JPH08205560A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH08205560A JPH08205560A JP7008602A JP860295A JPH08205560A JP H08205560 A JPH08205560 A JP H08205560A JP 7008602 A JP7008602 A JP 7008602A JP 860295 A JP860295 A JP 860295A JP H08205560 A JPH08205560 A JP H08205560A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 回生状態にのみ動作する電源側トランジス
タブリッジを有し、かつ電源側トランジスタブリッジの
スイッチングパターンが変化した時においても、循環電
流を抑えることができる電力変換装置を提供する。 【構成】 ダイオードブリッジの直流接続端子と電源
側トランジスタブリッジの直流接続端子間に上記循環電
流を抑制する素子または回路を接続する。すると、ダイ
オードブリッジと電源側トランジスタブリッジと交流リ
アクトルからなるループの過度インピーダンスを大きく
することにより、循環電流を抑える。
タブリッジを有し、かつ電源側トランジスタブリッジの
スイッチングパターンが変化した時においても、循環電
流を抑えることができる電力変換装置を提供する。 【構成】 ダイオードブリッジの直流接続端子と電源
側トランジスタブリッジの直流接続端子間に上記循環電
流を抑制する素子または回路を接続する。すると、ダイ
オードブリッジと電源側トランジスタブリッジと交流リ
アクトルからなるループの過度インピーダンスを大きく
することにより、循環電流を抑える。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、自己消弧形素子と高速
ダイオードを用いた経済的な電力変換装置の改良に関す
る。
ダイオードを用いた経済的な電力変換装置の改良に関す
る。
【0002】
【従来の技術】トランジスタやゲートターンオフサイリ
スタなどの自己消弧形素子の発達により、パルス幅変調
(以下PWMと称す)インバータが広い分野で多く利用
されている。PWMインバータの直流電圧は一般には可
変する必要がないので交流電源を全波整流して使用して
いる。ただし、負荷電動機が回生状態になる応用分野で
交流電源側に電力を回生する必要のある場合には、イン
バータ側変換ブリッジと全く同じ回路をインバータの交
流側に接続し、PWM制御することにより交流電源に電
力を回生する方法が用いられる。
スタなどの自己消弧形素子の発達により、パルス幅変調
(以下PWMと称す)インバータが広い分野で多く利用
されている。PWMインバータの直流電圧は一般には可
変する必要がないので交流電源を全波整流して使用して
いる。ただし、負荷電動機が回生状態になる応用分野で
交流電源側に電力を回生する必要のある場合には、イン
バータ側変換ブリッジと全く同じ回路をインバータの交
流側に接続し、PWM制御することにより交流電源に電
力を回生する方法が用いられる。
【0003】この方式は、交流側に接続される変換ブリ
ッジのスイッチング素子と並列に接続されるダイオード
を高速ダイオードにする必要がある。これはトランジス
タブリッジ内で直列に接続された2アームの一方のダイ
オードに電流が流れているとき、他方のトランジスタが
オンするとダイオードが逆方向を回復するまでにはトラ
ンジスタ動作により主回路平滑コンデンサが短絡状態と
なり大きな短絡電流が流れ損失が大きくなる。
ッジのスイッチング素子と並列に接続されるダイオード
を高速ダイオードにする必要がある。これはトランジス
タブリッジ内で直列に接続された2アームの一方のダイ
オードに電流が流れているとき、他方のトランジスタが
オンするとダイオードが逆方向を回復するまでにはトラ
ンジスタ動作により主回路平滑コンデンサが短絡状態と
なり大きな短絡電流が流れ損失が大きくなる。
【0004】これを防止する目的で回復時間の短い高速
ダイオードを用いる。しかし、高速ダイオードは整流ダ
イオードに比べて順方向電圧が高いため、電源側トラン
ジスタブリッジが順変換器として動作している場合、大
半の電流がダイオードに流れてしまい、順方向電圧降下
およびこれに伴う通流損失が大きくなってしまうため変
換装置の効率が低下するという欠点がある。
ダイオードを用いる。しかし、高速ダイオードは整流ダ
イオードに比べて順方向電圧が高いため、電源側トラン
ジスタブリッジが順変換器として動作している場合、大
半の電流がダイオードに流れてしまい、順方向電圧降下
およびこれに伴う通流損失が大きくなってしまうため変
換装置の効率が低下するという欠点がある。
【0005】また、電源側トランジスタブリッジが順変
換器として動作している場合には、トランジスタのスイ
ッチングを停止させダイオードブリッジとして動作させ
る方法がある。この場合、スイッチング損失が減少し効
率は向上するが、ダイオードに流れる電流の通流角が6
0度程度になりピーク電流が大きくなる。従って、並列
接続されるトランジスタの定格電流に対し電流定格の大
きな高速ダイオードとする必要がある。
換器として動作している場合には、トランジスタのスイ
ッチングを停止させダイオードブリッジとして動作させ
る方法がある。この場合、スイッチング損失が減少し効
率は向上するが、ダイオードに流れる電流の通流角が6
0度程度になりピーク電流が大きくなる。従って、並列
接続されるトランジスタの定格電流に対し電流定格の大
きな高速ダイオードとする必要がある。
【0006】以上の問題点を解決するため、特公平5−
7950号公報では以下に示す方法を提案している。本
方式について図3を用いて説明する。交流電源1は高速
ヒューズ2を介しダイオードブリッジ3の交流接続端子
に接続される。ダイオードブリッジ3の直流側接続端子
からは初期充電用限流抵抗4を通して平滑コンデンサ5
を充電し、充電完了後接点6を閉じてインバータブリッ
ジ7により交流に変換して交流電動機8に交流電力を供
給する。また、インバータブリッジ7と同一回路のトラ
ンジスタブリッジ9の交流側接続端子は交流リアクトル
10を介しダイオードブリッジ3交流接続端子に、同じ
く直流側接続端子はダイオードブリッジ3の直流接続端
子に接続される。
7950号公報では以下に示す方法を提案している。本
方式について図3を用いて説明する。交流電源1は高速
ヒューズ2を介しダイオードブリッジ3の交流接続端子
に接続される。ダイオードブリッジ3の直流側接続端子
からは初期充電用限流抵抗4を通して平滑コンデンサ5
を充電し、充電完了後接点6を閉じてインバータブリッ
ジ7により交流に変換して交流電動機8に交流電力を供
給する。また、インバータブリッジ7と同一回路のトラ
ンジスタブリッジ9の交流側接続端子は交流リアクトル
10を介しダイオードブリッジ3交流接続端子に、同じ
く直流側接続端子はダイオードブリッジ3の直流接続端
子に接続される。
【0007】以上図3に示す回路構成にすることによ
り、順変換時にはダイオードブリッジ3を通り、直流電
圧が上昇し回生状態になった場合のみ電源の位相に同期
して電源側トランジスタブリッジ9をPWMスイッチン
グすることにより、力率を略1の状態で交流電源に電力
を回生することができると共に、上述の問題を解決でき
るとしている。
り、順変換時にはダイオードブリッジ3を通り、直流電
圧が上昇し回生状態になった場合のみ電源の位相に同期
して電源側トランジスタブリッジ9をPWMスイッチン
グすることにより、力率を略1の状態で交流電源に電力
を回生することができると共に、上述の問題を解決でき
るとしている。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】図3に示した回路にお
いて、電源側トランジスタブリッジ9のスイッチング素
子が動作、つまり回生状態における交流リアクトル10
の放電電流について図4を使って考える。図4は、図3
の回路のダイオードブリッジ3および電源側トランジス
タブリッジ9の2相分について、直流部を同一線上に書
き変えたものである。
いて、電源側トランジスタブリッジ9のスイッチング素
子が動作、つまり回生状態における交流リアクトル10
の放電電流について図4を使って考える。図4は、図3
の回路のダイオードブリッジ3および電源側トランジス
タブリッジ9の2相分について、直流部を同一線上に書
き変えたものである。
【0009】電源側トランジスタブリッジ9のU相のス
イッチング素子9u−tおよびV相の素子9v−tがオ
ンしている場合、回生電流Iuは、平滑コンデンサ5か
ら素子9u−t,入力リアクトル10u,交流電源1を
通り、交流リアクトル10v,素子9v−tを通って平
滑コンデンサ5に戻る。この状態において、スイッチン
グパターンが切り替わりスイッチング素子9u−tがオ
フとなったとき、入力リアクトル10uに流れていた電
流は流れ続けようとする。つまり、リアクトル10uが
電源状態となる。
イッチング素子9u−tおよびV相の素子9v−tがオ
ンしている場合、回生電流Iuは、平滑コンデンサ5か
ら素子9u−t,入力リアクトル10u,交流電源1を
通り、交流リアクトル10v,素子9v−tを通って平
滑コンデンサ5に戻る。この状態において、スイッチン
グパターンが切り替わりスイッチング素子9u−tがオ
フとなったとき、入力リアクトル10uに流れていた電
流は流れ続けようとする。つまり、リアクトル10uが
電源状態となる。
【0010】この時リアクトル10uは、ダイオードブ
リッジ3のU相ダイオード3u−dと電源側トランジス
タブリッジ9のU相のスイッチング素子9u−tからな
るループで放電されることになる。逆に交流リアクトル
10vに蓄積されたエネルギーは、電源側トランジスタ
ブリッジ9のW相ダイオード9v−d、電源側トランジ
スタブリッジ9のU相のスイッチング素子9u−tを通
って交流電源1へ流れる。つまり、電源側トランジスタ
ブリッジ9のスイッチング素子のスイッチングパターン
が変化した瞬間、交流リアクトル10の蓄積エネルギー
がダイオードブリッジ3のダイオードを通して循環する
事がある。言い換えれば、交流電源1に流れず、ダイオ
ードブリッジ3と電源側トランジスタブリッジ9の間で
交流リアクトル10の蓄積エネルギーによる循環電流が
流れることになる。
リッジ3のU相ダイオード3u−dと電源側トランジス
タブリッジ9のU相のスイッチング素子9u−tからな
るループで放電されることになる。逆に交流リアクトル
10vに蓄積されたエネルギーは、電源側トランジスタ
ブリッジ9のW相ダイオード9v−d、電源側トランジ
スタブリッジ9のU相のスイッチング素子9u−tを通
って交流電源1へ流れる。つまり、電源側トランジスタ
ブリッジ9のスイッチング素子のスイッチングパターン
が変化した瞬間、交流リアクトル10の蓄積エネルギー
がダイオードブリッジ3のダイオードを通して循環する
事がある。言い換えれば、交流電源1に流れず、ダイオ
ードブリッジ3と電源側トランジスタブリッジ9の間で
交流リアクトル10の蓄積エネルギーによる循環電流が
流れることになる。
【0011】この、循環電流が大きすぎると電源への回
生電流が減少すると共に、電源への回生電流の歪み電流
が大きくなる欠点がある。本発明の目的は、回生状態に
のみ動作する電源側トランジスタブリッジを有し、かつ
電源側トランジスタブリッジのスイッチングパターンが
変化したときにおいても、循環電流を抑えることができ
る電力変換装置を提供することにある。
生電流が減少すると共に、電源への回生電流の歪み電流
が大きくなる欠点がある。本発明の目的は、回生状態に
のみ動作する電源側トランジスタブリッジを有し、かつ
電源側トランジスタブリッジのスイッチングパターンが
変化したときにおいても、循環電流を抑えることができ
る電力変換装置を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明では上記目的を達
成するために、ダイオードブリッジの直流接続端子と電
源側トランジスタブリッジの直流接続端子間に上記循環
電流を抑制する素子または回路を接続することを特徴と
する。
成するために、ダイオードブリッジの直流接続端子と電
源側トランジスタブリッジの直流接続端子間に上記循環
電流を抑制する素子または回路を接続することを特徴と
する。
【0013】
【作用】ダイオードブリッジと電源側トランジスタブリ
ッジと交流リアクトルからなるループの過度インピーダ
ンスを大きくすることにより、循環電流を抑える。
ッジと交流リアクトルからなるループの過度インピーダ
ンスを大きくすることにより、循環電流を抑える。
【0014】
【実施例】以下本発明の実施例を図面に基づいて詳細に
説明する。図1は本発明の一実施例を示した回路図であ
る。なお図3に示した同一部分には同一符号を付してそ
の説明を省略する。
説明する。図1は本発明の一実施例を示した回路図であ
る。なお図3に示した同一部分には同一符号を付してそ
の説明を省略する。
【0015】平滑コンデンサ5つまりダイオードブリッ
ジ3の直流接続端子と、電源側つまり、電源回生用のト
ランジスタブリッジ9の直流接続端子の間を、巻き極性
を逆とした同一鉄心に巻かれたリアクトル11によって
接続する。また、電源回生用のトランジスタブリッジ9
の直流接続端子にコンデンサ12を接続した構成を有す
る。
ジ3の直流接続端子と、電源側つまり、電源回生用のト
ランジスタブリッジ9の直流接続端子の間を、巻き極性
を逆とした同一鉄心に巻かれたリアクトル11によって
接続する。また、電源回生用のトランジスタブリッジ9
の直流接続端子にコンデンサ12を接続した構成を有す
る。
【0016】前述の電源側つまり電源回生用トランジス
タブリッジ9のスイッチングパターンの変化によって、
一方の入力リアクトル10の蓄積エネルギーは交流電源
1を通して流れるが、他方の交流リアクトル10の蓄積
エネルギーは、交流電源1に流れず、ダイオードブリッ
ジ3を通って循環する。このときのダイオードブリッジ
3と、電源回生用のトランジスタブリッジ9の直流接続
端子の間の正,負ラインに流れる電流は、上記循環電流
分の差が生じる。
タブリッジ9のスイッチングパターンの変化によって、
一方の入力リアクトル10の蓄積エネルギーは交流電源
1を通して流れるが、他方の交流リアクトル10の蓄積
エネルギーは、交流電源1に流れず、ダイオードブリッ
ジ3を通って循環する。このときのダイオードブリッジ
3と、電源回生用のトランジスタブリッジ9の直流接続
端子の間の正,負ラインに流れる電流は、上記循環電流
分の差が生じる。
【0017】この電流差が発生すると、リアクトル11
に磁束が発生しインダクタンスとして機能するので電流
の差を抑えようと作用する。よって、循環電流は抑制さ
れることになる。また、コンデンサ12はリアクトル1
1がインダクタンスとして動作した場合に発生する電圧
サージを吸収するためのものである。
に磁束が発生しインダクタンスとして機能するので電流
の差を抑えようと作用する。よって、循環電流は抑制さ
れることになる。また、コンデンサ12はリアクトル1
1がインダクタンスとして動作した場合に発生する電圧
サージを吸収するためのものである。
【0018】また、リアクトル11に発生する磁束はダ
イオードブリッジ3と、電源回生用のトランジスタブリ
ッジ9の直流接続端子の間の正,負ラインに流れる電流
差であるため、鉄損が少なくリアクトルの小形化を計る
ことができる。順変換動作時には、交流電源1からダイ
オードブリッジ3を介して平滑コンデンサ5へ電流が流
れるため、電源回生に関係する回路(入力リアクトル1
0,電源回生用のトランジスタブリッジ9,コンデンサ
12,循環電流抑制リアクトル11)は切り離された形
となり、一般的なインバータ装置の回路となる。したが
って、電源回生に関係する回路による電圧降下がないの
で、効率の良いインバータ運転が可能となる。
イオードブリッジ3と、電源回生用のトランジスタブリ
ッジ9の直流接続端子の間の正,負ラインに流れる電流
差であるため、鉄損が少なくリアクトルの小形化を計る
ことができる。順変換動作時には、交流電源1からダイ
オードブリッジ3を介して平滑コンデンサ5へ電流が流
れるため、電源回生に関係する回路(入力リアクトル1
0,電源回生用のトランジスタブリッジ9,コンデンサ
12,循環電流抑制リアクトル11)は切り離された形
となり、一般的なインバータ装置の回路となる。したが
って、電源回生に関係する回路による電圧降下がないの
で、効率の良いインバータ運転が可能となる。
【0019】(他の実施例)図2に示すように、リアク
トル11の代わりに、直流接続端子の正負ライン各々に
直流リアクトル13を挿入しても、循環電流の抑制効果
を得ることは可能である。
トル11の代わりに、直流接続端子の正負ライン各々に
直流リアクトル13を挿入しても、循環電流の抑制効果
を得ることは可能である。
【0020】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、一般の
インバータ装置と負荷の回生量に見合った容量の電源回
生ユニットを接続することによって回路を構成できる電
力変換装置において、インバータ装置と電源回生ユニッ
トの接続点にリアクトルを挿入することにより、電源回
生用のブリッジのスイッチングパターンが切り替わった
際に生じる入力リアクトルの蓄積エネルギーの放電によ
る循環電流を抑制することができ、安定した電源回生が
可能となる。
インバータ装置と負荷の回生量に見合った容量の電源回
生ユニットを接続することによって回路を構成できる電
力変換装置において、インバータ装置と電源回生ユニッ
トの接続点にリアクトルを挿入することにより、電源回
生用のブリッジのスイッチングパターンが切り替わった
際に生じる入力リアクトルの蓄積エネルギーの放電によ
る循環電流を抑制することができ、安定した電源回生が
可能となる。
【図1】本発明の一実施例を示す回路図、
【図2】他の実施例の回路図、
【図3】従来の電力変換装置の回路図、
【図4】従来の電力変換装置の回路図。
1…交流電源, 3…ダイオードブリ
ッジ,7…インバータブリッジ, 9…トランジ
スタブリッジ,10…交流リアクトル, 1
1…リアクトル,13…直流リアクトル。
ッジ,7…インバータブリッジ, 9…トランジ
スタブリッジ,10…交流リアクトル, 1
1…リアクトル,13…直流リアクトル。
Claims (3)
- 【請求項1】 並列接続した自己消弧形スイッチング素
子と高速ダイオードからなるアームを複数個組み合わせ
た第一のブリッジと、高速または一般整流ダイオードか
らなるアームを複数個組み合わせた第二のブリッジを有
し、前記第一のブリッジの交流側接続端子はそれぞれ交
流リアクトルを介して交流電源に接続され、前記第二の
ブリッジの交流接続端子は直接または交流リアクトルを
介して交流電源に接続され、前記第一および第二のブリ
ッジの直流側接続端子間に電流抑制回路を接続したこと
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項2】 請求項1記載の電力変換装置において、
同一鉄心上に巻かれたリアクトルの二巻線を巻き方向
(極性)が逆となるように、第一および第二のブリッジ
の直流接続端子間に接続したことを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項3】 請求項1記載の電力変換装置において、
第一および第二のブリッジの直流接続端子間に直流リア
クトルを接続したことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7008602A JPH08205560A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7008602A JPH08205560A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | 電力変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08205560A true JPH08205560A (ja) | 1996-08-09 |
Family
ID=11697522
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7008602A Pending JPH08205560A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH08205560A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008086053A (ja) * | 2006-08-31 | 2008-04-10 | Daikin Ind Ltd | コンバータ回路 |
WO2010056455A1 (en) | 2008-11-12 | 2010-05-20 | Transocean Sedco Forex Ventures Limited | Improved dc bus regulator |
JP5427787B2 (ja) * | 2008-10-03 | 2014-02-26 | 東芝キヤリア株式会社 | 三相整流装置 |
KR20200085492A (ko) * | 2019-01-07 | 2020-07-15 | 주식회사 에이텍에이 | 순환전류 저감을 위한 고주파 절연형 전력변환장치 |
WO2022162964A1 (ja) * | 2021-02-01 | 2022-08-04 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
-
1995
- 1995-01-24 JP JP7008602A patent/JPH08205560A/ja active Pending
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008086053A (ja) * | 2006-08-31 | 2008-04-10 | Daikin Ind Ltd | コンバータ回路 |
JP5427787B2 (ja) * | 2008-10-03 | 2014-02-26 | 東芝キヤリア株式会社 | 三相整流装置 |
WO2010056455A1 (en) | 2008-11-12 | 2010-05-20 | Transocean Sedco Forex Ventures Limited | Improved dc bus regulator |
EP2351179A4 (en) * | 2008-11-12 | 2017-10-25 | Transocean Sedco Forex Ventures Ltd. | Improved dc bus regulator |
EP3579394A1 (en) * | 2008-11-12 | 2019-12-11 | Transocean Sedco Forex Ventures Ltd. | Improved dc bus regulator |
KR20200085492A (ko) * | 2019-01-07 | 2020-07-15 | 주식회사 에이텍에이 | 순환전류 저감을 위한 고주파 절연형 전력변환장치 |
WO2022162964A1 (ja) * | 2021-02-01 | 2022-08-04 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
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