JPH08107674A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 商用交流電源の１００Ｖ系、及び２００Ｖ系
に対応するスイッチング電源の力率を改善する。 【構成】 ローパスフィルタＬＮ、ＣＮを介して整流手
段Ｄ１に交流電圧Ｖａｃが供給され、２つの平滑コンデ
ンサＣｉ１、Ｃｉ２に動作電源が供給される。Ｑ１、Ｑ
２はハーフブリッジ接続されているスイッチング素子で
あり、その出力は磁気結合トランスＭＣＴの第３巻線Ｎ
３、共振コンデンサＣ１を介して絶縁トランスＰＩＴの
１次巻線Ｎ１に供給され、その２次巻線Ｎ２から直流出
力Ｅ０が得られる。磁気結合トランスＭＣＴの自己イン
ダクタンスコイルＮｉにはスイッチング周期の電圧が誘
起され、その電圧が整流電圧に重畳されることにより充
電電流の導通角を広げ力率の改善を行う。Ｓ１、Ｓ２は
交流電源ＡＣが１５０Ｖ以上になると倍電圧整流から全
波整流に切り替えるスイッチで、このスイッチと連動し
てパワーチョークコイルＣＨが短絡され、力率の変動を
少なくする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係わり、特に商用電源を倍電圧整流して電子機器の負荷
に供給することができるようなスイッチング電源におい
て、スイッチング電源の力率及び電圧変動率を改善した
スイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
流に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては大部分がスイッチング方式の電源装置になって
いる。スイッチング電源はスイッチング周波数を高くす
ることによりトランスその他のデバイスを小型にすると
共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子
機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、電子機器に供給する負荷電力が
大きいときは一般に商用電源を倍電圧整流してスイッチ
ング電源に供給する事が好ましいが、特に倍電圧整流の
場合は平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電
源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じ
る。また、歪み電流波形となることによって発生する高
調波を抑圧するための対策（ＥＭＩ）が必要とされてい
る。電源の力率を改善するためには、例えばチョークイ
ンプット方式の整流回路を使用することが最も簡単であ
り、電磁ノイズの対策（ＥＭＩ）の上でも好ましいが、
この方式はチョークコイルとして大きなインピーダンス
を呈するインダクタが必要になり、電子機器の小型化を
阻害するすると共に、コストアップを招くことになる。

【０００４】たとえば、図６は商用電源ＡＣを整流ダイ
オードＤ１で全波整流し、２つの平滑コンデンサＣｉ
１、Ｃｉ２に充電すると共に、商用電源の電圧をダイオ
ードＤ２、Ｄ３で整流して平滑コンデンサＣ２に充電
し、その電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧してツエナーダイ
オードＤＺを介してトランジスタＱ３のベース電圧とし
て供給している。そして、商用電源の電圧が例えば１５
０Ｖ以上になるとトランジスタＱ３が遮断し、リレーＲ
ＬによってスイッチＳを開くように構成され全波整流が
行われるが、１５０Ｖ以下になるとスイッチＳが閉じて
倍電圧整流となるワイド電源対応型のスイッチング電源
を示す。

【０００５】このスイッチング電源は、商用電源が高い
場合はスイッチＳが閉じることによって平滑コンデンサ
Ｃｉ１、Ｃｉ２は全波整流で充電されることになり、平
滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２からハーフブリッジ接続さ
れているスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に電圧を供給す
る。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の中間点は共振コンデ
ンサＣ１を介して絶縁トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に
供給され、この絶縁トランスと共振コンデンサＣ１によ
る共振電流によってドライブされた電圧が２次巻線Ｎ２
に誘起され、その誘起出力がブリッジダイオードＤ０に
よって整流出力されることになる。そして、この整流さ
れた直流出力Ｅ０が制御回路を介して直交型のドライブ
トランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給され、このトラン
スの磁気特性を可変してドライブコイルＮＢより出力さ
れる信号によってスイッチング素子を交互にオン／オフ
するスイッチング周波数を変化し出力電圧の調整が行わ
れる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】この方式のスイッチン
グ電源は、全波整流時に電流が流れるパワーチョークコ
イルＰＣＣ−１（１２ｍＨ）と、倍電圧整流時に電流が
流されるパワーチョークコイルＰＣＣ−２（５０ｍＨ）
によって、１００Ｖ系の場合と２００Ｖ系の場合に力率
の改善が行われるようにしている。しかし、一方のＰＣ
Ｃ−１は大電流小インピーダンスであり、他方のＰＣＣ
−２は小電流で大インピーダンスが要求されるため、こ
れらを直列接続して使用するように設計すると効率が悪
くなると共に、図６の場合、１００Ｖ及び２３０Ｖの両
方の商用電源に対して力率が規制値（０．７５）を満足
させるようにパワーチョークＰＣＣを設計すると、例え
ば図７（ａ）に示すように低電圧側で力率を規定値
（０．７５）に維持することが困難になる。また、高電
位に切り替わったときに力率が大きく変化し、電源効率
が低下する。

【０００７】また、この回路の場合は２００Ｗ以上の負
荷に対して実用化が困難になるという問題があり、また
パワーチョークコイルは最大交流電圧、軽負荷時には直
流入力がオーバシュートするため、それぞれのチョーク
コイルにオーバシュートのための対策を取る必要があ
り、回路構成が複雑になると共にコストアップを招くい
う問題が生じる。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明はかかる問題点を
解決するために、商用電源を全波整流するダイオードブ
リッジ整流回路と、このダイオードブリッジ整流回路を
全波整流回路に切り替える切り替えスイッチと、上記ダ
イオードブリッジ回路の整流出力を平滑する平滑コンデ
ンサからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電
圧また電流を断続して絶縁トランスの１次側に供給する
スイッチング素子とを備え、上記絶縁トランスの２次側
から所定の交番電圧が得られるようにしたスイッチング
電源回路において、上記平滑コンデンサの充電路にスイ
ッチング電圧が誘起される自己インダクタンスコイルと
チョークコイルを直列に挿入し、上記商用電源の電圧値
が所定の電圧以上となったときに上記スイッチに連動し
て上記チョークコイルが短絡されるように構成したもの
である。

【０００９】上記スイッチング素子は絶縁トランスに対
してハーフブリッジ接続とされ、その断続出力が共振コ
ンデンサと絶縁トランスの１次コイルで共振する電流共
振型のスイッチング電源とすることにより、力率改善が
より効果的に行われるように構成している。

【００１０】

【作用】交流電源が１００Ｖ系又は２００Ｖ系の地区で
自動的に切り替わり、双方の電圧で力率が大きく変動し
ないようにすることが、簡単な回路で構成することがで
きる。

【００１１】

【実施例】図１は本発明の実施例を示すスイッチング電
源回路であって、ＡＣは交流電源、ＬＮ、ＣＮはスイッ
チング周波数の信号を阻止するローパスフイルタ、Ｄ１
はダイオードブリッジ型の整流回路である。スイッチＳ
１、Ｓ２がオンとなっているときは、倍電圧整流回路と
して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２を交互に充電する整
流電圧を供給する。なお、Ｄ２、Ｄ３は商用電源の電圧
を検出するためにその整流出力をコンデンサＣ２に充電
しているダイオードであり、コンデンサに充電された電
圧は図６で説明したように、１５０Ｖ以上になると前記
スイッチＳ１、Ｓ２がオフとなるように制御される。

【００１２】Ｑ１、Ｑ２はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子であり、その出力
は磁気結合フエライトトランスＭＣＴ（以下、単にＭＣ
Ｔともいう）の第３巻線Ｎ３、共振コンデンサＣ１を介
して絶縁トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に供給されてい
る。そして、絶縁トランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に誘起
される誘起電圧が整流素子Ｄ０を介して直流電圧に変換
され出力電圧Ｅ０とされる。

【００１３】上記ＭＣＴは自己インダクタンスコイルＬ
ｉとなる巻線Ｎｉと第３巻線Ｎ３をフエライトコアによ
って、例えば１：１の巻線比で密結合したものであり、
絶縁トランスＰＩＴに流れる共振電流に対応するスイッ
チング電圧を自己インダクタンスコイルＬｉに重畳する
ようにしている。そして、１００Ｖ系の商用電源ＡＣが
入力されているときは、スイッチＳ１、Ｓ２がオンとな
り、自己インダクタンスコイルＬｉの巻線Ｎｉに帰還さ
れている高周波のスイッチング電圧が整流電圧に重畳さ
れ、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に交互に充電される
倍電圧整流回路になる。また、２００Ｖ系の商用電源の
場合はスイッチＳ１、Ｓ２がオフになるため、パワチョ
ークコイルＣＨが挿入された状態で整流電圧に自己イン
ダクタンスコイルＬｉのスイッチング電圧が重畳され、
平滑コンデンサが充電され全波整流されることになる。

【００１４】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交
互にオン／オフする直交型のドライブトランスであって
自励発振回路を構成するものであり、そのドライブコイ
ルＮＢ、ＮＢから出力される電圧がコンデンサＣＢ、Ｃ
Ｂ及び抵抗ＲＢ、ＲＢを介してスイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２のベース電極に供給されている。このドライブトラ
ンスＰＲＴの制御巻線ＮＣには２次巻線から出力される
直流電圧に対応した信号が制御回路を介して供給され、
例えば負荷電圧が低下したときはスイッチング周波数が
低い方に制御され、回路の共振周波数に近づくことによ
り負荷電圧が上昇する定電圧制御が行われるように構成
されている。

【００１５】なお、Ｄ５は１次巻線を巻き上げてその電
圧を整流するダイオードであり、その整流電圧は３端子
レギュレータ３Ｔを介してトランジスタＱ３の駆動電源
となる。また、Ｄｄ１，Ｄｄ２はダンパダイオードを示
す。

【００１６】本発明のスイッチング電源回路は上記した
ような構成とされているので、ＭＣＴの代わりにパワー
チョークコイルを設けると、通常のチョークインプット
方式のワイド電源に対応する電流共振型のスイッチング
電源回路として動作することになる。すなわち、商用電
源が２００Ｖ系の場合は全波整流電圧が２つの平滑コン
デンサＣｉ、Ｃｉを充電し、その端子電圧は交流電圧の
ピーク値の１．４倍に近いものになる。また、商用電源
が１００Ｖ系の場合（１５０Ｖ以下）はトランジスタＱ
３がオンとなり、スイッチＳ１、Ｓ２がオンとなり倍電
圧整流回路で平滑コンデンサＣｉが充電されるされ、そ
の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランス
の１次側コイルＮ１に共振電流波形に近いドライブ電流
を供給し、２次側のコイルＮ２に交番出力を得る。

【００１７】２次側の直流出力電圧Ｅ０が低下した時は
制御回路によってドライブトランスのＰＲＴの磁気特性
が変化し、トランスの磁気飽和特性の変化によってスイ
ッチング周波数が低下する方向に制御され（アッパ制
御）、２次側出力電圧Ｅ０が一定になるようにコントロ
ールされる。

【００１８】２つの平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２には
その端子電圧が整流電圧より低い時にのみ充電電流が突
入するため、整流素子の導通角は小さく力率が０．６程
度のなっている。しかしながら、本発明のスイッチング
電源回路の場合、平滑用の自己インダクタンスＬｉが共
振電流が流れているコンデンサＣ１と直列結合された第
３巻線Ｌ３とＭＣＴによって磁気結合されているため、
平滑用のチョークコイルとなる自己インダクタンスＬｉ
にスイッチング電流に対応したスイッチング電圧（例え
ば、１００ＫＨｚ）が重畳され、この信号が交流電圧の
正又は負の極性によって２つの平滑コンデンサＣｉの端
子電圧をスイッチング周期で引き下げる。すると、整流
電圧よりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間
にも充電電流が流れるようになり、交流の各サイクルで
この期間が適当な範囲となるように上記ＭＣＴの巻線比
を設定することによって、力率を任意に定めることがで
きる。

【００１９】この力率が例えば図７（ｂ）に示すよう
に、Ｖａｃ＝１００Ｖが入力されているときに０．８と
なるように設定すると、商用電源の電圧が高くなるとａ
−ｂ−ｆの傾向で低下するが、本発明の場合は商用電源
が１５０Ｖ以上でスイッチＳ１、Ｓ２がオフとなり全波
整流に切り替わると共に、パワーチョークコイルＣＨが
平滑コンデンサの充電路に挿入される。そのため、この
切り替えによって力率が高くなり、図７のｅ−ｃ−ｄに
沿って変化するように制御される。したがって、１個の
パワーチョークコイルＣＨを使用するのみで商用電源の
広い範囲で力率が０．８の前後に自動的に制御されるこ
とになりワイド電源に対応させることができる。

【００２０】実験によるとＬｉ＝Ｌ３を２３μＨ、ＭＣ
Ｔを構成する磁心に０．５ｍｍのギャップを形成し、絶
縁トランスＰＩＴの磁心にも１ｍｍのギャップを形成し
た。１次巻線Ｎ１＝４０Ｔ、２次巻線Ｎ２＝２５Ｔ、共
振コンデンサＣ１＝０．０１μＦ、負荷電力１５０Ｗの
ときに、１００Ｖ入力では力率が０．８１である。交流
２３０Ｖ入力時には全波整流となり、このときにチョー
クコイルＣＨとして３３μＦが挿入されると、同一の負
荷条件で力率が０．７９となり、１００Ｖ系及び２００
Ｖ系の両者の入力電圧で電源効率はほぼ同等になるよう
にすることができた。

【００２１】図２は本発明の他の実施例を示したもので
あって、図１と同一部分は同一の符号が付加されてい
る。この実施例の場合は、絶縁トランスに第２の巻線Ｎ
２’を設け、この巻線から出力電圧Ｅ０１を得ると共
に、スイッチング電圧を帰還するＭＣＴの第３巻線Ｎ３
には絶縁トランスＰＩＴの２次側に設けた巻線Ｎ２’の
誘起電圧が供給されるように構成したものである。な
お、他の動作は図１の場合と同一のため詳細な説明を省
略する。

【００２２】図３は本発明のスイッチング電源をＭＯＳ
ＦＥＴスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２によって構成する場
合を示したものである。ＭＯＳＦＥＴは電圧駆動素子で
あり、自励発振のために起動回路１と、スイッチング信
号を発生するためのドライブ回路及びその制御回路を有
するＩＣ回路（ドライブ制御回路）２が設けられてい
る。

【００２３】また、この実施例の場合は、絶縁トランス
に３次巻線Ｎ３を設けてスイッチング電圧を出力し、そ
のスイッチング出力電圧が２つのパワーチョークコイル
ＣＨ−１、ＣＨ−２を介して充電回路に帰還されるよう
に構成されている。この回路の場合も一方のパワーチョ
ークコイルＣＨ−２はスイッチＳ１によって短絡される
ように構成され、商用電源の電圧値に応じてスイッチＳ
１、Ｓ２が制御されるワイド電源に対応している。な
お、他の部分は図２の部分と同一であり、その動作を省
略する。

【００２４】図４は本発明を１石のスイッチング素子か
らなるフライバック方式のスイッチング電源に適応させ
たものであり、商用電源の電圧検出回路が省略されてい
る。また、スイッチング素子ＱＭ１は制御回路によって
その駆動パルスのデューティが可変となるようにＰＷＭ
制御され、よく知られているように出力の定電圧化を計
っている。また、磁気結合トランスＭＣＴを構成する第
３巻線Ｎ３と自己インダクタンスコイルの巻線Ｎｉ、及
びチョークコイルＣＨによりワイド電源に対して力率が
一定になるようにする点は前記した実施例と同様であ
り、その詳細な説明を省略する。

【００２５】図５は上記１石型のスイッチング電源をフ
ォワード方式のスイッチング電源に適応した実施例であ
り、図４と同一部分は同一の符号とされている。絶縁ト
ランスＰＩＴには３次巻線が設けられ、そのスイッチン
グ出力がチョークコイルＣＨ−２を介して充電回路に帰
還されている。なお、本例ではパワーチョークコイルＣ
Ｈ−１が交流電源側に設けられ、全波整流及び倍電圧整
流の両者で充電電流が流れるように構成されている。３
次巻線Ｎ３に設けられているダイオードＤｍはスイッチ
ング周期でオン／オフを繰り返し、ダイオードＤｍがオ
ンとなっているときは巻線の電磁エネルギーをコンデン
サＣｍに充電する。したがって、この実施例では、スイ
ッチング電圧は交流電圧の各サイクル毎に連続的に印加
される連続モードになり、スイッチングノイズを低下さ
せることができる。なお、このようなスイッチング電圧
の帰還方式を前記した各実施例に適応することも可能で
ある。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、商用電源の電圧値に対応して全波整流及
び倍電圧整流が行われるようなワイド電源対応型のスイ
ッチング電源において、スイッチング電圧を充電路に帰
還するための自己インダクタンスコイルＬｉを設け、１
００Ｖ系及び２００Ｖ系の切り替えを行うスイッチに連
動してパワーチョークコイルの挿入及び離脱が行われる
ようにしているから、ワイド電源として使用するときで
も、力率がほぼ一定となるように制御することが簡単な
回路で行うことができる。特に小型のパワーチョークコ
イルと、例えばリレー等からなるスイッチ切り替え手段
の追加でワイドレンジのスイッチング電源が可能にな
り、小型軽量化と共にコストダウンを計ることができる
という利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源回路の基本的な概要
を示す回路図である。

【図２】本発明の他の実施例を示すスイッチング電源の
回路図である。

【図３】スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用し
た場合の電流共振型のスイッチング電源の回路図であ
る。

【図４】フライバック方式のスイッチング電源に本発明
を適応した場合の実施例を示す回路図である。

【図５】昇圧型のスイッチング電源に本発明を適応した
ときの回路図である。

【図６】広い範囲の商用電源に対して適応されるスイッ
チング電源の回路図である。

【図７】商用電源の電圧値が異なる場合の力率の変化を
示すグラフである。

【符号の説明】

ＬＮ、ＣＮ 高調波抑圧用のローパスフイルタ Ｄ１、Ｄ２ 倍電圧整流ダイオード Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子 ＭＣＴ 磁気結合トランス Ｃｉ 平滑コンデンサ Ｃ１ 共振コンデンサ ＰＩＴ 絶縁トランス ＰＲＴ 直交型のドライブトランス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｔ 9181−5Ｈ 7/5387 Ａ 9181−5Ｈ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用電源を全波整流するダイオードブリ
   ッジ整流回路と、 このダイオードブリッジ整流回路の出力を全波整流回路
   に切り替える切替スイッチと、 上記ダイオードブリッジ整流回路の整流出力を平滑する
   平滑コンデンサからなる平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続して絶縁トランス
   の１次側に供給するスイッチング素子とを備え、 上記絶縁トランスの２次側から所定の交番電圧が得られ
   るようにしたスイッチング電源回路において、 上記平滑コンデンサの充電路にスイッチング電圧が誘起
   される自己インダクタンスコイルとチョークコイルを直
   列に挿入し、上記商用電源の電圧値が所定の電圧以下と
   なったときに上記切替スイッチにより上記チョークコイ
   ルが短絡されるように構成されていることを特徴とする
   スイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記スイッチング素子は絶縁トランスに
   対してハーフブリッジ接続とされていることを特徴とす
   る請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記スイッチング電源は電流共振型の回
   路とされていることを特徴とする請求項１、又は２に記
   載のスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 上記自己インダクタンスに誘起されるス
   イッチング電圧は、絶縁トランスの１次巻線を流れる電
   流が供給されているコイルに対して、磁気的に結合され
   ている磁気結合トランスによって供給されるようにした
   ことを特徴とする請求項１、２、又は３に記載のスイッ
   チング電源回路。
5. 【請求項５】 上記スイッチング周波数は出力される直
   流電圧を定電圧化するように可変制御されることを特徴
   とするスイッチング電源回路。