JPH079737B2 - 回転記録媒体に対するサ−ボ方式 - Google Patents
回転記録媒体に対するサ−ボ方式Info
- Publication number
- JPH079737B2 JPH079737B2 JP798486A JP798486A JPH079737B2 JP H079737 B2 JPH079737 B2 JP H079737B2 JP 798486 A JP798486 A JP 798486A JP 798486 A JP798486 A JP 798486A JP H079737 B2 JPH079737 B2 JP H079737B2
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- Japan
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- circuit
- servo
- resonance
- frequency
- signal
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、回転記録媒体に対するサーボ方式にかかわ
り、特に、光ディスクプレヤー等に好適なサーボ方式に
関するものである。
り、特に、光ディスクプレヤー等に好適なサーボ方式に
関するものである。
〔発明の概要〕 この発明は、例えば光ディスク等の回転記録媒体に記録
されている情報を読み出すときに必要とされるトラッキ
ングサーボ，スピンドルサーボ，またはフォーカスサー
ボ装置において、そのフィードバックサーボループ内に
少なくとも回転記録媒体の偏心基本波成分に共振するよ
うな共振回路を設け、該共振回路の共振周波数が回転記
録媒体の回転数に追従して変化するようにしたものであ
る。
されている情報を読み出すときに必要とされるトラッキ
ングサーボ，スピンドルサーボ，またはフォーカスサー
ボ装置において、そのフィードバックサーボループ内に
少なくとも回転記録媒体の偏心基本波成分に共振するよ
うな共振回路を設け、該共振回路の共振周波数が回転記
録媒体の回転数に追従して変化するようにしたものであ
る。
そのため、サーボ装置の定常偏差を少なくすることがで
きると同時に、消費電力を軽減し、かつ高速回転に対し
てもサーボ装置を安定に応答させることができるように
なる。
きると同時に、消費電力を軽減し、かつ高速回転に対し
てもサーボ装置を安定に応答させることができるように
なる。
回転記録媒体として、光ディスク，または磁気ディスク
を使用した記録再生方式では、信号検出装置をディスク
の記録トラックに合致させるためのトラッキングサー
ボ，及びディスクを所定の回転数で駆動するためのスピ
ンドルサーボ等が必要とされている。
を使用した記録再生方式では、信号検出装置をディスク
の記録トラックに合致させるためのトラッキングサー
ボ，及びディスクを所定の回転数で駆動するためのスピ
ンドルサーボ等が必要とされている。
従来の光ディスクに対するサーボ方式は、一般的には定
常偏差を少なくし、かつ応答性を良くすることを中心と
して設計されているため、フィードバック回路のサーボ
帯域を広くし、かつ、一巡ループ利得を高くするように
していた。
常偏差を少なくし、かつ応答性を良くすることを中心と
して設計されているため、フィードバック回路のサーボ
帯域を広くし、かつ、一巡ループ利得を高くするように
していた。
しかしながら、ループ利得を高くすると同時にサーボ帯
域を広くすると、一般的に、制御理論から安定性が損な
われることになり、安定性を維持するために種々の位相
補償回路を設けることによって回路構成が複雑になると
いう問題がある。
域を広くすると、一般的に、制御理論から安定性が損な
われることになり、安定性を維持するために種々の位相
補償回路を設けることによって回路構成が複雑になると
いう問題がある。
そこで、本出願人は先に回転記録媒体の偏心等によって
発生する周期的なエラー信号に対してサーボループ利得
を向上させるようなサーボ方式を提案した。（特願昭60
−248707号公報） この回転記録媒体に対するサーボ方式の概要は第６図に
示すように、制御対象Gaに対して従来のサーボ回路の伝
達要素G0及び係数器K1を設け、回転記録媒体の偏心基本
波成分に対して理想的にはゲインが無限大となるような
伝達要素Gc及び係数器K1を付加したものである。
発生する周期的なエラー信号に対してサーボループ利得
を向上させるようなサーボ方式を提案した。（特願昭60
−248707号公報） この回転記録媒体に対するサーボ方式の概要は第６図に
示すように、制御対象Gaに対して従来のサーボ回路の伝
達要素G0及び係数器K1を設け、回転記録媒体の偏心基本
波成分に対して理想的にはゲインが無限大となるような
伝達要素Gc及び係数器K1を付加したものである。
伝達要素Gcには回転記録媒体の偏心基本波周波数に対し
て無限大の利得を有するような伝達要素Gc1,制御対象の
位相補償を行う伝達要素Gc2,及び位相補償用の伝達要素
Gc3から構成されており、特に伝達要素Gc1は回転記録媒
体の偏心基本波周波数ωに追従して共振周波数が変化す
るような共振器（1/S2＋ω０）を使用する。
て無限大の利得を有するような伝達要素Gc1,制御対象の
位相補償を行う伝達要素Gc2,及び位相補償用の伝達要素
Gc3から構成されており、特に伝達要素Gc1は回転記録媒
体の偏心基本波周波数ωに追従して共振周波数が変化す
るような共振器（1/S2＋ω０）を使用する。
かかるフィードバックサーボ回路では、目標値xreffが
周期関数Asinωｔで変化する偏心成分を含んでいる場
合、第７図に示すように偏心基本波信号の周波数ωｄに
対して伝達要素Gc1が無限大の利得を有するように制御
されるため、目標値xreffの大部分を占めている偏心量
に対して定常偏差を殆ど０にすることができるという効
果がある。
周期関数Asinωｔで変化する偏心成分を含んでいる場
合、第７図に示すように偏心基本波信号の周波数ωｄに
対して伝達要素Gc1が無限大の利得を有するように制御
されるため、目標値xreffの大部分を占めている偏心量
に対して定常偏差を殆ど０にすることができるという効
果がある。
しかしながら、上述したサーボ方式の場合は共振回路を
構成している伝達要素Gc1の共振周波数を変化させるた
めに、例えば回転記録媒体を駆動しているモータのFG信
号によって共振周波数を制御する必要があるが、そのた
めに、伝達要素Gc1を構成する回路の各定数を１〜２％
の精度で具体化させることが必要になり、IC回路等では
実現が困難になるという問題がある。
構成している伝達要素Gc1の共振周波数を変化させるた
めに、例えば回転記録媒体を駆動しているモータのFG信
号によって共振周波数を制御する必要があるが、そのた
めに、伝達要素Gc1を構成する回路の各定数を１〜２％
の精度で具体化させることが必要になり、IC回路等では
実現が困難になるという問題がある。
また、共振器をデジタルフィルタ等で構成することも考
えられるが、この場合は回路素子が増大し、コストアッ
プを招くという問題がある。
えられるが、この場合は回路素子が増大し、コストアッ
プを招くという問題がある。
さらに、非同期現象によって共振特性を変化させる方法
は、非線形特性を強化する結果、分数調波振動等が発生
し易くなり安定性の点で問題が残る。
は、非線形特性を強化する結果、分数調波振動等が発生
し易くなり安定性の点で問題が残る。
この発明は、かかる問題点にかんがみてなされたもの
で、サーボ回路に注入されている偏心成分を含む誤差信
号から得られる情報を検出することによってサーボ回路
の共振特性を変化させ、定常偏差の小さい回転記録媒体
におけるサーボ方式を提供するものである。
で、サーボ回路に注入されている偏心成分を含む誤差信
号から得られる情報を検出することによってサーボ回路
の共振特性を変化させ、定常偏差の小さい回転記録媒体
におけるサーボ方式を提供するものである。
第１図は本発明の回転記録媒体の基本的な原理を示すブ
ロック図で、１は制御対象２に対してエラー信号を供給
するための伝達回路、３は位相比較器４の検出信号によ
って共振特性が変化するような共振回路、5,6は加算回
路である。
ロック図で、１は制御対象２に対してエラー信号を供給
するための伝達回路、３は位相比較器４の検出信号によ
って共振特性が変化するような共振回路、5,6は加算回
路である。
制御目標値xreffは、誤差信号検出器から出力されるDC
成分（外乱を含む）、回転記録媒体の偏心基本成分Ａ
（ｔ）からなり、その大部分は周期関数（Asinωｔ）か
らなる偏心基本波成分である。
成分（外乱を含む）、回転記録媒体の偏心基本成分Ａ
（ｔ）からなり、その大部分は周期関数（Asinωｔ）か
らなる偏心基本波成分である。
したがって、この偏心基本波成分Ａ（ｔ）に対して大き
な利得を持つ共振回路３をフィードバックループ内に設
けることによって、サーボループ利得は第２図（ａ）に
示すように偏心基本波周波数ωｄに対して理想的には無
限大の利得を与えることになり、定常偏差なく目標値に
応答するようなサーボシステムが構築できる。
な利得を持つ共振回路３をフィードバックループ内に設
けることによって、サーボループ利得は第２図（ａ）に
示すように偏心基本波周波数ωｄに対して理想的には無
限大の利得を与えることになり、定常偏差なく目標値に
応答するようなサーボシステムが構築できる。
さらに、本発明のサーボ方式では前記共振回路３を偏心
基本波成分の周波数と常に合致させるため、入力された
偏心基本波成分と共振回路３から出力される偏心基本波
成分の位相を比較する位相比較器４を設ける。
基本波成分の周波数と常に合致させるため、入力された
偏心基本波成分と共振回路３から出力される偏心基本波
成分の位相を比較する位相比較器４を設ける。
共振回路３の位相特性は第２図（ｂ）に示すように、共
振周波数ω０の点を中心として位相が180゜反転するこ
とが知られているから、回転記録媒体の偏心基本波成分
と共振回路３の出力位相を比較し、その検出信号によっ
て共振回路３を制御することにより、偏心基本波成分の
周波数ωと共振回路３の共振周波数ω０を常に一致させ
るように制御できる。
振周波数ω０の点を中心として位相が180゜反転するこ
とが知られているから、回転記録媒体の偏心基本波成分
と共振回路３の出力位相を比較し、その検出信号によっ
て共振回路３を制御することにより、偏心基本波成分の
周波数ωと共振回路３の共振周波数ω０を常に一致させ
るように制御できる。
第３図は光ディスクを回転させるスピンドルモータ，ま
たは記録信号を読み出すピックアップのトラッキングサ
ーボ等に本発明のサーボ方式を適用した実施例を示すブ
ロック図で、一点鎖線で囲った10の部分は、外乱，及び
DC成分に応答するようなサーボ回路、20の部分は主に偏
心基本波成分に応答するためのサーボ回路を示す。
たは記録信号を読み出すピックアップのトラッキングサ
ーボ等に本発明のサーボ方式を適用した実施例を示すブ
ロック図で、一点鎖線で囲った10の部分は、外乱，及び
DC成分に応答するようなサーボ回路、20の部分は主に偏
心基本波成分に応答するためのサーボ回路を示す。
この図で、11はアクチュエータ，またはモータ16の位相
補償を行う位相補償器、12は係数器、13はDC成分または
外乱等に応答するような伝達特性を示す回路、14は係数
器である。
補償を行う位相補償器、12は係数器、13はDC成分または
外乱等に応答するような伝達特性を示す回路、14は係数
器である。
21はＳ平面の伝達特性が1/S2＋ω0 2,とされている共振
回路、22は偏心補償サーボ回路の位相補償を行う回路
で、一般的にはa2S2＋a1S＋a0とされており、制御対象
の位相遅れが大きい場合はS2としてもよい。
回路、22は偏心補償サーボ回路の位相補償を行う回路
で、一般的にはa2S2＋a1S＋a0とされており、制御対象
の位相遅れが大きい場合はS2としてもよい。
23は係数器、24は微分回路を示し、正弦波信号の位相を
90゜進めるような回路で構成されている。
90゜進めるような回路で構成されている。
25はゼロクロスコンパレータ、26はゼロクロスコンパレ
ータ25の立上がり点でパルスを出力するようなエッジ検
出回路、27は前記エッジ検出回路の出力をサンプリング
パルスとしエラー信号をサンプルするサンプリングホー
ルド回路、28は前記共振回路21の共振周波数を可変する
ためのコントロール信号を形成する制御信号回路であ
る。
ータ25の立上がり点でパルスを出力するようなエッジ検
出回路、27は前記エッジ検出回路の出力をサンプリング
パルスとしエラー信号をサンプルするサンプリングホー
ルド回路、28は前記共振回路21の共振周波数を可変する
ためのコントロール信号を形成する制御信号回路であ
る。
以下、第４図の波形図を参照して主に偏心補償用のサー
ボ回路20の動作を説明する。
ボ回路20の動作を説明する。
今、制御対象16がスピンドルモータとされ、このスピン
ドルモータに搭載されているディスクの偏心等に起因す
る回転ムラがある場合は、目標値xreffが入力されてい
る加算器17の出力に偏心ムラに対応する誤差信号Ａが発
生する。そして、この誤差信号Ａは共振回路21に入力さ
れて増大され偏心補償用の回路22,及び係数器23を介し
てモータ16にフィードバックされ回転ムラを抑圧するよ
うに印加される。
ドルモータに搭載されているディスクの偏心等に起因す
る回転ムラがある場合は、目標値xreffが入力されてい
る加算器17の出力に偏心ムラに対応する誤差信号Ａが発
生する。そして、この誤差信号Ａは共振回路21に入力さ
れて増大され偏心補償用の回路22,及び係数器23を介し
てモータ16にフィードバックされ回転ムラを抑圧するよ
うに印加される。
この場合、偏心基本波成分からなる誤差信号Ａの周波数
ωに対して共振回路21の共振周波数ω０が小さい場合
は、その出力波形Ｂの位相は一点鎖線で示すように同相
となっているが、誤差信号Ａの周波数ωが共振周波数ω
０より大きい場合は点線で示すように180゜反転したも
のになる。
ωに対して共振回路21の共振周波数ω０が小さい場合
は、その出力波形Ｂの位相は一点鎖線で示すように同相
となっているが、誤差信号Ａの周波数ωが共振周波数ω
０より大きい場合は点線で示すように180゜反転したも
のになる。
したがって、これらの波形を微分回路24に入力すると微
分波形Ｃ（Ｉ）・Ｃ（II）に示すように90゜移相され
る。
分波形Ｃ（Ｉ）・Ｃ（II）に示すように90゜移相され
る。
次に、この微分波形Ｃ（Ｉ）・Ｃ（II）をゼロクロスコ
ンパレータ25において矩形波Ｄ（Ｉ）・Ｄ（II）に変換
してエッジ検出器26により立上がり点を検出すると、サ
ンプリングパルスＥ（Ｉ）・Ｅ（II）が得られる。そし
て、このサンプリングパルスＥ（Ｉ）・Ｅ（II）によっ
て前記誤差信号Ａをサンプリングホールドすると、位相
検出信号Ｆ（Ｉ）・Ｆ（II）が得られる。
ンパレータ25において矩形波Ｄ（Ｉ）・Ｄ（II）に変換
してエッジ検出器26により立上がり点を検出すると、サ
ンプリングパルスＥ（Ｉ）・Ｅ（II）が得られる。そし
て、このサンプリングパルスＥ（Ｉ）・Ｅ（II）によっ
て前記誤差信号Ａをサンプリングホールドすると、位相
検出信号Ｆ（Ｉ）・Ｆ（II）が得られる。
サンプリングパルスＥ（Ｉ）はω＜ω０のときに得られ
たものであり、このときの位相検出信号Ｆ（Ｉ）は＋極
性となっているのに対し、サンプリングパルスＥ（II）
はω＞ω０のときに出力され、このサンプリングパルス
Ｅ（II）でサンプルされた位相検出信号Ｆ（II）は−極
性とされる。
たものであり、このときの位相検出信号Ｆ（Ｉ）は＋極
性となっているのに対し、サンプリングパルスＥ（II）
はω＞ω０のときに出力され、このサンプリングパルス
Ｅ（II）でサンプルされた位相検出信号Ｆ（II）は−極
性とされる。
制御信号回路28に入力された位相検出信号Ｆ（Ｉ）・Ｆ
（II）は図示のようにバイアス電圧eBを加えることによ
って一方向性の制御信号Ｇとされる。
（II）は図示のようにバイアス電圧eBを加えることによ
って一方向性の制御信号Ｇとされる。
そして、この制御信号Ｇのレベルによって前記共振回路
21の共振周波数ω０をω０＝ωとなるように制御する。
21の共振周波数ω０をω０＝ωとなるように制御する。
すなわち、位相検出信号Ｆ（Ｉ）の場合は共振周波数ω
０が低くなるようにコントロールし、位相検出信号Ｆ
（II）が得られた場合は共振周波数ω０が高くなるよう
に制御する。
０が低くなるようにコントロールし、位相検出信号Ｆ
（II）が得られた場合は共振周波数ω０が高くなるよう
に制御する。
この発明の回転記録媒体のサーボ方式は上述したよう
に、偏心補償用のフィードバックサーボ回路に挿入され
ている共振回路21の共振周波数ω０が偏心基本波成分を
含む誤差信号をサンプリングした信号によって偏心基本
波周波数ωに追従するようにコントロールされているの
で、例えば回転記録媒体がCLV（線速度一定）となるよ
うな目標値xreffによって制御され、その偏心基本波成
分が刻々と変化するような場合でも、偏心誤差に対して
充分な量のフィードバックをかけることができ、定常偏
差を圧縮することができる。
に、偏心補償用のフィードバックサーボ回路に挿入され
ている共振回路21の共振周波数ω０が偏心基本波成分を
含む誤差信号をサンプリングした信号によって偏心基本
波周波数ωに追従するようにコントロールされているの
で、例えば回転記録媒体がCLV（線速度一定）となるよ
うな目標値xreffによって制御され、その偏心基本波成
分が刻々と変化するような場合でも、偏心誤差に対して
充分な量のフィードバックをかけることができ、定常偏
差を圧縮することができる。
第５図は前記第４図の偏心補償を行うフィードバックサ
ーボ回路の具体例を示す回路図である。
ーボ回路の具体例を示す回路図である。
この図で演算増幅器A1〜A4はステートバリアブルフィル
タからなる共振回路を構成するもので、A1は加算器、
A2,A3はコンデンサC1,C2、抵抗R1,R2を時定数とする積
分器（1/S）、A4はフィードバック量を可変とするため
の可変利得増幅器である。この可変利得増幅器によって
フィードバック量を設定することによって前記した共振
回路の共振周波数ω０を変化することができる。
タからなる共振回路を構成するもので、A1は加算器、
A2,A3はコンデンサC1,C2、抵抗R1,R2を時定数とする積
分器（1/S）、A4はフィードバック量を可変とするため
の可変利得増幅器である。この可変利得増幅器によって
フィードバック量を設定することによって前記した共振
回路の共振周波数ω０を変化することができる。
積分器を構成する演算増幅器A2の出力から引き出された
信号は端子T1の誤差信号Ａと90゜の位相差を生じ、この
信号が演算増幅器A5においてゼロクロス点で比較され
る。そして、C3,R3なる微分回路によって矩形波（Ｄ）
のエッジが検出され、ダイオードＤによって負極性のサ
ンプリングパルスが演算増幅器A6に入力され、さらに、
ゲート回路を形成するトランジスタＴを開閉する。
信号は端子T1の誤差信号Ａと90゜の位相差を生じ、この
信号が演算増幅器A5においてゼロクロス点で比較され
る。そして、C3,R3なる微分回路によって矩形波（Ｄ）
のエッジが検出され、ダイオードＤによって負極性のサ
ンプリングパルスが演算増幅器A6に入力され、さらに、
ゲート回路を形成するトランジスタＴを開閉する。
トランジスタＴのエミッタ電極には前記誤差信号Ａの偏
心基本波成分を増幅する演算増幅器A7から信号が供給さ
れており、前述したようにその周波数ωの高低によっ
て、正，及び負のサンプル信号｛（位相検出信号）Ｆ
（Ｉ）・Ｆ（II）｝の平均値がコンデンサCH、抵抗RHに
よってホールドされる。このサンプル信号はさらに演算
増幅器A8,A9において所定のレベルに変換され、共振回
路を構成する演算増幅器A4の利得e0/eiをその信号に比
例して変化させる。
心基本波成分を増幅する演算増幅器A7から信号が供給さ
れており、前述したようにその周波数ωの高低によっ
て、正，及び負のサンプル信号｛（位相検出信号）Ｆ
（Ｉ）・Ｆ（II）｝の平均値がコンデンサCH、抵抗RHに
よってホールドされる。このサンプル信号はさらに演算
増幅器A8,A9において所定のレベルに変換され、共振回
路を構成する演算増幅器A4の利得e0/eiをその信号に比
例して変化させる。
その結果、共振回路を構成するステートバリアブルフィ
ルタの中心周波数ω０が偏心基本周波数ωの変化に追従
して変化し、入力端子T1と出力端子T2の伝達特性をS2/S
2＋ω２に設定することができる。
ルタの中心周波数ω０が偏心基本周波数ωの変化に追従
して変化し、入力端子T1と出力端子T2の伝達特性をS2/S
2＋ω２に設定することができる。
上記のようなサーボ回路をスピンドルモータの回転制御
に使用すると、映像信号が記録されている光ディスクを
再生したときも、RF信号のジッタ成分が圧縮され、RF信
号の時間軸変動を除去するTBC（時間軸誤差補正装置）
の負担を小さくすることができるようになる。
に使用すると、映像信号が記録されている光ディスクを
再生したときも、RF信号のジッタ成分が圧縮され、RF信
号の時間軸変動を除去するTBC（時間軸誤差補正装置）
の負担を小さくすることができるようになる。
また、トラッキングサーボ回路に使用したときは高速回
転の場合でも定常偏差なく記録トラックを追跡すること
が容易になり、また、アクチュエータとして低い応答特
性のものも使用できるようになるという効果がある。
転の場合でも定常偏差なく記録トラックを追跡すること
が容易になり、また、アクチュエータとして低い応答特
性のものも使用できるようになるという効果がある。
また、サーボ帯域は偏心基本波周波数をピークとするよ
うに設定されているので、フィードバックサーボ回路の
消費電力が軽減し、不要なノイズがサーボ帯域に混入し
ないという特徴もある。
うに設定されているので、フィードバックサーボ回路の
消費電力が軽減し、不要なノイズがサーボ帯域に混入し
ないという特徴もある。
〔発明の効果〕 以上説明したように、この発明の回転記録媒体における
サーボ装置は、その回転数に対応した目標値の大部分を
占めている偏心量に対してきわめて高いループ利得を与
えることができるので定常偏差がきわめて低いサーボ装
置が構築されるという効果がある。
サーボ装置は、その回転数に対応した目標値の大部分を
占めている偏心量に対してきわめて高いループ利得を与
えることができるので定常偏差がきわめて低いサーボ装
置が構築されるという効果がある。
また、サーボ装置のピーク利得が回転記録媒体の偏心基
本波周波数に容易に追従して変化することができるので
回路設計が容易になり、特に、CLV方式，及び高速回転
の記録媒体におけるサーボシステムに適用したときに大
きな利点がある。
本波周波数に容易に追従して変化することができるので
回路設計が容易になり、特に、CLV方式，及び高速回転
の記録媒体におけるサーボシステムに適用したときに大
きな利点がある。
第１図は本発明の基本的な動作を説明するブロック図、
第２図（ａ），（ｂ）は共振回路の伝達特性を示すボー
ド線図、第３図は本発明の一実施例を示すブロック図、
第４図は第３図の主要部の波形図、第５図は偏心補償用
のサーボ回路の具体例を示す回路図、第６図は先行技術
を示すサーボ方式の説明ブロック図、第７図はサーボ回
路の伝達特性を示すボード線図である。 図中、１は外乱を含むDC成分に対する伝達要素、２は制
御対象、３は偏心補償サーボ回路の共振器（共振回
路）、４は共振周波数を制御するための位相比較器、ω
は偏心基本波周波数、ω０は共振周波数、xreffは目標
値を示す。
第２図（ａ），（ｂ）は共振回路の伝達特性を示すボー
ド線図、第３図は本発明の一実施例を示すブロック図、
第４図は第３図の主要部の波形図、第５図は偏心補償用
のサーボ回路の具体例を示す回路図、第６図は先行技術
を示すサーボ方式の説明ブロック図、第７図はサーボ回
路の伝達特性を示すボード線図である。 図中、１は外乱を含むDC成分に対する伝達要素、２は制
御対象、３は偏心補償サーボ回路の共振器（共振回
路）、４は共振周波数を制御するための位相比較器、ω
は偏心基本波周波数、ω０は共振周波数、xreffは目標
値を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】回転記録媒体に対するサーボシステムルー
プ内に、少なくとも回転記録媒体の偏心基本波周波数に
共振するような共振回路を設け、誤差信号に含まれてい
る偏心基本波信号成分と、前記共振回路から出力される
信号成分の位相を比較した検出信号によって前記共振回
路の共振周波数を変化し、前記共振周波数が前記偏心基
本波周波数に追従して変化するようにしたことを特徴と
する回転記録媒体に対するサーボ方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP798486A JPH079737B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 回転記録媒体に対するサ−ボ方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP798486A JPH079737B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 回転記録媒体に対するサ−ボ方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62167678A JPS62167678A (ja) | 1987-07-24 |
| JPH079737B2 true JPH079737B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=11680695
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP798486A Expired - Fee Related JPH079737B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 回転記録媒体に対するサ−ボ方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH079737B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7006471B2 (ja) * | 2018-04-12 | 2022-01-24 | オムロン株式会社 | 状態変化検出装置及び状態変化検出方法 |
-
1986
- 1986-01-20 JP JP798486A patent/JPH079737B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62167678A (ja) | 1987-07-24 |
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