JPH08205548A - Device and method for power conversion - Google Patents
Device and method for power conversionInfo
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- JPH08205548A JPH08205548A JP7012744A JP1274495A JPH08205548A JP H08205548 A JPH08205548 A JP H08205548A JP 7012744 A JP7012744 A JP 7012744A JP 1274495 A JP1274495 A JP 1274495A JP H08205548 A JPH08205548 A JP H08205548A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、電力変換装置、特
に、そのパルス幅変調（以下、ＰＷＭという）制御に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter, and more particularly to a pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) control thereof.
【０００２】[0002]
【従来の技術】例えば、特開昭６３−２４０３７７号公
報を引用し、電力変換装置の例としてＰＷＭインバータ
を挙げて説明する。第９図に、従来の主回路・制御回路
構成図を示す。主回路の、電圧Ｅを持つ直流電圧源１ａ
・１ｂは、同方向に直列接続されている。第１のダイオ
ード２ａと第１のスイッチング素子３ａおよび第２のダ
イオード２ｂと第２のスイッチング素子３ｂはそれぞれ
逆並列接続され、ブリッジ回路を成す。その接続点ｘと
直流電圧源１ａと１ｂの接続点ｙを入力としてインダク
タ４とコンデンサ５で構成されるフィルタＦが接続さ
れ、その後段に負荷１６が接続されている。制御回路部
Ｃは、インダクタ４に流れ、矢印方向を正とする電流２
５と出力電圧２６を、検出回路１７で検出し、制御回路
演算部１８で出力電圧指令信号７を出力する。これを、
直流バイアス重畳部５９で直流バイアス８を出力電圧指
令信号７に加算し信号６０とし、これと搬送波信号発生
部１９から出力される搬送波信号６とを比較部２０で比
較する。この比較出力がパルス幅変調信号６１であり、
これは更に短絡防止時間（以下Ｔｄという）発生部２３
でＴｄを発生した信号６２となり、駆動回路２４を介し
てスイッチング素子３ａ・３ｂに指令として与えられ
る。2. Description of the Related Art For example, a PWM inverter will be described as an example of a power conversion device by citing JP-A-63-240377. FIG. 9 shows a conventional main circuit / control circuit configuration diagram. DC voltage source 1a with voltage E of main circuit
・ 1b is connected in series in the same direction. The first diode 2a and the first switching element 3a, and the second diode 2b and the second switching element 3b are respectively connected in anti-parallel to form a bridge circuit. A filter F including an inductor 4 and a capacitor 5 is connected to the connection point x and a connection point y of the DC voltage sources 1a and 1b as inputs, and a load 16 is connected to the subsequent stage. The control circuit part C flows through the inductor 4 and has a current 2 positive in the arrow direction.
5 and the output voltage 26 are detected by the detection circuit 17, and the control circuit calculation unit 18 outputs the output voltage command signal 7. this,
The DC bias superimposing unit 59 adds the DC bias 8 to the output voltage command signal 7 to form a signal 60, and the carrier signal 6 output from the carrier signal generating unit 19 is compared by the comparing unit 20. This comparison output is the pulse width modulation signal 61,
This is further due to the short circuit prevention time (hereinafter referred to as Td) generation unit 23.
Then, it becomes a signal 62 which has generated Td, and is given as a command to the switching elements 3a and 3b through the drive circuit 24.
【０００３】スイッチング素子を駆動する際、上下アー
ムのスイッチング素子２ａ・２ｂが同時導通して直流電
源の短絡を防ぐためＴｄを設けて、上下アームの一方の
スイッチング素子がオフした後、一定時間後にもう一方
のスイッチング素子をオンするようにしている。三角波
比較ＰＷＭのパルス幅変調信号は、第１０図に示す搬送
波信号６と出力電圧指令信号７との比較出力１０として
得られる。パルス幅ｔ１は、搬送波信号６と出力電圧指
令信号７の交点をＴ１・Ｔ２とすれば、ｔ１＝Ｔ２−Ｔ
１となり、出力電圧指令信号７の振幅と比例する。When driving the switching elements, Td is provided to prevent the switching elements 2a and 2b of the upper and lower arms from simultaneously conducting to prevent a short circuit of the DC power source, and after one switching element of the upper and lower arms is turned off, a fixed time elapses. The other switching element is turned on. The pulse width modulation signal of the triangular wave comparison PWM is obtained as the comparison output 10 of the carrier wave signal 6 and the output voltage command signal 7 shown in FIG. The pulse width t1 is t1 = T2−T, where T1 · T2 is the intersection of the carrier wave signal 6 and the output voltage command signal 7.
It becomes 1 and is proportional to the amplitude of the output voltage command signal 7.
【０００４】このパルスはＴｄの期間だけパルス幅が減
少し、ｔ２＝ｔ１−Ｔｄなるパルス幅（パルス幅変調信
号１１）でスイッチを駆動する。このため、出力電圧の
波形は出力電流の方向（極性）によって振幅が減少し、
平均的にみると出力電圧の振幅が指令値よりも小さくな
り、大きな電圧歪を生ずる。そこで、出力電圧指令信号
７に、Ｔｄと等しいパルスの広がりを与える直流バイア
ス信号８を加算する。The pulse width of the pulse is reduced only during the period of Td, and the switch is driven with the pulse width of t2 = t1−Td (pulse width modulation signal 11). Therefore, the amplitude of the output voltage waveform decreases depending on the direction (polarity) of the output current,
On average, the amplitude of the output voltage becomes smaller than the command value, causing a large voltage distortion. Therefore, the output voltage command signal 7 is added with the DC bias signal 8 that gives a pulse spread equal to Td.
【０００５】第１０図において、直流バイアス信号８を
加算した出力電圧指令信号９と搬送波信号６との交点を
Ｔ３・Ｔ４とすればパルス幅ｔ３はｔ３＝Ｔ４−Ｔ３と
なる。また、直流バイアス信号８により広がるパルス幅
の増分をΔｔｂとすればｔ３＝ｔ１＋Δｔｂと表すこと
ができる。このパルスは、Ｔｄ分減少し、スイッチを駆
動するパルス幅ｔ４はｔ４＝ｔ３−Ｔｄとなる。 ここで、ｔ３＝ｔ１＋Δｔｂ ｔ４＝ｔ３−Ｔｄ なる関係から ｔ４＝ｔ１＋Δｔｂ−Ｔｄ を得る。In FIG. 10, assuming that the intersection of the output voltage command signal 9 to which the DC bias signal 8 is added and the carrier signal 6 is T3.T4, the pulse width t3 is t3 = T4-T3. Further, if the increment of the pulse width spread by the DC bias signal 8 is Δtb, it can be expressed as t3 = t1 + Δtb. This pulse is reduced by Td, and the pulse width t4 for driving the switch is t4 = t3-Td. Here, t4 = t1 + Δtb−Td is obtained from the relationship of t3 = t1 + Δtb t4 = t3-Td.
【０００６】このΔｔｂがＴｄと等しくなるように直流
バイアス信号８を加算することによりΔｔｂ＝Ｔｄか
ら、ｔ４＝ｔ１なる関係が成立する。このことは、スイ
ッチを駆動するパルス幅ｔ４は出力電圧指令信号７に比
例したパルス幅ｔ１と等しいということであり出力波形
は、Ｔｄによるパルス幅の減少を補正したものとして得
ることができる。By adding the DC bias signal 8 so that Δtb becomes equal to Td, the relation of Δtb = Td to t4 = t1 is established. This means that the pulse width t4 for driving the switch is equal to the pulse width t1 proportional to the output voltage command signal 7, and the output waveform can be obtained by correcting the reduction of the pulse width due to Td.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】従来のようなＴｄ補正
は、パルス幅はＴｄ補正する前のｔ１と同じ幅のｔ４を
得ることができる。しかし、パルスの立上り時間はずれ
てくる。つまり、Ｔｄ補正する前のパルス幅変調信号１
０の立上り点Ｔ１とＴｄ補正後のパルス幅変調指令信号
１３の立上り点はパルス幅変調指令信号１３の立ち上が
りの方がＴｄ／２だけ遅れることになる。インダクタン
ス４に流れる電流はリップルを持ち、電流１４は、電流
が矢印方向を正とした場合、スイッチング素子３ａのオ
ン期間に増加し、オフ期間に減衰する。According to the conventional Td correction, the pulse width can be t4 having the same width as t1 before the Td correction. However, the rise time of the pulse is deviated. That is, the pulse width modulation signal 1 before Td correction
At the rising point T1 of 0 and the rising point of the pulse width modulation command signal 13 after Td correction, the rising of the pulse width modulation command signal 13 is delayed by Td / 2. The current flowing through the inductance 4 has a ripple, and the current 14 increases during the ON period of the switching element 3a and decays during the OFF period when the current is positive in the arrow direction.
【０００８】この場合パルス幅指令信号１３がスイッチ
ング素子３ａの指令信号とすると、電流波形は第１０図
の電流１４のようになる。この電流１４の電流サンプル
点を考えると、電流サンプルは、搬送波信号６の頂点で
行っているので、電流１４のサンプル点は、Ａ点とな
り、電流１４の増加期間の中間点でサンプルすることが
できず、サンプルした電流値に誤差を与えるという問題
があった。In this case, assuming that the pulse width command signal 13 is the command signal for the switching element 3a, the current waveform becomes like the current 14 in FIG. Considering the current sampling point of the current 14, since the current sampling is performed at the apex of the carrier signal 6, the sampling point of the current 14 is point A, and the sampling may be performed at the intermediate point of the increasing period of the current 14. There was a problem in that it was not possible to give an error to the sampled current value.
【０００９】この発明は、かかる問題を解決するために
なされたもので、Ｔｄによる出力電圧の振幅減少を補正
しながら、電流サンプル点を適切な時点にもってくるこ
とによって、電流を誤差なくサンプルすることを目的と
している。The present invention has been made in order to solve the above problem, and corrects the amplitude decrease of the output voltage due to Td and brings the current sampling point to an appropriate time point to sample the current without error. Is intended.
【００１０】第１の発明は、スイッチング素子による短
絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、電流サ
ンプル値の誤差を的確に回避できる電力変換装置を得る
ことを目的とする。A first object of the present invention is to provide a power converter capable of surely preventing a short circuit due to a switching element without distortion of an output and accurately avoiding an error in a current sample value.
【００１１】第２の発明は、スイッチング素子による短
絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、電流サ
ンプル値の誤差を更に的確に回避できる電力変換方法を
得ることを目的とする。A second object of the present invention is to provide a power conversion method capable of surely preventing a short circuit due to a switching element without distortion of the output, and more accurately avoiding an error in a current sample value.
【００１２】第３の発明は、スイッチング素子による短
絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、電流サ
ンプル値の誤差を的確に回避でき、かつ、力率１制御を
行うことができる電力変換方法を得ることを目的とす
る。A third aspect of the present invention is a power conversion method capable of reliably preventing a short circuit due to a switching element without distortion of the output, accurately avoiding an error in a current sample value, and performing a power factor of 1 control. Aim to get.
【００１３】第４の発明は、スイッチング素子による短
絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、電流サ
ンプル値の誤差をより一層的確に回避できる電力変換方
法を得ることを目的とする。A fourth object of the present invention is to provide a power conversion method capable of surely preventing a short circuit due to a switching element without distortion of an output, and more accurately avoiding an error in a current sampled value.
【００１４】第５の発明は、スイッチング素子による短
絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、電流サ
ンプル値の誤差を的確に回避できる、適切な構成の電力
変換装置を得ることを目的とする。A fifth object of the present invention is to obtain a power conversion device having an appropriate configuration, which can surely prevent a short circuit due to a switching element without distortion of an output and can appropriately avoid an error in a current sampled value. .
【００１５】第６の発明は、スイッチング素子による短
絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、電流サ
ンプル値の誤差をより的確に回避できる、適切な構成の
電力変換装置を得ることを目的とする。A sixth object of the present invention is to provide a power conversion device having an appropriate structure which can prevent a short circuit due to a switching element without distortion of the output without fail and can avoid an error of a current sample value more accurately. To do.
【００１６】第７の発明は、スイッチング素子による短
絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、電流サ
ンプル値の誤差を一層的確に回避できる、適切な構成の
電力変換装置を得ることを目的とする。A seventh object of the present invention is to provide a power conversion device having an appropriate structure, which can prevent a short circuit due to a switching element without distortion of the output, and can avoid an error of a current sampled value more accurately. To do.
【００１７】この発明の実施例では、次のような具体的
目的を有する。この発明は、かかる問題を解決するため
になされたもので、Ｔｄによる出力電圧の振幅減少を補
正しながら、電流サンプル点を傾斜の中心に持ってくる
ことで電流を誤差なくサンプルする方法及びその回路を
提供することを目的としている。The embodiment of the present invention has the following specific objects. The present invention has been made to solve such a problem, and a method of sampling a current without error by bringing a current sampling point to the center of the slope while correcting the amplitude decrease of the output voltage due to Td, and its method. It is intended to provide a circuit.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】第１の発明では、パルス
幅変調信号に対する前記スイッチング素子の短絡防止時
間に相当するパルス幅減少の補正を、パルス幅変調信号
について電流サンプル点に関し対称的に行う。According to the first aspect of the invention, the correction of the reduction of the pulse width corresponding to the short circuit prevention time of the switching element with respect to the pulse width modulated signal is performed symmetrically with respect to the current sampling point of the pulse width modulated signal. .
【００１９】第２の発明では、電流がブリッジ回路から
流れ出す場合、変調信号である出力電圧指令信号と搬送
波である三角波信号とを比較したパルス幅変調信号の立
上り時間を短絡防止時間分早め、電流がブリッジ回路に
流れ込む場合、立下り時間を短絡防止時間分早めること
により、前記第１および第２スイッチング素子の短絡防
止時間によるパルス幅変調波形パルス幅の減少のため起
る出力電圧の歪みを補正するとともに、電流サンプル値
に誤差を生じさせないようにする。In the second aspect of the invention, when the current flows out from the bridge circuit, the rise time of the pulse width modulation signal obtained by comparing the output voltage command signal, which is the modulation signal, with the triangular wave signal, which is the carrier wave, is shortened by the short circuit prevention time, and the current is increased. When the current flows into the bridge circuit, by shortening the fall time by the short circuit prevention time, the distortion of the output voltage caused by the pulse width modulation waveform pulse width reduction due to the short circuit prevention time of the first and second switching elements is corrected. At the same time, the current sampled value should not be in error.
【００２０】第３の発明では、力率１制御のための位相
制御を行い、出力電圧指令信号が正の場合、パルス幅変
調信号の立上り時間を短絡防止時間分早め、負の場合、
立下り時間を短絡防止時間分早めることにより、第１お
よび第２のスイッチング素子の短絡防止時間によるパル
ス幅変調波形パルス幅の減少のため起る出力電圧の歪み
を補正するとともに、電流サンプル値に誤差を生じさせ
ないようにする。In the third aspect of the invention, phase control for power factor 1 control is performed, and when the output voltage command signal is positive, the rise time of the pulse width modulation signal is advanced by the short circuit prevention time, and when it is negative,
By advancing the fall time by the short circuit prevention time, the distortion of the output voltage caused by the decrease of the pulse width of the pulse width modulation waveform pulse width due to the short circuit prevention time of the first and second switching elements is corrected, and the current sample value is set. Make sure there are no errors.
【００２１】第４の発明では、電流がブリッジから流れ
だし、パルス幅変調信号のＬＯＷレベルの時間が短絡防
止時間よりも短い場合、その期間中第２のスイッチング
素子をオフさせ第１のスイッチング素子を短絡防止時間
を設けずにオンさせることにより、前記第１および第２
のスイッチング素子の短絡防止時間によるパルス幅変調
波形パルス幅の減少のため起る出力電圧の歪みを補正す
るとともに、電流サンプル値に誤差を生じさせないよう
にする。In the fourth invention, when the current starts flowing from the bridge and the LOW level time of the pulse width modulation signal is shorter than the short circuit prevention time, the second switching element is turned off during that period and the first switching element is turned on. Is turned on without providing a short-circuit prevention time, the first and second
The pulse width modulation waveform due to the short circuit prevention time of the switching element is corrected for the distortion of the output voltage caused by the reduction of the pulse width, and the error is not caused in the current sample value.
【００２２】第５の発明では、出力電流および出力電圧
を検出する検出部と、この電流および電圧から出力電圧
指令信号を導出する制御演算部と、この出力電圧指令信
号と搬送波信号発生部からの搬送波信号とを比較しパル
ス幅変調信号を導出する比較部と、前記電流の極性を判
別する極性判別部と、この極性判別部の判別結果に応じ
てパルス幅を操作するパルス幅操作部と、短絡防止時間
に相当する信号を発生しパルス幅を補正する短絡防止時
間発生部とを備える。According to the fifth aspect of the present invention, a detector for detecting the output current and the output voltage, a control calculator for deriving the output voltage command signal from the current and the voltage, and a detector for outputting the output voltage command signal and the carrier signal are provided. A comparison unit that derives a pulse width modulation signal by comparing the carrier wave signal, a polarity determination unit that determines the polarity of the current, and a pulse width operation unit that operates the pulse width according to the determination result of the polarity determination unit, And a short circuit prevention time generation unit that generates a signal corresponding to the short circuit prevention time and corrects the pulse width.
【００２３】第６の発明では、出力電流および出力電圧
を検出する検出部と、この電流および電圧から出力電圧
指令信号を導出する制御演算部と、この出力電圧指令信
号と搬送波信号発生部からの搬送波信号とを比較しパル
ス幅変調信号を導出する比較部と、短絡防止時間に相当
する信号を発生しパルス幅を補正する短絡防止時間発生
部と、前記電流の極性を判別する極性判別部と、この極
性判別部の判別結果によって切り替わり極性に応じてパ
ルス幅変調信号の補正を行う複数の切り替え部とを備え
る。According to the sixth aspect of the present invention, the detector for detecting the output current and the output voltage, the control calculator for deriving the output voltage command signal from the current and the voltage, and the output voltage command signal and the carrier signal generator. A comparison unit that compares the carrier wave signal and derives a pulse width modulation signal, a short circuit prevention time generation unit that generates a signal corresponding to the short circuit prevention time and corrects the pulse width, and a polarity determination unit that determines the polarity of the current. And a plurality of switching units for correcting the pulse width modulation signal according to the switching polarity according to the determination result of the polarity determining unit.
【００２４】第７の発明では、出力電流および出力電圧
を検出する検出部と、この電流および電圧から出力電圧
指令信号を導出する制御演算部と、この出力電圧指令信
号と搬送波信号発生部からの搬送波信号とを比較しパル
ス幅変調信号を導出する比較部と、出力電圧指令または
電流により前記電流の極性を判別する極性判別部と、こ
の極性判別部の判別結果に応じてパルス幅を操作するパ
ルス幅操作部と、短絡防止時間に相当する信号を発生し
パルス幅を補正する短絡防止時間発生部と、前記パルス
幅変調信号と短絡防止時間とを比較しパルス幅変調信号
の補正の要否を判別するパルス幅判別部とを備える。According to the seventh aspect of the present invention, a detector for detecting the output current and the output voltage, a control calculator for deriving the output voltage command signal from the current and the voltage, and a detector for outputting the output voltage command signal and the carrier signal generator. A comparison unit that compares the carrier wave signal and derives a pulse width modulation signal, a polarity determination unit that determines the polarity of the current based on an output voltage command or current, and a pulse width is operated according to the determination result of this polarity determination unit. Necessity of correction of the pulse width modulation signal by comparing the pulse width modulation signal and the short circuit prevention time with the pulse width operation section, the short circuit prevention time generation section that generates a signal corresponding to the short circuit prevention time and corrects the pulse width And a pulse width discriminating section.
【００２５】この発明の実施例では、次のような具体的
手段を有する。スイッチング素子とダイオードとを逆並
列接続してなるブリッジ回路の前記スイッチング素子を
三角波比較方式のＰＷＭ制御により相補的にオンオフさ
せ、三角波の頂点で電流サンプルする電力変換装置にお
いて、電流がブリッジから流れ出す場合、変調信号であ
る出力電圧指令信号と搬送波である三角波信号とを比較
したパルス幅変調信号の立ち上がる時間を短絡防止時間
分早め、電流がブリッジに流れ込む場合、立ち下がり時
間を短絡防止時間分早めることにより、Ｔｄ補正を行う
ようにしたものである。The embodiment of the present invention has the following concrete means. When a current flows out from the bridge in a power conversion device in which the switching element of a bridge circuit in which a switching element and a diode are connected in anti-parallel is complementarily turned on and off by PWM control of a triangular wave comparison method and a current is sampled at the apex of the triangular wave , Advance the rise time of the pulse width modulation signal that compares the output voltage command signal that is the modulation signal with the triangular wave signal that is the carrier wave by the short circuit prevention time, and if the current flows into the bridge, advance the fall time by the short circuit prevention time. Therefore, the Td correction is performed.
【００２６】スイッチング素子とダイオードとを逆並列
接続してなるブリッジ回路の前記スイッチング素子を三
角波比較方式のＰＷＭ制御により相補的にオンオフさ
せ、三角波の頂点で電流サンプルする電力変換装置にお
いて、力率１制御を行い、出力電圧指令信号が正の場
合、パルス幅変調信号の立ち上がる時間を短絡防止時間
分早め、負の場合、立ち下がり時間を短絡防止時間分早
めることにより、Ｔｄ補正を行うようにしたものであ
る。In a power converter in which the switching elements of a bridge circuit in which a switching element and a diode are connected in anti-parallel are complementarily turned on and off by PWM control of a triangular wave comparison method, and a current is sampled at the apex of the triangular wave, a power factor of 1 When the output voltage command signal is positive, the rise time of the pulse width modulation signal is advanced by the short-circuit prevention time, and when the output voltage command signal is negative, the fall time is advanced by the short-circuit prevention time to perform Td correction. It is a thing.
【００２７】この発明に関わる三角波比較ＰＷＭ制御方
法で、電流がブリッジから流れだし、パルス幅変調信号
のＬＯＷレベルの時間が短絡防止時間よりも短い場合、
その期間中下スイッチング素子をオフさせ上スイッチン
グ素子を短絡防止時間を設けずにオンさせることによ
り、Ｔｄ補正を行うようにしたものである。In the triangular wave comparison PWM control method according to the present invention, when current starts flowing from the bridge and the LOW level time of the pulse width modulation signal is shorter than the short circuit prevention time,
During the period, the lower switching element is turned off and the upper switching element is turned on without providing the short-circuit prevention time, so that Td correction is performed.
【００２８】この発明に関わるＰＷＭ制御回路において
は、検出部、制御演算部、搬送波信号発生部、比較部、
電流による極性判別部、パルス幅操作部、Ｔｄ発生部、
を備えたものである。In the PWM control circuit according to the present invention, the detector, the control calculator, the carrier signal generator, the comparator,
Polarity discriminating section by current, pulse width operating section, Td generating section,
It is provided with.
【００２９】この発明に関わるＰＷＭ制御回路において
は、検出部、制御演算部、搬送波信号発生部、比較部、
出力電圧指令による極性判別部、パルス幅操作部、Ｔｄ
発生部、を備えたものである。In the PWM control circuit according to the present invention, the detector, the control calculator, the carrier signal generator, the comparator,
Polarity discrimination section based on output voltage command, pulse width operation section, Td
The generator is provided.
【００３０】この発明に関わるＰＷＭ制御回路において
は、検出部、制御演算部、搬送波信号発生部、比較部、
出力電圧指令信号又は電流による極性判別部、パルス幅
操作部、Ｔｄ発生部、極性判別部の結果で切り替わる切
り替え部を備えたものである。In the PWM control circuit according to the present invention, the detector, the control calculator, the carrier signal generator, the comparator,
It is provided with a polarity discriminating unit based on the output voltage command signal or the current, a pulse width manipulating unit, a Td generating unit, and a switching unit that switches depending on the result of the polarity discriminating unit.
【００３１】[0031]
【作用】第１の発明においては、パルス幅変調信号に対
するスイッチング素子の短絡防止時間に相当するパルス
幅減少の補正が、パルス幅変調信号について電流サンプ
ル点に関し対称的に行われる。In the first aspect of the invention, the correction of the reduction of the pulse width corresponding to the short circuit prevention time of the switching element for the pulse width modulated signal is symmetrically performed with respect to the current sample point of the pulse width modulated signal.
【００３２】第２の発明においては、電流がブリッジ回
路から流れ出す場合、変調信号である出力電圧指令信号
と搬送波である三角波信号とを比較したパルス幅変調信
号の立上り時間が短絡防止時間分だけ早められ、また、
電流がブリッジ回路に流れ込む場合、立下り時間が短絡
防止時間分だけ早められる。In the second invention, when the current flows out from the bridge circuit, the rising time of the pulse width modulation signal obtained by comparing the output voltage command signal which is the modulation signal with the triangular wave signal which is the carrier wave is advanced by the short circuit prevention time. And again
When the current flows into the bridge circuit, the fall time is advanced by the short circuit prevention time.
【００３３】第３の発明においては、力率１制御のため
の位相制御が行われる。In the third invention, the phase control for controlling the power factor of 1 is performed.
【００３４】第４の発明においては、電流がブリッジか
ら流れだし、パルス幅変調信号のＬＯＷレベルの時間が
短絡防止時間よりも短い場合、その期間中第２のスイッ
チング素子がオフとなり、第１のスイッチング素子が短
絡防止時間を設けずにオンされる。In the fourth invention, when the current starts flowing from the bridge and the LOW level time of the pulse width modulation signal is shorter than the short circuit prevention time, the second switching element is turned off during that period, and the first switching element is turned off. The switching element is turned on without providing a short circuit prevention time.
【００３５】第５の発明においては、検出部、制御演算
部、搬送波信号発生部、比較部、電流による極性判別
部、パルス幅操作部、Ｔｄ発生部がスイッチング素子駆
動用のパルス幅変調信号を生成する。In the fifth aspect of the invention, the detection section, the control calculation section, the carrier signal generation section, the comparison section, the current polarity determination section, the pulse width operation section, and the Td generation section output the pulse width modulation signal for driving the switching element. To generate.
【００３６】第６の発明においては、検出部、制御演算
部、出力電圧指令信号による極性判別部、出力電圧指令
信号操作部、搬送波信号発生部、比較部、極性判別部の
結果によって切り替わる複数の切り替え部、Ｔｄ発生部
がスイッチング素子駆動用のパルス幅変調信号を生成す
る。In the sixth aspect of the invention, a plurality of units are switched according to the results of the detection unit, the control calculation unit, the polarity determination unit based on the output voltage command signal, the output voltage command signal operation unit, the carrier signal generation unit, the comparison unit, and the polarity determination unit. The switching unit and the Td generation unit generate a pulse width modulation signal for driving the switching element.
【００３７】第７の発明においては、検出部、制御演算
部、搬送波信号発生部、比較部、出力電圧指令又は電流
による極性判別部、パルス幅操作部、パルス幅判別部、
Ｔｄ発生部がスイッチング素子駆動用のパルス幅変調信
号を生成する。In the seventh invention, the detecting section, the control calculating section, the carrier signal generating section, the comparing section, the polarity discriminating section based on the output voltage command or the current, the pulse width operating section, the pulse width discriminating section,
The Td generator generates a pulse width modulation signal for driving the switching element.
【００３８】この発明の実施例においては、次のような
具体的作用を有する。この発明によれば、Ｔｄ補正を電
流のリップルの傾斜が左右されるスイッチング素子の指
令である、搬送波信号と出力電圧指令信号比較出力であ
るパルス幅変調信号のパルスの立ち上がり時間を短絡防
止時間分早めることによって行っているので、Ｔｄ発生
後のスイッチング素子の指令はパルス幅変調信号と同一
になり、電流サンプル点である搬送波信号の頂点が電流
リップルの傾斜の中央に位置するようになる。The embodiment of the present invention has the following specific actions. According to the present invention, the rise time of the pulse of the carrier wave signal and the pulse width modulation signal which is the output voltage command signal comparison output, which is the command of the switching element in which the slope of the ripple of the current is influenced by the Td correction, is the short circuit prevention time. Since it is performed earlier, the command of the switching element after Td is the same as that of the pulse width modulation signal, and the peak of the carrier signal, which is the current sampling point, is located at the center of the slope of the current ripple.
【００３９】上記のようなＴｄ補正で、パルス幅変調信
号のＨＩＧＨ或いはＬＯＷのパルス幅がＴｄの幅より狭
い場合でも、出力電圧指令通りの電圧を得られ、電流サ
ンプル点である搬送波信号の頂点が電流リップルの傾斜
の中央に位置するようになる。With the above Td correction, even if the HIGH or LOW pulse width of the pulse width modulation signal is narrower than the width of Td, the voltage according to the output voltage command can be obtained and the peak of the carrier signal which is the current sampling point. Will be centered on the slope of the current ripple.
【００４０】[0040]
実施例１．図１に、この発明の実施例を示す。図１に示
す回路において、電圧Ｅを持つ直流電圧源１ａ・１ｂは
同方向に直列接続されている。第１のダイオード２ａと
第１のスイッチング素子３ａおよび第２のダイオード２
ｂと第２のスイッチング素子３ｂは、それぞれ逆並列接
続されたものが直列に接続され、その接続部ｘにインダ
クタ４の一端も接続されている。インダクタ４に流れる
出力電流２５は、矢印方向を正とする。インダクタ４の
他端はインダクタ４とともにフィルタＦを構成するコン
デンサ１５と負荷１６に接続され、コンデンサ１５と負
荷１６のもう一端は直流電圧源１ａと１ｂの接続部ｙに
接続される。Example 1. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. In the circuit shown in FIG. 1, the DC voltage sources 1a and 1b having the voltage E are connected in series in the same direction. First diode 2a, first switching element 3a, and second diode 2
b and the second switching element 3b are connected in series in antiparallel connection, and one end of the inductor 4 is also connected to the connection portion x. The output current 25 flowing through the inductor 4 is positive in the arrow direction. The other end of the inductor 4 is connected to the capacitor 15 and the load 16 that form the filter F together with the inductor 4, and the other ends of the capacitor 15 and the load 16 are connected to the connection portion y between the DC voltage sources 1a and 1b.
【００４１】この回路の動作は、次の通りである。イン
ダクタ４の電流２５が正のとき、スイッチング素子３ａ
がオンであれば、電流２５は経路３４を流れ、接続部ｘ
の接続点３３の電圧はＥを持ち、スイッチング素子３ａ
と３ｂがオフのとき、ダイオード２ｂの導通により、電
流２５は経路３５を流れ、接続点３３は−Ｅの電圧を持
つ。スイッチング素子３ｂがオンしても同様で、経路３
５で電流が流れ接続点３３の電圧は−Ｅである。The operation of this circuit is as follows. When the current 25 of the inductor 4 is positive, the switching element 3a
If is on, the current 25 flows through the path 34 and the connection x
The voltage at the connection point 33 has a voltage E and the switching element 3a
When 3 and 3b are off, the conduction of diode 2b causes current 25 to flow through path 35 and node 33 has a voltage of -E. The same is true when the switching element 3b is turned on, and the path 3
A current flows at 5 and the voltage at the connection point 33 is -E.
【００４２】電流２５が負のとき、スイッチング素子３
ｂがオンであれば電流２５は経路３６を流れ、接続点３
３の電圧は−Ｅを持ち、スイッチング素子３ａと３ｂが
オフのとき、ダイオード２ａの導通により、電流２５は
３７の経路を流れ、３３はＥの電圧を持つ。スイッチン
グ素子３ａがオンしても同様で、経路３７で電流が流れ
接続点３３の電圧はＥである。電流２５は接続点３３が
Ｅの電圧のとき増加、電圧が−Ｅのとき減少の傾斜を持
った、リップル電流である。When the current 25 is negative, the switching element 3
If b is on, the current 25 flows through the path 36 and the connection point 3
The voltage of 3 has -E, and when the switching elements 3a and 3b are off, the current 25 flows through the path of 37 due to the conduction of the diode 2a, and 33 has the voltage of E. The same is true when the switching element 3a is turned on, and a current flows through the path 37, and the voltage at the connection point 33 is E. The current 25 is a ripple current which has an increasing slope when the connection point 33 has a voltage of E and has a decreasing slope when the voltage is −E.
【００４３】出力電流２５と出力電圧２６は検出部１７
から制御演算部１８に入力され、出力電圧指令信号７を
出力する。出力電圧指令信号７は比較部２０で搬送波信
号発生部１９から出力される搬送波信号６と比較され、
その比較出力が、第１のパルス幅変調信号２７である。
インダクタ４の電流２５から極性判別部２１ａにより電
流２５の極性を判定する。その結果から、パルス幅操作
部２２で第１のパルス幅変調信号２７のパルス幅を操作
し、スイッチング素子３ａ駆動用の第２のパルス幅変調
信号２９として出力する。The output current 25 and the output voltage 26 are detected by the detector 17
Is input to the control calculation unit 18 and outputs the output voltage command signal 7. The output voltage command signal 7 is compared with the carrier signal 6 output from the carrier signal generator 19 in the comparator 20,
The comparison output is the first pulse width modulation signal 27.
The polarity of the current 25 is determined by the polarity determining unit 21a from the current 25 of the inductor 4. From the result, the pulse width operation unit 22 operates the pulse width of the first pulse width modulation signal 27 and outputs it as the second pulse width modulation signal 29 for driving the switching element 3a.
【００４４】スイッチング素子３ａ駆動用の第２のパル
ス幅変調信号２９と第２のパルス幅変調信号２９を反転
したスイッチング素子３ｂ駆動用の第２のパルス幅変調
信号３０は、Ｔｄ発生部２３でＴｄを与えられ、それぞ
れスイッチング素子３ａ駆動用の第３のパルス幅変調信
号３１とスイッチング素子３ｂ駆動用の第３のパルス幅
変調信号３２となる。この信号が２４駆動回路を介し、
スイッチング素子３ａ、３ｂを駆動する。以上、検出部
１７からＴｄ発生部２３までで制御回路部Ｃを構成す
る。The second pulse width modulation signal 29 for driving the switching element 3a and the second pulse width modulation signal 30 for driving the switching element 3b, which is the inversion of the second pulse width modulation signal 29, are generated by the Td generating section 23. Td is given and becomes the third pulse width modulation signal 31 for driving the switching element 3a and the third pulse width modulation signal 32 for driving the switching element 3b, respectively. This signal goes through the 24 drive circuit,
The switching elements 3a and 3b are driven. As described above, the control circuit unit C is composed of the detection unit 17 to the Td generation unit 23.
【００４５】各部の波形を、図２および図３を用いて説
明する。まず、インダクタ４の電流２５が正の場合につ
いて述べる。図２において、出力電圧指令信号７は、交
番波形である三角波形の搬送波信号６と比較部２０で比
較され、第１のパルス幅変調信号２７を出力する。この
ときのＨＩＧＨレベルのパルス幅をｔ１とする。パルス
幅操作部２２では、極性判別部２１ａの出力が正方向で
あるのを受けて、第１のパルス幅変調信号２７のそれぞ
れのパルスの立ち上がり時間をＴｄ分だけ早め、パルス
幅ｔ１をＴｄだけ太くし、スイッチング素子３ａ駆動用
の第２のパルス幅変調信号２９とする。このときのパル
ス幅をｔ６とすると、ｔ６＝ｔ１＋Ｔｄである。The waveform of each part will be described with reference to FIGS. 2 and 3. First, the case where the current 25 of the inductor 4 is positive will be described. In FIG. 2, the output voltage command signal 7 is compared with the carrier wave signal 6 having a triangular waveform, which is an alternating waveform, in the comparison unit 20, and outputs the first pulse width modulation signal 27. The HIGH-level pulse width at this time is t1. In response to the output of the polarity discriminating unit 21a being in the positive direction, the pulse width manipulating unit 22 advances the rise time of each pulse of the first pulse width modulated signal 27 by Td and increases the pulse width t1 by Td. The second pulse width modulation signal 29 for driving the switching element 3a is made thicker. Assuming that the pulse width at this time is t6, t6 = t1 + Td.
【００４６】ここで、スイッチング素子３ａ駆動用の第
２のパルス幅変調信号２９はスイッチング素子３ａの指
令であるから、スイッチング素子３ｂの指令は、第２の
パルス幅変調信号３ａを反転させたものをスイッチング
素子３ｂ駆動用の第２のパルス幅変調信号３０とし、両
者のＨＩＧＨレベルのパルス幅をＴｄ発生部２３でＴｄ
だけ細め、スイッチング素子３ａ駆動用の第３のパルス
幅変調信号３１とスイッチング素子３ｂ駆動用の第３の
パルス幅変調信号３２となる。このときのＨＩＧＨレベ
ルパルス幅は、スイッチング素子３ａ駆動用の第３のパ
ルス幅変調信号３１のパルス幅をｔ７とすると、ｔ７＝
ｔ６−Ｔｄ＝ｔ１であり、立上り時間Ｔ１、ＨＩＧＨレ
ベルのパルス幅ｔ１、立下り時間Ｔ２の、第１のパルス
幅変調信号２７と同様の信号が得られる。つまり、電圧
３３は、第１のパルス幅変調信号２７がＨＩＧＨレベル
のとき、Ｅ、ＬＯＷレベルのとき、−Ｅとなり、電流２
５のリップルも第１のパルス幅変調信号がＨＩＧＨレベ
ルのとき増加の傾斜、ＬＯＷレベルのとき減少の傾斜を
持つ。Since the second pulse width modulation signal 29 for driving the switching element 3a is a command for the switching element 3a, the command for the switching element 3b is an inversion of the second pulse width modulation signal 3a. Is used as the second pulse width modulation signal 30 for driving the switching element 3b, and the HIGH level pulse widths of both signals are set by the Td generator 23.
Then, the third pulse width modulation signal 31 for driving the switching element 3a and the third pulse width modulation signal 32 for driving the switching element 3b are obtained. The HIGH level pulse width at this time is t7 =, where t7 is the pulse width of the third pulse width modulation signal 31 for driving the switching element 3a.
Since t6-Td = t1, a signal similar to the first pulse width modulation signal 27 having the rising time T1, the HIGH level pulse width t1, and the falling time T2 is obtained. That is, the voltage 33 becomes E when the first pulse width modulation signal 27 is at the HIGH level and becomes -E when the first pulse width modulation signal 27 is at the LOW level, and the current 2
The ripple of 5 also has an increasing slope when the first pulse width modulation signal is at the HIGH level, and a decreasing slope when the first pulse width modulation signal is at the LOW level.
【００４７】次に、インダクタ４の電流２５が負の場合
について述べる。図３において、パルス幅操作部２２で
は極性判別部２１ａの出力が負であるのを受けて、第１
のパルス幅変調信号２７を操作し、立下り部の時間をＴ
ｄだけ早める。第１のパルス幅変調信号２７のＨＩＧＨ
レベルのパルス幅をｔ８とすると、スイッチング素子３
ａ駆動用の第２のパルス幅変調信号２９のパルス幅ｔ１
０はｔ１０＝ｔ８−Ｔｄとなる。Next, the case where the current 25 of the inductor 4 is negative will be described. In FIG. 3, the pulse width operating unit 22 receives the negative output of the polarity determining unit 21a,
Pulse width modulation signal 27 of the
Advance by d. HIGH of the first pulse width modulation signal 27
Assuming that the level pulse width is t8, the switching element 3
The pulse width t1 of the second pulse width modulation signal 29 for driving a
0 becomes t10 = t8-Td.
【００４８】電流２５が負の方向に流れる場合、スイッ
チング素子３ｂの動作で電流のリップルが決まるのでス
イッチング素子３ｂの動作について述べる。スイッチン
グ素子３ａ駆動用の第２のパルス幅変調信号２９を反転
させた信号３０がスイッチング素子３ｂの指令で、その
パルス幅ｔ１１はｔ１１＝ｔ９＋Ｔｄを持つ。この信号
がＴｄ発生部２３でＴｄをもち、スイッチング素子３ｂ
駆動用の第３のパルス幅変調信号３２となる。このと
き、パルス幅ｔ１２は、ｔ１２＝ｔ１１−Ｔｄ＝ｔ９と
なり、立上り時間Ｔ５、立下り時間Ｔ６の第１のパルス
幅変調信号２７を反転させた信号でスイッチング素子３
ｂを駆動することができる。このため、電流２５のリッ
プルの頂点が第１のパルス幅変調信号２５の立上り部、
立下り部に当たるようになり、つまりは、電流サンプル
点である搬送波信号６の頂点が、電流リップルの傾斜の
中央に当たり、誤差なく電流をサンプルすることができ
る。When the current 25 flows in the negative direction, the operation of the switching element 3b determines the ripple of the current. Therefore, the operation of the switching element 3b will be described. A signal 30 obtained by inverting the second pulse width modulation signal 29 for driving the switching element 3a is a command of the switching element 3b, and its pulse width t11 has t11 = t9 + Td. This signal has Td in the Td generator 23, and the switching element 3b
It becomes the third pulse width modulation signal 32 for driving. At this time, the pulse width t12 becomes t12 = t11−Td = t9, and the switching element 3 is a signal obtained by inverting the first pulse width modulation signal 27 having the rising time T5 and the falling time T6.
b can be driven. Therefore, the peak of the ripple of the current 25 is the rising portion of the first pulse width modulation signal 25,
It comes to hit the falling portion, that is, the apex of the carrier signal 6 which is the current sampling point hits the center of the slope of the current ripple, and the current can be sampled without error.
【００４９】実施例２．実施例２の回路構成を図４に示
す。図１と同一部分には同一符号を付した。前記図１で
示す回路に、パルス幅判別部３８、パルス幅判別部３８
の結果によって切り替えを行う切り替え部３９・４１、
切り替え部３９と４１の間にパルス幅操作部４０を付加
したものである。Example 2. The circuit configuration of the second embodiment is shown in FIG. The same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. In the circuit shown in FIG. 1, a pulse width determination unit 38, a pulse width determination unit 38
Switching units 39 and 41 for switching according to the result of
A pulse width operation unit 40 is added between the switching units 39 and 41.
【００５０】パルス幅判別部３８で第１のパルス幅変調
信号２７のＬＯＷレベルの幅がＴｄよりも狭いと判断さ
れたとき、切り替え部３９は接点４８に切り替え、切り
替え部４１では接点４６ａ・４６ｂに切り替える。Ｔｄ
よりも広いと判断されたときは、切り替え部３９は接点
４７に、切り替え部４１は接点４５ａ、４５ｂに切り替
わり、実施例１と同様の動作をする。When the pulse width determination unit 38 determines that the width of the LOW level of the first pulse width modulation signal 27 is narrower than Td, the switching unit 39 switches to the contact 48, and the switching unit 41 contacts 46a and 46b. Switch to. Td
When it is determined that the width is wider than that, the switching unit 39 switches to the contact 47 and the switching unit 41 switches to the contacts 45a and 45b, and the same operation as in the first embodiment is performed.
【００５１】図４を用いて、この実施例について説明す
る。インダクタ４の電流２５が正の方向に流れ、図４の
ように出力電圧指令信号７が搬送波信号６の振幅に近い
値をとり、パルス幅判別部３８で第１のパルス幅変調信
号２７のＬＯＷレベルの幅ｔ１３がＴｄよりも狭いと判
断されたとき、第１のパルス幅変調信号２７がＴｄを発
生させずにそのままスイッチング素子３ａ駆動用の第４
のパルス幅変調信号４３となり、スイッチング素子３ａ
の指令となる。また、スイッチング素子３ｂの指令は、
第１のパルス幅変調信号を反転し（スイッチング素子３
ｂ駆動用の第１のパルス幅変調信号４２）、パルス幅操
作部４０においてすべてＬＯＷレベルとしたスイッチン
グ素子３ｂ駆動用の第４のパルス幅変調信号４４を与え
る。また、電流２５が負の方向に流れている場合も同様
に、スイッチング素子３ｂの指令であるスイッチング素
子３ｂ駆動用の第４のパルス幅変調信号４４は、第１の
パルス幅変調信号を反転した信号となる。こうしたこと
により、電流のリップルの頂点を左右するスイッチング
素子３ａのオンオフは第１のパルス幅変調信号の立上り
時間、立下り時間、オン期間とも同一のものとなる。実
施例１で行ったＴｄ補正において電流サンプル点の誤差
もなく第１のパルス幅変調信号のＨＩＧＨレベル或いは
ＬＯＷレベルのパルス幅がＴｄの幅より狭い場合でも、
出力電圧指令通りの電圧を得ることができる。This embodiment will be described with reference to FIG. The current 25 of the inductor 4 flows in the positive direction, the output voltage command signal 7 has a value close to the amplitude of the carrier signal 6 as shown in FIG. 4, and the pulse width determination unit 38 outputs LOW of the first pulse width modulation signal 27. When it is determined that the level width t13 is narrower than Td, the first pulse width modulation signal 27 does not generate Td, and the fourth pulse for driving the switching element 3a remains as it is.
Pulse width modulation signal 43 of the switching element 3a
Will be the command. Further, the command of the switching element 3b is
The first pulse width modulation signal is inverted (switching element 3
The first pulse width modulation signal 42 for driving b) and the fourth pulse width modulation signal 44 for driving the switching element 3b which are all at the LOW level in the pulse width operating unit 40 are provided. Similarly, when the current 25 is flowing in the negative direction, the fourth pulse width modulation signal 44 for driving the switching element 3b, which is a command of the switching element 3b, is the inversion of the first pulse width modulation signal. Become a signal. As a result, the ON / OFF of the switching element 3a that influences the peak of the ripple of the current is the same in the rise time, the fall time, and the ON period of the first pulse width modulation signal. In the Td correction performed in the first embodiment, even if the pulse width of the HIGH level or the LOW level of the first pulse width modulation signal is narrower than the width of Td without any error at the current sampling point,
The voltage according to the output voltage command can be obtained.
【００５２】実施例３．図６に、この実施例の回路構成
図を示す。図１と同一部分には同一符号を付した。主回
路の部分はコンバータの機能を有し、フィルタの出力側
に接続された交流電圧源６３と、直列に接続された平滑
コンデンサ６４ａ、６４ｂがブリッジと並列に接続さ
れ、制御演算部１８では力率１制御を行う機能を持つ。
このためインダクタ電流２５と交流電圧源６３と出力電
圧指令信号７の位相は同一となるので、出力電圧指令信
号７による極性判別部２１ｂを持ち、出力電圧指令信号
７に直流バイアスを重畳する出力電圧指令信号操作部４
９を持つ。Example 3. FIG. 6 shows a circuit configuration diagram of this embodiment. The same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. The main circuit portion has the function of a converter, the AC voltage source 63 connected to the output side of the filter, and the smoothing capacitors 64a and 64b connected in series are connected in parallel with the bridge. It has a function to perform rate 1 control.
For this reason, the inductor current 25, the AC voltage source 63, and the output voltage command signal 7 have the same phase, so that the output voltage command signal 7 has a polarity discriminating unit 21b and the output voltage command signal 7 is superimposed with a DC bias. Command signal operation unit 4
Have 9
【００５３】主回路部の動作を説明する。この主回路は
コンバータの機能を有するので、スイッチング素子の動
作は、実施例１と反対である。力率１制御を行わない場
合、交流電圧源６３が正方向のとき、電流２５はダイオ
ード２ａを通ってコンデンサ６４ａを充電し、ダイオー
ド２ａのカソード側はＥの電位を持つ。交流電圧源６３
が負方向のとき、電流２５はコンデンサ６４ｂを充電
し、ダイオード２ｂが通電、ダイオード２ｂのアノード
側は−Ｅの電位をもち、負荷１６の両端には２Ｅの電圧
がかかる。The operation of the main circuit section will be described. Since this main circuit has the function of the converter, the operation of the switching element is opposite to that of the first embodiment. When the power factor 1 control is not performed and the AC voltage source 63 is in the positive direction, the current 25 passes through the diode 2a to charge the capacitor 64a, and the cathode side of the diode 2a has the potential of E. AC voltage source 63
Is negative, the current 25 charges the capacitor 64b, the diode 2b is energized, the anode side of the diode 2b has a potential of -E, and a voltage of 2E is applied across the load 16.
【００５４】力率１制御を行ったとき、力率１制御を行
わない場合の動作に加えて、交流電圧源６３が正方向な
らばスイッチング素子３ｂがオンのとき、インダクタ４
にエネルギーが充電され、交流電圧源６３が負方向なら
ばスイッチング素子３ａがオンの時、インダクタ４にエ
ネルギーが充電され電流２５の位相を交流電圧源６３の
位相と一致させるようにコントロールする。In addition to the operation when the power factor 1 control is not performed when the power factor 1 control is performed, if the AC voltage source 63 is in the positive direction, when the switching element 3b is on, the inductor 4
When the switching element 3a is turned on when the AC voltage source 63 is charged with energy in the negative direction, the inductor 4 is charged with energy and the phase of the current 25 is controlled to match the phase of the AC voltage source 63.
【００５５】出力電圧指令信号７の値をＶｓ、Ｔｄを補
正するための直流バイアス値をＶｂ、搬送波信号６のピ
ーク値をＣｐとし、搬送波信号の周期をＴとしたとき、
直流バイアス値Ｖｂは、Ｖｂ＝２×Ｔｄ×Ｃｐ／Ｔで求
められる。When the value of the output voltage command signal 7 is Vs, the DC bias value for correcting Td is Vb, the peak value of the carrier signal 6 is Cp, and the period of the carrier signal is T,
The DC bias value Vb is calculated by Vb = 2 × Td × Cp / T.
【００５６】この回路の動作を図７および図８を用いて
説明する。極性判別部２１ｂが出力電圧指令信号７が正
であると判別した場合、力率１制御を行っているので交
流電圧源６３が正、インダクタ４の電流２５も正であ
る。この時、出力電圧指令信号操作部４９から出力電圧
指令信号７に直流バイアス値−Ｖｂが重畳された第２の
出力電圧指令信号５８が出力される。比較部２０で搬送
波信号６の下り勾配時は搬送波信号６と出力電圧信号７
が、登り勾配時は搬送波信号６と第２の出力電圧信号５
８とが比較され、５３第５のパルス幅変調信号３ａが出
力される。この信号のパルス幅ｔ１５は、搬送波信号６
と出力電圧指令７とを比較したパルス幅ｔ１の立下り部
をＴｄだけ早めたものとなり、スイッチング素子３ｂの
指令であるスイッチング素子３ａ用の第５のパルス幅変
調信号５３を反転したスイッチング素子３ｂ駆動用の第
５のパルス幅変調信号５４は立上り部がＴｄだけ早ま
る。これにより、スイッチング素子３ｂはＴｄを発生し
ても、出力電圧指令信号７と搬送波信号６を比較して得
られる第１のパルス幅変調信号２７を反転した信号と一
致した動作をする。The operation of this circuit will be described with reference to FIGS. 7 and 8. When the polarity determining unit 21b determines that the output voltage command signal 7 is positive, the AC voltage source 63 is positive and the current 25 of the inductor 4 is also positive because the power factor 1 control is performed. At this time, the output voltage command signal operation unit 49 outputs the second output voltage command signal 58 in which the DC bias value −Vb is superimposed on the output voltage command signal 7. When the carrier signal 6 has a downward slope in the comparison unit 20, the carrier signal 6 and the output voltage signal 7
However, the carrier signal 6 and the second output voltage signal 5 when the vehicle is climbing
8 is compared and 53 fifth pulse width modulation signal 3a is output. The pulse width t15 of this signal is the carrier signal 6
And the output voltage command 7 are compared, the falling portion of the pulse width t1 is advanced by Td, and the switching element 3b which is the command of the switching element 3b and which is the fifth pulse width modulation signal 53 for the switching element 3a is inverted. The rising edge of the fifth pulse width modulation signal 54 for driving is advanced by Td. Thus, the switching element 3b operates even if Td is generated, in agreement with a signal obtained by inverting the first pulse width modulation signal 27 obtained by comparing the output voltage command signal 7 and the carrier signal 6.
【００５７】また、出力電圧指令信号７が負のとき、出
力電圧指令信号操作部４９から出力電圧指令信号７に直
流バイアス値＋Ｖｂが重畳された第２の出力電圧指令信
号５８が出力される。比較部２０で搬送波信号６の登り
勾配時は搬送波信号６と出力電圧信号７が、下り勾配時
は搬送波信号６と第２の出力電圧信号５８とが比較さ
れ、スイッチング素子３ａ駆動用の第５のパルス幅変調
信号５３が出力される。立上り時間Ｔ１、立下り時間Ｔ
２の搬送波信号６と出力電圧指令７とを比較したパルス
幅ｔ１でスイッチング素子３ａを駆動することができ
る。このため電流２５のリップルは搬送波信号６と出力
電圧指令信号７とを比較したパルスの立ち上がり部、立
ち下がり部でリップルの頂点が当たるようになり、つま
りは、Ｔｄ補正をしながらも、電流サンプル点である搬
送波信号６の頂点が、電流リップルの傾斜の中心に当た
り、誤差なく電流をサンプルすることができる。When the output voltage command signal 7 is negative, the output voltage command signal operation unit 49 outputs the second output voltage command signal 58 in which the DC bias value + Vb is superimposed on the output voltage command signal 7. The comparison unit 20 compares the carrier wave signal 6 and the output voltage signal 7 when the carrier wave signal 6 is in the ascending slope, and compares the carrier wave signal 6 and the second output voltage signal 58 when the carrier wave signal 6 is in the descending slope, and the fifth signal for driving the switching element 3a is compared. The pulse width modulation signal 53 of is output. Rise time T1, fall time T
The switching element 3a can be driven with the pulse width t1 obtained by comparing the carrier wave signal 6 of 2 and the output voltage command 7. Therefore, the ripple of the current 25 comes to the peak of the ripple at the rising and falling portions of the pulse comparing the carrier wave signal 6 and the output voltage command signal 7, that is, the current sample is made while performing the Td correction. The vertex of the carrier signal 6 which is a point hits the center of the slope of the current ripple, and the current can be sampled without error.
【００５８】ところで、上記説明では、Ｔｄ補正にとも
なう、電流サンプル点のズレについて利用する場合を述
べているが、スイッチング素子のターンオン、ターンオ
フ遅れ、検出回路、駆動回路等の遅れに対しても有効で
あることはいうまでもない。By the way, in the above description, the case of using the deviation of the current sampling point due to the Td correction is described, but it is also effective for the turn-on and turn-off delay of the switching element, the delay of the detection circuit, the drive circuit and the like. Needless to say.
【００５９】更に、上記説明では、出力電圧指令７で極
性判別しているが、電流２５で判別しても有効である。Further, in the above description, the polarity is determined by the output voltage command 7, but the determination by the current 25 is also effective.
【００６０】この発明の実施例によれば、次のような具
体的効果を有する。以上説明したように、この発明によ
れば、Ｔｄ補正を電流のリップルの傾斜が左右されるス
イッチング素子の指令である。搬送波信号と出力電圧指
令信号比較出力パルス幅変調信号のパルスの立ち上がり
時間を短絡防止時間分早めることによって行っているの
で、Ｔｄ発生後のスイッチング素子指令はパルス幅変調
司令信号同一になり、従って正しく電流リップルの中間
点でサンプルでき、電流サンプル誤差をなくすことがで
きる。According to the embodiment of the present invention, the following concrete effects are obtained. As described above, according to the present invention, Td correction is a command for the switching element in which the slope of the ripple of the current is influenced. Since the carrier wave signal and the output voltage command signal are compared by advancing the rise time of the pulse of the output pulse width modulation signal by the short circuit prevention time, the switching element command after Td is the same as the pulse width modulation command signal, so it is correct. It is possible to sample at the midpoint of the current ripple and eliminate the current sampling error.
【００６１】上記のようなＴｄ補正でパルス幅変調信号
のＨＩＧＨ或いはＬＯＷのパルス幅はＴｄの幅より狭い
場合でも、出力電圧指令通りの電圧を得られ、電流サン
プル点である搬送波信号の頂点が電流リップルの傾斜の
中央に位置するようになるので正しく電流リップルの中
間点でサンプルでき、電流サンプル誤差をなくすことが
できる。Even if the HIGH or LOW pulse width of the pulse width modulation signal is narrower than the width of Td by the above Td correction, the voltage according to the output voltage command can be obtained and the peak of the carrier signal which is the current sampling point can be obtained. Since it is located at the center of the slope of the current ripple, it is possible to correctly sample at the midpoint of the current ripple and eliminate the current sampling error.
【００６２】[0062]
【発明の効果】第１の発明によれば、スイッチング素子
による短絡を出力の歪みなしに確実に防止するととも
に、電流サンプル値の誤差を的確に回避できる電力変換
装置を得ることができる。According to the first aspect of the present invention, it is possible to obtain a power converter which can surely prevent a short circuit due to a switching element without distortion of the output and can properly avoid an error in a current sample value.
【００６３】第２の発明によれば、スイッチング素子に
よる短絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、
電流サンプル値の誤差を更に的確に回避できる電力変換
方法を得ることができる。According to the second aspect of the present invention, a short circuit due to the switching element is surely prevented without distortion of the output, and
It is possible to obtain a power conversion method that can more accurately avoid an error in a current sample value.
【００６４】第３の発明によれば、スイッチング素子に
よる短絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、
電流サンプル値の誤差を的確に回避でき、かつ、力率１
制御を行える電力変換方法を得ることがきる。According to the third invention, a short circuit due to the switching element is surely prevented without distortion of the output, and
The error of the current sample value can be avoided accurately and the power factor is 1
It is possible to obtain a power conversion method capable of controlling.
【００６５】第４の発明によれば、スイッチング素子に
よる短絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、
電流サンプル値の誤差をより一層的確に回避できる電力
変換方法を得ることができる。According to the fourth invention, a short circuit due to the switching element is surely prevented without distortion of the output, and
It is possible to obtain a power conversion method that can more accurately avoid an error in a current sampled value.
【００６６】第５の発明によれば、スイッチング素子に
よる短絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、
電流サンプル値の誤差を的確に回避できる、適切な構成
の電力変換装置を得ることを目的とする。According to the fifth invention, a short circuit due to the switching element is surely prevented without distortion of the output, and
An object of the present invention is to obtain a power conversion device having an appropriate configuration that can accurately avoid an error in a current sampled value.
【００６７】第６の発明によれば、スイッチング素子に
よる短絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、
電流サンプル値の誤差をより的確に回避できる、適切な
構成の電力変換装置を得ることができる。According to the sixth aspect of the present invention, a short circuit due to the switching element is surely prevented without distortion of the output, and
It is possible to obtain a power conversion device having an appropriate configuration that can more accurately avoid an error in a current sample value.
【００６８】第７の発明によれば、スイッチング素子に
よる短絡を出力の歪みなしに確実に防止するとともに、
電流サンプル値の誤差を一層的確に回避できる、適切な
構成の電力変換装置を得ることができる。According to the seventh invention, a short circuit due to the switching element is surely prevented without distortion of the output, and
It is possible to obtain a power conversion device having an appropriate configuration that can more accurately avoid an error in a current sample value.
【図１】 実施例１の主回路図と制御回路の構成を示す
回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a main circuit diagram and a control circuit according to a first embodiment.
【図２】 実施例１の電流正方向の動作を示す波形図で
ある。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation in the positive direction of the current according to the first embodiment.
【図３】 実施例１の電流負方向の動作を示す波形図で
ある。FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation in a negative current direction of Example 1.
【図４】 実施例２の主回路図と制御回路の構成を示す
回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a main circuit diagram and a control circuit of a second embodiment.
【図５】 実施例２の動作を示す波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram showing the operation of the second embodiment.
【図６】 実施例３の主回路図と制御回路の構成を示す
回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a main circuit diagram and a control circuit according to a third embodiment.
【図７】 実施例３の電流正方向の動作を示す波形図で
ある。FIG. 7 is a waveform diagram showing an operation in the positive direction of the current according to the third embodiment.
【図８】 実施例３の電流負方向の動作を示す波形図で
ある。FIG. 8 is a waveform diagram showing an operation in a negative current direction of Example 3.
【図９】 従来例の主回路図と制御回路の構成を示す回
路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a main circuit diagram and a control circuit of a conventional example.
【図１０】 従来例の動作を示す波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram showing an operation of a conventional example.
１ａ・１ｂ 直流電圧源、２ａ・２ｂ ダイオード、
３ａ・３ｂ スイッチング素子、４ インダクタ、５
コンデンサ、６ 搬送波信号、７ 出力電圧指令信号、
８ 直流バイアス信号、９ 直流バイアス信号が加算さ
れた出力電圧指令信号、１０ パルス幅変調信号、１１
パルス幅変調信号、１２ パルス幅変調信号、１３
パルス幅変調信号、１４ インダクタ電流、１５ コン
デンサ、１６ 負荷、１７ 検出部、１８ 制御演算
部、１９ 搬送波信号発生部、２０比較部、２１ａ・ｂ
極性判別部、２２ パルス幅操作部、２３ Ｔｄ発生
部、２４ 駆動回路部、２５ インダクタ電流、２６
出力電圧、２７ 第１のパルス幅変調信号、２８ 極性
判別信号、２９ スイッチング素子３ａ駆動用の第２の
パルス幅変調信号、３０ スイッチング素子３ｂ駆動用
の第２のパルス幅変調信号、３１ スイッチング素子３
ａ駆動用の第３のパルス幅変調信号、３２スイッチング
素子３ｂ駆動用の第３のパルス幅変調信号、３３ 接続
点、３４電流経路、３５ 電流経路、３６ 電流経路、
３７ 電流経路、３８ パルス幅判別部、３９ 切り替
え部、４０ パルス幅操作部、４１ 切り替え部、４２
スイッチング素子３ｂ駆動用の第１のパルス幅変調信
号、４３ スイッチング素子３ａ駆動用の第４のパルス
幅変調信号、４４ スイッチング素子３ｂ駆動用の第４
のパルス幅変調信号、４５ａ・４５ｂ 接点、４６ａ・
４６ｂ 接点、４７接点、４８ 接点、４９ 出力電圧
指令信号操作部、５３ スイッチング素子３ａ駆動用の
第５のパルス幅変調信号、５４ スイッチング素子３ｂ
駆動用の第５のパルス幅変調信号、５５ スイッチング
素子３ａ駆動用の第６のパルス幅変調信号、５６ スイ
ッチング素子３ｂ駆動用の第６のパルス幅変調信号、５
８第２の出力電圧指令信号、５９ 直流バイアス重畳
部、６０ 出力電圧指令信号、６１ パルス幅変調信
号、６２ パルス幅変調信号、６３ 交流電圧源、６４
ａ、６４ｂ コンデンサ。1a ・ 1b DC voltage source, 2a ・ 2b diode,
3a / 3b switching element, 4 inductor, 5
Capacitor, 6 carrier wave signal, 7 output voltage command signal,
8 DC bias signal, 9 Output voltage command signal to which DC bias signal is added, 10 Pulse width modulation signal, 11
Pulse width modulated signal, 12 pulse width modulated signal, 13
Pulse width modulation signal, 14 inductor current, 15 capacitor, 16 load, 17 detection section, 18 control calculation section, 19 carrier wave signal generation section, 20 comparison section, 21a / b
Polarity discriminating unit, 22 pulse width operating unit, 23 Td generating unit, 24 driving circuit unit, 25 inductor current, 26
Output voltage, 27 1st pulse width modulation signal, 28 polarity discrimination signal, 29 2nd pulse width modulation signal for driving switching element 3a, 30 2nd pulse width modulation signal for driving switching element 3b, 31 switching element Three
a third pulse width modulation signal for driving, 32 switching element 3b third pulse width modulation signal for driving, 33 connection point, 34 current path, 35 current path, 36 current path,
37 current path, 38 pulse width determination unit, 39 switching unit, 40 pulse width operating unit, 41 switching unit, 42
First pulse width modulation signal for driving switching element 3b, 43 Fourth pulse width modulation signal for driving switching element 3a, 44 Fourth signal for driving switching element 3b
Pulse width modulated signal, 45a ・ 45b contact, 46a ・
46b contact, 47 contact, 48 contact, 49 output voltage command signal operation unit, 53 fifth pulse width modulation signal for driving switching element 3a, 54 switching element 3b
5th pulse width modulation signal for driving, 55 6th pulse width modulation signal for driving switching element 3a, 56 6th pulse width modulation signal for driving switching element 3b, 5
8 second output voltage command signal, 59 DC bias superposition section, 60 output voltage command signal, 61 pulse width modulation signal, 62 pulse width modulation signal, 63 AC voltage source, 64
a, 64b capacitors.
フロントページの続き (72)発明者 山本 学 名古屋市東区矢田南五丁目１番14号 三菱 電機株式会社名古屋製作所内Front page continuation (72) Inventor Manabu Yamamoto 5-14 Yanda Minami 5-chome, Higashi-ku, Nagoya Mitsubishi Electric Corporation Nagoya Works
Claims (7)
１および第２のダイオードからなるブリッジ回路と、こ
のブリッジ回路のスイッチング素子を交番波形からなる
比較波との比較によるパルス幅変調信号により相補的に
オンオフ動作を行わせる制御回路部とを備え、所定の時
点で電流サンプルを行うものにおいて、前記パルス幅変
調信号に対する前記スイッチング素子の短絡防止時間に
相当するパルス幅減少の補正を、パルス幅変調信号につ
いて電流サンプル点に関し対称的に行うことを特徴とす
る電力変換装置。1. A bridge circuit composed of first and second switching elements and first and second diodes, and a switching element of the bridge circuit is complemented by a pulse width modulation signal by comparison with a comparative wave composed of alternating waveforms. And a control circuit section for performing an on / off operation for the purpose of performing current sampling at a predetermined point in time, in which a pulse width reduction correction corresponding to the short circuit prevention time of the switching element with respect to the pulse width modulation signal is corrected. A power conversion device characterized in that a modulation signal is symmetrical with respect to a current sampling point.
１および第２のダイオードとを逆並列接続してなるブリ
ッジ回路の前記スイッチング素子を三角波比較方式のパ
ルス幅変調制御により相補的にオンオフさせ、三角波の
頂点で電流サンプルを行うものにおいて、電流がブリッ
ジ回路から流れ出す場合、変調信号である出力電圧指令
信号と搬送波である三角波信号とを比較したパルス幅変
調信号の立上り時間を短絡防止時間分早め、電流がブリ
ッジ回路に流れ込む場合、立下り時間を短絡防止時間分
早めることにより、前記第１および第２スイッチング素
子の短絡防止時間によるパルス幅変調波形パルス幅の減
少のため起る出力電圧の歪みを補正するとともに、電流
サンプル値に誤差を生じさせないようにすることを特徴
とする電力変換方法。2. A switching element of a bridge circuit in which first and second switching elements and first and second diodes are connected in anti-parallel is complementarily turned on and off by pulse width modulation control of a triangular wave comparison system. , In the case where current is sampled at the apex of a triangular wave, when the current flows out of the bridge circuit, the rise time of the pulse width modulated signal that compares the output voltage command signal that is the modulated signal with the triangular wave signal that is the carrier wave is equal to the short circuit prevention time. When the current flows into the bridge circuit earlier, the fall time is shortened by the short circuit prevention time to reduce the pulse width modulation waveform pulse width due to the short circuit prevention time of the first and second switching elements. A power conversion method characterized by correcting distortion and preventing an error in a current sample value .
力電圧指令信号が正の場合、パルス幅変調信号の立上り
時間を短絡防止時間分早め、負の場合、立下り時間を短
絡防止時間分早めることにより、第１および第２のスイ
ッチング素子の短絡防止時間によるパルス幅変調波形パ
ルス幅の減少のため起る出力電圧の歪みを補正するとと
もに、電流サンプル値に誤差を生じさせないようにする
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換方法。3. A phase control for power factor 1 control is performed, and when the output voltage command signal is positive, the rise time of the pulse width modulation signal is advanced by the short circuit prevention time, and when it is negative, the fall time is short circuit prevented. By advancing by the time, the distortion of the output voltage caused by the reduction of the pulse width of the pulse width modulation waveform pulse width due to the short circuit prevention time of the first and second switching elements is corrected, and the current sampled value is prevented from causing an error. The power conversion method according to claim 2, wherein
変調信号のＬＯＷレベルの時間が短絡防止時間よりも短
い場合、その期間中第２のスイッチング素子をオフさせ
第１のスイッチング素子を短絡防止時間を設けずにオン
させることにより、前記第１および第２のスイッチング
素子の短絡防止時間によるパルス幅変調波形パルス幅の
減少のため起る出力電圧の歪みを補正するとともに、電
流サンプル値に誤差を生じさせないようにすることを特
徴とする請求項２に記載の電力変換方法。4. When the current starts flowing from the bridge and the LOW level time of the pulse width modulation signal is shorter than the short circuit prevention time, the second switching element is turned off during the period and the first switching element is kept short circuit prevention time. By turning on without providing, the output voltage distortion caused by the reduction of the pulse width of the pulse width modulation waveform pulse width due to the short circuit prevention time of the first and second switching elements is corrected, and an error is added to the current sample value. The power conversion method according to claim 2, wherein the power conversion is prevented from occurring.
１および第２のダイオードとを逆並列接続してなるブリ
ッジ回路の前記スイッチング素子を、三角波比較方式の
パルス幅変調制御により相補的にオンオフさせ、三角波
の頂点で電流サンプルする電力変換装置において、出力
電流および出力電圧を検出する検出部と、この電流およ
び電圧から出力電圧指令信号を導出する制御演算部と、
この出力電圧指令信号と搬送波信号発生部からの搬送波
信号とを比較しパルス幅変調信号を導出する比較部と、
前記電流の極性を判別する極性判別部と、この極性判別
部の判別結果に応じてパルス幅を操作するパルス幅操作
部と、短絡防止時間に相当する信号を発生しパルス幅を
補正する短絡防止時間発生部とを備え、前記第１および
第２のスイッチング素子の短絡防止時間によるパルス幅
変調波形パルス幅の減少のため起る出力電圧の歪みを補
正するとともに、電流サンプル値に誤差を生じさせない
ようにすることを特徴とする電力変換装置。5. The switching element of a bridge circuit in which the first and second switching elements and the first and second diodes are connected in anti-parallel is complementarily turned on and off by pulse width modulation control of a triangular wave comparison method. In the power conversion device that samples the current at the apex of the triangular wave, the detection unit that detects the output current and the output voltage, and the control calculation unit that derives the output voltage command signal from the current and the voltage,
A comparison unit that compares the output voltage command signal and the carrier signal from the carrier signal generation unit to derive a pulse width modulation signal,
A polarity determination unit that determines the polarity of the current, a pulse width operation unit that operates the pulse width according to the determination result of the polarity determination unit, and a short circuit prevention that corrects the pulse width by generating a signal corresponding to the short circuit prevention time. And a time generation unit, which corrects the distortion of the output voltage caused by the reduction of the pulse width of the pulse width modulation waveform due to the short circuit prevention time of the first and second switching elements and does not cause an error in the current sample value. A power conversion device characterized by the above.
１および第２のダイオードとを逆並列接続してなるブリ
ッジ回路の前記スイッチング素子を、三角波比較方式の
パルス幅変調制御により相補的にオンオフさせ、三角波
の頂点で電流サンプルする電力変換装置において、出力
電流および出力電圧を検出する検出部と、この電流およ
び電圧から出力電圧指令信号を導出する制御演算部と、
この出力電圧指令信号と搬送波信号発生部からの搬送波
信号とを比較しパルス幅変調信号を導出する比較部と、
短絡防止時間に相当する信号を発生しパルス幅を補正す
る短絡防止時間発生部と、前記電流の極性を判別する極
性判別部と、この極性判別部の判別結果によって切り替
わり極性に応じてパルス幅変調信号の補正を行う複数の
切り替え部とを備え、前記第１および第２のスイッチン
グ素子の短絡防止時間によるパルス幅変調波形パルス幅
の減少のため起る出力電圧の歪みを補正するとともに、
電流サンプル値に誤差を生じさせないようにすることを
特徴とする電力変換装置。6. The switching element of a bridge circuit formed by connecting first and second switching elements and first and second diodes in anti-parallel is complementarily turned on and off by pulse width modulation control of a triangular wave comparison method. In the power conversion device that samples the current at the apex of the triangular wave, the detection unit that detects the output current and the output voltage, and the control calculation unit that derives the output voltage command signal from the current and the voltage,
A comparison unit that compares the output voltage command signal and the carrier signal from the carrier signal generation unit to derive a pulse width modulation signal,
A short circuit prevention time generation unit that generates a signal corresponding to the short circuit prevention time and corrects the pulse width, a polarity determination unit that determines the polarity of the current, and a pulse width modulation depending on the switching polarity depending on the determination result of this polarity determination unit. A plurality of switching units for correcting signals, and correcting the distortion of the output voltage caused by the reduction of the pulse width of the pulse width modulation waveform pulse width due to the short circuit prevention time of the first and second switching elements, and
An electric power conversion device characterized in that an error is not caused in a current sample value.
１および第２のダイオードとを逆並列接続してなるブリ
ッジ回路の前記スイッチング素子を、三角波比較方式の
パルス幅変調制御により相補的にオンオフさせ、三角波
の頂点で電流サンプルする電力変換装置において、出力
電流および出力電圧を検出する検出部と、この電流およ
び電圧から出力電圧指令信号を導出する制御演算部と、
この出力電圧指令信号と搬送波信号発生部からの搬送波
信号とを比較しパルス幅変調信号を導出する比較部と、
出力電圧指令または電流により前記電流の極性を判別す
る極性判別部と、この極性判別部の判別結果に応じてパ
ルス幅を操作するパルス幅操作部と、短絡防止時間に相
当する信号を発生しパルス幅を補正する短絡防止時間発
生部と、前記パルス幅変調信号と短絡防止時間とを比較
しパルス幅変調信号の補正の要否を判別するパルス幅判
別部とを備え、前記第１および第２のスイッチング素子
の短絡防止時間によるパルス幅変調波形パルス幅の減少
のため起る出力電圧の歪みを補正するとともに、電流サ
ンプル値に誤差を生じさせないようにすることを特徴と
する電力変換装置。7. A switching element of a bridge circuit formed by connecting first and second switching elements and first and second diodes in anti-parallel is complementarily turned on and off by pulse width modulation control of a triangular wave comparison method. In the power conversion device that samples the current at the apex of the triangular wave, the detection unit that detects the output current and the output voltage, and the control calculation unit that derives the output voltage command signal from the current and the voltage,
A comparison unit that compares the output voltage command signal and the carrier signal from the carrier signal generation unit to derive a pulse width modulation signal,
A polarity discriminating unit that discriminates the polarity of the current according to the output voltage command or the current, a pulse width operating unit that manipulates the pulse width according to the discrimination result of the polarity discriminating unit, and a pulse that generates a signal corresponding to the short-circuit prevention time. A short circuit prevention time generation unit for correcting the width; and a pulse width determination unit for comparing the pulse width modulation signal with the short circuit prevention time to determine whether correction of the pulse width modulation signal is necessary. 2. A power converter which corrects the distortion of the output voltage caused by the reduction of the pulse width of the pulse width modulation waveform pulse due to the short circuit prevention time of the switching element and prevents the error in the current sample value.
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|---|---|---|---|
| JP01274495A JP3210200B2 (en) | 1995-01-30 | 1995-01-30 | Power conversion method |
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1995
- 1995-01-30 JP JP01274495A patent/JP3210200B2/en not_active Expired - Fee Related
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| CN104135210A (en) * | 2014-06-27 | 2014-11-05 | 正频企业股份有限公司 | SSSPWM (Symmetrically synchronized Sine Pulse Width Modulation) method and motor driving system using same |
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