JPH08317655A - Electric-power supply apparatus - Google Patents
Electric-power supply apparatusInfo
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- JPH08317655A JPH08317655A JP11543995A JP11543995A JPH08317655A JP H08317655 A JPH08317655 A JP H08317655A JP 11543995 A JP11543995 A JP 11543995A JP 11543995 A JP11543995 A JP 11543995A JP H08317655 A JPH08317655 A JP H08317655A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、レーザ光を出力する閃
光管等の負荷へ電力を供給する電力供給装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device for supplying power to a load such as a flash tube that outputs laser light.
【０００２】[0002]
【従来の技術】レーザ光を出力する閃光管（せん光管）
等へ電力を供給する従来の電力供給装置として図６(a)
に示すもの（例えば、特公昭63-20032号公報）がある。
この装置は、直流電源1 の電力をパルス幅変調された高
周波のパルス列に変換した後、高周波成分を除去して短
時間のパルス電力を閃光管7 へ供給するものである。即
ち、直流電源1 の電力は、スイッチ素子(IGBT)2 のスイ
ッチング動作によりパルス幅変調された高周波のパルス
列に変換され、リアクトル3 とコンデンサ5 の直列回路
に供給される。スイッチ素子2 がオフしてパルス電力の
供給を止めるとリアクトル3 の放電電流はダイオード4
を介して還流し、コンデンサ5 には高周波成分が除去さ
れた所望の直流電圧が発生し、この電圧がダイオード６
を介して閃光管7 に供給される。また、閃光管7 をシン
マリング（simmering)状態に保つための直流の微小電流
（以下、シンマ電流と呼称）を常時通電するためのシン
マ電源９と抵抗８と、シンマ電流を通電させるため高電
圧を発生させ閃光管7 の放電を開始させるトリガー回路
10を備えている。2. Description of the Related Art A flash tube for outputting laser light
6 (a) as a conventional power supply device for supplying power to
(For example, Japanese Examined Patent Publication No. 63-20032).
This device converts the power of the DC power supply 1 into a pulse width-modulated high-frequency pulse train, removes high-frequency components, and supplies short-term pulse power to the flash tube 7. That is, the power of the DC power supply 1 is converted into a high-frequency pulse train whose pulse width is modulated by the switching operation of the switch element (IGBT) 2, and is supplied to the series circuit of the reactor 3 and the capacitor 5. When the switch element 2 is turned off and the supply of pulsed power is stopped, the discharge current of the reactor 3 becomes the diode 4
The desired direct current voltage from which the high frequency component has been removed is generated in the condenser 5, and this voltage is returned to the diode 6
Is supplied to the flash tube 7 via. In addition, a tiny power source 9 and a resistor 8 for constantly energizing a direct current (hereinafter referred to as a simmer current) for keeping the flash tube 7 in a simmering state, and a high voltage for energizing the simmer current. Trigger circuit to generate and start discharge of flash tube 7
Equipped with 10.
【０００３】閃光管7 に供給される電力は、スイッチ素
子2 のオン・オフのデューティー比で定まり、次のよう
に制御される。即ち、起動信号11が入力されると、電圧
パターン回路12から図６(b) に示すように電圧基準ｖ12
が出力され、ＰＷＭ回路13はこの電圧基準ｖ12と変調信
号発生器14から出力される高周波の鋸歯状の変調信号ｖ
14とを比較してパルス幅変調されたＰＷＭ信号ｖ13を出
力し、駆動回路15を介してスイッチ素子2 をオン・オフ
させ、リアクトル3 とコンデンサ5 に高周波のパルス電
力を供給する。これによりコンデンサ5 の電圧はフィル
タ効果により高周波成分が除去され、電圧基準ｖ12の波
形と相似の波形の電圧となって閃光管7に供給され、閃
光管7 の特性に従った電流を流すことができる。The electric power supplied to the flash tube 7 is determined by the on / off duty ratio of the switch element 2, and is controlled as follows. That is, when the activation signal 11 is input, the voltage pattern circuit 12 outputs the voltage reference v12 as shown in FIG. 6 (b).
Is output, and the PWM circuit 13 outputs the high frequency sawtooth modulation signal v12 output from the voltage reference v12 and the modulation signal generator 14.
The pulse width-modulated PWM signal v13 is output by comparison with 14, and the switch element 2 is turned on / off via the drive circuit 15, and high frequency pulse power is supplied to the reactor 3 and the capacitor 5. As a result, the voltage of the capacitor 5 has a high-frequency component removed by the filter effect, becomes a voltage having a waveform similar to the waveform of the voltage reference v12, is supplied to the flash tube 7, and a current according to the characteristics of the flash tube 7 can flow. it can.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
の方式では以下に述べる欠点がある。 オープンループでＰＷＭ制御しているため直流電源の
電圧変動、スイッチング素子の動作速度の変化やばらつ
きなどにより閃光管に印加される電圧が変化する。 閃光管の特性変化などにより同一電圧を印加しても流
れる電流値が異なり光出力特性が変化しやすい。 比較的に大きな容量のコンデンサを用いるため閃光管
に印加する電圧が振動し、シンマ電流をオフする可能性
があり、主電力を供給する回路とシンマ電流を供給する
回路との間に逆流阻止用ダイオードを挿入する必要があ
る。However, the above-mentioned conventional method has the following drawbacks. Since the PWM control is performed in the open loop, the voltage applied to the flash tube changes due to the voltage fluctuation of the DC power supply, the change or variation of the operating speed of the switching element, and the like. Even if the same voltage is applied due to a change in the characteristics of the flash tube, the flowing current value is different and the light output characteristics are likely to change. Since a capacitor with a relatively large capacity is used, the voltage applied to the flash tube may oscillate, turning off the simma current, and for preventing backflow between the circuit supplying main power and the circuit supplying simma current. It is necessary to insert a diode.
【０００５】本発明は、上記問題を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、電源側の電圧変
動の影響を受けず、閃光管等の負荷の特性変化にも影響
を受けることがなく閃光管の電流を設定値に制御するこ
とができ、リップル電流の少ない電流を高精度で安定し
て供給することができ、シンマ電流を安定に保つことが
できる電力供給装置を提供することにある。The present invention has been made to solve the above problems, and its object is not to be affected by voltage fluctuations on the power supply side, but also to characteristic changes of loads such as flash tubes. Provided is a power supply device capable of controlling the current of a flash tube to a set value without any problem, stably supplying a current with a small ripple current with high accuracy, and maintaining a stable simmer current. Especially.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】本発明の閃光管等の負荷
への電力供給装置は、一端が閃光管等の負荷の一端に接
続された直流電源を備え、一端が前記直流電源の他端に
接続され他端が前記負荷の他端に接続されるスイッチ素
子とリアクトルの直列回路と、一端が前記スイッチ素子
とリアクトルの直列接続点に接続され他端が前記負荷の
一端に接続されるダイオードから成るチョッパ回路と、
電流基準と前記チョッパ回路の出力電流検出値とを比較
して前記スイッチ素子をオン・オフ制御し前記チョッパ
回路の出力電流を所望の電流パターンとなるようにパル
ス幅変調制御する電流制御手段を備える。（請求項１）
（図１参照） 更に、前記チョッパ回路を複数個並列に接続してその合
成電流を前記負荷に供給し、前記電流制御手段を複数個
設けて各電流制御手段のパルス幅変調制御の変調周期に
各チョッパ回路の出力電流のリップル成分が相殺するよ
うに位相差を設ける。（請求項２）（図１参照） 更に、少なくとも一部のチョッパ回路に前記負荷となる
閃光管7 をシンマリング（simmering)状態に保つための
一定電流（以下、シンマ電流と呼称）を通電する。この
場合、該チョッパ回路のリアクトルは、前記シンマ電流
の範囲ではインダクタンスが大きく作用し、前記シンマ
電流を越える範囲ではインダクタンスが小さく作用する
飽和特性を有するリアクトルとする。（請求項３，４）
（図１参照） 更に、前記チョッパ回路の出力側を短絡する短絡スイッ
チと、前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせ前記
リアクトルに流れる電流が所定の電流に達したとき前記
短絡スイッチをオフさせる起動電流制御手段を備え、立
上がりの速い電流を負荷に供給する。この場合、前記起
動電流制御手段は、負荷に電流の供給を開始するとき、
前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせて前記直流
電源の全電圧を前記リアクトルに印加し、前記リアクト
ルに流れる電流が前記電流基準に一致した時点で前記短
絡スイッチをオフさせる比較手段を備える。また、前記
起動電流制御手段は、上位制御部から与えられる指令に
基づいて前記スイッチ素子と短絡スイッチをオン・オフ
させる手段を備える。（請求項５，６，７）（図４参
照） 更に、前記短絡スイッチと並列に、コンデンサと、この
コンデンサの放電回路を設ける。この場合、前記放電回
路は放電用抵抗と放電スイッチとの直列回路で構成し、
電流基準の値がゼロ或いはゼロに近い値のとき、前記放
電スイッチを導通させる手段を備え、短絡スイッチをオ
ンさせるときコンデンサの放電電流を抑制する。（請求
項８，９）（図４参照） 更に、前記チョッパ回路と並列に接続された前記チョッ
パ回路と同じ構成のシンマ用チョッパ回路と、前記シン
マ用チョッパ回路のスイッチ素子をオン・オフしてシン
マ電流を独立に制御するシンマ電流制御手段を備え、シ
ンマ電流を独立して制御する。この場合、前記シンマ用
チョッパ回路の出力側に小容量のコンデンサを接続し、
シンマ電流の立ち上がり電流を確保して起動時の動作を
安定化する。（請求項１０，１１）（図６参照） 更に、前記直流電源は直流電圧を可変制御する電圧制御
手段を備え、シンマ電流が流れ始めるように直流電圧を
上昇させ、シンマ電流が流れた後直流電圧を定常電圧に
する。（請求項１２）（図６参照） 更に、前記電流制御手段は、一定の周期で与えられるク
ロックパルスに同期して前記スイッチ素子をオンさせる
と共に、前記チョッパ回路の出力電流検出値が前記電流
基準に到達したとき、前記スイッチ素子をオフさせるＰ
ＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段を備え、前記チョッ
パ回路をパルス幅変調制御する。この場合、前記ＰＷＭ
制御手段は、前記クロックパルスの周期に同期して漸増
又は漸減するディザ信号を前記電流基準或いは前記チョ
ッパ回路の出力電流検出値に加算する手段、前記ＰＷＭ
信号の変調率と前記ディザ信号の振幅から補正信号を求
め、この補正信号を前記電流基準に加える手段を備え
る。（請求項１３，１４，１５）（図１参照） 更に、前記電流制御手段は、電流基準と前記チョッパ回
路の出力電流検出値の偏差値の極性に応じてオン・オフ
のＰＷＭ信号を出力する比較器を備え、この比較器に所
定値のヒステリシス特性を持たせて電流基準とチョッパ
回路の出力電流検出値の差が所定値内になるように制御
する。（請求項１６） 更に、前記直流電源は、その直流出力電圧を可変制御す
る電圧制御手段を備え、予め定められた電流基準の電流
立ち上がり特性に基づいて直流出力電圧を設定する。
（請求項１７）（図６参照） 更に、一端が前記直流電源の他端に接続され他端が前記
閃光管等の負荷の他端に接続されたダイオードを備え
る。（請求項１８）（図４参照）A power supply device for a load such as a flash tube according to the present invention comprises a DC power source having one end connected to one end of a load such as the flash tube and the other end of the DC power source. A series circuit of a switching element and a reactor connected to the other end of the load, the other end of which is connected to the series connection point of the switching device and the reactor, and the other end of which is connected to one end of the load. A chopper circuit consisting of
A current control means is provided for comparing the current reference with an output current detection value of the chopper circuit to control ON / OFF of the switch element to perform pulse width modulation control of the output current of the chopper circuit so as to obtain a desired current pattern. . (Claim 1)
(See FIG. 1) Furthermore, a plurality of the chopper circuits are connected in parallel to supply the combined current to the load, and a plurality of the current control means are provided to adjust the pulse width modulation control of each current control means. A phase difference is provided so that the ripple components of the output current of each chopper circuit cancel each other out. (Claim 2) (Refer to FIG. 1) Further, at least a part of the chopper circuit is energized with a constant current (hereinafter referred to as a simmer current) for keeping the flash tube 7 serving as the load in a simmering state. In this case, the reactor of the chopper circuit is a reactor having a saturation characteristic in which the inductance has a large effect in the range of the symmetry current and the inductance has a small effect in the range of exceeding the symmetry current. (Claims 3 and 4)
(See FIG. 1) Further, a short-circuit switch that short-circuits the output side of the chopper circuit, and a start-up current that turns on the switch element and the short-circuit switch and turns off the short-circuit switch when the current flowing through the reactor reaches a predetermined current. A control means is provided to supply a fast rising current to the load. In this case, the starting current control means, when starting the supply of current to the load,
Comparing means for turning on the switch element and the short-circuit switch to apply the entire voltage of the DC power supply to the reactor and turning off the short-circuit switch when the current flowing through the reactor matches the current reference. Further, the starting current control means includes means for turning on / off the switch element and the short-circuit switch based on a command given from the host controller. (Claims 5, 6 and 7) (See FIG. 4) Further, a capacitor and a discharging circuit for the capacitor are provided in parallel with the short-circuit switch. In this case, the discharge circuit is composed of a series circuit of a discharge resistor and a discharge switch,
When the value of the current reference is zero or a value close to zero, a means for conducting the discharge switch is provided, and the discharge current of the capacitor is suppressed when the short-circuit switch is turned on. (Claims 8 and 9) (Refer to FIG. 4) Further, a chopper circuit for a sima having the same configuration as the chopper circuit connected in parallel with the chopper circuit and a switch element of the chopper circuit for the sima are turned on / off. A simmer current control means for independently controlling the simmer current is provided, and the simmer current is independently controlled. In this case, connect a small capacity capacitor to the output side of the chopper circuit for symmetry,
It secures the rising current of the simmer current and stabilizes the operation at startup. (Claims 10 and 11) (Refer to FIG. 6) Further, the DC power supply is provided with a voltage control means for variably controlling the DC voltage. Make the voltage a steady voltage. (Claim 12) (See FIG. 6) Further, the current control means turns on the switch element in synchronization with a clock pulse given at a constant cycle, and the output current detection value of the chopper circuit is the current reference. The switch element is turned off when P reaches
A PWM control means for outputting a WM signal is provided, and the chopper circuit is subjected to pulse width modulation control. In this case, the PWM
The control means adds a dither signal that gradually increases or decreases in synchronization with the cycle of the clock pulse to the current reference or the output current detection value of the chopper circuit, and the PWM.
A means is provided for obtaining a correction signal from the modulation rate of the signal and the amplitude of the dither signal, and adding the correction signal to the current reference. (Claims 13, 14, and 15) (See FIG. 1) Further, the current control means outputs an on / off PWM signal in accordance with the polarity of the deviation value between the current reference and the output current detection value of the chopper circuit. A comparator is provided, and this comparator is given a hysteresis characteristic of a predetermined value so that the difference between the current reference and the output current detection value of the chopper circuit is controlled to be within a predetermined value. (Claim 16) Further, the DC power supply includes voltage control means for variably controlling the DC output voltage, and sets the DC output voltage based on a predetermined current reference current rising characteristic.
(Claim 17) (Refer to FIG. 6) Further, a diode is provided, one end of which is connected to the other end of the DC power supply and the other end of which is connected to the other end of a load such as the flash tube. (Claim 18) (See FIG. 4)
【０００７】[0007]
【作用】本発明の閃光管等の負荷への電力供給装置は、
チョッパ回路の出力電流がそのまま閃光管等の負荷に供
給され、電流制御手段が電流基準の電流パターンとチョ
ッパ出力電流が一致するよう電流制御するので直流電源
の電圧変動や閃光管の特性変化などの影響を殆ど受けな
い希望する電流パターンを閃光管等の負荷へ供給するこ
とができる。（請求項１） 更に、複数個のチョッパ回路からパルス幅変調制御の変
調周期の位相差により、各出力電流のリップル成分が互
いに打ち消し合うように制御される。（請求項２） 更に、一部のチョッパ回路から閃光管をシンマリング
（simmering)状態に保つためのシンマ電流を流すように
制御する。この場合、シンマ電流以下の範囲ではリアク
トルのインダクタンスが大きく作用して電流リップルを
小さくし、シンマ電流を越える主電流の範囲ではリアク
トルのインダクタンスが小さく作用して変化の速い電流
制御を行う。（請求項３，４） 更に、負荷に電流を供給するとき、スイッチ素子と短絡
スイッチをオンさせてリアクトルに直流電圧を印加し、
所定電流に立ち上がったときに短絡スイッチをオフにし
てリアクトルの放電電流を出力し、立上がりの速い波形
の電流を負荷に出力する。この場合、リアクトルに流れ
る電流が、電流基準と一致したときに短絡スイッチがオ
フになり、電流基準の電流の立上がりに応じた電流が負
荷に供給される。また、前記上位制御部は、負荷に電流
を供給するとき、電流基準の電流立上がり特性に応じて
定められる直流電圧と前記リアクトルのインダクタンス
の値から該電流基準の電流立上がりに応じた短絡時間の
指令を与え、電流基準の電流の立上がりに応じた電流が
負荷に供給される。（請求項５，６，７） 更に、短絡スイッチのオフ時の過電圧がコンデンサで吸
収され、短絡スイッチのオン時のコンデンサの放電電流
を制限される。また、スイッチ素子と短絡スイッチがオ
フしている期間中にコンデンサの充電電荷が放電され、
短絡スイッチのオン時のコンデンサの放電電流が制限さ
れる。（請求項８，９） 更に、シンマ電流が独立して制御され高速高精度に制御
される。この場合、シンマ電流の通電を開始するとき、
閃光管の起動電流を小容量のコンデンサからも供給し起
動を安定化する。（請求項１０，１１） 更に、シンマ電流の通電を開始するとき、直流電源の電
圧を上昇させ閃光管の起動を容易にし、定常時は直流電
圧を下げて電流リップルを減少させ、また、スイッチン
グ損失の減少を図る。（請求項１２） 更に、前記電流制御手段から出力されるＰＷＭ信号によ
り、一定の変調周期で前記スイッチ素子がパルス幅変調
制御され、電流基準に応じてチョッパ回路の出力電流が
瞬時値制御される。（請求項１３） 更に、電流基準がほぼ一定の場合でもディザ信号の緩や
かな変化により前記スイッチ素子のオフ時点が安定して
検出され、安定したパルス幅変調制御が行われる。この
場合、前記補正信号により電流基準が補正され、ディザ
信号を加えることにより生じる電流誤差が補償され、安
定したＰＷＭ制御を行うと共に精度の良い電流制御が行
われる。（請求項１４，１５） 更に、前記電流制御手段は、前記比較器から出力される
変調周期が可変のＰＷＭ信号により前記スイッチ素子が
パルス幅変調制御され電流瞬時値制御が行われる。（請
求項１６） 更に、負荷に電流を供給するとき、予め、電流基準の電
流立上がりが急速なときは直流電源の電圧が高く設定さ
れ、電流基準の電流立上がりが緩やかなときは直流電源
の電圧が低く設定される。（請求項１７） 更に、閃光管等の負荷の電流が遮断された時、リアクト
ルの放電電流をダイオードを介して直流電源側へ還流さ
せ、リアクトルの誘起電圧を直流電圧にクランプして閃
光管に過大な電圧が加わらないようにすると共に、リア
クトルの蓄積エネルギーを直流電源側へ回生する。（請
求項１８）The power supply device for the load such as the flash tube of the present invention is
The output current of the chopper circuit is directly supplied to the load such as the flash tube, and the current control means controls the current so that the current reference current pattern matches the chopper output current. A desired current pattern that is hardly affected can be supplied to a load such as a flash tube. (Claim 1) Further, the ripple components of the respective output currents are controlled by the plurality of chopper circuits so as to cancel each other by the phase difference of the modulation period of the pulse width modulation control. (Claim 2) Further, control is performed so that a simmer current for keeping the flash tube in a simmering state is supplied from a part of the chopper circuit. In this case, the inductance of the reactor is large to reduce the current ripple in the range of the symmetry current or less, and the inductance of the reactor is small in the range of the main current exceeding the symmetry current to perform the fast current control. (Claims 3 and 4) Further, when supplying a current to the load, the switch element and the short-circuit switch are turned on to apply a DC voltage to the reactor,
When it rises to a predetermined current, the short-circuit switch is turned off to output the discharge current of the reactor, and the current having a fast rising waveform is output to the load. In this case, the short-circuit switch is turned off when the current flowing through the reactor matches the current reference, and the current corresponding to the rise of the current reference current is supplied to the load. Further, when supplying the current to the load, the higher-order control unit commands a short-circuit time corresponding to the current rise of the current reference from the DC voltage determined according to the current rise characteristic of the current reference and the value of the inductance of the reactor. And a current according to the rise of the current reference current is supplied to the load. (Claims 5, 6, 7) Furthermore, the overvoltage when the short-circuit switch is off is absorbed by the capacitor, and the discharge current of the capacitor when the short-circuit switch is on is limited. In addition, the charge of the capacitor is discharged while the switch element and the short-circuit switch are off,
The discharge current of the capacitor is limited when the short-circuit switch is on. (Claims 8 and 9) Furthermore, the simmer current is independently controlled and is controlled at high speed and with high accuracy. In this case, when starting the energization of the comma current,
The starting current of the flash tube is also supplied from a small-capacity capacitor to stabilize the starting. (Claims 10 and 11) Further, when starting the energization of the simmer current, the voltage of the DC power supply is raised to facilitate the start of the flash tube, and in the steady state, the DC voltage is lowered to reduce the current ripple, and switching is performed. Aim to reduce loss. (Claim 12) Further, the PWM signal output from the current control unit controls the pulse width modulation of the switch element at a constant modulation cycle, and the output current of the chopper circuit is instantaneously controlled according to the current reference. . (Claim 13) Further, even when the current reference is substantially constant, the off time of the switch element is stably detected by the gradual change of the dither signal, and stable pulse width modulation control is performed. In this case, the current reference is corrected by the correction signal, the current error caused by adding the dither signal is compensated, stable PWM control is performed, and accurate current control is performed. (Claims 14 and 15) Further, in the current control means, the switch element is subjected to pulse width modulation control by the PWM signal outputted from the comparator and having a variable modulation cycle, and instantaneous current value control is performed. (Claim 16) Further, when a current is supplied to the load, the voltage of the DC power supply is set in advance when the current reference current rises rapidly, and when the current reference current rise is gentle, the voltage of the DC power supply is preset. Is set low. (Claim 17) Furthermore, when the load current of the flash tube or the like is cut off, the discharge current of the reactor is returned to the DC power source side through the diode, and the induced voltage of the reactor is clamped to the DC voltage to the flash tube. It prevents excessive voltage from being applied and regenerates the energy stored in the reactor to the DC power supply side. (Claim 18)
【０００８】[0008]
【実施例】本発明の請求項１〜４，１２〜１７に対応す
る実施例を図１に示す。図１において、22は交流電源20
から交流リアクトル21を介して入力される交流電圧を直
流電圧に変換するダイオードブリッジ、23はダイオード
ブリッジ22の直流出力側をオン・オフして短絡するスイ
ッチ素子(IGBT)、24はダイオード、26はコンデンサで、
これらにより昇圧チョッパ回路が構成される。スイッチ
素子23がオンしたときに交流リアクトル21にエネルギー
が蓄積され、スイッチ素子23がオフしたときに交流リア
クトル21に蓄積されたエネルギーが放電電流としてダイ
オード24を介してコンデンサ26に流れ、コンデンサ26の
充電電圧が所望の値に制御される。FIG. 1 shows an embodiment corresponding to claims 1 to 4 and 12 to 17 of the present invention. In FIG. 1, 22 is an AC power source 20.
Diode bridge that converts the AC voltage input from the AC reactor 21 to a DC voltage, 23 is a switch element (IGBT) that turns on and off the DC output side of the diode bridge 22, and 24 is a diode. With a capacitor,
These constitute a boost chopper circuit. Energy is stored in the AC reactor 21 when the switch element 23 is turned on, and energy stored in the AC reactor 21 when the switch element 23 is turned off flows to the capacitor 26 via the diode 24 as a discharge current, and The charging voltage is controlled to the desired value.
【０００９】2A,2B は電流制御を行うためのスイッチ素
子(IGBT)、3A,3B は直流電流を平滑するためのリアクト
ル、4A,4B はダイオードであり、これらにより電流制御
形のチョッパ回路がそれぞれ構成され、並列接続され
る。各スイッチ素子2A,2B がオンすると、コンデンサ26
の充電電圧がリアクトル3A,3B を介して閃光管7 に印加
され閃光管7 に電流が供給される。また、各スイッチ素
子2A,2B がオフすると、リアクトル3A,3B の放電電流が
ダイオード4A,4B を介して還流し、閃光管7 には平滑さ
れた直流電流が供給される。2A and 2B are switching elements (IGBT) for controlling the current, 3A and 3B are reactors for smoothing the DC current, and 4A and 4B are diodes. Configured and connected in parallel. When each switch element 2A, 2B is turned on, the capacitor 26
The charging voltage of is applied to the flash tube 7 via the reactors 3A and 3B, and a current is supplied to the flash tube 7. When the switch elements 2A and 2B are turned off, the discharge currents of the reactors 3A and 3B flow back through the diodes 4A and 4B, and the flash tube 7 is supplied with a smoothed DC current.
【００１０】28は閃光管7 をシンマリング（simmering)
状態に保つためのシンマ電流を供給するシンマ電流回
路、10は閃光管7 の放電を開始させるトリガー回路で、
コンデンサ26の充電電圧を電源として閃光管7 にシンマ
電流を供給する。28 is a simmering of the flash tube 7.
A sine current circuit that supplies a sine current to maintain the state, 10 is a trigger circuit that starts the discharge of the flash tube 7,
The charging voltage of the capacitor 26 is used as a power source to supply a symmer current to the flash tube 7.
【００１１】31は電圧制御部で、電圧基準発生部30から
与えられる電圧基準Ｖd*と電圧検出器27を介して検出さ
れるコンデンサ26の充電電圧Ｖd とを比較し、その電圧
偏差を減少させるように電圧制御信号を出力する。32は
乗算器で、電圧制御信号と電圧検出器40を介して検出さ
れる交流電圧（全波整流波形）とを乗算して電流基準Ｉ
d*を出力する。33は電流制御部で、電流基準Ｉd*と電流
検出器25を介して検出されるダイオードブリッジ22の出
力電流Ｉd とを比較して電流制御信号を出力し、ＰＷＭ
回路34でパルス幅変調されたＰＷＭ信号に変換し、スイ
ッチ素子23をオン・オフ制御する。これにより、交流電
源20から流入する電流を正弦波に近付けて高力率（ほぼ
力率１）に制御すると同時にコンデンサ26の電圧を電圧
基準Ｖd*に一致するように制御する。A voltage control unit 31 compares the voltage reference Vd * given from the voltage reference generation unit 30 with the charging voltage Vd of the capacitor 26 detected by the voltage detector 27 to reduce the voltage deviation. To output the voltage control signal. Reference numeral 32 denotes a multiplier, which multiplies the voltage control signal and the AC voltage (full-wave rectified waveform) detected through the voltage detector 40 to obtain a current reference I
Output d *. A current control unit 33 compares the current reference Id * with the output current Id of the diode bridge 22 detected through the current detector 25, outputs a current control signal, and outputs the PWM signal.
The circuit 34 converts the pulse width-modulated PWM signal into ON / OFF control of the switch element 23. As a result, the current flowing from the AC power supply 20 is approximated to a sine wave to control a high power factor (approximately a power factor of 1), and at the same time, the voltage of the capacitor 26 is controlled to match the voltage reference Vd *.
【００１２】35は電流基準発生部で、起動信号SAが入力
されると予め設定された所定の電流パターンの電流基準
Ｉ* を出力する。36A,36B は比較器で、電流基準Ｉ* と
電流検出器29A,29B で検出されるチョッパ回路の出力電
流Ｉ1 、Ｉ2 とをそれぞれ比較してリセット信号を出力
する。39A,39B はフリップフロップ回路で、発振回路37
から出力される一定周波数のクロックパルスRA,RB によ
りセットされ比較器36A,36B から出力されるリセット信
号によりリセットされ、パルス幅変調されたＰＷＭ信号
を出力し、駆動回路15A,15B を介してスイッチ素子2A,2
B をそれぞれオン・オフ制御する。38A,38B はディザ回
路で、クロックパルスRAに同期した鋸歯状波のディザ信
号DA,DB を出力し、それぞれ比較器36A,36B に入力す
る。A current reference generator 35 outputs a current reference I * having a preset predetermined current pattern when the activation signal SA is input. Reference numerals 36A and 36B denote comparators which compare the current reference I * with the output currents I1 and I2 of the chopper circuit detected by the current detectors 29A and 29B, and output a reset signal. 39A and 39B are flip-flop circuits, and an oscillator circuit 37
It is set by the clock pulse RA, RB of constant frequency output from and reset by the reset signal output from the comparator 36A, 36B, and outputs the PWM signal which is pulse width modulated, and is switched via the drive circuit 15A, 15B. Element 2A, 2
Control B on and off respectively. 38A and 38B are dither circuits, which output sawtooth wave dither signals DA and DB synchronized with the clock pulse RA and input to the comparators 36A and 36B, respectively.
【００１３】上記構成において、閃光管 7には２組の電
流制御形チョッパ回路から出力される電流Ｉ1 、Ｉ2 が
加算された電流が供給され、リップルの少ない電流を供
給することができる。即ち、時刻ｔ1 において起動信号
が入力されると、図２(a) に示すように、電流基準発生
部35から所定のパターンの電流基準Ｉ* が出力され、同
時に駆動回路15A,15B が動作状態となる。そして、発振
回路37から出力されるクロックパルスRA,RB によりフリ
ップフロップ回路39A,39B がセットされると、オンのＰ
ＷＭ信号が出力され、それぞれスイッチ素子2A,2B が導
通状態となりリアクトル3A,3B を介して電流Ｉ1 、Ｉ2
が増加し、閃光管 7にはその合成電流Ｉ1 ＋Ｉ2 が供給
される。また、電流Ｉ1 、Ｉ2 が増加して電流基準Ｉ*
を越えると比較器36A,36B からリセット信号が出力され
フリップフロップ回路39A,39B はリセットされてオフの
ＰＷＭ信号を出力し、それぞれスイッチ素子2A,2B を非
導通状態とする。スイッチ素子2A,2B が非導通状態にな
ると、リアクトル3A,3B の電流Ｉ1 、Ｉ2 は閃光管 7と
ダイオード4A,4B を介して還流し次第に減衰する。この
動作がクロックパルスの周期毎に高速に行われ、閃光管
7には電流基準Ｉ*のパターンに対応した平滑されたリ
ップルの少ない直流電流Ｉ1 ＋Ｉ2 が供給される。（請
求項１，１３） また、発振回路37から出力されるクロックパルスRA,RB
に位相差を持たせてフリップフロップ回路39A,39B を交
互にセットするように動作させることにより、更にリッ
プルの少ない電流を閃光管 7に供給することができる。
図２(b) はクロックパルスRA,RB にほぼ１８０°の位相
差を持たせた場合の一部の期間を詳細に示したもので、
電流Ｉ1 のリップル成分ΔＩ1 が増加する期間に電流Ｉ
2 のリップル成分ΔＩ2 が減少し、ΔＩ1 が減少してい
る期間にΔＩ2 は増加する。従って、ΔＩ1 とΔＩ2 は
互いに打消しあってリップル成分の少ない電流となる。
コンデンサ26の電圧を負荷7 の端子電圧の２倍に選ぶ
と、スイッチ素子2A,2B のオンとオフの期間が等しい
（変調率＝０．５の）場合、互いの電流の増加方向と減
少方向の電流変化率がほぼ等しくなり互いに相殺し合っ
て、殆どリップルの無い理想的な電流波形となる。（請
求項２） 電流基準Ｉ* の変化率が小さい状態では、図３(a) に示
すように、電流基準Ｉ* とチョッパ回路の出力電流Ｉ1
、Ｉ2 との偏差が小さくなりゼロに近い状態になるの
で、比較器36A,36B はノイズ等でリセット時点が影響を
受け、ΔＩ1 とΔＩ2 の電流波形にバラツキが発生する
場合がある。このような場合、前述した相殺作用が失わ
れ、電流のリップル成分が増加する。ディザ回路38A,38
B は、このような場合でも比較器36A,36B に安定したリ
セット動作を行わせるために設けている。即ち、ディザ
回路38A,38B から出力されるディザ信号DA,DB は、図３
(a)に示すように、クロックパルスRA,RB の周期に同期
して漸減する鋸歯状波の信号であり、その大きさ（振
幅）は電流基準Ｉ* の最大値に比べて僅かな値のもので
ある。図３(a) はクロックパルスRA,RB に１８０°の位
相差を持たせた場合を示している。このディザ信号DA,D
B が比較器36A,36B の入力に加算され、電流基準Ｉ* と
チョッパ回路の出力電流との偏差が小さい場合でも安定
したリセット動作が行われる。なお、ディザ信号を漸増
する鋸歯状波の信号として入力から減じるように加えて
も同様の効果を得ることができる。（請求項１４） ディザ信号を加えることはパルス幅変調制御を安定化す
るには有利であるが、ディザ信号に直流成分が含まれる
と、電流基準とチョッパ回路の出力電流との間に偏差を
生じさせるので、精度の高い電流制御が要求されるとき
にはこの誤差を補正する必要がある。In the above structure, the flash tube 7 is supplied with the current obtained by adding the currents I1 and I2 output from the two sets of the current control type chopper circuits, so that the current with less ripple can be supplied. That is, when the activation signal is input at time t1, as shown in FIG. 2 (a), the current reference generator 35 outputs the current reference I * in a predetermined pattern, and at the same time, the drive circuits 15A and 15B are in the operating state. Becomes When the flip-flop circuits 39A and 39B are set by the clock pulses RA and RB output from the oscillator circuit 37, the P
A WM signal is output, the switching elements 2A and 2B are turned on, and currents I1 and I2 are passed through the reactors 3A and 3B.
And the resultant current I1 + I2 is supplied to the flash tube 7. In addition, the currents I1 and I2 increase and the current reference I *
When it exceeds, the reset signal is output from the comparators 36A and 36B, the flip-flop circuits 39A and 39B are reset, and the PWM signals of OFF are output, and the switch elements 2A and 2B are made non-conductive. When the switch elements 2A and 2B are turned off, the currents I1 and I2 of the reactors 3A and 3B flow back through the flash tube 7 and the diodes 4A and 4B and are gradually attenuated. This operation is performed at high speed in every cycle of the clock pulse, and the flash tube
The DC current I1 + I2, which is smoothed and has a small ripple, corresponding to the pattern of the current reference I * is supplied to 7. (Claims 1 and 13) Further, the clock pulses RA and RB output from the oscillation circuit 37.
By causing the flip-flop circuits 39A and 39B to be alternately set by giving a phase difference to each other, a current with a smaller ripple can be supplied to the flash tube 7.
FIG. 2 (b) shows in detail a part of the period when the clock pulses RA and RB have a phase difference of approximately 180 °.
During the period when the ripple component ΔI1 of the current I1 increases, the current I
The ripple component .DELTA.I2 of 2 decreases and .DELTA.I2 increases while .DELTA.I1 is decreasing. Therefore, ΔI1 and ΔI2 cancel each other out, resulting in a current with a small ripple component.
When the voltage of the capacitor 26 is selected to be twice the terminal voltage of the load 7, if the ON and OFF periods of the switch elements 2A and 2B are equal (modulation rate = 0.5), the direction of increase and decrease of the mutual currents The current change rates of are almost equal and cancel each other out, resulting in an ideal current waveform with almost no ripple. (Claim 2) When the rate of change of the current reference I * is small, as shown in FIG. 3 (a), the current reference I * and the output current I1 of the chopper circuit are
, I2 becomes smaller and close to zero, the comparators 36A, 36B may be affected by noise or the like at the time of resetting, and variations may occur in the current waveforms of ΔI1 and ΔI2. In such a case, the canceling effect described above is lost, and the ripple component of the current increases. Dither circuit 38A, 38
B is provided to allow the comparators 36A and 36B to perform a stable reset operation even in such a case. That is, the dither signals DA and DB output from the dither circuits 38A and 38B are as shown in FIG.
As shown in (a), the signal is a sawtooth wave signal that gradually decreases in synchronization with the cycle of the clock pulses RA and RB, and its magnitude (amplitude) is smaller than the maximum value of the current reference I * . It is a thing. FIG. 3A shows a case where the clock pulses RA and RB have a phase difference of 180 °. This dither signal DA, D
B is added to the inputs of the comparators 36A and 36B, and a stable reset operation is performed even when the deviation between the current reference I * and the output current of the chopper circuit is small. Note that the same effect can be obtained by adding the dither signal as a gradually increasing sawtooth wave signal so as to be subtracted from the input. (Claim 14) The addition of the dither signal is advantageous for stabilizing the pulse width modulation control, but if the dither signal contains a DC component, a deviation is generated between the current reference and the output current of the chopper circuit. Since this causes the error, it is necessary to correct this error when accurate current control is required.
【００１４】図３(b) は、漸増する鋸歯状波のディザ信
号DA1 をチョッパ回路の出力電流Ｉ1 に加えた場合に生
じる電流基準Ｉ* とチョッパ回路の出力電流Ｉ1 との電
流誤差ΔＩ1 を示したもので、この場合、Ｉ* とＩ1 ＋
DA1 が一致した時点でリセット信号が出力され、電流誤
差ΔＩ1 は、パルス幅変調によるスイッチ素子のオン期
間Ｔ1 と変調周期Ｔ2 との比率Ｔ1/Ｔ2 （＝変調率Ｍ）
とディザ信号DA1 の振幅ΔDA1 に比例し、ΔＩ1 ＝Ｍ＊
ΔDA1 として求められる。従って、変調率Ｍとディザ信
号DA1 の振幅ΔDA1 から電流補正値ΔＩ1 を求め電流基
準Ｉ* に加えることにより電流誤差を補償することがで
き、高精度で安定した電流制御を行うことができる。
（請求項１５） 本実施例によれば、高精度で安定した電流制御を行うこ
とができ、電流制御のチョッパ回路に大きな容量のフィ
ルタ用コンデンサを必要とせず、Ｌ、Ｃによる振動が発
生しないので逆流阻止用のダイオードを省略してもシン
マ電流を安定に流すことができ、小形で経済的な電力供
給装置とすることができる。FIG. 3 (b) shows a current error ΔI1 between the current reference I * and the output current I1 of the chopper circuit, which occurs when the gradually increasing sawtooth wave dither signal DA1 is added to the output current I1 of the chopper circuit. , In this case I * and I1 +
A reset signal is output when DA1 coincides, and the current error ΔI1 is the ratio T1 / T2 (= modulation rate M) of the ON period T1 of the switch element by pulse width modulation and the modulation period T2.
Is proportional to the amplitude ΔDA1 of the dither signal DA1 and ΔI1 = M *
Calculated as ΔDA1. Therefore, the current error can be compensated by obtaining the current correction value ΔI1 from the modulation factor M and the amplitude ΔDA1 of the dither signal DA1 and adding it to the current reference I * , and stable current control can be performed with high accuracy.
(Claim 15) According to the present embodiment, it is possible to perform current control with high accuracy and stability, a chopper circuit for current control does not require a large-capacity filter capacitor, and vibrations due to L and C do not occur. Therefore, even if the diode for blocking the reverse current is omitted, the simmer current can be stably supplied, and the power supply device can be small and economical.
【００１５】また、いずれかのチョッパ回路に常時シン
マ電流基準を加え、その駆動回路を常時動作状態とする
ことによりシンマ電流回路28を省略することができる。
この場合、シンマ電流が主電流に比較してかなり小さい
ので、シンマ電流に対するリップル電流の比率が大きく
なる。シンマ電流のリップルを小さくするため、シンマ
電流を供給するチョッパ回路のリアクトルのインダクタ
ンスがシンマ電流の範囲では大きな値となり、シンマ電
流の範囲を越える主電流の範囲では他のチョッパ回路の
リアクトルのインダクタンスと等しい値となる飽和特性
を有するリアクトルとする。これにより、リップルの少
ないシンマ電流を安定して供給すると共に応答の速い主
電流の制御を行うことができる。（請求項３，４） 本発明の請求項５〜９，１２〜１８に対応する実施例を
図４に示す。Further, the simmer current circuit 28 can be omitted by constantly applying a simmer current reference to any one of the chopper circuits and keeping the drive circuit of the chopper circuit always in the operating state.
In this case, since the simmer current is considerably smaller than the main current, the ratio of the ripple current to the simmer current becomes large. In order to reduce the ripple of the sima current, the inductor of the chopper circuit that supplies the sima current has a large value in the range of the sima current, and in the range of the main current that exceeds the range of the sima current, the inductance of the reactors of other chopper circuits is It is assumed that the reactor has a saturation characteristic with the same value. As a result, it is possible to stably supply the simmer current with less ripple and control the main current having a fast response. (Claims 3 and 4) An embodiment corresponding to claims 5 to 9 and 12 to 18 of the present invention is shown in FIG.
【００１６】図４において、44はチョッパ回路の直流出
力側を短絡する短絡スイッチ、46は短絡スイッチ44がオ
フするときに生じる過電圧を抑制するための小容量のコ
ンデンサ、48はコンデンサ46の電荷を放電するための抵
抗、47は抵抗48に直列接続された放電スイッチ、45はダ
イオード、41は起動電流を制御するための起動回路、42
は電流基準Ｉ* と電流検出器29を介して検出されるチョ
ッパ回路の出力電流Ｉを比較してその偏差を減少させる
ようにスイッチ素子2 をオン・オフ制御して出力電流を
制御する電流制御部、43,49 は短絡スイッチと放電スイ
ッチの駆動回路である。In FIG. 4, 44 is a short-circuit switch for short-circuiting the DC output side of the chopper circuit, 46 is a small-capacity capacitor for suppressing an overvoltage generated when the short-circuit switch 44 is off, and 48 is a charge of the capacitor 46. A resistor for discharging, 47 is a discharge switch connected in series with a resistor 48, 45 is a diode, 41 is a starting circuit for controlling the starting current, 42
Is a current control for controlling the output current by comparing the current reference I * with the output current I of the chopper circuit detected through the current detector 29 and controlling the switching element 2 to turn on / off so as to reduce the deviation. Parts 43 and 49 are drive circuits for the short circuit switch and the discharge switch.
【００１７】上記構成において、時刻ｔ1 で起動信号SA
が入力されると、起動回路41を介して起動信号が電流基
準発生部35へ伝達され、図４(b) に示すように、所定の
パターンの電流基準Ｉ* が出力される。また、起動回路
41は同時に短絡信号BPを出力し駆動回路43を介して短絡
スイッチ44をオンさせる。これによりコンデンサ26の電
圧が全てリアクトル3 に印加され、リアクトル3 に流れ
る電流は時刻ｔ1 から短絡スイッチ44を介してバイパス
電流Ｉb として流れ始め、コンデンサ26の電圧とリアク
トル3 のインダクタンスで決まる電流変化率で急速に増
大する。そして、リアクトル3 に流れる電流が時刻ｔ2
で電流基準Ｉ* に達すると、電流制御部42の内部に備え
られた比較器により短絡解除信号OFが出力されて短絡ス
イッチ44をオフにさせ、リアクトル3 に流れる電流は時
刻ｔ2 からチョッパ回路の出力電流Ｉとして、ダイオー
ド6 を介して閃光管7 に供給される。従って、極めて速
い立上がり波形の電流を閃光管7 に供給することができ
る。（請求項５，６） また、起動信号が入力されないとき或いは電流基準Ｉ*
がゼロかゼロに近い値のとき、放電スイッチ47をオンさ
せて、コンデンサ46の電荷を抵抗48を介して放電させ
る。これにより、短絡スイッチ44がオンしたときにコン
デンサ46の放電電流を抑制することができる。コンデン
サ46は短絡スイッチ44がオフしたとき、過渡的に生じる
過電圧を抑制するスナバー回路として動作すると同時に
出力電流のリップルを抑制するフィルタとして動作す
る。なお、過電圧が許容電圧以下の場合、コンデンサ46
を省略し、スイッチ素子47と抵抗48も不要であるいこと
は説明するまでもない。また、放電電流を阻止するダイ
オードと抵抗を並列接続した回路をコンデンサ46と直列
に接続し、放電スイッチ47を省略することもできる。負
荷がレーザ管のような場合は通電デューティが少ないの
で抵抗48を常時接続しても消費電力に及ぼす影響は殆ど
無視することができる。（請求項８，９） また、短絡スイッチ44をオン・オフさせる信号を上位制
御部から与えるようにして、起動時に上位制御部から電
流パターンに応じた電流立上がりに必要な短絡時間を計
算して指令を与え、短絡スイッチ44をオン・オフさせる
ようにすることもできる。（請求項７） また、何らかの原因により、閃光管7 に流れている電流
が遮断されたとき、リアクトル3 に蓄積されたエネルギ
ーがダイオード6 と45を介してコンデンサ26に回生さ
れ、過電圧の発生を抑制する。このエネルギー回生回路
は、他の実施例の回路にも適用することができる。（請
求項１８） 本発明の請求項１０〜１１に対応する実施例を図５に示
す。In the above structure, the start signal SA is generated at time t1.
Is input, the start signal is transmitted to the current reference generator 35 via the start circuit 41, and the current reference I * having a predetermined pattern is output, as shown in FIG. 4 (b). Also the starting circuit
41 outputs the short circuit signal BP at the same time and turns on the short circuit switch 44 via the drive circuit 43. As a result, all the voltage of the capacitor 26 is applied to the reactor 3, and the current flowing in the reactor 3 starts to flow as the bypass current Ib via the short-circuit switch 44 from the time t1, and the current change rate determined by the voltage of the capacitor 26 and the inductance of the reactor 3. Increase rapidly at. Then, the current flowing through the reactor 3 is time t2.
When the current reference I * is reached at, the comparator provided inside the current control unit 42 outputs the short-circuit release signal OF to turn off the short-circuit switch 44, and the current flowing through the reactor 3 starts from the time t2. The output current I is supplied to the flash tube 7 via the diode 6. Therefore, a current with an extremely fast rising waveform can be supplied to the flash tube 7. (Claims 5 and 6) Also, when the start signal is not input or the current reference I *
Is zero or a value close to zero, the discharge switch 47 is turned on to discharge the electric charge of the capacitor 46 through the resistor 48. Thereby, the discharge current of the capacitor 46 can be suppressed when the short-circuit switch 44 is turned on. When the short-circuit switch 44 is turned off, the capacitor 46 operates as a snubber circuit that suppresses transient overvoltage, and at the same time operates as a filter that suppresses ripple of output current. If the overvoltage is less than the allowable voltage, the capacitor 46
Needless to say, the switch element 47 and the resistor 48 are not necessary. Further, a circuit in which a diode that blocks a discharge current and a resistor are connected in parallel is connected in series with the capacitor 46, and the discharge switch 47 can be omitted. When the load is a laser tube, the energization duty is small, and even if the resistor 48 is always connected, the influence on the power consumption can be almost ignored. (Claims 8 and 9) Further, a signal for turning on / off the short-circuit switch 44 is given from the upper control unit, and the short-circuit time required for current rise according to the current pattern is calculated from the upper control unit at startup. It is also possible to give a command to turn on / off the short-circuit switch 44. (Claim 7) Further, when the current flowing in the flash tube 7 is cut off for some reason, the energy accumulated in the reactor 3 is regenerated to the capacitor 26 via the diodes 6 and 45 to prevent the occurrence of overvoltage. Suppress. This energy recovery circuit can be applied to the circuits of other embodiments. (Claim 18) An embodiment corresponding to claims 10 to 11 of the present invention is shown in FIG.
【００１８】この実施例は、シンマ電流の通電を開始す
る場合、閃光管7 によっては高い電圧を必要とする場合
があり、このような場合に対処できる構成としたもので
ある。In this embodiment, a high voltage may be required depending on the flash tube 7 when the energization of the simmer current is started, and such a case can be dealt with.
【００１９】図５において、シンマ電流回路28は、スイ
ッチ素子281 、ダイオード283 、リアクトル282 から成
るチョッパ回路と、電流検出器284 を介して検出される
シンマ電流を一定に制御する定電流制御回路285 で構成
される。レベル検出器50はシンマ電流が流れたとき、検
出信号SRを出力するものである。電圧基準回路30は指令
に応じて種々の値の電圧基準Ｖd*を出力する。直流電源
回路61は交流電源20から可変電圧の直流電圧を得てコン
デンサ26の電圧Ｖd を制御する。電圧制御部62は基準電
圧Ｖd*と電圧検出器27を介して検出される直流電圧Ｖd
とを比較し、直流電源回路61を制御してＶd をＶd*に一
致させる。In FIG. 5, a symmetry current circuit 28 is a chopper circuit composed of a switch element 281, a diode 283, and a reactor 282, and a constant current control circuit 285 for constantly controlling the symmetry current detected by a current detector 284. Composed of. The level detector 50 outputs a detection signal SR when a sympath current flows. The voltage reference circuit 30 outputs various values of the voltage reference Vd * according to the command. The DC power supply circuit 61 obtains a variable DC voltage from the AC power supply 20 and controls the voltage Vd of the capacitor 26. The voltage controller 62 controls the reference voltage Vd * and the DC voltage Vd detected via the voltage detector 27.
Are compared with each other, and the DC power supply circuit 61 is controlled to make Vd equal to Vd *.
【００２０】上記構成において、閃光管7 にシンマ電流
の通電を開始するとき、電圧基準回路30は高い値の電圧
基準Ｖd*を出力し、電圧制御部62は直流電源回路61を制
御してコンデンサ26の電圧Ｖd を高い値にする。これに
より、シンマ電流回路28から出力される電流により閃光
管7 に高い電圧が印加され、トリガー回路10の作用によ
り放電が開始され、シンマ電流が流れ始める。シンマ電
流が流れるとレベル検出器50から検出信号SRが出力さ
れ、電圧基準回路30は基準電圧Ｖd*を通常の設定電圧に
する。従って、高い電圧を必要とする閃光管7 の場合で
も、容易にシンマ電流の通電を開始させることができ
る。なお、トリガー回路10を動作させ閃光管7 の放電を
開始させる場合、リアクトル282 の作用により放電初期
の電流の立上がりが制限され安定な起動ができないこと
があるので、ダイオード52を介してコンデンサ51の電圧
を高い電圧に充電し、起動時の放電電流を抵抗53を介し
てコンデンサ51からも供給することにより安定した起動
を行わせることができる。In the above structure, when the energization of the sympathetic current to the flash tube 7 is started, the voltage reference circuit 30 outputs the voltage reference Vd * having a high value, and the voltage control unit 62 controls the DC power supply circuit 61 and the capacitor. The voltage Vd of 26 is set to a high value. As a result, a high voltage is applied to the flash tube 7 by the current output from the simmer current circuit 28, the discharge is started by the action of the trigger circuit 10, and the simmer current begins to flow. When the simmer current flows, the level detector 50 outputs the detection signal SR, and the voltage reference circuit 30 sets the reference voltage Vd * to the normal set voltage. Therefore, even in the case of the flash tube 7 which requires a high voltage, it is possible to easily start the energization of the simmer current. When the trigger circuit 10 is operated and the discharge of the flash tube 7 is started, the rise of the current at the initial stage of discharge may be limited by the action of the reactor 282, and stable startup may not be possible, so stable operation of the capacitor 51 via the diode 52 may occur. By charging the voltage to a high voltage and supplying the discharge current at the time of startup from the capacitor 51 via the resistor 53, stable startup can be performed.
【００２１】なお、この実施例は、複数のチョッパ回路
を備え、いずれか一部のチョッパ回路からシンマ電流を
供給する構成とした場合にも適用することができる。
（請求項１０〜１２） また、電圧基準回路30から出力する基準電圧Ｖd*を電圧
指令Ｖdxにより可変にすることにより、立上がりの速い
パターンの電流基準Ｉ* を与えるときは基準電圧Ｖd*を
高くしてチョッパ回路の出力電流の立上がりの遅れを少
なくし、立上がりの緩やかなパターンの電流基準Ｉ* を
与えるときは基準電圧Ｖd*を低くしてチョッパ回路の出
力電流のリップル成分を少なくすることができる。（請
求項１７）This embodiment can also be applied to a case in which a plurality of chopper circuits are provided and a comma current is supplied from any one of the chopper circuits.
(Claims 10 to 12) When the reference voltage Vd * output from the voltage reference circuit 30 is made variable by the voltage command Vdx, the reference voltage Vd * is increased when the current reference I * having a fast rising pattern is given. Then, the delay in the rise of the output current of the chopper circuit can be reduced, and when the current reference I * having a gradual rise pattern is applied, the reference voltage Vd * can be lowered to reduce the ripple component of the output current of the chopper circuit. it can. (Claim 17)
【００２２】[0022]
【発明の効果】本発明によれば、電流制御形のチョッパ
回路を用いて電流を供給するので、電源側の電圧変動の
影響を受けることなく、閃光管等の負荷の特性変化に無
関係に所定のパターンの直流電流を供給することがで
き、また、複数のチョッパ回路のパルス幅変調制御の変
調周期に位相差を設けることにより、リップルの少ない
直流電流を高精度でしかも安定して供給することがで
き、また、電流基準の立上がり特性に応じて、直流電源
の電圧と短絡スイッチのオン時間を制御することができ
るので、電流基準のパターンに応じた立上がりの電流を
供給することができ、また、シンマ電流を安定に保つこ
とができる閃光管等の負荷への電力供給装置を提供する
ことができる。According to the present invention, the current is supplied by using the current control type chopper circuit, so that the current can be determined without being affected by the voltage fluctuation on the power supply side regardless of the characteristic change of the load such as the flash tube. It is possible to supply a DC current with a pattern, and by providing a phase difference in the modulation cycle of the pulse width modulation control of multiple chopper circuits, it is possible to supply a DC current with less ripples with high accuracy and stability. In addition, since the voltage of the DC power supply and the on-time of the short-circuit switch can be controlled according to the rising characteristic of the current reference, it is possible to supply the rising current according to the current reference pattern. Thus, it is possible to provide a power supply device for a load such as a flash tube, which can keep the simmer current stable.
【図１】本発明の請求項１〜４，１２〜１７に対応する
実施例の構成図。FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment corresponding to claims 1 to 4 and 12 to 17 of the present invention.
【図２】上記実施例の動作を説明するための波形図。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the above embodiment.
【図３】上記実施例の動作を説明するための波形図。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the above embodiment.
【図４】本発明の請求項５〜９，１２〜１８に対応する
実施例を示す図で、(a)はその構成図、(b) はその動作
を説明するための波形図。FIG. 4 is a diagram showing an embodiment corresponding to claims 5 to 9 and 12 to 18 of the present invention, in which (a) is a configuration diagram thereof and (b) is a waveform diagram for explaining the operation thereof.
【図５】本発明の請求項１０〜１１に対応する実施例の
構成図。FIG. 5 is a configuration diagram of an embodiment corresponding to claims 10 to 11 of the present invention.
【図６】従来装置を示す図で、(a) はその構成図、(b)
はその動作を説明するための波形図。6A and 6B are views showing a conventional device, in which FIG.
Is a waveform diagram for explaining the operation.
2,2A,2B,23 …スイッチ素子(IGBT) 3,3A,3B…リア
クトル 4,4A,4B,6,24,45,52 …ダイオード 7…閃光管 10…トリガー回路 15,15A,15B…駆
動回路 20…交流電源 21…交流リアク
トル 22…ダイオードブリッジ 25,29,29A,29B
…電流検出器 26…コンデンサ 27…電圧検出器 28…シンマ電流回路 30…電圧基準回
路 31…電圧制御部 32…乗算器 33…電流制御部 34…ＰＷＭ回路 35…電流基準回路 36A,36B …比較
器 37…発振回路 38A,38B …ディ
ザ回路 39A,39B …フリップフロップ回路 40…電圧検出器
（全波波形） 41…起動回路 42…電流制御回
路 43,49 …駆動回路 44…短絡スイッ
チ 46,51 …コンデンサ（小容量） 47…放電スイッ
チ 48,53 …抵抗 50…レベル検出
器 61…直流電源回路 62…電圧制御部2,2A, 2B, 23… Switch element (IGBT) 3,3A, 3B… Reactor 4,4A, 4B, 6,24,45,52… Diode 7… Flash tube 10… Trigger circuit 15,15A, 15B… Drive Circuit 20 ... AC power supply 21 ... AC reactor 22 ... Diode bridge 25,29,29A, 29B
Current detector 26 Capacitor 27 Voltage detector 28 Shimmer current circuit 30 Voltage reference circuit 31 Voltage control unit 32 Multiplier 33 Current control unit 34 PWM circuit 35 Current reference circuit 36A, 36B 37 ... Oscillation circuit 38A, 38B ... Dither circuit 39A, 39B ... Flip-flop circuit 40 ... Voltage detector (full-wave waveform) 41 ... Startup circuit 42 ... Current control circuit 43, 49 ... Drive circuit 44 ... Short circuit switch 46, 51 … Capacitor (small capacity) 47… Discharge switch 48, 53… Resistor 50… Level detector 61… DC power supply circuit 62… Voltage control unit
Claims (18)
直流電源を備え、一端が前記直流電源の他端に接続され
他端が前記負荷の他端に接続されるスイッチ素子とリア
クトルの直列回路と、一端が前記スイッチ素子とリアク
トルの直列接続点に接続され他端が前記負荷の一端に接
続されるダイオードから成るチョッパ回路と、電流基準
と前記チョッパ回路の出力電流検出値とを比較して前記
スイッチ素子をオン・オフ制御し、前記チョッパ回路の
出力電流を所望の電流パターンとなるようにパルス幅変
調制御する電流制御手段とを備えたことを特徴とする電
力供給装置。1. A switch element and a reactor, one end of which is provided with a DC power supply connected to one end of a load such as a flash tube, one end of which is connected to the other end of the DC power supply and whose other end is connected to the other end of the load. A series circuit of, a chopper circuit composed of a diode, one end of which is connected to the series connection point of the switch element and the reactor and the other end of which is connected to one end of the load, and a current reference and an output current detection value of the chopper circuit. On the other hand, a power supply device is provided, comprising: current control means for performing on / off control of the switch element and performing pulse width modulation control so that the output current of the chopper circuit has a desired current pattern.
前記チョッパ回路を複数個並列に接続してその合成電流
を前記負荷に供給し、前記電流制御手段を複数個設けて
各電流制御手段のパルス幅変調制御の変調周期の間に、
各チョッパ回路の出力電流のリップル成分が互いに相殺
するように位相差を設け、リップルの少ない電流を負荷
に供給することを特徴とする電力供給装置。2. The power supply device according to claim 1,
A plurality of the chopper circuits are connected in parallel to supply the combined current to the load, a plurality of the current control means are provided, and during the modulation period of the pulse width modulation control of each current control means,
A power supply device characterized by providing a phase difference so that the ripple components of the output current of each chopper circuit cancel each other out, and supplying a current with a small ripple to a load.
少なくとも一部のチョッパ回路に前記負荷をシンマリン
グ状態に保つシンマ電流を通電することを特徴とする電
力供給装置。3. The power supply device according to claim 2, wherein
A power supply device, wherein at least a part of a chopper circuit is supplied with a symmer current for keeping the load in a symmerized state.
前記シンマ電流を通電するチョッパ回路のリアクトル
は、前記シンマ電流の範囲ではインダクタンスが大きく
作用し、前記シンマ電流を越える範囲ではインダクタン
スが小さく作用する飽和特性を有するリアクトルとする
ことを特徴とする電力供給装置。4. The power supply device according to claim 3,
The reactor of the chopper circuit for supplying the simmer current is a reactor having a saturation characteristic in which the inductance has a large effect in the range of the sine current and the inductance has a small effect in the range of exceeding the sine current. apparatus.
電力供給装置において、前記チョッパ回路の出力側を短
絡する短絡スイッチと、前記スイッチ素子と短絡スイッ
チをオンさせ前記リアクトルに流れる電流が所定の電流
に達したとき前記短絡スイッチをオフさせる起動電流制
御手段を備え、立上がりの速い電流を負荷に供給するこ
とを特徴とする電力供給装置。5. The power supply device according to claim 1, wherein a short-circuit switch that short-circuits the output side of the chopper circuit, and a current that flows in the reactor by turning on the switch element and the short-circuit switch. Is provided with a start-up current control means for turning off the short-circuiting switch when the current reaches a predetermined current, and supplies a current with a fast rise to a load.
前記起動電流制御手段は、負荷に電流の供給を開始する
とき、前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせて前
記直流電源の全電圧を前記リアクトルに印加し、前記リ
アクトルに流れる電流が前記電流基準に一致した時点で
前記短絡スイッチをオフさせる比較手段を備え、電流基
準の電流の立上がりに応じた電流を負荷に供給すること
を特徴とする電力供給装置。6. The power supply device according to claim 5,
The starting current control means, when starting to supply the current to the load, turns on the switch element and the short-circuit switch to apply the entire voltage of the DC power supply to the reactor, and the current flowing in the reactor is based on the current reference. A power supply device comprising a comparison means for turning off the short-circuiting switch at the time of coincidence, and supplying a current according to the rise of a current reference current to a load.
前記起動電流制御手段は、上位制御部から与えられる指
令に基づいて前記スイッチ素子と短絡スイッチをオン・
オフさせる手段を備え、前記上位制御部から電流パター
ンの電流立上がりに応じた短絡時間を計算して前記指令
を与えることを特徴とする電力供給装置。7. The power supply device according to claim 5,
The start-up current control means turns on the switch element and the short-circuit switch based on a command given from the host controller.
A power supply apparatus comprising: a means for turning off, and giving the command by calculating a short-circuit time according to a current rise of a current pattern from the upper control unit.
電力供給装置において、前記短絡スイッチと並列に、コ
ンデンサと、このコンデンサの放電回路を設けたことを
特徴とする電力供給装置。8. The power supply device according to claim 5, further comprising a capacitor and a discharge circuit for the capacitor provided in parallel with the short-circuit switch.
前記放電回路は放電用抵抗と放電スイッチとの直列回路
で構成し、電流基準の値がゼロ或いはゼロに近い値のと
き、前記放電スイッチを導通させる手段を備え、短絡ス
イッチをオンさせるときコンデンサの放電電流を抑制す
ることを特徴とする電力供給装置。9. The power supply device according to claim 8, wherein
The discharge circuit is composed of a series circuit of a discharge resistor and a discharge switch, is provided with a means for conducting the discharge switch when the value of the current reference is zero or a value close to zero, and is provided with a capacitor for turning on the short-circuit switch. A power supply device characterized by suppressing a discharge current.
て、前記チョッパ回路と並列に接続されたシンマ用チョ
ッパ回路と、前記シンマ用チョッパ回路のスイッチ素子
をオン・オフしてシンマ電流を独立に制御するシンマ電
流制御手段とを備え、シンマ電流を独立して制御するこ
とを特徴とする電力供給装置。10. The power supply apparatus according to claim 1, wherein a chopper circuit for symmer connected in parallel with the chopper circuit and a switch element of the chopper circuit for the symmer are turned on / off to independently supply a symmer current. A power supply device comprising: a simmer current control means for controlling, and independently controlling the simmer current.
て、前記シンマ用チョッパ回路の出力側に小容量のコン
デンサを接続し、シンマ電流の立ち上がり電流を確保し
て起動時の動作を安定化することを特徴とする電力供給
装置。11. The power supply apparatus according to claim 10, wherein a small-capacity capacitor is connected to the output side of the chopper circuit for the simmer to secure a rising current of the simmer current and stabilize the operation at the time of startup. A power supply device characterized by the above.
載の電力供給装置において、前記直流電源は直流電圧を
可変制御する電圧制御手段を備え、シンマ電流が流れ始
めるように直流電圧を上昇させ、シンマ電流が流れた後
直流電圧を定常電圧にすることを特徴とする電力供給装
置。12. The power supply device according to claim 1, wherein the DC power supply includes voltage control means for variably controlling the DC voltage, and raises the DC voltage so that a simmer current starts to flow. The power supply device is characterized in that the direct current voltage is made to be a steady voltage after the simmer current flows.
載の電力供給装置において、前記電流制御手段は、一定
の周期で与えられるクロックパルスに同期して前記スイ
ッチ素子をオンさせると共に、前記クロックパルスの一
周期内に前記チョッパ回路の出力電流検出値が前記電流
基準に到達したとき、前記スイッチ素子をオフさせるＰ
ＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段を備え、前記チョッ
パ回路をパルス幅変調制御することを特徴とする電力供
給装置。13. The power supply device according to claim 1, wherein the current control unit turns on the switch element in synchronization with a clock pulse given at a constant cycle, and When the output current detection value of the chopper circuit reaches the current reference within one cycle of a clock pulse, the switch element is turned off P
A power supply device comprising PWM control means for outputting a WM signal, and performing pulse width modulation control on the chopper circuit.
て、前記ＰＷＭ制御手段は、前記クロックパルスの周期
に同期して漸増又は漸減するディザ信号を前記電流基準
或いは前記チョッパ回路の出力電流検出値に加算する手
段を備え、電流基準の値がほぼ一定のとき、安定したＰ
ＷＭ信号を出力して安定した電流制御を行うことを特徴
とする電力供給装置。14. The power supply device according to claim 13, wherein the PWM control means outputs a dither signal that gradually increases or decreases in synchronization with a cycle of the clock pulse, to the output current detection value of the current reference or the chopper circuit. And a means for adding to the stable P value when the current reference value is almost constant.
A power supply device that outputs a WM signal to perform stable current control.
て、前記ＰＷＭ制御手段は、前記ＰＷＭ信号の変調率と
前記ディザ信号の振幅から補正信号を求めて前記電流基
準に加える手段を備え、ディザ信号による電流誤差を補
償することを特徴とする電力供給装置。15. The power supply device according to claim 14, wherein the PWM control means includes means for obtaining a correction signal from the modulation rate of the PWM signal and the amplitude of the dither signal and adding the correction signal to the current reference. A power supply device characterized by compensating for a current error due to a signal.
載の電力供給装置において、前記電流制御手段は、電流
基準と前記チョッパ回路の出力電流検出値の偏差値の極
性に応じてオン・オフのＰＷＭ信号を出力する比較器を
備え、この比較器に所定値のヒステリシス特性を持たせ
て電流基準とチョッパ回路の出力電流検出値の差が所定
値内になるように制御することを特徴とする電力供給装
置。16. The power supply device according to any one of claims 1 to 12, wherein the current control means is turned on in accordance with a polarity of a deviation value between a current reference and an output current detection value of the chopper circuit. A comparator that outputs an OFF PWM signal is provided, and the comparator is provided with a hysteresis characteristic of a predetermined value so that the difference between the current reference and the output current detection value of the chopper circuit is controlled to be within a predetermined value. Power supply device.
載の電力供給装置において、前記直流電源はその直流出
力電圧を可変制御する電圧制御手段を備え、予め定めら
れた電流基準の電流の立ち上がり特性に基づいて直流出
力電圧を設定することを特徴とする電力供給装置。17. The power supply device according to any one of claims 1 to 16, wherein the DC power supply includes voltage control means for variably controlling the DC output voltage thereof, and the DC power supply has a predetermined current reference current level. A power supply device characterized in that a DC output voltage is set based on a rising characteristic.
て、一端が前記直流電源の他端に接続され他端が前記閃
光管等の負荷の他端に接続されたダイオードを備え、閃
光管等の負荷の電流が遮断された時、リアクトルの放電
電流を前記ダイオードを介して直流電源側へ還流させ、
エネルギーを回生することを特徴とする電力供給装置。18. The power supply device according to claim 17, further comprising a diode having one end connected to the other end of the DC power source and the other end connected to the other end of a load such as the flash tube, and the like. When the load current is cut off, the discharge current of the reactor is returned to the DC power supply side through the diode,
A power supply device characterized by regenerating energy.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11543995A JP2958744B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11543995A JP2958744B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08317655A true JPH08317655A (en) | 1996-11-29 |
| JP2958744B2 JP2958744B2 (en) | 1999-10-06 |
Family
ID=14662594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11543995A Expired - Lifetime JP2958744B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Power supply |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP2958744B2 (en) |
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- 1995-05-15 JP JP11543995A patent/JP2958744B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2958744B2 (en) | 1999-10-06 |
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