JPH08149814A

JPH08149814A - 電流共振形スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08149814A
Application number: JP6311342A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-11-22
Filing date: 1994-11-22
Publication date: 1996-06-07

Abstract

(57)【要約】【目的】倍電圧整流方式のスイッチング電源におい
て、簡易な構成で力率改善を行う。【構成】商用電源ＡＣに対してスイッチングノイズの
漏洩を阻止するフイルタコンデンサＣ_N 、フィルタチョ
ークコイルＬ_N を設け、倍電圧整流用のダイオードＤ
₁ 、Ｄ₂ 、平滑コンデンサＣｉ₁ 、Ｃｉ₂ で倍電圧整流
を行い、電流共振型のスイッチングコンバータの動作電
源（Ｅｉ）とする。コンバータのスイッチング出力を得
る絶縁トランス（ＰＩＴ）の１次巻線Ｎ₁のスイッチン
グ電流が前記整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ に帰還され、充
電電流の導通角を広げることによって力率の改善を行
う。スイッチング電流を帰還するためのチョークコイル
がノーマルフイルタを構成するコイルＬ_N で実現されて
おり、１個のチョークコイルで力率の改善が行われてい
る。軽負荷時にスイッチング周波数が高くなると共振コ
ンデンサＣ₂ により帰還されるスイッチング電流がバイ
パスされ、軽負荷時に動作電源が上昇することを抑圧し
ている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては大部分がスイッチング方式の電源装置になって
いる。スイッチング電源はスイッチング周波数を高くす
ることによりトランスその他のデバイスを小型にすると
共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子
機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図７の回路図に示すようなスイ
ッチング電源回路が、先に本出願人により提案されてい
るこの電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の電流
共振形コンバータとされている。

【０００５】この図において、ＡＣは商用の交流電源を
示している。また、Ｄ₁ は４本のダイオードからなるブ
リッジ整流回路とされ、入力された交流電源ＡＣについ
て全波整流を行う。そして、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正
極の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極間のラインに
対して、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速リカバリ型
ダイオードＤ₂ 、チョークコイルＣＨが図のように直列
に設けられる。また、フィルタコンデンサＣ_N がフィル
タチョークコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂
の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極間に挿入されてお
り、このフィルタコンデンサＣ_N 及びフィルタチョーク
コイルＬ_N によりノーマルモードのＬＣローパスフィル
タを形成している。

【０００６】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応している。

【０００７】また、Ｃ₂ は並列共振コンデンサとされ、
図のようにチョークコイルＣＨと並列に接続されて、チ
ョークコイルＣＨと共に並列共振回路を形成する。この
並列共振回路の共振周波数はスイッチング電源の共振周
波数とほぼ同じ周波数に設定されている。なお、その動
作については後述する。

【０００８】Ｑ₁ 、Ｑ₂ はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子であり、図のよう
に平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対
してそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続されて
いる。このスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−
ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S は起動抵
抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−エ
ミッタ間に挿入されるＤ_D 、Ｄ_D はそれぞれダンパーダ
イオードを示す。また、抵抗Ｒ_B 、Ｒ_B はそれぞれ、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電
流）調整用抵抗を示している。そして、Ｃ_B 、Ｃ_B は共
振用のコンデンサであり、次に説明するドライブトラン
スＰＩＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に自励発振用の直列
共振回路を形成している。

【０００９】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流
検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子側の駆動巻線Ｎ_B の一端は抵抗Ｒ
_B に、他端はスイッチング素子のエミッタに接続され
る。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B の一
端はアースに接地されると共に、他端は抵抗Ｒ_B と接続
されて、前記駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力され
るようになされている。また、電流検出巻線Ｎ_D はスイ
ッチング素子のエミッタとスイッチング素子Ｑ₂ のコレ
クタの接点に接続されると共に、絶縁トランスＰＩＴの
１次巻線Ｎ₁ の一端に対して直列共振コンデンサＣ₁ を
介して接続される。

【００１０】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング出力を２次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ₁ の一端は直
列共振コンデンサＣ₁ を介して電流検出巻線Ｎ_D と直列
に接続され、他端は高速リカバリ型ダイオードＤ₂ とチ
ョークコイルＣＨの接続点に対して接続される。そし
て、これら直列共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を
含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための共振回
路を形成している。このスイッチング電源回路の場合、
絶縁トランスＰＩＴの２次側では１次巻線Ｎ₁ により、
２次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧がブリッジ整流回路
Ｄ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃ Ｃ₃ により直流電圧に変換
されて出力電圧Ｅ₀ とされる。

【００１１】制御回路１は、例えば２次側の直流電圧出
力Ｅ₀ と基準電圧を比較して、その誤差に応じた直流電
流を制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。

【００１２】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子が先にオンとなったとすれ
ば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御され
る。そして、スイッチング素子の出力として、電流検出
巻線Ｎ_D →コンデンサＣ₁→１次巻線Ｎ₁ に共振電流が
流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング
素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子がオフとなるように
制御される。そして、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を介
して前記とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自励式のスイ
ッチング動作が開始される。このように平滑コンデンサ
Ｃi の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁ト
ランスの１次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ
電流を供給し、２次側の巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００１３】また、２次側の直流出力電圧（Ｅ₀ ）が低
下した時は制御回路２によって制御巻線Ｎ_C に流れる電
流が制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）に制御され、１次巻線Ｎ₁
に流すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧
化を図っている。

【００１４】また、力率改善動作としては次のようにな
る。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ₁
に流れる共振電流に対応するスイッチング出力が、直接
チョークコイルＣＨにおける巻線Ｎｉの自己インダクタ
ンスＬｉを流れる商用交流電源の整流電圧に重畳するよ
うにされる。これによって、全波整流電圧にスイッチン
グ電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電
され、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げ
ることになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レ
ベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間
に充電電流が流れるようになり、平均的な交流入力電流
がＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られ
る。

【００１５】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのド
ライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流によっ
て全波整流出力ラインに流れるスイッチング電流も小さ
いものになる。したがって、軽負荷時には充電電流のレ
ベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大きくなる
ため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子電圧が
異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ方式では困難
だったレギュレーションの改善を行うことができる。こ
のため、例えば交流入力電圧Ｖ_AC±２０％の変動に対し
ても整流平滑電圧Ｖｉの変動は抑制されるので、スイッ
チング素子や平滑コンデンサの耐圧向上を考慮する必要
はなくなる。

【００１６】また、この電流共振型のスイッチング電源
は、軽負荷時にスイッチング周波数が高くなるように制
御されるため、チョークコイルの自己インダクタンスＬ
ｉに接続されている共振用コンデンサＣ₂ は、このスイ
ッチング電源の負荷が軽くなった時に、整流平滑ライン
に帰還されるスイッチング電圧を抑圧する。この結果、
軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端子電圧Ｅｉの異常な
上昇を抑制することになる。

【００１７】つまり、図７に示した構成の電源回路で
は、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時にコンデンサＣ₂ によっ
て充電回路側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端
子電圧の上昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなる
とスイッチング周波数が低下し、自己インダクタンスコ
イルＮｉとコンデンサＣ₂ の共振回路の共振周波数に接
近し、帰還されるスイッチング電圧を増加させるように
作用する。したがって、この電源回路では電源負荷によ
って平滑コンデンサの端子電圧が変動する電圧変動率が
減少し、このために直流出力Ｅ₀ の定電圧化が容易にな
る。

【００１８】ここで、上記図７の回路において実際に用
いられるフィルタチョークコイルＬ_N 及びチョークコイ
ルＣＨを、それぞれ図８（ａ）（ｂ）に示す。フィルタ
チョークコイルＬ_N は（ａ）に示すように、ドラム型の
フエライトコアＤに対して直接ポリウレタン銅線を巻装
する。また、チョークコイルＣＨは図８（ｂ）に示すよ
うに、Ｅ型フェライトコアＣ_R を図のように組み合わせ
たＥＥ型コアを形成し、この際、中足に図のようにギャ
ップＧが設けられるようにして、漏洩磁束がチョークコ
イルの外部に漏れないようにしている。そして、巻線Ｎ
ｉとしては例えば巻線ボビン（図示省略）に径６０μの
ポリウレタン銅線を巻装して、インダクタンスＬｉが最
大負荷時に飽和しないようにして構成される。具体的に
チョークコイルＣＨは、直流出力電圧Ｅ₀ の負荷電力が
１２０Ｗの場合であれば、例えばコアにＥＥ−１６を用
い、リッツ線は６０μ／８０束、Ｌｉ＝１５μＨとな
る。また、負荷電力が２３０Ｗの場合であれば、コアは
ＥＥ−２５、リッツ線は６０μ／１３０束で、Ｌｉ＝１
００μＨとされる。

【００１９】ところで、スイッチング電源の負荷が１５
０Ｗ以上となるときは、スイッチングする平滑電圧が高
い方がスイッチング電流を相対的に低くすることがで
き、電源回路を構成する各デバイスの電流容量を低減す
ることで小型、軽量化ができ、同時にワイド電源に対応
し易くなる。図９は上記したスイッチング電源を倍電圧
整流回路で動作させるようにしたものであって、同一部
分は同一の符号とされている。この図では全波整流を行
うダイオードブリッジ回路が除かれ、２個のダイオード
Ｄ₁ 、Ｄ₂ 及び平滑コンデンサＣｉ₁ 、Ｃｉ₂ によって
商用電源の倍電圧整流が行われている。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり、小型や安
価な部品を使用するなどして小型・軽量及び低コストを
図ることが好ましく、また電力変換効率等の特性面でも
向上が図られることが好ましい。

【００２１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、倍電圧
方式によってスイッチング電源を動作させるときに有用
なスイッチング電源とするために、商用電源を整流する
倍電圧整流回路と、この整流出力を平滑する平滑回路
と、この平滑回路より出力される電圧を断続する電流共
振型のスイッチングコンバータ部を備えているものにお
いて、スイッチングコンバータ部のスイッチング電流
が、整流回路と平滑回路間のラインに重畳して供給され
るようにすると共に、さらにこの倍電圧整流回路の整流
電流に重畳されるスイッチング電流に対して並列共振回
路が形成されるようにしたものである。

【００２２】また、上記並列共振回路は整流ダイオード
に並列共振コンデンサを接続し、この共振コンデンサと
スイッチングノイズを阻止するチョークコイルの共振周
波数がスイッチング周波数の最低周波数又はそれ以下と
なるようにしたものである。

【００２３】上記スイッチング電源は自励式とされ、絶
縁トランスの２次側で得られる直流出力電圧に基づい
て、スイッチングコンバータ部のスイッチング周波数を
可変することにより定電圧制御を行うように構成する
か、あるいは絶縁トランスの２次側で得られる直流出力
電圧に基づいて、絶縁トランスの磁気特性を可変して定
電圧制御を行うように構成する。

【００２４】更に、スイッチング電源にＭＯＳＦＥＴを
スイッチング素子と使用して他励式とするときは、平滑
電圧に応じてスイッチングパルスのデューティを可変
し、絶縁トランスの２次側で得られる直流出力電圧に基
づいてスイッチング周波数を変化させ、定電圧制御を行
うように構成する。

【００２５】

【作用】上記構成によれば、各種タイプの電流共振形の
スイッチング電源回路において、スイッチングノイズを
阻止するフィルタコンデンサと電源整流ラインに挿入さ
れるフィルタチョークコイルでスイッチングノイズが入
力側に漏洩することを防止すると共に、このインピーダ
ンス素子と倍電圧整流ダイオードに並列に接続されてい
る共振コンデンサで共振回路を形成し、一次側の電流共
振回路のスイッチング出力が整流出力ラインに重畳され
るようにして力率改善を図ることになり、これにより商
用電源の整流回路側に必要とされていたチョークコイル
を１個にすることができる。

【００２６】

【実施例】図１は本発明の電流共振形スイッチング電源
回路の実施例を示すもので、図９と同一部分は同一符号
を付して説明を省略する。この実施例の回路において
は、フィルタコンデンサＣ_N が直接商用電源に対して接
続され、フィルタチョークコイルＬ_N の一端は倍電圧整
流回路を構成するダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の中間点に接続
されている。またフィルタチョークコイルＬ_N はハーフ
ブリッジ接続されているスイッチング電源のスイッチン
グ電流に対する負荷として作用し、上記したように倍電
圧整流を行う整流用のダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ にスイッチ
ング出力が重畳されるように構成されている。なお、倍
電圧整流用の各ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ には並列に共振用
のコンデンサＣ₂ が接続され、スイッチング出力の一部
はこのコンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ によってバイパスされる。

【００２７】この実施例では、並列コンデンサＣ₂ 、Ｃ
₂ の静電容量とフィルタチョークコイルＬ_N 及びフィル
タコンデンサＣ_N Ｃ_N の共振周波数（Ｃ_N ＞Ｃ₂ ）はス
イッチング電源の最低周波数以下であり、ほぼスイッチ
ング電源回路の電流共振回路の共振周波数以下となるよ
うに設定され、スイッチング電源回路の直列共振コンデ
ンサＣ₁ に対してＣ₁ ＜Ｃ₂ となるように選ばれる。

【００２８】図２は上記スイッチング電源の各部の電流
波形を示したもので、スイッチング電源がスイッチング
動作を行うことによって整流用のダイオードＤ₁ 、Ｄ₂
もスイッチング周期で断続されることになる。商用電源
Ｖ_ACの正電圧及び負電圧によってダイオードＤ₁ 、Ｄ₂
は交互に平滑コンデンサＣｉ₁ 、Ｃｉ₂ を充電すること
になるが、この充電電流はＩ₃ 、Ｉ₄に示されているよ
うに高周波（１００ＫＨｚ）のスイッチング出力が重畳
されることにより、その充電電流の導通角がτで示すよ
うに広くなり、その平均的な電流がＩ_ACで示されている
ように商用電源の電圧波形Ｖ_ACに近くなる。そのため、
この倍電圧方式のスイッチング電源はその力率が改善さ
れることになる。なお、平滑コンデンサＣｉ₁ 、Ｃｉ₂
の流れる電流はＩ₇ 、Ｉ₈ で示されているようにスイッ
チング出力が重畳されたものになっている。

【００２９】整流ダイオードの導通角τの期間では整流
ダイオードのいずれか一方がオンとなっているため、倍
電圧整流電圧で動作するハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源とほぼ同じ動作波形になり、フィルタコンデンサ
Ｃ_N 及び共振コンデンサＣ₂にはこの間に殆どスイッチ
ング電流が流れることはない。また、整流ダイオードＤ
₁ 、Ｄ₂ がオフとなる休止期間ではスイッチング電流が
コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ を介して流れ、この電流がＩ₅ 、
Ｉ₆ によって示されている。また、この休止期間ではフ
ィルタチョークコイルＬ_N 、及びフィルタコンデンサＣ
_N にスイッチング電流が僅かに流れ込むが、この電流が
ノイズとして外部に出力されるほどのものではない。

【００３０】本実施例は図９の場合の実施例に対してフ
ィルタチョークコイルＬ_N を平滑コンデンサの端子側に
移動することによって、帰還されるスイッチング出力を
商用電源側に漏洩することを防止するローパスフィルタ
を兼用させている。したっがて、図９のものに比較して
電源効率が向上することになる。また、スイッチング電
源の負荷が軽くなるとスイッチング周波数が高くなるよ
うに制御されるから、この時に帰還されるスイッチング
出力は整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ をバイパスするように
働く、その結果、無負荷時に平滑コンデンサの電圧が上
昇することを抑圧し、電源変動率を改善することができ
る。並列共振コンデンサＣ₂ の容量を減少すると力率が
より高くなるが、この場合はフィルタチョークコイルの
インダクタンス値を大きくしなければならない。

【００３１】図３は交流入力電圧に対する整流平滑電圧
Ｅｉの特性を示したものであり、無負荷時の特性（Ｐｏ
＝０）と、重負荷時（Ｐｏ＝２３０Ｗ）の特性を示して
いる。黒丸●印と黒三角▲印は並列コンデンサＣ₂ を備
えている本発明の実施例であり、白丸○印と白三角△印
はコンデンサＣ₂ がない場合の特性である。この特性か
ら明らかなように、並列共振コンデンサＣ₂ を設けるこ
とによって重負荷時と無負荷時の平滑整流電圧Ｅｉの差
は小さくなっていることが分かる。

【００３２】また、図４は電源効率を示す図であって、
その印は図３と同じように付けられている。本実施例の
場合は、無負荷時及び重負荷時のいずれの場合において
も図９の場合に比較して電源効率が向上していることが
わかる。すなわち本実施例は、無負荷時に従来の場合は
７．５Ｗの消費電力があったものに対して３．５Ｗに減
少し、電源変換効率が８８．５％から８９．５％に向上
している。これらの効果はチョークコイルを削除するこ
とにより電源効率を高くしたものである。

【００３３】図５は本発明の他の実施例を示したもの
で、このスイッチング電源は絶縁トランスが直交型のト
ランス（ＰＲＴ）によって構成され、この絶縁トランス
ＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に制御回路１から直流出力Ｅ₀ に
対応した制御電流を印加することにより、スイッチング
電源の共振回路の共振周波数が変化するようにしたもの
である。なお、この実施例の場合は、スイッチング周波
数はコンバータトランスＣＤＴ（Converter Drive Tran
sformer)により一定に維持されることになる。また並列
コンデンサＣ₂ は１個のコンデンサＣ₂ ’（Ｃ₂ ’＝２
Ｃ₂ ）としてダイオードＤ₂ に並列接続されている。こ
の回路の他の部分は図１の場合と同一符号で示されてい
る。

【００３４】図６は本発明のさらに他の実施例を示した
ものであって、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを
使用した電流共振型スイッチング電源を示す。電解効果
型のスイッチング素子は電圧駆動であり、自励発振が困
難になるため発振ドライブ回路２と起動回路３を設ける
ことが好ましい。この実施例では、制御回路１によって
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のパルス幅制御を行い、整
流電圧Ｅｉによってスイッチング周波数の制御を行うこ
とにより直流出力電圧の定電圧制御を行っている。な
お、他の回路素子は同一であるが、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ （ＭＯＳＦＥＴ）に対して逆方に導通するダン
パーダイオードＤ_D1、Ｄ_D2が必要とされる。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振形
スイッチング電源回路は、商用電源入力に対してフィル
タコンデンサを直接接続し、このフィルタコンデンサと
共同してローパスフィルタを構成するフィルタチョーク
コイルを倍電圧整流回路側の設置することによってスイ
ッチング出力が整流電流に対して重畳されるように構成
しているから、簡易な構成によって倍電圧整流型のスイ
ッチング電源に対して力率を改善するすることができ
る。

【００３６】また、整流ダイオードに対して共振コンデ
ンサを負荷することによって、電源の負荷変動に対して
レギュレーションの改善を同時に計ることが可能にな
る。さらに、チョークコイルを削減することが可能とな
った結果、コストの削減及び小型・軽量化が更に実現さ
れるという効果を有している。このチョークコイルは負
荷電力の大きさに対応して大型化せざるを得なかったた
め、特に重負荷時に対応するスイッチング電源回路に対
して有効となる。

【００３７】また、チョークコイルは渦電流発生の要因
等によって電力損失が生じるが、これが削減されること
により、例えば重負荷時においては電力変換効率が向上
し、無負荷のスタンバイ時には無効電力が著しく低減さ
れて消費電力を大幅に節約できることにもなる。したが
って、発熱も抑えられるという効果も有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としての電流共振形スイッチ
ング電源回路の回路図である。

【図２】実施例の電流共振形スイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。

【図３】実施例において交流入力電圧に対する整流平滑
電圧特性を示す図である。

【図４】実施例において交流入力電圧に対する交流入力
電力特性を示す図である。

【図５】他の実施例としての電流共振形スイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図６】さらに他の実施例としての電流共振形スイッチ
ング電源回路を示す回路図である。

【図７】従来例としての電流共振形スイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図８】フィルタチョークコイル及びチョークコイルの
構造を示す斜視図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＣ₂ 共振用コンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ₂ 高速リカバリ型ダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ絶縁トランスＰＲＴ制御トランスＣＤＴドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ ，Ｃ_1A，Ｃ_1B 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｙ 9181−5Ｈ 7/5387 Ａ 9181−5Ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流手
段と、該倍電圧整流手段の出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を断続するハーフブリッ
ジ接続されたスイッチング手段と、該スイッチング手段によって断続されたスイッチング電
流を、共振コンデンサを介してその１次巻線に供給して
いる絶縁トランスと、該絶縁トランスの２次側から直流出力を得るようにした
スイッチング電源回路において、上記商用電源が供給される上記倍電圧整流手段の入力側
にスイッチングノイズを阻止するフィルタコンデンサと
整流回路に対して直列接続されているフィルタチョーク
コイルを設け、上記スイッチング手段によって断続されたスイッチング
電流が上記１次巻線を介して上記倍電圧整流手段を構成
しているダイオードに印加されるように構成したことを
特徴とする電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項２】上記倍電圧整流用のダイオードに対して
並列共振コンデンサを並列に接続し、上記フィルタチョ
ークコイルとこの並列共振コンデンサの共振周波数がス
イッチング周波数の最低値よりも低くなるように構成さ
れていることを特徴とする請求項１に記載の電流共振形
スイッチング電源回路。
【請求項３】上記絶縁トランスの２次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１又は請求
項２に記載の電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項４】上記絶縁トランスの２次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁気特性を
可変してスイッチング電源の共振周波数を可変すること
により定電圧制御を行うように構成されていることを特
徴とする請求項１又は請求項２に記載の電流共振形スイ
ッチング電源回路。
【請求項５】上記スイッチング手段は他励式による電
流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの２次側
で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆動
信号を可変させることにより定電圧制御を行うように構
成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。