクサの出力にトレリス符号化を施すトレ
リス符号化器と、 前記変調のコンステレーションを構成する変調シンボル
の全体集合を複数の部分集合に分割するとき、この部分
集合毎に設けられ当該部分集合のそれぞれに含まれる変
調シンボルを指定する送信信号配置データを出力する複
数の信号配置分配器と、 前記伝送路の階層の時分割多重化の順序を伝送誤り特性
の悪い順序とする制御手段とを有することを特徴とする
重み付け送信装置。 - 【請求項１２】 前記伝送誤り特性の良い階層から悪い
階層に移るときに、トレリス符号化を施す前のデータ列
のうち、伝送誤り特性の良い階層に相当する部分の後端
に、（たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−１）以
上のダミーブロックを付加するダミーブロック付加手段
を有することを特徴とする請求項１１記載の重み付け送
信装置。 - 【請求項１３】 前記制御回路は、１フレームの伝送路
の各階層のデータ列を伝送路の誤り特性の悪い順序に時
分割多重化する際に前記マルチプレクサを制御すること
を特徴とする請求項１１又は１２記載の重み付け送信装
置。 - 【請求項１４】 前記ダミーブロック付加手段は、前記
拘束長の２倍以上のダミーブロックを付加する機能を有
することを特徴とする請求項１２又は１３記載の重み付
け送信装置。 - 【請求項１５】 前記複数の階層のうち伝送誤り特性が
最良である特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を
付加する付加手段を有することを特徴とする請求項１１
又は１２又は１３又は１４記載の重み付け送信装置。 - 【請求項１６】 前記複数の階層のうち、伝送誤り特性
が最良である特定の階層の送信系列に、当該複数の階層
が一巡する周期でフレーム同期符号を付加するフレーム
同期付加手段を有することを特徴とする請求項１１又は
１２又は１３又は１４又は１５記載の重み付け送信装
置。 - 【請求項１７】 前記ｎ個の階層を含むトレリス符号化
データ列をｌ個の階層に分離するデマルチプレクサと、
それぞれの出力をｌ個のディジタル変調を施して送出す
るディジタル変調器を具備したことを特徴とする請求項
１１又は１２又は１３又は１４又は１５又は１６に記載
の重み付け送信装置。 - 【請求項１８】 前記ディジタル変調器は１つのＯＦＤ
Ｍ変調器であることを特徴とする請求項１７記載の重み
付け送信装置。 - 【請求項１９】 前記制御手段は、時分割多重化のフレ
ーム周期を前記ＯＦＤＭ変調器のフレーム周期と一致ま
たは整数分の１とし、前記トレリス符号化器に含まれる
たたみ込み符号化はフィードフォアワード型であり、前
記ダミーブロック付加手段は前記（たたみ込み符号化の
拘束長に相当する数−１）シンボルのダミーブロックを
付加することを特徴とする請求項１８記載の重み付け送
信装置。 - 【請求項２０】 前記複数の情報源データ列を所定の比
率で時分割多重化した後たたみ込み符号化するたたみ込
み符号化器と、その出力を所定の複数の比率で間引き処
理を施すパンクチャド手段を有し、伝送路の階層の時分
割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする制御手
段と、符号化の拘束長に相当する数以上のダミーブロッ
クを付加するダミーブロック付加手段を有することを特
徴とする請求項１１又は１２又は１３又は１４又は１５
又は１６又は１７又は１８又は１９に記載の重み付け送
信装置。 - 【請求項２１】 前記複数の階層化された情報源データ
列に対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調を
それぞれに施し、所定の多重化比率で時分割多重化して
伝送されたデータを受信して、対応する重み付け復調及
び復号を施すことで、元の階層化された情報源データ列
に復号する重み付け受信装置であって、 復調された信号をそれぞれ入力して当該変調のコンステ
レーションを構成する変調シンボルの全体集合を複数の
部分集合に分割するとき、当該部分集合のそれぞれに含
まれる変調シンボルに対応した判定データを出力する複
数の信号配置復号器と、 この複数の信号配置復号器からそれぞれ出力される判定
データを入力し所定の多重化比率に基づき時分割多重化
して出力するマルチプレクサと、 このマルチプレクサの出力を入力してトレリス復号を施
すトレリス復号器と、 このトレリス復号器の出力を前記多重化比率に基づき複
数の伝送路の階層に分離するデマルチプレクサと、 複数の階層の時分割多重化されたデータ列の復号順序
を、伝送誤り特性の悪い順序となるように制御する制御
手段とを有することを特徴とする重み付け受信装置。 - 【請求項２２】 前記伝送誤り特性の良い階層に相当す
る部分の後端に付加されたダミーブロックについてもそ
のままトレリス復号処理を施すことを特徴とする請求項
２１記載の重み付け受信装置。 - 【請求項２３】 前記制御手段は、フレーム同期を確立
して前記時分割多重化分離の制御を行い、フレームの後
端に付加された前記ダミーブロックについてもそのまま
トレリス復号又はビタビ復号処理を施すことを特徴とす
る請求項２１記載の重み付け受信装置。 - 【請求項２４】 前記ダミーブロックのサイズがビタビ
復号のパスメモリのサイズ以上であることを特徴とする
請求項２２又は２３記載の重み付け受信装置。 - 【請求項２５】 前記複数の階層のうち、伝送誤り特性
が最良である特定の階層のデータ列から多重化比率情報
を検出する多重化比率情報検出手段を有することを特徴
とする請求項２１又は２２又は２３又は２４記載の重み
付け受信装置。 - 【請求項２６】 前記複数の階層のうち、伝送誤り特性
が最良である特定の階層のデータ列からフレーム同期を
確立するフレーム同期手段を有することを特徴とする請
求項２１又は２２又は２３又は２４又は２５記載の重み
付け受信装置。 - 【請求項２７】 前記復調が多値レベルの異なる複数の
ディジタル復調器で施されることを特徴とする請求項２
１記載の重み付け受信装置。 - 【請求項２８】 前記ディジタル復調は、ＯＦＤＭ復調
器であることを特徴とする請求項２７記載の重み付け受
信装置。 - 【請求項２９】 前記制御手段は時分割多重化分離のフ
レーム周期を、前記ＯＦＤＭ復調器のフレーム周期と一
致または整数分の１とし、前記フィードフォアワードた
たみ込み符号化に対応したビタビ復号器を前記トレリス
復号器は有し、前記ビタビ復号器のパスメモリのサイズ
から送信されるダミーブロックをさし引いた数のダミー
ブロックを挿入する手段を具備することを特徴とする請
求項２８記載の重み付け受信装置。 - 【請求項３０】 前記マルチプレクサの出力にデパンク
チャド処理を施すデパンクチャド回路と、その出力をビ
タビ復号するビタビ復号器とを具備することを特徴とす
る請求項２１又は２２又は２３又は２４又は２５又は２
６又は２７又は２８又は２９記載の重み付け受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6178608A JPH0846655A (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 重み付け伝送方式及びその装置 |
| CA002154848A CA2154848A1 (en) | 1994-07-29 | 1995-07-27 | Multilevel weighted transmission method and multilevel weighted transmission and reception apparatus |
| EP95111926A EP0702476A2 (en) | 1994-07-29 | 1995-07-28 | Multilevel weighted transmission method and multilevel weighted transmission and reception apparatus |
| KR1019950023051A KR960006306A (ko) | 1994-07-29 | 1995-07-29 | 가중 전송 방식과 그 전송 및 수신 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6178608A JPH0846655A (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 重み付け伝送方式及びその装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0846655A true JPH0846655A (ja) | 1996-02-16 |
Family
ID=16051433
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6178608A Pending JPH0846655A (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 重み付け伝送方式及びその装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0702476A2 (ja) |
| JP (1) | JPH0846655A (ja) |
| KR (1) | KR960006306A (ja) |
| CA (1) | CA2154848A1 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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