JPH0846591A - Spread spectrum communication system - Google Patents
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- JPH0846591A JPH0846591A JP6175695A JP17569594A JPH0846591A JP H0846591 A JPH0846591 A JP H0846591A JP 6175695 A JP6175695 A JP 6175695A JP 17569594 A JP17569594 A JP 17569594A JP H0846591 A JPH0846591 A JP H0846591A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、ＤＳ（Direct Sequenc
e ）と呼ばれるスペクトル拡散によって変調された信号
を、同一周波数帯域内に多重化して通信を行う符号分割
多元接続（Code-Division Multiple Access 、以下ＣＤ
ＭＡという）通信のような直交符号系列を用いたスペク
トル拡散通信方法、例えば、パーソナル通信システム
（ＰＣＳ）及びディジタルセルラのような移動通信にお
けるＣＤＭＡ通信に用いる無線端末装置及び基地局等に
用いられるスペクトル拡散通信方法に関するものであ
る。This invention relates to a DS (Direct Sequenc
e) is a code-division multiple access (CD) that multiplexes a signal modulated by spread spectrum in the same frequency band for communication.
Spread spectrum communication method using an orthogonal code sequence such as MA communication, for example, a spectrum used for a wireless terminal device and a base station used for CDMA communication in mobile communication such as personal communication system (PCS) and digital cellular. The present invention relates to a spread communication method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】直交符号系列を用いたスペクトル拡散通
信方法であるＣＤＭＡ通信方法は、例えば、次のような
文献に記載されている。 文献１；沖電気研究開発、６１［２］（１９９４−
４）、“米国ＣＤＭＡ方式セルラ携帯電話装置”Ｐ．１
９−２２ 文献２；北米標準のＩＳ−９５規格書案“Mobile Stati
on-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mo
de Wideband Spread Spectrum Cellular System ”（１
９９２−４）（米）Ｐ．(７−１)〜(７−４２) 前記文献１に記載されているように、ＣＤＭＡ通信方法
では、拡散符号と呼ばれる直交符号系列を用いて伝送情
報を変調し、信号の占有周波数帯域幅を最低限必要な伝
送帯域よりもはるかに広い帯域幅に拡散させ、スペクト
ル拡散変調方法による多重アクセス通信方法を採用して
いる。即ち、ＣＤＭＡ通信方法では、移動局が異なる拡
散符号を用いてスペクトル拡散を行い、拡散された各符
号チャネルの信号を同じ周波数帯で同時に重ねて送信す
る。また、受信側では、所望の符号チャネルに同期した
ローカル拡散符号により逆拡散処理を行い、その結果、
所望信号のスペクトルだけが狭い帯域幅で復調され、干
渉波は逆に広帯域に拡散され、雑音となる。2. Description of the Related Art A CDMA communication method, which is a spread spectrum communication method using an orthogonal code sequence, is described in the following documents, for example. Reference 1: Oki Electric Research and Development, 61 [2] (1994-
4), "American CDMA cellular mobile phone device" P. 1
9-22 Reference 2: North American standard IS-95 standard draft “Mobile Stati
on-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mo
de Wideband Spread Spectrum Cellular System "(1
992-4) (US) P. (7-1) to (7-42) As described in Document 1, in the CDMA communication method, the transmission information is modulated using an orthogonal code sequence called a spreading code, and the occupied frequency bandwidth of the signal is The multiple access communication method by the spread spectrum modulation method is adopted by spreading the bandwidth much wider than the minimum required transmission band. That is, in the CDMA communication method, the mobile station performs spectrum spreading using different spreading codes, and the spread signal of each code channel is simultaneously transmitted in the same frequency band. Also, on the receiving side, despreading processing is performed with a local spreading code synchronized with the desired code channel, and as a result,
Only the spectrum of the desired signal is demodulated with a narrow bandwidth, and the interference wave is spread over a wide band, and becomes noise.
【０００３】図５は、ＣＤＭＡ通信方法の基地局から移
動局への下り回線と、その上り回線のチャネル割り当て
を示す図である。なお、図５中のｃｈはチャネル、ロン
グＰＮ（疑似）符号は拡散符号である。前記文献２にも
記載されているように、基地局は下りチャネルとして６
４個の直交符号系である６４-aryウォルシュ（Ｗalsh）
関数を用いる。即ち、１．２５ＭＨｚに拡散された下り
回線信号は、拡散符号のＷalsh系列で変換し、６４チャ
ネルに分割する。そのうち、１個（１チャネル）をパイ
ロットチャネルに、１個（１チャネル）を同期チャネル
に、最大７個（７チャネル）をページングチャネルに、
そして、残りを通話チャネルに割り当てている。上り回
線は、下り回線と異なる周波数帯域を使い、各ユーザ固
有の拡散符号で変調し、５５チャネルを通話チャネル
に、残りをアクセスチャネルに割り当てている。これら
の直交符号系列を用いることで、チャネル間の干渉を低
く抑えることが可能となる。FIG. 5 is a diagram showing channel allocation of a downlink from a base station to a mobile station and an uplink of the CDMA communication method. In FIG. 5, ch is a channel and long PN (pseudo) code is a spreading code. As described in Reference 2, the base station uses 6 downlink channels.
64-ary Walsh, which is four orthogonal code systems
Use a function. That is, the downlink signal spread to 1.25 MHz is converted by the Walsh sequence of spreading code and divided into 64 channels. Among them, one (1 channel) is a pilot channel, one (1 channel) is a synchronization channel, and a maximum of 7 (7 channels) is a paging channel,
The rest is assigned to the call channel. The uplink uses a frequency band different from that of the downlink and is modulated with a spreading code unique to each user, and 55 channels are assigned to speech channels and the rest are assigned to access channels. By using these orthogonal code sequences, it becomes possible to suppress interference between channels to a low level.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
スペクトル拡散通信方法では、次のような問題があり、
それを解決することが困難であった。Ｗalsh関数は２の
べき乗の符号系列であり、拡散符号として２のべき乗数
のみしか作れない。そのため、６４kbit/sのデータを拡
散した場合、６４倍拡散、１２８倍拡散、２５６倍拡
散、５１２倍拡散…とすると、必要なチップ速度はそれ
ぞれ４．０９６Ｍchip/s、８．１９２Ｍchip/s、１６．
３８４Ｍchip/s、３２．７６８Ｍchip/sとなり、チップ
速度が直交符号数の階乗に比例して増大する。無線シス
テムに割り当てられる周波数は、運用の観点から、周波
数帯域が２倍、３倍、４倍…と比例する。しかし、３倍
の拡散を満足するチップ速度は、Ｗalsh符号では構成で
きない。３倍の周波数帯域を実現できる直交符号系とし
て、４×（３以上の奇数）次のＷilliamson 形Ｈadamar
d 行列が既に与えられている。この直交符号を使用すれ
ば、前記チップ速度を達成できる。しかし、これらの直
交符号系列には、全ての要素が＋１となる行及び列が存
在しないので、パイロット信号として使用できない。ま
た、直交符号系列の周期相関は、各列または行の直交符
号と、他の行または列の直交符号をシフトした符号との
相関値である。時間軸で符号を分離するためには、この
値を小さくする必要がある。Ｗalsh符号及び４×（３以
上の奇数）を要素で構成された直交符号の周期相関値は
小さくなり、自己相関値の最大値と同じくらい大きくな
る系列が多く存在する。この相関値が大であると、符号
が分離できない。従って、拡散符号として用いられな
い。However, the conventional spread spectrum communication method has the following problems.
It was difficult to solve it. The Walsh function is a power series of powers of 2, and can generate only powers of 2 as spreading codes. Therefore, when 64 kbit / s data is spread, if 64 times spread, 128 times spread, 256 times spread, 512 times spread, etc., the required chip speeds are 4.096 Mchip / s, 8.192 Mchip / s, 16 ．
It becomes 384 Mchip / s and 32.768 Mchip / s, and the chip speed increases in proportion to the factorial of the orthogonal code number. From the viewpoint of operation, the frequencies assigned to the wireless system are proportional to the frequency bands of double, triple, quadruple, .... However, a chip speed satisfying the spread of 3 times cannot be configured by the Walsh code. As an orthogonal code system that can realize a triple frequency band, a 4x (odd number of 3 or more) order Williamson-type Hadamar
The d matrix has already been given. The chip rate can be achieved using this orthogonal code. However, these orthogonal code sequences do not have rows and columns in which all the elements are +1 and therefore cannot be used as pilot signals. The periodic correlation of the orthogonal code sequence is a correlation value between the orthogonal code of each column or row and the code obtained by shifting the orthogonal code of another row or column. This value needs to be small in order to separate the codes on the time axis. The periodic correlation value of the Walsh code and the orthogonal code composed of 4 × (an odd number of 3 or more) is small, and there are many sequences in which the cyclic correlation value is as large as the maximum autocorrelation value. If this correlation value is large, the codes cannot be separated. Therefore, it is not used as a spreading code.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】第１の発明は、前記課題
を解決するために、送信データをスペクトル拡散によっ
て変調し、その変調された信号を、同一周波数帯域内に
多重化して通信を行うスペクトル拡散通信方法におい
て、直交行列における次数が４×（３以上の奇数）を要
素として構成される行あるいは列の直交符号系列を用い
て前記送信データを拡散するようにしている。第２の発
明では、第１の発明の直交行列において、直交符号系列
のうち一つが全て＋１あるいは−１である符号を含む直
交符号系列を用いるようにしている。第３の発明では、
第１の発明の直交行列において、前記直交符号系列の全
てが全てゼロもしくは＋１を含まない符号である場合、
いずれかの直交符号系列が全てゼロもしくは＋１にする
ために、前記直交符号系列の１もしくは−１に相当する
列に対して１で排他的論理和を施すか、もしくは−１を
かけることによってある直交符号系列のうち、１つを全
てゼロもしくは＋１に変換する手段を有する直交符号系
列を用いるようにしている。第４の発明では、第１の発
明の直交符号系列において、直交符号系列から一つの直
交符号と他の直交符号を任意の回数シフトした符号とが
同じとなる符号を除いた直交符号系列を構成し、その構
成した直交符号系列を各ユーザの送信タイミングが非同
期となるスペクトル拡散通信の拡散符号として用いるよ
うにしている。In order to solve the above-mentioned problems, the first invention modulates transmission data by spread spectrum and multiplexes the modulated signal in the same frequency band for communication. In the spread spectrum communication method, the transmission data is spread by using an orthogonal code sequence of rows or columns configured with elements of 4 × (an odd number of 3 or more) in an orthogonal matrix. In the second invention, in the orthogonal matrix of the first invention, an orthogonal code sequence including a code in which one of all orthogonal code sequences is +1 or -1 is used. In the third invention,
In the orthogonal matrix of the first invention, when all of the orthogonal code sequences are codes that do not include zero or +1,
In order to set all the orthogonal code sequences to zero or +1, the column corresponding to 1 or -1 of the orthogonal code sequence is subjected to exclusive OR with 1 or by -1. Among the orthogonal code sequences, an orthogonal code sequence having a means for converting all ones into zero or +1 is used. In a fourth invention, in the orthogonal code sequence of the first invention, an orthogonal code sequence is formed by excluding a code in which one orthogonal code and a code obtained by shifting another orthogonal code by an arbitrary number of times are the same as the orthogonal code sequence. However, the configured orthogonal code sequence is used as a spreading code for spread spectrum communication in which the transmission timing of each user is asynchronous.
【０００６】[0006]
【作用】第１、第２及び第３の発明によれば、拡散に用
いる直交符号系列として、例えば、４×（３以上の奇
数）次Ｗilliamson 形Ｈadamard 行列に対し、行の交
換、行の反転、列の交換、及び列の反転からなる等価変
換を施した行列を核とする（２ｍ−１）×（２＾ｎ）次
（但し、２＾ｎ；２のｎ乗を表す。ｍ，ｎ；２以上の整
数）の行から構成される直交符号系列を用いて、データ
の拡散が行われる。第４の発明によれば、例えば、チッ
プずれが生じた場合の非同期信号において同期信号と等
しい相関値を与える場合の数は２通りのみであり、その
場合を回避することにより、残りの直交符号をチャネル
とする非同期通信が行える。従って、前記課題を解決で
きるのである。According to the first, second and third inventions, as an orthogonal code sequence used for spreading, for example, row exchange and row inversion are performed for a 4 × (odd number of 3 or more) Williamson Hadamard matrix. , Column exchange, and column inversion are equivalently transformed into a matrix of (2m−1) × (2̂n) -th order (where 2̂n; 2 is the nth power. M, n Data is spread using an orthogonal code sequence composed of rows of (2 or more integers). According to the fourth aspect of the invention, for example, the number of cases where a correlation value equal to that of a synchronization signal is given to an asynchronous signal when a chip shift occurs is only two, and by avoiding that case, the remaining orthogonal codes are eliminated. Asynchronous communication can be performed using the channel. Therefore, the above problem can be solved.
【０００７】[0007]
【実施例】原理 まず、本発明の実施例のスペクトル拡散通信方法の原理
を説明する。本実施例のスペクトル拡散通信方法では、
拡散に用いる直交符号系列として、４×（３以上の奇
数）次Ｗilliamson 形Ｈadamard 行列に対し、行の交
換、行の反転、列の交換、及び列の反転からなる等価変
換を施した行列を核とする（２ｍ−１）×（２＾ｎ）次
の行から構成される直交符号系列を用いる。これを拡散
符号としてデータを拡散するスペクトル拡散方法につい
て以下説明する。ここで、ｘ＾ｙはｘのｙ乗を示し、
ｍ，ｎともに２以上の整数とする。このような直交符号
系を用いると、後述するように、要求帯域幅に応じたシ
ステム設計が可能となる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Principle First, the principle of a spread spectrum communication method according to an embodiment of the present invention will be described. In the spread spectrum communication method of this embodiment,
As an orthogonal code sequence used for spreading, a matrix obtained by subjecting a 4 × (odd number greater than or equal to 3) Williamson Hadamard matrix to an equivalent transformation consisting of row exchange, row inversion, column exchange, and column inversion An orthogonal code sequence composed of (2m-1) × (2 ^ n) -th row is used. A spread spectrum method for spreading data using this as a spread code will be described below. Here, x ^ y represents x to the power of y,
Both m and n are integers of 2 or more. When such an orthogonal code system is used, it becomes possible to design the system according to the required bandwidth, as will be described later.
【０００８】図１は、本発明の実施例のスペクトル拡散
通信方法に用いられる送信装置の構成図である。この送
信装置は、ＣＤＭＡ通信の基地局の送信部に相当する回
路であり、各チャネルｃｈ１，ｃｈ２，…，ｃｈ１９２
毎に、変調器である拡散部１０−１，１０−２，…，１
０−１９２が設けられている。各チャネルｃｈ１〜ｃｈ
１９２は、基地局と交信する通信端末に対応する。各拡
散部１０−１〜１０−１９２は、後述する式（４）の拡
張Ｑ（逆）で定義する拡散符号Ｔ（ｈ1 ），Ｔ
（ｈ2 ），…，Ｔ（ｈ192 ）を発生する拡散符号発生器
１１−１，１１−２，…，１１−１９２と、各チャネル
ｃｈ１〜ｃｈ１９２毎の送信データＴＤ１，ＴＤ２，
…，ＴＤ１９２と該拡散符号Ｔ（ｈ1 ），Ｔ（ｈ2 ），
…，Ｔ（ｈ192 ）とをそれぞれ乗算する乗算器１２−
１，１２−１，…，１２−１９２とで、構成されてい
る。乗算器１２−１〜１２−１９２の出力側には、加算
器２０が接続され、その加算器２０の出力側に、無線変
調部３０を介して伝搬路４０が接続されている。この送
信装置では、各チャネルｃｈ１〜ｃｈ１９２毎の送信デ
ータＴＤ１〜ＴＤ１９２が、各拡散部１０−１〜１０−
１９２で、各チャネルｃｈ１〜ｃｈ１９２毎の拡散符号
Ｔ（ｈ1 ）〜Ｔ（ｈ192 ）によって拡散変調が行われ
る。各拡散部１０−１〜１０−１９２で拡散された拡散
信号は、加算器２０で加算され、無線変調部３０によっ
て搬送波周波数で変調された後、伝搬路４０へ送信され
る。拡散符号に用いる符号は、直交行列の行あるいは列
が４×奇数（３以上）を要素として構成された直交符号
系列が用いられる。入力データである送信データＴＤ１
〜ＴＤ１９２の速度が６４kbit/sの場合、拡散速度は符
号系列の因数の中の奇数が３とすると、３×４＝１２を
因数とした１９２倍の直交符号系列を構成する。従っ
て、データ速度が６４kbit/sのとき、１９２倍拡散より
１２．２８８Ｍchip/sとなる。同様に、３×４を要素と
した直交符号として４８倍拡散を用いた場合は、３．０
７２Ｍchip/sとなる。FIG. 1 is a block diagram of a transmitter used in a spread spectrum communication method according to an embodiment of the present invention. This transmission device is a circuit corresponding to a transmission unit of a base station for CDMA communication, and each channel ch1, ch2, ..., Ch192.
Each of the spreading units 10-1, 10-2, ...
0-192 is provided. Each channel ch1 to ch
Reference numeral 192 corresponds to a communication terminal that communicates with the base station. Each of the spreading units 10-1 to 10-192 has a spreading code T (h 1 ), T defined by an extension Q (inverse) of Expression (4) described later.
, (H 2 ), ..., T (h 192 ) are generated by spreading code generators 11-1, 11-2, ..., 11-192, and transmission data TD1, TD2 for each channel ch1 to ch192.
..., TD192 with said spreading code T (h 1), T ( h 2),
, T (h 192 ) and a multiplier 12-
, 12-1, ..., 12-192. The adder 20 is connected to the output sides of the multipliers 12-1 to 12-192, and the propagation path 40 is connected to the output side of the adder 20 via the wireless modulation section 30. In this transmission device, the transmission data TD1 to TD192 for each channel ch1 to ch192 is transmitted to each of the spreading units 10-1 to 10-.
At 192, spreading modulation is performed by the spreading codes T (h 1 ) to T (h 192 ) for each of the channels ch1 to ch192. The spread signals spread by the spread units 10-1 to 10-192 are added by the adder 20, modulated by the wireless modulator 30 at the carrier frequency, and then transmitted to the propagation path 40. The code used for the spreading code is an orthogonal code sequence in which the rows or columns of the orthogonal matrix are configured by 4 × odd numbers (3 or more) as elements. Transmission data TD1 which is input data
When the speed of TD192 is 64 kbit / s, the spreading speed forms a 192-fold orthogonal code sequence with a factor of 3 × 4 = 12, where the odd number of the factors of the code sequence is 3. Therefore, when the data rate is 64 kbit / s, it becomes 12.288 Mchip / s by 192 times spreading. Similarly, when 48 times spreading is used as an orthogonal code having 3 × 4 elements, 3.0
It will be 72 Mchip / s.
【０００９】図２は、本発明の実施例のスペクトル拡散
通信方法に用いられる受信装置の構成図である。この受
信装置は、図１の送信装置に対応する装置であり、移動
局の受信部に相当する。伝搬路４０には、無線復調部５
０の入力側が接続され、その無線復調部５０の出力側
に、相関検波部６０が接続されている。相関検波部６０
は、後述する式（４）で定義する符号Ｔ（ｈi ）の逆拡
散符号発生器６１と、該逆拡散符号発生器６１の出力と
無線復調部５０の出力とを乗算して受信データＲＤを出
力する乗算器６２とで、構成されている。符号Ｔ
（ｈi ）におけるｉは、１〜１９２までの整数値をと
り、基地局と移動局の間の通信プロトコルで決められ
る。この受信装置では、伝搬路４０から送られてくる受
信信号が、無線復調部５０でベースバンド信号に復調さ
れる。復調された信号は、相関検波部６０において、送
信装置と同様の直交符号系列を用いて相関検波されて復
調される。これにより、データが復調されて受信データ
ＲＤとなる。FIG. 2 is a block diagram of a receiver used in the spread spectrum communication method according to the embodiment of the present invention. This receiving device is a device corresponding to the transmitting device of FIG. 1 and corresponds to the receiving unit of the mobile station. In the propagation path 40, the wireless demodulation unit 5
The input side of 0 is connected, and the correlation detection section 60 is connected to the output side of the wireless demodulation section 50. Correlation detector 60
Is the despreading code generator 61 of the code T (h i ) defined by the equation (4) described later, and the output of the despreading code generator 61 and the output of the radio demodulation unit 50 are multiplied to receive data RD. And a multiplier 62 that outputs Code T
I in (h i ) takes an integer value from 1 to 192 and is determined by the communication protocol between the base station and the mobile station. In this receiving device, the received signal sent from the propagation path 40 is demodulated by the wireless demodulation unit 50 into a baseband signal. The demodulated signal is subjected to correlation detection in the correlation detection unit 60 using the same orthogonal code sequence as that used in the transmission device and demodulated. As a result, the data is demodulated and becomes the reception data RD.
【００１０】次に、図１の送信装置及び図２の受信装置
で用いられる直交符号系列の生成方法について説明す
る。直交符号系列の構成は、直交行列の中で少なくとも
一つの行あるいは一つの列が全て１で構成される直交行
列を生成する。これは、各拡散部１０−１〜１０−１９
２において信号の同期を容易に得るためのパイロット信
号を送出するためである。パイロット信号は、入力信号
を全て１あるいは０とすることにより、拡散符号そのも
のが出力される。しかも、各行あるいは列の符号間の距
離が最も遠くなる直交符号が必要である。これは、受信
装置において各受信信号間の相関を大きくすることによ
り、復調の信号対雑音比を大きくして復号誤り率を少な
くするためである。このような直交符号の生成を、少な
くとも一つの４×（３以上の奇数）次の内、簡単な例と
して１２次の場合で説明する。１２次Ｗilliamson 形Ｈ
adamard 行列の一つＨ１２は＋１，−１を＋，−で表現
すると、Next, a method of generating an orthogonal code sequence used in the transmitter of FIG. 1 and the receiver of FIG. 2 will be described. The configuration of the orthogonal code sequence generates an orthogonal matrix in which at least one row or one column is all 1's in the orthogonal matrix. This is for each diffusion unit 10-1 to 10-19.
This is for transmitting a pilot signal for easily obtaining signal synchronization in No. 2. As for the pilot signal, the spread code itself is output by setting all the input signals to 1 or 0. In addition, an orthogonal code is required which has the longest distance between the codes in each row or column. This is because by increasing the correlation between the respective received signals in the receiving device, the signal-to-noise ratio of demodulation is increased and the decoding error rate is reduced. The generation of such an orthogonal code will be described in the case of a twelfth order among at least one 4x (odd number of 3 or more) order as a simple example. 12th Williamson type H
One of the adamard matrices, H12, is that if +1, -1 is expressed as +,-,
【数１】 である。この各行で送信データＴＤ１〜ＴＤ１９２を拡
散部１０−１〜１０−１９２によって拡散し、各行がチ
ャネルとなる。よって、全部で１２チャネルを識別でき
る。しかし、全てが＋である行が存在しないため、送信
データＴＤ１〜ＴＤ１９２を＋１とする基準信号がな
い。[Equation 1] Is. Transmission data TD1 to TD192 are spread in each row by spreading sections 10-1 to 10-192, and each row becomes a channel. Therefore, 12 channels can be identified in total. However, since there is no row in which all are +, there is no reference signal that sets transmission data TD1 to TD192 to +1.
【００１１】受信側では、この基準信号を相関検波部６
０で検波し、この検波出力を基にして他のチャネルの復
調を行う。よって、全てが＋である行が必要なため、式
（１）を第１行が全て＋からなるように、第４，６，
７，９，１０，１２列を反転させる等価変換Ｔを施し、
本方法の直交拡散符号の核となる行列Ｔ（Ｈ12）を得
る。Ｔ（Ｈ12）を次式（２）に示す。各行が直交してい
ることは明らかである。ここで、等価変換Ｔは、第１行
中の−のところ全ての列を反転する変換である。On the receiving side, the reference signal is detected by the correlation detector 6
Detection is performed at 0, and other channels are demodulated based on this detection output. Therefore, since it is necessary to have rows in which all are +, the equation (1) is changed so that the first row is made up of all +,
Equivalent transformation T that inverts 7, 9, 10, 12 columns is performed,
Obtain the matrix T (H 12 ) that is the core of the orthogonal spreading code of this method. T (H 12 ) is shown in the following equation (2). It is clear that the rows are orthogonal. Here, the equivalent transformation T is a transformation that inverts all the columns at-in the first row.
【００１２】[0012]
【数２】 拡張Ｑの定義は、次の漸化式（３）による。Ｔ（Ｈ12）
からＴ（Ｈ24），Ｔ（Ｈ48）等への拡張が可能になる。[Equation 2] The extension Q is defined by the following recurrence formula (3). T (H 12 )
To T (H 24 ), T (H 48 ), etc.
【００１３】[0013]
【数３】 以上から、１２次Ｗilliamson 形Ｈadamard 行列に等価
変換Ｔを施すことで得られる行列から作られる直交符号
系は、１２次以上の３×（２のべき乗）の次数の行列か
らの直交符号系への拡張が拡張Ｑを有限回行うことで可
能となる。これにより、拡張された行列の中の唯一ひと
つの行は、＋のみから構成される。前記の例からでは、
第１行がその行となる。Ｗilliamson 形Ｈadamard 行列
の次数は、４×（２９以下の奇数）において存在し、そ
れらに前記の等価変換Ｔと拡張Ｑを施すことで、（２ｍ
−１）×（２＾ｎ）次の直交符号系を構成する行列が生
成される。(Equation 3) From the above, an orthogonal code system made from a matrix obtained by subjecting a 12th-order Williamson Hadamard matrix to the equivalent transformation T is converted from a 12th-order or higher matrix of 3 × (power of 2) order to an orthogonal code system. Expansion is possible by performing expansion Q a finite number of times. Thereby, the only one row in the expanded matrix consists of only +. From the example above,
The first line is that line. The order of the Williamson-type Hadamard matrix exists in 4 × (an odd number of 29 or less), and by applying them to the equivalent transformation T and the extension Q, (2 m
A matrix that forms an orthogonal code system of order −1) × (2̂n) is generated.
【００１４】変換前の行列Ｈ12において、第１行、第２
行、及び第３行は６個の＋と６個の−から構成されてい
るが、残りの９行は８個の＋と４個の−から構成されて
いる。これに対し、前記の行列変換を施すことで得られ
る直交符号系Ｔ（Ｈ12）は、＋のみから構成される第１
行を除き、全ての系列が同数の＋と−から構成される。
前記の式（２）においても、６個の＋と６個の−から直
交符号が構成されていることが確かめられる。これによ
り、第１行を除く各行において符号の重みが一定とな
り、符号平衡が保たれる。符号平衡が保たれない場合、
遅延波によって生じる非同期信号の相関パワーが低く保
たれない。前記直交符号は、符号平衡が保たれているの
で、式（１）のＷilliamson 形Ｈadamard 行列を変換せ
ずに拡散符号として用いた場合よりも、非同期信号の相
関パワーが低く保たれ、より拡散に適した符号となる。In the matrix H 12 before conversion, the first row, the second row
The row and the third row are composed of 6 + and 6-, while the remaining 9 rows are composed of 8 + and 4-. On the other hand, the orthogonal code system T (H 12 ) obtained by applying the matrix transformation described above is the first
Except for rows, all sequences consist of the same number of + and-.
Also in the above equation (2), it is confirmed that the orthogonal code is composed of 6 + and 6 −. As a result, the code weight becomes constant in each row except the first row, and the code balance is maintained. If code balance is not maintained,
The correlation power of the asynchronous signal caused by the delayed wave cannot be kept low. Since the code balance of the orthogonal code is maintained, the correlation power of the asynchronous signal is kept lower and spread more widely than when the Williamson Hadamard matrix of equation (1) is used as the spreading code without conversion. It becomes a suitable code.
【００１５】さらに、前記式（２）の直交符号系は、チ
ップずれを与えたときの自己相関値及び相互相関値の特
性が従来技術中に記されているｍ-ary Ｗalsh 関数と比
較して拡散に適したものである。即ち、ｍ-ary Ｗalsh
関数がチップずれをおこした場合の非同期信号におい
て、同期信号と等しい相関値を与える場合の数はｍ＝１
６のとき、＋のみから構成される第１行の自己相関の場
合を除き、７３通りになる。一方、前記式（２）の直交
符号系中の＋のみから構成される第１行の自己相関を除
き、チップずれが生じた場合の非同期信号において同期
信号と等しい相関値を与える場合の数は、２通りのみで
ある。それは、第３行が１チップ遅れたとき第２行と一
致する場合と、第６行が６チップずれたとき第６行自身
に反転した形になる場合である。前記の２通りを除いた
場合（即ち、拡散符号として第３行と第６行を除いた場
合）には、前記直交符号をチャネルとする非同期通信が
可能となる。従来の直交符号を用いた通信方法では、符
号の同期が必要であったが、本実施例によると、同期の
必要性はなくなり、非同期通信の装置が構成できる。以
上のように、本実施例のスペクトル通信拡散方法では、
前記の操作を施すことで得られる前記の直交符号を生成
し、その直交符号を拡散符号として用いる通信方法であ
る。以下、本実施例を詳細に説明する。Further, in the orthogonal code system of the above formula (2), the characteristics of the autocorrelation value and cross-correlation value when chip shift is given are compared with the m-ary Walsh function described in the prior art. It is suitable for diffusion. That is, m-ary Walsh
In the asynchronous signal when the function causes a chip shift, the number of cases where a correlation value equal to that of the synchronization signal is given is m = 1.
In the case of 6, there are 73 ways except for the case of the autocorrelation of the first row consisting of + only. On the other hand, except for the autocorrelation of the first row composed of only + in the orthogonal code system of the above equation (2), the number of cases where a correlation value equal to that of the synchronization signal is given in the asynchronous signal when chip shift occurs is There are only two ways. That is, when the third row is delayed by 1 chip, it coincides with the second row, and when the sixth row is shifted by 6 chips, it is inverted to the sixth row itself. If the above two types are excluded (that is, the third and sixth rows are excluded as the spreading code), asynchronous communication using the orthogonal code as a channel becomes possible. In the conventional communication method using the orthogonal code, code synchronization is required, but according to the present embodiment, the need for synchronization is eliminated and an asynchronous communication device can be configured. As described above, in the spread spectrum communication method of the present embodiment,
It is a communication method in which the orthogonal code obtained by performing the above operation is generated and the orthogonal code is used as a spreading code. Hereinafter, this embodiment will be described in detail.
【００１６】第１の実施例 図３は、図１中の各拡散符号発生器１１−１〜１１−１
９２（１１）、即ちＴ（Ｈn ）発生器の等価変換Ｔを示
す回路図である。このＴ（Ｈn ）発生器１１は、Ｈn 発
生器１１ａと、そのＨn 発生器１１ａの出力線１，２，
…，ｎに接続された（ｎ−１）個の乗算器１１ｂ2 ，１
１ｂ3 ，…，１１ｂn とで、構成されている。このＴ
（Ｈn ）発生器１１では、Ｈn 発生器１１ａの出力線
１，２，…，ｎから、それぞれ第１行、第２行、…、第
ｎ行の符号が出力される。乗算器１１ｂ2によって第１
行の出力線１のデータが第２行の出力線２のデータに乗
算され、…、乗算器１１ｂn によって第（ｎ−１）行の
出力線（ｎ−１）のデータが第ｎ行の出力線ｎのデータ
に乗算され、その乗算結果が、Ｔ（Ｈn ）発生器１１の
第２行、…、第ｎ行の出力となる。Ｔ（Ｈn ）発生器１
１の第１行の出力は、＋１する。図４は、図２中の逆拡
散符号発生器、即ちＱ（Ｔ（Ｈn ））発生器＝Ｔ
（Ｈ2n）発生器の拡張Ｑを示す回路図である。この逆拡
散符号発生器６１は、Ｔ（Ｈn ）発生器６１ａ、カウン
タ６１ｂ、及び反転回路６１ｃで構成されている。カウ
ンタ６１ｂは、Ｔ（Ｈn ）発生器６１ａの第１行の出力
線１から出力される符号数をカウントし、その符号数が
ｎを越えているかぎり反転回路６１ｃにトリガ信号を送
る回路である。符号数が２ｎを越えたとき、トリガ信号
の送信を止め、カウンタ６１ｂをリセットする。反転回
路６１ｃは、カウンタ６１ｂからトリガ信号を受けたと
き、Ｔ（Ｈn ）発生器６１ａから出力される入力データ
の符号を反転し、それを出力する回路である。 First Embodiment FIG. 3 shows each spreading code generator 11-1 to 11-1 in FIG.
92 (11), that is, a circuit diagram showing an equivalent transformation T of a T (H n ) generator. This T (H n ) generator 11 includes an H n generator 11 a and output lines 1, 2 ,, of the H n generator 11 a.
, (N-1) multipliers 11b 2 , 1 connected to n
1b 3 , ..., 11b n . This T
In the (H n ) generator 11, the codes of the first row, the second row, ..., The n-th row are output from the output lines 1, 2, ..., N of the H n generator 11 a, respectively. First by the multiplier 11b 2 .
The data of the output line 1 of the row is multiplied by the data of the output line 2 of the second row, ..., And the data of the output line (n-1) of the (n-1) th row of the nth row is multiplied by the multiplier 11b n . The data of the output line n is multiplied, and the multiplication result is the output of the second row, ..., Nth row of the T (H n ) generator 11. T (H n ) generator 1
The output of the first row of 1 is incremented by 1. 4 is a despreading code generator in FIG. 2, that is, a Q (T (H n )) generator = T
FIG. 6 is a circuit diagram showing an expanded Q of the (H 2n ) generator. This despreading code generator 61 is composed of a T (H n ) generator 61a, a counter 61b, and an inverting circuit 61c. The counter 61b is a circuit that counts the number of codes output from the output line 1 of the first row of the T (H n ) generator 61a and sends a trigger signal to the inverting circuit 61c as long as the number of codes exceeds n. is there. When the number of codes exceeds 2n, the transmission of the trigger signal is stopped and the counter 61b is reset. The inverting circuit 61c is a circuit which, when receiving the trigger signal from the counter 61b, inverts the sign of the input data output from the T (H n ) generator 61a and outputs it.
【００１７】次に、図１の送信装置及び図２の受信装置
で構成される通信装置を用いた本実施例のスペクトル拡
散通信方法を説明する。例えば、本実施例の通信装置の
拡散符号及び逆拡散符号としてＴ（Ｈ192 ）を用いる。
Ｔ（Ｈ192 ）は、Ｔ（Ｈ12）と漸化式（３）から、再帰
的に構成される。次式（４）のように、行ベクトルＴ
（ｈ1 ），…，Ｔ（ｈ192 ）を定義する。Next, a spread spectrum communication method of the present embodiment using a communication device composed of the transmitter of FIG. 1 and the receiver of FIG. 2 will be described. For example, T (H 192 ) is used as the spreading code and the despreading code of the communication device of this embodiment.
T (H 192 ) is recursively constructed from T (H 12 ) and recurrence formula (3). The row vector T is expressed by the following equation (4).
(H 1 ), ..., T (h 192 ) are defined.
【数４】 各行ベクトルは、直交拡散符号としてそれぞはチャネル
を構成する。特にＴ（ｈ1 ）は、パイロットチャネルを
構成する。基地局において、送信データＴＤ１〜ＴＤ１
９２は６４kbit/sの速度で＋１，−１の値をとり、パイ
ロットチャネルでは全て＋１の送信データＴＤ１〜ＴＤ
１９２をとる。パイロットチャネルは、基地局の識別及
び伝搬路４０の推定に使用される。送信データ１ビット
は、各チャネルｃｈ１〜ｃｈ１９２の拡散部１０−１〜
１０−１９２で１９２倍に拡散される。即ち、送信デー
タ１ビットに対し、拡散符号発生器１１−１〜１１−１
９２が生成する１９２チップの拡散符号が、乗算器１２
−１〜１２−１９２で乗算され、チップ速度が１２．２
８８Ｍchip/sのベースバンドデータとなる。各チャネル
ｃｈ１〜ｃｈ１９２のベースバンドデータは、加算器２
０で加算され、無線変調部３０で伝送周波数帯に変調さ
れた後、伝搬路４０を通して移動局へ送られる。[Equation 4] Each row vector constitutes a channel as an orthogonal spreading code. In particular, T (h 1 ) constitutes the pilot channel. In the base station, transmission data TD1 to TD1
92 has a value of +1 and -1 at a speed of 64 kbit / s, and all transmission data TD1 to TD of +1 in the pilot channel.
Take 192. The pilot channel is used for identification of the base station and estimation of the propagation path 40. 1 bit of transmission data is used for the spreading units 10-1 to 10-1 of channels ch1 to ch192
10-192 spreads 192 times. That is, for one bit of transmission data, the spread code generators 11-1 to 11-1
The 192 chip spreading code generated by 92 is the multiplier 12
Multiply by -1 to 12-192 to obtain a chip speed of 12.2
It becomes baseband data of 88 Mchip / s. The baseband data of each channel ch1 to ch192 is added by the adder 2
It is added with 0, modulated in the transmission frequency band by the radio modulator 30, and then transmitted to the mobile station through the propagation path 40.
【００１８】移動局に送られてきた受信信号は、無線復
調部５０で復調され、ベースバンドデータとなる。この
受信したベースバンドデータは、相関検波部６０によっ
て逆拡散及び相関検波され、受信データとなる。即ち、
受信したベースバンドデータに同期している逆拡散符号
を、逆拡散符号発生器６１によって生成させ、乗算器６
２で乗算し、拡散度分の１９２チップの相関値の符号に
より、受信データを決定する。相関検波部６０の逆拡散
符号発生器６１は、プロトコルによって定められるチャ
ネルの符号を発生する。以上のように、この第１の実施
例のスペクトル拡散通信方法では、ベースバンドの帯域
が１２．２８８Ｍchip/sとなる。これは、従来のような
２のべき乗の次数を持つＷalsh関数を基にした構成では
作れない。従って、本実施例の通信装置では、通信シス
テムの必要に応じた設計が可能となる。なお、この第１
の実施例では、符号Ｔ（Ｈ12）を用いているが、この符
号Ｔ（Ｈ12）に代えて次式（５）の符号Ｈ′12を用いて
もよい。これは、Ｗilliamson形Ｈadamard 行列ではな
いので、符号Ｔ（Ｈ12）とＨ′12はいかなる等価変換に
よっても等しくならない。このような符号Ｈ′12を用い
ることにより、前記とほぼ同様の作用、効果が得られ
る。The received signal sent to the mobile station is demodulated by the radio demodulation section 50 and becomes baseband data. The received baseband data is subjected to despreading and correlation detection by the correlation detection unit 60 and becomes reception data. That is,
The despreading code generator 61 generates the despreading code synchronized with the received baseband data, and the multiplier 6
The received data is determined by multiplying by 2 and the code of the correlation value of 192 chips for the spreading degree. The despreading code generator 61 of the correlation detection unit 60 generates the code of the channel defined by the protocol. As described above, in the spread spectrum communication method of the first embodiment, the base band is 12.288 Mchip / s. This cannot be made with the conventional structure based on the Walsh function having a power of two. Therefore, the communication device of this embodiment can be designed according to the needs of the communication system. In addition, this first
In the embodiment uses the code T (H 12), it may be used code H '12 of the formula (5) in place of the code T (H 12). Since this is not a Williamson-type Hadamard matrix, H '12 and code T (H 12) is not equal by any equivalent transformation. By using such a code H '12, wherein substantially the same operations, and effects.
【００１９】[0019]
【数５】 第２の実施例 前記式（２）の直交符号系中の＋のみから構成される第
１行の自己相関を除き、チップずれが生じた場合の非同
期信号において同期信号と等しい相関を与える場合の数
は、２通りのみである。そこで、この場合を回避するこ
とにより、即ち拡散符号として第３行と第６行を除くこ
とにより、残りの直交符号をチャネルとする非同期通信
が可能となる。つまり、第１図の送信装置において、異
なる２つのチャネルを構成する拡散符号同士は同期をと
る必要がない。よって、この第２の実施例のスペクトル
拡散通信方法では、同期をとる必要がなくなり、非同期
通信が可能となる。なお、本発明は、上記実施例に限定
されない。例えば、チャネル数を図示以外の任意の数に
して、それに応じた数の拡散部１０−１〜１０−１９２
を設けたり、あるいは通信装置を図示以外の回路構成に
変更する等、種々の変形が可能である。(Equation 5) Second Embodiment In the case of giving the same correlation as the synchronization signal in the asynchronous signal when chip deviation occurs, except for the autocorrelation of the first row which is composed only of + in the orthogonal code system of the equation (2) The number is only two. Therefore, by avoiding this case, that is, by removing the third and sixth rows as the spreading code, asynchronous communication using the remaining orthogonal code as a channel becomes possible. That is, in the transmitter of FIG. 1, it is not necessary to synchronize the spread codes forming two different channels. Therefore, in the spread spectrum communication method of the second embodiment, it is not necessary to synchronize and asynchronous communication is possible. The present invention is not limited to the above embodiment. For example, the number of channels is set to an arbitrary number other than that shown, and a corresponding number of diffusion units 10-1 to 10-192 are provided.
Is provided, or the communication device is changed to a circuit configuration other than that shown in the drawing, and various modifications are possible.
【００２０】[0020]
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１、第２
及び第３の発明によれば、拡散のために用いる直交符号
の長さが２のべき乗で拘束されない上に、符号間の距離
及び相関値も小さくでき、パイロット信号に使用できる
符号も系列中に含むことができる。従って、本発明のス
ペクトル拡散通信方法を用いれば、通信システムの必要
に応じた通信装置の設計が可能となる。第４の発明によ
れば、直交符号系列から一つの直交符号と他の直交符号
を任意の回数シフトした符号とが同じとなる符号を除い
た直交符号系列を構成し、その構成した直交符号系列を
各ユーザの送信タイミングが非同期であるスペクトル拡
散通信の拡散符号として用いているので、各ユーザの送
信タイミングを同期させて通信する同期式拡散通信方法
のみにしか適用できなかった従来の直交符号系列と違
い、相互相関値が小さいので、非同期通信に適用可能で
ある。As described in detail above, the first and second
According to the third invention, the length of the orthogonal code used for spreading is not constrained by a power of 2, the distance between codes and the correlation value can be reduced, and the codes that can be used for pilot signals are also included in the sequence. Can be included. Therefore, by using the spread spectrum communication method of the present invention, it is possible to design the communication device according to the needs of the communication system. According to the fourth invention, an orthogonal code sequence is configured by excluding a code in which one orthogonal code and a code obtained by shifting another orthogonal code by an arbitrary number of times are the same from the orthogonal code sequence, and the configured orthogonal code sequence. Since it is used as a spread code for spread spectrum communication in which the transmission timing of each user is asynchronous, a conventional orthogonal code sequence that can be applied only to a synchronous spreading communication method that communicates by synchronizing the transmission timing of each user Unlike this, since the cross-correlation value is small, it can be applied to asynchronous communication.
【図１】本発明の実施例のスペクトル拡散通信方法に用
いられる送信装置の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a transmitter used in a spread spectrum communication method according to an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例のスペクトル拡散通信方法に用
いられる受信装置の構成図である。FIG. 2 is a block diagram of a receiver used in the spread spectrum communication method according to the embodiment of the present invention.
【図３】図１中の拡散符号発生器の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a spread code generator in FIG.
【図４】図２中の逆拡散符号発生器の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of the despreading code generator in FIG.
【図５】ＣＤＭＡ通信のチャネル割り当てを示す図であ
る。FIG. 5 is a diagram showing channel allocation for CDMA communication.
１０−１〜１０−１９２ 拡散部 １１−１〜１１−１９２ 拡散符号発生器 １１ａ Ｈn 発生器 １２−１〜１２−１９２，１１ｂ2 〜１１ｂn ，６２
乗算器 ２０ 加算器 ３０ 無線変調部 ４０ 伝搬路 ５０ 無線復調部 ６０ 相関検波部 ６１ 逆拡散符号発生器 ６１ａ Ｔ（Ｈn ）発生器 ６１ｂ カウンタ ６１ｃ 反転回路 ｃｈ１〜ｃｈ１９２ チャネル ＲＤ 受信データ ＴＤ１〜ＴＤ１９２ 送信データ10-1 to 10-192 Spreading unit 11-1 to 11-192 Spreading code generator 11a H n generator 12-1 to 12-192, 11b 2 to 11b n , 62
Multiplier 20 Adder 30 Radio modulation section 40 Propagation path 50 Radio demodulation section 60 Correlation detection section 61 Despreading code generator 61a T (H n ) generator 61b Counter 61c Inversion circuit ch1 to ch192 channel RD reception data TD1 to TD192 transmission data
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 深澤 敦司 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (72) Inventor Atsushi Fukasawa 1-7-12 Toranomon, Minato-ku, Tokyo Oki Electric Industry Co., Ltd.
Claims (4)
調し、その変調された信号を、同一周波数帯域内に多重
化して通信を行うスペクトル拡散通信方法において、 直交行列における次数が４×（３以上の奇数）を要素と
して構成される行あるいは列の直交符号系列を用いて前
記通信データを拡散することを特徴とするスペクトル拡
散通信方法。1. A spread spectrum communication method in which transmission data is modulated by spread spectrum, and the modulated signal is multiplexed in the same frequency band for communication, wherein the order in an orthogonal matrix is 4 × (an odd number of 3 or more). ) Is used as an element to spread the communication data using an orthogonal code sequence in rows or columns.
系列のうち一つが全て＋１あるいは−１である符号を含
む直交符号系列を用いることを特徴とするスペクトル拡
散通信方法。2. The spread spectrum communication method according to claim 1, wherein an orthogonal code sequence including a code in which one of the orthogonal code sequences is all +1 or -1 is used.
符号系列の全てが全てゼロもしくは＋１を含まない符号
である場合、いずれかの直交符号系列が全てゼロもしく
は＋１にするために、前記直交符号系列の１もしくは−
１に相当する列に対して１で排他的論理和を施すか、も
しくは−１をかけることによってある直交符号系列のう
ち、１つを全てゼロもしくは＋１に変換する手段を有す
る直交符号系列を用いることを特徴とするスペクトル拡
散通信方法。3. The orthogonal matrix according to claim 1, wherein when all of the orthogonal code sequences are codes that do not include zero or +1, the orthogonal code sequences are set to all zero or +1 in order to make all the orthogonal code sequences zero or +1. Code sequence 1 or −
An orthogonal code sequence having a means for converting one of all orthogonal code sequences into zero or +1 by performing an exclusive OR with 1 or multiplying the column corresponding to 1 by -1 is used. A spread spectrum communication method characterized by the above.
符号系列から一つの直交符号と他の直交符号を任意の回
数シフトした符号とが同じとなる符号を除いた直交符号
系列を構成し、その構成した直交符号系列を各ユーザの
送信タイミングが非同期であるスペクトル拡散通信の拡
散符号として用いることを特徴とするスペクトル拡散通
信方法。4. The orthogonal code sequence according to claim 1, wherein an orthogonal code sequence is formed by excluding a code in which one orthogonal code is the same as a code obtained by shifting another orthogonal code any number of times from the orthogonal code sequence, A spread spectrum communication method, characterized in that the configured orthogonal code sequence is used as a spread code for spread spectrum communication in which the transmission timing of each user is asynchronous.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6175695A JPH0846591A (en) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | Spread spectrum communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6175695A JPH0846591A (en) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | Spread spectrum communication system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0846591A true JPH0846591A (en) | 1996-02-16 |
Family
ID=16000637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6175695A Withdrawn JPH0846591A (en) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | Spread spectrum communication system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0846591A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6657985B1 (en) | 1997-07-31 | 2003-12-02 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Orthogonal code hopping multiple access communication system |
| US7324580B2 (en) | 1998-11-02 | 2008-01-29 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for achieving channel variability in spread spectrum communication systems |
| JP2008520127A (en) * | 2004-11-10 | 2008-06-12 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | Method and apparatus for reducing peak power in a code multiplexed downlink control channel |
-
1994
- 1994-07-27 JP JP6175695A patent/JPH0846591A/en not_active Withdrawn
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| US8155170B2 (en) | 1998-11-02 | 2012-04-10 | Alcatel Lucent | Method and apparatus for achieving channel variability in spread spectrum communication systems |
| JP2008520127A (en) * | 2004-11-10 | 2008-06-12 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | Method and apparatus for reducing peak power in a code multiplexed downlink control channel |
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