JPH0846655A - 重み付け伝送方式及びその装置 - Google Patents
重み付け伝送方式及びその装置Info
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- JPH0846655A JPH0846655A JP6178608A JP17860894A JPH0846655A JP H0846655 A JPH0846655 A JP H0846655A JP 6178608 A JP6178608 A JP 6178608A JP 17860894 A JP17860894 A JP 17860894A JP H0846655 A JPH0846655 A JP H0846655A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、誤りの伝搬が生じる事なく誤り訂
正符号器を1つにし得る重み付け伝送方式及びその装置
を提供することを目的とする。 【構成】 複数の階層化された情報源データ列に対し、
それぞれにトレリス復号化変調方式による異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施して伝送し、受信側で
は対応する重み付け復調及び復号を施すことで、元の階
層化された情報源データ列に復号する重み付け伝送方式
であって、所定の第1の部分集合を前記重み付け伝送の
伝送路の階層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率
により時分割多重化して伝送するときに、前記伝送路の
階層の時分割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
したことを要旨とする。
正符号器を1つにし得る重み付け伝送方式及びその装置
を提供することを目的とする。 【構成】 複数の階層化された情報源データ列に対し、
それぞれにトレリス復号化変調方式による異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施して伝送し、受信側で
は対応する重み付け復調及び復号を施すことで、元の階
層化された情報源データ列に復号する重み付け伝送方式
であって、所定の第1の部分集合を前記重み付け伝送の
伝送路の階層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率
により時分割多重化して伝送するときに、前記伝送路の
階層の時分割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
したことを要旨とする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、符号化装置と復号装置
の回路規模の縮小を可能とする重み付け伝送方式及びそ
の装置に関するものである。
の回路規模の縮小を可能とする重み付け伝送方式及びそ
の装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】一般的に、ディジタル化された映像や音
声の情報を伝送する場合、伝送路で発生した雑音等の影
響を受けて伝送誤りが生じることがある。この伝送誤り
の生じた映像等の情報を復元するのに誤り訂正の技術が
用いられる。
声の情報を伝送する場合、伝送路で発生した雑音等の影
響を受けて伝送誤りが生じることがある。この伝送誤り
の生じた映像等の情報を復元するのに誤り訂正の技術が
用いられる。
【0003】当初、この誤り訂正の技術は変調技術とは
独立に検討されていたが、近年になって、帯域制限下で
の伝送容量の拡大への要求が高まり、変調技術もBPS
K,QPSKから16QAMや、それ以上のレベルの変
調方式が採用されるに至っている。
独立に検討されていたが、近年になって、帯域制限下で
の伝送容量の拡大への要求が高まり、変調技術もBPS
K,QPSKから16QAMや、それ以上のレベルの変
調方式が採用されるに至っている。
【0004】このような状況の中、より能力の高い誤り
訂正技術が望まれ、変調技術との組み合わせを含めて最
適化されてきたものに、符号化変調方式がある。最初に
G.Ungerboeckにより、たたみ込み符号化を用いたトレリ
ス符号化変調(Trellis Coded-Modulation,以下、TC
Mと略記する)方式が提案された。これは、文献
[1];IEEE Commum.vol.25,1987 「Trellis-Coded Mo
dulation with Redumdant Signal Sets Part I;Introdu
ction 」に解説されている。
訂正技術が望まれ、変調技術との組み合わせを含めて最
適化されてきたものに、符号化変調方式がある。最初に
G.Ungerboeckにより、たたみ込み符号化を用いたトレリ
ス符号化変調(Trellis Coded-Modulation,以下、TC
Mと略記する)方式が提案された。これは、文献
[1];IEEE Commum.vol.25,1987 「Trellis-Coded Mo
dulation with Redumdant Signal Sets Part I;Introdu
ction 」に解説されている。
【0005】このような、誤り訂正技術の発展の中で、
ディジタル伝送が内包する急激な伝送品質の劣化が問題
視されてきた。すなわち、アナログ伝送においては、伝
送路における、雑音等に対する劣化が緩やかであるのに
対して、ディジタル伝送における品質の劣化は、例えば
受信レベルが所定値を下回ると急激に劣化し、誤り訂正
が全く働かなくなるというものである。これは、移動体
受信等、受信条件が時々刻々と大きく変化するものにお
いては、移動するにつれ、サービスが全く受けられない
状態が頻繁に起こることを意味し、重要な問題となる。
ディジタル伝送が内包する急激な伝送品質の劣化が問題
視されてきた。すなわち、アナログ伝送においては、伝
送路における、雑音等に対する劣化が緩やかであるのに
対して、ディジタル伝送における品質の劣化は、例えば
受信レベルが所定値を下回ると急激に劣化し、誤り訂正
が全く働かなくなるというものである。これは、移動体
受信等、受信条件が時々刻々と大きく変化するものにお
いては、移動するにつれ、サービスが全く受けられない
状態が頻繁に起こることを意味し、重要な問題となる。
【0006】これらへの対策として、映像信号や、音声
信号などの情報源信号を、その重要度に応じて、いくつ
かのレベルに積層化し、かつこの重要度に応じて誤り訂
正のレベルを割り当てることにより、より重要な情報に
ついてはより強力な誤り訂正を実現するGraceful Degra
dationの伝送路符号化技術が提唱されるに至った。
信号などの情報源信号を、その重要度に応じて、いくつ
かのレベルに積層化し、かつこの重要度に応じて誤り訂
正のレベルを割り当てることにより、より重要な情報に
ついてはより強力な誤り訂正を実現するGraceful Degra
dationの伝送路符号化技術が提唱されるに至った。
【0007】このような階層重み付けの機能を持つ従来
の伝送路符号化・復号装置の一例を図37に示す。この
図37において、情報源入力信号は情報源信号符号化装
置11によりより重要な情報Le2とそうでない情報Le1
に階層化される(したがって、この例では階層数が2で
ある)。
の伝送路符号化・復号装置の一例を図37に示す。この
図37において、情報源入力信号は情報源信号符号化装
置11によりより重要な情報Le2とそうでない情報Le1
に階層化される(したがって、この例では階層数が2で
ある)。
【0008】前記情報Le1,Le2はそれぞれ第1のFE
C(Forward Error Correction)符号化器39aと第2
のFEC符号化器39bでエラー訂正のための符号化処
理が施される。このとき、第2のFEC符号化器39b
は第1の符号化器39aよりも、より強い符号化を、例
えばより強力なFEC符号化による重み付けを施すもの
とする。さらに変調レベルによる重み付けを施すため、
それぞれを異なる変調処理を施す。
C(Forward Error Correction)符号化器39aと第2
のFEC符号化器39bでエラー訂正のための符号化処
理が施される。このとき、第2のFEC符号化器39b
は第1の符号化器39aよりも、より強い符号化を、例
えばより強力なFEC符号化による重み付けを施すもの
とする。さらに変調レベルによる重み付けを施すため、
それぞれを異なる変調処理を施す。
【0009】前記FEC符号化器の出力を各変調器レベ
ルに応じた信号配置に分配するために第1及び第2の信
号配置分配器23a,23bにより変調のI軸、Q軸へ
の配置データIe1/Qe1,Ie2/Qe2に変換し、それぞ
れを第1のディジタル変調器25a及び第2のディジタ
ル変調器25bによりアナログ信号に変調され加算器2
8により加算されて、送信信号として出力される。
ルに応じた信号配置に分配するために第1及び第2の信
号配置分配器23a,23bにより変調のI軸、Q軸へ
の配置データIe1/Qe1,Ie2/Qe2に変換し、それぞ
れを第1のディジタル変調器25a及び第2のディジタ
ル変調器25bによりアナログ信号に変調され加算器2
8により加算されて、送信信号として出力される。
【0010】ここで、配置データIe1/Qe1,Ie2/Q
e2は、変調のコンステレーション(Constellation )に
おける信号配置を実現するため、I軸、Q軸に対する変
調振幅と位相(0°あるいは180°)に直接対応する
データとする。変調レベルによる重み付けは、例えば第
1のディジタル変調器25aは16QAM変調器とし、
第2のディジタル変調器25bはQPSK変調器とす
る。このようにすると第2のディジタル変調器25b側
のデータは、第1のディジタル変調器25a側のデータ
に比べ、ひとつの変調シンボルで伝送できるデータレー
トは小さい(QPSK:1シンボル当り2bit、16
QAM:1シンボル当り4bit)ものの、受信側での
変調シンボルのエラー率特性は搬送波対雑音比(以下、
単にC/Nと略記する)換算で約7dB良い。
e2は、変調のコンステレーション(Constellation )に
おける信号配置を実現するため、I軸、Q軸に対する変
調振幅と位相(0°あるいは180°)に直接対応する
データとする。変調レベルによる重み付けは、例えば第
1のディジタル変調器25aは16QAM変調器とし、
第2のディジタル変調器25bはQPSK変調器とす
る。このようにすると第2のディジタル変調器25b側
のデータは、第1のディジタル変調器25a側のデータ
に比べ、ひとつの変調シンボルで伝送できるデータレー
トは小さい(QPSK:1シンボル当り2bit、16
QAM:1シンボル当り4bit)ものの、受信側での
変調シンボルのエラー率特性は搬送波対雑音比(以下、
単にC/Nと略記する)換算で約7dB良い。
【0011】さらに雑音に対する特性に重み付けを施す
ため、図38のように変調キャリアのパワーに重み付け
を施すこともある。図38において第2の変調器25b
の出力のスペクトルは第1のディジタル変調器25aの
出力がスペクトルに比べパワー差があるため、同じ大き
さのエネルギを持つ白色雑音に対しては、パワー差の分
だけ対雑音特性が良い。以上のような重み付けにおいて
は、各階層の伝送レートを全体の送信パワーの点から、
一般に情報Le2は情報Le1よりもデータレートを小さく
する必要がある。
ため、図38のように変調キャリアのパワーに重み付け
を施すこともある。図38において第2の変調器25b
の出力のスペクトルは第1のディジタル変調器25aの
出力がスペクトルに比べパワー差があるため、同じ大き
さのエネルギを持つ白色雑音に対しては、パワー差の分
だけ対雑音特性が良い。以上のような重み付けにおいて
は、各階層の伝送レートを全体の送信パワーの点から、
一般に情報Le2は情報Le1よりもデータレートを小さく
する必要がある。
【0012】図37に示す送信信号(中間周波信号)
は、実際には放送用のチャンネル信号に変換して送出さ
れ、受信側では元の中間周波信号に変換されて、図37
に示す受信信号となる。これを第1のディジタル復調器
55aと、第2のディジタル復調器55bにより復調及
びA/D変換され、I軸配置データId1,Id2とQ軸配
置データQd1,Qd2を得る。これらは、それぞれ送信側
の配置データIe1,Ie2,Qe1,Qe2に相当する。これ
らは第1の信号配置復号器42aと第2の信号配置復号
器42bにより、各信号配置に対応する伝送データに戻
され、また第1のFEC復号器56aと第2のFEC復
号器56bにより誤り訂正処理が施され、元の階層化デ
ータLe1,Le2に相当するLd1,Ld2が復号される。こ
の様にしてそれらが、情報源信号復号装置61により元
の情報源信号に復元されて出力される。
は、実際には放送用のチャンネル信号に変換して送出さ
れ、受信側では元の中間周波信号に変換されて、図37
に示す受信信号となる。これを第1のディジタル復調器
55aと、第2のディジタル復調器55bにより復調及
びA/D変換され、I軸配置データId1,Id2とQ軸配
置データQd1,Qd2を得る。これらは、それぞれ送信側
の配置データIe1,Ie2,Qe1,Qe2に相当する。これ
らは第1の信号配置復号器42aと第2の信号配置復号
器42bにより、各信号配置に対応する伝送データに戻
され、また第1のFEC復号器56aと第2のFEC復
号器56bにより誤り訂正処理が施され、元の階層化デ
ータLe1,Le2に相当するLd1,Ld2が復号される。こ
の様にしてそれらが、情報源信号復号装置61により元
の情報源信号に復元されて出力される。
【0013】このような階層重み付けを行うことで、あ
るC/Nの範囲においては、Ld1は復元できないがLd2
は復元できるという状態になることがある。このとき情
報源信号復号装置61はLd2のみを用いて復号処理を行
う。情報が欠落している分、解像度等の復元品質は悪化
するものの、サービスの内容の一部は受信することがで
き、いわゆるGraceful Degradationが実現される。
るC/Nの範囲においては、Ld1は復元できないがLd2
は復元できるという状態になることがある。このとき情
報源信号復号装置61はLd2のみを用いて復号処理を行
う。情報が欠落している分、解像度等の復元品質は悪化
するものの、サービスの内容の一部は受信することがで
き、いわゆるGraceful Degradationが実現される。
【0014】以上のように、伝送路符号化における階層
重み付けの手法にはFEC符号化による重み付けと変調
レベルによる重み付けを組み合わせる場合があり、さら
に変調パワーによる重み付けを組み合わせることもあ
る。
重み付けの手法にはFEC符号化による重み付けと変調
レベルによる重み付けを組み合わせる場合があり、さら
に変調パワーによる重み付けを組み合わせることもあ
る。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
構造では、各階層毎にFEC復号器が必要で、このFE
C復号器に強力なものを用いると1階層に付き、数十k
ゲートの規模の回路を必要とし、民生用に転用するには
非常に困難を伴うものであった。
構造では、各階層毎にFEC復号器が必要で、このFE
C復号器に強力なものを用いると1階層に付き、数十k
ゲートの規模の回路を必要とし、民生用に転用するには
非常に困難を伴うものであった。
【0016】本発明は上記課題に鑑みてなされたもの
で、特に伝送路符号化・復号装置の大部分を、各階層で
共有化し、装置化の規模を縮小することのできる重み付
け伝送方法及びその装置を提供することを目的とする。
で、特に伝送路符号化・復号装置の大部分を、各階層で
共有化し、装置化の規模を縮小することのできる重み付
け伝送方法及びその装置を提供することを目的とする。
【0017】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本願第1の発明は、複数の階層化された情報源データ列
に対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそ
れぞれに施して伝送し、受信側では対応する重み付け復
調及び復号を施すことで、元の階層化された情報源デー
タ列に復号する重み付け伝送方式であって、符号化にト
レリス復号化変調方式を用い、前記変調のコンステレー
ションを構成する変調シンボルのうち、前記トレリス符
号化変調方式で定義されるm個のサブセットをu0 ,u
1 ,…,um-1 とするとき、前記変調シンボルの全体集
合UについてU=u0 ∪u1 ∪…∪um-1 であり、この
全体集合Uの第1の部分集合をS1 ,S2 ,…,Sn と
し、前記トレリス符号化変調方式のサブセットのそれぞ
れについて、n個の第2の部分集合S1,i ,S2,i ,
…,Sn,i (i=0,1,…,m−1)に分割すると
き、
本願第1の発明は、複数の階層化された情報源データ列
に対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそ
れぞれに施して伝送し、受信側では対応する重み付け復
調及び復号を施すことで、元の階層化された情報源デー
タ列に復号する重み付け伝送方式であって、符号化にト
レリス復号化変調方式を用い、前記変調のコンステレー
ションを構成する変調シンボルのうち、前記トレリス符
号化変調方式で定義されるm個のサブセットをu0 ,u
1 ,…,um-1 とするとき、前記変調シンボルの全体集
合UについてU=u0 ∪u1 ∪…∪um-1 であり、この
全体集合Uの第1の部分集合をS1 ,S2 ,…,Sn と
し、前記トレリス符号化変調方式のサブセットのそれぞ
れについて、n個の第2の部分集合S1,i ,S2,i ,
…,Sn,i (i=0,1,…,m−1)に分割すると
き、
【数2】 u0 ⊇S1,0 ,u0 ⊃S2,0 ,…,u0 ⊃Sn,0 u1 ⊇S1,1 ,u1 ⊃S2,1 ,…,u1 ⊃Sn,1 … um-1 ⊇S1,m-1 ,um-1 ⊃S2,m-1 ,…,um-1 ⊃S
n,m-1 とし、前記第2の部分集合S1,i ,S2,i ,…,Sn,i
のそれぞれに含まれる前記変調シンボル同士のユークリ
ッド距離d1,i ,d2,i ,…,dn,1 (i=0,1,
…,m−1)ついて、d1,i <d2,i <…<dn,1 と
し、かつ、前記第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn を S1 =S1,0 ∪S1,1 ∪…∪S1,m-1 S2 =S2,0 ∪S2,1 ∪…∪S2,m-1 … Sn =Sn,0 ∪Sn,1 ∪…∪Sn,m-1 として、第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn のそれぞ
れに含まれる前記変調シンボル同士の最小ユークリッド
距離d1 ,d2 ,…,dn について、d1 ≦d2≦…≦
dn とし、S1 〜Sn を前記重み付け伝送の伝送路の階
層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率により時分
割多重化して伝送するときに、前記伝送路の階層の時分
割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序としたことを
要旨とする。
n,m-1 とし、前記第2の部分集合S1,i ,S2,i ,…,Sn,i
のそれぞれに含まれる前記変調シンボル同士のユークリ
ッド距離d1,i ,d2,i ,…,dn,1 (i=0,1,
…,m−1)ついて、d1,i <d2,i <…<dn,1 と
し、かつ、前記第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn を S1 =S1,0 ∪S1,1 ∪…∪S1,m-1 S2 =S2,0 ∪S2,1 ∪…∪S2,m-1 … Sn =Sn,0 ∪Sn,1 ∪…∪Sn,m-1 として、第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn のそれぞ
れに含まれる前記変調シンボル同士の最小ユークリッド
距離d1 ,d2 ,…,dn について、d1 ≦d2≦…≦
dn とし、S1 〜Sn を前記重み付け伝送の伝送路の階
層に割り当て、あらかじめ定めた一定の比率により時分
割多重化して伝送するときに、前記伝送路の階層の時分
割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序としたことを
要旨とする。
【0018】具体的には、n個の階層化された情報源デ
ータ列に対し、n種の重み付け符号化及び変調をそれぞ
れに施して伝送し、受信側では対応するn種の重み付け
復調及び復号を施すことで、元のn個の階層化された情
報源データ列を復号するときに、前記重み付け符号化及
び変調/重み付け復調及び復号に、ディジタル変調・復
調(直交位相、振幅、あるいは直交振幅位相の各変調・
復調)を含む場合において、前記n種の重み付け符号化
及び変調/重み付け復調及び復号を、それぞれ伝送路の
階層としてL1 ,L2 ,…,Ln で表現するとし、前記
ディジタル変調のコンステレーションを構成する変調シ
ンボルの全体集合をUとして、Uを前記分割の手法によ
りn個の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn に分割すると
き、前記第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn をそれぞ
れ前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln に割り当て
て、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln のそれぞれ
の送信系列を予め定めた一定の多重化比率で時分割多重
化してトレリス符号化変調を施して伝送し、受信側で
は、その受信信号に対し、前記多重化比率により時分割
で前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln のトレリス復
号処理を施すときに、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,
…,Ln の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln の順)とした
ことを特徴とする。
ータ列に対し、n種の重み付け符号化及び変調をそれぞ
れに施して伝送し、受信側では対応するn種の重み付け
復調及び復号を施すことで、元のn個の階層化された情
報源データ列を復号するときに、前記重み付け符号化及
び変調/重み付け復調及び復号に、ディジタル変調・復
調(直交位相、振幅、あるいは直交振幅位相の各変調・
復調)を含む場合において、前記n種の重み付け符号化
及び変調/重み付け復調及び復号を、それぞれ伝送路の
階層としてL1 ,L2 ,…,Ln で表現するとし、前記
ディジタル変調のコンステレーションを構成する変調シ
ンボルの全体集合をUとして、Uを前記分割の手法によ
りn個の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn に分割すると
き、前記第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn をそれぞ
れ前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln に割り当て
て、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln のそれぞれ
の送信系列を予め定めた一定の多重化比率で時分割多重
化してトレリス符号化変調を施して伝送し、受信側で
は、その受信信号に対し、前記多重化比率により時分割
で前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln のトレリス復
号処理を施すときに、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,
…,Ln の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln の順)とした
ことを特徴とする。
【0019】なお、前記符号化ビットのビット数がkビ
ットのとき、前記符号化変調方式のサブセットの数につ
いて、m=2k である。また、前記第2の部分集合のそ
れぞれに含まれる前記変調シンボル数は1以上であり、
もしもSn,1 (i=0,1,…,m−1)のそれぞれに
含まれる前記変調シンボル数が1であるとき、対応する
前記第2の最小ユークリッド距離dn,1 (i=0,1,
…,m−1)は無限大であると定義する。
ットのとき、前記符号化変調方式のサブセットの数につ
いて、m=2k である。また、前記第2の部分集合のそ
れぞれに含まれる前記変調シンボル数は1以上であり、
もしもSn,1 (i=0,1,…,m−1)のそれぞれに
含まれる前記変調シンボル数が1であるとき、対応する
前記第2の最小ユークリッド距離dn,1 (i=0,1,
…,m−1)は無限大であると定義する。
【0020】また、本願第2の発明は、請求項1に記載
の伝送路の階層の任意の時分割多重化の順序において、
伝送誤り特性の良い階層から悪い階層に移るときに、符
号化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階
層に相当する部分の後端に、(たたみ込み符号化の拘束
長に相当する数−1)以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
の伝送路の階層の任意の時分割多重化の順序において、
伝送誤り特性の良い階層から悪い階層に移るときに、符
号化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階
層に相当する部分の後端に、(たたみ込み符号化の拘束
長に相当する数−1)以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
【0021】具体的には、前記FEC符号化あるいは前
記内側FEC符号化に、たたみ込み符号化を含むとき
に、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の前記時分
割多重化において、任意の前記時分割多重化の順序のな
かで、伝送誤り特性の良い階層Lj から悪い階層Li に
移るときに(即ちi<j)、前記たたみ込み符号化を施
す前のデータ列のうち、前記階層Lj に相当する部分の
後端に、符号化の拘束長に相当する数以上のダミーブロ
ックを付加することで、誤りの伝搬を防ぐことを特徴と
する。
記内側FEC符号化に、たたみ込み符号化を含むとき
に、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の前記時分
割多重化において、任意の前記時分割多重化の順序のな
かで、伝送誤り特性の良い階層Lj から悪い階層Li に
移るときに(即ちi<j)、前記たたみ込み符号化を施
す前のデータ列のうち、前記階層Lj に相当する部分の
後端に、符号化の拘束長に相当する数以上のダミーブロ
ックを付加することで、誤りの伝搬を防ぐことを特徴と
する。
【0022】また、本願第3の発明は、請求項1,2に
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加
し、前記伝送路の階層の送信系列を多重化比率で時分割
多重化して伝送し、受信側では前記特定の階層に付加さ
れた多重化比率を検出して、当該多重化比率により時分
割で前記伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とす
る。
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加
し、前記伝送路の階層の送信系列を多重化比率で時分割
多重化して伝送し、受信側では前記特定の階層に付加さ
れた多重化比率を検出して、当該多重化比率により時分
割で前記伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とす
る。
【0023】具体的には、前記伝送路の階層L1 ,L2
,…,Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln
の送信系列に、前記多重化比率の情報を付加し、前記
伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の送信系列を前記多
重化比率で時分割多重化して伝送し、受信側では、前記
多重化比率を検出して、前記多重化比率により時分割で
前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の復号処理を施
すことで、前記多重化比率のダイナミックな変化を可能
としたことを特徴とする。
,…,Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln
の送信系列に、前記多重化比率の情報を付加し、前記
伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の送信系列を前記多
重化比率で時分割多重化して伝送し、受信側では、前記
多重化比率を検出して、前記多重化比率により時分割で
前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の復号処理を施
すことで、前記多重化比率のダイナミックな変化を可能
としたことを特徴とする。
【0024】また、本願第4の発明は、請求項1,2に
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に、前記伝送路の複数の階
層が一巡する周期でフレーム同期符号を付加し、受信側
では前記フレーム同期符号に基づいて同期を確立し時分
割で伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とする。
記載の伝送路の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良
である特定の階層の送信系列に、前記伝送路の複数の階
層が一巡する周期でフレーム同期符号を付加し、受信側
では前記フレーム同期符号に基づいて同期を確立し時分
割で伝送路の階層の復号処理を施すことを要旨とする。
【0025】具体的には、前記伝送路の階層L1 ,L2
,…,Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln
の送信系列に、前記n個の伝送路の階層が一巡する周
期(以下フレーム周期と呼ぶ)でフレーム同期符号を付
加し、受信側では、前記フレーム同期符号により前記フ
レーム周期を確立し、前記フレーム周期に基づいて、時
分割で伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の復号処理を
施すことを特徴とする。
,…,Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln
の送信系列に、前記n個の伝送路の階層が一巡する周
期(以下フレーム周期と呼ぶ)でフレーム同期符号を付
加し、受信側では、前記フレーム同期符号により前記フ
レーム周期を確立し、前記フレーム周期に基づいて、時
分割で伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の復号処理を
施すことを特徴とする。
【0026】また、本願第5の発明は、伝送路の各階層
を複数の変調キャリアを用いて伝送することを要旨とす
る。
を複数の変調キャリアを用いて伝送することを要旨とす
る。
【0027】具体的には、前記n種の階層に対してn個
以下の変調キャリアを用いて変復調することを特徴とす
る。
以下の変調キャリアを用いて変復調することを特徴とす
る。
【0028】また、本願第6の発明は、前記重み付けに
おけるFEC符号化として、符号化率の異なるパンクチ
ャドによるたたみ込み符号化(以下パンクチャド符号
化)を前記多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
し、かつ、最も伝送誤り特性の良い階層の後端に符号化
の拘束長に相当する数以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
おけるFEC符号化として、符号化率の異なるパンクチ
ャドによるたたみ込み符号化(以下パンクチャド符号
化)を前記多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序と
し、かつ、最も伝送誤り特性の良い階層の後端に符号化
の拘束長に相当する数以上のダミーブロックを付加する
ことを要旨とする。
【0029】また、本願第7の発明は、複数の積層化さ
れた情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付け
符号化及び変調をそれぞれに施して伝送する重み付け送
信装置であって、前記複数の情報源データ列を多重化比
率に基づき時分割多重する第1のマルチプレクサと、こ
の第1のマルチプレクサの出力にトレリス符号化を施す
トレリス符号化器と、前記変調のコンステレーションを
構成する変調シンボルの全体集合を複数の部分集合に、
具体的には請求項1に記載のように分割するとき、当該
部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルを指定する
送信信号配置データを出力する複数の信号配置分配器を
当該部分集合毎に具備し、前記伝送路の積層の時分割多
重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする第1の制御
手段を有することを要旨とする。
れた情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付け
符号化及び変調をそれぞれに施して伝送する重み付け送
信装置であって、前記複数の情報源データ列を多重化比
率に基づき時分割多重する第1のマルチプレクサと、こ
の第1のマルチプレクサの出力にトレリス符号化を施す
トレリス符号化器と、前記変調のコンステレーションを
構成する変調シンボルの全体集合を複数の部分集合に、
具体的には請求項1に記載のように分割するとき、当該
部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルを指定する
送信信号配置データを出力する複数の信号配置分配器を
当該部分集合毎に具備し、前記伝送路の積層の時分割多
重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする第1の制御
手段を有することを要旨とする。
【0030】具体的には、請求項1記載の重み付け伝送
に係り、トレリス符号化変調方式の符号化として、第1
の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn について、それぞれに
含まれる変調シンボルを指定する信号を出力する信号配
置分配器を、前記第1の部分集合それぞれについて(全
部でn個)具備し、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,
Ln の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の悪い
順序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln の順)となるよう
に制御する第1の制御回路を具備したことを特徴とする
ものである。
に係り、トレリス符号化変調方式の符号化として、第1
の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn について、それぞれに
含まれる変調シンボルを指定する信号を出力する信号配
置分配器を、前記第1の部分集合それぞれについて(全
部でn個)具備し、前記伝送路の階層L1 ,L2 ,…,
Ln の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の悪い
順序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln の順)となるよう
に制御する第1の制御回路を具備したことを特徴とする
ものである。
【0031】また、本願第8の発明は、前記伝送誤り特
性の良い階層から悪い階層に移るときに、トレリス符号
化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階層
に相当する部分の後端に、(符号化の拘束長に相当する
数−1)以上のダミーブロックを付加するダミーブロッ
ク付加手段を有することを要旨とする。
性の良い階層から悪い階層に移るときに、トレリス符号
化を施す前のデータ列のうち、伝送誤り特性の良い階層
に相当する部分の後端に、(符号化の拘束長に相当する
数−1)以上のダミーブロックを付加するダミーブロッ
ク付加手段を有することを要旨とする。
【0032】具体的には、請求項2に記載の重み付け伝
送に係り、伝送路の階層L1 ,L2,…,Ln の前記時
分割多重化における、任意の前記時分割多重化の順序の
なかで、伝送誤り特性の良い階層Lj から悪い階層Li
に移るときに(即ちi<j)、たたみ込み符号化器で符
号化する前のデータ列のうち、階層Lj に相当する部分
の後端に、(符号化の拘束長に相当する数−1)以上の
ダミーブロックを付加するダミーブロック付加回路を具
備したことを特徴とするものである。
送に係り、伝送路の階層L1 ,L2,…,Ln の前記時
分割多重化における、任意の前記時分割多重化の順序の
なかで、伝送誤り特性の良い階層Lj から悪い階層Li
に移るときに(即ちi<j)、たたみ込み符号化器で符
号化する前のデータ列のうち、階層Lj に相当する部分
の後端に、(符号化の拘束長に相当する数−1)以上の
ダミーブロックを付加するダミーブロック付加回路を具
備したことを特徴とするものである。
【0033】また、本願第9の発明は、請求項11,1
2に記載の複数の階層のうち伝送誤り特性が最良である
特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加する付
加手段を有することを要旨とする。
2に記載の複数の階層のうち伝送誤り特性が最良である
特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を付加する付
加手段を有することを要旨とする。
【0034】具体的には、請求項5,11,12に記載
の重み付け伝送に係り、n個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ln で伝送する前記情報
データ系列に、前記多重化比率の情報を付加する、多重
化比率情報付加回路を具備したことを特徴とするもので
ある。
の重み付け伝送に係り、n個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ln で伝送する前記情報
データ系列に、前記多重化比率の情報を付加する、多重
化比率情報付加回路を具備したことを特徴とするもので
ある。
【0035】また、本願第10の発明は、請求項10,
11に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層の送信系列に、当該複数の階層が一巡す
る周期でフレーム同期符号を付加するフレーム同期付加
手段を有することを要旨とする。
11に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層の送信系列に、当該複数の階層が一巡す
る周期でフレーム同期符号を付加するフレーム同期付加
手段を有することを要旨とする。
【0036】具体的には、請求項6,11,12に記載
の重み付け伝送に係り、n個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ln で伝送する前記情報
データ系列に、前記フレーム周期でフレーム同期符号を
付加するフレーム周期付加回路を具備したことを特徴と
するものである。
の重み付け伝送に係り、n個の情報データ系列のうち、
伝送誤り特性が最良である階層Ln で伝送する前記情報
データ系列に、前記フレーム周期でフレーム同期符号を
付加するフレーム周期付加回路を具備したことを特徴と
するものである。
【0037】また、本願第11の発明は、請求項11,
12に記載のn個の階層を含むトレリス符号化データ列
を、h個(h≦n)の階層に分離する第1のデマルチプ
レクサと、それぞれの出力をh個のディジタル変調を施
して送出するディジタル変調器を具備したことを特徴と
するものである。
12に記載のn個の階層を含むトレリス符号化データ列
を、h個(h≦n)の階層に分離する第1のデマルチプ
レクサと、それぞれの出力をh個のディジタル変調を施
して送出するディジタル変調器を具備したことを特徴と
するものである。
【0038】具体的には、請求項7,11,12に記載
の重み付け伝送に係り、n個の情報データ系列が時分割
多重されてトレリス符号化器により符号化され、その符
号化データ系列は、前記第1のデマルチプレクサにより
h個のデータ系列に分離される。その後h個のディジタ
ル変調器によりディジタル変調が施されることを特徴と
するものである。
の重み付け伝送に係り、n個の情報データ系列が時分割
多重されてトレリス符号化器により符号化され、その符
号化データ系列は、前記第1のデマルチプレクサにより
h個のデータ系列に分離される。その後h個のディジタ
ル変調器によりディジタル変調が施されることを特徴と
するものである。
【0039】また、本願第12の発明は、請求項11,
12,17に記載の複数の情報源データ列を所定の比率
で時分割多重化した後たたみ込み符号化するたたみ込み
符号化器と、その出力を所定の複数の比率で間引き処理
を施すパンクチャド手段を有し、伝送路の階層の時分割
多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする制御手段
と、(たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−1)以
上のダミーブロックを付加するダミーブロック付加手段
を有することを要旨とする。
12,17に記載の複数の情報源データ列を所定の比率
で時分割多重化した後たたみ込み符号化するたたみ込み
符号化器と、その出力を所定の複数の比率で間引き処理
を施すパンクチャド手段を有し、伝送路の階層の時分割
多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする制御手段
と、(たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−1)以
上のダミーブロックを付加するダミーブロック付加手段
を有することを要旨とする。
【0040】具体的には、請求項9,11,12,17
に記載の重み付け伝送に係る。
に記載の重み付け伝送に係る。
【0041】また、本願第13の発明は、複数の階層化
された情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施し所定の多重化比率で
時分割多重化して伝送されたデータを受信して、対応す
る重み付け復調及び復号を施すことで、元の階層化され
た情報源データ列に復号する重み付け伝送に用いる受信
装置であって、復調された信号をそれぞれ入力して当該
変調のコンステレーションを構成する変調シンボルの全
体集合を請求項1記載の複数の部分集合に分割すると
き、当該部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルに
対応した配置データを出力する複数の信号配置復号器
と、この複数の信号復号器からそれぞれ出力される配置
データを入力し所定の多重化比率に基づき時分割多重化
して出力する第2のマルチプレクサと、この第2のマル
チプレクサの出力を入力してトレリス復号を施すトレリ
ス復号器と、このトレリス復号器の出力を前記多重化比
率に基づき複数の伝送路の階層に分離する第2のデマル
チプレクサとを有し、複数の階層の時分割多重化された
データ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順序となる
ように制御する第2の制御手段を有することを要旨とす
る。
された情報源データ列に対し、それぞれに異なる重み付
け符号化及び変調をそれぞれに施し所定の多重化比率で
時分割多重化して伝送されたデータを受信して、対応す
る重み付け復調及び復号を施すことで、元の階層化され
た情報源データ列に復号する重み付け伝送に用いる受信
装置であって、復調された信号をそれぞれ入力して当該
変調のコンステレーションを構成する変調シンボルの全
体集合を請求項1記載の複数の部分集合に分割すると
き、当該部分集合のそれぞれに含まれる変調シンボルに
対応した配置データを出力する複数の信号配置復号器
と、この複数の信号復号器からそれぞれ出力される配置
データを入力し所定の多重化比率に基づき時分割多重化
して出力する第2のマルチプレクサと、この第2のマル
チプレクサの出力を入力してトレリス復号を施すトレリ
ス復号器と、このトレリス復号器の出力を前記多重化比
率に基づき複数の伝送路の階層に分離する第2のデマル
チプレクサとを有し、複数の階層の時分割多重化された
データ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順序となる
ように制御する第2の制御手段を有することを要旨とす
る。
【0042】具体的には、請求項2記載の重み付け伝送
に係り、n個の信号配置分配器出力のn個の配置データ
を入力とし、前記多重化の比率に基づき時分割多重化し
て出力する第2のマルチプレクサと、第2のマルチプレ
クサの出力を入力とする1個のトレリス復号器と、トレ
リス復号器の出力を前記多重化比率に基づき前記n個の
伝送路の階層に分離する第2のデマルチプレクサとを具
備し、伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の時分割多重
化されたデータ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順
序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln の順)となるように
制御する第2の制御回路を具備したことを特徴とするも
のである。
に係り、n個の信号配置分配器出力のn個の配置データ
を入力とし、前記多重化の比率に基づき時分割多重化し
て出力する第2のマルチプレクサと、第2のマルチプレ
クサの出力を入力とする1個のトレリス復号器と、トレ
リス復号器の出力を前記多重化比率に基づき前記n個の
伝送路の階層に分離する第2のデマルチプレクサとを具
備し、伝送路の階層L1 ,L2 ,…,Ln の時分割多重
化されたデータ列の復号順序を、伝送誤り特性の悪い順
序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln の順)となるように
制御する第2の制御回路を具備したことを特徴とするも
のである。
【0043】なお、本明細書においては、説明の便宜
上、トレリス復号器にBMU(ブランチメトリック演算
手段)を領域判定手段あるいは代表シンボル検出手段を
含めないものとする。これらは信号配置復号手段に含め
る。
上、トレリス復号器にBMU(ブランチメトリック演算
手段)を領域判定手段あるいは代表シンボル検出手段を
含めないものとする。これらは信号配置復号手段に含め
る。
【0044】さらに、本願第14の発明は、前記伝送誤
り特性の良い階層に相当する部分の後端に付加されたダ
ミーブロックについてもそのままトレリス復号処理を施
すことを要旨とする。
り特性の良い階層に相当する部分の後端に付加されたダ
ミーブロックについてもそのままトレリス復号処理を施
すことを要旨とする。
【0045】具体的には、請求項3に記載の重み付け伝
送に用いる受信装置において、ダミーブロックについて
もそのままトレリス復号処理を施すことを特徴とするも
のである。
送に用いる受信装置において、ダミーブロックについて
もそのままトレリス復号処理を施すことを特徴とするも
のである。
【0046】また、本願第15の発明は、請求項21,
22に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列から多重化比率情報を検出す
る多重化比率情報検出手段を有することを要旨とする。
22に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列から多重化比率情報を検出す
る多重化比率情報検出手段を有することを要旨とする。
【0047】具体的には、請求項5,21,22に記載
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層L1 ,L2 ,…,
Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln のデー
タ列から前記多重化比率情報を検出する多重化比率情報
検出回路を具備したことを特徴とするものである。
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層L1 ,L2 ,…,
Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln のデー
タ列から前記多重化比率情報を検出する多重化比率情報
検出回路を具備したことを特徴とするものである。
【0048】また、本願第16の発明は、請求項21,
22に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列からフレーム同期を確立する
フレーム同期手段を有することを要旨とする。
22に記載の複数の階層のうち、伝送誤り特性が最良で
ある特定の階層のデータ列からフレーム同期を確立する
フレーム同期手段を有することを要旨とする。
【0049】具体的には、請求項6,21,22に記載
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層L1 ,L2 ,…,
Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln のデー
タ列からフレーム周期を確立するフレーム同期回路を具
備したことを特徴とするものである。
の重み付け伝送に係り、伝送路の階層L1 ,L2 ,…,
Ln のうち、伝送誤り特性が最良である階層Ln のデー
タ列からフレーム周期を確立するフレーム同期回路を具
備したことを特徴とするものである。
【0050】また、本願第17の発明は、請求項21に
記載の複数配置復号器に入力する復調された信号を複数
のディジタル復調器から得ることを要旨とする。
記載の複数配置復号器に入力する復調された信号を複数
のディジタル復調器から得ることを要旨とする。
【0051】具体的には請求項7,21〜27に記載の
重み付け伝送に係り、h(h≦n)個の変調キャリアか
ら各復調データ列を復調するh個のディジタル復調器を
有することを特徴とする。
重み付け伝送に係り、h(h≦n)個の変調キャリアか
ら各復調データ列を復調するh個のディジタル復調器を
有することを特徴とする。
【0052】また、本願第18の発明は請求項21に記
載の第2のマルチプレクサ出力にデパンクチャド処理を
施すデパンクチャド回路と、その出力をビタビ復号する
ビタビ復号器を具備することを特徴とするものである。
載の第2のマルチプレクサ出力にデパンクチャド処理を
施すデパンクチャド回路と、その出力をビタビ復号する
ビタビ復号器を具備することを特徴とするものである。
【0053】
【作用】ディジタル変調のコンスタレーションを構成す
る変調シンボルをいくつかの部分集合(以下第1の部分
集合という)に分けるとき、それぞれの部分集合に含ま
れるトレリス符号化変調方式におけるサブセットシンボ
ル同士の最小ユークリッド距離に差をつけることによ
り、それぞれの前記第1の部分集合で伝送されるデータ
について、伝送誤りの特性に差(重み付け)を実現する
ことができる。
る変調シンボルをいくつかの部分集合(以下第1の部分
集合という)に分けるとき、それぞれの部分集合に含ま
れるトレリス符号化変調方式におけるサブセットシンボ
ル同士の最小ユークリッド距離に差をつけることによ
り、それぞれの前記第1の部分集合で伝送されるデータ
について、伝送誤りの特性に差(重み付け)を実現する
ことができる。
【0054】例えば、図2のようなトレリス符号化変調
器の変調シンボル全体集合Uについて、4つのサブセッ
トu0 (○のシンボル)、u1 (□のシンボル)、u2
(△のシンボル)、u3 (◎のシンボル)があり、それ
ぞれのサブセットについて、図3のような部分集合化に
よる分割操作を施す。
器の変調シンボル全体集合Uについて、4つのサブセッ
トu0 (○のシンボル)、u1 (□のシンボル)、u2
(△のシンボル)、u3 (◎のシンボル)があり、それ
ぞれのサブセットについて、図3のような部分集合化に
よる分割操作を施す。
【0055】即ち伝送路の階層L1 のデータ列の伝送に
は、図3(a)の16個の変調シンボル(1シンボル;
y3 y2 y1 y0 )を用い、階層L2 のデータ列の伝送
には、図12(b)の8個の変調シンボル(1シンボ
ル;y2 y1 y0 )を、そして、階層L3 のデータ列の
伝送には、図3(c)の4個の変調シンボル(1シンボ
ル;y1 y0 )を、用いるようにする。図2に示す、た
たみ込み符号化器に、符号間距離が十分とれるものを用
いると、伝送の誤り特性は、前記第2のユークリッド距
離の最小値に依存する(正確には漸近する)ことが知ら
れており、d2,i=√2dl,i なので図4のような特性
となる。
は、図3(a)の16個の変調シンボル(1シンボル;
y3 y2 y1 y0 )を用い、階層L2 のデータ列の伝送
には、図12(b)の8個の変調シンボル(1シンボ
ル;y2 y1 y0 )を、そして、階層L3 のデータ列の
伝送には、図3(c)の4個の変調シンボル(1シンボ
ル;y1 y0 )を、用いるようにする。図2に示す、た
たみ込み符号化器に、符号間距離が十分とれるものを用
いると、伝送の誤り特性は、前記第2のユークリッド距
離の最小値に依存する(正確には漸近する)ことが知ら
れており、d2,i=√2dl,i なので図4のような特性
となる。
【0056】なお、階層L3 の伝送においては、伝送に
用いるビットを図2のy0 とy1 の符号化ビットのみで
伝送するので、その伝送誤り特性は、符号化器の構成に
依存し、例えば図4のように、非符号化のQPSKより
も、C/N換算で8〜9dB改善された特性となる。こ
のようにして、各伝送路の階層のデータ列の伝送に重み
付けを施すことが可能となる。
用いるビットを図2のy0 とy1 の符号化ビットのみで
伝送するので、その伝送誤り特性は、符号化器の構成に
依存し、例えば図4のように、非符号化のQPSKより
も、C/N換算で8〜9dB改善された特性となる。こ
のようにして、各伝送路の階層のデータ列の伝送に重み
付けを施すことが可能となる。
【0057】この重み付け送信装置及び受信装置におい
て、本願第1の発明の方式、第10の発明の送信装置及
び第19の発明の受信装置の例で示す。図1の構成でト
レリス符号化器22及びそのトレリス復号器44によ
り、1組のトレリス符号化・復号により、伝送誤り特性
を改善し重み付け送・受信装置を実現することができる
(例えば、n=3)。この構成においては、各重み付け
を1組のトレリス符号化器と復号化器で実現しているの
で装置の規模の縮小を実現している。
て、本願第1の発明の方式、第10の発明の送信装置及
び第19の発明の受信装置の例で示す。図1の構成でト
レリス符号化器22及びそのトレリス復号器44によ
り、1組のトレリス符号化・復号により、伝送誤り特性
を改善し重み付け送・受信装置を実現することができる
(例えば、n=3)。この構成においては、各重み付け
を1組のトレリス符号化器と復号化器で実現しているの
で装置の規模の縮小を実現している。
【0058】これは、各階層のトレリス符号化器におお
けるたたみ込み符号化を共通としているため、トレリス
復号器を共通とすることが可能になるためである。
けるたたみ込み符号化を共通としているため、トレリス
復号器を共通とすることが可能になるためである。
【0059】また図1の第1の制御回路26及び第2の
制御回路46は、前記n個の伝送路の階層L1 ,L2 ,
…,Ln の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln )とするよう
制御したものである。これは、図5に示すように各階層
でたたみ込み符号化を時分割共有している場合、誤りの
悪い階層から良い階層に移るとき、復号においては、誤
りの伝搬が生じるからである。
制御回路46は、前記n個の伝送路の階層L1 ,L2 ,
…,Ln の前記時分割多重化の順序を、伝送誤り特性の
悪い順序(即ち階層L1 ,L2 ,…,Ln )とするよう
制御したものである。これは、図5に示すように各階層
でたたみ込み符号化を時分割共有している場合、誤りの
悪い階層から良い階層に移るとき、復号においては、誤
りの伝搬が生じるからである。
【0060】これは、その復号において、符号間距離の
連続性を用いているからであるが、前記のような順序で
伝送し、復号すれば、誤りの伝搬は、階層L1 から階層
Lnに移るときのみとなり、誤りの伝搬を最小限とする
ことができる。
連続性を用いているからであるが、前記のような順序で
伝送し、復号すれば、誤りの伝搬は、階層L1 から階層
Lnに移るときのみとなり、誤りの伝搬を最小限とする
ことができる。
【0061】なお、前記伝送路の階層L1 のデータ列と
は、具体的には、図1においては{Le1,Ie1/Qe1,
Id1/Qe2,Ld1}を示しており、この階層L2 データ
列とは{Le2,Ie2/Qe2,Id2/Qe2,Ld2}を示
す。
は、具体的には、図1においては{Le1,Ie1/Qe1,
Id1/Qe2,Ld1}を示しており、この階層L2 データ
列とは{Le2,Ie2/Qe2,Id2/Qe2,Ld2}を示
す。
【0062】本願第2の発明の方式、第11の発明の送
信装置、第20の発明の受信装置の方法及び構成で、前
記任意の時分割多重化において、伝送誤り特性の悪い階
層Li から伝送誤り特性の良い階層Lj (i<j)に移
るとき、Lj の階層のデータ列の後端にダミーブロック
(ダミーデータあるいは、階層L1 のデータの一部など
の誤り特性が悪くてもよいデータ)を付加して、前記誤
りの伝搬を防ぐことができる。
信装置、第20の発明の受信装置の方法及び構成で、前
記任意の時分割多重化において、伝送誤り特性の悪い階
層Li から伝送誤り特性の良い階層Lj (i<j)に移
るとき、Lj の階層のデータ列の後端にダミーブロック
(ダミーデータあるいは、階層L1 のデータの一部など
の誤り特性が悪くてもよいデータ)を付加して、前記誤
りの伝搬を防ぐことができる。
【0063】誤りの伝搬は、少なくともたたみ込み符号
化における拘束長のシンボル数にわたることは明らかで
あり、前記ダミーブロックは、少なくとも前記拘束長に
相当するシンボル数分付加する。さらに良好な特性を求
めるときには、ビタビ復号における最尤パスの判定に用
いるパスの長さ(すなわちビタビ復号の演算窓、通常拘
束長の4〜6倍)に相当するシンボル成分のダミーブロ
ックを付加する。前記ビタビ復号においては、このダミ
ーブロックは、そのまま処理し、図6のように、ダミー
ブロックに相当する復号シンボルは、前記誤りの伝搬を
含んでいるものの、ダミーブロックのシンボル数を十分
にとることにより、前記誤りの伝搬は、ダミーブロック
の期間で完結する。
化における拘束長のシンボル数にわたることは明らかで
あり、前記ダミーブロックは、少なくとも前記拘束長に
相当するシンボル数分付加する。さらに良好な特性を求
めるときには、ビタビ復号における最尤パスの判定に用
いるパスの長さ(すなわちビタビ復号の演算窓、通常拘
束長の4〜6倍)に相当するシンボル成分のダミーブロ
ックを付加する。前記ビタビ復号においては、このダミ
ーブロックは、そのまま処理し、図6のように、ダミー
ブロックに相当する復号シンボルは、前記誤りの伝搬を
含んでいるものの、ダミーブロックのシンボル数を十分
にとることにより、前記誤りの伝搬は、ダミーブロック
の期間で完結する。
【0064】第3の発明の方式、第12の発明の送信装
置、第21の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良であり、階層Ln にて各階層の時分割多重化にお
ける多重化比率の情報を転送することで、より確実な伝
送において、前記多重化比率を可能とすることを実現す
る。
置、第21の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良であり、階層Ln にて各階層の時分割多重化にお
ける多重化比率の情報を転送することで、より確実な伝
送において、前記多重化比率を可能とすることを実現す
る。
【0065】第4の発明の方式、第13の発明の送信装
置、第22の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良の階層Ln において、前記n個の伝送路の階層が
一巡する周期、即ちフレーム周期でフレーム同期符号を
付加し、受信側では前記フレーム同期符号によりフレー
ム同期をより確実に確立することができる。
置、第22の発明の受信装置においては、伝送誤り特性
が最良の階層Ln において、前記n個の伝送路の階層が
一巡する周期、即ちフレーム周期でフレーム同期符号を
付加し、受信側では前記フレーム同期符号によりフレー
ム同期をより確実に確立することができる。
【0066】図7、図8に前記多重化比率の情報と、フ
レーム同期符号とダミーブロック(以下3つを総称して
フレーム情報と呼ぶ)をフレーム情報付加回路263
(多重化比率情報付加回路、フレーム同期符号化回路と
プリアンブル付加回路とを含む)で階層Ln (n=3)
に付加して図6のタイミングで伝送し、受信側では、フ
レーム同期回路461でフレーム同期の確立を、そし
て、多重化比率情報検出回路462にて前記多重化比率
の情報を検出し、タイミング制御回路463で前記時分
割多重化の制御を行う例である。たたみ込み符号の復号
(ビタビ復号)にはブロックの概念がないのでフレーム
同期を確立する前に復号処理が可能である(シンボル同
期のみをとれていればよい)。
レーム同期符号とダミーブロック(以下3つを総称して
フレーム情報と呼ぶ)をフレーム情報付加回路263
(多重化比率情報付加回路、フレーム同期符号化回路と
プリアンブル付加回路とを含む)で階層Ln (n=3)
に付加して図6のタイミングで伝送し、受信側では、フ
レーム同期回路461でフレーム同期の確立を、そし
て、多重化比率情報検出回路462にて前記多重化比率
の情報を検出し、タイミング制御回路463で前記時分
割多重化の制御を行う例である。たたみ込み符号の復号
(ビタビ復号)にはブロックの概念がないのでフレーム
同期を確立する前に復号処理が可能である(シンボル同
期のみをとれていればよい)。
【0067】この場合、図7のようにトレリス符号化す
る前にフレーム同期を付加し、トレリス復号後(ビタビ
復号後)のデータ列を用いてフレーム同期を確立すると
いう構成をとる。すると、フレーム同期の確立に誤り訂
正の効果を含めることができ、確実にフレーム同期を確
立することが可能となる。
る前にフレーム同期を付加し、トレリス復号後(ビタビ
復号後)のデータ列を用いてフレーム同期を確立すると
いう構成をとる。すると、フレーム同期の確立に誤り訂
正の効果を含めることができ、確実にフレーム同期を確
立することが可能となる。
【0068】尚、このとき、フレーム情報付加回路26
3は、マルチプレクサ21の任意の前段の入力に設けて
も良い(図中、点線で示す)。
3は、マルチプレクサ21の任意の前段の入力に設けて
も良い(図中、点線で示す)。
【0069】特にLe3(伝送誤り特性が最良の階層)の
入力に設けるとフレーム同期の確立はさらに確実とな
る。
入力に設けるとフレーム同期の確立はさらに確実とな
る。
【0070】本願第5の発明の方式、第14の発明の送
信装置、第23の発明の受信装置においては、図9のよ
うに、複数の多値レベルの異なるディジタル変調器を用
いることで、より確実なキャリア再生とクロック再生が
可能となる。
信装置、第23の発明の受信装置においては、図9のよ
うに、複数の多値レベルの異なるディジタル変調器を用
いることで、より確実なキャリア再生とクロック再生が
可能となる。
【0071】本提案においては、トレリス符号化変調方
式における非符号化ビット数を制限することで、伝送誤
り特性に差を設けているので、変調レベルの異なるディ
ジタル変調器を複数用いる事が可能であり、最下位のレ
ベルのディジタル復調器のキャリア再生及びクロック再
生を、より高レベルのディジタル復調器のそれらに代用
することが可能となるわけである。
式における非符号化ビット数を制限することで、伝送誤
り特性に差を設けているので、変調レベルの異なるディ
ジタル変調器を複数用いる事が可能であり、最下位のレ
ベルのディジタル復調器のキャリア再生及びクロック再
生を、より高レベルのディジタル復調器のそれらに代用
することが可能となるわけである。
【0072】たとえば、第3のディジタル変調器25C
及び第3のディジタル復調器41CはQPSKのそれで
あり、キャリア再生及びクロック再生はそれ以上の多値
レベルの8QAM,16QAMのキャリア再生及びクロ
ック再生よりも簡単確実である。したがって第1,2,
3のディジタル変調器25のそれぞれのディジタル変調
の中心周波数f1 ,f2 ,f3 を簡単な整数比にしてお
くと、第3のディジタル復調器41cにより再生された
キャリアf3 を用いて残りのf1 ,f2 を再生すると、
第1,2のディジタル復調器41a,41bがそれぞれ
単独でキャリア再生するよりも簡単確実となる。
及び第3のディジタル復調器41CはQPSKのそれで
あり、キャリア再生及びクロック再生はそれ以上の多値
レベルの8QAM,16QAMのキャリア再生及びクロ
ック再生よりも簡単確実である。したがって第1,2,
3のディジタル変調器25のそれぞれのディジタル変調
の中心周波数f1 ,f2 ,f3 を簡単な整数比にしてお
くと、第3のディジタル復調器41cにより再生された
キャリアf3 を用いて残りのf1 ,f2 を再生すると、
第1,2のディジタル復調器41a,41bがそれぞれ
単独でキャリア再生するよりも簡単確実となる。
【0073】また、第1,2,3のディジタル変調器2
5a,25b,25cに入力のデータ列のクロックが同
期していれば、第3のディジタル復調器41cで再生し
たクロックを用いてId1/Qd1,及びId2/Qd2のデー
タ列のクロックを再生することができ、これも第1,2
のディジタル復調器41a,41bが単独でクロック再
生するよりも簡単確実となる。
5a,25b,25cに入力のデータ列のクロックが同
期していれば、第3のディジタル復調器41cで再生し
たクロックを用いてId1/Qd1,及びId2/Qd2のデー
タ列のクロックを再生することができ、これも第1,2
のディジタル復調器41a,41bが単独でクロック再
生するよりも簡単確実となる。
【0074】本願第6の発明の方式、第15の発明の送
信装置、第24の発明の受信装置においては、FEC符
号化した符号化率の異なるパンクチャド符号を用いると
き、同様な多重化の順序をダミーブロックの挿入を行う
ことで、誤りの伝搬のない重み付け伝送を実現すること
が可能となる。図10にこの発明に係る構成例を示す。
信装置、第24の発明の受信装置においては、FEC符
号化した符号化率の異なるパンクチャド符号を用いると
き、同様な多重化の順序をダミーブロックの挿入を行う
ことで、誤りの伝搬のない重み付け伝送を実現すること
が可能となる。図10にこの発明に係る構成例を示す。
【0075】
【実施例】以下、本発明に係る一実施例を図面を参照し
て説明する。図1は本発明に係る重み付け送信装置及び
その受信装置の概略の構成を示すブロック図である。
尚、図1及び後述の各実施例を示す図において、略同一
乃至均等のものは同一の符号を以て示し重複した説明を
省略する。
て説明する。図1は本発明に係る重み付け送信装置及び
その受信装置の概略の構成を示すブロック図である。
尚、図1及び後述の各実施例を示す図において、略同一
乃至均等のものは同一の符号を以て示し重複した説明を
省略する。
【0076】まず、送信側(重み付け送信装置20、n
=3)について説明する。情報源信号入力は、情報源信
号符号化装置11により圧縮等の処理及び階層化が施さ
れ、より重要な情報の順にLe3、Le2、Le1に分離出力
される(この例では階層数が3である)。これらの信号
は、第1のマルチプレクサ21により予め定めた所定の
割合で時分割多重化されて、トレリス符号化器22に入
力される。
=3)について説明する。情報源信号入力は、情報源信
号符号化装置11により圧縮等の処理及び階層化が施さ
れ、より重要な情報の順にLe3、Le2、Le1に分離出力
される(この例では階層数が3である)。これらの信号
は、第1のマルチプレクサ21により予め定めた所定の
割合で時分割多重化されて、トレリス符号化器22に入
力される。
【0077】トレリス符号化により誤り訂正のための冗
長ビットが加えられた信号は第1の信号配置分配器23
a、第2の信号配置分配器23b、第3の信号配置分配
器23cにそれぞれ入力される。これらはディジタル変
調器25で扱われる変調シンボルの全体集合Uについ
て、U≧S1 >S2 >S3 である第1の部分集合S1 、
S2 、S3 に分割される。また、それぞれの前記第1の
最小ユークリッド距離d1 、d2 、d3 についてd1 <
d2 <d3 とするとき、前記第1の信号配置分配器23
a、第2の信号配置分配器23b及び第3の信号配置分
配器23cは、それぞれ入力の伝送データに対し、それ
ぞれS1 、S2 、S3 に含まれる変調シンボルのみを指
定するI軸、Q軸への配置データIe1/Qe1、Ie2/Q
e2、Ie3/Qe3を出力する。第2のマルチプレクサ24
はこれらの配置データを前記多重比率に基づいて時分割
多重化しIe /Qe とし、ディジタル変調器25におい
て変調して送信する。
長ビットが加えられた信号は第1の信号配置分配器23
a、第2の信号配置分配器23b、第3の信号配置分配
器23cにそれぞれ入力される。これらはディジタル変
調器25で扱われる変調シンボルの全体集合Uについ
て、U≧S1 >S2 >S3 である第1の部分集合S1 、
S2 、S3 に分割される。また、それぞれの前記第1の
最小ユークリッド距離d1 、d2 、d3 についてd1 <
d2 <d3 とするとき、前記第1の信号配置分配器23
a、第2の信号配置分配器23b及び第3の信号配置分
配器23cは、それぞれ入力の伝送データに対し、それ
ぞれS1 、S2 、S3 に含まれる変調シンボルのみを指
定するI軸、Q軸への配置データIe1/Qe1、Ie2/Q
e2、Ie3/Qe3を出力する。第2のマルチプレクサ24
はこれらの配置データを前記多重比率に基づいて時分割
多重化しIe /Qe とし、ディジタル変調器25におい
て変調して送信する。
【0078】一方、受信側(重み付け受信装置40)で
は受信信号を入力としてディジタル復調器41はIe /
Qe に対応する配置データId /Qd を出力し、前記第
1、第2及び第3の信号配置分配器23a、23b、2
3cに対応した、第1の信号配置復号器42a、第2の
信号配置復号器42b及び第3の信号配置復号器42c
に入力され、変調シンボルの部分集合S1 、S2 、S3
に対応した配置復号データを、それぞれ出力する。
は受信信号を入力としてディジタル復調器41はIe /
Qe に対応する配置データId /Qd を出力し、前記第
1、第2及び第3の信号配置分配器23a、23b、2
3cに対応した、第1の信号配置復号器42a、第2の
信号配置復号器42b及び第3の信号配置復号器42c
に入力され、変調シンボルの部分集合S1 、S2 、S3
に対応した配置復号データを、それぞれ出力する。
【0079】これらを入力として第3のマルチプレクサ
43は、前記多重化比率に基づいた時分割多重化処理を
施してトレリス復号器44に入力し、その復号出力は、
Le1、Le2、Le3に対応するLd1、Ld2、Ld3が時分割
に多重されたデータ列を含む。これを多重分離化するた
めデマルチプレクサ45に入力され、その出力は情報源
信号復号装置61により元の情報源信号が再生され、出
力される。
43は、前記多重化比率に基づいた時分割多重化処理を
施してトレリス復号器44に入力し、その復号出力は、
Le1、Le2、Le3に対応するLd1、Ld2、Ld3が時分割
に多重されたデータ列を含む。これを多重分離化するた
めデマルチプレクサ45に入力され、その出力は情報源
信号復号装置61により元の情報源信号が再生され、出
力される。
【0080】次に、第1の実施例について図2を参照し
て詳細に説明する。ここでは、時分割多重化の順序のエ
ラーとダミーブロックの挿入により誤りの伝搬がない場
合の重み付け特性例を第1の実施例として示す。図2
は、ディジタル変調に16QAMを用いたときの、トレ
リス符号化変調方式における信号配置の例である。この
配置は、A.J.Viterbi 著のIEEE Communications Magazi
ne vol.27,1989の文献[2]「A Pragmatic Approach t
o Trellis-Coded Modulation」に基づいて、16QAM
用に応用されたものである。
て詳細に説明する。ここでは、時分割多重化の順序のエ
ラーとダミーブロックの挿入により誤りの伝搬がない場
合の重み付け特性例を第1の実施例として示す。図2
は、ディジタル変調に16QAMを用いたときの、トレ
リス符号化変調方式における信号配置の例である。この
配置は、A.J.Viterbi 著のIEEE Communications Magazi
ne vol.27,1989の文献[2]「A Pragmatic Approach t
o Trellis-Coded Modulation」に基づいて、16QAM
用に応用されたものである。
【0081】この信号配置は次のようにして決める。符
号化器kの符号化率はR=1/2であり(k=2,m=
4)、符号化ビットは2ビット(y1 y0 )のため、こ
れにより指定されるサブセットは4個(u0 ,u1 ,u
2 ,u3 )ある。すなわち、(y1 y0 )=(00)の
変調シンボルの集合をu0 とし「○」で表し、(y1 y
0 )=(01)の変調シンボルの集合をu1 とし「□」
で表し、(y1 y0 )=(10)の変調シンボルの集合
をu2 とし「△」で表し、(y1 y0 )=(11)の変
調シンボルの集合をu3 とし「◎」で表す。また16Q
AMの変調シンボルの全体集合をUとすると、 U=u0 ∪u1 ∪u2 ∪u3 である。符号化変調における各サブセットの配置は、Un
gerboeckによる集合分割(Set partitioning)の原理を
応用して、各サブセット内の変調シンボル同士の距離を
最大化するように行う。これにより、図2(b)に示す
たたみ込み符号化器に、その誤り訂正が強力に行えるよ
うなもの、すなわち(y1 y0 )で示される符号系列間
の距離が十分大きいものを用いると、符号化ビットの復
号が正しく行われるような状態(C/Nがある程度以上
である)において復号化変調における伝送誤り特性はお
およそ前記サブセット内の変調シンボル同士の距離に依
存する。
号化器kの符号化率はR=1/2であり(k=2,m=
4)、符号化ビットは2ビット(y1 y0 )のため、こ
れにより指定されるサブセットは4個(u0 ,u1 ,u
2 ,u3 )ある。すなわち、(y1 y0 )=(00)の
変調シンボルの集合をu0 とし「○」で表し、(y1 y
0 )=(01)の変調シンボルの集合をu1 とし「□」
で表し、(y1 y0 )=(10)の変調シンボルの集合
をu2 とし「△」で表し、(y1 y0 )=(11)の変
調シンボルの集合をu3 とし「◎」で表す。また16Q
AMの変調シンボルの全体集合をUとすると、 U=u0 ∪u1 ∪u2 ∪u3 である。符号化変調における各サブセットの配置は、Un
gerboeckによる集合分割(Set partitioning)の原理を
応用して、各サブセット内の変調シンボル同士の距離を
最大化するように行う。これにより、図2(b)に示す
たたみ込み符号化器に、その誤り訂正が強力に行えるよ
うなもの、すなわち(y1 y0 )で示される符号系列間
の距離が十分大きいものを用いると、符号化ビットの復
号が正しく行われるような状態(C/Nがある程度以上
である)において復号化変調における伝送誤り特性はお
およそ前記サブセット内の変調シンボル同士の距離に依
存する。
【0082】図2の場合には、非符号化16QAMの変
調シンボル同士の最小ユークリッド距離をdとすると、
前記サブセット内の変調シンボル同士の最小ユークリッ
ド距離は2dである。したがって、非符号化16QAM
に対し、C/N換算にして、概略6dBの符号化変調に
おけるシンボルエラー率の改善が見込める。
調シンボル同士の最小ユークリッド距離をdとすると、
前記サブセット内の変調シンボル同士の最小ユークリッ
ド距離は2dである。したがって、非符号化16QAM
に対し、C/N換算にして、概略6dBの符号化変調に
おけるシンボルエラー率の改善が見込める。
【0083】ただし、非符号化16QAMが変調1シン
ボルで4bitの情報を伝送できるのに対し、図2に示
す符号化変調方式については変調1シンボル当り3bi
tの情報(x3 x2 x1 )しか伝送できないことに注意
を要する。つまり、前記C/N換算における、伝送誤り
特性の改善度の6dBという数値の中には、この情報の
伝送レートの犠牲を含んでいるので、通常用いられてい
る符号化利得とは定義が異なるものとなっている。
ボルで4bitの情報を伝送できるのに対し、図2に示
す符号化変調方式については変調1シンボル当り3bi
tの情報(x3 x2 x1 )しか伝送できないことに注意
を要する。つまり、前記C/N換算における、伝送誤り
特性の改善度の6dBという数値の中には、この情報の
伝送レートの犠牲を含んでいるので、通常用いられてい
る符号化利得とは定義が異なるものとなっている。
【0084】しかしながら、本発明で議論している重み
付け伝送においては、こういった各階層における情報部
の伝送レートの犠牲の差を一般に含んでいるので、前記
符号化利得で議論を進めていくのは不適当であることか
ら、以下の議論においても前述したようなC/N換算に
おける伝送誤り(シンボルエラー率あるいはビットエラ
ー率)の改善度(以下単に改善度とする)に着目するも
のとする。
付け伝送においては、こういった各階層における情報部
の伝送レートの犠牲の差を一般に含んでいるので、前記
符号化利得で議論を進めていくのは不適当であることか
ら、以下の議論においても前述したようなC/N換算に
おける伝送誤り(シンボルエラー率あるいはビットエラ
ー率)の改善度(以下単に改善度とする)に着目するも
のとする。
【0085】各サブセットの配置は以上の通りである
が、ビットの割り付けは次のようにして行う。符号化変
調方式の復号は例えば特願平5−275599号と特願
平5−275660号に示すように、軟判定された復調
シンボルに最も近い各サブセットの変調シンボル(サブ
セットの代表点)に対して復号操作を施す。
が、ビットの割り付けは次のようにして行う。符号化変
調方式の復号は例えば特願平5−275599号と特願
平5−275660号に示すように、軟判定された復調
シンボルに最も近い各サブセットの変調シンボル(サブ
セットの代表点)に対して復号操作を施す。
【0086】従って、そのサブセットの代表点で組とな
る({◎,△,○,□}、例えば{(0011),(1
010),(1100),(0101)})4つの変調
シンボル同士について符号化ビットについてグレイコー
ドでマッピングする。すなわち、隣合う変調シンボル同
士の(y1 y0 )に関するハミング距離を“1”とす
る。また、各サブセット内の変調シンボル同士につい
て、非符号化ビットについてもグレイコードでマッピン
グする。すなわち、例えば○の4つの変調シンボル同士
の(y3 y2 )について、隣合う変調シンボル同士のハ
ミング距離を“1”とする。前記文献[2]においては
PSK変調を用いて同様な信号配置が施されている。
る({◎,△,○,□}、例えば{(0011),(1
010),(1100),(0101)})4つの変調
シンボル同士について符号化ビットについてグレイコー
ドでマッピングする。すなわち、隣合う変調シンボル同
士の(y1 y0 )に関するハミング距離を“1”とす
る。また、各サブセット内の変調シンボル同士につい
て、非符号化ビットについてもグレイコードでマッピン
グする。すなわち、例えば○の4つの変調シンボル同士
の(y3 y2 )について、隣合う変調シンボル同士のハ
ミング距離を“1”とする。前記文献[2]においては
PSK変調を用いて同様な信号配置が施されている。
【0087】ところで図2の変調シンボルの全体集合U
について伝送路の階層L1 に割り当てる第1の部分集合
S1 を集合Uとする。また各サブセットの前記第2の部
分集合S1,0 ,S1,1 ,S1,2 ,S1,3 について、 S1,0 =u0 S1,1 =u1 S1,2 =u2 S1,3 =u3 とする。なお、S1 =S1,0 ∪S1,1 ∪S1,2 ∪S1,3
である。
について伝送路の階層L1 に割り当てる第1の部分集合
S1 を集合Uとする。また各サブセットの前記第2の部
分集合S1,0 ,S1,1 ,S1,2 ,S1,3 について、 S1,0 =u0 S1,1 =u1 S1,2 =u2 S1,3 =u3 とする。なお、S1 =S1,0 ∪S1,1 ∪S1,2 ∪S1,3
である。
【0088】第1の部分集合S1 に含まれる変調シンボ
ル同士の第1の最小ユークリッド距離d1 はdに等し
い。また、各S1,i (i=0,1,2,3)における第
2の最小ユークリッド距離d1,i (i=0,1,2,
3)は2dに等しい。
ル同士の第1の最小ユークリッド距離d1 はdに等し
い。また、各S1,i (i=0,1,2,3)における第
2の最小ユークリッド距離d1,i (i=0,1,2,
3)は2dに等しい。
【0089】図3に第1の実施例における第1の部分集
合S1 ,S2 ,S3 の信号配置を示す。図3(a)及び
(b)は(y1 y0 )=(00)である○の変調シンボ
ルのみを示している。図3(a)の第1の部分集合S1
の全シンボルの信号配置は既に説明した図2に示したも
のである。図3(b)の第1の部分集合S2 の全シンボ
ルの信号配置を図12に示す。第1の部分集合S2 は集
合Uのうち半分の8個の変調シンボルのみを用いる(U
⊃S2 )。つまり、第1の部分集合S1 の内、「・」で
示す変調シンボルは使っていない。第1の部分集合S2
においては、その第2の部分集合S2,0 ,S2,1 ,S2,
2 ,S2,3 について、それぞれ図12に示す変調シンボ
ル○,□,△,◎とする。各変調シンボルの伝送ビット
数は3bit(y2 y1 y0 )なので情報ビット数は2
bit(x2 x1 )である。符号化は、x1 を(y1 y
0 )の2bitに拡大し、y2 =x2 とする。
合S1 ,S2 ,S3 の信号配置を示す。図3(a)及び
(b)は(y1 y0 )=(00)である○の変調シンボ
ルのみを示している。図3(a)の第1の部分集合S1
の全シンボルの信号配置は既に説明した図2に示したも
のである。図3(b)の第1の部分集合S2 の全シンボ
ルの信号配置を図12に示す。第1の部分集合S2 は集
合Uのうち半分の8個の変調シンボルのみを用いる(U
⊃S2 )。つまり、第1の部分集合S1 の内、「・」で
示す変調シンボルは使っていない。第1の部分集合S2
においては、その第2の部分集合S2,0 ,S2,1 ,S2,
2 ,S2,3 について、それぞれ図12に示す変調シンボ
ル○,□,△,◎とする。各変調シンボルの伝送ビット
数は3bit(y2 y1 y0 )なので情報ビット数は2
bit(x2 x1 )である。符号化は、x1 を(y1 y
0 )の2bitに拡大し、y2 =x2 とする。
【0090】各第2の部分集合S2,i (i=0,1,
2,3)に含まれる変調シンボル同士の第2の最小のユ
ークリッド距離d2,i (i=0,1,2,3)は√8d
でありd1,i (i=0,1,2,3)の√2倍である。
したがって伝送路の階層L1 と階層L2 の誤り特性の差
はシンボルエラー率について3dBの改善度となる。ま
た第1の最小ユークリッド距離についてd2 =√2d=
√2d1 である。
2,3)に含まれる変調シンボル同士の第2の最小のユ
ークリッド距離d2,i (i=0,1,2,3)は√8d
でありd1,i (i=0,1,2,3)の√2倍である。
したがって伝送路の階層L1 と階層L2 の誤り特性の差
はシンボルエラー率について3dBの改善度となる。ま
た第1の最小ユークリッド距離についてd2 =√2d=
√2d1 である。
【0091】第1の部分集合S3 については、図3
(c)に示すように16QAMの4隅のシンボルのみと
する。その第2の部分集合S3,i (=0,1,2,3)
の要素の数は“1”であり、それぞれの第2の最小ユー
クリッド距離は、前記定義により∞とする(d3,i =
∞,i=0,1,2,3)。また第1の最小ユークリッ
ド距離はd3 =3d =3d1であり、第1の部分集合S3
のコンスタレーションはQPSKのコンスタレーション
であるので、前記符号化に拘束長7の強力なたたみ込み
符号を用いてトレリス符号化変調とすると階層L3 に対
する誤り特性は、非符号化のQPSKに対して8〜9d
Bの改善度を実現する。
(c)に示すように16QAMの4隅のシンボルのみと
する。その第2の部分集合S3,i (=0,1,2,3)
の要素の数は“1”であり、それぞれの第2の最小ユー
クリッド距離は、前記定義により∞とする(d3,i =
∞,i=0,1,2,3)。また第1の最小ユークリッ
ド距離はd3 =3d =3d1であり、第1の部分集合S3
のコンスタレーションはQPSKのコンスタレーション
であるので、前記符号化に拘束長7の強力なたたみ込み
符号を用いてトレリス符号化変調とすると階層L3 に対
する誤り特性は、非符号化のQPSKに対して8〜9d
Bの改善度を実現する。
【0092】従って、 d2,i =(√2)×d1,i , d3,i =∞(i=0,1,2,3), d3 =3di,d2 =(√2)×d1 のときの各階層の誤り特性は図4のようになる。階層L
1 に比べて階層L3 での伝送誤り特性の改善度は、復号
誤り伝搬がない場合にはC/Nに換算して15〜16d
Bにも達する。
1 に比べて階層L3 での伝送誤り特性の改善度は、復号
誤り伝搬がない場合にはC/Nに換算して15〜16d
Bにも達する。
【0093】次に第2の実施例について説明する。第1
3図に、図1に示した第1の実施例の重み付け送信装置
の他の実施例を示す。この図13に示す伝送路の各階層
階層L1 ,L2 ,L3 の1シンボル当りの伝送レートの
比率は、3:2:1であるので、情報源データ列Le1,
Le2,Le3の入力ビット数を、それぞれ3bit,2b
it,1bitとしておく。第1のマルチプレクサ21
Bは、これらを指定した比率で時分割多重化したデータ
列とし、たたみ込み符号化器221を含む構成としたト
レリス符号化器22に入力の3bit(x3 x2 x1 )
のうち最下位のビットx1 についてのみ、2ビット(y
1 y0 )に拡大して、冗長度を付加した伝送符号(y3
y2 y1 y0 )を得る。
3図に、図1に示した第1の実施例の重み付け送信装置
の他の実施例を示す。この図13に示す伝送路の各階層
階層L1 ,L2 ,L3 の1シンボル当りの伝送レートの
比率は、3:2:1であるので、情報源データ列Le1,
Le2,Le3の入力ビット数を、それぞれ3bit,2b
it,1bitとしておく。第1のマルチプレクサ21
Bは、これらを指定した比率で時分割多重化したデータ
列とし、たたみ込み符号化器221を含む構成としたト
レリス符号化器22に入力の3bit(x3 x2 x1 )
のうち最下位のビットx1 についてのみ、2ビット(y
1 y0 )に拡大して、冗長度を付加した伝送符号(y3
y2 y1 y0 )を得る。
【0094】第1の信号配置分配器23aは、図2に示
す第1の部分集合S1 の変調シンボルを指定する配置デ
ータIe1/Qe1を出力する。また、第1の部分集合S1
の4隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットのうち下
位2bitの(y1 y0 )と図3(c)の第1の部分集
合S3 における4つの変調シンボルに割り当てた(y1
y0 )は一致する。そこで、第1の部分集合S3 におい
てy3 =1,y2 =1とすると、第1の部分集合S1 の
4隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットの第1の部
分集合S3 のそれは、全ビット一致する。
す第1の部分集合S1 の変調シンボルを指定する配置デ
ータIe1/Qe1を出力する。また、第1の部分集合S1
の4隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットのうち下
位2bitの(y1 y0 )と図3(c)の第1の部分集
合S3 における4つの変調シンボルに割り当てた(y1
y0 )は一致する。そこで、第1の部分集合S3 におい
てy3 =1,y2 =1とすると、第1の部分集合S1 の
4隅の変調シンボルに割り当てた伝送ビットの第1の部
分集合S3 のそれは、全ビット一致する。
【0095】そこで、L3eを伝送するタイミングでは、
x3 =x2 =1とすることで第1の信号配置分配器23
aを用いることが可能となる。なお、Le2を伝送するタ
イミングでは図12に示す信号配置を用いるので第2の
信号配置分配器23bが別個に必要で、また伝送信号は
3bit(y2 y1 y0 )のみ用いる(x3 の入力は不
要である)。
x3 =x2 =1とすることで第1の信号配置分配器23
aを用いることが可能となる。なお、Le2を伝送するタ
イミングでは図12に示す信号配置を用いるので第2の
信号配置分配器23bが別個に必要で、また伝送信号は
3bit(y2 y1 y0 )のみ用いる(x3 の入力は不
要である)。
【0096】第1の配置分配器23a及び第2の配置分
配器23bの出力は、第2のマルチプレクサ24で前記
時分割多重化の比率で時分割多重化されたIe /Qe に
され、16QAM変調器32により送信信号を得る。こ
のとき、第1の制御回路26は図7に示した制御回路と
同様のものである。
配器23bの出力は、第2のマルチプレクサ24で前記
時分割多重化の比率で時分割多重化されたIe /Qe に
され、16QAM変調器32により送信信号を得る。こ
のとき、第1の制御回路26は図7に示した制御回路と
同様のものである。
【0097】次に第3の実施例について説明する。この
第3の実施例は前記第2の実施例の別の実施例であり、
図14及び図15に示す。第1の部分集合S2 は、変調
シンボルの配置について、S1 ⊃S2 なので、ROM3
3で伝送符号のマッピングを変換することにより信号配
置分配器23を共通化できる。
第3の実施例は前記第2の実施例の別の実施例であり、
図14及び図15に示す。第1の部分集合S2 は、変調
シンボルの配置について、S1 ⊃S2 なので、ROM3
3で伝送符号のマッピングを変換することにより信号配
置分配器23を共通化できる。
【0098】例えば、図12(a)のマッピングを用い
るときに、第1の部分集合S2 において(y2 y1 y0
)=(001)をマッピングする変調シンボルは、第
1の部分集合S1 において、(y3 y2 y1 y0 )=
(1011)をマッピングする変調シンボルに相当す
る。第2のマルチプレクサ24で、(y3 y2 y1 y0
)と(y2 y1 y0 )をROM33で4bitに拡大
した信号とを、時分割多重化して(y'3 y'2 y'1
y'0)とし、第1の信号配置分配器23に入力すること
で、Ie /Qe が得られる。
るときに、第1の部分集合S2 において(y2 y1 y0
)=(001)をマッピングする変調シンボルは、第
1の部分集合S1 において、(y3 y2 y1 y0 )=
(1011)をマッピングする変調シンボルに相当す
る。第2のマルチプレクサ24で、(y3 y2 y1 y0
)と(y2 y1 y0 )をROM33で4bitに拡大
した信号とを、時分割多重化して(y'3 y'2 y'1
y'0)とし、第1の信号配置分配器23に入力すること
で、Ie /Qe が得られる。
【0099】なお、ROM33と第2のマルチプレクサ
24及び、第1の信号配置分配器23を、1つのROM
と時分割多重化を制御する制御回路で構成することも可
能である。この場合は、前記1つのROM33の入力ア
ドレスとして、(y3 y2 y1 y0 )と、前記制御回路
が出力する制御信号とすることで、出力をIe /Qeと
するROMで構成する。また、180°位相不確定の図
12(b)のマッピングについても同様である。180
°の位相不確定性を利用するときは、たたみ込み符号化
の前に差動符号化を行う。
24及び、第1の信号配置分配器23を、1つのROM
と時分割多重化を制御する制御回路で構成することも可
能である。この場合は、前記1つのROM33の入力ア
ドレスとして、(y3 y2 y1 y0 )と、前記制御回路
が出力する制御信号とすることで、出力をIe /Qeと
するROMで構成する。また、180°位相不確定の図
12(b)のマッピングについても同様である。180
°の位相不確定性を利用するときは、たたみ込み符号化
の前に差動符号化を行う。
【0100】次に第4の実施例について説明する。図1
6は、前記第2あるいは第3の実施例による重み付け信
号装置に対応する重み付け受信装置の実施例である。受
信信号は16QAM復調器51により復調され、受信シ
ンボル位置のI成分とQ成分に対応する信号Id /Qd
を得る。たたみ込み符号化されたビットx1を復号する
のにビタビ復号を用いるが、そのためには一般に軟判定
を行う。図2に示す変調シンボルを硬判定するには、例
えば各軸毎に3bit(−3:100,−1:111,
+1:001,+3:011)で十分であるが、軟判定
にはさらに細かく、どの変調シンボルにどれだけ近いか
を表現する必要がある。例えば、これを各軸6bitで
表現し、(−3:101000,−1:111000,
+1:001000,+3:010000)とする。
6は、前記第2あるいは第3の実施例による重み付け信
号装置に対応する重み付け受信装置の実施例である。受
信信号は16QAM復調器51により復調され、受信シ
ンボル位置のI成分とQ成分に対応する信号Id /Qd
を得る。たたみ込み符号化されたビットx1を復号する
のにビタビ復号を用いるが、そのためには一般に軟判定
を行う。図2に示す変調シンボルを硬判定するには、例
えば各軸毎に3bit(−3:100,−1:111,
+1:001,+3:011)で十分であるが、軟判定
にはさらに細かく、どの変調シンボルにどれだけ近いか
を表現する必要がある。例えば、これを各軸6bitで
表現し、(−3:101000,−1:111000,
+1:001000,+3:010000)とする。
【0101】第1の信号配置復号器42a及び第2の信
号配置復号器42bは、サブセットの代表シンボル検出
回路とBMUを含んでおり、Id /Qd からまず硬判定
により各サブセットの代表シンボル(この例では、受信
シンボルに最も近い4つのシンボル)を判定し、その上
位2bitずつ合計8bitをR1 、1bitずつ合計
4bitをR2 として、それぞれ出力する。なお第1の
部分集合S3 は各サブセットは1つなので、硬判定は必
要としない。
号配置復号器42bは、サブセットの代表シンボル検出
回路とBMUを含んでおり、Id /Qd からまず硬判定
により各サブセットの代表シンボル(この例では、受信
シンボルに最も近い4つのシンボル)を判定し、その上
位2bitずつ合計8bitをR1 、1bitずつ合計
4bitをR2 として、それぞれ出力する。なお第1の
部分集合S3 は各サブセットは1つなので、硬判定は必
要としない。
【0102】さらに、硬判定した各サブセットの代表シ
ンボルとのユークリッド距離の2乗を計算し、各4つ分
のブランチメトリックλ1 ,λ2 ,λ3 を出力する。こ
のブランチメトリックは適当なビット数で表現され、例
えば特願平5−275660号によれば1つのブランチ
メトリックは3bitで表現されるので、λ1 ,λ2,
λ3 はそれぞれ12bitである。
ンボルとのユークリッド距離の2乗を計算し、各4つ分
のブランチメトリックλ1 ,λ2 ,λ3 を出力する。こ
のブランチメトリックは適当なビット数で表現され、例
えば特願平5−275660号によれば1つのブランチ
メトリックは3bitで表現されるので、λ1 ,λ2,
λ3 はそれぞれ12bitである。
【0103】これらサブセットの代表のシンボルの組の
情報R1 ,R2 とブランチメトリックλ1 ,λ2 ,λ3
が前記時分割多重化の比率の情報に基づき、第3のマル
チプレクサ43により時分割多重化されたRとλを得
る。これらより、まず、Ld1,Ld2を復号するときは、
λを用いてビタビ復号されたビットを、再度、送信側と
同じたたみ込み符号化を行って復号された符号化ビット
(2bit)を得る。これらを入力として非符号化ビッ
ト復号回路441により、前記R(R1 )で指定される
サブセットの代表シンボルの組の中から、そのサブセッ
トが復号のシンボルに相当するか決定され、上記2bi
tが決定される。
情報R1 ,R2 とブランチメトリックλ1 ,λ2 ,λ3
が前記時分割多重化の比率の情報に基づき、第3のマル
チプレクサ43により時分割多重化されたRとλを得
る。これらより、まず、Ld1,Ld2を復号するときは、
λを用いてビタビ復号されたビットを、再度、送信側と
同じたたみ込み符号化を行って復号された符号化ビット
(2bit)を得る。これらを入力として非符号化ビッ
ト復号回路441により、前記R(R1 )で指定される
サブセットの代表シンボルの組の中から、そのサブセッ
トが復号のシンボルに相当するか決定され、上記2bi
tが決定される。
【0104】同様にLd2を復号するときには、前記復号
された符号化ビットより、R(R2)により指定される
サブセットの代表シンボルの組(4つの変調シンボル)
中からひとつが選ばれ上位1bitが決定される。Ld3
を復号するタイミングにおいては、Rは不必要で、ビタ
ビ復号回路442のみにより、最下位ビットのみが復号
されLd3の出力を得る。
された符号化ビットより、R(R2)により指定される
サブセットの代表シンボルの組(4つの変調シンボル)
中からひとつが選ばれ上位1bitが決定される。Ld3
を復号するタイミングにおいては、Rは不必要で、ビタ
ビ復号回路442のみにより、最下位ビットのみが復号
されLd3の出力を得る。
【0105】なお、通常ビタビ復号にはブランチメトリ
ックを演算する部分を含めるが、本実施例においては便
宜上含めないものとしている。
ックを演算する部分を含めるが、本実施例においては便
宜上含めないものとしている。
【0106】トレリス復号器442の出力は、これらの
データが時分割で多重されたデータ率となっているの
で、デマルチプレクサ45で元のLd1,Ld2,Ld3に分
離して出力する。
データが時分割で多重されたデータ率となっているの
で、デマルチプレクサ45で元のLd1,Ld2,Ld3に分
離して出力する。
【0107】なお、図16の構成で、第1、第2及び第
3の信号配置復号器42a,42b,42cと第3のマ
ルチプレクサ43を、1つのROMと時分割多重化の制
御を行う制御回路により構成できることは明らかであ
る。このとき前記ROMの入力アドレスを、Id /Qd
及び前記制御回路の出力とし、前記ROMの出力をRと
λにする。第2の制御回路46は、例えばフレーム同期
を検出し、そのフレーム内に伝送誤り特性の悪い順序に
トレリス符号するように制御する。
3の信号配置復号器42a,42b,42cと第3のマ
ルチプレクサ43を、1つのROMと時分割多重化の制
御を行う制御回路により構成できることは明らかであ
る。このとき前記ROMの入力アドレスを、Id /Qd
及び前記制御回路の出力とし、前記ROMの出力をRと
λにする。第2の制御回路46は、例えばフレーム同期
を検出し、そのフレーム内に伝送誤り特性の悪い順序に
トレリス符号するように制御する。
【0108】次に第5の実施例について図18を参照し
て説明する。前記トレリス符号化のたたみ込み符号化を
含む場合、ビタビ復号では、一つの復号シンボルの再生
に、複数の変調シンボルを必要とする。このため、伝送
誤り特性の悪い階層から良い階層に移るとき、図5に示
すように、前者から後者への誤り伝搬が生じることにな
る。
て説明する。前記トレリス符号化のたたみ込み符号化を
含む場合、ビタビ復号では、一つの復号シンボルの再生
に、複数の変調シンボルを必要とする。このため、伝送
誤り特性の悪い階層から良い階層に移るとき、図5に示
すように、前者から後者への誤り伝搬が生じることにな
る。
【0109】そこで図18に示すように、1フレーム内
では、伝送誤り特性の悪い階層から良い階層に順に時分
割多重化することで、誤りの伝搬の影響を最小とするこ
とができる。例えば、階層L1 →L2 →L3 とした場
合、誤りの伝搬はフレームの境界(フレームの後端)に
ついてのみ生じる。この場合フレームの後端の数シンボ
ル〜数十シンボル、すなわち拘束長〜拘束長の4〜6倍
分のシンボル分については誤り特性が悪くても良いデー
タを多重すると良い。例えば、ダミーのデータ列(ダミ
ーブロックD)あるいは階層L1 のデータ列とすると良
い。ただし、階層L1 のデータ列を多重する場合は、こ
の部分の伝送効率は1変調シンボルにつき1bitの伝
送しかできないことに注意を要する。
では、伝送誤り特性の悪い階層から良い階層に順に時分
割多重化することで、誤りの伝搬の影響を最小とするこ
とができる。例えば、階層L1 →L2 →L3 とした場
合、誤りの伝搬はフレームの境界(フレームの後端)に
ついてのみ生じる。この場合フレームの後端の数シンボ
ル〜数十シンボル、すなわち拘束長〜拘束長の4〜6倍
分のシンボル分については誤り特性が悪くても良いデー
タを多重すると良い。例えば、ダミーのデータ列(ダミ
ーブロックD)あるいは階層L1 のデータ列とすると良
い。ただし、階層L1 のデータ列を多重する場合は、こ
の部分の伝送効率は1変調シンボルにつき1bitの伝
送しかできないことに注意を要する。
【0110】次に第6の実施例について図7及び図8を
参照して説明する。FEC符号化に、たたみ込み符号を
含む場合の利点は、その復号法であるビタビ復号に数十
〜数百シンボル分のブロック同期を必要としない点にあ
る。特にトレリス符号化変調方式を用いた場合には、受
信した変調シンボル毎の同期、具体的にはディジタル復
調器で再生するシンボル同期さえ確立していれば、FE
C復号が可能である。従って前記フレームの同期確立に
も、FEC復号後のデータ列を用いることができるの
で、確実なフレーム同期の確立を実現することが可能と
なる。
参照して説明する。FEC符号化に、たたみ込み符号を
含む場合の利点は、その復号法であるビタビ復号に数十
〜数百シンボル分のブロック同期を必要としない点にあ
る。特にトレリス符号化変調方式を用いた場合には、受
信した変調シンボル毎の同期、具体的にはディジタル復
調器で再生するシンボル同期さえ確立していれば、FE
C復号が可能である。従って前記フレームの同期確立に
も、FEC復号後のデータ列を用いることができるの
で、確実なフレーム同期の確立を実現することが可能と
なる。
【0111】図7において、第1の制御回路26に設け
られるフレーム情報付加回路263により、多重化比率
の情報またはフレーム同期信号、あるいはその両方が、
FEC符号化の前のデータ列(伝送誤りが最良の階層L
3 のデータ列)に付加される。受信側では図8に示すよ
うにトレリス復号後のデータ列から多重化比率情報の検
出またはフレーム同期の確立、あるいはその両方を行
う。なお、フレーム情報付加回路263は、点線で示す
ように第1のマルチプレクサ21の前に設けても構わな
い。
られるフレーム情報付加回路263により、多重化比率
の情報またはフレーム同期信号、あるいはその両方が、
FEC符号化の前のデータ列(伝送誤りが最良の階層L
3 のデータ列)に付加される。受信側では図8に示すよ
うにトレリス復号後のデータ列から多重化比率情報の検
出またはフレーム同期の確立、あるいはその両方を行
う。なお、フレーム情報付加回路263は、点線で示す
ように第1のマルチプレクサ21の前に設けても構わな
い。
【0112】次に第7の実施例について説明する。図1
9及び図20は、前述した第4の実施例(図16)のさ
らに詳細な受信装置の第7の実施例を示す。すなわち、
この第7の実施例では、図20に示すトレリス復号器4
9を特願平5−725599号で提案されているトレリ
ス復号の手法に基づいて構成したものである。前述した
第4の実施例では、第1の部分集合S1 におけるサブセ
ットの代表シンボルの組(4つの変調シンボル)の情報
R(=R1 )の上位2bitずつをとって8bitで表
現した。特願平5−275599号によれば、図19
(a)に示す領域(A),〜,(I)と、前記サブセッ
トの代表シンボルの組とは、1対1に対応するので情報
R1 は4bitで表現できる。
9及び図20は、前述した第4の実施例(図16)のさ
らに詳細な受信装置の第7の実施例を示す。すなわち、
この第7の実施例では、図20に示すトレリス復号器4
9を特願平5−725599号で提案されているトレリ
ス復号の手法に基づいて構成したものである。前述した
第4の実施例では、第1の部分集合S1 におけるサブセ
ットの代表シンボルの組(4つの変調シンボル)の情報
R(=R1 )の上位2bitずつをとって8bitで表
現した。特願平5−275599号によれば、図19
(a)に示す領域(A),〜,(I)と、前記サブセッ
トの代表シンボルの組とは、1対1に対応するので情報
R1 は4bitで表現できる。
【0113】従って、非符号化ビット復号回路490に
おいて非符号化ビットを復号するときに、ビタビ復号回
路491におけるビタビ復号による符号化ビット(2b
it)の復号に要する時間遅延を前記情報Rに施す遅延
回路492のビット数を半分に減らすこと(8bit→
4bit)が可能となる。この遅延された4bitから
非符号化ビットを復号するには、第1のデコーダROM
493にビタビ復号された符号化ビット2bitを入力
することによって行う。
おいて非符号化ビットを復号するときに、ビタビ復号回
路491におけるビタビ復号による符号化ビット(2b
it)の復号に要する時間遅延を前記情報Rに施す遅延
回路492のビット数を半分に減らすこと(8bit→
4bit)が可能となる。この遅延された4bitから
非符号化ビットを復号するには、第1のデコーダROM
493にビタビ復号された符号化ビット2bitを入力
することによって行う。
【0114】第1の部分集合S2 における非符号化ビッ
ト(1bit)復号についても同様であり、このタイミ
ングでは、第1のマルチプレクサ43は端子(2)を選
択しており、R=R2 である。第4の実施例では、各サ
ブセットの代表シンボルの1bitずつをとって、4b
itで表現したが、サブセットの代表シンボルの組に1
対1に対応する受信シンボルの判定領域は(A),〜,
(F)の6個であるから3bitで表現できることにな
る。
ト(1bit)復号についても同様であり、このタイミ
ングでは、第1のマルチプレクサ43は端子(2)を選
択しており、R=R2 である。第4の実施例では、各サ
ブセットの代表シンボルの1bitずつをとって、4b
itで表現したが、サブセットの代表シンボルの組に1
対1に対応する受信シンボルの判定領域は(A),〜,
(F)の6個であるから3bitで表現できることにな
る。
【0115】従って、この場合,遅延回路492の一部
(3bit分)を用いて第2のデコーダROM494に
より、第1の部分集合S2 の非符号化ビット(1bi
t)を復号する。なお、本実施例においては遅延回路4
92は第1の部分集合S2 の非符号化ビット再生用にも
ともと4bit分、具備する必要があるので、R2 につ
いては第4の実施例と同様に4bit(1×4)で表現
しておき、第2のデコーダROM494を単にビタビ復
号された符号化ビットにより4bitから1bitを選
択するというセレクタで構成しても良い。
(3bit分)を用いて第2のデコーダROM494に
より、第1の部分集合S2 の非符号化ビット(1bi
t)を復号する。なお、本実施例においては遅延回路4
92は第1の部分集合S2 の非符号化ビット再生用にも
ともと4bit分、具備する必要があるので、R2 につ
いては第4の実施例と同様に4bit(1×4)で表現
しておき、第2のデコーダROM494を単にビタビ復
号された符号化ビットにより4bitから1bitを選
択するというセレクタで構成しても良い。
【0116】第1のマルチプレクサ43が端子(3)を
選択しているときのS3 に対してのトレリス復号におい
ては、非符号化ビットはないので、非符号化ビット復号
回路490は動作しない。
選択しているときのS3 に対してのトレリス復号におい
ては、非符号化ビットはないので、非符号化ビット復号
回路490は動作しない。
【0117】このようにして復号された非符号化ビット
は第2のマルチプレクサ495により多重化の比率に基
づいて時分割多重化され、ビタビ復号回路491より出
力されるビタビ復号ビットと合わせて、元の時分割され
た情報データ列を得る。これらはデマルチプレクサ45
により、各階層の情報データ列Ld1,Ld2,Ld3に分離
出力される。
は第2のマルチプレクサ495により多重化の比率に基
づいて時分割多重化され、ビタビ復号回路491より出
力されるビタビ復号ビットと合わせて、元の時分割され
た情報データ列を得る。これらはデマルチプレクサ45
により、各階層の情報データ列Ld1,Ld2,Ld3に分離
出力される。
【0118】なお、第1のデコーダROM493及び第
2のデコーダROM494及び第2のマルチプレクサ4
95は、1つのROMと、第2のマルチプレクサの時分
割多重化処理を制御する制御回路とでも構成できる。こ
のときは、前記ROMのアドレス入力は、遅延回路49
2の出力とビタビ復号された符号化ビットと、前記制御
回路の出力信号とする。また各信号配置復号器と第1の
マルチプレクサ43を、同様に1つのROMと、その制
御回路で構成できる。
2のデコーダROM494及び第2のマルチプレクサ4
95は、1つのROMと、第2のマルチプレクサの時分
割多重化処理を制御する制御回路とでも構成できる。こ
のときは、前記ROMのアドレス入力は、遅延回路49
2の出力とビタビ復号された符号化ビットと、前記制御
回路の出力信号とする。また各信号配置復号器と第1の
マルチプレクサ43を、同様に1つのROMと、その制
御回路で構成できる。
【0119】図17は、図19及び図20の構成で誤り
の伝搬がないときを仮定したときの復号の計算機シミュ
レーションを行った結果である。誤り率はビットエラー
率(BER)としている。このBERと図4に示すシン
ボルエラー率との関係は、階層L1 のデータ列の復号に
おいては、変調1シンボルにつき3bitの情報を伝送
するので、C/Nがある程度とれているときには、 BER≒(シンボルエラー率)÷3 である。第1の部分集合S2 については同様に BER≒(シンボルエラー率)÷2 である。第1の部分集合S3 についても同様に BER≒(シンボルエラー率)÷1 である。
の伝搬がないときを仮定したときの復号の計算機シミュ
レーションを行った結果である。誤り率はビットエラー
率(BER)としている。このBERと図4に示すシン
ボルエラー率との関係は、階層L1 のデータ列の復号に
おいては、変調1シンボルにつき3bitの情報を伝送
するので、C/Nがある程度とれているときには、 BER≒(シンボルエラー率)÷3 である。第1の部分集合S2 については同様に BER≒(シンボルエラー率)÷2 である。第1の部分集合S3 についても同様に BER≒(シンボルエラー率)÷1 である。
【0120】グラフ[b]は非符号化の16QAMの伝
送におけるBER特性の理論値、グラフ[c]は、階層
L1 のBER特性の理論値、グラフ[e]は階層L2 の
理論値である。グラフ[d]、グラフ[f]、グラフ
[g]はそれぞれ階層L1 ,L2 ,L3 のBER特性の
計算機シミュレーションによる実験値であり、グラフ
[d]、グラフ[f]については、誤り率(BER)が
10-5以下で理論値とよく合っているのがわかる。ま
た、グラフ[a]はQPSKに対する理論BER曲線で
あるが、これとグラフ[g]とを比べるとBER≦10
-5でC/N換算にして8dB以上の改善度があることが
わかる。BER≧10-3の範囲では、ビタビ復号のエラ
ーが支配的になるので、理論値とは合わなくなってく
る。
送におけるBER特性の理論値、グラフ[c]は、階層
L1 のBER特性の理論値、グラフ[e]は階層L2 の
理論値である。グラフ[d]、グラフ[f]、グラフ
[g]はそれぞれ階層L1 ,L2 ,L3 のBER特性の
計算機シミュレーションによる実験値であり、グラフ
[d]、グラフ[f]については、誤り率(BER)が
10-5以下で理論値とよく合っているのがわかる。ま
た、グラフ[a]はQPSKに対する理論BER曲線で
あるが、これとグラフ[g]とを比べるとBER≦10
-5でC/N換算にして8dB以上の改善度があることが
わかる。BER≧10-3の範囲では、ビタビ復号のエラ
ーが支配的になるので、理論値とは合わなくなってく
る。
【0121】図23〜図25は実際の重み付け特性を階
層L1 ,L2 ,L3 の多重化比率を300:2000:
1000シンボルとして、ダミーブロックのサイズを変
えて示したものである。横軸は平均のC/N(Cav/
N)としている。図3(c)の第1の部分集合S3 のシ
ンボルのエネルギは、図3(a),(b)の平均エネル
ギと比べて2.5倍となるので、このことを考慮すると
前述の[d][e][f]は図23,24,21に示す
ものとなり、階層L2 とL3 の差がこの2.5倍のエネ
ルギ差の分だけ大きくなる。実際の重み付け特性は、階
層L1 ,L2 ,L3 の受信信号のエネルギが異なるの
で、このように横軸を平均のキャリア電力対雑音電力
(Cav/N)で示すのが正しくなる。
層L1 ,L2 ,L3 の多重化比率を300:2000:
1000シンボルとして、ダミーブロックのサイズを変
えて示したものである。横軸は平均のC/N(Cav/
N)としている。図3(c)の第1の部分集合S3 のシ
ンボルのエネルギは、図3(a),(b)の平均エネル
ギと比べて2.5倍となるので、このことを考慮すると
前述の[d][e][f]は図23,24,21に示す
ものとなり、階層L2 とL3 の差がこの2.5倍のエネ
ルギ差の分だけ大きくなる。実際の重み付け特性は、階
層L1 ,L2 ,L3 の受信信号のエネルギが異なるの
で、このように横軸を平均のキャリア電力対雑音電力
(Cav/N)で示すのが正しくなる。
【0122】図23において、ダミーブロックのサイズ
DS =0でない場合、実際のBER特性[d0 ][f0
][g0 ]のうち[g0 ]は階層L1 の誤りの伝搬を
含むので[g]から大きく劣化している。図24はDS
=8の場合でDS =0の場合と比べ誤りの伝搬の影響は
少なくなる。図21はDS =32、すなわちビタビ復号
の演算窓(=パスメモリのサイズ)と一致しているとき
で、誤りの伝搬がなくなっているのがわかる。図26
に、階層L3 のBER特性についてDs =0〜32をし
たときの比較を示した。DS は大きいほど誤りの伝搬の
影響は少なくなる。
DS =0でない場合、実際のBER特性[d0 ][f0
][g0 ]のうち[g0 ]は階層L1 の誤りの伝搬を
含むので[g]から大きく劣化している。図24はDS
=8の場合でDS =0の場合と比べ誤りの伝搬の影響は
少なくなる。図21はDS =32、すなわちビタビ復号
の演算窓(=パスメモリのサイズ)と一致しているとき
で、誤りの伝搬がなくなっているのがわかる。図26
に、階層L3 のBER特性についてDs =0〜32をし
たときの比較を示した。DS は大きいほど誤りの伝搬の
影響は少なくなる。
【0123】次に第8の実施例について説明する。図2
6は、階層L2 の信号配置の別の例を示す実施例であ
る。図12(第1の実施例)に示す例では、第1の最小
ユークリッド距離についてd1 <d2 であったが、図2
6の例ではd1 =d2 である。第2の最小ユークリッド
距離については図12と図26との間で差はない。
6は、階層L2 の信号配置の別の例を示す実施例であ
る。図12(第1の実施例)に示す例では、第1の最小
ユークリッド距離についてd1 <d2 であったが、図2
6の例ではd1 =d2 である。第2の最小ユークリッド
距離については図12と図26との間で差はない。
【0124】図27は、図26により階層L2 の信号配
置を用いたときの重み付け送信装置の実施例である。こ
の例では信号配置をS1 ,S2 ,S3 で共通化している
ので、図13や図14、図15で示される第2、第3の
実施例の構成よりも簡素な構成とすることができてい
る。また、Le2の伝送のタイミングではx3 =x2 とし
て、y3 =y2 としているのポイントである。
置を用いたときの重み付け送信装置の実施例である。こ
の例では信号配置をS1 ,S2 ,S3 で共通化している
ので、図13や図14、図15で示される第2、第3の
実施例の構成よりも簡素な構成とすることができてい
る。また、Le2の伝送のタイミングではx3 =x2 とし
て、y3 =y2 としているのポイントである。
【0125】図28は、この場合のBER特性の計算機
によるシミュレーション実験である(グラフ[h])。
図17に示すグラフ[f]と比べると、特にビタビ復号
エラーが支配的となる。BER≧10-3の範囲で特性が
悪くなる。これは、図15の例がd2 >d1 であるのに
対し、図17の信号配置ではd2 =d1 であることに起
因する。すなわち、ビタビ復号エラーは第1の最小ユー
クリッド距離に依存する。
によるシミュレーション実験である(グラフ[h])。
図17に示すグラフ[f]と比べると、特にビタビ復号
エラーが支配的となる。BER≧10-3の範囲で特性が
悪くなる。これは、図15の例がd2 >d1 であるのに
対し、図17の信号配置ではd2 =d1 であることに起
因する。すなわち、ビタビ復号エラーは第1の最小ユー
クリッド距離に依存する。
【0126】次に第9の実施例について説明する。図2
9は階層L2 の信号配置を8PSKの信号配置としたも
のである。第1の部分集合S1 の16QAMの変調シン
ボルの平均エネルギと図29の8PSKの変調シンボル
の平均エネルギを同一とすると、第1の最小ユークリッ
ト距離について、
9は階層L2 の信号配置を8PSKの信号配置としたも
のである。第1の部分集合S1 の16QAMの変調シン
ボルの平均エネルギと図29の8PSKの変調シンボル
の平均エネルギを同一とすると、第1の最小ユークリッ
ト距離について、
【数3】d2 =(√10)×sin(π/8)・d≒
1.2d1 ,(d1 =d) である。
1.2d1 ,(d1 =d) である。
【0127】また、第2の最小ユークリッド距離につい
て、
て、
【数4】d2,i =(√10)×d=(√10)×d1,i
,(i=0,1,2,3) である。また、第2の最小ユークリッド距離についての
み注目すると図12の例と比べると、そのd2,i =(√
2)×d1,i ,(i=0,1,2,3)に比べ、距離が
さらに大きくなっているので、C/Nに換算して約1d
B特性が良くなる。これは、ビタビ復号のエラーが無視
できる程、C/Nが十分とれている範囲においてのみで
ある(例えばBER≧10-5)。ビタビ復号のエラーが
支配的な範囲においては、第1の最小ユークリッド距離
が本実施例でd2 ≒1.21d1 に対し、図12の例で
はd2 =√2d1 ≒1.41d1 なので、本実施例の方
がやや悪くなる。
,(i=0,1,2,3) である。また、第2の最小ユークリッド距離についての
み注目すると図12の例と比べると、そのd2,i =(√
2)×d1,i ,(i=0,1,2,3)に比べ、距離が
さらに大きくなっているので、C/Nに換算して約1d
B特性が良くなる。これは、ビタビ復号のエラーが無視
できる程、C/Nが十分とれている範囲においてのみで
ある(例えばBER≧10-5)。ビタビ復号のエラーが
支配的な範囲においては、第1の最小ユークリッド距離
が本実施例でd2 ≒1.21d1 に対し、図12の例で
はd2 =√2d1 ≒1.41d1 なので、本実施例の方
がやや悪くなる。
【0128】なお、本実施例における全体集合Uは、1
6QAMと8PSKのコンスタレーションの和に相当す
るもので、U=S1 ∪S2 である(S1 ⊃S2 )。した
がって、U⊃S1 (U≠S1 )であることに注意する。
このように本発明においては、異なるディジタル変調方
式の和をとって全体集合Uを構成することも可能であ
る。
6QAMと8PSKのコンスタレーションの和に相当す
るもので、U=S1 ∪S2 である(S1 ⊃S2 )。した
がって、U⊃S1 (U≠S1 )であることに注意する。
このように本発明においては、異なるディジタル変調方
式の和をとって全体集合Uを構成することも可能であ
る。
【0129】次に第10の実施例について説明する。図
30は、フレーム情報(多重化比率情報、フレーム同期
符号化または、ダミーブロック)を付加する場合の、ト
レリス復号器周辺の構成例を示している。
30は、フレーム情報(多重化比率情報、フレーム同期
符号化または、ダミーブロック)を付加する場合の、ト
レリス復号器周辺の構成例を示している。
【0130】誤り特性が最良の階層L3 にフレーム情報
は多重されるが(図18に示すタイミングチャート参
照)、たたみ込み符号化を含むので、フレーム同期回路
461のフレーム同期確立処理と、多重化比率情報検出
回路462による多重化比率情報の検出はビタビ復号ビ
ットにより行うことができる。
は多重されるが(図18に示すタイミングチャート参
照)、たたみ込み符号化を含むので、フレーム同期回路
461のフレーム同期確立処理と、多重化比率情報検出
回路462による多重化比率情報の検出はビタビ復号ビ
ットにより行うことができる。
【0131】ダミーブロックの期間は、1変調シンボル
当り1bit伝送の第1の部分集合S3 の変調シンボル
を用いる。そして、この期間のビタビ復号の処理(ブラ
ンチメトリック、パスメトリックの演算及びパスの更新
処理等)をそのまま続けると、適切なダミーブロック期
間の設定により、その期間内に階層L1 からの誤りの伝
搬は完了する。この期間内に多重したデータ列がダミー
のデータなら、ビタビ復号ビットに含まれるダミーブロ
ックデータ列は当然使わないことになる。
当り1bit伝送の第1の部分集合S3 の変調シンボル
を用いる。そして、この期間のビタビ復号の処理(ブラ
ンチメトリック、パスメトリックの演算及びパスの更新
処理等)をそのまま続けると、適切なダミーブロック期
間の設定により、その期間内に階層L1 からの誤りの伝
搬は完了する。この期間内に多重したデータ列がダミー
のデータなら、ビタビ復号ビットに含まれるダミーブロ
ックデータ列は当然使わないことになる。
【0132】もし、この期間内に多重したデータ列がL
e1のデータの一部ならば、ビタビ復号ビットに含まれる
ダミーブロックのデータ列をLd1に戻す動作をデマルチ
プレクサ45が行う。
e1のデータの一部ならば、ビタビ復号ビットに含まれる
ダミーブロックのデータ列をLd1に戻す動作をデマルチ
プレクサ45が行う。
【0133】図30に示す非符号化ビット復号回路49
0が、図20に示した非符号化ビット復号回路490と
同等の構成をとるときには、図20のマルチプレクサ4
95における時分割多重化の制御を、図30に示すタイ
ミング制御回路463の出力ts3(図中、点線で示す)
で行う。このときの作用は図20の場合と同様である。
なお、時分割多重化の比率を頻繁に変化させるときは、
フレーム長は固定とするのが良い。
0が、図20に示した非符号化ビット復号回路490と
同等の構成をとるときには、図20のマルチプレクサ4
95における時分割多重化の制御を、図30に示すタイ
ミング制御回路463の出力ts3(図中、点線で示す)
で行う。このときの作用は図20の場合と同様である。
なお、時分割多重化の比率を頻繁に変化させるときは、
フレーム長は固定とするのが良い。
【0134】次に第11の実施例を図22を用いて説明
する。トレリス復号の出力では、ビタビ復号のパス選択
を一旦、誤ると正しいパスに復帰するまでに、しばらく
かかるので、バースト状のエラーが生じる。そこで図9
のようにして、トレリス符号化/復号を内側に配置し、
外側に外側FEC符号化/復号としてバーストエラーに
適するRS(リード・ソロモン)符号化/復号等を用い
る連接符号化/復号がよく用いられる。この実施例で
は、この外側FEC符号化/復号も3階層分で共有化し
ている。
する。トレリス復号の出力では、ビタビ復号のパス選択
を一旦、誤ると正しいパスに復帰するまでに、しばらく
かかるので、バースト状のエラーが生じる。そこで図9
のようにして、トレリス符号化/復号を内側に配置し、
外側に外側FEC符号化/復号としてバーストエラーに
適するRS(リード・ソロモン)符号化/復号等を用い
る連接符号化/復号がよく用いられる。この実施例で
は、この外側FEC符号化/復号も3階層分で共有化し
ている。
【0135】次に第12の実施例を図11を用いて説明
する。この第12の実施例では、内側FEC符号化/復
号であるトレリス符号化/復号は時分割共有として、外
側FEC符号化/復号化は多階層で別に持つとした例で
ある。これは、外側FEC符号化の訂正能力に差をつけ
ることで各階層間の伝送路の特性差を大きくするときに
有効である。
する。この第12の実施例では、内側FEC符号化/復
号であるトレリス符号化/復号は時分割共有として、外
側FEC符号化/復号化は多階層で別に持つとした例で
ある。これは、外側FEC符号化の訂正能力に差をつけ
ることで各階層間の伝送路の特性差を大きくするときに
有効である。
【0136】次に第13の実施例について説明する(こ
れは第1の実施例のさらに詳細な実施例である)。FE
C符号化を内側FEC符号化と外側FEC符号化とで連
接符号化とした場合にフレーム情報(多重化比率の情
報、フレーム同期符号、またはプリアンブル)を付加す
るときの重み付け送・受信装置の構成の一部を図32
(重み付け送信装置)及び図33(重み付け受信装置)
に示す。
れは第1の実施例のさらに詳細な実施例である)。FE
C符号化を内側FEC符号化と外側FEC符号化とで連
接符号化とした場合にフレーム情報(多重化比率の情
報、フレーム同期符号、またはプリアンブル)を付加す
るときの重み付け送・受信装置の構成の一部を図32
(重み付け送信装置)及び図33(重み付け受信装置)
に示す。
【0137】例えば外側FEC符号化にはRS符号等を
用いる。このとき、多重化比率の情報付加は、外側FE
C符号化の前で行い、フレーム同期符号の付加は外側F
EC符号化の後、内側FEC符号化の前で行う。ダミー
ブロックの付加は内側FEC符号化(トレリス符号化)
の前ならば、外側FEC符号化の前後いずれでも可能で
ある。
用いる。このとき、多重化比率の情報付加は、外側FE
C符号化の前で行い、フレーム同期符号の付加は外側F
EC符号化の後、内側FEC符号化の前で行う。ダミー
ブロックの付加は内側FEC符号化(トレリス符号化)
の前ならば、外側FEC符号化の前後いずれでも可能で
ある。
【0138】受信側では内側FEC復号後のデータ列よ
りフレーム同期を確立し、外側FEC復号後のデータ列
より、多重化比率の情報を検出する。タイミング制御回
路463から出力の信号ts3とts4で内側FEC復号器
(トレリス復号器)54と外側FEC復号器47のそれ
ぞれの復号のタイミングを制御する。このように外側F
EC符号化にブロック符号を用いる場合、フレーム同期
を外側FEC符号化の1ブロックの周期の整数倍とする
と便利である。なお、連接符号化を用いる場合には、外
側FEC符号化の効果をさらに高めるため、外側FEC
符号化後にインターリーブを行ない、外側FEC復号前
にデインターリーブを通常行う。
りフレーム同期を確立し、外側FEC復号後のデータ列
より、多重化比率の情報を検出する。タイミング制御回
路463から出力の信号ts3とts4で内側FEC復号器
(トレリス復号器)54と外側FEC復号器47のそれ
ぞれの復号のタイミングを制御する。このように外側F
EC符号化にブロック符号を用いる場合、フレーム同期
を外側FEC符号化の1ブロックの周期の整数倍とする
と便利である。なお、連接符号化を用いる場合には、外
側FEC符号化の効果をさらに高めるため、外側FEC
符号化後にインターリーブを行ない、外側FEC復号前
にデインターリーブを通常行う。
【0139】なお、トレリス符号化変調方式は、ランダ
ムエラーに適するので伝送路で生じたバーストエラーを
ランダム化するためにトレリス符号化後にインターリー
ブを施し、トレリス復号前にデインターリーブを行う場
合が多い(特願平6−163495号参照)。
ムエラーに適するので伝送路で生じたバーストエラーを
ランダム化するためにトレリス符号化後にインターリー
ブを施し、トレリス復号前にデインターリーブを行う場
合が多い(特願平6−163495号参照)。
【0140】次に第14の実施例を図9を用いて説明す
る。
る。
【0141】各階層で別個にディジタル変調器/復調器
を具備している例である。
を具備している例である。
【0142】これまでの例では、ディジタル変調器/復
号器を各階層で時分割共有しているため、単一キャリア
で伝送するのみでは、そのキャリア再生、クロック再生
が、伝送誤り特性の最も悪い階層で制限されるため、か
なり強力なディジタル復調器を必要とする。ただし、V
SB−AM方式(1993 NCTA TECHNIC
AL PAPERS 271−279 予稿集参照)の
ようにパイロットキャリアを別に伝送する方式において
はキャリア再生の点の問題はなくなる。また、シンボル
クロックを別のキャリアで伝送して、クロック再生を簡
単化してもよい。
号器を各階層で時分割共有しているため、単一キャリア
で伝送するのみでは、そのキャリア再生、クロック再生
が、伝送誤り特性の最も悪い階層で制限されるため、か
なり強力なディジタル復調器を必要とする。ただし、V
SB−AM方式(1993 NCTA TECHNIC
AL PAPERS 271−279 予稿集参照)の
ようにパイロットキャリアを別に伝送する方式において
はキャリア再生の点の問題はなくなる。また、シンボル
クロックを別のキャリアで伝送して、クロック再生を簡
単化してもよい。
【0143】第14の実施例は、キャリアやシンボルク
ロックを別キャリアで伝送しなくても、重み付け伝送に
強力なディジタル復調器を必要としないということを特
徴とするものである。すなわち、最下位のレベルディジ
タル復調器のキャリア再生及びクロック再生をより高レ
ベルのディジタル復調器をそれらに代用するわけであ
る。例えば、図9において、第1,2,3のディジタル
変調キャリア周波数f1 ,f2 ,f3 の周波数を3:
2:1という簡単な整数比とした場合、最下位のレベル
である第3のディジタル変調キャリア周波数f3 に対応
する第3のディジタル復調器41cは、f1 ,f2 .f
3 の最小公倍数の周波数であるfc =6×f3 の周波数
を再生する。これは、fc を6分周してf3 の正弦波信
号をつくり、これによりPLLを組んで再生すればfc
の周波数を再生することができる。
ロックを別キャリアで伝送しなくても、重み付け伝送に
強力なディジタル復調器を必要としないということを特
徴とするものである。すなわち、最下位のレベルディジ
タル復調器のキャリア再生及びクロック再生をより高レ
ベルのディジタル復調器をそれらに代用するわけであ
る。例えば、図9において、第1,2,3のディジタル
変調キャリア周波数f1 ,f2 ,f3 の周波数を3:
2:1という簡単な整数比とした場合、最下位のレベル
である第3のディジタル変調キャリア周波数f3 に対応
する第3のディジタル復調器41cは、f1 ,f2 .f
3 の最小公倍数の周波数であるfc =6×f3 の周波数
を再生する。これは、fc を6分周してf3 の正弦波信
号をつくり、これによりPLLを組んで再生すればfc
の周波数を再生することができる。
【0144】fc を2分周すればf1 は得られ、同様に
してfc を3分周してf2 を得る。クロック再生につい
ては、送信側にシンボルクロックを一致させておけば第
3のディジタル復調器41cで再生したクロックを第
1,2のディジタル復調器41a,41bで利用でき
る。なお、第1,2,3のディジタル変調器41a,4
1b,41cにおいては、各階層の多重化比率により連
続化して伝送周波数帯域が最小で済むよう、第1の制御
回路が制御する速度変換機能を含むものとする。このタ
イミングを図34に示す。
してfc を3分周してf2 を得る。クロック再生につい
ては、送信側にシンボルクロックを一致させておけば第
3のディジタル復調器41cで再生したクロックを第
1,2のディジタル復調器41a,41bで利用でき
る。なお、第1,2,3のディジタル変調器41a,4
1b,41cにおいては、各階層の多重化比率により連
続化して伝送周波数帯域が最小で済むよう、第1の制御
回路が制御する速度変換機能を含むものとする。このタ
イミングを図34に示す。
【0145】各階層のディジタル変調のシンボルクロッ
クが連続となるようその多重化比率により制御する。そ
して、あるタイミング、たとえばフレームの先頭位置で
シンボルの区切りを合わせておけば復調側で最下位のレ
ベルで再生したクロックを利用して上位のクロックを再
生することが可能になる。受信側では、第2のマルチプ
レクサ43が時分割多重化してトレリス復号を行う。な
お、送信側の前記速度変換は、各配置分配器23a,2
3b,23cで行ってもよい。もし、前記速度変換を行
わないときは、図3とのスペクトルの帯域幅は、各階層
ともRs [Hz]必要で不経済である(周波数利用効率
が悪くなる)。
クが連続となるようその多重化比率により制御する。そ
して、あるタイミング、たとえばフレームの先頭位置で
シンボルの区切りを合わせておけば復調側で最下位のレ
ベルで再生したクロックを利用して上位のクロックを再
生することが可能になる。受信側では、第2のマルチプ
レクサ43が時分割多重化してトレリス復号を行う。な
お、送信側の前記速度変換は、各配置分配器23a,2
3b,23cで行ってもよい。もし、前記速度変換を行
わないときは、図3とのスペクトルの帯域幅は、各階層
ともRs [Hz]必要で不経済である(周波数利用効率
が悪くなる)。
【0146】なお、この実施例ではディジタル変調器及
び復調器は階層数分具備しているが最下位レベルのもの
だけキャリア再生とクロック再生が独立していればこの
手法のメリットは成り立つので、例えば、2階層分具備
して階層L1 としてのそれらは共通としてもよい。ま
た、各キャリアの送出パワーに重み付けを行うことで階
層間の特性差を制御することも可能である。
び復調器は階層数分具備しているが最下位レベルのもの
だけキャリア再生とクロック再生が独立していればこの
手法のメリットは成り立つので、例えば、2階層分具備
して階層L1 としてのそれらは共通としてもよい。ま
た、各キャリアの送出パワーに重み付けを行うことで階
層間の特性差を制御することも可能である。
【0147】次に第15の実施例を図22を用いて説明
する。ディジタル変調にOFDM(直交周波数分割多
重)変調方式を用いた例である。これにより、マルチパ
スに強い重み付け伝送方式を実現できる。一般に、OF
DM変調器35においては、いくつかのOFDM変調シ
ンボルをひとまとめにしてフレーム化し、受信側ではフ
レーム同期確立を送信側で挿入されたヌルシンボルと基
準シンボルとの検出により行う。したがって、フレーム
化はOFDM変復調で予め行われているので、前記各階
層時分割多重化も、これに合わせると、第2の制御回路
46であらためてフレーム同期を確立する必要はない。
する。ディジタル変調にOFDM(直交周波数分割多
重)変調方式を用いた例である。これにより、マルチパ
スに強い重み付け伝送方式を実現できる。一般に、OF
DM変調器35においては、いくつかのOFDM変調シ
ンボルをひとまとめにしてフレーム化し、受信側ではフ
レーム同期確立を送信側で挿入されたヌルシンボルと基
準シンボルとの検出により行う。したがって、フレーム
化はOFDM変復調で予め行われているので、前記各階
層時分割多重化も、これに合わせると、第2の制御回路
46であらためてフレーム同期を確立する必要はない。
【0148】例えば前記時分割多重化のフレーム同期
を、OFDMのフレーム同期と一致あるいは整数分の1
の長さとすると、OFDM復調器52で確立したフレー
ム同期信号を用いて時分割多重化、分離のタイミング制
御を行うことが可能となる(図中、点線で示す)。
を、OFDMのフレーム同期と一致あるいは整数分の1
の長さとすると、OFDM復調器52で確立したフレー
ム同期信号を用いて時分割多重化、分離のタイミング制
御を行うことが可能となる(図中、点線で示す)。
【0149】次に第16の実施例を図35,36を用い
て説明する。
て説明する。
【0150】これまでの例では誤りの伝搬が生じないた
めの条件をビタビ復号の演算窓(=パスメモリの長さ)
分のダミーブロックを挿入することとしてきた。次のよ
うにすると少なくとも(たたみ込み符号化の拘束長に相
当する数−1)シンボルのダミーブロックを伝送するの
みで誤りの伝搬は生じない。
めの条件をビタビ復号の演算窓(=パスメモリの長さ)
分のダミーブロックを挿入することとしてきた。次のよ
うにすると少なくとも(たたみ込み符号化の拘束長に相
当する数−1)シンボルのダミーブロックを伝送するの
みで誤りの伝搬は生じない。
【0151】図35はfeed forward 型のたたみ込み符
号化器の一例である。図35に示すたたみ込み符号化器
は、レート1/2及び1/3であり、たたみ込み発生関
数の有限メモリ長はコードの拘束長であり、符号器のメ
モリ長は過去の6ビットであることから、現在の入力ビ
ットをたして拘束長kは7となる。また、ダミーブロッ
クをx1 =0とすると、6シンボルのダミーブロックを
挿入するのみで、たたみ込み符号化器の各レジスタはク
リアされる(y1 ,y0 =0になる)。ビタビ復号の演
算窓を32シンボルとすると、残り26シンボルのダミ
ーブロックを挿入しても(y1 ,y0 )=(00)であ
る。前記クリアされるまでの6シンボルは、たたみ込み
符号化器入力の階層L3 のデータ列の最後の6シンボル
に依存するので必ず伝送する必要があるものの、残り2
6シンボルのダミーブロックを挿入しても(y1 ,y0
)=(00)とわかっているわけであるから必ずしも
伝送する必要はない。
号化器の一例である。図35に示すたたみ込み符号化器
は、レート1/2及び1/3であり、たたみ込み発生関
数の有限メモリ長はコードの拘束長であり、符号器のメ
モリ長は過去の6ビットであることから、現在の入力ビ
ットをたして拘束長kは7となる。また、ダミーブロッ
クをx1 =0とすると、6シンボルのダミーブロックを
挿入するのみで、たたみ込み符号化器の各レジスタはク
リアされる(y1 ,y0 =0になる)。ビタビ復号の演
算窓を32シンボルとすると、残り26シンボルのダミ
ーブロックを挿入しても(y1 ,y0 )=(00)であ
る。前記クリアされるまでの6シンボルは、たたみ込み
符号化器入力の階層L3 のデータ列の最後の6シンボル
に依存するので必ず伝送する必要があるものの、残り2
6シンボルのダミーブロックを挿入しても(y1 ,y0
)=(00)とわかっているわけであるから必ずしも
伝送する必要はない。
【0152】図36は、この図35における作用をタイ
ミング図で示したものである。トレリス符号化器の1フ
レーム分の入力、階層L1 ,L2 ,L3 に対し、6シン
ボル分の送受で取り決めたダミーブロック(例えばx1
=0)を付加して伝送する。受信側では、これに対応し
たId /Qd をディジタル復調器より得る。ダミーブロ
ックは(たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−1)
=6シンボル分しか得られないのだが、送受の取り決め
により、既知である残り26シンボル分のダミーブロッ
クをディジタル復調器あるいは第3のマルチプレクサ4
3が挿入すれば、ビタビ復号の演算窓分のダミーブロッ
クを挿入したことと等価になる。ダミーブロックがx1
=0ならば図36における受信側で挿入するダミーブロ
ックは(y1 y0 )=(00)に対応したId /Qd で
ある。
ミング図で示したものである。トレリス符号化器の1フ
レーム分の入力、階層L1 ,L2 ,L3 に対し、6シン
ボル分の送受で取り決めたダミーブロック(例えばx1
=0)を付加して伝送する。受信側では、これに対応し
たId /Qd をディジタル復調器より得る。ダミーブロ
ックは(たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−1)
=6シンボル分しか得られないのだが、送受の取り決め
により、既知である残り26シンボル分のダミーブロッ
クをディジタル復調器あるいは第3のマルチプレクサ4
3が挿入すれば、ビタビ復号の演算窓分のダミーブロッ
クを挿入したことと等価になる。ダミーブロックがx1
=0ならば図36における受信側で挿入するダミーブロ
ックは(y1 y0 )=(00)に対応したId /Qd で
ある。
【0153】ここでフレーム同期をいかにして確立する
かが問題となる。第15の実施例のように、ディジタル
変調方式がOFDM変調方式ならば、フレーム同期はO
FDM復調器52により確立できる。これより得られる
フレームパルスにより、前記受信側で挿入するダミーブ
ロックのタイミングを第2の制御回路46で制御するよ
うにする。
かが問題となる。第15の実施例のように、ディジタル
変調方式がOFDM変調方式ならば、フレーム同期はO
FDM復調器52により確立できる。これより得られる
フレームパルスにより、前記受信側で挿入するダミーブ
ロックのタイミングを第2の制御回路46で制御するよ
うにする。
【0154】このようにトレリス復号前の信号あるいは
データ列によりフレーム同期を確立できて、トレリス符
号化におけるたたみ込み符号化がfeed forward 型なら
ば、比較的簡単に挿入するダミーブロックのサイズを
(たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−1)をする
ことが可能である。なお、フレーム同期がOFDMのn
f 分の1とするときはnf 回前記残りのダミーブロック
の挿入を、各時分割多重化のフレームの後端ごとに行
う。
データ列によりフレーム同期を確立できて、トレリス符
号化におけるたたみ込み符号化がfeed forward 型なら
ば、比較的簡単に挿入するダミーブロックのサイズを
(たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−1)をする
ことが可能である。なお、フレーム同期がOFDMのn
f 分の1とするときはnf 回前記残りのダミーブロック
の挿入を、各時分割多重化のフレームの後端ごとに行
う。
【0155】次に第17の実施例を図10を用いて説明
する。トレリス符号化変調方式の代わりに、符号化率の
異なるパンクチャド符号化を用いても、同様な重み付け
伝送が可能である。この場合も多重化順序と誤り特性の
悪い順序とし、ダミーブロックを挿入することで誤りの
伝搬を防ぐことができる。
する。トレリス符号化変調方式の代わりに、符号化率の
異なるパンクチャド符号化を用いても、同様な重み付け
伝送が可能である。この場合も多重化順序と誤り特性の
悪い順序とし、ダミーブロックを挿入することで誤りの
伝搬を防ぐことができる。
【0156】図10において、たたみ込み符号化は例え
ば図35に示すたたみ込み符号化器(符号化率r=1/
2)で行い、L3 の階層の伝送にはこれをそのまま用い
る。この場合ディジタル変調方式はQPSKである。第
1のパンクチャ回路31aが符号化ビットを間引くこと
で符号化率3/4とし、たたみ込み符号化の入力6bi
tでQPSK変調シンボル4シンボル分のデータ8bi
tを発生する。第2のパンクチャ回路31bは符号化率
2/3で、たたみ込み符号化の入力4bitでQPSK
変調シンボル3シンボル分のデータ6bitを発生す
る。
ば図35に示すたたみ込み符号化器(符号化率r=1/
2)で行い、L3 の階層の伝送にはこれをそのまま用い
る。この場合ディジタル変調方式はQPSKである。第
1のパンクチャ回路31aが符号化ビットを間引くこと
で符号化率3/4とし、たたみ込み符号化の入力6bi
tでQPSK変調シンボル4シンボル分のデータ8bi
tを発生する。第2のパンクチャ回路31bは符号化率
2/3で、たたみ込み符号化の入力4bitでQPSK
変調シンボル3シンボル分のデータ6bitを発生す
る。
【0157】受信側、第1のデパンクチャ回路48aは
QPSK復調シンボル4シンボル分よりたたみ込み符号
化12bit(6シンボル)分のブランチメトリックを
発生する。
QPSK復調シンボル4シンボル分よりたたみ込み符号
化12bit(6シンボル)分のブランチメトリックを
発生する。
【0158】第2のデパンクチャ回路48bはQPSK
復調シンボルの3シンボルから、たたみ込み符号化8b
it(4シンボル)分のブランチメトリックを発生す
る。
復調シンボルの3シンボルから、たたみ込み符号化8b
it(4シンボル)分のブランチメトリックを発生す
る。
【0159】以上の実施例において、以下のような変形
も考えられる。
も考えられる。
【0160】図2(b)のr=1/2のたたみ込み符号
化の代わりにr>1/2のパンクチャド符号を用いても
よい。この場合は、トレリス符号化全体の符号化率が大
きくなる。この効果の内容は田中、松嶋著の 文献[3] “An Application of Trellis Coded Mo
dulation to DigitalMicrowave Radio and Its Perform
ance",Proceedings of ICC '93,pp.128-132,May.1993.
に詳述されている。
化の代わりにr>1/2のパンクチャド符号を用いても
よい。この場合は、トレリス符号化全体の符号化率が大
きくなる。この効果の内容は田中、松嶋著の 文献[3] “An Application of Trellis Coded Mo
dulation to DigitalMicrowave Radio and Its Perform
ance",Proceedings of ICC '93,pp.128-132,May.1993.
に詳述されている。
【0161】さらには、r=1/2を原符号とした複数
のパンクチャド符号を各階層に割り当ててもよい。例え
ば、図3のL1 とL2 はr=1/2のたたみ込み符号化
を、L3 にはr=2/3のパンクチャド符号化を割り当
てる。原符号が同じなのでBMU以外のビタビ復号部を
共有可能である。
のパンクチャド符号を各階層に割り当ててもよい。例え
ば、図3のL1 とL2 はr=1/2のたたみ込み符号化
を、L3 にはr=2/3のパンクチャド符号化を割り当
てる。原符号が同じなのでBMU以外のビタビ復号部を
共有可能である。
【0162】また図10の実施例の変形として、拘束長
が等しくて、符号化率の異なる符号を同様に、伝送誤り
特性の悪い順序に時分割多重化しても良い。例えば図3
5に示すr=1/2とr=1/3のたたみ込み符号では
r=1/3の方が伝送誤り特性が良い。拘束長が等しい
のでBMU以外のビタビ復号部を共有化できる。また、
異なる符号化率r=1/2,1/3を原符号としたパン
クチャド符号化の組み合わせも考えられる。
が等しくて、符号化率の異なる符号を同様に、伝送誤り
特性の悪い順序に時分割多重化しても良い。例えば図3
5に示すr=1/2とr=1/3のたたみ込み符号では
r=1/3の方が伝送誤り特性が良い。拘束長が等しい
のでBMU以外のビタビ復号部を共有化できる。また、
異なる符号化率r=1/2,1/3を原符号としたパン
クチャド符号化の組み合わせも考えられる。
【0163】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、階層化構
造を有する符号化・復号装置において、たたみ込み符号
化を含む場合に、誤りの伝搬が生じる事なく誤り訂正符
号器を1つにし得る等の効果を奏するものである。
造を有する符号化・復号装置において、たたみ込み符号
化を含む場合に、誤りの伝搬が生じる事なく誤り訂正符
号器を1つにし得る等の効果を奏するものである。
【図1】本発明に係る重み付け送信装置及び受信装置の
第1の実施例の概略の構成を示すブロック図である。
第1の実施例の概略の構成を示すブロック図である。
【図2】図1に示す第1の実施例に係り、ディジタル変
調に16QAMを用いたときの符号変調方式における信
号配置の例と符号化器の構成とを示す図である。
調に16QAMを用いたときの符号変調方式における信
号配置の例と符号化器の構成とを示す図である。
【図3】図1に示した第1の実施例に係り、各階層の信
号配置を示す図である。
号配置を示す図である。
【図4】図1に示した第1の実施例に係り、各階層単独
での伝送誤り特性を示す図である。
での伝送誤り特性を示す図である。
【図5】本発明に係り、誤り特性の良い階層から悪い階
層に移るときの多重化における誤りの伝搬を説明するた
めのタイミング図である。
層に移るときの多重化における誤りの伝搬を説明するた
めのタイミング図である。
【図6】本発明に係り、ダミーブロック挿入による誤り
伝搬の防止を説明するためのタイミング図である。
伝搬の防止を説明するためのタイミング図である。
【図7】本発明に係り、トレリス符号化にたたみ込み符
号を含む場合のフレーム情報を付加する場合の重み付け
送信装置の概略の構成を示すブロック図である。
号を含む場合のフレーム情報を付加する場合の重み付け
送信装置の概略の構成を示すブロック図である。
【図8】図7に示す実施例に対応し、トレリス符号化に
たたみ込み符号を含む場合のフレーム情報を付加する場
合の重み付け受信装置の概略の構成を示すブロック図で
ある。
たたみ込み符号を含む場合のフレーム情報を付加する場
合の重み付け受信装置の概略の構成を示すブロック図で
ある。
【図9】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例の
概略の構成を示すブロック図である。
概略の構成を示すブロック図である。
【図10】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図11】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図12】隣り合うシンボルと重心とのハミング距離を
小としたときのマッピング(信号配置)及び180°の
位相不変のマッピングを示す図である。
小としたときのマッピング(信号配置)及び180°の
位相不変のマッピングを示す図である。
【図13】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図14】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図15】図14に示した実施例に係り、ROMのマッ
ピング内容を示す図である。
ピング内容を示す図である。
【図16】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図17】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のBER特性を示す図である。
のBER特性を示す図である。
【図18】本発明に係る実施例を示し、ダミーブロック
を含む時分割多重化の例を示すタイミング図である。
を含む時分割多重化の例を示すタイミング図である。
【図19】本発明に係る実施例における最適化されたト
レリス復号器の領域判定の一例を示す図である。
レリス復号器の領域判定の一例を示す図である。
【図20】本発明に係る実施例における最適化されたト
レリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
レリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
【図21】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のBER特性を示す図である。
のBER特性を示す図である。
【図22】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図23】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のBER特性を示す図である。
のBER特性を示す図である。
【図24】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のBER特性を示す図である。
のBER特性を示す図である。
【図25】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のBER特性を示す図である。
のBER特性を示す図である。
【図26】本発明に係る実施例における階層L2 の信号
配置の例を示す図である。
配置の例を示す図である。
【図27】信号配置を用いたときの重み付け送信装置の
概略の構成を示すブロック図である。
概略の構成を示すブロック図である。
【図28】計算機シミュレーションによる各階層単独で
のBER特性を示す図である。
のBER特性を示す図である。
【図29】本発明に係る実施例における階層L2 の信号
配置の例を示す図である。
配置の例を示す図である。
【図30】本発明に係りFEC符号化にトレリス符号化
変調方式を用いる場合にフレーム情報を付加する場合の
トレリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
変調方式を用いる場合にフレーム情報を付加する場合の
トレリス復号器の概略の構成を示すブロック図である。
【図31】本発明に係る重み付け送・受信装置の実施例
の概略の構成を示すブロック図である。
の概略の構成を示すブロック図である。
【図32】本発明に係る実施例を示し、FEC符号化を
連接符号化とした場合のフレーム情報を付加する場合の
重み付け送信装置の概略の構成を示すブロック図であ
る。
連接符号化とした場合のフレーム情報を付加する場合の
重み付け送信装置の概略の構成を示すブロック図であ
る。
【図33】FEC符号化を連接符号化とした場合のフレ
ーム情報を付加する場合の重み付け受信装置の概略の構
成を示すブロック図である。
ーム情報を付加する場合の重み付け受信装置の概略の構
成を示すブロック図である。
【図34】本発明に係る実施例における各階層のデータ
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
【図35】本発明の実施例に係りたたみ込み符号化器
(k=7)の一例の構成を示すブロック図である。
(k=7)の一例の構成を示すブロック図である。
【図36】本発明に係る実施例における各階層のデータ
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
列の時分割タイミングの例を示すタイミング図である。
【図37】階層重み付けの機能を有する伝送路符号化・
復号装置の構成を示すブロック図である。
復号装置の構成を示すブロック図である。
【図38】変調キャリアのパワーに重み付けを施す場合
の出力スペクトルを示す図である。
の出力スペクトルを示す図である。
11…情報源信号符号化装置,20…重み付け送信装
置,21…第1のマルチプレクサ,22…トレリス符号
化器,23…信号配置分配器,24…第2のマルチプレ
クサ,25…ディジタル変調器,26…第1の制御回
路,27…外側FEC符号化器,28…加算器(排他的
論理和回路),29…たたみ込み符号化器,31…パン
クチャド回路,32…16QAM変調器,33…RO
M,34…シリアル/パラレル変換器,35…OFDM
復調器,36…多重化比率情報付加回路,37…フレー
ム同期符号付加回路,38…内側FEC符号化器(トレ
リス符号化器),40…重み付け受信装置,41…ディ
ジタル復調器,42…信号配置復号器,43…第3のマ
ルチプレクサ,44…トレリス復号器,45…デマルチ
プレクサ,46…第2の制御回路,47…外側FEC復
号器,48…デパンクチャド回路,49…ビタビ復号
器,51…16QAM復調器,52…OFDM復調器,
53…パラレル/シリアル変換器,54…内側FEC復
号器(トレリス復号器),55…ディジタル復号器,5
6…FEC復号器,61…情報源信号復号装置,221
…たたみ込み符号化器,261…タイミング制御回路,
263…フレーム情報付加回路,441…非符号化ビッ
ト復号回路,442…ビタビ復号回路,461…フレー
ム同期回路,462…多重化比率情報検出回路,463
…タイミング制御回路,490…非符号化ビット復号回
路,491…ビタビ復号回路,492…遅延回路,49
3…第1のデコーダROM,494…第2のデコーダR
OM,495…マルチプレクサ。
置,21…第1のマルチプレクサ,22…トレリス符号
化器,23…信号配置分配器,24…第2のマルチプレ
クサ,25…ディジタル変調器,26…第1の制御回
路,27…外側FEC符号化器,28…加算器(排他的
論理和回路),29…たたみ込み符号化器,31…パン
クチャド回路,32…16QAM変調器,33…RO
M,34…シリアル/パラレル変換器,35…OFDM
復調器,36…多重化比率情報付加回路,37…フレー
ム同期符号付加回路,38…内側FEC符号化器(トレ
リス符号化器),40…重み付け受信装置,41…ディ
ジタル復調器,42…信号配置復号器,43…第3のマ
ルチプレクサ,44…トレリス復号器,45…デマルチ
プレクサ,46…第2の制御回路,47…外側FEC復
号器,48…デパンクチャド回路,49…ビタビ復号
器,51…16QAM復調器,52…OFDM復調器,
53…パラレル/シリアル変換器,54…内側FEC復
号器(トレリス復号器),55…ディジタル復号器,5
6…FEC復号器,61…情報源信号復号装置,221
…たたみ込み符号化器,261…タイミング制御回路,
263…フレーム情報付加回路,441…非符号化ビッ
ト復号回路,442…ビタビ復号回路,461…フレー
ム同期回路,462…多重化比率情報検出回路,463
…タイミング制御回路,490…非符号化ビット復号回
路,491…ビタビ復号回路,492…遅延回路,49
3…第1のデコーダROM,494…第2のデコーダR
OM,495…マルチプレクサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H04J 3/00 B H04L 1/00 F 25/08 B 9199−5K H04Q 11/04
Claims (30)
- 【請求項1】 複数の階層化された情報源データ列に対
し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそれぞ
れに施して伝送し、受信側では対応する重み付け復調及
び復号を施すことで、元の階層化された情報源データ列
に復号する重み付け伝送方式であって、 符号化にトレリス復号化変調方式を用い、前記変調のコ
ンステレーションを構成する変調シンボルのうち、前記
トレリス符号化変調方式で定義されるm個のサブセット
をu0 ,u1 ,…,um-1 とするとき、前記変調シンボ
ルの全体集合UについてU=u0 ∪u1 ∪…∪um-1 で
あり、この全体集合Uの第1の部分集合をS1 ,S2 ,
…,Sn とし、前記トレリス符号化変調方式のサブセッ
トのそれぞれについて、n個の第2の部分集合S1,i ,
S2,i ,…,Sn,i (i=0,1,…,m−1)に分割
するとき、 【数1】 u0 ⊇S1,0 ,u0 ⊃S2,0 ,…,u0 ⊃Sn,0 u1 ⊇S1,1 ,u1 ⊃S2,1 ,…,u1 ⊃Sn,1 … um-1 ⊇S1,m-1 ,um-1 ⊃S2,m-1 ,…,um-1 ⊃S
n,m-1 とし、前記第2の部分集合S1,i ,S2,i ,…,Sn,i
のそれぞれに含まれる前記変調シンボル同士のユークリ
ッド距離d1,i ,d2,i ,…,dn,1 (i=0,1,
…,m−1)ついて、d1,i <d2,i <…<dn,1 と
し、 かつ、前記第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn を S1 =S1,0 ∪S1,1 ∪…∪S1,m-1 S2 =S2,0 ∪S2,1 ∪…∪S2,m-1 … Sn =Sn,0 ∪Sn,1 ∪…∪Sn,m-1 として、第1の部分集合S1 ,S2 ,…,Sn のそれぞ
れに含まれる前記変調シンボル同士の最小ユークリッド
距離d1 ,d2 ,…,dn について、d1 ≦d2≦…≦
dn とし、 S1 〜Sn を前記重み付け伝送の伝送路の階層に割り当
て、あらかじめ定めた一定の比率により時分割多重化し
て伝送するときに、前記伝送路の階層の時分割多重化の
順序を伝送誤り特性の悪い順序としたことを特徴とする
重み付け伝送方式。 - 【請求項2】 前記符号化されるデータ列は、伝送誤り
特性の良い階層から悪い階層に移るときに、伝送誤り特
性の良い階層に相当する部分の後端に(たたみ込み符号
化の拘束長に相当する数−1)以上のダミーブロックを
付加することを特徴とする請求項1記載の重み付け伝送
方式。 - 【請求項3】 前記伝送路の階層をデータの1フレーム
内で伝送路の誤り特性の悪い順序に時分割多重化し、各
フレームの後端に前記ダミーブロックを付加して伝送す
ることを特徴とする請求項1記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項4】 前記ダミーブロックは、そのサイズをた
たみ込み符号化の拘束長の数倍以上とすることを特徴と
する請求項2又は3記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項5】 前記伝送路の複数の階層のうち、伝送誤
り特性が最良である特定の階層の送信系列に多重化比率
の情報を付加し、前記伝送路の階層の送信系列を多重化
比率で時分割多重化して伝送し、受信側では前記特定の
階層に付加された多重化比率を検出して、当該多重化比
率により時分割で前記伝送路の階層の復号処理を施すこ
とを特徴とする請求項1又は2又は3又は4記載の重み
付け伝送方式。 - 【請求項6】 前記伝送路の複数の階層のうち、伝送誤
り特性が最良である特定の階層の送信系列に前記伝送路
の複数の階層が一巡する周期でフレーム同期符号を付加
し、受信側では前記フレーム同期符号に基づいて同期を
確立し時分割で伝送路の階層の復号処理を施すことを特
徴とする請求項1又は2又は3又は4又は5記載の重み
付け伝送方式。 - 【請求項7】 前記伝送路の各階層を多値レベルの異な
る複数の変調キャリアを用いて伝送することを特徴とす
る請求項1又は2又は3又は4又は5又は6に記載の重
み付け伝送方式。 - 【請求項8】 前記伝送路の各階層をOFDM変調方式
を用いて伝送することを特徴とする請求項1又は2又は
3又は4又は5又は6に記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項9】 前記時分割多重化のフレーム周期をOF
DMの伝送フレーム周期と一致または整数分の1とし、
前記たたみ込み符号化はフィードフォアワード型とし、
前記ダミーブロックのサイズは前記(たたみ込み符号化
の拘束長に相当する数−1)としたことを特徴とする請
求項8記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項10】 前記重み付けにおけるFEC符号化と
して、符号化率の異なるパンクチャド符号化であり、前
記多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とし、かつ、
最も伝送誤り特性の良い階層の後端に符号化の拘束長に
相当する数以上のダミーブロックを付加することを特徴
とする請求項1又は2又は3又は4又は5又は6又は7
又は8又は9に記載の重み付け伝送方式。 - 【請求項11】 複数の階層化された情報源データ列に
対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調をそれ
ぞれに施して伝送する重み付け送信装置であって、 前記複数の情報源データ列を多重化比率に基づき時分割
多重するマルチプレクサと、 このマルチプレクサの出力にトレリス符号化を施すトレ
リス符号化器と、 前記変調のコンステレーションを構成する変調シンボル
の全体集合を複数の部分集合に分割するとき、この部分
集合毎に設けられ当該部分集合のそれぞれに含まれる変
調シンボルを指定する送信信号配置データを出力する複
数の信号配置分配器と、 前記伝送路の階層の時分割多重化の順序を伝送誤り特性
の悪い順序とする制御手段とを有することを特徴とする
重み付け送信装置。 - 【請求項12】 前記伝送誤り特性の良い階層から悪い
階層に移るときに、トレリス符号化を施す前のデータ列
のうち、伝送誤り特性の良い階層に相当する部分の後端
に、(たたみ込み符号化の拘束長に相当する数−1)以
上のダミーブロックを付加するダミーブロック付加手段
を有することを特徴とする請求項11記載の重み付け送
信装置。 - 【請求項13】 前記制御回路は、1フレームの伝送路
の各階層のデータ列を伝送路の誤り特性の悪い順序に時
分割多重化する際に前記マルチプレクサを制御すること
を特徴とする請求項11又は12記載の重み付け送信装
置。 - 【請求項14】 前記ダミーブロック付加手段は、前記
拘束長の2倍以上のダミーブロックを付加する機能を有
することを特徴とする請求項12又は13記載の重み付
け送信装置。 - 【請求項15】 前記複数の階層のうち伝送誤り特性が
最良である特定の階層の送信系列に多重化比率の情報を
付加する付加手段を有することを特徴とする請求項11
又は12又は13又は14記載の重み付け送信装置。 - 【請求項16】 前記複数の階層のうち、伝送誤り特性
が最良である特定の階層の送信系列に、当該複数の階層
が一巡する周期でフレーム同期符号を付加するフレーム
同期付加手段を有することを特徴とする請求項11又は
12又は13又は14又は15記載の重み付け送信装
置。 - 【請求項17】 前記n個の階層を含むトレリス符号化
データ列をl個の階層に分離するデマルチプレクサと、
それぞれの出力をl個のディジタル変調を施して送出す
るディジタル変調器を具備したことを特徴とする請求項
11又は12又は13又は14又は15又は16に記載
の重み付け送信装置。 - 【請求項18】 前記ディジタル変調器は1つのOFD
M変調器であることを特徴とする請求項17記載の重み
付け送信装置。 - 【請求項19】 前記制御手段は、時分割多重化のフレ
ーム周期を前記OFDM変調器のフレーム周期と一致ま
たは整数分の1とし、前記トレリス符号化器に含まれる
たたみ込み符号化はフィードフォアワード型であり、前
記ダミーブロック付加手段は前記(たたみ込み符号化の
拘束長に相当する数−1)シンボルのダミーブロックを
付加することを特徴とする請求項18記載の重み付け送
信装置。 - 【請求項20】 前記複数の情報源データ列を所定の比
率で時分割多重化した後たたみ込み符号化するたたみ込
み符号化器と、その出力を所定の複数の比率で間引き処
理を施すパンクチャド手段を有し、伝送路の階層の時分
割多重化の順序を伝送誤り特性の悪い順序とする制御手
段と、符号化の拘束長に相当する数以上のダミーブロッ
クを付加するダミーブロック付加手段を有することを特
徴とする請求項11又は12又は13又は14又は15
又は16又は17又は18又は19に記載の重み付け送
信装置。 - 【請求項21】 前記複数の階層化された情報源データ
列に対し、それぞれに異なる重み付け符号化及び変調を
それぞれに施し、所定の多重化比率で時分割多重化して
伝送されたデータを受信して、対応する重み付け復調及
び復号を施すことで、元の階層化された情報源データ列
に復号する重み付け受信装置であって、 復調された信号をそれぞれ入力して当該変調のコンステ
レーションを構成する変調シンボルの全体集合を複数の
部分集合に分割するとき、当該部分集合のそれぞれに含
まれる変調シンボルに対応した判定データを出力する複
数の信号配置復号器と、 この複数の信号配置復号器からそれぞれ出力される判定
データを入力し所定の多重化比率に基づき時分割多重化
して出力するマルチプレクサと、 このマルチプレクサの出力を入力してトレリス復号を施
すトレリス復号器と、 このトレリス復号器の出力を前記多重化比率に基づき複
数の伝送路の階層に分離するデマルチプレクサと、 複数の階層の時分割多重化されたデータ列の復号順序
を、伝送誤り特性の悪い順序となるように制御する制御
手段とを有することを特徴とする重み付け受信装置。 - 【請求項22】 前記伝送誤り特性の良い階層に相当す
る部分の後端に付加されたダミーブロックについてもそ
のままトレリス復号処理を施すことを特徴とする請求項
21記載の重み付け受信装置。 - 【請求項23】 前記制御手段は、フレーム同期を確立
して前記時分割多重化分離の制御を行い、フレームの後
端に付加された前記ダミーブロックについてもそのまま
トレリス復号又はビタビ復号処理を施すことを特徴とす
る請求項21記載の重み付け受信装置。 - 【請求項24】 前記ダミーブロックのサイズがビタビ
復号のパスメモリのサイズ以上であることを特徴とする
請求項22又は23記載の重み付け受信装置。 - 【請求項25】 前記複数の階層のうち、伝送誤り特性
が最良である特定の階層のデータ列から多重化比率情報
を検出する多重化比率情報検出手段を有することを特徴
とする請求項21又は22又は23又は24記載の重み
付け受信装置。 - 【請求項26】 前記複数の階層のうち、伝送誤り特性
が最良である特定の階層のデータ列からフレーム同期を
確立するフレーム同期手段を有することを特徴とする請
求項21又は22又は23又は24又は25記載の重み
付け受信装置。 - 【請求項27】 前記復調が多値レベルの異なる複数の
ディジタル復調器で施されることを特徴とする請求項2
1記載の重み付け受信装置。 - 【請求項28】 前記ディジタル復調は、OFDM復調
器であることを特徴とする請求項27記載の重み付け受
信装置。 - 【請求項29】 前記制御手段は時分割多重化分離のフ
レーム周期を、前記OFDM復調器のフレーム周期と一
致または整数分の1とし、前記フィードフォアワードた
たみ込み符号化に対応したビタビ復号器を前記トレリス
復号器は有し、前記ビタビ復号器のパスメモリのサイズ
から送信されるダミーブロックをさし引いた数のダミー
ブロックを挿入する手段を具備することを特徴とする請
求項28記載の重み付け受信装置。 - 【請求項30】 前記マルチプレクサの出力にデパンク
チャド処理を施すデパンクチャド回路と、その出力をビ
タビ復号するビタビ復号器とを具備することを特徴とす
る請求項21又は22又は23又は24又は25又は2
6又は27又は28又は29記載の重み付け受信装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6178608A JPH0846655A (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 重み付け伝送方式及びその装置 |
CA002154848A CA2154848A1 (en) | 1994-07-29 | 1995-07-27 | Multilevel weighted transmission method and multilevel weighted transmission and reception apparatus |
EP95111926A EP0702476A2 (en) | 1994-07-29 | 1995-07-28 | Multilevel weighted transmission method and multilevel weighted transmission and reception apparatus |
KR1019950023051A KR960006306A (ko) | 1994-07-29 | 1995-07-29 | 가중 전송 방식과 그 전송 및 수신 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6178608A JPH0846655A (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 重み付け伝送方式及びその装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0846655A true JPH0846655A (ja) | 1996-02-16 |
Family
ID=16051433
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6178608A Pending JPH0846655A (ja) | 1994-07-29 | 1994-07-29 | 重み付け伝送方式及びその装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0702476A2 (ja) |
JP (1) | JPH0846655A (ja) |
KR (1) | KR960006306A (ja) |
CA (1) | CA2154848A1 (ja) |
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- 1995-07-27 CA CA002154848A patent/CA2154848A1/en not_active Abandoned
- 1995-07-28 EP EP95111926A patent/EP0702476A2/en not_active Withdrawn
- 1995-07-29 KR KR1019950023051A patent/KR960006306A/ko not_active Application Discontinuation
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---|---|
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CA2154848A1 (en) | 1996-01-30 |
KR960006306A (ko) | 1996-02-23 |
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