JP2751607B2 - Commutatorless DC motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は無整流子直流電流電動機に関し、さらに詳し
くは、永久磁石回転子の回転位置を検出するためのホー
ル素子の如き回転子位置検出素子を不要とした無整流子
直流電動機に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a commutatorless direct current motor, and more specifically, does not require a rotor position detecting element such as a Hall element for detecting a rotational position of a permanent magnet rotor. And a non-commutator DC motor.

従来の技術 無整流子直流電動機はブラシ付の直流電動機に比べ機
械的接点を持たないため長寿命であると同時に電気的雑
音も少なく、近年、高信頼性が要求される産業用機器や
映像・音響機器に広く応用されている。2. Description of the Related Art A commutatorless DC motor has no mechanical contact compared to a DC motor with a brush, so it has a long life and little electrical noise.In recent years, industrial equipment and video / Widely applied to audio equipment.

従来、この種の無整流子直流電動機はそのほとんどが
固定子巻線の通電相切換えのために、ブラシに相当する
回転子位置検出素子（例えばホール素子）を使用してい
る。しかしながら、回転子位置検出素子自体決して安価
なものではなく、さらに素子の取付け位置調整の煩雑
さ、配線数の増加により無整流子直流電動機はブラシ付
直流電動機に比べて大幅にコストが上昇する欠点があ
る。Conventionally, most of the non-commutator DC motors of this type use a rotor position detecting element (for example, a Hall element) corresponding to a brush for switching an energized phase of a stator winding. However, the rotor position detection element itself is not inexpensive, and furthermore, the cost of adjusting the mounting position of the element and the increase in the number of wires greatly increase the cost of a non-commutator DC motor compared to a brushed DC motor. There is.

また、電動機内部に回転子位置検出素子を取り付けな
ければならないため、構造上の制約が起こることがしば
しばある。近年、機器の小型化に伴い使用される電動機
も小型かつ薄型化されホール素子等の位置検出素子を取
り付ける場所的余裕がなくなってきている。Also, since the rotor position detecting element must be mounted inside the electric motor, structural restrictions often occur. 2. Description of the Related Art In recent years, electric motors used for miniaturization of devices have been reduced in size and thickness, and there is no longer enough room for mounting position detecting elements such as Hall elements.

そこでホール素子の如き回転子位置検出素子の全くな
い無整流子直流電動機が従来よりいくつか提案されてい
る。Therefore, some commutatorless DC motors without a rotor position detecting element such as a Hall element have been proposed.

その１つは、例えば特開昭55−160980号公報に示され
るような固定子巻線に電流を一方向だけに供給する、い
わゆる半波駆動方式の無整流子直流電動機がある。これ
は起動時に自起動回路で特定の固定子巻相のみを付勢し
て回転子の位置決めを予め行い、次に３相の固定子巻線
のうち休止中の２つの固定子巻線に誘起される逆起電力
を検出して演算処理をすることによって次の通電相を決
定し、固定子巻線に電流を一方向だけに順次供給するも
のである。One of them is a so-called half-wave drive type non-commutator DC motor which supplies a current to a stator winding only in one direction as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-160980. This means that the rotor is positioned in advance by energizing only a specific stator winding phase by a self-starting circuit at the time of startup, and then induced to two of the three-phase stator windings that are at rest. The next energized phase is determined by detecting the back electromotive force and performing arithmetic processing, and the current is sequentially supplied to the stator winding in only one direction.

さらには、例えば特開昭62−260586号公報に示される
ような固定子巻線に電流を両方向に供給する、いわゆる
全波駆動方式の無整流子直流電動機がある。これは、電
動機の起動時には起動パルス発生回路の出力する起動パ
ネルで固定子巻線に流れる電流を強制的に順次切り換え
て駆動し、回転子の回転が上昇して固定子巻線に逆起電
力が誘起されたときには逆起電力のゼロクロス点を検出
し、その出力信号をモノマルチで一定時間だけ遅延させ
ることによって通電のタイミングを決定するものであ
る。Further, there is a so-called full-wave drive type non-commutator DC motor for supplying a current to a stator winding in both directions as disclosed in, for example, JP-A-62-260586. This is because, when the motor is started, the current flowing in the stator winding is forcibly sequentially switched and driven by the starting panel output from the starting pulse generating circuit, and the rotation of the rotor is increased, so that the back electromotive force is applied to the stator winding. Is induced, the zero cross point of the back electromotive force is detected, and the output signal is delayed by a certain time in a mono-multi to determine the energization timing.

以下、従来例の駆動波形について第２図および第３図
の参照しながら説明する。Hereinafter, the driving waveform of the conventional example will be described with reference to FIGS. 2 and 3. FIG.

第２図は無整流子直流電動機を構成する固定子巻線電
力供給手段の一実施例を示す回路構成図、第３図は第２
図における各部信号波形図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing one embodiment of a stator winding power supply means constituting a non-commutator DC motor, and FIG.
It is a signal waveform diagram of each part in a figure.

第２図において、27は永久磁石回転子、11,12,13は固
定子巻線、21,22,23,24,25,26は駆動用トランジスタで
これらのトランジスタをオン・オフすることにより固定
子巻線11,12,13に電流を供給する。そのうち、21,22,23
はPNPトランジスタ、24,25,26はNPNトランジスタで構成
されている。20は電源である。一般に無整流子直流電動
機の駆動は、回転子27の回転位置に応じて得られる６相
のパルス信号を駆動用トランジスタ21,26,22,24,23,25
の各ベースに印加して行われる。その６相のパルス信号
波形を第３図d,e,f,g,h,iに示す。ただし、各トランジ
スタのベースに加えられる信号の方向はPNPトランジス
タ21,22,23には電流が流出する方向に、NPNトランジス
タ24,25,26には電流が流入する方向に加えられる。ま
ず、トランジスタ21,25が導通して固定子巻線11,12に電
流が流れる。次にトランジスタ21,26が導通して固定子
巻線11,13に電流が流れる。このような相切換え動作を
順次行い、永久磁石回転子27を回転させる。そのときの
固定子巻線11,12,13には第３図j,k,lに示す電流が両方
向に通電される。また、回転子27が回転している状態で
は、固定子巻線11,12,13の各端子には第３図a,b,cに示
す電圧（逆起電力）が誘起される。同図ｄ〜ｉで示され
る６相のパルス信号は回転子27の位置信号に相当し、逆
起電力a,b,cの波形とは第３図に示すような位置関係に
あり、電気角で30度だけ位相が異なることに注意すべき
である。そこで、例えば特開昭62−260586号公報に示さ
れるような先行技術では固定子巻線に誘起された逆起電
力のゼロクロス点を検出し、その出力信号をモノマルチ
を用いることによって一定時間（30度分）だけ遅延させ
て通電のタイミングを決定している。また、６相の位置
信号ｄ〜ｉは矩形波上であるため、固定子巻線に流れる
電流波形は通電幅がほぼ120度（電気角）の矩形波状と
なり固定子巻線に流れる電流は急峻にオン・オフされる
ことになる。In FIG. 2, 27 is a permanent magnet rotor, 11, 12, and 13 are stator windings, and 21, 22, 23, 24, 25, and 26 are driving transistors, which are fixed by turning these transistors on and off. A current is supplied to the child windings 11, 12, and 13. Of which 21, 22, 23
Is a PNP transistor, and 24, 25 and 26 are NPN transistors. 20 is a power supply. In general, the drive of the commutatorless DC motor is performed by using six-phase pulse signals obtained according to the rotational position of the rotor 27 as drive transistors 21, 26, 22, 24, 23, 25.
Is applied to each base. The six-phase pulse signal waveforms are shown in FIGS. 3d, e, f, g, h and i. However, the direction of the signal applied to the base of each transistor is applied in the direction in which current flows out to the PNP transistors 21, 22, and 23, and in the direction in which current flows in the NPN transistors 24, 25, and 26. First, the transistors 21 and 25 conduct, and current flows through the stator windings 11 and 12. Next, the transistors 21 and 26 become conductive, and current flows through the stator windings 11 and 13. Such a phase switching operation is sequentially performed to rotate the permanent magnet rotor 27. At this time, currents shown in FIG. 3, j, k, and l are applied to the stator windings 11, 12, and 13 in both directions. When the rotor 27 is rotating, the voltages (back electromotive force) shown in FIGS. 3a, 3b, and 3c are induced at the terminals of the stator windings 11, 12, and 13. The six-phase pulse signals shown in FIGS. 6D to 6I correspond to the position signals of the rotor 27, and have the positional relationship shown in FIG. 3 with the waveforms of the back electromotive forces a, b, and c, and Note that the phase is different by 30 degrees. Therefore, in the prior art as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-260586, a zero cross point of the back electromotive force induced in the stator winding is detected, and the output signal is used for a certain time (mono-multi). The power supply timing is determined with a delay of 30 degrees. Further, since the six-phase position signals d to i are on a rectangular wave, the current waveform flowing through the stator winding is a rectangular wave having a conduction width of approximately 120 degrees (electrical angle), and the current flowing through the stator winding is steep. Will be turned on and off.

発明が解決しようとする課題 回転子位置検出素子のない無整流子直流電動機は基本
的に固定子巻線に誘起される逆起電力を利用して固定子
巻線の相切換えに必要な位置信号を作成している。した
がって、起動時においては各固定子巻線に逆起電力が発
生していないので、固定子巻線の初期通電相が定まらな
い。そこで、上述した先行技術に示される無整流子直流
電動機にあっては起動用に特別な起動回路を設けてい
る。また、特開昭55−160980号公報では特定の固定子巻
線のみを付勢して予め回転子の初期位置を決定してい
る。ところが、初期位置を決定するために固定子巻線の
１相のみを付勢しても、回転子の位置は振動的となりな
かなか静止せず、その結果、起動時間が長くなる。SUMMARY OF THE INVENTION A commutatorless DC motor without a rotor position detecting element basically utilizes a back electromotive force induced in a stator winding to obtain a position signal required for phase switching of the stator winding. Has been created. Therefore, at the time of startup, since no back electromotive force is generated in each stator winding, the initial energized phase of the stator winding is not determined. Therefore, in the commutatorless DC motor shown in the above-described prior art, a special starting circuit is provided for starting. In JP-A-55-160980, the initial position of the rotor is determined in advance by energizing only a specific stator winding. However, even if only one phase of the stator winding is energized to determine the initial position, the position of the rotor becomes oscillating and does not come to a standstill, resulting in a long start-up time.

また、特開昭62−260586号公報では起動回路の出力す
る出力パルスにより固定子巻線を強制的に順次切換えて
いる。しかし、固定子巻線を強制的に順次切換えても回
転子の回転は同じく振動的となる。したがって、検出回
路で逆起電力のゼロクロス点をうまく検出できても、固
定子巻線を強制的に順次切換えて駆動する起動モードか
ら、逆起電力のゼロクロス点を検出して行う正規の位置
検出モードにはうまく切換えることが困難である。すな
わち、起動モードから正規の位置検出モードへの切換え
のタイミングが難しく、結果として電動機の起動時間が
長くなる。Further, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-260586, the stator windings are forcibly switched sequentially by an output pulse output from a starting circuit. However, even if the stator windings are forcibly switched one after another, the rotation of the rotor also becomes vibratory. Therefore, even if the detection circuit can successfully detect the zero crossing point of the back electromotive force, the normal position detection is performed by detecting the zero crossing point of the back electromotive force from the start mode in which the stator windings are forcibly switched and driven sequentially. It is difficult to switch to the mode successfully. That is, the timing of switching from the start mode to the normal position detection mode is difficult, and as a result, the start time of the motor is lengthened.

一般に、これら回転子位置検出素子のない無整流子直
流電動機は起動時においては回転子が静止しているた
め、各固定子巻線には逆起電力を発生していない。その
ため初期の通電相が定まらず、位置検出素子付の電動機
に比べると起動性が著しく劣るという問題点がある。Generally, these commutatorless DC motors without the rotor position detecting element do not generate back electromotive force in each stator winding because the rotor is stationary at the time of startup. For this reason, there is a problem that the initial energizing phase is not determined, and the startability is remarkably inferior to a motor having a position detecting element.

さらに、特開昭55−160980号公報に示される無整流子
直流電動機にあっては、固定子巻線の一方向だけに電流
を供給する半波駆動方式であるためその駆動回路を簡単
に構成できる反面、固定子巻線に流れる電流を両方向に
流れるように構成した全波駆動方式の電動機に比べる
と、固定子巻線の利用率が低くて効率か悪く、発生トル
クも小さいという問題点がある。Furthermore, in the non-commutator DC motor disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-160980, a half-wave drive system for supplying current to only one direction of the stator winding is used, so that the drive circuit is simply configured. On the other hand, compared to a full-wave drive type motor that is configured to flow the current flowing in the stator winding in both directions, the stator winding utilization is lower, the efficiency is lower, and the generated torque is smaller. is there.

また、特開昭62−260586号公報に示される無整流子直
流電動機にあっては、固定子巻線に誘起される逆起電力
のゼロクロス点で発生されたパルスを、モノマルチで一
定時間だけ遅延させることにより通電相を決定する方式
であり、その遅延時間が電動機の回転数と無関係に一定
であるため、回転数を変える必要がある用途には向かず
適用性に乏しいという問題点がある。Further, in the commutatorless DC motor disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-260586, a pulse generated at a zero crossing point of a back electromotive force induced in a stator winding is mono-multi for a fixed time. This is a method of determining the energized phase by delaying, and the delay time is constant irrespective of the number of revolutions of the electric motor. .

また両者先行技術に示される無整流子直流電動機にあ
っては、固定子巻線に流れる駆動電流は通電幅がほぼ12
0度（電気角）の矩形波状となる。そのため、切換えに
伴うスパイク状電圧を低減するために、実際には比較的
大きなコンデンサを含むフィルタ回路が固定子巻線の通
電端子に必要となる。また、固定子巻線に流れる急峻に
オン・オフされるため、回転時に振動，騒音を発生しや
すいという欠点を有し、しかも電動機を高速回転で使用
するほどその傾向が著しいという問題点がある。Also, in the commutatorless DC motors shown in both prior arts, the drive current flowing through the stator winding
It has a rectangular waveform of 0 degree (electrical angle). Therefore, in order to reduce the spike-like voltage accompanying the switching, a filter circuit including a relatively large capacitor is actually required for the current-carrying terminal of the stator winding. In addition, since it is rapidly turned on and off by flowing through the stator winding, there is a disadvantage that vibration and noise are easily generated during rotation, and the tendency is more remarkable as the motor is used at higher speeds. .

本発明は、回転子位置検出素子の不要な無整流子直流
電動機でありながら特別な起動回路を設けることなく、
良好な起動特性の得られる無整流子直流電動機を提供す
ることを目的としている。The present invention is a commutatorless DC motor that does not require a rotor position detection element, without providing a special startup circuit.
It is an object of the present invention to provide a commutatorless DC motor having good starting characteristics.

さらに本発明は、回転子位置検出素子の不要な、しか
も固定子巻線に流れる電流を両方向に流れるように構成
した全波駆動方式の無整流子直流電動機を提供すること
を目的としている。Still another object of the present invention is to provide a full-wave drive type non-commutator DC motor that does not require a rotor position detecting element and is configured to allow current flowing through a stator winding to flow in both directions.

さらには本発明は電動機の回転数を任意に変えること
が可能な無整流子直流電動機を提供することを目的とし
ている。Still another object of the present invention is to provide a commutatorless DC motor capable of arbitrarily changing the rotation speed of the motor.

さらに本発明は、上述した先行技術に示される無整流
子直流電動機に必要とされるような大きなコンデンサを
含むフィルタ回路が不要で、高速回転時にも振動，騒音
の極めて少ない無整流子直流電動機を提供することを目
的としている。Further, the present invention does not require a filter circuit including a large capacitor required for the commutatorless DC motor shown in the above-mentioned prior art, and provides a commutatorless DC motor having extremely little vibration and noise even at high speed rotation. It is intended to provide.

課題を解決するための手段 本発明は上記目的を達成するために、複数相の固定子
巻線のそれぞれに発生する逆起電力のゼロクロス点を検
出して順次パルス整形してパルス信号列を得る逆起電力
検出手段と、その信号列の周期を計数してその周期が所
定の範囲内にあるときはパルス信号列をそのまま出力
し、起動時など周期が所定の範囲を越えたときには疑似
パルスを発生する周期検出手段と、周期検出手段の出力
パルスに応動した複数相のパルスを発生する論理パルス
発生手段と、周期検出手段の出力パルスが入力されパル
スに応じて傾斜波形を発生する傾斜波形発生手段と、論
理パルス発生手段から出力されるパルス信号と傾斜波形
発生手段から出力される傾斜波形より台形波信号を合成
する台形波形信号合成手段と、台形波形信号より直流値
を引算して回転子の回転位置信号を合成する位置信号合
成手段と、その回転位置信号に応じて固定子巻線を付勢
する固定子巻線電力供給手段とを含んで構成される。Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the present invention obtains a pulse signal train by detecting a zero-cross point of a back electromotive force generated in each of a plurality of stator windings and sequentially performing pulse shaping. The counter electromotive force detection means counts the cycle of the signal train, and outputs the pulse signal train as it is when the cycle is within a predetermined range, and generates a pseudo pulse when the cycle exceeds a predetermined range such as at startup. Period detecting means to be generated, logic pulse generating means for generating pulses of a plurality of phases in response to the output pulses of the period detecting means, and gradient waveform generation for receiving an output pulse of the period detecting means and generating a gradient waveform in accordance with the pulse Means, a trapezoidal waveform signal synthesizing means for synthesizing a trapezoidal waveform signal from the pulse signal output from the logical pulse generating means and the gradient waveform output from the gradient waveform generating means, A position signal synthesizing unit for synthesizing a rotational position signal of the rotor by subtracting the flow value, and a stator winding power supply unit for energizing the stator winding according to the rotational position signal. You.

作用 本発明は上記した構成により、固定子巻線に誘起され
る逆起電力のゼロクス点をパルス整形してパルス信号列
に変換し、そのパルス信号列をもとに台形波状の回転子
位置信号を作成しているので、電動機の回転数を変化さ
せても次に通電すべき固定子巻線の通電位相が変化する
ことはない。したがって、回転数を変える必要がある用
途にも容易に応用することが可能となり、従来例の回転
子位置検出素子不要の無整流子直流電動機に見られるよ
うな回転数を変化させた場合に駆動が不安定になること
はない。Operation The present invention employs the above-described configuration to convert the Xerox point of the back electromotive force induced in the stator winding into a pulse signal train by pulse shaping, and to obtain a trapezoidal rotor position signal based on the pulse signal train. Therefore, even if the rotation speed of the electric motor is changed, the energization phase of the stator winding to be energized next does not change. Therefore, it can be easily applied to applications where the rotation speed needs to be changed, and the drive is performed when the rotation speed is changed as seen in the conventional non-commutator DC motor that does not require the rotor position detecting element. Does not become unstable.

さらに加えて、本発明は起動時においては、周期検出
手段の出力する疑似パルスにより固定子巻線を強制的に
順次切換えている。また、逆起電力検出手段で逆起電力
のゼロクロス点を検出したとき、固定子巻線を強制的に
順次切換えて駆動する駆動モードから逆起電力のゼロク
ロス点を検出して行う正規の位置検出モードに速やかに
切換えることができるので、従来の位置検出素子付の電
動機と比べても遜色のない起動特性が得られる。In addition, in the present invention, at the time of start-up, the stator windings are forcibly switched sequentially by a pseudo pulse output from the period detecting means. When the back electromotive force detecting means detects the zero cross point of the back electromotive force, the normal position detection is performed by detecting the zero cross point of the back electromotive force from the drive mode in which the stator windings are forcibly sequentially switched and driven. Since the mode can be quickly switched, a starting characteristic comparable to that of a conventional motor with a position detecting element can be obtained.

さらに加えて、固定子巻線に誘起される逆起電力のゼ
ロクロス点のみを検出しているので、駆動電流による電
圧の影響を受けることもなく固定子巻線に流れる電流を
両方向に流せる全波駆動方式の電動機の構成をとること
ができる。したがって、半波駆動方式の電動機に比べて
高効率，高トルクの無整流子直流電動機が提供できる。In addition, since only the zero-cross point of the back electromotive force induced in the stator winding is detected, the current flowing through the stator winding can flow in both directions without being affected by the drive current. A configuration of a driving type electric motor can be adopted. Therefore, a non-commutator DC motor with higher efficiency and higher torque than a half-wave drive motor can be provided.

さらに加えて、固定子巻線各相に通電される電流の相
切換えは傾斜波形発生手段の発生する傾斜波形により極
めて滑らかに行われるため、従来例に見られるような、
相切換えに伴うスパイク状電圧を低減するための比較的
大きなコンデンサを含むフィルタ回路を固定子巻線の通
電端子に接続する必要がない。In addition, since the phase switching of the current supplied to each phase of the stator winding is performed extremely smoothly by the gradient waveform generated by the gradient waveform generating means, as seen in the conventional example,
There is no need to connect a filter circuit including a relatively large capacitor for reducing the spike voltage due to the phase switching to the current-carrying terminal of the stator winding.

また、固定子巻線に流れる電流が、従来例の如く急峻
にオン・オフされることがなく相切換えが滑らかに行わ
れるため、振動および騒音の非常に少ない電動機の駆動
が可能となる。Further, since the phase switching is performed smoothly without the current flowing through the stator winding being turned on / off sharply as in the conventional example, it is possible to drive the electric motor with very little vibration and noise.

実施例 以下、本発明の一実施例について、図面を参照しなが
ら説明する。Embodiment Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

第１図は本発明の一実施例における無整流子直流電動
機の構成を示すブロック図である。第１図において、１
は逆起電力検出手段で、３相の固定子巻線11,12,13に誘
起される逆起電力a,b,cが入力される。逆起電力検出手
段１は３相の逆起電力a,b,cのゼロクロス点を検出して
パルスｎに変換する。このパルスｎは３相の逆起電力a,
b,cのゼロクロス点を示す。逆起電力検出手段１の出力
するパルスｎは周期検出手段７に入力される。周期検出
手段７は逆起電力検出手段１の出力するパルスｎの周期
を計数して、周期が所定の範囲内にあるときはパルスｎ
をそのまま出力し、周期が所定の範囲を越えたときには
パルスｎの代わりに疑似パルスを発生して周期検出手段
７の出力パルスとしてｚを出力する。出力パルスｚは論
理パルス発生手段２と傾斜波形発生手段３に入力され
る。論理パルス発生手段２は入力された出力パルスｚを
分周して固定子巻線11,12,13に誘起される逆起電力と同
じ周波数の６相のパルスを出力する。傾斜波形発生手段
３は入力された出力パルスｚに応じて傾斜波形stを発生
する。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a commutatorless DC motor according to one embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1
Is a back electromotive force detecting means to which back electromotive forces a, b, c induced in the three-phase stator windings 11, 12, 13 are input. The back electromotive force detecting means 1 detects zero cross points of three phases of back electromotive forces a, b and c and converts them into a pulse n. This pulse n has three phases of back electromotive force a,
Indicates the zero cross point of b and c. The pulse n output from the back electromotive force detection means 1 is input to the cycle detection means 7. The cycle detecting means 7 counts the cycle of the pulse n output from the back electromotive force detecting means 1, and when the cycle is within a predetermined range, the pulse n
Is output as it is, and when the cycle exceeds a predetermined range, a pseudo pulse is generated instead of the pulse n, and z is output as an output pulse of the cycle detecting means 7. The output pulse z is input to the logic pulse generator 2 and the gradient waveform generator 3. The logical pulse generating means 2 divides the input output pulse z and outputs a six-phase pulse having the same frequency as the back electromotive force induced in the stator windings 11, 12, and 13. The gradient waveform generating means 3 generates a gradient waveform st according to the input output pulse z.

論理パルス発生手段２で発生された６相のパルス信号
は台形波信号合成手段４に入力され、傾斜波形発生手段
３が発生する傾斜波形stと６相のパルス信号をもとに６
相の台形波信号に変換される。台形波信号合成手段４で
発生された６相の台形波信号は位置信号合成手段５に入
力され、回転子27の回転位置信号に変換される。この回
転位置信号は固定子巻線電力供給手段６に入力される。
固定子巻線電力供給手段６は回転位置信号に応じて各固
定子巻線11,12,13に順次駆動電流を両方に供給する。The six-phase pulse signal generated by the logical pulse generating means 2 is input to the trapezoidal wave signal synthesizing means 4, and the six-phase pulse signal is generated based on the gradient waveform st generated by the gradient waveform generating means 3 and the six-phase pulse signal.
It is converted to a phase trapezoidal signal. The six-phase trapezoidal wave signal generated by the trapezoidal wave signal synthesizing means 4 is input to the position signal synthesizing means 5 and converted into a rotation position signal of the rotor 27. This rotation position signal is input to the stator winding power supply means 6.
The stator winding power supply means 6 sequentially supplies a drive current to each of the stator windings 11, 12, and 13 in accordance with the rotation position signal.

以上のように構成された一実施例をもとにして本発明
の無整流子直流電動機の動作について詳しく説明する。The operation of the commutatorless DC motor of the present invention will be described in detail based on the embodiment configured as described above.

第４図は本発明の無整流子直流電動機を構成する固定
子巻線電力供給手段６の一実施例の各部信号波形図であ
る。FIG. 4 is a signal waveform diagram of each part of an embodiment of the stator winding power supply means 6 constituting the non-commutator DC motor of the present invention.

第４図において、a,b,cはそれぞれ固定子巻線11,12,1
3に誘起される逆起電力波形である。ｄ′,e′,f′,g′,
h′,i′は位置信号発生手段５で合成される６相の信号
で、回転子27の回転位置に応じて得られる６相の回転位
置信号に相当する。これは従来例の第３図ｄ〜ｉに示す
矩形波状の信号波形とは異なり台形波状の信号波形であ
る。In FIG. 4, a, b, and c are stator windings 11, 12, 1 respectively.
3 is a back electromotive force waveform induced in FIG. d ', e', f ', g',
h 'and i' are six-phase signals synthesized by the position signal generating means 5 and correspond to six-phase rotational position signals obtained according to the rotational position of the rotor 27. This is a trapezoidal signal waveform unlike the rectangular signal waveforms shown in FIGS. 3d to i of the conventional example.

第４図ｄ′〜ｉ′の６相の回転位置信号はそれぞれ駆
動用トランジスタ21,26,22,24,23,25の各ベースに入力
される。ただし、各トランジスタのベースに加えられる
信号の方向はPNPトランジスタ21,22,23には電流が流出
する方向に、NPNトランジスタ24,25,26に電流が流入す
る方向に加えられる。各々のトランジスタは加えられた
ベース電流をそれぞれ増幅して各ベース電流に比例した
電流が各コレクタに流れる。その結果、固定子巻線11,1
2,13は第４図ｊ′,k′,l′に示す電流が両方向に通電さ
れる。このような相切換え動作を順次行い、永久磁石回
転子27を回転させる。なお、第４図ｊに示したDcは固定
子巻線11に供給される駆動電流の通電幅を示すもので、
この通電幅Dcは180度よりも小さくなっている。すなわ
ち、固定子巻線11,12,13に誘起される駆動電流はそれぞ
れ電流が零になる期間があり、その期間はちょうど固定
子巻線11,12,13に誘起される逆起電力波形のゼロクロス
点を含む近傍に発生する。The six-phase rotational position signals shown in FIGS. 4d 'to i' are input to the bases of the driving transistors 21, 26, 22, 24, 23, and 25, respectively. However, the direction of the signal applied to the base of each transistor is such that the current flows out to the PNP transistors 21, 22 and 23, and the direction of the current flows to the NPN transistors 24, 25 and 26. Each transistor amplifies the added base current, and a current proportional to each base current flows to each collector. As a result, the stator windings 11,1
The currents 2 and 13 are supplied with the current shown in FIGS. Such a phase switching operation is sequentially performed to rotate the permanent magnet rotor 27. In addition, Dc shown in FIG. 4j indicates the width of the drive current supplied to the stator winding 11, and
This conduction width Dc is smaller than 180 degrees. In other words, the drive currents induced in the stator windings 11, 12, and 13 each have a period in which the current is zero, and during that period, the back electromotive force waveforms induced in the stator windings 11, 12, and 13 just exist. It occurs near the zero cross point.

このような信号処理を行う本発明の一実施例の各部の
動作について図面を用いて説明する。The operation of each unit of the embodiment of the present invention that performs such signal processing will be described with reference to the drawings.

第５図は第１図に示す逆起電力検出手段１の一実施例
の回路構成図である。FIG. 5 is a circuit diagram of one embodiment of the back electromotive force detecting means 1 shown in FIG.

第５図において、14,15,16は抵抗で片方は固定子巻線
11,12,13の各端子に接続され、他方はそれぞれ共通接続
されている。31,32,33は比較回路で、その入力端子
（＋）には固定子巻線11,12,13の各端子が接続され、入
力端子（−）には抵抗14,15,16の共通接続点が接続され
ている。34,35,36はアンド回路でそれぞれ比較器31,32
と比較器32,33および比較器33,31の各出力が接続されて
いる。30は３入力のオア回路で、アンド回路34,35,36の
各出力が入力されてオア出力ｍを出力する。39はイクス
クリーシブオア回路で、片方の入力にはオア回路30の出
力ｍがそのまま入力され他方の入力にはオア回路30の出
力信号ｍを抵抗37とコンデンサ38で定まる時定数だけ遅
延した信号が入力される。イクスクルーシブオア回路39
の出力は逆起電力検出手段１の出力端子となって、パル
スｎを出力する。In FIG. 5, 14, 15 and 16 are resistors and one is a stator winding
11, 12 and 13 are connected to each other, and the other is connected to each other. 31, 32 and 33 are comparison circuits, whose input terminals (+) are connected to the terminals of the stator windings 11, 12, and 13, respectively, and whose input terminals (-) are commonly connected to resistors 14, 15, and 16. Points are connected. 34, 35, and 36 are AND circuits and comparators 31, 32, respectively.
And the outputs of the comparators 32 and 33 and the comparators 33 and 31 are connected. Reference numeral 30 denotes a three-input OR circuit, to which each output of the AND circuits 34, 35 and 36 is input and outputs an OR output m. Reference numeral 39 denotes an exclusive OR circuit. The output m of the OR circuit 30 is directly input to one input, and the output signal m of the OR circuit 30 is delayed to the other input by a time constant determined by the resistor 37 and the capacitor 38. Is entered. Exclusive or circuit 39
Is an output terminal of the back electromotive force detecting means 1 and outputs a pulse n.

第５図に示す逆起電力検出手段１の動作について第６
図を用いて説明する。The operation of the back electromotive force detecting means 1 shown in FIG.
This will be described with reference to the drawings.

第５図に示す抵抗14,15,16はそれぞれ固定子巻線11,1
2,13と接続されているので、抵抗14,15,16の共通接続点
には固定子巻線11,12,13の中性点ｏと同一の電位が得ら
れる。したがって、電動機としては特別に固定子巻線の
中性点から信号線を引き出しておく必要がない。固定子
巻線11,12,13に誘起される逆起電力a,b,cは第５図に示
す比較起31,32,33の入力端子（＋）に入力され、入力端
子（−）には抵抗14,15,16の共通接続点に得られる固定
子巻線の中性点電位が入力されている。したがって、比
較器31,32,33の各出力端子には第６図u,v,wに示すよう
な逆起電力a,b,cを波形整形したパルスが得られる。パ
ルス波形u,v,wのパルスエッジは逆起電力a,b,cのゼロク
ロス点とそれぞれ一致する。その結果、オア回路30の出
力端子からは第６図ｍに示す波形が得られ、３相の逆起
電力a,b,cのゼロクロス点とパルスの立ち上がり，立ち
下がりエッジの位相が一致したパルスｍが出力される。
第６図ｎはオア回路30の出力パルスｍを両エッジ微分し
た波形である。すなち、イクスクルーシブオア回路39か
らは３相の各起電力a,b,cのゼロクロス点ごとにパルス
が出力され、逆起電力a,b,cの１周期につき６回（電気
角で60度ごと）のパルスｎが出力される。The resistors 14, 15, 16 shown in FIG.
Since they are connected to the resistors 2, 13, the same potential as the neutral point o of the stator windings 11, 12, 13 is obtained at the common connection point of the resistors 14, 15, 16. Therefore, it is not necessary for the motor to draw a signal line from the neutral point of the stator winding. The counter-electromotive forces a, b, c induced in the stator windings 11, 12, 13 are input to the input terminals (+) of the comparison electrodes 31, 32, 33 shown in FIG. Is the neutral point potential of the stator winding obtained at the common connection point of the resistors 14, 15, and 16. Therefore, at each output terminal of the comparators 31, 32, and 33, a pulse obtained by shaping the back electromotive force a, b, and c as shown in FIGS. The pulse edges of the pulse waveforms u, v, w coincide with the zero cross points of the back electromotive forces a, b, c, respectively. As a result, the waveform shown in FIG. 6m is obtained from the output terminal of the OR circuit 30, and the pulse whose phase of the rising and falling edges of the zero-cross point of the three-phase back electromotive force a, b, and c coincides with that of the pulse m is output.
FIG. 6 (n) is a waveform obtained by differentiating both edges of the output pulse m of the OR circuit 30. That is, a pulse is output from the exclusive OR circuit 39 at each zero-cross point of each of the three-phase electromotive forces a, b, and c, and six times (electrical angle) per one cycle of the counter-electromotive forces a, b, and c At every 60 degrees).

ただし、固定子巻線11,12,13の各端子から逆起電力の
ゼロクロス点を確実に検出する場合には、第４図に示す
ように逆起電力のゼロクロス点近傍で固定子巻線に流れ
る電流が零となるようにしておく必要がある。なぜなら
ば、ゼロクロス点近傍で駆動電流が流れていると固定子
巻線11,12,13の各端子には各巻線に誘起される逆起電力
だけでなく巻線抵抗に起動電流が流れることにより発生
する電圧降下分も含まれるため、正確なゼロクロス点を
検出することができない。特に電動機の起動時において
は、固定子巻線に十分な大きさの逆起電力が発生しない
にもかかわらず固定子巻線には電動機の通常状態よりも
大きな電流が流れるので逆起電力のゼロクロス点を正確
に検出するためにはゼロクロス点近傍では必ず電流が零
になるように構成する必要がある。したがって、特に電
動機の起動時においては、第４図に示す通電幅Dcは180
度よりもかなり小さく選ぶ方が、逆起電力検出手段１に
よる逆起電力ゼロクロス点の誤検出を防ぐ意味からも望
ましい。However, when the zero-cross point of the back electromotive force is reliably detected from each terminal of the stator windings 11, 12, and 13, the stator winding is connected near the zero cross point of the back electromotive force as shown in FIG. It is necessary to keep the flowing current to be zero. This is because when a drive current flows near the zero crossing point, not only the back electromotive force induced in each winding but also the starting current flows through the winding resistance at each terminal of the stator windings 11, 12, and 13. Since the generated voltage drop is included, an accurate zero-cross point cannot be detected. In particular, when the motor is started, a current larger than the normal state of the motor flows through the stator winding even though a sufficient back electromotive force is not generated in the stator winding. In order to accurately detect a point, it is necessary to make a configuration such that the current always becomes zero near the zero crossing point. Therefore, especially when the motor is started, the conduction width Dc shown in FIG.
It is desirable to select a value that is considerably smaller than the degree in order to prevent erroneous detection of the back electromotive force zero crossing point by the back electromotive force detection means 1.

次に本発明の一実施例における周期検出手段７の動作
について詳しく説明する。Next, the operation of the period detecting means 7 in one embodiment of the present invention will be described in detail.

第７図は周期検出手段７の一実施例の回路構成図、第
８図（ａ）は電動機の起動時における各部信号波形図、
第８図（ｂ）は電動機の定常回転時における各部信号波
形図である。FIG. 7 is a circuit configuration diagram of one embodiment of the period detecting means 7, FIG. 8 (a) is a signal waveform diagram of each part when the motor is started,
FIG. 8 (b) is a signal waveform diagram of each part at the time of steady rotation of the electric motor.

第７図において、41はカウンタ、40はクロックパルス
発生回路である。カウンタ41はその計数値が所定の値を
越えたときにキャリーフラグｔを出力する。クロックパ
ルス発生回路40はクロックパルスckを発生しており、ク
ロックパルスckはカウンタ41に入力されている。47は２
入力のオア回路で、逆起電力検出手段１の出力するパル
スｎとカウンタ41の出力するキャリーフラグｔとが入力
され、周期検出手段６の出力としてパルスｚを出力す
る。42はリセットパルス発生回路で、オア回路47の出力
するパルスｚが入力され、カウンタ41にその計数値をリ
セットするリセットパルスｒを出力する。なお、キャリ
ーフラグｔが周期検出手段６の発生する疑似パルスであ
る。In FIG. 7, 41 is a counter, and 40 is a clock pulse generating circuit. The counter 41 outputs a carry flag t when the counted value exceeds a predetermined value. The clock pulse generation circuit 40 generates a clock pulse ck, and the clock pulse ck is input to the counter 41. 47 is 2
In the input OR circuit, the pulse n output from the back electromotive force detection means 1 and the carry flag t output from the counter 41 are input, and the pulse z is output as the output of the cycle detection means 6. Reference numeral 42 denotes a reset pulse generation circuit which receives a pulse z output from the OR circuit 47 and outputs a reset pulse r for resetting the count value to the counter 41. Note that the carry flag t is a pseudo pulse generated by the cycle detecting means 6.

第７図に示す周期検出手段７の動作について、まず電
動機の起動時における動作を第８図（ａ）を用いて説明
する。First, the operation of the cycle detecting means 7 shown in FIG. 7 when the motor is started will be described with reference to FIG. 8 (a).

第８図（ａ）において、ｎは逆起電力検出手段１の出
力するパルスで、起動時においては３相の固定子巻線1
1,12,13には逆起電力が誘起されていないのでパルスｎ
は出力されない。カウンタ41は、リセットパルス発生回
路42がリセットパルスｒを出力するまでクロックパルス
ckをカウントする。したがって、カンウント41の計数値
は単調に増加し所定値を越えたときにキャリーフラグｔ
を出力する。キャリーフラグｔはオア回路47を介してパ
ルスｚを出力すると同時に、リセットパルス発生回路42
に入力される。するとリセットパルス発生回路42は、第
８図（ａ）のｒに示すリセットパルスをカウンタ41に出
力する。その結果、カウンタ41の計数値は瞬時にリセッ
トされる。したがって、カウンタ41の計数値をアナログ
的に示すと第８図（ａ）のｐのような鋸歯状の波形とな
る。なお、パルスｚとリセットパルスｒの位相関係は第
８図（ａ）の如くであり、リセットパルスｒがパルスｚ
より遅延させてあるのはカウンタ41から出力されるパル
スｔが十分なパルス幅を確保できるようにするためであ
る。また同図ではパルスt,z,rのパルス幅を便宜上大き
く記してあるが、パルス周期に比べて十分に狭いものと
する。In FIG. 8 (a), n is a pulse output from the back electromotive force detecting means 1, and at the time of startup, the three-phase stator winding 1
Since no back electromotive force is induced in 1, 12, and 13, the pulse n
Is not output. The counter 41 outputs a clock pulse until the reset pulse generation circuit 42 outputs a reset pulse r.
Count ck. Therefore, the count value of the count 41 monotonically increases and exceeds the carry flag t when the count value exceeds a predetermined value.
Is output. The carry flag t outputs the pulse z via the OR circuit 47, and at the same time, the reset pulse generation circuit 42
Is input to Then, the reset pulse generating circuit 42 outputs a reset pulse indicated by r in FIG. As a result, the count value of the counter 41 is instantly reset. Therefore, when the count value of the counter 41 is represented in an analog manner, it becomes a sawtooth waveform such as p in FIG. 8A. The phase relationship between the pulse z and the reset pulse r is as shown in FIG.
The reason for the further delay is to ensure that the pulse t output from the counter 41 has a sufficient pulse width. Although the pulse widths of the pulses t, z, and r are shown large for the sake of convenience in the figure, they are assumed to be sufficiently narrower than the pulse period.

次に第７図に示す周期検出手段７の動作について、電
動機の定常回転時における動作を第８図（ｂ）を用いて
説明する。Next, the operation of the cycle detecting means 7 shown in FIG. 7 when the electric motor rotates at a steady speed will be described with reference to FIG. 8 (b).

逆起電力検出手段１からは３相の固定子巻線11,12,13
に誘起される逆起電力a,b,cのゼロクロス点を検出して
パルスｎが出力される。すると、パルスｎはオア回路47
を介してパルスｚを出力すると同時に、リセットパルス
発生手段42に入力される。リセットパルス発生手段42は
第８図（ｂ）のｒに示すリセットパルスをカウンタ41に
出力し、カウンタ41の計数値は瞬時にリセットされる。
したがってカウンタ41の計数値をアナログ的に示すと第
８図（ｂ）のｐのような鋸歯状の波形となる。なお、こ
の場合にはカウンタ41が所定値に達するまでに逆起電力
検出手段１の出力パルスｎが出力されるため、計数値は
リセットされパルスｔは出力されない。以上の説明で明
らかなように、電動機の起動時には逆起電力検出手段１
からはパルスｎが出力されないが、その代わりに疑似パ
ルスとしてパルスｚが一定間隔で出力される。また電動
機が定常回転しているときには、逆起電力検出手段１の
出力パルスｎがパルスｚとして出力される。From the back electromotive force detecting means 1, three-phase stator windings 11, 12, 13
The pulse n is output by detecting the zero-cross point of the back electromotive forces a, b, and c induced in. Then, the pulse n is applied to the OR circuit 47.
, And at the same time, is input to the reset pulse generating means 42. The reset pulse generating means 42 outputs a reset pulse indicated by r in FIG. 8B to the counter 41, and the count value of the counter 41 is instantaneously reset.
Therefore, when the count value of the counter 41 is represented in an analog manner, a saw-tooth waveform such as p in FIG. 8B is obtained. In this case, since the output pulse n of the back electromotive force detecting means 1 is output until the counter 41 reaches the predetermined value, the count value is reset and the pulse t is not output. As is apparent from the above description, the counter electromotive force detecting means 1 is used when the motor is started.
Does not output a pulse n, but instead outputs a pulse z at regular intervals as a pseudo pulse. When the motor is rotating at a steady speed, the output pulse n of the back electromotive force detecting means 1 is output as a pulse z.

次に本発明の一実施例における傾斜波形発生手段３の
動作について詳しく説明する。Next, the operation of the gradient waveform generating means 3 in one embodiment of the present invention will be described in detail.

第９図は第１図に示す傾斜波形発生手段３の一実施例
の回路構成図、第10図はその各部信号波形図である。な
お、第９図において、48は第７図の周期検出手段７で、
リセットパルス発生回路42の出力するパルスｒと、カウ
ンタ41の中間ビットと最上位ビットの出力を傾斜波形発
生手段３で使用するためもう一度記してある。FIG. 9 is a circuit diagram of one embodiment of the gradient waveform generating means 3 shown in FIG. 1, and FIG. 10 is a signal waveform diagram of each part thereof. In FIG. 9, reference numeral 48 denotes the period detecting means 7 in FIG.
The pulse r output from the reset pulse generating circuit 42 and the output of the intermediate bit and the most significant bit of the counter 41 are shown again for use in the gradient waveform generating means 3.

第９図において、43,44はそれぞれ第1,第２のラッチ
で、第１のラッチ43のセット端子Ｓにはカウンタ41の中
間ビットの出力が入力され、第２のラッチ44のセット端
子ｓにはカウンタ41の最上位ビットの出力が接続されて
いる。リセットパルス発生回路42の出力するリセットパ
ルスｒは第1,第２のラッチ43,44のリセット端子Ｒに入
力され、ラッチの内容をリセットする。45,46はそれぞ
れ第1,第２のＤ−フリップフロップで入力端子Ｄには第
1,第２のラッチ43,44の出力端子Ｑが接続され、クロッ
ク端子Ｃには周期検出手段７の出力パルスｚが入力され
ている。50は周期検出手段７のパルスｚに応じて鋸歯状
を発生するための充放電用コンデンサ、51,52,53はそれ
ぞれ充放電用コンデンサ50に充電電流を供給するための
第1,第2,第３の定電流源回路で、充電電流の大きさはそ
れぞれI1,I2,I3である。そのうち、第1,第２の定電流源
回路はスイッチ56,57を介して充放電用コンデンサ50に
接続されている。スイッチ56,57は第1,第２のＤ−フリ
ップフロップ45,46の出力端子Ｑの各出力に応じて出力
が“H"のときはスイッチオフ、出力“L"のときはスイッ
チオンされる。すなわち、スイッチ56,57のオン・オフ
状態に応じて充放電用コンデンサ50に供給される充電電
流が異なるように構成されている。54は充放電用コンデ
ンサ50に蓄えられた電荷を放電させるためのリセット用
スイッチ、55は入力がコンデンサ50に接続されたバッフ
ァアンプである。バッファアンプ55の出力端子が傾斜波
形発生手段３の出力端子となる。In FIG. 9, reference numerals 43 and 44 denote first and second latches, respectively. An intermediate bit output of the counter 41 is input to a set terminal S of the first latch 43, and a set terminal s of the second latch 44 is set. Is connected to the output of the most significant bit of the counter 41. The reset pulse r output from the reset pulse generation circuit 42 is input to the reset terminals R of the first and second latches 43 and 44, and resets the contents of the latch. Reference numerals 45 and 46 denote first and second D-flip-flops, respectively.
1, the output terminals Q of the second latches 43 and 44 are connected, and the output pulse z of the period detecting means 7 is input to the clock terminal C. 50 is a charge / discharge capacitor for generating a sawtooth shape in response to the pulse z of the cycle detection means 7, and 51, 52, 53 are first, second, and second, respectively, for supplying a charge current to the charge / discharge capacitor 50. In the third constant current source circuit, the magnitudes of the charging currents are I1, I2, and I3, respectively. The first and second constant current source circuits are connected to a charge / discharge capacitor 50 via switches 56 and 57. The switches 56 and 57 are switched off when the output is "H" and switched on when the output is "L" in accordance with the respective outputs of the output terminals Q of the first and second D-flip-flops 45 and 46. . That is, the charging current supplied to the charging / discharging capacitor 50 differs depending on the on / off state of the switches 56 and 57. 54 is a reset switch for discharging the charge stored in the charge / discharge capacitor 50, and 55 is a buffer amplifier whose input is connected to the capacitor 50. The output terminal of the buffer amplifier 55 is the output terminal of the gradient waveform generator 3.

第９図において、充放電用コンデンサ50、３つの定電
流源回路51,52,53、スイッチ56,57、リセット用スイッ
チ54およびバッファアンプ55が傾斜波形発生手段３の波
形発生部90を構成している。In FIG. 9, a charge / discharge capacitor 50, three constant current source circuits 51, 52, 53, switches 56, 57, a reset switch 54, and a buffer amplifier 55 constitute a waveform generator 90 of the ramp waveform generator 3. ing.

第９図に示す傾斜波形発生手段３の動作について、ま
ず永久磁石回転子27が高速回転している場合について第
10図（ａ）を用いて説明する。The operation of the gradient waveform generating means 3 shown in FIG. 9 will be described first with respect to the case where the permanent magnet rotor 27 is rotating at high speed.
This will be described with reference to FIG.

ｎは逆起電力検出手段１の出力するパルスで、パルス
ｎの立ち上がりエッジは３相の固定子巻線11,12,13に誘
起される逆起電力a,b,cのゼロクロス点を示し、パルス
ｎの間隔は電気角で60度に相当する。ｒはリセットパル
ス発生回路42の出力するリセットパルスを示す。なお、
パルスｚとリセットパルスｒの位相関係は第10図（ａ）
の如くであり、リセットパルスｚより遅延させているの
は、カウンタ41のビット値を第1,第２のラッチ回路43,4
4に確実に転送させるためである。また第10図（ａ）で
はパルスz,rのパルス幅を便宜上大きく記してあるが、
パルス周期に比べて十分に狭いものとする。n is a pulse output from the back electromotive force detecting means 1, and a rising edge of the pulse n indicates a zero cross point of the back electromotive force a, b, c induced in the three-phase stator windings 11, 12, 13. The interval between the pulses n corresponds to 60 electrical degrees. r indicates a reset pulse output from the reset pulse generation circuit 42. In addition,
Fig. 10 (a) shows the phase relationship between the pulse z and the reset pulse r.
The reason why the bit value of the counter 41 is delayed from the reset pulse z is that the first and second latch circuits 43 and 4
This is to ensure that the data is transferred to 4. In FIG. 10 (a), the pulse widths of the pulses z and r are shown large for convenience.
It should be sufficiently narrower than the pulse period.

カウンタ41はリセットパルス発生回路42がリセットパ
ルスｒを出力するまでクロックパルスckをカウントす
る。リセットパルスｒは周期検出手段６が出力するパル
スｚ（これは逆起電力検出手段１の出力するパルスｎに
等しい）と同じ周期であるから、カウンタ41の計数値は
逆起電力検出手段１の出力するパルスｎの周期を計数し
たことになる。その様子を第10図（ａ）のｐに計数値を
アナログ的に示してある。The counter 41 counts the clock pulse ck until the reset pulse generation circuit 42 outputs the reset pulse r. Since the reset pulse r has the same cycle as the pulse z output from the cycle detecting means 6 (this is equal to the pulse n output from the back electromotive force detecting means 1), the count value of the counter 41 is This means that the cycle of the output pulse n has been counted. This is shown in analog form at p in FIG. 10 (a).

永久磁石回転子27が高速回転している場合には、カウ
ンタ41の計数値は十分小さく、第1,第２のラッチ43,44
の各セット端子Ｓに入力されるカウンタ41のビットは常
に“L"の状態であり、第1,第２のッチ43,44の出力端子
Ｑの各出力はどちらも“L"状態にある。したがって、第
1,第２のＤ−フリップフロップ45,46の各入力端子Ｄに
は第1,第２のラッチ43,44の出力端子Ｑの各出力“L"が
入力され、クロック端子Ｃには逆起電力検出手段１の出
力するパルスｎが入力されているので、第1,第２のＤ−
フリッップフロッパ45,46の各出力端子Ｑの各出力も
“L"状態のままである。When the permanent magnet rotor 27 is rotating at high speed, the count value of the counter 41 is sufficiently small, and the first and second latches 43 and 44
The bit of the counter 41 input to each set terminal S is always in the "L" state, and the outputs of the output terminals Q of the first and second switches 43 and 44 are both in the "L" state. . Therefore,
1. Each output "L" of the output terminal Q of the first and second latches 43 and 44 is input to each input terminal D of the second D-flip-flops 45 and 46, and a counter electromotive force is applied to the clock terminal C. Since the pulse n output from the power detection means 1 is input, the first and second D−
Each output of each output terminal Q of the flip-flops 45 and 46 also remains in the “L” state.

したがって、スイッチ56およびスイッチ57は両者とも
オン状態にあり、充放電用コンデンサ50には第1,第2,第
３の定電流源回路の出力する充電電流の和（I1＋I2＋I
3）が供給される。その結果、充放電用コンデンサ50は
一定の傾斜で充電が開始される。ところが、パルスｎが
入力されたときにはリセット用スイッチ54が一瞬オンさ
れるので、充放電用コンデンサ50に蓄えられた電荷は瞬
時に放電される。その様子を第10図（ａ）のstに示す。
以上のようにして、傾斜波形発生手段３からはパルスｎ
と同位相の鋸歯状の傾斜波形stが出力される。Therefore, both the switch 56 and the switch 57 are in the ON state, and the sum (I1 + I2 + I2 + I2 + I2 + I2 + I2)
3) is supplied. As a result, charging of the charging / discharging capacitor 50 is started at a constant inclination. However, when the pulse n is input, the reset switch 54 is momentarily turned on, so that the charge stored in the charge / discharge capacitor 50 is discharged instantaneously. The state is shown by st in FIG. 10 (a).
As described above, the pulse n
And a sawtooth-shaped gradient waveform st having the same phase as the above.

次に永久磁石回転子27が中速回転している場合の傾斜
波形発生手段３の動作について、第10図（ｂ）を用いて
説明する。Next, the operation of the gradient waveform generating means 3 when the permanent magnet rotor 27 is rotating at a medium speed will be described with reference to FIG. 10 (b).

永久磁石回転子27が中速回転している場合には、逆起
電力発生手段１が出力するパルスｎの周期は高速回転時
よりも長くなり、カウンタ41の計数値は高速時の計数値
よりも大きくなって、第１のラッチ43のセット端子Ｓに
入力されるビットが“H"状態、第２のラッチ44のセット
端子Ｓに入力されるビットは常に“L"状態にあるとす
る。その様子を第10図（ｂ）のq1,q2に示す。したがっ
て、第1,第２のＤ−フリップフロップ45,46の各入力端
子Ｄには第1,第２のラッチ43,44の出力端子Ｑの各出力
“H"および“L"が入力され、クロック端子Ｃには逆起電
力検出手段１の出力するパルスｎが入力されているの
で、第1,第２のＤ−フリップフロップ45,46の各出力端
子Ｑの各出力は第10図（ｂ）のs1,s2に示すようにそれ
ぞれ“H"および“L"状態となる。When the permanent magnet rotor 27 is rotating at a medium speed, the cycle of the pulse n output from the back electromotive force generating means 1 is longer than that at the time of high speed rotation, and the count value of the counter 41 is larger than the count value at the time of high speed. It is assumed that the bit input to the set terminal S of the first latch 43 is in the “H” state, and the bit input to the set terminal S of the second latch 44 is always in the “L” state. This is shown by q1 and q2 in FIG. 10 (b). Therefore, the outputs “H” and “L” of the output terminal Q of the first and second latches 43 and 44 are input to the input terminals D of the first and second D-flip-flops 45 and 46, respectively. Since the pulse n output from the back electromotive force detecting means 1 is input to the clock terminal C, each output of each output terminal Q of the first and second D-flip-flops 45 and 46 is shown in FIG. ) And “L” state as shown in s1 and s2, respectively.

したがって、スイッチ56はオフ状態、スイッチ57はオ
ン状態にあり、充放電用コンデンサ50には第1,第３の定
電流源回路の出力する充電電流だけが供給されて、その
大きさは（I2＋I3）となる。充電電流は高速回転時に比
べて小さくなったので、充放電用コンデンサ50には高速
回転時より緩やかな一定の傾斜で充電が開始される。そ
の様子を第10図（ｂ）のstに示す。なお、第10図（ｂ）
のstで点線で示した波形は中速回転時において高速回転
時と同じ充電電流（I1＋I2＋I3）を充放電用コンデンサ
50に供給したときの傾斜波形を示したものである。第10
図（ｂ）のstに実線で示したように、回転速度に応じて
充電電流の大きさを変えれば傾斜波形のピーク値を高速
回転時と同じ大きさにすることができる。以上の説明か
ら明らかなように、中速回転時においても傾斜波形発生
手段３からはパルスｎと同位相でピーク値が高速回転時
と同じ傾斜波形stが出力される。Therefore, the switch 56 is in the off state, the switch 57 is in the on state, and only the charging current output from the first and third constant current source circuits is supplied to the charging / discharging capacitor 50, and its magnitude is (I2 + I3 ). Since the charging current is smaller than that at the time of high-speed rotation, charging of the charging / discharging capacitor 50 is started at a gentler constant slope than at the time of high-speed rotation. This situation is shown by st in FIG. 10 (b). FIG. 10 (b)
The waveform indicated by the dotted line with st indicates the same charge current (I1 + I2 + I3) at medium speed rotation as at high speed rotation.
It shows a ramp waveform when the voltage is supplied to 50. Tenth
As shown by the solid line at st in FIG. 9B, if the magnitude of the charging current is changed according to the rotation speed, the peak value of the gradient waveform can be made the same as that at the time of high-speed rotation. As is apparent from the above description, the gradient waveform generating means 3 outputs the gradient waveform st having the same phase as the pulse n and the same peak value as during the high-speed rotation even during the middle-speed rotation.

同様に永久磁石回転子27が低速回転している場合の傾
斜波形発生手段３の動作について、第10図（ｃ）を用い
て説明する。Similarly, the operation of the gradient waveform generating means 3 when the permanent magnet rotor 27 is rotating at a low speed will be described with reference to FIG.

永久磁石回転子27が低速回転している場合には、逆起
電力発生手段１が出力するパルスｎの周期は高速および
中速回転時よりも長くなり、カンウンタ41の計数値は中
速時の計数値よりもさらに大きくなって、カウンタ41の
第１のラッチ43のセット端子Ｓに入力されるビット、第
２のラッチ44のセット端子Ｓに入力されるビットともに
“H"状態になり、第1,第２のラッチ43,44の出力端子Ｑ
の出力はどちらも“H"状態にある。その様子を第10図
（ｃ）のq1,q2に示す。したがって、第1,第２のＤ−フ
リップフロップ45,46の各入力端子Ｄには第1,第２のラ
ッチ43,44の出力端子Ｑの各出力“H"が入力され、クロ
ック端子Ｃには逆起電力検出手段１の出力するパルスｎ
が入力されているので、第1,第２のＤ−フリッププロッ
プ45,46の出力端子Ｑの各出力は第10図（ｃ）のs1,s2に
示すようにそれぞれ“H"状態となる。When the permanent magnet rotor 27 is rotating at a low speed, the cycle of the pulse n output from the back electromotive force generating means 1 is longer than that at the time of high speed and medium speed rotation, and the count value of the counter 41 is at the time of medium speed. The value becomes even larger than the count value, and both the bit input to the set terminal S of the first latch 43 of the counter 41 and the bit input to the set terminal S of the second latch 44 become “H”. 1, the output terminal Q of the second latch 43, 44
Are both in the "H" state. The state is shown by q1 and q2 in FIG. 10 (c). Therefore, each output “H” of the output terminal Q of the first and second latches 43 and 44 is input to each input terminal D of the first and second D-flip-flops 45 and 46, and is input to the clock terminal C. Is a pulse n output from the back electromotive force detection means 1.
Is input, the respective outputs of the output terminals Q of the first and second D-flip props 45 and 46 become "H" states as indicated by s1 and s2 in FIG. 10 (c).

したがって、スイッチ56およびスイッチ57はオフ状態
にあり、充放電用コンデンサ50には第３の定電流源回路
53の出力する充電電流13だけが供給される。充電電流は
高速および中速回転時に比べてさらに小さくなったの
で、充放電用コンデンサ50には中速回転時よりさらに緩
やかな一定の傾斜で充電が開始される。その様子を第10
図（ｃ）のstに示す。第10図（ｃ）のstで点線で示した
波形は、低速回転時においても高速回転時と同じ充電電
流（I1＋I2＋I3）を充放電用コンデンサ50に供給したと
きの傾斜波形を示したものである。第10図（ｃ）のstに
実線で示したように、永久磁石回転子27の回転速度に応
じて充電電流の大きさを変えれば傾斜波形のピーク値を
高速時と同じ大きさにすることができる。以上の説明か
ら明らかなように、傾斜波形発生手段３からは低速回転
時においても、パルスｎと同位相でピーク値が高速回転
時と傾斜波形stが出力される。Therefore, the switches 56 and 57 are in the off state, and the third constant current source circuit is connected to the charging / discharging capacitor 50.
Only the charging current 13 output by 53 is supplied. Since the charging current is smaller than that at the time of high-speed and middle-speed rotation, charging of the charging / discharging capacitor 50 is started at a more gentle constant slope than at the time of medium-speed rotation. The state is the tenth
This is indicated by st in FIG. The waveform shown by the dotted line as st in FIG. 10 (c) is a gradient waveform when the same charging current (I1 + I2 + I3) is supplied to the charging / discharging capacitor 50 even during low-speed rotation as during high-speed rotation. . If the magnitude of the charging current is changed according to the rotation speed of the permanent magnet rotor 27, the peak value of the gradient waveform becomes the same as that at the time of high speed, as indicated by the solid line at st in FIG. 10 (c). Can be. As is clear from the above description, the gradient waveform generating means 3 outputs the gradient waveform st at the time of high-speed rotation with the same peak phase as the pulse n even at the time of low-speed rotation.

第11図は第１図に示す傾斜波形発生手段３の他の実施
例の要部回路構成図である。なお、第11図は、第９図の
波形発生部90をディジタル回路に置き換えたもので、第
11図には波形発生部90の構成のみを示してある。FIG. 11 is a main part circuit configuration diagram of another embodiment of the gradient waveform generating means 3 shown in FIG. FIG. 11 shows the waveform generator 90 of FIG. 9 replaced with a digital circuit.
FIG. 11 shows only the configuration of the waveform generating section 90.

第11図において、81は分周回路で入力されたクロック
ckを12分周,1/4分周してクロックck/2およびクロックck
/4を出力する。82は入力された３種類のクロックck,ck/
2,ck/4から１つのクロックを選択して出力するデータセ
レクタで、入力s1,s2により切り換えられる。83はカウ
ンタでクロック入力としてデータセレクタ82の出力が入
力されている。また、カンウンタ83には逆起電動検出手
段１の出力するパルスｎが入力され、カウンタ83の計数
値をリセットする。84はD/A（ディジタル／アナログ）
変換器で、カウンタ83の出力するディジタル値をアナロ
グ値に変換する。D/A変換器84の出力が傾斜波形発生手
段３の出力端子となり、stが出力される。In FIG. 11, reference numeral 81 denotes a clock input by the frequency divider.
ck is divided by 12 and 1/4 to generate clock ck / 2 and clock ck
Outputs / 4. 82 is the input three types of clock ck, ck /
A data selector that selects and outputs one clock from 2, ck / 4, and is switched by inputs s1 and s2. Reference numeral 83 denotes a counter to which the output of the data selector 82 is input as a clock input. Further, the pulse n output from the counter electromotive force detecting means 1 is input to the counter 83, and the count value of the counter 83 is reset. 84 is D / A (digital / analog)
The converter converts the digital value output from the counter 83 into an analog value. The output of the D / A converter 84 becomes the output terminal of the gradient waveform generating means 3, and st is output.

第11図に示す傾斜信号発生手段３の動作について、第
９図の場合と同様に永久磁石回転子27が高速、中速、低
速回転している場合について説明する。The operation of the tilt signal generating means 3 shown in FIG. 11 will be described for the case where the permanent magnet rotor 27 is rotating at high speed, medium speed, and low speed as in the case of FIG.

カウンタ83にはクロックが入力された計数値は時間と
ともに単調に増加するので、カンウンタ83の内容をアナ
ログ量に変換するD/A変換器84の出力は第９図の実施例
と同様に一定の傾斜で増加する。ところが、パルスｎが
カンウンタ83に入力されたときにはカウンタ83の内容は
瞬時にリセットされるので、D/A変換器84の出力からは
鋸歯状の傾斜波形stが得られる。ところが、高速回転の
ときは第９図の実施例と同様にＤ−フリップフロップ4
5,46の各出力s1,s2は両方とも“L"状態である。s1,s2が
両方とも“L"状態のときはデータセレクタ82クロックck
を先端する。中速回転のときはs1が“H"状態、s2が“L"
状態であり、データセレクタ82はクロックck/2を選択す
る。低速回転のときはs1,s2ともに“H"状態であり、デ
ータセレクタ82はクロックck/4を選択するように構成さ
れている。すなわち、回転数が高速，中速，低速と変化
するにつれて、カウンタ83のクロックの周波数はck,ck/
2,ck/4と小さくなるので、回転数が下がってパルスｎの
周期が長くなってもカウンタ83の計数値は回転数とは無
関係にほぼ等しくできる。したがって、カウンタ83の内
容をD/A変換器でアナログ値に変換した出力stのピーク
値は第９図の実施例と同様にほぼ等しくすることが可能
で、傾斜波形発生手段３からはパルスｚと同位相で回転
数とは無関係にピーク値がほぼ等しい傾斜波形stが出力
される。Since the count value to which the clock is input to the counter 83 monotonically increases with time, the output of the D / A converter 84 for converting the content of the counter 83 into an analog amount is constant as in the embodiment of FIG. It increases with the slope. However, when the pulse n is input to the counter 83, the contents of the counter 83 are instantaneously reset, and a sawtooth-shaped gradient waveform st is obtained from the output of the D / A converter 84. However, at the time of high-speed rotation, the D-flip-flop 4 is used as in the embodiment of FIG.
Both outputs s1 and s2 of 5,46 are in the “L” state. When both s1 and s2 are in “L” state, data selector 82 clock ck
Tip. At medium speed rotation, s1 is “H” state, s2 is “L”
In this state, the data selector 82 selects the clock ck / 2. During low-speed rotation, s1 and s2 are both in the "H" state, and the data selector 82 is configured to select the clock ck / 4. That is, as the rotation speed changes to high speed, medium speed, and low speed, the frequency of the clock of the counter 83 becomes ck, ck /
Since the number of rotations decreases to 2, ck / 4, the count value of the counter 83 can be made substantially equal irrespective of the number of rotations, even if the number of rotations decreases and the period of the pulse n increases. Therefore, the peak value of the output st obtained by converting the contents of the counter 83 into an analog value by the D / A converter can be made substantially equal to each other as in the embodiment of FIG. And a gradient waveform st having substantially the same peak value regardless of the number of rotations is output.

第12図は第１図に示す論理パルス発生手段２の回路構
成図で、その各部信号波形図を第13図に示す。FIG. 12 is a circuit diagram of the logic pulse generating means 2 shown in FIG. 1, and FIG. 13 shows a signal waveform diagram of each part.

第12図において、80は６相のリングカウンタで周期検
出手段６の出力するパルスｚが入力され、６つの出力端
子には第13図に示すp1,p2,p3,p4,p5,p6の６相パルス信
号を出力する。これらのパルス信号のパルス幅は電気角
で60度である。これらの６相パルス信号p1〜p6は第１図
の台形波信号合成手段４にそれぞれ出力される。In FIG. 12, reference numeral 80 denotes a six-phase ring counter to which a pulse z output from the period detecting means 6 is input, and six output terminals, p1, p2, p3, p4, p5, and p6 shown in FIG. Outputs a phase pulse signal. The pulse width of these pulse signals is 60 degrees in electrical angle. These six-phase pulse signals p1 to p6 are output to the trapezoidal wave signal synthesizing means 4 in FIG.

次に本発明の一実施例における台形波信号合成手段４
の動作について詳しく説明する。Next, trapezoidal wave signal synthesizing means 4 in one embodiment of the present invention.
The operation of will be described in detail.

第14図は第１図に示す台形波信号合成手段４の回路構
成図で、第15図はその各部信号波形図である。FIG. 14 is a circuit diagram of the trapezoidal wave signal synthesizing means 4 shown in FIG. 1, and FIG. 15 is a signal waveform diagram of each part.

第14図において、60は台形波信号合成手段４の入力端
子で、傾斜波形発生手段３の出力stが入力される。61は
反転アンプで、傾斜波形発生手段３の出力stが入力され
てstを反転した信号sdが出力される。63はバッファアン
プで入力には基準電圧62が接続されて信号sfを出力す
る。傾斜波形発生手段３の出力st、バッファアンプ63の
出力sf、反転アンプ61の出力sdの各出力は信号合成手段
71,72,73,74,75,76に接続されている。なお、信号合成
手段71,72,73,74,75,76はそれぞれ同一の構成であるの
で、信号合成手段71の構成だけを示してある。信号合成
手段71において、64,65,66はスイッチで、片方はそれぞ
れ入力端子60,バッファアンプ63および反転アンプ61に
接続され、スイッチ64,65,66の他方は共通接続されて抵
抗67に接続されている。抵抗67に得られる電圧信号が信
号合成手段71の出力となる。スイッチ64,65,66は、論理
パルス発生手段２の出力する６相パルス信号p1,p2,p3,p
4,p5,p6のうち３つのパルス信号（p1,p2,p3）の出力に
応じてオン・オフされる。そして信号合成手段71の出力
端子からは第15図ｄ′に示す信号が出力される。同様に
信号合成手段72,73,74,75,76にはそれぞれ３つのパルス
信号（p2,p3,p4）、（p3,p4,p5）、（p4,p5,p6）、（p
5,p6,p1）、（p6,p1,p2）の出力に応じて３つのスイッ
チ（図示せず）がオン・オフされ、出力端子からは第15
図ｅ′,f′,g′,h′,i′に示す信号が出力される。In FIG. 14, reference numeral 60 denotes an input terminal of the trapezoidal wave signal synthesizing means 4, to which the output st of the gradient waveform generating means 3 is inputted. An inverting amplifier 61 receives the output st of the gradient waveform generating means 3 and outputs a signal sd obtained by inverting st. A reference numeral 62 is connected to an input of a buffer amplifier 63 to output a signal sf. Each output of the output st of the gradient waveform generating means 3, the output sf of the buffer amplifier 63, and the output sd of the inverting amplifier 61 is a signal synthesizing means.
71,72,73,74,75,76. Since the signal synthesizing units 71, 72, 73, 74, 75 and 76 have the same configuration, only the configuration of the signal synthesizing unit 71 is shown. In the signal synthesizing means 71, 64, 65, 66 are switches, one of which is connected to the input terminal 60, the buffer amplifier 63, and the inverting amplifier 61, respectively, and the other of the switches 64, 65, 66 is commonly connected and connected to the resistor 67. Have been. The voltage signal obtained at the resistor 67 is the output of the signal combining means 71. The switches 64, 65, and 66 are connected to the six-phase pulse signals p1, p2, p3, p
It is turned on / off in accordance with the output of three pulse signals (p1, p2, p3) among 4, p5 and p6. The signal shown in FIG. 15 d 'is output from the output terminal of the signal combining means 71. Similarly, the signal synthesizing means 72, 73, 74, 75, and 76 respectively provide three pulse signals (p2, p3, p4), (p3, p4, p5), (p4, p5, p6), and (p
5, p6, p1) and (p6, p1, p2) are turned on and off in response to the outputs of (p6, p1, p2).
The signals shown in FIGS. E ', f', g ', h', i 'are output.

次に第14図の台形波信号合成手段４の動作について第
15図の各部信号波形図を用いて説明する。Next, the operation of the trapezoidal wave signal synthesizing means 4 shown in FIG.
This will be described with reference to signal waveform diagrams of respective parts in FIG.

第15図において、ｚは周期検出手段６の出力、p1,p2,
p3,p4,p5,p6は論理パルス発生手段２の出力、stは傾斜
波形発生手段３の出力を示す。傾斜波形発生手段３の出
力stは反転アンプ61に入力されているので、反転アンプ
61の出力からは第15図sdに示すような、stを反転した信
号が得られる。第15図sfはバッファアンプ63の出力を示
す波形で、大きさは傾斜波形stのピーク値に等しく設定
されている。信号合成手段71を構成するスイッチ64,65,
66は論理パルス発生手段２の出力するパルス信号p1,p2,
p3に応じて信号“H"でスイッチオン、信号“L"でスイッ
チオフするので、入力端子60,バッファアンプ63,および
反転アンプ61の出力は信号合成手段71の出力端子に順次
接続され、第15図ｄ′に示す台形波信号形が得られる。In FIG. 15, z is the output of the period detecting means 6, p1, p2,
p3, p4, p5, and p6 indicate the outputs of the logic pulse generator 2, and st indicates the output of the ramp generator 3. Since the output st of the gradient waveform generating means 3 is input to the inverting amplifier 61,
From the output of 61, a signal obtained by inverting st as shown in FIG. 15 sd is obtained. FIG. 15 sf is a waveform showing the output of the buffer amplifier 63, the magnitude of which is set equal to the peak value of the gradient waveform st. Switches 64, 65, which constitute signal combining means 71
66 is the pulse signals p1, p2,
Since the switch is turned on by the signal “H” and turned off by the signal “L” according to p3, the outputs of the input terminal 60, the buffer amplifier 63, and the inverting amplifier 61 are sequentially connected to the output terminals of the signal synthesizing means 71. 15 The trapezoidal signal shape shown in FIG.

以下に、同様にして信号合成手段72,73,74,75,76の各
出力端子からは、パルス信号（p2,p3,p4）、（p3,p4,p
5）、（p4,p5,p6）、（p5,p6,p1）、（p6,p1,p2）に応
じて台形波信号ｅ′,f′,g′,h′,i′が出力される。Hereinafter, similarly, pulse signals (p2, p3, p4), (p3, p4, p) are output from the output terminals of the signal synthesizing means 72, 73, 74, 75, 76, respectively.
5) A trapezoidal wave signal e ', f', g ', h', i 'is output according to (p4, p5, p6), (p5, p6, p1), (p6, p1, p2). .

次に本発明の一実施例における位置信号合成手段５の
動作について詳しく説明する。Next, the operation of the position signal synthesizing means 5 in one embodiment of the present invention will be described in detail.

第16図は第１図に示す本発明の一実施例における位置
信号合成手段５の回路構成図で、第17図はその各部信号
波形図である。FIG. 16 is a circuit diagram of the position signal synthesizing means 5 in one embodiment of the present invention shown in FIG. 1, and FIG. 17 is a signal waveform diagram of each part.

第16図において、111,112は基準電圧源、110は切換え
スイッチで第９図に示す傾斜信号発生手段３を構成する
第１のＤ−フリップフロップ45の出力s1、または第２の
Ｄ−フリップフロップ46の出力s2に応じて、基準電圧源
111側または基準電圧源112側に切換えられる。101,102,
103は引算器で、台形波合成手段４で合成された台形波
信号ｄ′,f′,h′と切換えスイッチ110を介して基準電
圧源111または基準電圧源112の一定直流値とが入力され
ている。104,105,106は掛算器で、引算器101,102,103の
出力がそれぞれ入力されている。109は加算器で、掛算
器104,105,016の各出力が加算されている。107は増幅器
で、入力端子（＋）には加算器109の加算結果が入力さ
れ、入力端子（−）には基準電圧源108の直流値が入力
されている。増幅器107の出力はそれぞれ掛算器104,10
5,106のゲイン制御入力に入力されていて、掛算器104,1
05,106のゲインを制御する。そして掛算器104,105,106
の各出力からは信号ｄ″,f″,h″が出力される。引算器
101,102,103と掛算器104,105,106と加算器109と増幅器1
07と切換えスイッチ110と基準電圧源108,111,112とで、
第２図に示す上側トランジスタ21,22,23に加えられるベ
ース信号を合成する上側位置信号合成部91を構成してい
る。同様に台形波合成手段４で合成された台形波信号
ｅ′,g′,i′は下側位置信号合成部92により信号ｅ″,
g″,i″に変換される。なお、下側位置信号合成部92は
上側位置信号合成部91と構成が同一であるので第16図に
は上側位置信号合成部91の構成だけを示している。In FIG. 16, reference numerals 111 and 112 denote reference voltage sources, and 110 denotes a changeover switch. The output s1 of the first D-flip-flop 45 or the second D-flip-flop 46 constituting the gradient signal generating means 3 shown in FIG. According to the output s2 of the reference voltage source
It is switched to the 111 side or the reference voltage source 112 side. 101,102,
Reference numeral 103 denotes a subtractor, which receives the trapezoidal wave signals d ', f', h 'synthesized by the trapezoidal wave synthesizing means 4 and the reference voltage source 111 or the constant DC value of the reference voltage source 112 via the changeover switch 110. Have been. Numerals 104, 105, and 106 are multipliers to which outputs of the subtractors 101, 102, and 103 are input. An adder 109 adds the outputs of the multipliers 104, 105, and 016. An amplifier 107 has an input terminal (+) to which the addition result of the adder 109 is input, and an input terminal (-) to which a DC value of the reference voltage source 108 is input. The outputs of the amplifier 107 are multipliers 104 and 10 respectively.
Input to the gain control input of 5,106
The gain of 05,106 is controlled. And multipliers 104,105,106
Output signals d ", f", h ".
101, 102, 103, multipliers 104, 105, 106, adder 109, and amplifier 1
07, the changeover switch 110 and the reference voltage sources 108, 111, 112,
An upper position signal synthesizer 91 for synthesizing a base signal applied to the upper transistors 21, 22, and 23 shown in FIG. Similarly, the trapezoidal wave signals e ', g', i 'synthesized by the trapezoidal wave synthesizing means 4 are converted into signals e ",
It is converted to g ″, i ″. The lower position signal synthesizing section 92 has the same configuration as the upper position signal synthesizing section 91, and FIG. 16 shows only the configuration of the upper position signal synthesizing section 91.

第16図に示す121、122、123、124、125、126は電圧−
電流変換回路であり、上側位置信号合成部91と下側位置
信号合成部92で得られた電圧信号ｄ′,f′,h′,e′,
g′,i′をそれぞれ電流信号ｄ″,f″,h″,e″,g″,i″
に変換する。Voltages 121, 122, 123, 124, 125 and 126 shown in FIG.
A current conversion circuit, and the voltage signals d ', f', h ', e', obtained by the upper position signal synthesizer 91 and the lower position signal synthesizer 92.
g 'and i' are converted to current signals d ", f", h ", e", g ", i", respectively.
Convert to

次に第16図の位置信号合成手段５の動作について、ま
ず永久磁石回転子27が低速回転しているときについて第
17図の各部信号波形図を用いて説明する。ただし、低速
回転のときはスイッチ110に入力される信号s1（またはs
2）は“H"で、基準電圧源111（直流値ｘ）側に接続され
ているものとする。Next, the operation of the position signal synthesizing means 5 in FIG. 16 will be described first when the permanent magnet rotor 27 is rotating at a low speed.
This will be described with reference to the signal waveform chart of each part in FIG. However, at low speed rotation, the signal s1 (or s
2) is "H" and is connected to the reference voltage source 111 (DC value x).

第17図において、ｄ′〜ｉ′は台形波信号合成手段４
の６相の台形波出力で、出力波形の裾の幅は第17図に示
すように180度（電気角）である。また、一点鎖線で示
したものは基準電圧源111の直流値ｘを示す。すなわ
ち、引算器101,102,103の出力からは第17図に示した
ｄ′,e′,f′,g′,h′,i′の信号のうち一点鎖線より上
の部分のみが出力される。掛算器104,105,106と加算器1
09と増幅器107は閉ループを構成していて、加算器109の
出力が基準電圧源108の直流値と等しくなるように掛算
器104,105,106のゲインが制御されている。したがっ
て、掛算器104,105,106に入力されている引算器101,10
2,103の各出力は、第17図ｄ″,e″,f″,g″,h″,i″に
示すように、波形の高さが等しくて波形の裾の幅は180
度よりも小さい６相の台形波信号が得られる。なお、波
形の裾の幅は基準電圧源111の直流値ｘの大きさを変化
させれば180度（ｘ＝０のとき）から120度まで自由に設
定することが可能である。In FIG. 17, d'-i 'are trapezoidal wave signal combining means 4.
In the six-phase trapezoidal wave output, the width of the skirt of the output waveform is 180 degrees (electrical angle) as shown in FIG. The dashed line indicates the DC value x of the reference voltage source 111. That is, from the outputs of the subtractors 101, 102, and 103, only the portion above the dashed line of the signals of d ', e', f ', g', h ', and i' shown in FIG. 17 is output. Multipliers 104, 105, 106 and adder 1
09 and the amplifier 107 form a closed loop, and the gains of the multipliers 104, 105, and 106 are controlled so that the output of the adder 109 becomes equal to the DC value of the reference voltage source. Accordingly, the subtracters 101, 10 input to the multipliers 104, 105, 106
Each output of 2,103 has the same waveform height and the width of the skirt of the waveform is 180, as shown in FIG. 17 d ″, e ″, f ″, g ″, h ″, i ″.
A six-phase trapezoidal wave signal smaller than the degree is obtained. The width of the skirt of the waveform can be freely set from 180 degrees (when x = 0) to 120 degrees by changing the magnitude of the DC value x of the reference voltage source 111.

次に、電動機が高速回転しているときは、スイッチ11
0に入力される信号s1（またはs2）は“L"となり、スイ
ッチ110は基準電圧源112（直流値ｘ′）側に接続され、
位置信号波形の裾の幅は低速回転のときより広くするこ
とができる。なお、基準電圧源112の直流値ｘの大きさ
を零に設定すれば波形ｄ″〜ｉ″は波形ｄ′〜ｉ′と同
じとなり、波形の裾の幅は180度にすることも可能であ
る。Next, when the motor is rotating at high speed, switch 11
The signal s1 (or s2) input to 0 becomes “L”, and the switch 110 is connected to the reference voltage source 112 (DC value x ′),
The width of the bottom of the position signal waveform can be made wider than at the time of low-speed rotation. If the magnitude of the DC value x of the reference voltage source 112 is set to zero, the waveforms d ″ to i ″ become the same as the waveforms d ′ to i ′, and the width of the skirt of the waveform can be 180 degrees. is there.

特に、電動機の起動時においては、固定子巻線に十分
な大きさの起逆電力が発生しないにもかかわらず、固定
子巻線には電動機の通常状態よりも大きな電流が流れる
ので、逆起電力のゼロクロス点を正確に検出するため
に、ゼロクロス点近傍では必ず、電流を零にする必要が
ある。したがって、第４図に示す通電幅Dcを180度より
もかなり小さく選ぶ方が逆起電力検出手段１による逆起
電力ゼロクロス点の誤検出を防ぐ意味から、起動時には
直流値ｘは大きく設定しておくのがよい。そして電動機
が定常状態になってから直流値ｘを小さく設定するよう
に構成すればよい。In particular, at the time of starting the motor, a current larger than the normal state of the motor flows through the stator winding even though the stator winding does not generate a sufficiently large electromotive force in the stator winding. In order to accurately detect the zero-cross point of the power, it is necessary to make the current zero near the zero-cross point. Therefore, when the energization width Dc shown in FIG. 4 is selected to be considerably smaller than 180 degrees, the DC value x is set to be large at the time of start-up in order to prevent erroneous detection of the back electromotive force zero crossing point by the back electromotive force detection means 1. Good to put. Then, the DC value x may be set to be small after the electric motor is in a steady state.

なお第17図ｄ″〜ｉ″の信号は永久磁石回転子27の回
転位置信号となり、第１図の固定子巻線電力供給手段５
に入力される。The signals d "to i" in FIG. 17 are the rotational position signals of the permanent magnet rotor 27, and the stator winding power supply means 5 in FIG.
Is input to

以上の説明で明らかなように、本発明の無整流子直流
電動機では、逆起電力検出手段１は固定子巻線11,12,13
に誘起される逆起電力a,b,cのゼロクロス点を検出して
変換パルスｎに変換し、次に周期検出手段６はパルスｎ
の周期を計数して周期が所定の範囲内であるときはパル
スｎをそのまま出力し、起動時にはパルスｎの代わりに
疑似パルスを出力パルスｚとして論理パルス発生手段２
と傾斜波形発生手段３に出力する。論理パルス発生手段
２はこのパルスｚを受けて６相のパルス信号p1〜p6を作
成する。また傾斜波形発生手段３は、パルスｚを受けて
パルスｚと同位相の鋸歯状の傾斜波形stを作成し、傾斜
波形stと６相パルスp1〜p6は台形波形信号合成手段４に
入力され、第15図ｄ′〜ｉ′に示すような６相の台形波
信号に変換される。６相の台形波信号ｄ′〜ｉ′は位置
信号合成手段５に入力され、裾の幅が電気角で180度よ
り小さい台形波状の回転子位置信号″′〜ｉ″に変換さ
れる。そして最後に電力供給手段６はこの回転子位置信
号ｄ″〜ｉ″に応じて固定子巻線11,12,13に第４図
ｊ′,k′,l′に示すような駆動電流を順次両方向に供給
し、その結果永久磁石回転子27は回転される。なお、第
４図ｊ′に示したDcは固定子巻線11,12,13に供給される
駆動電流ｊ′,k′,l′の通電幅を示すもので、第16図の
位置信号合成手段５の基準電圧源111または112の直流値
を変化させることにより自由に設定することが可能とな
る。As is clear from the above description, in the non-commutator DC motor of the present invention, the back electromotive force detecting means 1 includes the stator windings 11, 12, 13
The zero-crossing points of the back electromotive forces a, b, and c induced in the above are detected and converted into a converted pulse n.
When the cycle is within a predetermined range, the pulse n is output as it is, and at the time of activation, a pseudo pulse is output as the output pulse z instead of the pulse n.
Is output to the gradient waveform generating means 3. The logical pulse generating means 2 receives the pulse z and creates six-phase pulse signals p1 to p6. Further, the gradient waveform generating means 3 receives the pulse z and creates a sawtooth-shaped gradient waveform st having the same phase as the pulse z, and the gradient waveform st and the six-phase pulses p1 to p6 are input to the trapezoidal waveform signal synthesizing means 4, The signal is converted into a six-phase trapezoidal wave signal as shown in FIGS. The six-phase trapezoidal wave signals d 'to i' are input to the position signal synthesizing means 5, and are converted into trapezoidal wave rotor position signals "" to "i" having a foot width smaller than 180 degrees in electrical angle. Finally, the power supply means 6 sequentially supplies drive currents as shown in FIG. 4 to the stator windings 11, 12, and 13 according to the rotor position signals d '' to i ''. It supplies in both directions, so that the permanent magnet rotor 27 is rotated. Note that Dc shown in FIG. 4 j 'indicates the width of the drive currents j', k 'and l' supplied to the stator windings 11, 12, and 13, and the position signal synthesis shown in FIG. By changing the DC value of the reference voltage source 111 or 112 of the means 5, it is possible to set it freely.

したがって、本発明の無整流子直流電動機はホール素
子の如き回転子位置検出素子を設けずに、固定子巻線に
流れる電流を両方向に流せる全波駆動方式の電動機を構
成することができる。Therefore, the non-commutator direct-current motor of the present invention can constitute a full-wave drive type motor capable of passing current flowing through the stator winding in both directions without providing a rotor position detecting element such as a Hall element.

なお、本発明に係る逆起電力検出手段１では第５図に
示すように、固定子巻線の中性点電位ｏを検出するため
に共通接続した３本の抵抗を使用して行っているが、直
接電動機の固定子巻線の中性点から信号線を引き出して
使用しても可能であることは言うまでもない。また、本
発明の実施例では固定子巻線がＹ結線された３相の電動
機に限ったが、相数は３相に限らず何相であってもよい
し、固定子巻線がΔ結線された電動機に適用することも
可能である。As shown in FIG. 5, the back electromotive force detecting means 1 according to the present invention uses three commonly connected resistors to detect the neutral point potential o of the stator winding. However, it is needless to say that a signal line can be directly drawn from the neutral point of the stator winding of the electric motor and used. Further, in the embodiment of the present invention, the stator winding is limited to the three-phase motor in which the stator winding is Y-connected. However, the number of phases is not limited to three and may be any number. It is also possible to apply to the electric motor which was done.

また、本発明に係る傾斜波形発生手段３の実施例で
は、周期検出手段６で逆起電力検出手段１の出力するパ
ルスｎの周期を計数してその周期に応じて傾斜波形の時
間的な傾斜角度を３段階に切り換えるように構成した
が、３段階に限らずさらに増やしてもよいし、連続的に
変化するように構成しても可能であることは言うまでも
ない。In the embodiment of the gradient waveform generating means 3 according to the present invention, the cycle detecting means 6 counts the cycle of the pulse n output from the back electromotive force detecting means 1, and according to the cycle, the time gradient of the gradient waveform is calculated. Although the angle is configured to be switched in three stages, it is needless to say that the angle is not limited to three stages, and may be further increased or may be configured to change continuously.

発明の効果 本発明は、以上説明したように構成されているので、
以下に記載されるような効果を奏する。Effect of the Invention Since the present invention is configured as described above,
The following effects are obtained.

本発明の無整流子直流電動機は、逆起電力検出手段で
固定子巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点のみを
検出しているので、ホール素子の如き回転子位置検出素
子が不要でありながら、固定子巻線に流れる電流を両方
向に供給する全波駆動方式の電動機が容易に構成でき
る。したがって、固定子巻線の一方向だけに電流を供給
する半波駆動方式に比べて固定子巻線の利用率か高く、
高効率で、高発生トルクの電動機を提供することができ
る。さらに、従来の無整流子直流電動機のような回転子
位置検出素子が不要のため、素子の取付け位置調整の煩
雑さや配線数が削減されるため大幅にコストが低減され
る。さらに、電動機内部に回転子位置検出素子を取り付
ける必要がないため、電動機は構造上の制約を受けずに
超小型化，超薄型化が可能となる。Since the non-commutator DC motor of the present invention detects only the zero cross point of the back electromotive force induced in the stator winding by the back electromotive force detecting means, a rotor position detecting element such as a Hall element is unnecessary. In spite of this, it is possible to easily configure a full-wave drive type motor that supplies current flowing through the stator windings in both directions. Therefore, the utilization rate of the stator winding is higher than that of the half-wave drive system that supplies current only in one direction of the stator winding,
An electric motor with high efficiency and high generated torque can be provided. Furthermore, since a rotor position detecting element such as a conventional non-commutator DC motor is unnecessary, the complexity of adjusting the mounting position of the element and the number of wires are reduced, so that the cost is greatly reduced. Further, since it is not necessary to mount the rotor position detecting element inside the motor, the motor can be made ultra-small and thin without any structural restrictions.

また、本発明の無整流子直流電動機は、起動時におい
ては周期検出手段の出力する疑似パルスにより固定子巻
線の通電相を順次切換えているので、特別の起動回路を
設けることなく良好な起動特性が得られる。Further, in the non-commutator DC motor of the present invention, the energized phases of the stator windings are sequentially switched at the time of starting by the pseudo pulse output from the period detecting means, so that a good starting can be performed without providing a special starting circuit. Characteristics are obtained.

さらに、起動時においては位置信号合成手段の直流値
を大きく設定することにより、固定子巻線に流れる駆動
電流の通電幅を狭くし、電動機が定常回転になってから
通電幅を広げるように構成しているので極めて安定に起
動し、かつ高速回転時には振動，騒音の極めて少ない無
整流子直流電動機を提供することが可能となる。Furthermore, at the time of startup, by setting the DC value of the position signal synthesizing means to be large, the width of the drive current flowing through the stator winding is narrowed, and the width of the drive current is widened after the motor is rotated at a steady state. Therefore, it is possible to provide a commutatorless DC motor that starts very stably and has very little vibration and noise during high-speed rotation.

さらに、本発明の無整流子直流電動機は、各固定子巻
線に誘起される逆起電力のゼロクロス点間の時間を常に
計数し、その計数値をもとに傾斜波形の時間的な傾斜角
度を変化させるように構成しているので、電動機の回転
数を変化させた場合にも回転子位置信号が常に台形波状
であるため、相切換えも滑らかに行われ、常に安定した
駆動が得られるという優れた効果も併せて備えている。
したがって、電動機の回転数を任意に換える必要がある
用途にも適用することが可能となる。Furthermore, the commutatorless DC motor of the present invention always counts the time between the zero-cross points of the back electromotive force induced in each stator winding, and based on the count value, the temporal gradient angle of the gradient waveform. Since the rotor position signal is always trapezoidal even when the rotation speed of the motor is changed, the phase switching is also performed smoothly, and stable driving is always obtained. It also has excellent effects.
Therefore, the present invention can be applied to applications where the rotation speed of the electric motor needs to be changed arbitrarily.

さらに、各固定子巻線に通電される電流の相切換えは
極めて滑らかに行われるので、固定子巻線に流れる電流
が急峻にオン・オフされることもなく、切換えに伴うス
パイク状電圧を低減するために比較的大きなコンデンサ
を含むフィルタ回路を固定子巻線の通電端子に接続する
ことが不要で、高速回転時にも振動，騒音の極めて少な
い無整流子直流電動機を提供することが可能となる。Furthermore, since the phase switching of the current flowing through each stator winding is performed extremely smoothly, the current flowing through the stator winding is not turned on / off abruptly, and the spike-like voltage accompanying the switching is reduced. Therefore, it is not necessary to connect a filter circuit including a relatively large capacitor to the current-carrying terminal of the stator winding, and it is possible to provide a non-commutator DC motor with extremely little vibration and noise even at high speed rotation. .

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図は本発明の無整流子直流電動機の一実施例の構成
を示すブロック図、第２図は本発明の一実施例における
電動機と固定子巻線電力供給手段の一実施例を示す回路
構成図、第３図は従来例における固定子巻線電力供給手
段の各部信号波形図、第４図は本発明に係る固定子巻線
電力供給手段の各部信号波形図、第５図は本発明に係る
逆起電力検出手段の一実施例を示す回路構成図、第６図
は第５図の各部信号波形図、第７図は本発明に係る周期
検出手段の一実施例を示す回路構成図、第８図（ａ）は
起動時における第７図の各部信号波形図、第８図（ｂ）
は定常回転時における第７図の各部信号波形図、第９図
は本発明に係る傾斜波形発生手段の一実施例を示す回路
構成図、第10図（ａ）は高速回転時における第９図の各
部信号波形図、第10図（ｂ）は中速回転時における第９
図の各部信号波形図、第10図（ｃ）は低速回転時におけ
る第９図の各部信号波形図、第11図は本発明に係る傾斜
波形発生手段の他の一実施例を示す要部回路構成図、第
12図は本発明に係る論理パルス発生手段の一実施例を示
す回路構成図、第13図は第12図の各部信号波形図、第14
図は本判明に係る台形波信号合成手段の一実施例を示す
回路構成図、第15図は第14図の動作を説明する各部信号
波形図、第16図は本発明に係る位置信号合成手段の一実
施例を示す回路構成図、第17図は第16図の動作を説明す
る各部信号波形図である。 １……逆起電力検出手段、２……論理パルス発生手段、
３……傾斜波形発生手段、４……台形波信号合成手段、
５……位置信号合成手段、６……固定子巻線電力供給手
段、７……周期検出手段、11,12,13……固定子巻線。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of one embodiment of a non-commutator DC motor of the present invention, and FIG. 2 is a circuit showing one embodiment of a motor and stator winding power supply means in one embodiment of the present invention. FIG. 3 is a signal waveform diagram of each part of the stator winding power supply means in the conventional example, FIG. 4 is a signal waveform diagram of each part of the stator winding power supply means according to the present invention, and FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment of the back electromotive force detecting means according to the present invention, FIG. 6 is a signal waveform diagram of each part in FIG. 5, and FIG. 7 is a circuit diagram showing an embodiment of the cycle detecting means according to the present invention. 8 (a) is a signal waveform diagram of each part of FIG. 7 at the time of startup, and FIG. 8 (b)
7 is a signal waveform diagram of each part in FIG. 7 at the time of steady rotation, FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing one embodiment of the gradient waveform generating means according to the present invention, and FIG. FIG. 10 (b) is a signal waveform diagram of each part of FIG.
10 (c) is a signal waveform diagram of each part in FIG. 9 at the time of low-speed rotation, and FIG. 11 is a main circuit showing another embodiment of the gradient waveform generating means according to the present invention. Configuration diagram, No.
FIG. 12 is a circuit diagram showing one embodiment of a logic pulse generating means according to the present invention, FIG. 13 is a signal waveform diagram of each part in FIG. 12, FIG.
FIG. 15 is a circuit diagram showing an embodiment of the trapezoidal wave signal synthesizing means according to the present invention. FIG. 15 is a signal waveform diagram for explaining each operation of FIG. 14, and FIG. 16 is a position signal synthesizing means according to the present invention. FIG. 17 is a circuit diagram showing one embodiment, and FIG. 17 is a signal waveform diagram of each part for explaining the operation of FIG. 1 ... back electromotive force detection means, 2 ... logic pulse generation means,
3 ... gradient waveform generating means, 4 ... trapezoidal wave signal synthesizing means,
5 ... position signal synthesizing means, 6 ... stator winding power supply means, 7 ... period detection means, 11, 12, 13 ... stator windings.

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】複数相の固定子巻線と、前記固定子巻線の
それぞれに発生する逆起電力を検出し順次パルス整形し
てパルス信号列を発生させる逆起電力検出手段と、前記
パルス信号列が入力されその信号列の周期を計数して周
期が所定の範囲内にあるときは前記パルス信号列をその
まま出力し、周期が所定の範囲を越えたときには疑似パ
ルス列を発生する周期検出手段と、前記周期検出手段の
出力パルスに応動した複数相のパルスを発生する論理パ
ルス発生手段と、前記周期検出手段の出力パルスが入力
されパルスに応じて傾斜波形を発生する傾斜波形発生手
段と、前記論理パルス発生手段から出力される複数相の
パルスと前記傾斜波形発生手段から出力される傾斜波形
より台形波信号を合成する台形波信号合成手段と、前記
台形波信号より直流値を引算して回転子の回転位置信号
を合成する位置信号合成手段と、前記回転位置信号に応
じて固定子巻線を付勢する固定子巻線電力供給手段とを
含んで構成されたことを特徴とする無整流子直流電動
機。A counter-electromotive force detecting means for detecting a counter-electromotive force generated in each of the stator windings and sequentially shaping the pulses to generate a pulse signal train; A cycle detecting means for counting the cycle of the signal train and counting the cycle of the signal train and outputting the pulse signal train as it is when the cycle is within a predetermined range, and generating a pseudo pulse train when the cycle exceeds the predetermined range. Logic pulse generation means for generating a pulse of a plurality of phases in response to the output pulse of the cycle detection means, gradient waveform generation means for receiving the output pulse of the cycle detection means and generating a gradient waveform according to the pulse, Trapezoidal wave signal synthesizing means for synthesizing a trapezoidal wave signal from the multi-phase pulses output from the logical pulse generating means and the gradient waveform output from the gradient waveform generating means; A position signal synthesizing unit for synthesizing the rotational position signal of the rotor by subtracting the value, and a stator winding power supply unit for energizing the stator winding according to the rotational position signal. A non-commutator DC motor characterized by the above-mentioned. 【請求項２】傾斜波形発生手段は、周期検出手段の出力
するパルスの周期を計数し、計数した周期に応じて時間
的な傾斜角度を変化させるように構成されたことを特徴
とする請求項（１）記載の無整流子直流電動機。2. The apparatus according to claim 1, wherein said gradient waveform generating means counts a period of the pulse output from said period detecting means, and changes a temporal inclination angle in accordance with the counted period. (1) The commutatorless DC motor according to (1). 【請求項３】傾斜波形発生手段は、クロックをカウント
するカウント手段と、前記カウント手段の内容をアナロ
グ量に変換するディジタル−アナログ変換器を含んで構
成されたことを特徴とする請求項（１）記載の無整流子
直流電動機。3. The apparatus according to claim 1, wherein said gradient waveform generating means includes a counting means for counting clocks, and a digital-analog converter for converting the content of said counting means into an analog quantity. ). 【請求項４】傾斜波形発生手段は、周期検出手段の出力
するパルスの周期を計数し、計数した周期に応じてカウ
ント手段に入力されるクロック数を変化させるように構
成されたことを特徴とする請求項（３）記載の無整流子
直流電動機。4. The apparatus according to claim 1, wherein the gradient waveform generating means is configured to count the cycle of the pulse output from the cycle detecting means and change the number of clocks input to the counting means according to the counted cycle. The direct current motor without commutator according to claim (3). 【請求項５】位置信号合成手段は、入力された複数の台
形波信号より直流値をそれぞれ引算する複数の引算手段
と、前記引算手段の出力をそれぞれ回転位置信号に変換
する複数の掛算手段と、前記掛算手段の出力をそれぞれ
加算する加算手段と、前記加算手段の値が所定の値にな
るように前記掛算手段の出力を制御する増幅手段より構
成されたことを特徴とする請求項（１）記載の無整流子
直流電動機。5. The position signal synthesizing means includes a plurality of subtraction means for respectively subtracting a DC value from a plurality of input trapezoidal wave signals, and a plurality of conversion means for converting an output of the subtraction means into a rotation position signal. A multiplication means, an addition means for respectively adding outputs of said multiplication means, and an amplification means for controlling an output of said multiplication means so that a value of said addition means becomes a predetermined value. Item 1. The commutatorless DC motor according to item (1). 【請求項６】位置信号合成手段は、周期検出手段の出力
するパルスの周期に応じて引算する直流値の大きさを変
化させるように構成されたことを特徴とする請求項
（１）記載の無整流子直流電動機。6. The apparatus according to claim 1, wherein the position signal synthesizing means is configured to change a magnitude of a DC value to be subtracted in accordance with a cycle of a pulse output from the cycle detecting means. No commutator DC motor. 【請求項７】位置信号合成手段は、周期検出手段の出力
するパルスの周期が長いときには引算する直流値の大き
さを大きくするように構成されたことを特徴とする請求
項（１）記載の無整流子直流電動機。7. The apparatus according to claim 1, wherein the position signal synthesizing means is configured to increase the magnitude of the DC value to be subtracted when the period of the pulse output from the period detecting means is long. No commutator DC motor.