JPH0833382A - Driving apparatus of brushless motor - Google Patents
Driving apparatus of brushless motorInfo
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- JPH0833382A JPH0833382A JP6169287A JP16928794A JPH0833382A JP H0833382 A JPH0833382 A JP H0833382A JP 6169287 A JP6169287 A JP 6169287A JP 16928794 A JP16928794 A JP 16928794A JP H0833382 A JPH0833382 A JP H0833382A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、駆動電流を滑らかに切
り換えるブラシレスモータの駆動装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a brushless motor drive device for smoothly switching a drive current.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、フロッピーディスクやハードディ
スク等を使用したOA機器や、ビデオテープレコーダ、
ヘッドホンテープレコーダ等の民生機器のドライブ装置
にブラシレスモータが使用されている。これらのブラシ
レスモータは2相または3相の半波駆動方式または全波
駆動方式が一般的であるが、この種のブラシレスモータ
には回転子の位置を検出するホール素子等の位置検出素
子が用いられている。2. Description of the Related Art In recent years, office automation equipment using floppy disks, hard disks, etc., video tape recorders,
Brushless motors are used in drive devices for consumer equipment such as headphone tape recorders. These brushless motors generally use a two-phase or three-phase half-wave drive system or a full-wave drive system, but this type of brushless motor uses a position detection element such as a hall element for detecting the position of the rotor. Has been.
【0003】一方、従来から位置検出素子を削減する試
みは行われており、たとえば自走型の3相のマルチバイ
ブレータの出力信号によって各モータ駆動コイル(以下
駆動コイルという)への通電状態を切り換え、回転子が
回転してから3相の駆動コイルのうち通電休止中の駆動
コイルに現われる発電波形を利用して各駆動コイルへの
通電状態を切り換える駆動回路を用いた方式(特開昭5
0−72113号公報参照)がある。On the other hand, attempts have conventionally been made to reduce the number of position detecting elements. For example, the energization state of each motor drive coil (hereinafter referred to as drive coil) is switched by the output signal of a self-propelled three-phase multivibrator. , A method using a drive circuit that switches the energization state to each drive coil by utilizing the power generation waveform that appears in the drive coil among the three-phase drive coils that have been de-energized after the rotor has rotated (Japanese Patent Laid-Open No. 5-58200).
0-72113).
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、各駆動コイルへの電流切換えが急激に行
われるため、不要な振動や騒音またはスパイクパルスに
よる電気騒音が発生するという課題を有していた。この
ような課題を解決するために、駆動コイルにコンデンサ
を並列接続して駆動電流をなまらせる手段があるが、コ
ンデンサを大容量にする必要性があり、それをIC内に
内蔵することはほとんど不可能である。しかしながら、
そのコンデンサをICの外部端子に外付すると、各相の
駆動コイル毎にコンデンサを設ける必要性があり、周辺
部品数の増加に伴う実装面積の増大が問題となる。However, in the above-mentioned conventional structure, the current is rapidly switched to each drive coil, so that there is a problem that unnecessary vibration or noise or electric noise due to spike pulse is generated. Was there. In order to solve such a problem, there is a means for connecting a capacitor to a drive coil in parallel to dull the drive current, but it is necessary to make the capacitor have a large capacity, and it is almost not built in the IC. It is impossible. However,
When the capacitor is externally attached to the external terminal of the IC, it is necessary to provide a capacitor for each drive coil of each phase, which causes a problem of an increase in mounting area as the number of peripheral components increases.
【0005】また上記の従来の構成では、駆動コイルの
逆起電力から通電切換信号を作成しているので、駆動コ
イルの通電切換時に発生するスパイクノイズが通電切換
信号に混入して誤動作したり、起動時にはモータの位相
とは無関係に通電切換信号を発生させたりしていたの
で、検出信号と通電切換信号が同期せずに起動特性が安
定しないという課題を有していた。Further, in the above-mentioned conventional structure, since the energization switching signal is created from the back electromotive force of the drive coil, spike noise generated at the time of energization switching of the drive coil is mixed into the energization switching signal to cause malfunction. Since the energization switching signal is generated irrespective of the phase of the motor at the time of starting, there is a problem that the detection signal and the energization switching signal are not synchronized and the starting characteristics are not stable.
【0006】本発明は上記課題を解決するもので、各駆
動コイルを駆動する駆動電流の切り換えを滑らかにし、
モータ駆動時の振動を少なくするブラシレスモータの駆
動装置を提供することを目的とする。The present invention solves the above problems by smoothing the switching of the drive current for driving each drive coil,
An object of the present invention is to provide a drive device for a brushless motor that reduces vibration when the motor is driven.
【0007】[0007]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のブラシレスモータの駆動装置は、複数相のモ
ータ駆動コイルに電流を供給する複数個の駆動トランジ
スタと、モータのトルク指令信号を発生するトルク指令
信号発生回路と、トルク指令信号発生回路の出力信号に
より駆動トランジスタに順次電流を供給する電流分配回
路と、電流分配回路に台形波電流を出力する台形波電流
合成器と、モータ駆動コイルに発生する逆起電力を検出
し波形整形する逆起電力検出器と、逆起電力検出器へ信
号波形の一部をマスクする信号を出力するマスク信号発
生器とを備えており、マスク信号発生回路がクランプ機
能を有している。To achieve this object, a brushless motor drive apparatus according to the present invention provides a plurality of drive transistors for supplying current to a plurality of phases of motor drive coils and a motor torque command signal. Generates torque command signal generation circuit, current distribution circuit that sequentially supplies current to drive transistors by output signal of torque command signal generation circuit, trapezoidal wave current synthesizer that outputs trapezoidal wave current to current distribution circuit, and motor drive It is equipped with a back electromotive force detector that detects the back electromotive force generated in the coil and shapes the waveform, and a mask signal generator that outputs a signal that masks a part of the signal waveform to the back electromotive force detector. The generation circuit has a clamp function.
【0008】[0008]
【作用】この構成によって、マスク信号発生器を備えて
いるため、逆起電力の波形に重畳するサージパルスを無
視して、モータの回転に従った逆起電力の信号のみを検
出できるから、駆動コイルを駆動する駆動電流の切り換
えが滑らかになり、モータ回転時の振動を低減すること
ができる。特に、スパイクノイズを発生し易いモータ起
動時に、モータの振動を低減する効果が大きい。With this configuration, since the mask signal generator is provided, the surge pulse superimposed on the waveform of the back electromotive force can be ignored and only the back electromotive force signal according to the rotation of the motor can be detected. Switching of the drive current for driving the coil becomes smooth, and vibration during motor rotation can be reduced. In particular, the effect of reducing the vibration of the motor at the time of starting the motor, which is apt to generate spike noise, is great.
【0009】[0009]
【実施例】以下本発明の一実施例におけるブラシレスモ
ータの駆動装置について、図面を参照しながら説明す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A brushless motor drive device according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0010】図1はブラシレスモータの駆動装置の回路
構成図であり、三相全波電流駆動のモータに適用した一
例を示している。図1において、1,2,3は駆動コイ
ル、4,5,6は吐き出し側出力トランジスタ、7,
8,9は吸い込み側出力トランジスタ、10は駆動コイ
ルに発生する逆起電力を検出する逆起電力検出器、11
は逆起電力電出器10により得られる信号によって立ち
上がりと立ち下がりを滑らかにする台形波電流を発生す
る台形波電流合成器、12は逆起電力検出器10に入力
するマスク信号を発生するマスク信号発生器、13は台
形波電流合成器11から出力される台形波電流を入力と
し吐き出し側出力トランジスタ4,5,6および吸い込
み側出力トランジスタ7,8,9に供給するベース電流
を決定する電流分配回路、14はモータのトルク指令信
号を発生するトルク指令信号発生回路、15は電流検出
用の抵抗である。22,23,24,25はそれぞれ台
形波電流合成器11を構成する充放電制御回路、充放電
回路、電圧電流変換回路、台形波電流切り換え回路であ
る。U1,V1,W1は逆起電力検出器からの出力信
号、P1〜P6はマスク信号発生器12からの出力信号
である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a brushless motor drive device, showing an example applied to a three-phase full-wave current drive motor. In FIG. 1, 1, 2, 3 are drive coils, 4, 5, 6 are discharge side output transistors, 7,
Reference numerals 8 and 9 are output transistors on the suction side, 10 is a back electromotive force detector for detecting back electromotive force generated in the drive coil, and 11
Is a trapezoidal wave current synthesizer that generates a trapezoidal wave current that smoothes rising and falling by a signal obtained by the counter electromotive force generator 10, and 12 is a mask that generates a mask signal to be input to the counter electromotive force detector 10. The signal generator 13 receives the trapezoidal wave current output from the trapezoidal wave current synthesizer 11 as an input and determines a base current supplied to the discharge side output transistors 4, 5, 6 and the suction side output transistors 7, 8, 9 A distribution circuit, 14 is a torque command signal generating circuit for generating a motor torque command signal, and 15 is a resistor for current detection. Reference numerals 22, 23, 24, and 25 denote a charge / discharge control circuit, a charge / discharge circuit, a voltage / current conversion circuit, and a trapezoidal wave current switching circuit, which constitute the trapezoidal wave current combiner 11. U1, V1, and W1 are output signals from the back electromotive force detector, and P1 to P6 are output signals from the mask signal generator 12.
【0011】以上のように構成されたブラシレスモータ
の駆動装置について、以下その動作について図1ととも
に図2を参照しながら説明する。The operation of the brushless motor driving device constructed as described above will be described below with reference to FIG. 1 and FIG.
【0012】図2は、図1の実施例において、定常回転
時の各部の信号波形を示す図である。なお図2におい
て、U,V,Wは駆動コイル1,2,3の逆起電力の電
圧波形であり、Nは駆動コイル1,2,3の中性点の電
圧波形である。FIG. 2 is a diagram showing signal waveforms of various parts during steady rotation in the embodiment of FIG. In FIG. 2, U, V, and W are voltage waveforms of the back electromotive force of the drive coils 1, 2, and 3, and N is a voltage waveform of the drive coils 1, 2, and 3 at the neutral point.
【0013】まず電圧波形U,V,W,Nとマスク信号
発生器12の出力信号P1〜P6とを逆起電力検出器1
0に入力し処理して、U1,V1,W1を出力する。こ
の逆起電力検出器10からの出力信号U1,V1,W1
は台形波電流合成器11に入力される。台形波電流合成
器11は電流出力IPL1〜IPL3,IPU1〜IP
U3を出力する。この台形波電流出力IPL1〜IPL
3,IPU1〜IPU3は電流分配回路13に入力さ
れ、そこで電流分配比が設定される。トルク指令信号発
生回路14によって制御される電流分配回路13からの
出力電流を吸い込み側出力トランジスタ7,8,9およ
び吐き出し側出力トランジスタ4,5,6に入力するこ
とによって、駆動コイル1,2,3の電流通電波形の立
ち上がりと立ち下がりを滑らかにするスロープをもった
駆動コイル電流通電波形IU,IV,IWが形成され
る。First, the voltage waveforms U, V, W, N and the output signals P1 to P6 of the mask signal generator 12 are applied to the counter electromotive force detector 1.
Input to 0, process, and output U1, V1, W1. Output signals U1, V1, W1 from the counter electromotive force detector 10
Is input to the trapezoidal wave current combiner 11. The trapezoidal wave current combiner 11 has current outputs IPL1 to IPL3 and IPU1 to IP.
Output U3. This trapezoidal wave current output IPL1 to IPL
3, IPU1 to IPU3 are input to the current distribution circuit 13, where the current distribution ratio is set. By inputting the output current from the current distribution circuit 13 controlled by the torque command signal generation circuit 14 to the suction side output transistors 7, 8, 9 and the discharge side output transistors 4, 5, 6, the drive coils 1, 2, Drive coil current conduction waveforms IU, IV, IW having a slope for smoothing the rising and falling of the current conduction waveform 3 are formed.
【0014】次に、図1中の逆起電力検出器10の一具
体例について、図3を参照しながら説明する。図3は逆
起電力検出器の具体的な回路構成図、図4は図3に示す
具体例の各部の信号波形図である。なお、図4では逆起
電力の電圧波形Uについて示したが、V,Wとも同様な
動作になる。Next, a specific example of the back electromotive force detector 10 in FIG. 1 will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a specific circuit configuration diagram of the counter electromotive force detector, and FIG. 4 is a signal waveform diagram of each part of the specific example shown in FIG. Although the voltage waveform U of the counter electromotive force is shown in FIG. 4, the same operation is performed for both V and W.
【0015】図4に示すように、電圧波形Uには電流切
換時にスパイクパルスが発生する。電圧波形Uと中性点
Nを比較器16へ入力し、出力UOを得る。スパイクパ
ルスが発生する位相でUOに検出されるノイズパルスを
N1〜N4とする。出力UOをモータの位置信号として
直接台形波電流合成器11に入力するとモータの駆動電
流とモータの位相が合わないため正常に動作しない。し
たがって、出力UOをNAND回路17、インバータ
(以下INV回路という)18に入力する。出力UOが
ローからハイになる位相の前後でマスク信号P4はハイ
で待機しており、UOがハイになるとNAND回路17
の出力はローになる。するとRSフリップフロップを構
成しているNAND回路19の入力がローになり、NA
ND回路19の出力U1がハイになる。次に、UOがハ
イからローになる位相の前後でマスク信号P1はハイで
待機しており、UOがローになると、INV18の出力
がハイになり、NAND回路20の出力がローになるの
で、NAND回路21の入力がローになり、NAND回
路19の出力U1がローなる。そして、ノイズパルスN
1,N2が発生する位相ではマスク信号P1がローであ
るので、U1はローにならず、同様にN3,N4が発生
する位相ではマスク信号P4がローであるので、U1は
ハイにならない。このようにマスク信号によって逆起電
力に発生するスパイクパルスを除去し、正しい逆起電力
の位相を検出することができる。As shown in FIG. 4, a spike pulse is generated in the voltage waveform U when the current is switched. The voltage waveform U and the neutral point N are input to the comparator 16 to obtain the output UO. Noise pulses detected by the UO at the phase where the spike pulse is generated are N1 to N4. If the output UO is directly input to the trapezoidal wave current combiner 11 as a motor position signal, the motor drive current and the motor phase do not match and the motor does not operate normally. Therefore, the output UO is input to the NAND circuit 17 and the inverter (hereinafter referred to as INV circuit) 18. The mask signal P4 waits high before and after the phase in which the output UO changes from low to high, and when the UO becomes high, the NAND circuit 17
Output goes low. Then, the input of the NAND circuit 19 forming the RS flip-flop becomes low, and NA
The output U1 of the ND circuit 19 becomes high. Next, the mask signal P1 waits high before and after the phase where UO changes from high to low. When UO becomes low, the output of INV18 becomes high and the output of the NAND circuit 20 becomes low. The input of the NAND circuit 21 becomes low, and the output U1 of the NAND circuit 19 becomes low. And the noise pulse N
U1 does not go low because the mask signal P1 is low in the phases generated by 1 and N2. Similarly, U1 does not go high because the mask signal P4 is low in the phase where N3 and N4 are generated. In this way, the spike signal generated in the counter electromotive force by the mask signal can be removed, and the correct phase of the counter electromotive force can be detected.
【0016】以上の実施例のモータ駆動装置では、逆起
電力U,V,Wとマスク信号P1〜P6により逆起電力
U,V,WをU1,V1,W1に変換し、このU1,V
1,W1の位相によって制御される出力電流IPU1〜
3,IPL1〜3を発生し、IU,IV,IWの台形波
状のモータ位置信号が得られる。そして、電流分配回路
13は駆動コイル1,2,3へ駆動電流を順次供給し、
モータは回転する。したがって、本実施例によって、ホ
ール素子等のモータ位置検出素子を設けずに、モータに
流れる電流を両方向に流せる全波駆動方式のモータ駆動
装置を構成することができる。In the motor drive apparatus of the above embodiment, the counter electromotive forces U, V, W and the mask signals P1 to P6 are used to convert the counter electromotive forces U, V, W into U1, V1, W1.
1, output current IPU1 controlled by the phase of W1
3, IPL1 to 3 are generated, and trapezoidal motor position signals of IU, IV, and IW are obtained. Then, the current distribution circuit 13 sequentially supplies the drive current to the drive coils 1, 2, and 3,
The motor rotates. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to configure a full-wave drive type motor drive device that allows a current flowing in the motor to flow in both directions without providing a motor position detection element such as a hall element.
【0017】次に、図1中の台形波電流合成器11の第
1の具体例について、図5および図6を参照しながら説
明する。Next, a first specific example of the trapezoidal wave current combiner 11 in FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 5 and 6.
【0018】図5は台形波電流合成器の第1の具体例の
回路構成図、図6は図5の回路構成の各部の動作波形図
である。図5に示すように、台形波電流合成器11は充
放電制御回路22、充放電回路23、電圧電流変換回路
24、台形波電流切り換え回路25より構成される。台
形波電流合成器11に入力した逆起電力検出器10の出
力U1,V1,W1は充放電制御回路22に入力され以
下のように処理される。U1とW1のエクスクルーシブ
オアにより充放電制御信号CHG1を得る。同様に、U
1とV1とのエクスクルーシブオアで充放電制御信号C
HG2を、またV1とW1とのエクスクルーシブオアで
充放電制御信号CHG3をそれぞれ得る。充放電制御信
号CHG1,CHG2,CHG3を充放電回路23に入
力する。充放電回路23は個々の充放電回路26,2
7,28からなっており、一例を図14に示す。充放電
回路26は、充電電流源Io、放電電流源2Io、SW
1、容量CなるコンデンサC1、充電電流源Ioに接続
された、カレントミラー回路を構成するpnpトランジ
スタQ1,Q2、および、放電電流源2Ioに接続され
たカレントミラー回路を構成するnpnトランジスタQ
3,Q4で構成されている。なお、充放電回路27,2
8も充放電回路26と同様の回路構成を有している。FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a first specific example of the trapezoidal wave current combiner, and FIG. 6 is an operation waveform diagram of each part of the circuit configuration of FIG. As shown in FIG. 5, the trapezoidal wave current combiner 11 includes a charge / discharge control circuit 22, a charge / discharge circuit 23, a voltage / current conversion circuit 24, and a trapezoidal wave current switching circuit 25. Outputs U1, V1 and W1 of the back electromotive force detector 10 input to the trapezoidal wave current combiner 11 are input to the charge / discharge control circuit 22 and processed as follows. A charge / discharge control signal CHG1 is obtained by an exclusive OR of U1 and W1. Similarly, U
Charge or discharge control signal C by exclusive OR of 1 and V1
The charge / discharge control signal CHG3 is obtained by HG2 and the exclusive OR of V1 and W1. The charge / discharge control signals CHG1, CHG2, CHG3 are input to the charge / discharge circuit 23. The charge / discharge circuit 23 includes individual charge / discharge circuits 26, 2
7 and 28, an example of which is shown in FIG. The charge / discharge circuit 26 includes a charge current source Io, a discharge current source 2Io, and a SW.
1, a capacitor C1 having a capacitance C, pnp transistors Q1 and Q2 connected to the charging current source Io and forming a current mirror circuit, and an npn transistor Q forming a current mirror circuit connected to the discharge current source 2Io.
3 and Q4. The charging / discharging circuit 27, 2
8 also has a circuit configuration similar to that of the charge / discharge circuit 26.
【0019】充放電回路26は以下のような動作をす
る。充放電制御信号CHG1がローのとき、SW1がオ
フして、コンデンサC1が定電流Ioで充電される。充
放電制御信号CHG1がハイのとき、SW1がオンし
て、コンデンサC1が定電流Ioで放電する。コンデン
サC1に発生する電圧はスロープ電圧VSL1のように
なる。充放電回路27,28もそれぞれCHG2,CH
G3に対して同様に動作し、スロープ電圧VSL2,V
SL3を発生する。The charging / discharging circuit 26 operates as follows. When the charge / discharge control signal CHG1 is low, SW1 is turned off and the capacitor C1 is charged with the constant current Io. When the charge / discharge control signal CHG1 is high, SW1 is turned on and the capacitor C1 is discharged with the constant current Io. The voltage generated in the capacitor C1 becomes like the slope voltage VSL1. Charge / discharge circuits 27 and 28 are also CHG2 and CH, respectively.
The same operation is performed for G3, and the slope voltage VSL2, V
Generate SL3.
【0020】充放電回路23の出力信号VSL1,VS
L2,VSL3は電圧電流変換回路24に入力され、出
力電流ISL1,ISL2,ISL3を発生する。出力
電流ISL1,ISL2,ISL3は台形波電流切り換
え回路25に入力され、次のように処理される。ISL
1とISL3の和を、U1がハイのときにIPU1に、
また、U1がローのときIPL1に分配し、同様にIS
L1とISL2の和をV1がハイのときIPU2に、V
1がローのときIPL2に分配し、ISL2とISL3
の和をW1がハイのときIPU3に、ローのときIPL
3に分配する。Output signals VSL1, VS of the charge / discharge circuit 23
L2 and VSL3 are input to the voltage / current conversion circuit 24 and generate output currents ISL1, ISL2 and ISL3. The output currents ISL1, ISL2, ISL3 are input to the trapezoidal wave current switching circuit 25 and processed as follows. ISL
The sum of 1 and ISL3 to IPU1 when U1 is high,
When U1 is low, it is distributed to IPL1 and IS
Add the sum of L1 and ISL2 to IPU2 when V1 is high, V
Distribute to IPL2 when 1 is low, ISL2 and ISL3
Is added to IPU3 when W1 is high and IPL when it is low
Distribute into 3.
【0021】以上のようにして逆起電力検出器10の出
力信号U1,V1,W1より出力電流IPU1〜3,I
PL1〜3を得ることができる。さらに本実施例によれ
ば、出力電流IPU1〜3,IPL1〜3の立上りは充
放電制御信号CHG1〜CHG3により決定されるの
で、それらが急峻に立上ることはない。また、出力電流
IPU1〜3,IPL1〜3が立下るタイミングは充放
電回路23の充電電流または放電電流のばらつきにより
逆起電力検出器10の出力U1,V1,W1との位相差
を生じるが、通常、これらの回路は同一の集積回路(以
下ICという)内に精度よく作製されるので、充電電流
や放電電流のばらつきが問題となるようなことはない。
さらに出力電流IPU1〜3,IPL1〜3の立上り、
立下りの位相は充放電回路26,27,28のコンデン
サCに影響されないので、通常ICの外付けとなる充放
電回路26,27,28のコンデンサCのばらつきは無
視できる。As described above, the output currents IPU1-3, I from the output signals U1, V1, W1 of the back electromotive force detector 10 are output.
PL1 to PL3 can be obtained. Further, according to the present embodiment, the rises of the output currents IPU1 to 3 and IPL1 to 3 are determined by the charge / discharge control signals CHG1 to CHG3, so that they do not rise sharply. Further, the timing of the fall of the output currents IPU1 to 3 and IPL1 to 3 causes a phase difference with the outputs U1, V1 and W1 of the counter electromotive force detector 10 due to variations in the charging current or the discharging current of the charging / discharging circuit 23. Usually, these circuits are accurately manufactured in the same integrated circuit (hereinafter referred to as an IC), so that variations in charging current and discharging current do not pose a problem.
Further, the output currents IPU1 to 3 and IPL1 to 3 rise,
Since the falling phase is not affected by the capacitors C of the charging / discharging circuits 26, 27, 28, variations in the capacitors C of the charging / discharging circuits 26, 27, 28, which are usually external to the IC, can be ignored.
【0022】以上のように本実施例においては、駆動コ
イル1,2,3に供給される電流の切り換えはきわめて
滑らかに行われ、駆動電流の切り換えに伴うスパイク電
圧が低減され、モータ駆動時の振動や騒音を小さくでき
る。As described above, in the present embodiment, the switching of the currents supplied to the drive coils 1, 2 and 3 is performed very smoothly, the spike voltage accompanying the switching of the drive currents is reduced, and the motor is driven. Vibration and noise can be reduced.
【0023】次に、図1中の台形波電流合成器11の第
2の具体例について、図12および図13を参照しなが
ら説明する。図12は台形波電流合成器の第2の具体例
の回路構成図、図13は図2の各部の信号波形図であ
る。Next, a second specific example of the trapezoidal wave current combiner 11 in FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 12 and 13. 12 is a circuit configuration diagram of a second specific example of the trapezoidal wave current combiner, and FIG. 13 is a signal waveform diagram of each part of FIG.
【0024】図12に示すように、台形波電流合成器1
1は、充放電制御回路50、充放電回路51、電圧電流
変換回路52、電流成形制御回路55、電流成形回路5
3、および台形波電流切り換え回路54で構成される。
台形波電流合成器に入力した逆起電力検出器10の出力
U1,V1,W1は充放電制御回路50に入力されて、
以下のように処理される。出力U1,W1をAND回路
56に入力し、出力U1,V1をAND回路57に入力
し、出力V1,W1をAND回路58に入力し、AND
回路56,57,58の出力をNOR回路59に入力す
ると、OR回路59の出力より図13に示す充放電制御
信号CSIGを得る。NOR回路59の出力をINV回
路60に入力すると、INV回路60の出力より充放電
信号CSIGBを得る。充放電制御信号CSIG,CS
IGBを充放電回路51に入力する。充放電回路51
は、電流源61,62,63,64、スイッチSW2,
SW3、およびコンデンサ65,66で構成される。電
流源61,63は電流Io、電流源62,64は電流2
I0の電流源である。コンデンサ65,66の容量はC
S1、CS2であり、CS1=CS2である。SW2,
SW3は入力信号がハイのときオンである。As shown in FIG. 12, the trapezoidal wave current combiner 1 is used.
1 is a charge / discharge control circuit 50, a charge / discharge circuit 51, a voltage / current conversion circuit 52, a current shaping control circuit 55, and a current shaping circuit 5.
3 and a trapezoidal wave current switching circuit 54.
Outputs U1, V1, W1 of the back electromotive force detector 10 input to the trapezoidal wave current combiner are input to the charge / discharge control circuit 50,
It is processed as follows. The outputs U1 and W1 are input to the AND circuit 56, the outputs U1 and V1 are input to the AND circuit 57, and the outputs V1 and W1 are input to the AND circuit 58.
When the outputs of the circuits 56, 57 and 58 are input to the NOR circuit 59, the charge / discharge control signal CSIG shown in FIG. 13 is obtained from the output of the OR circuit 59. When the output of the NOR circuit 59 is input to the INV circuit 60, the charge / discharge signal CSIGB is obtained from the output of the INV circuit 60. Charge / discharge control signals CSIG, CS
The IGB is input to the charge / discharge circuit 51. Charge / discharge circuit 51
Is a current source 61, 62, 63, 64, a switch SW2,
It is composed of SW3 and capacitors 65 and 66. The current sources 61 and 63 are the current Io, and the current sources 62 and 64 are the current 2
It is a current source of I0. The capacitance of capacitors 65 and 66 is C
S1 and CS2, and CS1 = CS2. SW2
SW3 is on when the input signal is high.
【0025】充放電回路51は以下のように動作する。
充放電制御信号CSIGはSW2に入力する。充放電制
御信号CSIGがハイのときSW2がオンして、コンデ
ンサ65は定電流Ioで放電される。充放電制御信号C
SIGがローのときSW2がオフして、コンデンサ65
は定電流Ioで充電される。コンデンサ65に発生する
電圧は図13に示すスロープ電圧VS1のようになる。
充放電制御信号CSIGBはSW3に入力する。充放電
制御信号CSIGBがハイのときSW3はオンして、コ
ンデンサ66が定電流Ioで放電される。充放電制御信
号CSIGBがローのときSW3がオフして、コンデン
サ66は定電流Ioで充電される。コンデンサ66に発
生する電圧は図13に示すスロープ電圧VS2のように
なる。The charging / discharging circuit 51 operates as follows.
The charge / discharge control signal CSIG is input to SW2. When the charge / discharge control signal CSIG is high, SW2 is turned on and the capacitor 65 is discharged with the constant current Io. Charge / discharge control signal C
When SIG is low, SW2 turns off and capacitor 65
Is charged with a constant current Io. The voltage generated in the capacitor 65 has a slope voltage VS1 shown in FIG.
The charge / discharge control signal CSIGB is input to SW3. When the charge / discharge control signal CSIGB is high, SW3 is turned on and the capacitor 66 is discharged with the constant current Io. When the charge / discharge control signal CSIGB is low, SW3 is turned off and the capacitor 66 is charged with the constant current Io. The voltage generated in the capacitor 66 becomes the slope voltage VS2 shown in FIG.
【0026】充放電回路51の出力信号VS1,VS2
は電圧電流変換回路52に入力され、出力電流IS1,
IS2は電流成形回路53に入力する。Output signals VS1 and VS2 of the charge / discharge circuit 51
Is input to the voltage-current conversion circuit 52, and the output current IS1,
IS2 is input to the current shaping circuit 53.
【0027】電流成形制御回路55はEX−OR回路7
7,78,79、AND回路80,81,82,83,
84,85で構成される。逆起電力検出器10の出力信
号U1,V1,W1を電流成形制御回路55に入力す
る。EX−OR回路77は出力信号V1,W1を、EX
−OR回路78は出力信号U1,W1を、EX−OR回
路79は出力信号U1,V1を入力信号とする。AND
回路80はEX−OR回路77の出力信号と出力信号V
1とを入力とし、AND回路81はEX−OR回路77
の出力信号と出力信号W1とを入力とし、AND回路8
2はEX−OR回路78の出力信号と出力信号W1とを
入力とし、AND回路83はEX−OR回路78の出力
信号と出力信号U1とを入力とし、AND回路84はE
X−OR回路79の出力信号と出力信号U1とを入力と
し、AND回路85はEX−OR回路79の出力信号と
出力信号V1とを入力とする。AND回路80,81,
82,83,84,85の出力信号は、図13に示すU
S1,US2,VS1,VS2,WS1,WS2とな
り、電流形成回路53に入力する。The current shaping control circuit 55 is the EX-OR circuit 7
7, 78, 79, AND circuits 80, 81, 82, 83,
It is composed of 84 and 85. The output signals U1, V1, W1 of the counter electromotive force detector 10 are input to the current shaping control circuit 55. The EX-OR circuit 77 outputs the output signals V1 and W1 to the EX
The -OR circuit 78 receives the output signals U1 and W1, and the EX-OR circuit 79 receives the output signals U1 and V1. AND
The circuit 80 outputs the output signal of the EX-OR circuit 77 and the output signal V.
1 and the AND circuit 81 is an EX-OR circuit 77.
Of the AND circuit 8 and the output signal W1
2 receives the output signal of the EX-OR circuit 78 and the output signal W1 as input, the AND circuit 83 receives the output signal of the EX-OR circuit 78 and the output signal U1 as input, and the AND circuit 84 outputs E.
The output signal of the X-OR circuit 79 and the output signal U1 are input, and the AND circuit 85 receives the output signal of the EX-OR circuit 79 and the output signal V1. AND circuits 80, 81,
The output signals of 82, 83, 84, 85 are U shown in FIG.
S1, US2, VS1, VS2, WS1, WS2, which are input to the current forming circuit 53.
【0028】電流形成回路53は、第1のカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタ69,70,71,7
2、第2のカレントミラー回路を構成するトランジスタ
73,74,75,76、および、スイッチSW4,S
W5,SW6,SW7,SW8,SW9で構成される。
スイッチは、入力信号がハイのときにGND側へ、ロー
のときには台形波電流切り換え回路54へ電流を出力す
る。電圧電流変換回路67の出力電流IS1は第1のカ
レントミラー回路を構成するトランジスタ69へ供給す
る。出力電流IS1とほぼ等しい電流がトランジスタ7
0,71,72から出力される。同様に、電圧電流変換
回路68の出力電流IS2はトランジスタ73へ供給す
ると出力電流IS1とほぼ等しい電流がトランジスタ7
4,75,76から出力される。SW4にはUS1が、
SW5にはUS2が、SW6にはVS1が、SW7には
VS2が、SW8にはWS1が、SW9にはWS2を入
力する。トランジスタ70の出力電流は出力信号US1
がハイのときGNDへ出力し、出力信号US1がローの
とき台形波電流切り換え回路54へ出力電流IUS1を
出力する。トランジスタ74は、台形波電流切り換え回
路54へ出力電流IUS2を出力する。この出力電流I
US1,IUS2を図13に示す。同様に、トランジス
タ71,72,75,76の出力電流はそれぞれSW
5,SW6,SW8,SW9へ入力する信号VS1,W
S1,VS2,WS2により制御し出力電流IVS1,
IWS1,IVS2、IWS2として台形波電流切り換
え回路54へ入力する。The current forming circuit 53 is a transistor 69, 70, 71, 7 forming a first current mirror circuit.
2, transistors 73, 74, 75, 76 forming the second current mirror circuit, and switches SW4, S
It is composed of W5, SW6, SW7, SW8 and SW9.
The switch outputs a current to the GND side when the input signal is high and to the trapezoidal wave current switching circuit 54 when the input signal is low. The output current IS1 of the voltage-current conversion circuit 67 is supplied to the transistor 69 which constitutes the first current mirror circuit. The transistor 7 has a current substantially equal to the output current IS1.
It is output from 0, 71, 72. Similarly, when the output current IS2 of the voltage-current conversion circuit 68 is supplied to the transistor 73, a current substantially equal to the output current IS1 is generated by the transistor 7.
It is output from 4,75,76. US1 for SW4,
US2 is input to SW5, VS1 is input to SW6, VS2 is input to SW7, WS1 is input to SW8, and WS2 is input to SW9. The output current of the transistor 70 is the output signal US1.
Is output to GND when is high, and the output current IUS1 is output to the trapezoidal wave current switching circuit 54 when the output signal US1 is low. The transistor 74 outputs the output current IUS2 to the trapezoidal wave current switching circuit 54. This output current I
US1 and IUS2 are shown in FIG. Similarly, the output currents of the transistors 71, 72, 75, and 76 are SW, respectively.
Signals VS1 and W input to 5, SW6, SW8 and SW9
Output current IVS1, controlled by S1, VS2 and WS2
Input to the trapezoidal wave current switching circuit 54 as IWS1, IVS2, and IWS2.
【0029】台形波電流切り換え回路54は逆起電力検
出器10の出力信号U1,V1,W1を入力する。台形
波電流切り換え回路54において、出力電流IUS1,
IUS2の和をU1がローのときにはIPL1に、U1
がハイのときにはIPU1に切り換える。また、出力電
流IVS1,IVS2の和をV1がローのときにはIP
L2に、V1がハイのときにはIPU2に切り換え、同
様に、出力電流IWS1,IWS2の和をW1がローの
ときにはIPL3に、W1がハイのときにはIPU3に
切り換える。The trapezoidal wave current switching circuit 54 inputs the output signals U1, V1 and W1 of the counter electromotive force detector 10. In the trapezoidal wave current switching circuit 54, the output current IUS1,
IUS2 sum to UPL1 when U1 is low, U1
When is high, it switches to IPU1. Also, the sum of the output currents IVS1 and IVS2 is IP when V1 is low.
L2 is switched to IPU2 when V1 is high, and similarly, the sum of output currents IWS1 and IWS2 is switched to IPL3 when W1 is low and to IPU3 when W1 is high.
【0030】以上のようにして逆起電力検出器10の出
力信号U1,V1,W1より出力電流IPU1〜3,I
PL1〜3を得ることができる。台形波電流合成器11
の充放電回路23は、通常ICの外付けとなるコンデン
サは3個で構成されていたが、本実施例の充放電回路5
1ではコンデンサの外付けは2個となり、部品点数の削
減が可能となる。また、前記実施例と同様に、出力電流
IPU1〜3,IPL1〜3が立ち上がり、立ち下がり
のタイミングは出力信号U1,V1,W1より決定し、
切り換わりのタイミングで出力電流IPU1〜3,IP
L1〜3は0であるため、急峻に切り換わることがな
い。As described above, output currents IPU1-3, I from the output signals U1, V1, W1 of the counter electromotive force detector 10 are output.
PL1 to PL3 can be obtained. Trapezoidal wave current synthesizer 11
The charging / discharging circuit 23 of No. 1 was normally composed of three capacitors which are external to the IC, but the charging / discharging circuit 5 of this embodiment is not shown.
In the case of 1, the number of external capacitors is 2, and the number of parts can be reduced. Further, as in the above-described embodiment, the output currents IPU1 to 3 and IPL1 to 3 are set to rise and fall timings according to the output signals U1, V1 and W1.
Output currents IPU1-3, IP at the timing of switching
Since L1 to L0 are 0, they do not switch abruptly.
【0031】以上のように本実施例において、駆動コイ
ル1,2,3に供給される電流の切り換えがきわめて滑
らかに行われるので、切り換えに伴うスパイク電圧が低
減され、振動、騒音の少ないブラシレスモータの駆動装
置が実現できる。As described above, in the present embodiment, the switching of the currents supplied to the drive coils 1, 2 and 3 is performed very smoothly, so the spike voltage associated with the switching is reduced, and the brushless motor with less vibration and noise is generated. Can be realized.
【0032】次に、マスク信号発生器12の第1の具体
例について、図7および図8を参照しながら説明する。
図7はマスク信号発生器の第1の具体例の回路構成図、
図8は図7の動作波形図である。Next, a first specific example of the mask signal generator 12 will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a first specific example of the mask signal generator,
FIG. 8 is an operation waveform diagram of FIG.
【0033】まず、充放電回路23の出力信号VSL
1,VSL2,VSL3がマスク信号発生器12に入力
する。マスク信号発生器12では、比較器29,30,
31においてVSL1とVSL3とを比較してC31
を、VSL1とVSL2とを比較してC12を、VSL
2とVSL3とを比較してC23を得る。さらにAND
回路32,33,34において充放電制御回路22で得
られた充放電制御信号CHG1,CHG2,CHG3と
C31,C12,C23との論理積によりCLK1,C
LK2,CLK3を得る。これらの信号をOR回路35
に入力し、CLKを得る。この信号CLKを6進リング
カウンタ36のクロック信号として立上りで動作させる
とP1,P2,P3,P4,P5,P6を得る。6進リ
ングカウンタ36のP1がハイで待機しているときのみ
逆起電力U1の立下りを検出するよう、逆起電力検出器
10を構成すれば、U1の立下りの前後30度の位相で
のみ検出する。同様にP2がハイでW1の立上りを、P
3がハイでV1の立下りを、P4がハイでU1の立上り
を、P5がハイでW1の立下りを、また、P6がハイで
V1の立上りを検出する。このように、逆起電力の立上
り、立下りの前後30度づつ検出できるようなマスク信
号を発生できる。しかも検出できる信号の順序が決定し
ているので起動時の誤動作を防ぎ、起動特性をよくし、
異常動作を防ぐことができる。First, the output signal VSL of the charge / discharge circuit 23.
1, VSL2 and VSL3 are input to the mask signal generator 12. In the mask signal generator 12, the comparators 29, 30,
31 compares VSL1 and VSL3 to C31
CSL is compared with VSL1 and VSL2.
2 is compared with VSL3 to obtain C23. Further AND
In the circuits 32, 33 and 34, CLK1 and C2 are obtained by the logical product of the charge / discharge control signals CHG1, CHG2 and CHG3 obtained by the charge / discharge control circuit 22 and C31, C12 and C23.
Obtain LK2 and CLK3. These signals are applied to the OR circuit 35.
To obtain CLK. When this signal CLK is used as a clock signal for the hexadecimal ring counter 36 to operate at the rising edge, P1, P2, P3, P4, P5 and P6 are obtained. If the counter electromotive force detector 10 is configured so as to detect the fall of the counter electromotive force U1 only when P1 of the hexadecimal ring counter 36 stands by at high, the phase of 30 degrees before and after the fall of U1 is detected. Only detect. Similarly, when P2 is high and W1 rises,
3 is high to detect the fall of V1, P4 is high to detect the rise of U1, P5 is high to detect the fall of W1, and P6 is high to detect the rise of V1. In this way, it is possible to generate a mask signal that can be detected every 30 degrees before and after the rise and fall of the back electromotive force. Moreover, since the order of signals that can be detected is determined, malfunctions at startup are prevented and startup characteristics are improved.
It is possible to prevent abnormal operation.
【0034】図9は、モータの回転数が遅いときの動作
波形図を示す。この場合も逆起電力の立上り、立下りに
対して前後30度の位相のみで逆起電力を検出し、モー
タの回転数が小さくてもマスク信号と逆起電力の位相関
係は変化しない。FIG. 9 shows an operation waveform diagram when the rotation speed of the motor is slow. Also in this case, the back electromotive force is detected only by the phase of 30 degrees before and after the rise and fall of the back electromotive force, and the phase relationship between the mask signal and the back electromotive force does not change even if the motor rotation speed is small.
【0035】以上のように本実施例によればモータの回
転数が変化する場合でも無調整で一定の位相関係を持つ
マスク信号を作成できる。さらに充放電信号により駆動
電流およびマスク信号を作成しており、マスク信号作成
用の特別な遅延回路を必要としない。As described above, according to this embodiment, a mask signal having a constant phase relationship can be created without adjustment even when the rotation speed of the motor changes. Further, since the drive current and the mask signal are created by the charge / discharge signal, no special delay circuit for creating the mask signal is required.
【0036】次に、マスク信号発生器の第2の具体例に
ついて、図面を参照しながら説明する。Next, a second specific example of the mask signal generator will be described with reference to the drawings.
【0037】マスク信号発生器の第2の具体例は、逆起
電力の立上り、立下りに対するマスク信号の位相を任意
に決定できることを可能にしたものである。The second specific example of the mask signal generator makes it possible to arbitrarily determine the phase of the mask signal with respect to the rise and fall of the back electromotive force.
【0038】図10はマスク信号発生器の第2の具体例
の回路構成図、図11は図10の各部の動作波形図であ
る。図7に示すマスク信号発生器ではマスク信号の位相
はつねに逆起電力の立上り、立下りの前後30度のみ検
出しておりマスク信号の位相は固定であったが、本実施
例は任意に逆起電力の立上り、立下りに対する位相を設
定できるものである。簡単のためにモータの回転数が一
定であって、かつ図5に示す台形波電流合成器11を構
成する充放電回路27,28,29のコンデンサCの充
電電流Ioおよび放電電流2Ioにばらつきがないこと
を条件として説明する。このとき充放電回路23からの
出力VSL1,VSL2,VSL3の最大値も一定とな
り、これをVSLPとする。また電圧電流変換器24に
より電流変換された電流の和は位相により変化せず、 ISL1+ISL2+ISL3=Io とするとIoは一定である。FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a second specific example of the mask signal generator, and FIG. 11 is an operation waveform diagram of each part of FIG. In the mask signal generator shown in FIG. 7, the phase of the mask signal is always detected only 30 degrees before and after the rise and fall of the back electromotive force, and the phase of the mask signal is fixed, but this embodiment arbitrarily reverses the phase. The phase with respect to the rise and fall of the electromotive force can be set. For the sake of simplicity, the number of rotations of the motor is constant, and the charging current Io and the discharging current 2Io of the capacitors C of the charging / discharging circuits 27, 28, 29 forming the trapezoidal wave current combiner 11 shown in FIG. It will be explained on the condition that it is not present. At this time, the maximum values of the outputs VSL1, VSL2, VSL3 from the charge / discharge circuit 23 also become constant, and this is referred to as VSLP. Further, the sum of the currents converted by the voltage-current converter 24 does not change depending on the phase, and if ISL1 + ISL2 + ISL3 = Io, then Io is constant.
【0039】Io×R=Vref とすると、比較器37,38,39においてVrefと
VSL1よりCref1が、VrefとVSL2よりC
ref2が、VrefとVSL3よりCref3が出力
される。基準電圧Vrefが Vref=Io×R=VSLP/2 となるように抵抗R40の値を設定すると、Cref1
がハイの位相はU1の立上り、立下りの前後30度とな
る。このように抵抗R40を設定するとマスク信号の位
相は図7の回路構成および図8の信号波形図に示す実施
例と同様で、逆起電力検出器10の出力信号U1,V
1,W1の立上り、立下りに対して前後30度の位相で
検出可能になる。When Io × R = Vref, in the comparators 37, 38 and 39, Cref1 is obtained from Vref and VSL1 and Cref is obtained from Vref and VSL2.
Cref3 is output from ref2 and Vref and VSL3. When the value of the resistor R40 is set so that the reference voltage Vref becomes Vref = Io × R = VSLP / 2, Cref1
The high phase is 30 degrees before and after the rise and fall of U1. When the resistance R40 is set in this way, the phase of the mask signal is the same as that of the embodiment shown in the circuit configuration of FIG. 7 and the signal waveform diagram of FIG.
It becomes possible to detect the rising and falling of 1 and W1 in the phase of 30 degrees before and after.
【0040】次に、抵抗40の値を変更した場合の動作
について、図11を参照しながら説明する。抵抗40を
2R/3にすると基準電圧はVSLP/3となり、この
とき、Cref1がハイの位相はU1の立上り、立下り
の前20度、後40度になる。以下同様に動作し、マス
ク信号の位相は逆起電力検出器10の出力信号U1,V
1,W1の立上り、立下りに対して前20度、後40度
の位相で検出可能となる。このようにISL1,ISL
2,ISL3の和をとることにより任意に基準電圧を設
定できるので、マスク信号の位相を逆起電力のU1,V
1,W1に対して任意に設定できる。Next, the operation when the value of the resistor 40 is changed will be described with reference to FIG. When the resistance 40 is set to 2R / 3, the reference voltage becomes VSLP / 3, and at this time, the phase in which Cref1 is high is 20 degrees before the rise and fall of U1, and 40 degrees after the fall. The same operation is performed thereafter, and the phase of the mask signal is the output signals U1, V of the counter electromotive force detector 10.
It is possible to detect the leading and trailing edges of W1 and W1 at a phase of 20 degrees before and 40 degrees after. In this way ISL1, ISL
Since the reference voltage can be set arbitrarily by taking the sum of 2 and ISL3, the phase of the mask signal can be set to U1, V of the counter electromotive force.
1, W1 can be arbitrarily set.
【0041】以上の説明では、説明を簡単化するため
に、モータ回転数が一定で、充放電回路26,27,2
8のコンデンサC、充電電流Io、放電電流2Io等が
ばらつかないことを前提とした。この条件が成立しない
ときは、ばらつきは存在するが、それでも、マスク信号
の位相を逆起電力U1,V1,W1に対して任意に設定
できる。さらに本実施例はモータの回転数に関係なくマ
スク信号の位相を固定することができる。In the above description, in order to simplify the description, the charging / discharging circuits 26, 27, 2 are operated at a constant motor rotation speed.
It was premised that the capacitor C of 8, the charging current Io, the discharging current 2Io, etc. did not vary. When this condition is not satisfied, there is a variation, but the phase of the mask signal can still be arbitrarily set with respect to the back electromotive forces U1, V1, W1. Further, in this embodiment, the phase of the mask signal can be fixed regardless of the rotation speed of the motor.
【0042】以下、駆動コイル1,2,3に与える駆動
電流の切り替えを滑らかにするための実施例に関して説
明する。An embodiment for smoothing the switching of the drive current applied to the drive coils 1, 2, 3 will be described below.
【0043】充放電回路23の動作について詳しく述べ
る。充放電回路の一例を図14に示す。図15は各部信
号波形である。The operation of the charge / discharge circuit 23 will be described in detail. FIG. 14 shows an example of the charge / discharge circuit. FIG. 15 is a signal waveform of each part.
【0044】充放電回路26は、pnpトランジスタQ
1,Q2で構成されたカレントミラー回路と、その動作
電流を決定する定電流源Io、npnトランジスタQ
3,Q4で構成されたカレントミラー回路と、その動作
電流を決定する定電流源2Io、カレントミラー回路
(Q3,Q4)をスイッチング制御するスイッチ手段S
W1と、容量値CなるコンデンサC1とで構成される。The charge / discharge circuit 26 includes a pnp transistor Q.
1, a current mirror circuit composed of Q2, a constant current source Io for determining its operating current, and an npn transistor Q
3, a current mirror circuit composed of Q4, a constant current source 2Io for determining its operating current, and a switch means S for controlling switching of the current mirror circuit (Q3, Q4).
It is composed of W1 and a capacitor C1 having a capacitance value C.
【0045】ここで、トランジスタの動作状態が活性領
域にあるとき、トランジスタQ1からQ4のhFEが非常
に大きく、飽和電流Isの大きさがQ1,Q2および同
Q3,Q4とがそれぞれ等しいとする。すると、活性領
域のQ2のコレクタ電流はI0、Q2のコレクタ電流は
2Ioとなる。充放電回路の動作はSW1がオフ状態で
はC1はQ2のコレクタ電流で充電される。スロープ電
圧の最大値をVSLMAX、電源電圧をVCC、Q2の
飽和電圧をVce(sat)とすると VCC−Vce(sat)>VSLMAX のときにはQ2が飽和しないので、アーリ効果を無視す
るとQ2のコレクタ電流は定電流Ioとなる。一方、S
W1がオン状態になったとき、容量C1はトランジスタ
Q2の吐き出し電流よりも大きいトランジスタQ4のコ
レクタ電流(引き込み電流)で放電される。そして、ス
ロープ電圧が低下して、トランジスタQ4の飽和領域に
入ると、コレクタ電位が下がるにつれてトランジスタの
飽和度が大きくなり、それに伴ってトランジスタQ4の
hFEが減少し、コレクタ電流が減少する。すると、逆起
電力検出器の出力信号U1,V1,W1の立ち下がり、
立ち上がりの位相において放電しきっておらず、図15
に示すように放電しきる位相が遅れる。すると、電圧電
流変換回路24の基準電圧をQ4の飽和電圧Vceとし、
スロープ電圧がVceとなったとき、電流がゼロとなるよ
うに動作させると、出力電流IPU1〜IPU3,IP
L1〜IPL3の立ち下がりにおいてゼロとはならず急
峻に変化し、モータの振動、騒音の発生の原因となる。
そこで、この問題を解決するための実施例を次に説明す
る。Here, when the operating state of the transistors is in the active region, it is assumed that the h FE of the transistors Q1 to Q4 is very large and the saturation current Is is equal to Q1, Q2 and Q3, Q4. . Then, the collector current of Q2 in the active region becomes I0 and the collector current of Q2 becomes 2Io. In the operation of the charge / discharge circuit, C1 is charged by the collector current of Q2 when SW1 is in the off state. Assuming that the maximum slope voltage is VSLMAX, the power supply voltage is VCC, and the saturation voltage of Q2 is Vce (sat), when VCC-Vce (sat)> VSLMAX, Q2 does not saturate, so if the Early effect is ignored, the collector current of Q2 is It becomes the constant current Io. On the other hand, S
When W1 is turned on, the capacitance C1 is discharged by the collector current (pull-in current) of the transistor Q4, which is larger than the discharge current of the transistor Q2. Then, the slope voltage is lowered and enters the saturation region of the transistor Q4, saturation of the transistor increases as the collector potential drops, h FE of the transistor Q4 is decreased accordingly, the collector current decreases. Then, the output signals U1, V1, W1 of the back electromotive force detector fall,
The discharge is not completed in the rising phase, and
As shown in, the phase at which discharge is complete is delayed. Then, the reference voltage of the voltage-current conversion circuit 24 is set to the saturation voltage Vce of Q4,
When the slope voltage becomes Vce, the output currents IPU1 to IPU3, IP are output when the current is set to zero.
At the fall of L1 to IPL3, it does not become zero but changes abruptly, which causes vibration and noise of the motor.
Therefore, an embodiment for solving this problem will be described below.
【0046】図16は充放電回路の第2の具体例の回路
構成図であり、図17に各部の動作波形図を示す。図1
4で示した充放電回路26に、定電流源I1、npnト
ランジスタQ13,Q14、抵抗値Rなる抵抗R1で構
成されたクランプ回路を付加しており、充放電回路2
7,28も同様にクランプ回路(トランジスタQ15〜
Q18)を付加している。FIG. 16 is a circuit configuration diagram of a second specific example of the charging / discharging circuit, and FIG. 17 shows operation waveform diagrams of respective parts. FIG.
The charge / discharge circuit 26 shown in FIG. 4 is provided with a clamp circuit composed of a constant current source I1, npn transistors Q13 and Q14, and a resistor R1 having a resistance value R.
7 and 28 are similarly clamp circuits (transistors Q15-
Q18) is added.
【0047】このようなクランプ回路を付加すると、ト
ランジスタQ14は、スロープ電圧VSL1が高いとき
はオフ状態であり、そのエミッタ電位がI1×Rより下
がろうとするときにオン状態になって、エミッタのイン
ピーダンスを小さくしてクランプ動作する。そして、I
1×Rの値をトランジスタQ4の飽和電圧より大きく設
定する。こうしておけば、トランジスタQ4をオン状態
にして、コンデンサC1の電荷を放電するとき、電荷の
放電が完了しても、コレクタ電位はクランプレベル(I
1×R)より下がることがなくなり、つねに活性状態で
動作させることができ、スロープ電圧の電位に依存しな
いでコレクタ電流を2Ioで一定にすることができる。
すると、スロープ電圧の傾斜部の直線性が改善され、図
17に示すようにU1,V1,W1の立ち下がり、立ち
上がりの位相において、スロープ電圧の最低電位はほぼ
I1×Rになる。電圧電流変換回路24の基準電圧をI1
×Rに設定し、スロープ電圧がI1×Rのとき、電流が
ゼロになるように動作させれば、出力電流IPU1〜I
PU3,IPL1〜IPL3の立ち下がりにおいてほぼ
ゼロとなり急峻に変化することはない。When such a clamp circuit is added, the transistor Q14 is in the off state when the slope voltage VSL1 is high, and is in the on state when the emitter potential thereof is about to fall below I1 × R, and the transistor Q14 has the emitter voltage. The impedance is reduced and clamp operation is performed. And I
The value of 1 × R is set larger than the saturation voltage of the transistor Q4. By doing this, when the transistor Q4 is turned on and the charge of the capacitor C1 is discharged, the collector potential remains at the clamp level (I
It is possible to operate in an active state at all times, and the collector current can be kept constant at 2 Io without depending on the potential of the slope voltage.
Then, the linearity of the sloped portion of the slope voltage is improved, and the minimum potential of the slope voltage becomes approximately I1 × R at the falling and rising phases of U1, V1, and W1 as shown in FIG. The reference voltage of the voltage-current conversion circuit 24 is set to I1
If the operation is performed so that the current becomes zero when the slope voltage is set to I1 × R, the output currents IPU1 to IPU1
At the fall of PU3, IPL1 to IPL3, it becomes almost zero and does not change sharply.
【0048】しかしながら、図16に示した充放電回路
の第2の具体例でも、スロープ電圧の傾斜部の直線性が
完全ではなく、その問題点について、次に説明する。図
16で示す充放電回路において、スロープ電圧の傾斜部
の高電位側から最低電位(クランプレベル)に至るまで
の期間中、トランジスタQ14のオフ状態を維持して、
最低電位(クランプレベル)に達した瞬間に、トランジ
スタQ14をオフ状態に切り換える動作が実現できれ
ば、傾斜部の直線性を損なうことがない。ところが、ト
ランジスタQ14のベース・エミッタ間電圧VBEの大
きさに応じて、トランジスタQ14のエミッタ電流が決
定されるため、トランジスタQ14のエミッタ電流がス
ロープ電圧の大きさに応じて変化する。すなわち、スロ
ープ電圧が傾斜を持って立ち下がると、トランジスタQ
14がオフ状態から完全導通してクランプ動作する状態
に至るまでに、トランジスタQ14のエミッタ電流がV
BEの指数関数で変化し、中途半端に導通している期間
が生じる。そして、この問題となる電圧のレベルは、ス
ロープ電圧の最低電位からそれより約100mV高い電
位までの範囲である。なお、最低電位から約100mV
以上電位が高ければ、トランジスタQ14のエミッタ電
流はクランプ動作時の1/100以下のレベルになり、
それ以上電位が高ければ、トランジスタQ14はオフ状
態と考えてもほとんど支障ない。However, even in the second specific example of the charging / discharging circuit shown in FIG. 16, the linearity of the slope portion of the slope voltage is not perfect, and its problem will be described below. In the charge / discharge circuit shown in FIG. 16, the transistor Q14 is kept off during the period from the high potential side of the slope portion of the slope voltage to the lowest potential (clamp level).
If the operation of switching the transistor Q14 to the off state can be realized at the moment when the minimum potential (clamp level) is reached, the linearity of the inclined portion will not be impaired. However, since the emitter current of the transistor Q14 is determined according to the magnitude of the base-emitter voltage VBE of the transistor Q14, the emitter current of the transistor Q14 changes according to the magnitude of the slope voltage. That is, when the slope voltage falls with a slope, the transistor Q
The emitter current of transistor Q14 is V
It changes according to the exponential function of BE, and a half-conducting period occurs. The level of this problematic voltage is in the range from the lowest potential of the slope voltage to a potential higher by about 100 mV. About 100 mV from the lowest potential
If the potential is higher than the above, the emitter current of the transistor Q14 becomes 1/100 or less of the level during the clamp operation,
If the potential is higher than that, there is almost no problem even if the transistor Q14 is considered to be in the off state.
【0049】トランジスタQ14の中途半端な導通によ
って、クランプ動作の期間に至る手前から、スロープ電
圧波形VSL1が立ち下がりにくくなり、傾斜部からク
ランプレベルに切り替わる部分の波形がなまる。このと
き、信号CHG1のハイからローに切り替わる時点の最
低電位(クランプレベル)とのレベル差は、VSL1の
振幅が1VP-Pのとき20〜30mVであった。このレ
ベルは、クランプ動作させない図14の回路例の50〜
100mVに対して、1/2以下に改善されるものであ
るが、それでも次のような問題を生じる。The halfway conduction of the transistor Q14 makes it difficult for the slope voltage waveform VSL1 to fall before reaching the clamp operation period, and the waveform at the portion where the slope portion switches to the clamp level is blunted. At this time, the level difference between the signal CHG1 and the lowest potential (clamp level) at the time of switching from high to low was 20 to 30 mV when the amplitude of VSL1 was 1 V PP . This level is 50 to 50 in the circuit example of FIG.
Although it is improved to less than 1/2 with respect to 100 mV, the following problem still occurs.
【0050】その後の信号処理において、充放電回路2
3の出力に接続された電圧・電流変換回路24が、この
クランプレベルを基準にして、その基準電位から突出し
たスロープ電圧波形を電圧・電流変換し、立ち上がりと
立ち下がりが少し鈍った三角波状の出力電流を台形波電
流切り換え回路25に入力する。そして、台形波電流切
り換え回路25は、VSL1に対応するISL1とVS
L3に対応するISL3との加算の解とU1との積で合
成してIPU1の出力信号を作るときと、VSL1に対
応するISL1とVSL3に対応するISL3との加算
の解とU1の反転信号との積で合成IPL1の出力信号
を作るときとを、逆起電力U1で切り換え動作させる。
そのとき、IPU1もIPL1も絶対値がゼロに至らな
い状態で切り換え制御されるため、台形波(IPU1,
IPL1)のゼロレベル付近が段差を持つ。そして、そ
の台形波電流(IPU1,IPL1)と相似形の電流分
配回路13の出力電流で駆動されるpnpトランジスタ
6とnpnトランジスタは、IPU1に対応する電流で
pnpトランジスタ6を駆動し、IPL1に対応する電
流でnpnトランジスタを駆動するように動作するか
ら、pnpトランジスタ6の動作とnpnトランジスタ
の動作との切り換わり時点で電流の段差が生じ、このこ
とが、モータの駆動トルクの急激な変動を起こし、モー
タの回転むらを起こさせる。In the subsequent signal processing, the charge / discharge circuit 2
The voltage / current conversion circuit 24 connected to the output of 3 performs voltage / current conversion of the slope voltage waveform protruding from the reference potential with reference to this clamp level, and has a triangular wave shape with a slightly blunted rise and fall. The output current is input to the trapezoidal wave current switching circuit 25. Then, the trapezoidal wave current switching circuit 25 uses the ISL1 and VS corresponding to VSL1.
When a solution of addition with ISL3 corresponding to L3 and U1 are combined to create an output signal of IPU1, a solution of addition with ISL1 corresponding to VSL1 and ISL3 corresponding to VSL3, and an inverted signal of U1 When the output signal of the composite IPL1 is produced by the product of, the switching operation is performed by the counter electromotive force U1.
At that time, since the switching control is performed in a state where the absolute value of both IPU1 and IPL1 does not reach zero, the trapezoidal wave (IPU1,
There is a step near the zero level of IPL1). Then, the pnp transistor 6 and the npn transistor driven by the trapezoidal current (IPU1, IPL1) and the output current of the similar current distribution circuit 13 drive the pnp transistor 6 by the current corresponding to IPU1 and correspond to IPL1. Since it operates so as to drive the npn transistor with the current, a step difference in the current occurs at the time of switching between the operation of the pnp transistor 6 and the operation of the npn transistor, which causes a sudden change in the drive torque of the motor. , Cause uneven rotation of the motor.
【0051】下記に説明する充放電回路の第3の具体例
は、上述の問題点を解決するものであり、充放電波形V
SL1〜VSL3の直線性を改善し、特にスロープ電圧
のクランプレベルと傾斜部の切り換わりをシャープにし
て、出力用のpnpトランジスタならびにnpnトラン
ジスタの駆動電流を一度ゼロの状態にしてから、相補形
トランジスタの切り換えを緩やかにすることを目的とす
る。The third specific example of the charging / discharging circuit described below solves the above-mentioned problems, and a charging / discharging waveform V is obtained.
The linearity of SL1 to VSL3 is improved, especially the clamp level of the slope voltage and the switching of the slope portion are sharpened, and the driving current of the output pnp transistor and the npn transistor is once set to zero, and then the complementary transistor is formed. The purpose is to moderate the switching of.
【0052】図18は充放電回路の第3の具体例の回路
構成図で、図19に各部の動作波形図を示す。充放電回
路の第3の具体例は、第2の具体例(図16に図示)に
SW14を加えており、クランプ回路(トランジスタQ
13,Q14)をCHG2に同期して動作させることを
意味している。充放電回路27,28も同様である。C
HG2がローの位相のときのみSW14をオンさせて、
その位相のときだけクランプ回路(トランジスタQ1
4)を動作させれば、スロープ電圧が低下してクランプ
レベルに至るまで、クランプ用のトランジスタQ14を
確実にカットオフするため、容量C1に対する充放電電
流に余分な電流を与えることがなくなり、スロープ電圧
波形の直線性がよくなり、スロープ電圧波形の傾斜部と
最低電位(クランプレベル)との切り換わりがシャープ
になると共に、各駆動コイル(1,2,3)の逆起電力
(U1,V1,W1)に同期したスロープ電圧波形の切
り換え動作ができる。FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a third example of the charging / discharging circuit, and FIG. 19 shows operation waveform charts of respective parts. The third specific example of the charging / discharging circuit is obtained by adding SW14 to the second specific example (shown in FIG. 16), and the clamp circuit (transistor Q
13, Q14) is operated in synchronization with CHG2. The same applies to the charge / discharge circuits 27 and 28. C
Turn on SW14 only when HG2 is in low phase,
Clamp circuit (transistor Q1
When 4) is operated, the clamp transistor Q14 is cut off surely until the slope voltage decreases to the clamp level, so that an extra current is not given to the charge / discharge current for the capacitor C1. The linearity of the voltage waveform is improved, the switching between the slope portion of the slope voltage waveform and the minimum potential (clamp level) is sharpened, and the counter electromotive force (U1, V1) of each drive coil (1, 2, 3) is increased. , W1), the switching operation of the slope voltage waveform can be performed.
【0053】すなわち、SW1がオフのときはコンデン
サC1はQ2のコレクタ電流Ioで充電され、SW1が
オンのとき、コンデンサC1はQ4のコレクタ電流2I
oで放電されるので、充電時間と放電時間のずれはなく
なる。充放電回路26ではCHG2がローのときSW1
4をオンし、充放電回路27ではCHG3がローのとき
SW15をオンし、充放電回路28ではCHG1がロー
のときSW16をオンすればよい。That is, the capacitor C1 is charged with the collector current Io of Q2 when SW1 is off, and the capacitor C1 is charged with the collector current 2I of Q4 when SW1 is on.
Since it is discharged at o, there is no difference between the charging time and the discharging time. SW1 in the charge / discharge circuit 26 when CHG2 is low
4 is turned on, SW15 is turned on when CHG3 is low in the charge / discharge circuit 27, and SW16 is turned on when CHG1 is low in the charge / discharge circuit 28.
【0054】図20は、図15、図17および図19に
示す位相Aの期間を拡大したスロープ電圧の拡大図であ
り、第1,第2,第3の具体例を比較して示している。
そして、図14の実施例で得られるスロープ電圧では、
CHG1〜CHG3のエッジのタイミングで、スロープ
電圧の最低電位との間に50〜100mVの偏差を生じ
ていたが、クランプ回路を用いる図16の実施例では2
0〜30mVの偏差に抑えることができ、CHG1〜C
HG3の信号に同期してクランプ動作させる図18の実
施例では数mVの偏差に抑えることができ、図18の実
施例でベストの性能が得られた。FIG. 20 is an enlarged view of the slope voltage in which the period of the phase A shown in FIGS. 15, 17 and 19 is enlarged, and shows comparison of the first, second and third concrete examples. .
Then, with the slope voltage obtained in the embodiment of FIG.
At the timing of the edge of CHG1 to CHG3, a deviation of 50 to 100 mV was generated from the minimum potential of the slope voltage, but in the embodiment of FIG.
The deviation can be suppressed to 0 to 30 mV, and CHG1 to C
In the embodiment of FIG. 18 in which the clamp operation is performed in synchronization with the signal of HG3, the deviation can be suppressed to several mV, and the best performance is obtained in the embodiment of FIG.
【0055】図18の実施例であれば、その後の信号処
理において、充放電回路23の出力に接続された電圧・
電流変換回路24が、このクランプレベルを基準にし
て、その基準電位から突出したスロープ電圧波形を電圧
・電流変換し、切り換わりのシャープな三角波状の出力
電流を台形波電流切り換え回路25に入力する。そし
て、台形波電流切り換え回路25は、VSL1に対応す
るISL1とVSL3に対応するISL3との加算の解
とU1との積で合成してIPU1の出力信号を作るとき
と、VSL1に対応するISL1とVSL3に対応する
ISL3との加算の解とU1の反転信号との積で合成I
PL1の出力信号を作るときとを、逆起電力U1で切り
換え動作させる。そのとき、IPU1もIPL1も絶対
値がほぼゼロの状態で切り換え制御されるため、台形波
(IPU1,IPL1)のゼロレベル付近に段差を持た
ない。そして、その台形波電流(IPU1,IPL1)
と相似形の電流分配回路13の出力電流で駆動されるp
npトランジスタ6とnpnトランジスタは、IPU1
に対応する電流でpnpトランジスタ6を駆動し、IP
L1に対応する電流でnpnトランジスタを駆動するよ
うに動作するから、pnpトランジスタ6の動作とnp
nトランジスタの動作との切り換わり時点で駆動電流の
極性が切り換えられ、モータの駆動トルクの急激な変動
がなくなり、モータの回転むらや振動がなくなる。In the embodiment shown in FIG. 18, in the subsequent signal processing, the voltage connected to the output of the charge / discharge circuit 23
The current conversion circuit 24 performs voltage / current conversion of the slope voltage waveform protruding from the reference potential with reference to the clamp level, and inputs a sharp switching triangular wave output current to the trapezoidal wave current switching circuit 25. . Then, the trapezoidal wave current switching circuit 25 combines the solution of the addition of ISL1 corresponding to VSL1 with the ISL3 corresponding to VSL3 and the product of U1 to produce the output signal of IPU1, and the ISL1 corresponding to VSL1. The product of the addition solution with ISL3 corresponding to VSL3 and the inverted signal of U1 is combined I
When the output signal of PL1 is produced, it is switched by the counter electromotive force U1. At that time, since the absolute values of both IPU1 and IPL1 are switched and controlled, there is no step near the zero level of the trapezoidal waves (IPU1, IPL1). And the trapezoidal wave current (IPU1, IPL1)
Driven by the output current of the current distribution circuit 13 similar to
The np transistor 6 and the npn transistor are the IPU 1
The pnp transistor 6 is driven by the current corresponding to
Since it operates to drive the npn transistor with the current corresponding to L1, the operation of the pnp transistor 6 and the np transistor
The polarity of the drive current is switched at the time of switching to the operation of the n-transistor, abrupt fluctuation of the drive torque of the motor is eliminated, and uneven rotation and vibration of the motor are eliminated.
【0056】なお、以上の実施例以外のクランプ回路を
用いても同様の効果が得られることは言うまでもない。Needless to say, the same effect can be obtained by using a clamp circuit other than the above embodiments.
【0057】[0057]
【発明の効果】本発明のブラシレスモータの駆動装置
は、台形波の作るための基本波であるスロープ電圧(充
放電波形)が、逆起電力に同期してシャープに切り換わ
る折れ線波形にすることができ、その結果、相補形の出
力トランジスタの切り換え動作を滑らかにし、モータ回
転時の騒音や振動を少なくできる優れた効果を有する。In the brushless motor drive device of the present invention, the slope voltage (charging / discharging waveform), which is the fundamental wave for forming the trapezoidal wave, is formed into a polygonal line waveform that sharply switches in synchronization with the back electromotive force. As a result, the switching operation of the complementary output transistors can be smoothed, and the noise and vibration during motor rotation can be reduced.
【0058】また本発明は、逆起電力のみを検出するた
めのマスク信号の位相をモータの回転数によらず無調整
で決定できるため、回転速度が変動するモータにも適用
できるものである。Further, the present invention can be applied to a motor in which the rotation speed fluctuates because the phase of the mask signal for detecting only the back electromotive force can be determined without adjustment regardless of the rotation speed of the motor.
【図1】本発明のブラシレスモータの駆動装置に係わる
一実施例の回路構成図FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an embodiment relating to a brushless motor driving device of the present invention.
【図2】図1の各部の動作波形図FIG. 2 is an operation waveform diagram of each part in FIG.
【図3】実施例に係わる逆起電力検出器の一具体例の回
路構成図FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a specific example of the back electromotive force detector according to the embodiment.
【図4】図3の各部の動作波形図FIG. 4 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図5】実施例に係わる台形波電流合成器の第1の具体
例の回路構成図FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a first concrete example of a trapezoidal wave current combiner according to the embodiment.
【図6】図5の各部の動作波形図6 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図7】実施例に係わるマスク信号発生器の第1の具体
例の回路構成図FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a first specific example of the mask signal generator according to the embodiment.
【図8】図7の各部の動作波形図8 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図9】図7において、モータの回転数が遅いときの各
部の動作波形図FIG. 9 is an operation waveform diagram of each part in FIG. 7 when the rotation speed of the motor is slow.
【図10】実施例に係るマスク信号発生器の第2の具体
例の回路構成図FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a second specific example of the mask signal generator according to the embodiment.
【図11】図10の各部の動作波形図11 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図12】実施例に係わる台形波電流合成器の第2の具
体例の回路構成図FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a second specific example of the trapezoidal wave current combiner according to the embodiment.
【図13】図12の各部の動作波形図13 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図14】実施例に係わる充放電回路の第1の具体例の
回路構成図FIG. 14 is a circuit configuration diagram of a first specific example of the charging / discharging circuit according to the embodiment.
【図15】図14の各部の動作波形図FIG. 15 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図16】実施例に係わる充放電回路の第2の具体例の
回路構成図FIG. 16 is a circuit configuration diagram of a second specific example of the charging / discharging circuit according to the embodiment.
【図17】図16の各部の動作波形図FIG. 17 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図18】実施例に係わる充放電回路の第3の具体例の
回路構成図FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a third specific example of the charging / discharging circuit according to the embodiment.
【図19】図18の各部の動作波形図FIG. 19 is an operation waveform diagram of each part of FIG.
【図20】充放電回路の第1〜第3の具体例(図14,
図16,図18)の動作を比較するための図FIG. 20 shows first to third specific examples of the charge / discharge circuit (FIG. 14,
Figure for comparing the operation of Figure 16 and Figure 18)
【符号の説明】 1,2,3 駆動コイル 4,5,6,7,8,9 駆動トランジスタ 10 逆起電力検出器 11 台形波電流合成器 12 マスク信号発生器 13 電流分配回路 14 トルク指令信号発生回路[Explanation of reference signs] 1,2,3 Drive coil 4,5,6,7,8,9 Drive transistor 10 Back electromotive force detector 11 Trapezoidal wave current combiner 12 Mask signal generator 13 Current distribution circuit 14 Torque command signal Generator circuit
Claims (3)
供給する複数個の駆動トランジスタと、モータ駆動電流
を検出しトルク指令信号を発生するトルク指令信号発生
回路と、前記トルク指令信号発生回路の出力信号に応じ
た電流を前記複数個の駆動トランジスタのベースに順次
供給する電流分配回路と、前記電流分配回路に台形波電
流を出力する台形波電流合成器と、前記モータ駆動コイ
ルに発生する逆起電力を検出し波形整形する逆起電力検
出器と、前記逆起電力検出器へ信号波形の一部をマスク
する信号を出力するマスク信号発生器とを有するブラシ
レスモータの駆動装置。1. A plurality of drive transistors for supplying a drive current to a multi-phase motor drive coil, a torque command signal generation circuit for detecting a motor drive current and generating a torque command signal, and a torque command signal generation circuit. A current distribution circuit for sequentially supplying a current according to an output signal to the bases of the plurality of drive transistors, a trapezoidal wave current combiner for outputting a trapezoidal wave current to the current distribution circuit, and a reverse coil generated in the motor drive coil. A drive device for a brushless motor having a back electromotive force detector for detecting an electromotive force and shaping the waveform, and a mask signal generator for outputting a signal for masking a part of a signal waveform to the back electromotive force detector.
出力を複数系列のパルスに変換し前記複数系列のパルス
の出力に応じて三角波を発生させる複数個の充放電回路
と、前記複数個の充放電回路の出力電圧を電流に変換す
る複数個の電圧電流変換回路と、前記複数個の電圧電流
変換回路の出力電流を加算して台形波電流に合成する加
算回路と、前記逆起電力検出器の出力に応じて前記台形
波電流を吸い込み側駆動トランジスタと吐き出し側駆動
トランジスタのベースに切り換えて供給する台形波電流
切り換え回路とを有する請求項1記載のブラシレスモー
タの駆動装置。2. A plurality of charging / discharging circuits, wherein a trapezoidal wave current combiner converts the output of the back electromotive force detector into a plurality of series of pulses and generates a triangular wave according to the outputs of the plurality of series of pulses, and A plurality of voltage-current conversion circuits for converting the output voltages of the plurality of charging / discharging circuits into currents; an addition circuit for adding the output currents of the plurality of voltage-current conversion circuits to synthesize a trapezoidal wave current; 2. The brushless motor drive device according to claim 1, further comprising a trapezoidal wave current switching circuit that switches and supplies the trapezoidal wave current to the bases of the suction side drive transistor and the discharge side drive transistor according to the output of the electromotive force detector.
複数系列のパルスに変換し前記複数系列のパルスの出力
に応じて三角波を発生させる複数個の充放電回路と、前
記複数系列のパルスの出力に応じてクランプする回路と
を有する請求項1または請求項2記載のブラシレスモー
タの駆動装置。3. A plurality of charging / discharging circuits, wherein the charging / discharging circuit converts the output of the back electromotive force detector into a plurality of series of pulses and generates a triangular wave according to the outputs of the plurality of series of pulses; 3. The brushless motor drive device according to claim 1, further comprising a circuit for clamping the pulse output signal according to claim 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16928794A JP3355793B2 (en) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | Drive device for brushless motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16928794A JP3355793B2 (en) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | Drive device for brushless motor |
Publications (2)
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