JPH08162983A - 無線受信機 - Google Patents
無線受信機Info
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- JPH08162983A JPH08162983A JP6300531A JP30053194A JPH08162983A JP H08162983 A JPH08162983 A JP H08162983A JP 6300531 A JP6300531 A JP 6300531A JP 30053194 A JP30053194 A JP 30053194A JP H08162983 A JPH08162983 A JP H08162983A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/001—Volume compression or expansion in amplifiers without controlling loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】受信信号の入力レベルが高いときでもビット誤
り率を良好に保ちかつ回路構成が簡単な無線受信機を提
供する。 【構成】アンテナ１と、低雑音増幅器２と、第１ミキサ
４と、中間周波数増幅器６と、第２ミキサ７と、リミッ
タ増幅器９と、復調部１０とから構成され、中間周波数
増幅器は第２ミキサの前段に配置して、リミッタ増幅器
が振幅制限動作をするような高い受信レベルにおいて、
第２ミキサの出力が飽和しないように第２ミキサへの入
力を振幅制限する機能を中間周波数増幅器に付加する。 【効果】送信機と近接した状態で使用しても通話品質を
良好に保つことができ、従来の受信機に比して回路構成
が簡単であるため、受信機の小型化、低廉化が可能であ
る。
り率を良好に保ちかつ回路構成が簡単な無線受信機を提
供する。 【構成】アンテナ１と、低雑音増幅器２と、第１ミキサ
４と、中間周波数増幅器６と、第２ミキサ７と、リミッ
タ増幅器９と、復調部１０とから構成され、中間周波数
増幅器は第２ミキサの前段に配置して、リミッタ増幅器
が振幅制限動作をするような高い受信レベルにおいて、
第２ミキサの出力が飽和しないように第２ミキサへの入
力を振幅制限する機能を中間周波数増幅器に付加する。 【効果】送信機と近接した状態で使用しても通話品質を
良好に保つことができ、従来の受信機に比して回路構成
が簡単であるため、受信機の小型化、低廉化が可能であ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動体通信などの無線
機、特にリミッタ増幅器を用いる遅延検波方式のディジ
タル受信機やＦＭ受信機に関する。
機、特にリミッタ増幅器を用いる遅延検波方式のディジ
タル受信機やＦＭ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３に、従来のディジタル無線器受信部
のブロック図を示す。アンテナ１から入力された信号
を、低雑音増幅器２で増幅し、バンドパスフィルター３
で不要波成分を除去し、第１ミキサ４で第１中間周波数
に周波数変換して、バンドパスフィルタ５で必要な信号
のみを選択して、第２ミキサ７で第２中間周波数に周波
数変換した後、ロ−ルオフフィルタ８で波形整形をし
て、第２中間周波数増幅器９で増幅して、復調部１０で
復調する。
のブロック図を示す。アンテナ１から入力された信号
を、低雑音増幅器２で増幅し、バンドパスフィルター３
で不要波成分を除去し、第１ミキサ４で第１中間周波数
に周波数変換して、バンドパスフィルタ５で必要な信号
のみを選択して、第２ミキサ７で第２中間周波数に周波
数変換した後、ロ−ルオフフィルタ８で波形整形をし
て、第２中間周波数増幅器９で増幅して、復調部１０で
復調する。
【０００３】次に、図３の受信機を用いた場合の問題点
を詳しく説明する。アンテナ１で受信される信号レベル
が増大すると、数段のリミッタ増幅器で構成される第２
中間周波数増幅器９は後段側のリミッタ増幅器から振幅
制限され始める。受信レベルの増大にともなって第２中
間周波数増幅器９内のリミッタ増幅器は順次後段側から
前段方向へ振幅が制限される。このように第２中間周波
数増幅器９を構成するリミッタ増幅器が全て振幅制限さ
れる受信レベルをレベルＰ0とし、第２ミキサ７の出力
が飽和する受信レベルをレベルＰ1とするとレベルＰ1は
レベルＰ1より大きく設定されている。従って、受信レ
ベルがレベルＰ1に達すると、ロ−ルオフフィルタ８の
前段である第２ミキサ７が飽和し始めるとともに、伝送
歪が生じてビット誤り率が劣化する。図５に、図３の受
信機の受信レベルに対するビット誤り率特性の一例を示
す。また、図６に受信レベルに対する第２ミキサ７の出
力特性の一例を示す。受信レベルがレベルＰ1以上であ
ると、図６に示すように第２ミキサ７の出力信号が飽和
により歪みはじめ、図５に示すようにビット誤り率が急
速に劣化する。このような現象は、送信機と受信機とが
近接した状態に頻繁に生じ、無線通信を行う上で通話品
質を低下させる要因となっている。
を詳しく説明する。アンテナ１で受信される信号レベル
が増大すると、数段のリミッタ増幅器で構成される第２
中間周波数増幅器９は後段側のリミッタ増幅器から振幅
制限され始める。受信レベルの増大にともなって第２中
間周波数増幅器９内のリミッタ増幅器は順次後段側から
前段方向へ振幅が制限される。このように第２中間周波
数増幅器９を構成するリミッタ増幅器が全て振幅制限さ
れる受信レベルをレベルＰ0とし、第２ミキサ７の出力
が飽和する受信レベルをレベルＰ1とするとレベルＰ1は
レベルＰ1より大きく設定されている。従って、受信レ
ベルがレベルＰ1に達すると、ロ−ルオフフィルタ８の
前段である第２ミキサ７が飽和し始めるとともに、伝送
歪が生じてビット誤り率が劣化する。図５に、図３の受
信機の受信レベルに対するビット誤り率特性の一例を示
す。また、図６に受信レベルに対する第２ミキサ７の出
力特性の一例を示す。受信レベルがレベルＰ1以上であ
ると、図６に示すように第２ミキサ７の出力信号が飽和
により歪みはじめ、図５に示すようにビット誤り率が急
速に劣化する。このような現象は、送信機と受信機とが
近接した状態に頻繁に生じ、無線通信を行う上で通話品
質を低下させる要因となっている。
【０００４】上記問題点を解決する手段の一つとして、
第２ミキサ７の消費電流を大きくしたり電源電圧を高く
する方法が知られている。しかし、第２ミキサ７と第２
中間周波数増幅器９は一般に集積回路化されており、例
えばフィリップス製「ＳＡ６２６」やモトロ−ラ製「Ｍ
Ｃ１３１５６」などの市販品がある。これら集積回路を
用いると、第２ミキサ７の直流バイアスを変化すること
が出来ない。
第２ミキサ７の消費電流を大きくしたり電源電圧を高く
する方法が知られている。しかし、第２ミキサ７と第２
中間周波数増幅器９は一般に集積回路化されており、例
えばフィリップス製「ＳＡ６２６」やモトロ−ラ製「Ｍ
Ｃ１３１５６」などの市販品がある。これら集積回路を
用いると、第２ミキサ７の直流バイアスを変化すること
が出来ない。
【０００５】上記問題点を解決するその他の手段として
いくつかの公知例が知られている。その代表例として、
特開昭61-222326「受信機」を引用する。本引用例は、
図３に示す受信機のバンドパスフィルタ５と第２ミキサ
７の間に可変アッテネ−タを設け、受信レベルに応じて
上記可変アッテネ−タの減衰量を制御する方式である。
図４は本引用例の受信機の構成を示すブロック図であ
り、同図において図３に示す受信機と同一の機能を果た
す要素には同一の番号を付する。以下に、本引用例にお
ける図３との差異を説明する。
いくつかの公知例が知られている。その代表例として、
特開昭61-222326「受信機」を引用する。本引用例は、
図３に示す受信機のバンドパスフィルタ５と第２ミキサ
７の間に可変アッテネ−タを設け、受信レベルに応じて
上記可変アッテネ−タの減衰量を制御する方式である。
図４は本引用例の受信機の構成を示すブロック図であ
り、同図において図３に示す受信機と同一の機能を果た
す要素には同一の番号を付する。以下に、本引用例にお
ける図３との差異を説明する。
【０００６】本引用例では、バンドパスフィルタ５と第
２ミキサ７との間に可変アッテネータ１１を設けてい
る。バンドパスフィルタ８の出力は、後続する第２中間
周波数増幅器９に入力されるとともに、その一部は増幅
器１２で増幅され、検波器１３に入力されて受信レベル
が検出される。可変アッテネ−タ１１は、検波器１３で
検出された受信レベルに応じて、受信レベルの低い時は
減衰量を小さく、受信レベルの高いときは減衰量を大き
くするように制御される。バンドパスフィルタ８の出力
の、さらにその一部は干渉検出器１４に入力され、干渉
検出が行なわれる。上記のように、可変アッテネータ１
１を制御することによって高い受信レベルまで干渉検出
を可能としている例である。
２ミキサ７との間に可変アッテネータ１１を設けてい
る。バンドパスフィルタ８の出力は、後続する第２中間
周波数増幅器９に入力されるとともに、その一部は増幅
器１２で増幅され、検波器１３に入力されて受信レベル
が検出される。可変アッテネ−タ１１は、検波器１３で
検出された受信レベルに応じて、受信レベルの低い時は
減衰量を小さく、受信レベルの高いときは減衰量を大き
くするように制御される。バンドパスフィルタ８の出力
の、さらにその一部は干渉検出器１４に入力され、干渉
検出が行なわれる。上記のように、可変アッテネータ１
１を制御することによって高い受信レベルまで干渉検出
を可能としている例である。
【０００７】また、図４と類似の解決手段として、同図
の可変アッテネ−タ１１の代わりに可変利得増幅器を用
いたものもある。
の可変アッテネ−タ１１の代わりに可変利得増幅器を用
いたものもある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】このように、図３に示
すような受信機では、受信レベルが過大な場合に第２ミ
キサ７の歪みによってビット誤り率が悪くなるという問
題があり、特に市販集積回路を用いた場合に問題であっ
た。また、図４に示すような受信機を移動通信に用いた
場合、フェ−ジングなどにより電界強度が急速に変化す
ると、アッテネ−タ制御がその変化に追従出来ない問題
があった。また、可変アッテネ−タ１１を駆動するため
に増幅器１２や検波器１３が必要であり、回路が複雑に
なるという問題があった。
すような受信機では、受信レベルが過大な場合に第２ミ
キサ７の歪みによってビット誤り率が悪くなるという問
題があり、特に市販集積回路を用いた場合に問題であっ
た。また、図４に示すような受信機を移動通信に用いた
場合、フェ−ジングなどにより電界強度が急速に変化す
ると、アッテネ−タ制御がその変化に追従出来ない問題
があった。また、可変アッテネ−タ１１を駆動するため
に増幅器１２や検波器１３が必要であり、回路が複雑に
なるという問題があった。
【０００９】本発明は、これらの点に鑑み、受信レベル
が非常に大きな場合でも、特別な制御を行わなずにビッ
ト誤り率を良好に保ち、かつ回路構成の簡単な受信機を
提供しようとするものである。
が非常に大きな場合でも、特別な制御を行わなずにビッ
ト誤り率を良好に保ち、かつ回路構成の簡単な受信機を
提供しようとするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は、上記
課題を解決するために、アンテナと、前記アンテナを介
して受信される任意の受信信号を増幅する入力増幅器
と、前記入力増幅器により増幅された信号を所定の周波
数に変換するミキサと、前記ミキサにより周波数変換さ
れた信号を波形整形する帯域制限フィルタと、前記帯域
制限フィルタにより波形整形された信号を復調する復調
器とを含む無線受信機であって、前記アンテナと前記帯
域制限フィルタとの間に設けられた回路が過大入力によ
り歪みを発生しないよう該回路より前段に、該回路が飽
和しないレベルで動作させる振幅制限機能を備えた。一
例としては、図１に示すような第１ミキサ４と第２ミキ
サ７の段間である第一中間周波数段に、第２ミキサ７が
飽和する直前までは線形増幅を行ないかつ、第２ミキサ
７が飽和するレベル以上の出力を出さない振幅制限機能
を有する中間周波数増幅器６を挿入した。
課題を解決するために、アンテナと、前記アンテナを介
して受信される任意の受信信号を増幅する入力増幅器
と、前記入力増幅器により増幅された信号を所定の周波
数に変換するミキサと、前記ミキサにより周波数変換さ
れた信号を波形整形する帯域制限フィルタと、前記帯域
制限フィルタにより波形整形された信号を復調する復調
器とを含む無線受信機であって、前記アンテナと前記帯
域制限フィルタとの間に設けられた回路が過大入力によ
り歪みを発生しないよう該回路より前段に、該回路が飽
和しないレベルで動作させる振幅制限機能を備えた。一
例としては、図１に示すような第１ミキサ４と第２ミキ
サ７の段間である第一中間周波数段に、第２ミキサ７が
飽和する直前までは線形増幅を行ないかつ、第２ミキサ
７が飽和するレベル以上の出力を出さない振幅制限機能
を有する中間周波数増幅器６を挿入した。
【００１１】
【作用】すなわち、無線受信機において、過大入力によ
りいずれかの回路出力が飽和するのであれば（但し、ロ
ールオフフィルタ等により帯域制限する前に設けられた
回路）、その過大入力を防ぐために振幅制限を行い、該
出力の飽和した回路での伝送歪み等を減少させ、無線受
信機のビットエラー率を減少させた。例えば、第２ミキ
サ７の前段に上記中間周波数増幅器６を挿入して第２ミ
キサ７への入力を制限すれば、どのような受信レベル
（過大入力を含む）においても第２ミキサ７の歪は抑制
されるため、受信レベル過大時におけるビット誤り率特
性を向上することが可能となる。
りいずれかの回路出力が飽和するのであれば（但し、ロ
ールオフフィルタ等により帯域制限する前に設けられた
回路）、その過大入力を防ぐために振幅制限を行い、該
出力の飽和した回路での伝送歪み等を減少させ、無線受
信機のビットエラー率を減少させた。例えば、第２ミキ
サ７の前段に上記中間周波数増幅器６を挿入して第２ミ
キサ７への入力を制限すれば、どのような受信レベル
（過大入力を含む）においても第２ミキサ７の歪は抑制
されるため、受信レベル過大時におけるビット誤り率特
性を向上することが可能となる。
【００１２】従来、ロールオフフィルタ、リミッタ増幅
器、遅延検波を用いた受信復調方式においては、ロール
オフフィルタの前段でリミッタ作用（振幅の制限）など
の非線形操作を行うと、誤り率特性が劣化するというこ
とで、本発明のような非線形操作は行われていなかった
が、後述する図８の結果からも明らかなように、受信信
号レベルの大きい、即ち信号対雑音比の大きいところで
は、ロールオフフィルタより前段でリミッタ機能を設け
てもこの非線形操作による劣化はわずかなため、無線受
信機全体として要求される誤り率特性を満たすことが可
能となった。
器、遅延検波を用いた受信復調方式においては、ロール
オフフィルタの前段でリミッタ作用（振幅の制限）など
の非線形操作を行うと、誤り率特性が劣化するというこ
とで、本発明のような非線形操作は行われていなかった
が、後述する図８の結果からも明らかなように、受信信
号レベルの大きい、即ち信号対雑音比の大きいところで
は、ロールオフフィルタより前段でリミッタ機能を設け
てもこの非線形操作による劣化はわずかなため、無線受
信機全体として要求される誤り率特性を満たすことが可
能となった。
【００１３】
【実施例】以下、本発明を実施例によって説明する。
【００１４】図１はディジタル受信機における実施例で
ある。図１において、アンテナ１で受信した信号を低雑
音増幅器２で増幅する。バンドパスフィルター３で不要
波成分を除去した後、第１ミキサ４で第１局発信号２１
と乗算して第１中間周波数に周波数変換する。さらに、
狭帯域なバンドパスフィルタ５で必要な信号のみを選択
し、中間周波数増幅器６を通して第２ミキサ７に入力さ
れる。この中間周波数増幅器６の働きについては後に説
明する。第２ミキサ７は入力された信号と第２局発信号
２２とを乗算して第２中間周波数に周波数変換し、ロ−
ルオフフィルタ８で波形を整形した後、数段のリミッタ
増幅器で構成される第２中間周波数増幅器９で増幅し
て、復調部１０で復調する。
ある。図１において、アンテナ１で受信した信号を低雑
音増幅器２で増幅する。バンドパスフィルター３で不要
波成分を除去した後、第１ミキサ４で第１局発信号２１
と乗算して第１中間周波数に周波数変換する。さらに、
狭帯域なバンドパスフィルタ５で必要な信号のみを選択
し、中間周波数増幅器６を通して第２ミキサ７に入力さ
れる。この中間周波数増幅器６の働きについては後に説
明する。第２ミキサ７は入力された信号と第２局発信号
２２とを乗算して第２中間周波数に周波数変換し、ロ−
ルオフフィルタ８で波形を整形した後、数段のリミッタ
増幅器で構成される第２中間周波数増幅器９で増幅し
て、復調部１０で復調する。
【００１５】以下に図１の実施例の動作および特徴を図
７および図８を用いて説明する。ここで、図７は本発明
による中間周波数増幅器６のアンテナ入力レベルに対す
る出力特性を示し、図８は本発明を適用した受信機のビ
ット誤り率特性を示す。
７および図８を用いて説明する。ここで、図７は本発明
による中間周波数増幅器６のアンテナ入力レベルに対す
る出力特性を示し、図８は本発明を適用した受信機のビ
ット誤り率特性を示す。
【００１６】図１の受信機では、図７に示すような入出
力特性を示す中間周波数増幅器６を第２ミキサ７の前段
に備えている。図７において、レベルＰ2は中間周波数
増幅器６が振幅制限動作をする出力レベルである。図６
において、第２ミキサが飽和するときに第２ミキサに入
力されている電力は、図３におけるアンテナ１からバン
ドパスフィルタ５までの総合利得をＧとすると、Ｐ1＋
Ｇで表される。すなわち、中間周波数増幅器６の最大出
力Ｐ2をＰ2≦Ｐ1＋Ｇとなるようにすることにより、受
信レベルが高い場合でも、第２ミキサ７が飽和し始める
前に中間周波数増幅器６が振幅制限動作に入り、レベル
Ｐ1＋Ｇより小さいレベルＰ2までしか出力しないため、
第２ミキサ７の歪によるビット誤り率特性の劣化はおさ
えられ、ビット誤り率特性は図８に示すように改善され
る。
力特性を示す中間周波数増幅器６を第２ミキサ７の前段
に備えている。図７において、レベルＰ2は中間周波数
増幅器６が振幅制限動作をする出力レベルである。図６
において、第２ミキサが飽和するときに第２ミキサに入
力されている電力は、図３におけるアンテナ１からバン
ドパスフィルタ５までの総合利得をＧとすると、Ｐ1＋
Ｇで表される。すなわち、中間周波数増幅器６の最大出
力Ｐ2をＰ2≦Ｐ1＋Ｇとなるようにすることにより、受
信レベルが高い場合でも、第２ミキサ７が飽和し始める
前に中間周波数増幅器６が振幅制限動作に入り、レベル
Ｐ1＋Ｇより小さいレベルＰ2までしか出力しないため、
第２ミキサ７の歪によるビット誤り率特性の劣化はおさ
えられ、ビット誤り率特性は図８に示すように改善され
る。
【００１７】図５と図８の特性例をビット誤り率１０~6
レベルで比較すると、図５においては−８９dBmから−
１５dBmであったのに対して、図８では−９６dBmから０
dBmの範囲であり、大入力側での改善が著しいことがわ
かる。また図８は、副次的効果として受信レベルが微弱
である場合にも、中間周波数増幅器を挿入したことによ
り利得が上がり、受信系全体の信号対雑音比が改善され
てビット誤り率特性が向上することを示している。
レベルで比較すると、図５においては−８９dBmから−
１５dBmであったのに対して、図８では−９６dBmから０
dBmの範囲であり、大入力側での改善が著しいことがわ
かる。また図８は、副次的効果として受信レベルが微弱
である場合にも、中間周波数増幅器を挿入したことによ
り利得が上がり、受信系全体の信号対雑音比が改善され
てビット誤り率特性が向上することを示している。
【００１８】図２は、本発明の第２の実施例である。図
２は図１の実施例と同様に第１中間周波数段に中間周波
数増幅器６を備えた受信機で、図１の受信機のバンドパ
スフィルタ５と中間周波数増幅器６の順序を入れ替えた
だけで、各ブロックの機能は同じである。ただし、バン
ドパスフィルタ５の挿入損失があるため、中間周波数増
幅器６の振幅制限動作領域は、上記挿入損失分だけ高く
する必要がある。
２は図１の実施例と同様に第１中間周波数段に中間周波
数増幅器６を備えた受信機で、図１の受信機のバンドパ
スフィルタ５と中間周波数増幅器６の順序を入れ替えた
だけで、各ブロックの機能は同じである。ただし、バン
ドパスフィルタ５の挿入損失があるため、中間周波数増
幅器６の振幅制限動作領域は、上記挿入損失分だけ高く
する必要がある。
【００１９】本実施例では、第二ミキサに対する入力信
号の振幅制限について説明したが、この考え方は第一ミ
キサに対して適用したとしても同様の効果があることは
言うまでもない。つまり、過大入力により回路出力が飽
和するのであれば、ロールオフフィルタ等により帯域制
限する前であっても、その過大入力を防ぐために振幅制
限を行えば、該出力の飽和した回路での伝送歪み等を減
少させ、無線受信機のビットエラー率を減少させること
が可能となる。ただし、無線受信機の構成からして第二
ミキサに対して振幅制限をすることが最も効果的である
と考える。
号の振幅制限について説明したが、この考え方は第一ミ
キサに対して適用したとしても同様の効果があることは
言うまでもない。つまり、過大入力により回路出力が飽
和するのであれば、ロールオフフィルタ等により帯域制
限する前であっても、その過大入力を防ぐために振幅制
限を行えば、該出力の飽和した回路での伝送歪み等を減
少させ、無線受信機のビットエラー率を減少させること
が可能となる。ただし、無線受信機の構成からして第二
ミキサに対して振幅制限をすることが最も効果的である
と考える。
【００２０】次に、振幅制限作用を有する中間周波数増
幅器６の具体例を示し、その動作を説明する。
幅器６の具体例を示し、その動作を説明する。
【００２１】図９は、ｎｐｎ形トランジスタの差動回路
を用いた実施例である。同一形状のトランジスタＱ１お
よびトランジスタＱ２は対を成し、それぞれのコレクタ
は抵抗ＲCを介して電源電圧Ｖccに、それぞれのエミッ
タは抵抗ＲEを介して共通の定電流源ＩEの一端に接続さ
れており、定電流源ＩEの他端はグランドＧＮＤに接地
されている。また、ベ−スにはそれぞれＲBを介して電
圧ＶBが印加されており、トランジスタＱ１のベ−スは
コンデンサＣ１を介して入力端子１５に接続され、トラ
ンジスタＱ２のベ−スはコンデンサＣ２によって高周波
的に接地されている。トランジスタＱ３のコレクタは電
源電圧Ｖccに接続されており、エミッタは抵抗Ｒ１を介
してグランドＧＮＤに接地されると同時にコンデンサＣ
３を介して出力端子１６に接続されている。また、ベ−
スはトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。ト
ランジスタＱ１およびトランジスタＱ２は独立に考える
とエミッタ接地増幅回路であり、おおよそＲC/２ＲEの
利得が得られる。トランジスタＱ３はエミッタフォロワ
を成し、利得はおおよそ１である。入力端子１５からコ
ンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベ−スに入力
された信号は、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ
２から成る差動回路で増幅され、トランジスタＱ３のエ
ミッタからコンデンサＣ３を介して出力端子１６に出力
される。以下、本回路の動作を説明する。
を用いた実施例である。同一形状のトランジスタＱ１お
よびトランジスタＱ２は対を成し、それぞれのコレクタ
は抵抗ＲCを介して電源電圧Ｖccに、それぞれのエミッ
タは抵抗ＲEを介して共通の定電流源ＩEの一端に接続さ
れており、定電流源ＩEの他端はグランドＧＮＤに接地
されている。また、ベ−スにはそれぞれＲBを介して電
圧ＶBが印加されており、トランジスタＱ１のベ−スは
コンデンサＣ１を介して入力端子１５に接続され、トラ
ンジスタＱ２のベ−スはコンデンサＣ２によって高周波
的に接地されている。トランジスタＱ３のコレクタは電
源電圧Ｖccに接続されており、エミッタは抵抗Ｒ１を介
してグランドＧＮＤに接地されると同時にコンデンサＣ
３を介して出力端子１６に接続されている。また、ベ−
スはトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。ト
ランジスタＱ１およびトランジスタＱ２は独立に考える
とエミッタ接地増幅回路であり、おおよそＲC/２ＲEの
利得が得られる。トランジスタＱ３はエミッタフォロワ
を成し、利得はおおよそ１である。入力端子１５からコ
ンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベ−スに入力
された信号は、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ
２から成る差動回路で増幅され、トランジスタＱ３のエ
ミッタからコンデンサＣ３を介して出力端子１６に出力
される。以下、本回路の動作を説明する。
【００２２】図９において、信号入力が無い場合のトラ
ンジスタＱ１およびトランジスタＱ２に流れる電流はそ
れぞれ(1/2)ＩEであるので、トランジスタＱ３のコレク
タである節点Ｐの電位Ｖpは、Ｖcc−(1/2)ＩE・ＲCであ
る。したがって、入力端子１５に入力された信号の振幅
が小さい場合は、節点Ｐの電圧波形はＶcc−(1/2)ＩE・
ＲCを中心として入力信号に応じて変動する。入力端子
１５に振幅が大きな信号が入力され、トランジスタＱ１
のベ−ス電位が正方向に大きく変動すると、電流ＩEは
トランジスタＱ１側を流れることになる。このときトラ
ンジスタＱ２側の電流が０となるため、節点Ｐの電位Ｖ
pはほぼＶccに等しくなる。したがって、大きな正振幅
が入力された場合のＶp波形は上部をＶccで制限された
ものとなる。一方、トランジスタＱ１のベ−ス電位が負
方向に大きく変動すると、トランジスタＱ１のベ−ス・
エミッタ間は逆バイアスとなるためトランジスタＱ１側
の電流が０となり、電流ＩEはトランジスタＱ２側を流
れる。したがって、このときのＶp＝Ｖcc−ＩE・ＲCであ
る。したがって、大きな負振幅がされた場合のＶpの波
形は下部をＶcc−ＩE・ＲCで制限されたものとなる。以
上より、入力レベルが高い場合のＶpの波形は図１０の
ようになり、トランジスタＱ３を通して出力端子１６に
出力される。このようにして振幅制限動作を実現するこ
とができ、その振幅制限レベルはＩE・ＲCで決定される
ので、これを第２ミキサの飽和レベル以下に設定する。
ンジスタＱ１およびトランジスタＱ２に流れる電流はそ
れぞれ(1/2)ＩEであるので、トランジスタＱ３のコレク
タである節点Ｐの電位Ｖpは、Ｖcc−(1/2)ＩE・ＲCであ
る。したがって、入力端子１５に入力された信号の振幅
が小さい場合は、節点Ｐの電圧波形はＶcc−(1/2)ＩE・
ＲCを中心として入力信号に応じて変動する。入力端子
１５に振幅が大きな信号が入力され、トランジスタＱ１
のベ−ス電位が正方向に大きく変動すると、電流ＩEは
トランジスタＱ１側を流れることになる。このときトラ
ンジスタＱ２側の電流が０となるため、節点Ｐの電位Ｖ
pはほぼＶccに等しくなる。したがって、大きな正振幅
が入力された場合のＶp波形は上部をＶccで制限された
ものとなる。一方、トランジスタＱ１のベ−ス電位が負
方向に大きく変動すると、トランジスタＱ１のベ−ス・
エミッタ間は逆バイアスとなるためトランジスタＱ１側
の電流が０となり、電流ＩEはトランジスタＱ２側を流
れる。したがって、このときのＶp＝Ｖcc−ＩE・ＲCであ
る。したがって、大きな負振幅がされた場合のＶpの波
形は下部をＶcc−ＩE・ＲCで制限されたものとなる。以
上より、入力レベルが高い場合のＶpの波形は図１０の
ようになり、トランジスタＱ３を通して出力端子１６に
出力される。このようにして振幅制限動作を実現するこ
とができ、その振幅制限レベルはＩE・ＲCで決定される
ので、これを第２ミキサの飽和レベル以下に設定する。
【００２３】振幅制限作用を持った中間周波数増幅器６
の他の実施例として、ダイオ−ドを用いることもでき
る。図１１はエミッタ接地増幅回路の負荷と並列に２つ
のダイオ−ドを相反する向きに接続した例である。トラ
ンジスタＱ４のコレクタはインダクタＬ１を介して電源
電圧Ｖccに接続され、ベ−スは抵抗Ｒ２を介して電源電
圧Ｖccに接続されており、抵抗Ｒ３を介してグランドＧ
ＮＤに接地されている。またエミッタはグランドＧＮＤ
に接地されている。すなわち、点線で囲んだ１７の回路
はエミッタ接地増幅回路で、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２で
動作点が決まっている。ダイオ−ドＤ１はアノ−ドがト
ランジスタＱ４のコレクタに、カソ−ドが電源電圧Ｖcc
に接続されており、ダイオ−ドＤ２はダイオ−ドＤ１と
逆向きに接続されている。入力端子１５から入力された
信号は、コンデンサＣ４を通ってトランジスタＱ４のベ
−スに入力され、エミッタ接地増幅回路１７で増幅され
てコンデンサＣ５およびトランスＴ１を通って出力端子
１６に出力される。以下、本回路例の動作を説明する。
の他の実施例として、ダイオ−ドを用いることもでき
る。図１１はエミッタ接地増幅回路の負荷と並列に２つ
のダイオ−ドを相反する向きに接続した例である。トラ
ンジスタＱ４のコレクタはインダクタＬ１を介して電源
電圧Ｖccに接続され、ベ−スは抵抗Ｒ２を介して電源電
圧Ｖccに接続されており、抵抗Ｒ３を介してグランドＧ
ＮＤに接地されている。またエミッタはグランドＧＮＤ
に接地されている。すなわち、点線で囲んだ１７の回路
はエミッタ接地増幅回路で、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２で
動作点が決まっている。ダイオ−ドＤ１はアノ−ドがト
ランジスタＱ４のコレクタに、カソ−ドが電源電圧Ｖcc
に接続されており、ダイオ−ドＤ２はダイオ−ドＤ１と
逆向きに接続されている。入力端子１５から入力された
信号は、コンデンサＣ４を通ってトランジスタＱ４のベ
−スに入力され、エミッタ接地増幅回路１７で増幅され
てコンデンサＣ５およびトランスＴ１を通って出力端子
１６に出力される。以下、本回路例の動作を説明する。
【００２４】ダイオ−ドＤ１およびダイオ−ドＤ２が導
通して、急激に電流が流れ始めるときのアノ−ド・カソ
−ド間電圧をＶDとする。入力レベルが低く、出力電圧
波形の振幅がＶD以下であると、ダイオ−ドＤ１および
ダイオ−ドＤ２にはほとんど電流が流れず、ダイオ−ド
Ｄ１およびダイオ−ドＤ２のインピ−ダンスは無限大と
みなし得る。したがって、図１１の回路は単にエミッタ
接地増幅回路として動作し、出力電圧波形は図１２
（ａ）のようになる。入力レベルが高くなり出力電圧波
形の正方向の振幅がＶDを超えると、ダイオ−ドＤ１が
導通してコレクタ電位はほぼＶCC＋ＶDに制限される。
同様に、出力電圧波形の負方向の振幅がＶDを超える
と、ダイオ−ドＤ２が導通してコレクタ電位はほぼＶCC
−ＶDに制限される。したがって、入力レベルが高いと
きの出力電圧波形は図１２（ｂ）のようになる。ここ
で、制限する振幅の幅はダイオ−ドのＶDのみで決定し
てしまうので、振幅を第２ミキサの飽和レベルに合うよ
うにトランスＴ１を調整する。このようにして、振幅制
限動作を実現することができる。
通して、急激に電流が流れ始めるときのアノ−ド・カソ
−ド間電圧をＶDとする。入力レベルが低く、出力電圧
波形の振幅がＶD以下であると、ダイオ−ドＤ１および
ダイオ−ドＤ２にはほとんど電流が流れず、ダイオ−ド
Ｄ１およびダイオ−ドＤ２のインピ−ダンスは無限大と
みなし得る。したがって、図１１の回路は単にエミッタ
接地増幅回路として動作し、出力電圧波形は図１２
（ａ）のようになる。入力レベルが高くなり出力電圧波
形の正方向の振幅がＶDを超えると、ダイオ−ドＤ１が
導通してコレクタ電位はほぼＶCC＋ＶDに制限される。
同様に、出力電圧波形の負方向の振幅がＶDを超える
と、ダイオ−ドＤ２が導通してコレクタ電位はほぼＶCC
−ＶDに制限される。したがって、入力レベルが高いと
きの出力電圧波形は図１２（ｂ）のようになる。ここ
で、制限する振幅の幅はダイオ−ドのＶDのみで決定し
てしまうので、振幅を第２ミキサの飽和レベルに合うよ
うにトランスＴ１を調整する。このようにして、振幅制
限動作を実現することができる。
【００２５】振幅制限作用を持った中間周波数増幅器６
の他の実施例として、市販集積回路（例えば、フィリッ
プス製ＳＡ６２６）の第２中間周波数増幅器９に組み込
まれているリミッタ増幅器と同様な回路を用いることも
できる。この場合には、中間周波数増幅器６、第２ミキ
サ７、第２中間周波数増幅器９を１チップに集積回路化
することにより、一層受信機の小型化が可能になる。
の他の実施例として、市販集積回路（例えば、フィリッ
プス製ＳＡ６２６）の第２中間周波数増幅器９に組み込
まれているリミッタ増幅器と同様な回路を用いることも
できる。この場合には、中間周波数増幅器６、第２ミキ
サ７、第２中間周波数増幅器９を１チップに集積回路化
することにより、一層受信機の小型化が可能になる。
【００２６】以上に説明した図１の実施例の動作と図８
に示したビット誤り率特性の改善結果から、ディジタル
通信用受信機において、受信信号レベルがある程度大き
い時は、帯域制限用ロ−ルオフフィルタよりも前段の回
路で振幅制限を行なっても実用的なビット誤り率を低下
させないということが明らかとなった。このことから、
従来例を示す図３において、低雑音増幅器２、第１ミキ
サ４、第２ミキサ７の回路に対して一つの回路または一
つ以上の回路に振幅制限機能を持たせ、第２ミキサ７を
歪ませないことにより、本発明の目的を達成できること
は明らかである。
に示したビット誤り率特性の改善結果から、ディジタル
通信用受信機において、受信信号レベルがある程度大き
い時は、帯域制限用ロ−ルオフフィルタよりも前段の回
路で振幅制限を行なっても実用的なビット誤り率を低下
させないということが明らかとなった。このことから、
従来例を示す図３において、低雑音増幅器２、第１ミキ
サ４、第２ミキサ７の回路に対して一つの回路または一
つ以上の回路に振幅制限機能を持たせ、第２ミキサ７を
歪ませないことにより、本発明の目的を達成できること
は明らかである。
【００２７】アンテナに入力された信号は順次増幅され
て振幅が大きくなるので、一般に後段の回路ほど飽和に
より歪みやすくなる。従来例の図３において、一般に最
初に第２ミキサ７が飽和する。さらにアンテナ入力レベ
ルが高くなると、例えば第１ミキサ４が飽和する。この
場合、低雑音増幅器２に第１ミキサ４が飽和しない振幅
制限機能を持たせるか、第１ミキサ４自身に出力が飽和
しない振幅制限機能を持たせることにより、実施例図２
よりもより大きなレベルの入力にたいしてもビット誤り
率特性の劣化を防ぐことができる。
て振幅が大きくなるので、一般に後段の回路ほど飽和に
より歪みやすくなる。従来例の図３において、一般に最
初に第２ミキサ７が飽和する。さらにアンテナ入力レベ
ルが高くなると、例えば第１ミキサ４が飽和する。この
場合、低雑音増幅器２に第１ミキサ４が飽和しない振幅
制限機能を持たせるか、第１ミキサ４自身に出力が飽和
しない振幅制限機能を持たせることにより、実施例図２
よりもより大きなレベルの入力にたいしてもビット誤り
率特性の劣化を防ぐことができる。
【００２８】以上のことから、実施例図１および図２は
ダブルス−パ−ヘテロダインに対する実施例であるが、
シングルス−パ−ヘテロダイン、トリプルス−パ−ヘテ
ロダインに対しても本発明の考え方を適用し、過大入力
時のビット誤り率を改善することができることは明らか
である。
ダブルス−パ−ヘテロダインに対する実施例であるが、
シングルス−パ−ヘテロダイン、トリプルス−パ−ヘテ
ロダインに対しても本発明の考え方を適用し、過大入力
時のビット誤り率を改善することができることは明らか
である。
【００２９】図１３はミキサに振幅制限機能を持たせた
実施例である。差動対をなすトランジスタＱ５、Ｑ６の
べ−スはそれぞれ抵抗Ｒ６を介して電源Ｖ１に接続さ
れ、トランジスタＱ６のベ−スは容量Ｃ９を介して接地
され、トランジスタＱ５のベ−スは容量Ｃ７を介して端
子１９に接続されている。両トランジスタのエミッタは
トランジスタＱ７のコレクタに接続されている。トラン
ジスタＱ５のコレクタは直接電源Ｖｃｃに、トランジス
タＱ６のコレクタはインダクタンスＬ２を介して電源Ｖ
ｃｃに接続されている。インダクタンスＬ２に並列に、
容量Ｃ８および互いに逆極性に接続された二つのダイオ
ードＤ３、Ｄ４が接続されている。また、トランジスタ
Ｑ６のコレクタは、容量Ｃ１０を介してトランスＴ２の
１次巻線に接続されている。トランスＴ２の２次巻線は
可変タップとなっており、その可変タップは出力端子２
０に接続されている。トランジスタＱ７のエミッタは接
地され、ベースは容量Ｃ６を介して端子１８に接続され
ると共に片端が電源Ｖｃｃに接続された抵抗Ｒ４と片端
が接地された抵抗Ｒ５が接続されている。
実施例である。差動対をなすトランジスタＱ５、Ｑ６の
べ−スはそれぞれ抵抗Ｒ６を介して電源Ｖ１に接続さ
れ、トランジスタＱ６のベ−スは容量Ｃ９を介して接地
され、トランジスタＱ５のベ−スは容量Ｃ７を介して端
子１９に接続されている。両トランジスタのエミッタは
トランジスタＱ７のコレクタに接続されている。トラン
ジスタＱ５のコレクタは直接電源Ｖｃｃに、トランジス
タＱ６のコレクタはインダクタンスＬ２を介して電源Ｖ
ｃｃに接続されている。インダクタンスＬ２に並列に、
容量Ｃ８および互いに逆極性に接続された二つのダイオ
ードＤ３、Ｄ４が接続されている。また、トランジスタ
Ｑ６のコレクタは、容量Ｃ１０を介してトランスＴ２の
１次巻線に接続されている。トランスＴ２の２次巻線は
可変タップとなっており、その可変タップは出力端子２
０に接続されている。トランジスタＱ７のエミッタは接
地され、ベースは容量Ｃ６を介して端子１８に接続され
ると共に片端が電源Ｖｃｃに接続された抵抗Ｒ４と片端
が接地された抵抗Ｒ５が接続されている。
【００３０】図１３の実施例の動作を説明する。トラン
ジスタＱ５は端子１８に印加される第１の信号によって
変調された電流をトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタに
供給する。トランジスタＱ５、Ｑ６は端子１９に入力さ
れる第２の信号によってスイッチング動作を行なう。こ
れによって、トランジスタＱ６のコレクタには第１信号
と第２信号およびこれら周波数の和、差の周波数を有す
る信号が誘起される。受信ミキサでは、一般に差の周波
数を有する信号が取り出され、本実施例ではインダクタ
ンスＬ３と容量Ｃ８で構成される共振器によって差信号
が取り出される。この差信号振幅はダイオードＤ３また
はＤ４の導通電圧ＶDにより制限される。振幅制限され
たミキサ出力はトランスＴ２によって後段回路が歪まな
いレベルに設定されて端子２０より出力される。従っ
て、受信機への入力レベルが大きくなってもビット誤り
率が劣化しないのは既に述べた実施例と同様である。
ジスタＱ５は端子１８に印加される第１の信号によって
変調された電流をトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタに
供給する。トランジスタＱ５、Ｑ６は端子１９に入力さ
れる第２の信号によってスイッチング動作を行なう。こ
れによって、トランジスタＱ６のコレクタには第１信号
と第２信号およびこれら周波数の和、差の周波数を有す
る信号が誘起される。受信ミキサでは、一般に差の周波
数を有する信号が取り出され、本実施例ではインダクタ
ンスＬ３と容量Ｃ８で構成される共振器によって差信号
が取り出される。この差信号振幅はダイオードＤ３また
はＤ４の導通電圧ＶDにより制限される。振幅制限され
たミキサ出力はトランスＴ２によって後段回路が歪まな
いレベルに設定されて端子２０より出力される。従っ
て、受信機への入力レベルが大きくなってもビット誤り
率が劣化しないのは既に述べた実施例と同様である。
【００３１】以上の実施例はリミッタ増幅器を用いたＦ
Ｍ受信機の過大入力対策としても有効であることは明ら
かである。
Ｍ受信機の過大入力対策としても有効であることは明ら
かである。
【００３２】以上の実施例は受信機について説明した
が、受信機と送信機を備えた移動無線機の受信部につい
て適用できることも明らかである。
が、受信機と送信機を備えた移動無線機の受信部につい
て適用できることも明らかである。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、過大入力時の受信機の
ビット誤り率が大幅に改善されるため、送信機と受信機
が近接した状態でも使用できるという効果がある。
ビット誤り率が大幅に改善されるため、送信機と受信機
が近接した状態でも使用できるという効果がある。
【００３４】本発明によれば、回路構成が簡単であるた
め、小型で安価な受信機を実現できるという効果があ
る。
め、小型で安価な受信機を実現できるという効果があ
る。
【図１】本発明の受信機回路ブロック図の１実施例
【図２】本発明の受信機回路ブロック図の１実施例
【図３】従来の受信機の回路ブロック図
【図４】従来の受信機の回路ブロック図
【図５】従来の受信機のビット誤り率特性
【図６】受信レベルに対する第２ミキサの出力特性
【図７】受信レベルに対する中間周波数増幅器の出力特
性
性
【図８】本発明の受信機のビット誤り率特性
【図９】中間周波数増幅器の回路例１
【図１０】中間周波数増幅器（回路例１）の出力電圧波
形
形
【図１１】中間周波数増幅器の回路例２
【図１２】中間周波数増幅器（回路例２）出力電圧波形 （ａ）振幅制限動作をしていないとき （ｂ）振幅制限動作をしているとき
【図１３】振幅制限機能を有するミキサの回路例
１ アンテナ ２ 低雑音増幅器 ３ 受信周波数帯バンドパスフィルタ ４ 第１ミキサ ５ 第１中間周波数帯バンドパスフィルタ ６ 第１中間周波数増幅器 ７ 第２ミキサ ８ ロ−ルオフフィルタ ９ 第２中間周波数増幅器 １０ 復調器 １１ 可変アッテネ−タ １３ 検波器 ２１ 第１局発信号 ２２ 第２局発信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中川 准一 神奈川県横浜市戸塚区吉田町216番地株式 会社日立製作所情報通信事業部内
Claims (7)
- 【請求項１】アンテナと、前記アンテナを介して受信さ
れる任意の受信信号を増幅する入力増幅器と、前記入力
増幅器により増幅された信号を所定の周波数に変換する
ミキサと、前記ミキサにより周波数変換された信号を波
形整形する帯域制限フィルタと、前記帯域制限フィルタ
により波形整形された信号を復調する復調器とを含む無
線受信機であって、前記アンテナと前記帯域制限フィル
タとの間に設けられた回路が過大入力により歪みを発生
しないよう該回路より前段に、該回路が飽和しないレベ
ルで動作させる振幅制限機能を備えたことを特徴とする
無線受信機。 - 【請求項２】アンテナと、前記アンテナを介して受信さ
れる任意の受信信号を増幅する入力増幅器と、前記入力
増幅器により増幅された信号を第一の周波数に変換する
第一のミキサと、前記第一のミキサにより周波数変換さ
れた信号を増幅する中間周波数増幅器と、前記中間周波
数増幅器により増幅された信号をさらに第二の周波数に
変換する第二のミキサと、前記第二のミキサにより周波
数変換された信号を波形整形する帯域制限フィルタと、
前記帯域制限フィルタにより波形整形された信号を復調
する復調器とを含む無線受信機であって、前記アンテナ
と前記帯域制限フィルタとの間に設けられた回路が過大
入力により歪みを発生しないよう該回路より前段に、該
回路が飽和しないレベルで動作させる振幅制限機能を備
えたことを特徴とする無線受信機。 - 【請求項３】請求項１、２において、過大入力により最
初に飽和して歪みを発生する回路に続いて２番目に飽和
して歪みを発生する第２の回路に対しても、該第２の回
路より前段にあるいずれかの回路に前記振幅制限機能を
備えたことを特徴とする無線受信機。 - 【請求項４】アンテナを介して受信された任意の受信信
号を帯域制限フィルタにより波形整形した後に復調する
無線受信機であって、前記アンテナと前記帯域制限フィ
ルタとの間に過大入力を防ぐ振幅制限機能を備えたこと
を特徴とする無線受信機。 - 【請求項５】前記振幅制限機能を歪みを発生する回路自
身に設けたことを特徴とする請求項１、２、３及び４記
載の無線受信機。 - 【請求項６】前記復調器が遅延検波方式であることを特
徴とする請求項１、２、３、４及び５記載の無線受信
機。 - 【請求項７】前記受信信号がディジタル変調信号であ
り、前記帯域制限フィルタがロ−ルオフフィルタである
ことを特徴とする請求項１、２、３、４、５及び６記載
の無線受信機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6300531A JPH08162983A (ja) | 1994-12-05 | 1994-12-05 | 無線受信機 |
| US08/566,113 US5930695A (en) | 1994-12-05 | 1995-12-01 | Radio receiver with amplitude limiter prior to mixer and band limiting filter |
| DE69530359T DE69530359T2 (de) | 1994-12-05 | 1995-12-05 | Radioempfänger |
| EP95119105A EP0716512B1 (en) | 1994-12-05 | 1995-12-05 | Radio receiver |
| CN95113109A CN1072413C (zh) | 1994-12-05 | 1995-12-05 | 无线接收机 |
| HK98103781A HK1004504A1 (en) | 1994-12-05 | 1998-05-04 | Radio receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6300531A JPH08162983A (ja) | 1994-12-05 | 1994-12-05 | 無線受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08162983A true JPH08162983A (ja) | 1996-06-21 |
Family
ID=17885947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6300531A Pending JPH08162983A (ja) | 1994-12-05 | 1994-12-05 | 無線受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5930695A (ja) |
| EP (1) | EP0716512B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08162983A (ja) |
| CN (1) | CN1072413C (ja) |
| DE (1) | DE69530359T2 (ja) |
| HK (1) | HK1004504A1 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6167246A (en) * | 1997-05-09 | 2000-12-26 | Micrel Incorporated | Fully integrated all-CMOS AM receiver |
| US6272327B1 (en) * | 1998-06-18 | 2001-08-07 | Lucent Technologies Inc. | High power wireless telephone with over-voltage protection |
| US7020450B2 (en) * | 2000-09-05 | 2006-03-28 | Nec Corporation | Active inductors using bipolar silicon transistors |
| GB2367700A (en) | 2000-10-06 | 2002-04-10 | Mitel Semiconductor Ltd | A single conversion tuner comprising a tracking filter and an image reject mixer |
| JP3754029B2 (ja) * | 2003-03-24 | 2006-03-08 | 株式会社東芝 | 受信回路及び受信装置 |
| CN1298127C (zh) * | 2003-07-07 | 2007-01-31 | 中兴通讯股份有限公司 | 宽带码分多址***多载频接收机 |
| CN100413210C (zh) * | 2003-07-08 | 2008-08-20 | 松下电器产业株式会社 | 调制电路设备、调制方法和无线电通信设备 |
| CN1835488B (zh) * | 2005-03-14 | 2010-10-13 | 华为技术有限公司 | 一种基带解调预处理*** |
| US7541972B1 (en) | 2007-12-07 | 2009-06-02 | Src, Inc. | RF attenuation circuit |
| US8165555B1 (en) * | 2008-02-27 | 2012-04-24 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for filtering |
| CN103885072A (zh) * | 2014-04-14 | 2014-06-25 | 哈尔滨工业大学 | 单射频前端采集多频点多***卫星导航信号的方法及实现该方法的装置 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3875571A (en) * | 1973-08-20 | 1975-04-01 | Texas Instruments Inc | Long range marine navigation system |
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