JPH08256094A - 時分割多元接続システムおよび符号分割多元接続システムの両方における記号およびフレームの同期 - Google Patents
時分割多元接続システムおよび符号分割多元接続システムの両方における記号およびフレームの同期Info
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- JPH08256094A JPH08256094A JP8024351A JP2435196A JPH08256094A JP H08256094 A JPH08256094 A JP H08256094A JP 8024351 A JP8024351 A JP 8024351A JP 2435196 A JP2435196 A JP 2435196A JP H08256094 A JPH08256094 A JP H08256094A
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信機におけるクロックのふらつきを追随す
る方法および装置を提供する。 【解決手段】 デジタル無線通信システムは、データフ
レームを含む信号ストリームを受信するための受信機を
有し、前記フレームはデータ信号シーケンスと同期化信
号シーケンスとを含む。この通信システムは、信号スト
リームを用いて受信機を同期化する。この通信システム
は、同期化信号シーケンス中の記号レベルをサンプリン
グするサンプリング回路と、該サンプリングされた記号
レベルからえられた値と予期される値の集合とを比較し
てエラー値出力を生じさせる相互相関回路と、該エラー
出力を減少させかつ受信された同期化信号シーケンスと
の時間同期を達成するために、該エラー出力に応じて該
サンプリング回路へサンプル制御出力を供給し記号レベ
ルのサンプリング時を変更する補正回路とからなる。
る方法および装置を提供する。 【解決手段】 デジタル無線通信システムは、データフ
レームを含む信号ストリームを受信するための受信機を
有し、前記フレームはデータ信号シーケンスと同期化信
号シーケンスとを含む。この通信システムは、信号スト
リームを用いて受信機を同期化する。この通信システム
は、同期化信号シーケンス中の記号レベルをサンプリン
グするサンプリング回路と、該サンプリングされた記号
レベルからえられた値と予期される値の集合とを比較し
てエラー値出力を生じさせる相互相関回路と、該エラー
出力を減少させかつ受信された同期化信号シーケンスと
の時間同期を達成するために、該エラー出力に応じて該
サンプリング回路へサンプル制御出力を供給し記号レベ
ルのサンプリング時を変更する補正回路とからなる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタルデータ送受
信システムに関し、とくに多経路伝播環境における同期
を達成するための装置に関する。
信システムに関し、とくに多経路伝播環境における同期
を達成するための装置に関する。
【0002】
時分割多元接続システム 多くのデジタル無線送信システムは、散在するデータお
よび同期シーケンスからなるデータフレームを送信す
る。セルラー電話システムは、そのような時分割多元接
続(以下、単にTDMAという)プロトコルを採用して
おり、本発明を適用しうるシステムの一例である。各受
信局には同期シーケンスが割り当てられており、このシ
ーケンスによりその受信局は付随するデータを選択的に
解読することができる。そのような同期シーケンスはT
DMAシステムに利用されており、このシステムでは、
同じ周波数帯域幅の別々のタイムスロットが別々のユー
ザーに配分される。各タイムスロットには同期シーケン
スが付随しており、この同期シーケンスは受信局に知ら
されており、受信局はこの同期シーケンスにより送信さ
れた信号との同期を達成することができる。
よび同期シーケンスからなるデータフレームを送信す
る。セルラー電話システムは、そのような時分割多元接
続(以下、単にTDMAという)プロトコルを採用して
おり、本発明を適用しうるシステムの一例である。各受
信局には同期シーケンスが割り当てられており、このシ
ーケンスによりその受信局は付随するデータを選択的に
解読することができる。そのような同期シーケンスはT
DMAシステムに利用されており、このシステムでは、
同じ周波数帯域幅の別々のタイムスロットが別々のユー
ザーに配分される。各タイムスロットには同期シーケン
スが付随しており、この同期シーケンスは受信局に知ら
されており、受信局はこの同期シーケンスにより送信さ
れた信号との同期を達成することができる。
【0003】ゼロ自己相関特性を示すこととなるように
同期シーケンスが選ばれることがしばしばある。詳しく
述べると、そのような同期シーケンスをそれ自身と相関
させると、相関させられているシーケンスが整合したと
きにだけ相関装置はパルス出力を発生させる。他のとき
には相関装置の出力はゼロまたはゼロに近い値である。
ゼロ自己相関特性を示す同期シーケンスは、チャネルの
インパルス応答の評価を可能にするとともに、同期動作
を可能にする。
同期シーケンスが選ばれることがしばしばある。詳しく
述べると、そのような同期シーケンスをそれ自身と相関
させると、相関させられているシーケンスが整合したと
きにだけ相関装置はパルス出力を発生させる。他のとき
には相関装置の出力はゼロまたはゼロに近い値である。
ゼロ自己相関特性を示す同期シーケンスは、チャネルの
インパルス応答の評価を可能にするとともに、同期動作
を可能にする。
【0004】図11において、TDMA信号列1は、1
対のデータタイムスロットのあいだに散在する三つの同
一の同期シーケンス2、3および4を示している。受信
機は、同期シーケンスのコピー5を記憶し、自己相関時
に同期シーケンスのコピー5を受信された同期シーケン
ス2、3および4と順に比較する。コピー5が同期シー
ケンス2、3および4と完全に整合したときに限って相
関装置はパルス出力(たとえば、それぞれ、パルス6、
7および8)を生じさせる。パルス7の出力は(同期シ
ーケンスのゼロ自己相関特性による)隣のゼロ出力によ
り孤立させられているので、パルス7を容易に孤立させ
てフレーム同期動作を開始させるために使用することが
できる。
対のデータタイムスロットのあいだに散在する三つの同
一の同期シーケンス2、3および4を示している。受信
機は、同期シーケンスのコピー5を記憶し、自己相関時
に同期シーケンスのコピー5を受信された同期シーケン
ス2、3および4と順に比較する。コピー5が同期シー
ケンス2、3および4と完全に整合したときに限って相
関装置はパルス出力(たとえば、それぞれ、パルス6、
7および8)を生じさせる。パルス7の出力は(同期シ
ーケンスのゼロ自己相関特性による)隣のゼロ出力によ
り孤立させられているので、パルス7を容易に孤立させ
てフレーム同期動作を開始させるために使用することが
できる。
【0005】図12では、単一の同期シーケンス9だけ
が送信されている。同期シーケンスの部分集合(たとえ
ば、同期シーケンス9がビット1〜12からなるとき、
ビット3〜10からなる部分集合)だけを使って偏自己
相関(部分自己相関(partial autocor
relation))を実行することができる。期間A
およびCのあいだ、その部分集合は、到来するデータと
ランダムな相関を示す。期間Bには偏自己相関関数が示
され、期間Dにはゼロ自己相関特性が示される。
が送信されている。同期シーケンスの部分集合(たとえ
ば、同期シーケンス9がビット1〜12からなるとき、
ビット3〜10からなる部分集合)だけを使って偏自己
相関(部分自己相関(partial autocor
relation))を実行することができる。期間A
およびCのあいだ、その部分集合は、到来するデータと
ランダムな相関を示す。期間Bには偏自己相関関数が示
され、期間Dにはゼロ自己相関特性が示される。
【0006】図11および12においては、記号サンプ
ルレートは記号あたり1回の割合であることが仮定され
ている。このような条件下では、フレーム同期すなわち
+または−1記号期間を達成することができる。図13
においては、サンプルレートが記号レートの2倍の速さ
であるときに達成される自己相関関数が示されている。
このような偏自己相関はチャネルのインパルス応答の近
似形をとる。
ルレートは記号あたり1回の割合であることが仮定され
ている。このような条件下では、フレーム同期すなわち
+または−1記号期間を達成することができる。図13
においては、サンプルレートが記号レートの2倍の速さ
であるときに達成される自己相関関数が示されている。
このような偏自己相関はチャネルのインパルス応答の近
似形をとる。
【0007】セルラー電話システムはしばしば多経路伝
播効果の影響を受けるが、そのとき受信機は、送信機と
受信機とのあいだの種々の経路を進んできた信号のコピ
ーをみる。一般にそういう経路の長さはまちまちであ
り、前記進んできた信号のコピー同士のあいだには遅れ
がある。もしそのようなシステムにおいて通信速度が充
分に速ければ、多経路伝播が記号間干渉を引き起こし、
その結果として信号検出が不可能となる。
播効果の影響を受けるが、そのとき受信機は、送信機と
受信機とのあいだの種々の経路を進んできた信号のコピ
ーをみる。一般にそういう経路の長さはまちまちであ
り、前記進んできた信号のコピー同士のあいだには遅れ
がある。もしそのようなシステムにおいて通信速度が充
分に速ければ、多経路伝播が記号間干渉を引き起こし、
その結果として信号検出が不可能となる。
【0008】記号という用語はこの文脈において、離散
的な位相関係で位相変調されている送信された信号を示
すために使われる。というのは、割り当てられたそれぞ
れの位相関係は、受信機で検出される記号そのものだか
らである。さらに詳しくは、記号という用語は、一連の
変調信号群から選ばれた信号の振幅および位相をあらわ
すと考えうる。また、記号間干渉という用語は、互いに
重なりあった2つ以上の記号を指し、各記号の位相検出
は、不可能ではないとしても極めて困難になる。
的な位相関係で位相変調されている送信された信号を示
すために使われる。というのは、割り当てられたそれぞ
れの位相関係は、受信機で検出される記号そのものだか
らである。さらに詳しくは、記号という用語は、一連の
変調信号群から選ばれた信号の振幅および位相をあらわ
すと考えうる。また、記号間干渉という用語は、互いに
重なりあった2つ以上の記号を指し、各記号の位相検出
は、不可能ではないとしても極めて困難になる。
【0009】デジタル2進データを表すために搬送波の
位相を変調するシステムは従来から公知である。4状態
変調器(4相位相変調(QPSK))は、連続する2ビ
ットの2進データのグループがとる値により搬送波が4
つの異なる位相値をとることを可能にする。その4つの
等間隔をなす位相のそれぞれは90度ずつずれている。
位相を変調するシステムは従来から公知である。4状態
変調器(4相位相変調(QPSK))は、連続する2ビ
ットの2進データのグループがとる値により搬送波が4
つの異なる位相値をとることを可能にする。その4つの
等間隔をなす位相のそれぞれは90度ずつずれている。
【0010】もし送信機がパイロット同期信号を発生さ
せなければ、受信機は、受信した信号から記号タイミン
グをえなけばならない。送信機および受信機はともに、
互いにずれることのある別々の局クロックを使用するの
で、記号同期技術はそのようなずれに追随することがで
きなければならない。さらに、記号間干渉のばあいには
多経路伝播の結果として、多経路で受信された信号の区
別を可能にする等化技術を多くの受信機が採用してい
る。受信された信号を等化手順なしで検出しなければな
らないばあいには、受信された信号のサンプリングの時
間を最適に選ばなければならない。もし等化手順を用い
るのであれば、選択された方法は、少なくとも信号経路
間の遅れと同じ長さの時間スパンにわたって作動できな
ければならない。しかし、等化方法の時間スパンが長け
れば長いほど、より大きな計算能力が必要になる。必要
な計算能力をなるべく小さくするために、等化方法は、
到来する信号と最適に整合する必要がある。通信局の1
つが移動局であるばあいには、受信ウィンドウ中の信号
のジッタが多経路伝播現象に伴うという事実により、問
題はさらに複雑になる。
せなければ、受信機は、受信した信号から記号タイミン
グをえなけばならない。送信機および受信機はともに、
互いにずれることのある別々の局クロックを使用するの
で、記号同期技術はそのようなずれに追随することがで
きなければならない。さらに、記号間干渉のばあいには
多経路伝播の結果として、多経路で受信された信号の区
別を可能にする等化技術を多くの受信機が採用してい
る。受信された信号を等化手順なしで検出しなければな
らないばあいには、受信された信号のサンプリングの時
間を最適に選ばなければならない。もし等化手順を用い
るのであれば、選択された方法は、少なくとも信号経路
間の遅れと同じ長さの時間スパンにわたって作動できな
ければならない。しかし、等化方法の時間スパンが長け
れば長いほど、より大きな計算能力が必要になる。必要
な計算能力をなるべく小さくするために、等化方法は、
到来する信号と最適に整合する必要がある。通信局の1
つが移動局であるばあいには、受信ウィンドウ中の信号
のジッタが多経路伝播現象に伴うという事実により、問
題はさらに複雑になる。
【0011】符号分割多元接続システム 符号分割多元接続(以下、単にCDMAという)通信は
スペクトル拡散通信に基づく多元接続方式である。CD
MAシステムでは、各信号は、搬送波を変調して信号の
スペクトルを拡散させる種々の疑似ランダム2進シーケ
ンスからなっている。多数のCDMA信号が同じ周波数
スペクトルを共有する。信号は、受信機において、選択
されたシーケンスからの信号エネルギーだけを受け入れ
てその信号のスペクトルを収斂させる相関装置によって
分離される。信号のコードが調和しない他のユーザーの
信号は、帯域幅内に収斂させられないので、ノイズに寄
与するだけであり、システムにより生じる自己干渉を意
味する。拡散信号または疑似ランダムノイズ(以下、P
Nと略記する)信号は、当該技術分野において「チッ
プ」と呼ばれる一連のビットからなる。データ信号を変
調するのに使われるチップまたはチップシーケンスは送
信局および受信局において同一である。一般に、チップ
シーケンスは、入力された音声またはデータ信号より遥
かに高い周波数を示すので、どの信号情報ビットについ
ても複数のチップが発生する。
スペクトル拡散通信に基づく多元接続方式である。CD
MAシステムでは、各信号は、搬送波を変調して信号の
スペクトルを拡散させる種々の疑似ランダム2進シーケ
ンスからなっている。多数のCDMA信号が同じ周波数
スペクトルを共有する。信号は、受信機において、選択
されたシーケンスからの信号エネルギーだけを受け入れ
てその信号のスペクトルを収斂させる相関装置によって
分離される。信号のコードが調和しない他のユーザーの
信号は、帯域幅内に収斂させられないので、ノイズに寄
与するだけであり、システムにより生じる自己干渉を意
味する。拡散信号または疑似ランダムノイズ(以下、P
Nと略記する)信号は、当該技術分野において「チッ
プ」と呼ばれる一連のビットからなる。データ信号を変
調するのに使われるチップまたはチップシーケンスは送
信局および受信局において同一である。一般に、チップ
シーケンスは、入力された音声またはデータ信号より遥
かに高い周波数を示すので、どの信号情報ビットについ
ても複数のチップが発生する。
【0012】適切な動作をうるために、受信された搬送
信号が復調されたのち、受信機のPN信号発生装置は、
到来するPN信号シーケンスと同期させられる。この同
期化動作の主な機能は、受信されたデータ信号の復調を
可能にするために、受信されたPN信号を収斂させるこ
とである。これは、PN信号シーケンスの局所的レプリ
カを発生させ、局所的PNシーケンスを、到来するデー
タ信号を変調するPNシーケンスと同期させることによ
って達成される。同期化のプロセスは、普通2段階で達
成される。第1段階は捕捉と呼ばれており、2つの拡散
信号を相互に整合させる。第2段階はトラッキングと呼
ばれており、フィードバック制御により最善の波形整合
を維持し続ける。
信号が復調されたのち、受信機のPN信号発生装置は、
到来するPN信号シーケンスと同期させられる。この同
期化動作の主な機能は、受信されたデータ信号の復調を
可能にするために、受信されたPN信号を収斂させるこ
とである。これは、PN信号シーケンスの局所的レプリ
カを発生させ、局所的PNシーケンスを、到来するデー
タ信号を変調するPNシーケンスと同期させることによ
って達成される。同期化のプロセスは、普通2段階で達
成される。第1段階は捕捉と呼ばれており、2つの拡散
信号を相互に整合させる。第2段階はトラッキングと呼
ばれており、フィードバック制御により最善の波形整合
を維持し続ける。
【0013】受信機のクロック信号はふらつくことがあ
るので、到来するPNシーケンスとの厳密な位相整合を
維持することは困難である。同じ信号が複数の経路をた
どって僅かにずれた時間に受信機に到達する多経路伝播
現象により、困難が一層増大する。このような多経路伝
播に対処するために「レーキ(rake)」受信機が供
給されており、この受信機は複数の「フィンガー」を有
し、その各フィンガーには、レーキの他のフィンガーに
加えられるPNシーケンスとは時間的に僅かにずれた局
所的に発生させられたPNシーケンスが加えられる。改
善された入力信号を供給するためにレーキのフィンガー
に由来する相関値は加え合わされ、多経路効果が減殺さ
れる。
るので、到来するPNシーケンスとの厳密な位相整合を
維持することは困難である。同じ信号が複数の経路をた
どって僅かにずれた時間に受信機に到達する多経路伝播
現象により、困難が一層増大する。このような多経路伝
播に対処するために「レーキ(rake)」受信機が供
給されており、この受信機は複数の「フィンガー」を有
し、その各フィンガーには、レーキの他のフィンガーに
加えられるPNシーケンスとは時間的に僅かにずれた局
所的に発生させられたPNシーケンスが加えられる。改
善された入力信号を供給するためにレーキのフィンガー
に由来する相関値は加え合わされ、多経路効果が減殺さ
れる。
【0014】受信されたPNシーケンスの位相に追随す
るために、従来技術は、信号インパルス応答の対称性を
利用する制御ループを採用している。この制御ループ
は、受信された信号との初期相関(第1の相関)と、そ
の受信された信号の遅延させられた形との後期相関(第
2の相関)とを行う。第1の相関の結果が第2の相関の
結果から差し引かれてエラーを与え、このエラーは濾波
されて閾値と比較される。
るために、従来技術は、信号インパルス応答の対称性を
利用する制御ループを採用している。この制御ループ
は、受信された信号との初期相関(第1の相関)と、そ
の受信された信号の遅延させられた形との後期相関(第
2の相関)とを行う。第1の相関の結果が第2の相関の
結果から差し引かれてエラーを与え、このエラーは濾波
されて閾値と比較される。
【0015】閾値は絶対的なので、エラー信号レベルは
受信された信号のレベルに影響される。低レベルの信号
については、検出はときには不可能となることがある。
同期達成後に最善のサンプリングを保証するために、加
えられるPNシーケンスを受信されたPNシーケンスに
対して精密に位相調整して最善の信号検出を保証するこ
とが極めて重要である。受信機のクロックと送信機のク
ロックとが互いにずれる傾向があるので、受信機は、受
信されたPNシーケンスとの位相の一致を維持するため
に、そのPNシーケンスの位相をずらすことを要求され
る。
受信された信号のレベルに影響される。低レベルの信号
については、検出はときには不可能となることがある。
同期達成後に最善のサンプリングを保証するために、加
えられるPNシーケンスを受信されたPNシーケンスに
対して精密に位相調整して最善の信号検出を保証するこ
とが極めて重要である。受信機のクロックと送信機のク
ロックとが互いにずれる傾向があるので、受信機は、受
信されたPNシーケンスとの位相の一致を維持するため
に、そのPNシーケンスの位相をずらすことを要求され
る。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、受信
機におけるクロックのふらつきに追随する方法および装
置を提供することである。
機におけるクロックのふらつきに追随する方法および装
置を提供することである。
【0017】本発明の他の目的は、検出のためにサンプ
リング時を最適の記号位相に合わせて固定することであ
る。
リング時を最適の記号位相に合わせて固定することであ
る。
【0018】本発明の他の目的は、イコライザの前記時
間スパンと、対応する計算能力要件とがなるべく小さく
なるようにイコライザを受信された信号と整合させるこ
とである。
間スパンと、対応する計算能力要件とがなるべく小さく
なるようにイコライザを受信された信号と整合させるこ
とである。
【0019】本発明の他の目的は、多経路伝播環境にお
いて受信されるフレームおよび信号の両方を同期させる
ためのシステムを提供することである。
いて受信されるフレームおよび信号の両方を同期させる
ためのシステムを提供することである。
【0020】本発明の他の目的は、最初に受信されたフ
レームを、同期化が行われるフレームとして選択するこ
とを可能にするフレーム同期化システムを提供すること
である。
レームを、同期化が行われるフレームとして選択するこ
とを可能にするフレーム同期化システムを提供すること
である。
【0021】本発明の他の目的は、サンプル例が記号あ
たり2つだけ採用されるTDMAデータ通信システムの
ための記号およびフレーム同期化方法を提供することで
ある。
たり2つだけ採用されるTDMAデータ通信システムの
ための記号およびフレーム同期化方法を提供することで
ある。
【0022】本発明の他の目的は、受信された信号の振
幅変動に対して鈍感なCDMAデータ通信システムのた
めの位相トラッキングシステムを提供することである。
幅変動に対して鈍感なCDMAデータ通信システムのた
めの位相トラッキングシステムを提供することである。
【0023】本発明の他の目的は、サンプルが既知のパ
ワー比をもつようにチップサンプリングを行わせるCD
MA受信機のための位相トラッキング方法を提供するこ
とである。
ワー比をもつようにチップサンプリングを行わせるCD
MA受信機のための位相トラッキング方法を提供するこ
とである。
【0024】
【課題を解決するための手段】デジタル無線通信システ
ムは、データフレームを含む信号ストリームを受信する
ための受信機を有し、その各フレームはデータ信号シー
ケンスと同期信号シーケンスとを含む。この通信システ
ムは、拡散スペクトル信号からなる信号ストリームを使
用することによって受信機を同期化する。この通信シス
テムは、同期信号シーケンス中の記号レベルをサンプリ
ングするためのサンプリング回路と、そのサンプリング
された記号レベルからえられた値と予期される値の集合
とを比較してエラー値出力を生じさせる相互相関回路
と、該エラー出力を減少させかつ受信された同期信号シ
ーケンスとの時間同期を達成するために、該エラー出力
に応じて前記サンプリング回路へサンプル制御出力を供
給して記号レベルのサンプリング時を変更する補正回路
とからなる。本発明の他の実施例をCDMA受信システ
ムと関連させて解説することにする。
ムは、データフレームを含む信号ストリームを受信する
ための受信機を有し、その各フレームはデータ信号シー
ケンスと同期信号シーケンスとを含む。この通信システ
ムは、拡散スペクトル信号からなる信号ストリームを使
用することによって受信機を同期化する。この通信シス
テムは、同期信号シーケンス中の記号レベルをサンプリ
ングするためのサンプリング回路と、そのサンプリング
された記号レベルからえられた値と予期される値の集合
とを比較してエラー値出力を生じさせる相互相関回路
と、該エラー出力を減少させかつ受信された同期信号シ
ーケンスとの時間同期を達成するために、該エラー出力
に応じて前記サンプリング回路へサンプル制御出力を供
給して記号レベルのサンプリング時を変更する補正回路
とからなる。本発明の他の実施例をCDMA受信システ
ムと関連させて解説することにする。
【0025】
【発明の実施の形態】TDMA実施例フレーム同期化装
置を使って、到来するフレームへの信号ロックを与える
デジタル無線電話について説明をする。そののち、前記
電話は、到来して検出された記号波形からサンプリング
された振幅値の対を使って記号同期化を行う。図3にお
いて、デジタル無線電話10の概略ブロック図が示され
ている。以下の記述では、信号の受信経路だけに言及す
るが、送信経路でもほぼ同じ信号処理が逆の順で行われ
ることを当業者は理解するであろう。
置を使って、到来するフレームへの信号ロックを与える
デジタル無線電話について説明をする。そののち、前記
電話は、到来して検出された記号波形からサンプリング
された振幅値の対を使って記号同期化を行う。図3にお
いて、デジタル無線電話10の概略ブロック図が示され
ている。以下の記述では、信号の受信経路だけに言及す
るが、送信経路でもほぼ同じ信号処理が逆の順で行われ
ることを当業者は理解するであろう。
【0026】アンテナが無線周波数(以下、RFともい
う)ブロック12に入力を供給し、このRFブロック1
2は、受信したRF信号を、割り当てられた周波数か
ら、1段階または数段階を経て、デジタル的に処理しう
る充分に低い周波数(好ましくはベースバンド)へ下げ
る。RFブロック12は、所要のチャネル濾波も行う。
う)ブロック12に入力を供給し、このRFブロック1
2は、受信したRF信号を、割り当てられた周波数か
ら、1段階または数段階を経て、デジタル的に処理しう
る充分に低い周波数(好ましくはベースバンド)へ下げ
る。RFブロック12は、所要のチャネル濾波も行う。
【0027】ベースバンド・アナログ信号処理ブロック
(以下、BASPともいう)14は自動利得制御回路
(以下、AGCともいう)15を含んでおり、ベースバ
ンド濾波を行う。BASP14の出力は変換器(アナロ
グデジタル変換器(A/D))16に印加される。チャ
ネル符号器/解読器(以下、CCDともいう)18はベ
ースバンド濾波を行うフィルターの出力信号のデジタル
表現形を受け取って適応イコライザのためのチャネル補
正係数を決定する。
(以下、BASPともいう)14は自動利得制御回路
(以下、AGCともいう)15を含んでおり、ベースバ
ンド濾波を行う。BASP14の出力は変換器(アナロ
グデジタル変換器(A/D))16に印加される。チャ
ネル符号器/解読器(以下、CCDともいう)18はベ
ースバンド濾波を行うフィルターの出力信号のデジタル
表現形を受け取って適応イコライザのためのチャネル補
正係数を決定する。
【0028】音声符号器/解読器(以下、SCDともい
う)20は、CCD18から受けとったビットをパルス
コード変調(以下、PCMともいう)信号に変換し、こ
のPCM信号はオーディオブロック(以下、AUDIO
ともいう)22により拡張されてアナログ信号に変換さ
れる。AUDIOブロック22の出力は、拡声スピーカ
ー24から出力される音声信号である。マイクロホン2
6もAUDIOブロック22に接続されており、ユーザ
ーの音声のアナログ表現形を供給する。ユーザーの音声
は、如上とは逆に送信経路を通されて、最後にアンテナ
から送信される。
う)20は、CCD18から受けとったビットをパルス
コード変調(以下、PCMともいう)信号に変換し、こ
のPCM信号はオーディオブロック(以下、AUDIO
ともいう)22により拡張されてアナログ信号に変換さ
れる。AUDIOブロック22の出力は、拡声スピーカ
ー24から出力される音声信号である。マイクロホン2
6もAUDIOブロック22に接続されており、ユーザ
ーの音声のアナログ表現形を供給する。ユーザーの音声
は、如上とは逆に送信経路を通されて、最後にアンテナ
から送信される。
【0029】RF12およびCCD18を選択されたチ
ャネルに割り当ててデジタル無線電話10のような移動
局と基地局(図示せず)とのあいだの所要のプロトコル
を管理するために制御プロセッサ(以下、CPともい
う)28が使用される。これは所要のユーザーインター
フェースも管理する。CP28は、命令およびデータを
記憶するメモリー28aを含むか、または該メモリーに
接続される。
ャネルに割り当ててデジタル無線電話10のような移動
局と基地局(図示せず)とのあいだの所要のプロトコル
を管理するために制御プロセッサ(以下、CPともい
う)28が使用される。これは所要のユーザーインター
フェースも管理する。CP28は、命令およびデータを
記憶するメモリー28aを含むか、または該メモリーに
接続される。
【0030】図4は、図3のCCD18の構成要素を詳
しく示すブロック図である。変換器(A/D)16から
の入力信号は、ベースバンドフィルター(以下、BBF
ともいう)30により低域濾波され、つぎにスイッチ3
1(略図示)を通してフレーム同期化ブロック32また
は適応フィルターブロック(以下、AFともいう)33
に印加される。BBF30からの出力は、フレーム同期
化が達成されるまで(前もってセットされた期間)はA
F33に印加されない。したがって、スイッチ31は、
最初は、上方位置にあって、BBF30の出力をフレー
ム同期化ブロック32に印加する。スイッチ31の位置
は、制御プロセッサ28(図3を参照)からの出力によ
り制御され、前もって設定された期間ののちにBBFブ
ロック30を適応フィルターブロック33に接続する
が、その期間中にフレーム同期化が達成される。フレー
ム同期化後、変換器(A/D)16はフレーム内のデー
タだけを変換する。
しく示すブロック図である。変換器(A/D)16から
の入力信号は、ベースバンドフィルター(以下、BBF
ともいう)30により低域濾波され、つぎにスイッチ3
1(略図示)を通してフレーム同期化ブロック32また
は適応フィルターブロック(以下、AFともいう)33
に印加される。BBF30からの出力は、フレーム同期
化が達成されるまで(前もってセットされた期間)はA
F33に印加されない。したがって、スイッチ31は、
最初は、上方位置にあって、BBF30の出力をフレー
ム同期化ブロック32に印加する。スイッチ31の位置
は、制御プロセッサ28(図3を参照)からの出力によ
り制御され、前もって設定された期間ののちにBBFブ
ロック30を適応フィルターブロック33に接続する
が、その期間中にフレーム同期化が達成される。フレー
ム同期化後、変換器(A/D)16はフレーム内のデー
タだけを変換する。
【0031】AF33は、その出力を検出器(DETE
CT)34に供給し、この検出器において信号配列から
の最も適当な記号と、その記号の対応するビットとが検
出される。検出器34の出力からAF33へ戻るライン
は、AF33へのフィードバックパスである。本明細書
において、記号という用語は、変調信号群から選択され
た信号の振幅および位相を意味する。
CT)34に供給し、この検出器において信号配列から
の最も適当な記号と、その記号の対応するビットとが検
出される。検出器34の出力からAF33へ戻るライン
は、AF33へのフィードバックパスである。本明細書
において、記号という用語は、変調信号群から選択され
た信号の振幅および位相を意味する。
【0032】検出された記号は、等化されてない信号と
ともに、AF33の係数を更新するために使われる。検
出されたビットはインターリーブ解除(deinter
leave)され(インターリーブ解除ブロック3
6)、図3のSCD20に渡される前にたたみこみ解読
される(たたみこみ解読ブロック38)。インターリー
ブ解除ブロック36およびたたみこみ解読ブロック38
の動作はありふれたものであるので、これ以上説明しな
い。
ともに、AF33の係数を更新するために使われる。検
出されたビットはインターリーブ解除(deinter
leave)され(インターリーブ解除ブロック3
6)、図3のSCD20に渡される前にたたみこみ解読
される(たたみこみ解読ブロック38)。インターリー
ブ解除ブロック36およびたたみこみ解読ブロック38
の動作はありふれたものであるので、これ以上説明しな
い。
【0033】支援ブロック40は、自動利得制御(以
下、AGCともいう)ブロック42と、自動周波数制御
(以下、AFCともいう)ブロック44と、記号同期化
(以下、SSともいう)ブロック46とを含む。図5
(a)には、デジタルTDMAシステムにおいて生じる
フレームおよびタイムスロット配列が示されている。各
タイムスロットは、同期化信号シーケンス(SYNC
H)のためのフィールドと、データシーケンス(DAT
A)のためのフィールドとを含む。各無線電話は、特別
の同期化信号シーケンスを割り当てられていて、タイム
スロット中にそれが出現したのを見いだしたときにその
シーケンスを確認する。複数のタイムスロット(たとえ
ば3個)がフレームを構成し、そして図5(b)に示さ
れているように、種々の無線電話に向けられたタイムス
ロットがフレーム中の隣り合う位置を占めることができ
る。
下、AGCともいう)ブロック42と、自動周波数制御
(以下、AFCともいう)ブロック44と、記号同期化
(以下、SSともいう)ブロック46とを含む。図5
(a)には、デジタルTDMAシステムにおいて生じる
フレームおよびタイムスロット配列が示されている。各
タイムスロットは、同期化信号シーケンス(SYNC
H)のためのフィールドと、データシーケンス(DAT
A)のためのフィールドとを含む。各無線電話は、特別
の同期化信号シーケンスを割り当てられていて、タイム
スロット中にそれが出現したのを見いだしたときにその
シーケンスを確認する。複数のタイムスロット(たとえ
ば3個)がフレームを構成し、そして図5(b)に示さ
れているように、種々の無線電話に向けられたタイムス
ロットがフレーム中の隣り合う位置を占めることができ
る。
【0034】データフィールドに含まれているデータの
解読を可能にするために、フレーム同期化および記号同
期化の両方を達成しなければならない。図6を参照し
て、フレーム同期化ブロック32(図4参照)の詳細を
説明する。前述したように、各無線電話に独特の同期化
シーケンス(同期化シーケンスブロック50)が割り当
てられており、このシーケンスが入力として相関回路5
2に印加される。相関回路52は、受信された同期化シ
ーケンスと、記憶されている同期化シーケンス(同期化
シーケンスブロック50)とのあいだに相関が発見され
たときにパルス出力を供給する。その出力は検出器(以
下、DETともいう)54により検出されて、入力とし
てプロセッサ56に印加される。プロセッサ56にはR
AM(ランダムアクセスメモリ(random acc
ess memory))が接続されている。プロセッ
サ56は、あまりまっすぐでない経路を進んで遅れた信
号として到着したフレームをロックすることを避けるた
めに検出器54からの最初に検出されたパルス出力以外
は無視する。プロセッサ56は、検出器54の出力から
近似フレーム時を決定して、その出力を適応フィルター
33および変換器(デジタルアナログ変換器(D/
A))16に印加する。その結果として、変換器(D/
A)16は同期化シーケンスフィールドの位置を突き止
めることができるようになり、記号同期化の開始を可能
にする。フレーム同期化が達成されると、スイッチ31
(図4参照)が動かされてBBFブロック30(図4参
照)からの出力を記号同期化ブロック46(図4参照)
に接続する。
解読を可能にするために、フレーム同期化および記号同
期化の両方を達成しなければならない。図6を参照し
て、フレーム同期化ブロック32(図4参照)の詳細を
説明する。前述したように、各無線電話に独特の同期化
シーケンス(同期化シーケンスブロック50)が割り当
てられており、このシーケンスが入力として相関回路5
2に印加される。相関回路52は、受信された同期化シ
ーケンスと、記憶されている同期化シーケンス(同期化
シーケンスブロック50)とのあいだに相関が発見され
たときにパルス出力を供給する。その出力は検出器(以
下、DETともいう)54により検出されて、入力とし
てプロセッサ56に印加される。プロセッサ56にはR
AM(ランダムアクセスメモリ(random acc
ess memory))が接続されている。プロセッ
サ56は、あまりまっすぐでない経路を進んで遅れた信
号として到着したフレームをロックすることを避けるた
めに検出器54からの最初に検出されたパルス出力以外
は無視する。プロセッサ56は、検出器54の出力から
近似フレーム時を決定して、その出力を適応フィルター
33および変換器(デジタルアナログ変換器(D/
A))16に印加する。その結果として、変換器(D/
A)16は同期化シーケンスフィールドの位置を突き止
めることができるようになり、記号同期化の開始を可能
にする。フレーム同期化が達成されると、スイッチ31
(図4参照)が動かされてBBFブロック30(図4参
照)からの出力を記号同期化ブロック46(図4参照)
に接続する。
【0035】つぎに図7を参照して、図4に示される記
号同期化ブロック46の詳細を説明する。記号同期化ブ
ロック46は、受信された同期化信号シーケンスと、無
線電話に記憶されている同期化シーケンスとの相互相関
を達成する。その相互相関は、半信号周期だけ離れてい
る2つの時間段階において計算される。もし記号間干渉
が存在せず、同期化シーケンスが偏自己相関特性を示す
ならば、その相互相関は信号パルスの2つの振幅サンプ
ルを供給し、それらのサンプルのあいだには(たとえば
図13に示されているような)既知の関係がある。相互
相関を計算する前記2つの時間段階は、理想的には、記
号パルスのピークで相互相関を計算し、それより半記号
だけ先にもう一つを計算するような時間段階である。後
者の値を最初の値で割って、理想的パルスについて計算
した一定値と比較したとき、その結果はエラー信号であ
る。たとえば、もし信号パルスが35%二乗余弦パルス
であれば(そのピーク値は1に正規化されている)、そ
のピークから半記号だけ先の値は0.7にほぼ等しい。
その信号の複素位相を除去するために、その信号は二乗
されて、0.4という近似値を与える。後者の値を前者
の値で割ると、結果は0.4に等しい。これは、同期し
て受信された記号により達成される理想値である。
号同期化ブロック46の詳細を説明する。記号同期化ブ
ロック46は、受信された同期化信号シーケンスと、無
線電話に記憶されている同期化シーケンスとの相互相関
を達成する。その相互相関は、半信号周期だけ離れてい
る2つの時間段階において計算される。もし記号間干渉
が存在せず、同期化シーケンスが偏自己相関特性を示す
ならば、その相互相関は信号パルスの2つの振幅サンプ
ルを供給し、それらのサンプルのあいだには(たとえば
図13に示されているような)既知の関係がある。相互
相関を計算する前記2つの時間段階は、理想的には、記
号パルスのピークで相互相関を計算し、それより半記号
だけ先にもう一つを計算するような時間段階である。後
者の値を最初の値で割って、理想的パルスについて計算
した一定値と比較したとき、その結果はエラー信号であ
る。たとえば、もし信号パルスが35%二乗余弦パルス
であれば(そのピーク値は1に正規化されている)、そ
のピークから半記号だけ先の値は0.7にほぼ等しい。
その信号の複素位相を除去するために、その信号は二乗
されて、0.4という近似値を与える。後者の値を前者
の値で割ると、結果は0.4に等しい。これは、同期し
て受信された記号により達成される理想値である。
【0036】図7の回路は、そのような比が存在するか
否かを判定し、もし存在しなければ、そのような比が生
じることとなるようにサンプリング時を調整する。記号
同期化ブロック46は、ライン60を介して1対のゲー
ティングパルスを変換器(ゲーテッドA/D)16に供
給する。図8、図9および図10はサンプリングパルス
の組と記号信号との関係を示すグラフであり、それぞれ
縦軸は記号信号の正規化された振幅を示し、横軸は時間
(マイクロ秒(μs))を示す。図8において、サンプ
リングパルス100および102の組が記号信号104
との関係で示されている。もし記号信号104とサンプ
リンクパルス100および102とのあいだに適切な同
期関係があるならば、サンプリングパルス100は記号
信号104のピークをサンプリングし、サンプリングパ
ルス102はそのピーク時より正確に半記号時間だけ先
の記号信号104のレベルをサンプリングする。一方、
(図9に示されているように)もし記号信号104が時
間に関してサンプリングパルス100および102より
進んでいるならば、サンプリング値間に適切な関係はな
い。同様に、図10に示されているように記号信号10
4が遅れていてサンプリングパルス100および102
が望ましいタイミングより進んでいるばあいにも、パル
ス100および102が発生したときにサンプリングさ
れた振幅値の結果は適切な関係を示さない。
否かを判定し、もし存在しなければ、そのような比が生
じることとなるようにサンプリング時を調整する。記号
同期化ブロック46は、ライン60を介して1対のゲー
ティングパルスを変換器(ゲーテッドA/D)16に供
給する。図8、図9および図10はサンプリングパルス
の組と記号信号との関係を示すグラフであり、それぞれ
縦軸は記号信号の正規化された振幅を示し、横軸は時間
(マイクロ秒(μs))を示す。図8において、サンプ
リングパルス100および102の組が記号信号104
との関係で示されている。もし記号信号104とサンプ
リンクパルス100および102とのあいだに適切な同
期関係があるならば、サンプリングパルス100は記号
信号104のピークをサンプリングし、サンプリングパ
ルス102はそのピーク時より正確に半記号時間だけ先
の記号信号104のレベルをサンプリングする。一方、
(図9に示されているように)もし記号信号104が時
間に関してサンプリングパルス100および102より
進んでいるならば、サンプリング値間に適切な関係はな
い。同様に、図10に示されているように記号信号10
4が遅れていてサンプリングパルス100および102
が望ましいタイミングより進んでいるばあいにも、パル
ス100および102が発生したときにサンプリングさ
れた振幅値の結果は適切な関係を示さない。
【0037】図7において、変換器(ゲーテッドA/
D)16からの出力は並列に一対のレジスタ62および
64に印加される。各レジスタは、変換器(ゲーテッド
A/D)16からの4対の複素振幅サンプル値を保持す
る。各記号についての最初の振幅サンプル(サンプリン
グパルス100)はステージ66に格納され、第2の振
幅サンプル値はレジスタのステージ68に格納される。
したがって、隣り合うレジスタのステージ66および6
8の対は、受信された記号信号からサンプリングされた
記号振幅値を保持している。レジスタ62の各ステージ
68からの出力は掛け算器70に供給され、この掛け算
器に複数の係数C1〜C4のうちの1つが適用される。
これらの計算は、デジタル無線電話10(図3参照)に
割り当てられた同期化信号シーケンスの期待される記号
値から決定される。同様に、レジスタ64の各ステージ
66からの出力は掛け算器72に印加される。各掛け算
器72にも係数C1〜C4の組が適用される。したがっ
て、掛け算器70および72からの出力は、サンプリン
グされた振幅値と係数C1〜C4との相関をそれぞれ表
す。
D)16からの出力は並列に一対のレジスタ62および
64に印加される。各レジスタは、変換器(ゲーテッド
A/D)16からの4対の複素振幅サンプル値を保持す
る。各記号についての最初の振幅サンプル(サンプリン
グパルス100)はステージ66に格納され、第2の振
幅サンプル値はレジスタのステージ68に格納される。
したがって、隣り合うレジスタのステージ66および6
8の対は、受信された記号信号からサンプリングされた
記号振幅値を保持している。レジスタ62の各ステージ
68からの出力は掛け算器70に供給され、この掛け算
器に複数の係数C1〜C4のうちの1つが適用される。
これらの計算は、デジタル無線電話10(図3参照)に
割り当てられた同期化信号シーケンスの期待される記号
値から決定される。同様に、レジスタ64の各ステージ
66からの出力は掛け算器72に印加される。各掛け算
器72にも係数C1〜C4の組が適用される。したがっ
て、掛け算器70および72からの出力は、サンプリン
グされた振幅値と係数C1〜C4との相関をそれぞれ表
す。
【0038】各掛け算器70からの出力は加算回路76
に印加され、各掛け算器72からの出力は加算回路78
に印加される。加算回路76および78からの出力はそ
れぞれ二乗回路80および82を通して割り算器84に
印加される。前述したように、もしサンプリングされた
同期シーケンスが受信機の回路と同期しているならば
(すなわち、記号信号104がサンプリングパルス10
0および102と適切に同期化されているならば)、加
算回路76および78からの出力は、二乗後、0.4に
ほぼ等しい出力を割り算器84から供給することにな
る。しかし、受信された記号信号がサンプリングパルス
100および102と同期していなければ、割り算器8
4からの出力の他の値となる。
に印加され、各掛け算器72からの出力は加算回路78
に印加される。加算回路76および78からの出力はそ
れぞれ二乗回路80および82を通して割り算器84に
印加される。前述したように、もしサンプリングされた
同期シーケンスが受信機の回路と同期しているならば
(すなわち、記号信号104がサンプリングパルス10
0および102と適切に同期化されているならば)、加
算回路76および78からの出力は、二乗後、0.4に
ほぼ等しい出力を割り算器84から供給することにな
る。しかし、受信された記号信号がサンプリングパルス
100および102と同期していなければ、割り算器8
4からの出力の他の値となる。
【0039】割り算器84からの出力は比較回路86に
入力として供給されるが、この回路への他方の入力は、
信号同期が適切ならば、割り算器84からの期待される
出力値である。したがって、比較回路86からのライン
88に出現する信号は、割り算回路84からの出力と比
較回路86への期待値入力との差に等しいエラー値であ
る。
入力として供給されるが、この回路への他方の入力は、
信号同期が適切ならば、割り算器84からの期待される
出力値である。したがって、比較回路86からのライン
88に出現する信号は、割り算回路84からの出力と比
較回路86への期待値入力との差に等しいエラー値であ
る。
【0040】ライン88上のエラー信号は、低域フィル
ター(以下、LPFともいう)90、積分器92および
検出器(以下、DETともいう)94を通してカウンタ
ブロック(以下、カウンタモジュールともいう)96に
供給される。高速フェージングおよび多経路伝播の現象
が存在するために同期化シーケンスの到着時間はかなり
まちまちである。したがって、ライン88上に出現する
エラー信号は、使われる前に濾波される。フィルター9
0、積分器92および検出器94はそのような濾波を行
う。
ター(以下、LPFともいう)90、積分器92および
検出器(以下、DETともいう)94を通してカウンタ
ブロック(以下、カウンタモジュールともいう)96に
供給される。高速フェージングおよび多経路伝播の現象
が存在するために同期化シーケンスの到着時間はかなり
まちまちである。したがって、ライン88上に出現する
エラー信号は、使われる前に濾波される。フィルター9
0、積分器92および検出器94はそのような濾波を行
う。
【0041】図8、図9および図10に示されるサンプ
リングパルス100および102はカウンタブロック9
6により生成される。カウンタブロック96は常にサン
プリングパルス対100および102をそのあいだに一
定時間をおいて発生させるのであるが、連続するパルス
対間の絶対発生時間は、カウンタブロック96内で行わ
れるカウントにより制御可能である。
リングパルス100および102はカウンタブロック9
6により生成される。カウンタブロック96は常にサン
プリングパルス対100および102をそのあいだに一
定時間をおいて発生させるのであるが、連続するパルス
対間の絶対発生時間は、カウンタブロック96内で行わ
れるカウントにより制御可能である。
【0042】たとえば、割り算回路84からの前記出力
が所定の値(たとえば0.4)に等しいばあいに限って
比較回路86の出力はゼロとなる。そのような条件下で
は、カウンタブロック96内のカウントは、連続するサ
ンプリングパルス対100および102のあいだでは一
定である。そのような状況は、記号信号104とサンプ
リングパルス100および102とのあいだの関係が図
8に示されているようになっているときに生じる。
が所定の値(たとえば0.4)に等しいばあいに限って
比較回路86の出力はゼロとなる。そのような条件下で
は、カウンタブロック96内のカウントは、連続するサ
ンプリングパルス対100および102のあいだでは一
定である。そのような状況は、記号信号104とサンプ
リングパルス100および102とのあいだの関係が図
8に示されているようになっているときに生じる。
【0043】しかし、もし記号信号104の位相がサン
プリングパルス100および102に対して進んでいれ
ば、比較回路86からの出力ライン88に正のレベルが
現れる。その正のレベルは、濾波、積分および検出のの
ちにカウンタ96のカウントを1パルスだけ増大させ
る。その結果として、連続するサンプリングパルス対1
00および102間の時間が1カウントだけ増やされ
る。
プリングパルス100および102に対して進んでいれ
ば、比較回路86からの出力ライン88に正のレベルが
現れる。その正のレベルは、濾波、積分および検出のの
ちにカウンタ96のカウントを1パルスだけ増大させ
る。その結果として、連続するサンプリングパルス対1
00および102間の時間が1カウントだけ増やされ
る。
【0044】もし記号信号104とサンプリングパルス
100、102との関係が図10に示すような関係であ
るならば、負のレベルが比較回路86から発せられて、
カウンタ96から発せられるカウントを1カウントだけ
減少させる。複数のサンプルの過程を経てサンプリング
パルス100、102はこのようにして記号信号104
と同期化される。以上から分かるように、図7の回路
は、連続するサンプリングパルス対100、102間の
間隔を絶えず補正して、それらの時間位置を受信された
記号信号と適切な関係に維持する。
100、102との関係が図10に示すような関係であ
るならば、負のレベルが比較回路86から発せられて、
カウンタ96から発せられるカウントを1カウントだけ
減少させる。複数のサンプルの過程を経てサンプリング
パルス100、102はこのようにして記号信号104
と同期化される。以上から分かるように、図7の回路
は、連続するサンプリングパルス対100、102間の
間隔を絶えず補正して、それらの時間位置を受信された
記号信号と適切な関係に維持する。
【0045】CDMA実施例 図1を参照して、CDMA移動受信機への本発明の応答
を説明する。図1の回路の目的は、局所的に生成された
PNシーケンスが時間的に整合させられて最善の相関
(収斂)動作を保証することとなるように、受信された
PNシーケンスに関して局所的に生成されたPNシーケ
ンスのタイミングを変更することである。この移動受信
機は、主サンプルカウンタ200を含むレーキ受信機を
組み入れており、それは前記受信機のクロックと同期化
される。主サンプルカウンタ200は、その出力を複数
のレーキフィンガー信号チャネルのそれぞれに供給する
(そのフィンガーチャネルは図1に“レーキフィンガ
ー”として1つだけ示されている)。
を説明する。図1の回路の目的は、局所的に生成された
PNシーケンスが時間的に整合させられて最善の相関
(収斂)動作を保証することとなるように、受信された
PNシーケンスに関して局所的に生成されたPNシーケ
ンスのタイミングを変更することである。この移動受信
機は、主サンプルカウンタ200を含むレーキ受信機を
組み入れており、それは前記受信機のクロックと同期化
される。主サンプルカウンタ200は、その出力を複数
のレーキフィンガー信号チャネルのそれぞれに供給する
(そのフィンガーチャネルは図1に“レーキフィンガ
ー”として1つだけ示されている)。
【0046】主サンプルカウンタ200への受信機のク
ロック入力が、到来する信号との関係でふらつくと、こ
のふらついているクロックと関連しているすべての信号
もその時間位置を変える。図1の回路は、クロックのふ
らつきに関わらず、局所フィンガーPNシーケンスの発
生が、局所クロックに厳密に同期し続けるのではなく
て、到来する信号の位相に追随するように変更されるこ
とを保証する。
ロック入力が、到来する信号との関係でふらつくと、こ
のふらついているクロックと関連しているすべての信号
もその時間位置を変える。図1の回路は、クロックのふ
らつきに関わらず、局所フィンガーPNシーケンスの発
生が、局所クロックに厳密に同期し続けるのではなく
て、到来する信号の位相に追随するように変更されるこ
とを保証する。
【0047】図1のレーキフィンガーチャネルは受信機
においてチップの局所PNシーケンスを発生する手段で
ある局所フィンガーPNシーケンス発生器(以下、フィ
ンガーPNSGともいう)202を含んでおり、このフ
ィンガーPNSGは、受信した拡散スペクトル信号をレ
ベルサンプリングする手段である収斂回路204および
206に前記フィンガーPNSGの出力を供給する。前
記収斂回路204および206は、チップの局所PNシ
ーケンスに応答して、受信したPNシーケンスにおける
複数のチップのそれぞれの期間中の第1および第2のサ
ンプル時に、受信した拡散スペクトル信号をサンプリン
グする手段としての回路である。前記第1および第2の
サンプル時は部分的チップ期間によって分離されてい
る。受信されたPNシーケンスからライン210を介し
て到来するチップをラッチするためにフィンガー入力レ
ジスタ208が設けられている。図1に示されているレ
ーキフィンガー信号チャネルの前に、受信されたPNシ
ーケンスとの回路のタイミングの大まかな同期を保証す
る受信機の同期化セクションがあることを想起しなけれ
ばならない。図1の回路は、精細な位相調整を行って最
善の信号検出を保証するものである。
においてチップの局所PNシーケンスを発生する手段で
ある局所フィンガーPNシーケンス発生器(以下、フィ
ンガーPNSGともいう)202を含んでおり、このフ
ィンガーPNSGは、受信した拡散スペクトル信号をレ
ベルサンプリングする手段である収斂回路204および
206に前記フィンガーPNSGの出力を供給する。前
記収斂回路204および206は、チップの局所PNシ
ーケンスに応答して、受信したPNシーケンスにおける
複数のチップのそれぞれの期間中の第1および第2のサ
ンプル時に、受信した拡散スペクトル信号をサンプリン
グする手段としての回路である。前記第1および第2の
サンプル時は部分的チップ期間によって分離されてい
る。受信されたPNシーケンスからライン210を介し
て到来するチップをラッチするためにフィンガー入力レ
ジスタ208が設けられている。図1に示されているレ
ーキフィンガー信号チャネルの前に、受信されたPNシ
ーケンスとの回路のタイミングの大まかな同期を保証す
る受信機の同期化セクションがあることを想起しなけれ
ばならない。図1の回路は、精細な位相調整を行って最
善の信号検出を保証するものである。
【0048】主サンプルカウンタ200は、一つのPN
シーケンスにわたってサンプルをカウントするのに必要
なだけの数のビットをそなえている。たとえば、PNシ
ーケンスが32、768チップの長さであり、1チップ
あたり8サンプルというオーバーサンプリング比が採用
されているばあいには、主サンプルカウンタ200は1
8ビット位置からなる。主サンプルカウンタ200は、
第1PNシーケンスチップの第1サンプリングクロック
周期中はそのカウントがゼロであるようにPNシーケン
スと同期化される。後述するように、各チップは2つの
時点でサンプリングされるのが好ましく、その一つは、
期待されるチップ最大インパルス応答より半チップ前で
あり(すなわち「初期」サンプル)、1つはそのチップ
についてのインパルス応答が最大レベルになるときであ
る(すなわち「オン・タイム」サンプル)。
シーケンスにわたってサンプルをカウントするのに必要
なだけの数のビットをそなえている。たとえば、PNシ
ーケンスが32、768チップの長さであり、1チップ
あたり8サンプルというオーバーサンプリング比が採用
されているばあいには、主サンプルカウンタ200は1
8ビット位置からなる。主サンプルカウンタ200は、
第1PNシーケンスチップの第1サンプリングクロック
周期中はそのカウントがゼロであるようにPNシーケン
スと同期化される。後述するように、各チップは2つの
時点でサンプリングされるのが好ましく、その一つは、
期待されるチップ最大インパルス応答より半チップ前で
あり(すなわち「初期」サンプル)、1つはそのチップ
についてのインパルス応答が最大レベルになるときであ
る(すなわち「オン・タイム」サンプル)。
【0049】図1の回路は、もしその初期サンプルとオ
ン・タイムサンプルとが適切な振幅比を示してサンプル
時が受信されたチップと適切な位相関係にあることを示
すばあいには、局所的に生成されるPNシーケンスの位
相を変更する必要がないことを保証するものである。し
かし、もしサンプリングされた値の振幅比が正または負
の方向に変動すれば、レーキ受信機の局所的に生成され
るPNシーケンスの位相(および、受信されたPNシー
ケンスがラッチされる時)は、振幅サンプル比を所望の
標準値に戻すために変更される。前記ラッチおよびPN
シーケンスの位相の調整は、フィンガー位置カウンタ2
12からの出力の変動の結果として信号がえられるよう
にすることができる。前記フィンガー位置カウンタ21
2は、エラー信号に基づいてプラスまたはマイナス1カ
ウントのカウント増減を与える位置カウンタである。フ
ィンガー位置カウンタ212の最下位3ビット(thr
ee least significant bits
(3LSB))は、フィンガータイミング比較器214
において主サンプルカウンタ200からの3LSBと比
較され、その比較器は、ライン216にオン・タイムラ
ッチ信号を、ライン218に初期ラッチ信号を、それぞ
れ出力する。前記フィンガータイミング比較器214
は、フィンガー位置カウンタ212および主サンプルカ
ウンタ200の出力値を比較して、ラッチ信号を出力す
る比較手段である。
ン・タイムサンプルとが適切な振幅比を示してサンプル
時が受信されたチップと適切な位相関係にあることを示
すばあいには、局所的に生成されるPNシーケンスの位
相を変更する必要がないことを保証するものである。し
かし、もしサンプリングされた値の振幅比が正または負
の方向に変動すれば、レーキ受信機の局所的に生成され
るPNシーケンスの位相(および、受信されたPNシー
ケンスがラッチされる時)は、振幅サンプル比を所望の
標準値に戻すために変更される。前記ラッチおよびPN
シーケンスの位相の調整は、フィンガー位置カウンタ2
12からの出力の変動の結果として信号がえられるよう
にすることができる。前記フィンガー位置カウンタ21
2は、エラー信号に基づいてプラスまたはマイナス1カ
ウントのカウント増減を与える位置カウンタである。フ
ィンガー位置カウンタ212の最下位3ビット(thr
ee least significant bits
(3LSB))は、フィンガータイミング比較器214
において主サンプルカウンタ200からの3LSBと比
較され、その比較器は、ライン216にオン・タイムラ
ッチ信号を、ライン218に初期ラッチ信号を、それぞ
れ出力する。前記フィンガータイミング比較器214
は、フィンガー位置カウンタ212および主サンプルカ
ウンタ200の出力値を比較して、ラッチ信号を出力す
る比較手段である。
【0050】ライン210を介して受信されるPNシー
ケンス信号は、I位相値とQ位相値の両方を含んでお
り、これらの値はフィンガー入力レジスタ208などに
ラッチされる。以下の記述においてはI(実)信号チェ
ーンだけを説明するが、I信号ストリームおよびQ信号
ストリームの両方が存在することが理解されるであろ
う。
ケンス信号は、I位相値とQ位相値の両方を含んでお
り、これらの値はフィンガー入力レジスタ208などに
ラッチされる。以下の記述においてはI(実)信号チェ
ーンだけを説明するが、I信号ストリームおよびQ信号
ストリームの両方が存在することが理解されるであろ
う。
【0051】フィンガーPNSG202からの出力は収
斂回路204および206に供給される。同様に、フィ
ンガー入力レジスタ208からのチップサンプル出力は
ライン220および222を介して収斂回路204およ
び206に供給される。ライン222に出現するチップ
サンプル値は、ライン220上のチップサンプル値から
1/2チップ周期だけの遅れを示す。ここで、前記ライ
ン222に出現するチップサンプル値と前記ライン22
0上のチップサンプル値との間隔、すなわちチップの一
部に相当する間隔は必らずしも正確には1チップ周期の
1/2である必要はない。
斂回路204および206に供給される。同様に、フィ
ンガー入力レジスタ208からのチップサンプル出力は
ライン220および222を介して収斂回路204およ
び206に供給される。ライン222に出現するチップ
サンプル値は、ライン220上のチップサンプル値から
1/2チップ周期だけの遅れを示す。ここで、前記ライ
ン222に出現するチップサンプル値と前記ライン22
0上のチップサンプル値との間隔、すなわちチップの一
部に相当する間隔は必らずしも正確には1チップ周期の
1/2である必要はない。
【0052】収斂回路204および206の各々は、フ
ィンガーPNSG202からの出力とフィンガー入力レ
ジスタ208からの出力とを相互相関させて、出力ライ
ン224上に初期サンプルを導出するとともに出力ライ
ン226上にオン・タイムサンプルを導出する。ライン
224および226上に出現する初期出力およびオン・
タイム出力は、積分(以下、INTEGR.ともいう)
ブロック228、232、および第1および第2の相互
相関結果をうる手段としての振幅評価(以下、AMP
L.EST.ともいう)ブロック230、234にそれ
ぞれ供給される。第1および第2の相互相関結果は受信
したPNシーケンスおよび局所PNシーケンスとのあい
だの結果であり、また、第1および第2の相互相関結果
は初期およびオン・タイム収斂値を表わすものである。
図2はサンプリングパルスの組と記号信号との関係を示
すグラフであり、それぞれ縦軸は記号信号の正規化され
た振幅を示し、横軸は時間(マイクロ秒(μs))を示
す。図2を参照すると、波形300はチップインパルス
を表しており、振幅値302および304は、それぞ
れ、収斂回路204および206からの望ましい出力を
形成する初期サンプル値(初期収斂値)およびオン・タ
イムサンプル値(オン・タイム収斂値)である。
ィンガーPNSG202からの出力とフィンガー入力レ
ジスタ208からの出力とを相互相関させて、出力ライ
ン224上に初期サンプルを導出するとともに出力ライ
ン226上にオン・タイムサンプルを導出する。ライン
224および226上に出現する初期出力およびオン・
タイム出力は、積分(以下、INTEGR.ともいう)
ブロック228、232、および第1および第2の相互
相関結果をうる手段としての振幅評価(以下、AMP
L.EST.ともいう)ブロック230、234にそれ
ぞれ供給される。第1および第2の相互相関結果は受信
したPNシーケンスおよび局所PNシーケンスとのあい
だの結果であり、また、第1および第2の相互相関結果
は初期およびオン・タイム収斂値を表わすものである。
図2はサンプリングパルスの組と記号信号との関係を示
すグラフであり、それぞれ縦軸は記号信号の正規化され
た振幅を示し、横軸は時間(マイクロ秒(μs))を示
す。図2を参照すると、波形300はチップインパルス
を表しており、振幅値302および304は、それぞ
れ、収斂回路204および206からの望ましい出力を
形成する初期サンプル値(初期収斂値)およびオン・タ
イムサンプル値(オン・タイム収斂値)である。
【0053】その結果として評価された振幅は、初期収
斂値およびオン・タイム収斂値の比を計算する手段とし
ての割り算器236で割り算されて、初期収斂値および
オン・タイム収斂値の比の値を表わす初期相互相関値お
よびオン・タイム相互相関値の比の値を提供する。つぎ
に、前もって計算される値が、比と閾値との差に基づく
エラー信号を発生する手段である減算器238において
その比の値から差し引かれる。前記比と所定の望ましい
値すなわち計算される値との差に基づいてエラー信号が
導出される。そののち、該エラー信号を弱めるために第
1(初期)および第2(オン・タイム)のサンプル時が
生起する時を調整すべくエラー信号が使用される。その
前もって計算される値は、閾値比較器240で行われる
のちの比較のために、減算された値が所定レベルに等し
くなるような値に設定される。低域フィルター(以下、
LPFともいう)242は、減算器238からの出力値
を滑らかにする。閾値比較器240は、差が所定閾値を
上回るならば、論理ハイレベルをライン244に印加す
る。その論理ハイレベルは、フィンガー位置カウンタ2
12を1カウントだけカウントアップさせる。閾値比較
器240に加わった差が第2閾値より小さければ、論理
ハイレベルがライン246に印加されて、フィンガー位
置カウントを1カウントだけカウントダウンさせる。
斂値およびオン・タイム収斂値の比を計算する手段とし
ての割り算器236で割り算されて、初期収斂値および
オン・タイム収斂値の比の値を表わす初期相互相関値お
よびオン・タイム相互相関値の比の値を提供する。つぎ
に、前もって計算される値が、比と閾値との差に基づく
エラー信号を発生する手段である減算器238において
その比の値から差し引かれる。前記比と所定の望ましい
値すなわち計算される値との差に基づいてエラー信号が
導出される。そののち、該エラー信号を弱めるために第
1(初期)および第2(オン・タイム)のサンプル時が
生起する時を調整すべくエラー信号が使用される。その
前もって計算される値は、閾値比較器240で行われる
のちの比較のために、減算された値が所定レベルに等し
くなるような値に設定される。低域フィルター(以下、
LPFともいう)242は、減算器238からの出力値
を滑らかにする。閾値比較器240は、差が所定閾値を
上回るならば、論理ハイレベルをライン244に印加す
る。その論理ハイレベルは、フィンガー位置カウンタ2
12を1カウントだけカウントアップさせる。閾値比較
器240に加わった差が第2閾値より小さければ、論理
ハイレベルがライン246に印加されて、フィンガー位
置カウントを1カウントだけカウントダウンさせる。
【0054】図2を参照する。もしサンプル値302お
よび304がより早い時にとられたとすると、それらの
比が大きくなることがわかる。同様に、もし時間サンプ
ル値302および304がより遅い時にとられたとする
と、その比は小さくなる。いずれのばあいにも、サンプ
ル値を図2に示されている位置に戻すためにサンプル時
が一緒に動かされる。この動作は、フィンガー位置カウ
ンタ212からの出力をフィンガータイミング比較器2
14に印加することにより達成される。この比較器にお
いて、フィンガー位置カウンタ212の3LSBが、受
信機中のクロックに同期したサンプルカウンタである主
サンプルカウンタの3LSBと比較される。しかし、主
サンプルカウンタ200のカウントは連続的に増やされ
続けるので、これらのビット同士は8カウント毎に1回
ずつ一致することになる。そのとき、フィンガータイミ
ング比較器214はラッチ信号をライン218に発し、
その1/2チップ後にもう一つのラッチ信号をライン2
16に発する。
よび304がより早い時にとられたとすると、それらの
比が大きくなることがわかる。同様に、もし時間サンプ
ル値302および304がより遅い時にとられたとする
と、その比は小さくなる。いずれのばあいにも、サンプ
ル値を図2に示されている位置に戻すためにサンプル時
が一緒に動かされる。この動作は、フィンガー位置カウ
ンタ212からの出力をフィンガータイミング比較器2
14に印加することにより達成される。この比較器にお
いて、フィンガー位置カウンタ212の3LSBが、受
信機中のクロックに同期したサンプルカウンタである主
サンプルカウンタの3LSBと比較される。しかし、主
サンプルカウンタ200のカウントは連続的に増やされ
続けるので、これらのビット同士は8カウント毎に1回
ずつ一致することになる。そのとき、フィンガータイミ
ング比較器214はラッチ信号をライン218に発し、
その1/2チップ後にもう一つのラッチ信号をライン2
16に発する。
【0055】もしフィンガー位置カウンタ212からの
出力が1カウントだけカウントアップすると、LSBは
主サンプルカウンタに関して1カウント後に一致するこ
とになる。その結果として、フィンガー入力レジスタが
それぞれのチップ値をラッチする時とフィンガーPNS
G202がそのチップ値を出力する時とが一緒に変化し
て、図2に示されるサンプル値302および304がと
られる時を制御経路により別の時点へと動かし始める。
この手段は、フィンガー位置カウンタ212の出力カウ
ントが変化する毎に繰り返される。
出力が1カウントだけカウントアップすると、LSBは
主サンプルカウンタに関して1カウント後に一致するこ
とになる。その結果として、フィンガー入力レジスタが
それぞれのチップ値をラッチする時とフィンガーPNS
G202がそのチップ値を出力する時とが一緒に変化し
て、図2に示されるサンプル値302および304がと
られる時を制御経路により別の時点へと動かし始める。
この手段は、フィンガー位置カウンタ212の出力カウ
ントが変化する毎に繰り返される。
【0056】したがって、受信機のクロック信号が送信
機のクロック信号との関係でふらついても、レーキフィ
ンガー信号チャンネルは、到来するPNシーケンスとの
位相関係を維持することが可能となる。クロックのふら
つきの期待される値について(前同期(pre−syn
chronization)が生じたとして仮定し
て)、図1の回路は、最善の収斂動作とデータ復元を可
能にするために、局所的に生成されるPNシーケンスと
到来するPNシーケンスとの精密な位相同期を維持する
ことができる。また、前記エラー信号を弱めるために、
第1および第2のサンプル時が生起する時を調整すべく
前記エラー信号を使用するステップは、チップが生じさ
せるインパルス応答のピークにおいて前記第2サンプル
時が生起するように前記第2サンプル時を調整する。
機のクロック信号との関係でふらついても、レーキフィ
ンガー信号チャンネルは、到来するPNシーケンスとの
位相関係を維持することが可能となる。クロックのふら
つきの期待される値について(前同期(pre−syn
chronization)が生じたとして仮定し
て)、図1の回路は、最善の収斂動作とデータ復元を可
能にするために、局所的に生成されるPNシーケンスと
到来するPNシーケンスとの精密な位相同期を維持する
ことができる。また、前記エラー信号を弱めるために、
第1および第2のサンプル時が生起する時を調整すべく
前記エラー信号を使用するステップは、チップが生じさ
せるインパルス応答のピークにおいて前記第2サンプル
時が生起するように前記第2サンプル時を調整する。
【0057】以上の記述は、本発明の実施例を示すにす
ぎない。本発明の範囲から逸脱することなく当業者は種
々の変形および修正を考案することができる。したがっ
て、本発明は、特許請求の範囲の欄の記載内容に属する
あらゆる変形、修正および変更を包摂するものである。
ぎない。本発明の範囲から逸脱することなく当業者は種
々の変形および修正を考案することができる。したがっ
て、本発明は、特許請求の範囲の欄の記載内容に属する
あらゆる変形、修正および変更を包摂するものである。
【図1】本発明のCDMAバージョンで使用される位相
同期化回路のブロック図である。
同期化回路のブロック図である。
【図2】チップインパルス応答と、そのための最適のサ
ンプリング時を示す図である。
ンプリング時を示す図である。
【図3】デジタル無線電話のブロック図である。
【図4】図3に示されているチャネル符号器/解読器の
解読器部分のブロック図である。
解読器部分のブロック図である。
【図5】タイムスロット配列を示すとともに同期シーケ
ンスおよびデータシーケンスを示す図である。
ンスおよびデータシーケンスを示す図である。
【図6】図4のフレーム同期化ブロック32の中の回路
ブロック図である。
ブロック図である。
【図7】図4の記号同期化ブロック46のブロック図で
ある。
ある。
【図8】記号波形が最善の時に振幅サンプリングされる
ことを示す図である。
ことを示す図である。
【図9】位相が振幅サンプリング時に比べて進んでいる
記号波形を示す図である。
記号波形を示す図である。
【図10】位相が振幅サンプリング時に比べて遅れてい
る記号波形を示す図である。
る記号波形を示す図である。
【図11】周期的周期シーケンスの使用、その自己相関
関数の発生、およびその結果としての自己相関関数を示
す図である。
関数の発生、およびその結果としての自己相関関数を示
す図である。
【図12】部分的なゼロ自己相関を有する同期シーケン
スの使用とその結果としての自己相関関数とを示す図で
ある。
スの使用とその結果としての自己相関関数とを示す図で
ある。
【図13】信号記号あたり2つの例から自己相関関数が
計算されるときの自己相関関数を示す図である。
計算されるときの自己相関関数を示す図である。
200 主サンプルカウンタ 202 フィンガーPNSG 204 収斂回路 206 収斂回路 212 フィンガー位置カウンタ 214 フィンガータイミング比較器 230 振幅評価ブロック 234 振幅評価ブロック 236 割り算器 238 減算器
Claims (7)
- 【請求項1】 符号分割多元接続環境で動作し、かつ、
チップの疑似ランダムノイズシーケンスで符号化された
データからなる拡散スペクトル信号からなる信号ストリ
ームを受信する無線通信システムの受信機を位相同期化
する方法において、前記受信機においてチップの局所疑
似ランダムノイズシーケンスを生成するステップと、受
信された疑似ランダムノイズシーケンス中の複数のチッ
プのそれぞれのあいだに、前記チップの局所疑似ランダ
ムノイズシーケンスの制御下で、チップの一部に相当す
る間隔で隔てられた第1サンプル時および第2サンプル
時に、受信された拡散スペクトル信号をサンプリングす
るステップと、前記受信された疑似ランダムノイズシー
ケンスと前記局所疑似ランダムノイズシーケンスとのあ
いだの、初期収斂値およびオン・タイム収斂値を表す第
1および第2の相互相関結果を導出するステップと、前
記初期収斂値およびオン・タイム収斂値の比を計算する
ステップと、前記比と所定の望ましい値との差に基づい
てエラー信号を導出するステップと、前記エラー信号を
弱めるために、前記第1および第2のサンプル時が生起
する時を調整すべく前記エラー信号を使用するステップ
とからなることを特徴とする方法。 - 【請求項2】 前記チップの一部に相当する間隔は、チ
ップの持続時間の1/2である請求項1記載の方法。 - 【請求項3】 前記使用するステップは、前記チップが
生じさせるインパルス応答のピークにおいて前記第2サ
ンプル時が生起するように前記第2サンプル時を調整す
る請求項2記載の方法。 - 【請求項4】 符号分割多元接続環境で動作し、かつ、
チップの疑似ランダムノイズシーケンスで符号化された
データからなる拡散スペクトル信号からなる信号ストリ
ームを受信する無線通信システムの受信機を位相同期化
するシステムにおいて、前記受信機においてチップの局
所疑似ランダムノイズシーケンスを生成する手段と、前
記チップの局所疑似ランダムノイズシーケンスに応じ
て、受信された疑似ランダムノイズシーケンス中の複数
のチップのそれぞれのあいだに、チップの一部に相当す
る間隔で隔てられた第1および第2のサンプル時に、受
信された拡散スペクトル信号をサンプリングする手段
と、前記受信された疑似ランダムノイズシーケンスと前
記局所疑似ランダムノイズシーケンスとのあいだの、初
期収斂値とオン・タイム収斂値とを明示する第1および
第2の相互相関結果を導出する手段と、前記初期収斂値
と前記オン・タイム収斂値との比を発見する手段と、前
記比と閾値との差に基づいてエラー信号を生成する手段
と、前記エラー信号を弱めるために、前記第1および第
2のサンプル時が生起する時を調整すべく前記エラー信
号を使用する手段とからなることを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項5】 前記サンプリングする手段は、複数のチ
ップにわたって第1および第2のサンプル時に前記チッ
プ信号をそれぞれレベルサンプリングし、前記第1サン
プル時の前記レベルサンプルは、前記サンプリング手段
が前記チップと同相で動作しているばあいに、前記第2
サンプル時の前記サンプルとは異なる振幅値を示すこと
を特徴とする請求項4記載のシステム。 - 【請求項6】 前記第1および第2のサンプル時は一定
期間だけ隔たっており、前記使用する手段は、サンプリ
ングされるべきチップ信号に関して前記第1および第2
のサンプル時を一緒に移動させる請求項5記載のシステ
ム。 - 【請求項7】 前記使用する手段は、前記エラー信号に
応じて正または負のカウント増分を与える位置カウンタ
と、前記受信機のクロックに同期化されたサンプルカウ
ンタと、前記位置カウンタおよびサンプルカウンタの出
力値を比較して、その比較にしたがってラッチ信号を出
力する比較手段とからなっており、これにより前記ラッ
チ信号は変更された時に出力されて前記局所疑似ランダ
ムノイズシーケンスの生成時に時間変更を生じさせる請
求項4記載のシステム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US387,031 | 1995-02-10 | ||
US08/387,031 US5590160A (en) | 1992-12-30 | 1995-02-10 | Symbol and frame synchronization in both a TDMA system and a CDMA |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08256094A true JPH08256094A (ja) | 1996-10-01 |
Family
ID=23528151
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8024351A Pending JPH08256094A (ja) | 1995-02-10 | 1996-02-09 | 時分割多元接続システムおよび符号分割多元接続システムの両方における記号およびフレームの同期 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5590160A (ja) |
EP (1) | EP0726658A3 (ja) |
JP (1) | JPH08256094A (ja) |
KR (1) | KR960032957A (ja) |
Families Citing this family (74)
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