JPH0795129A - 直接拡散スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
直接拡散スペクトル拡散通信方式Info
- Publication number
- JPH0795129A JPH0795129A JP5233059A JP23305993A JPH0795129A JP H0795129 A JPH0795129 A JP H0795129A JP 5233059 A JP5233059 A JP 5233059A JP 23305993 A JP23305993 A JP 23305993A JP H0795129 A JPH0795129 A JP H0795129A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data
- nth
- spreading
- despreading
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は送受信されるデータ系列間の相関特性
のバラツキに対してその影響を緩和し常に平均的な特性
が得られる直接拡散スペクトル拡散通信方式を提供する
ことを目的とする。 【構成】多重化手段50により入力されるデータD50
を第1〜第NデータD501 〜D50N に分岐し、この
分岐データを第1〜第N拡散手段511 〜51Nにより
各々異なる疑似雑音符号である第1〜第N拡散系列で拡
散変調し、この変調データを加算手段53で加算して電
波信号R10で送信し、第1〜第N逆拡散手段551 〜
55N で電波信号R10で送信されてきた加算手段53
の出力データD52に対応する信号S20を、前記と同
第1〜第N拡散系列で逆拡散復調し、これら復調データ
D551 〜D55N を合成手段58で合成して出力する
ように構成する。
のバラツキに対してその影響を緩和し常に平均的な特性
が得られる直接拡散スペクトル拡散通信方式を提供する
ことを目的とする。 【構成】多重化手段50により入力されるデータD50
を第1〜第NデータD501 〜D50N に分岐し、この
分岐データを第1〜第N拡散手段511 〜51Nにより
各々異なる疑似雑音符号である第1〜第N拡散系列で拡
散変調し、この変調データを加算手段53で加算して電
波信号R10で送信し、第1〜第N逆拡散手段551 〜
55N で電波信号R10で送信されてきた加算手段53
の出力データD52に対応する信号S20を、前記と同
第1〜第N拡散系列で逆拡散復調し、これら復調データ
D551 〜D55N を合成手段58で合成して出力する
ように構成する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は直接拡散スペクトル拡散
通信方式に関する。近年、各種の無線装置の利用度が高
まり、新たに使用できる周波数帯域も限られてきてい
る。この問題を解消するために直接拡散スペクトル拡散
通信方式が考案され、現在、更に研究が進められてい
る。
通信方式に関する。近年、各種の無線装置の利用度が高
まり、新たに使用できる周波数帯域も限られてきてい
る。この問題を解消するために直接拡散スペクトル拡散
通信方式が考案され、現在、更に研究が進められてい
る。
【0002】この方式は、他の通信系との干渉を避ける
ため、特定の形式で周波数帯域を拡散させ、更に帯域を
重ねて伝送する多元接続方式であり、携帯電話等の移動
通信、無線LAN等に適用されている。
ため、特定の形式で周波数帯域を拡散させ、更に帯域を
重ねて伝送する多元接続方式であり、携帯電話等の移動
通信、無線LAN等に適用されている。
【0003】
【従来の技術】直接拡散スペクトル拡散通信方式は、通
常のアナログ変調又はディジタル変調した信号を、更に
特殊なディジタル符号系列〔PN(Pseudo Noise)符号:
疑似雑音符号〕である拡散系列で変調することにより、
100倍とか1000倍にスペクトルを拡散する方式
で、受信側では送信側で拡散に使用した任意のデータ系
列である拡散系列と同じもので復調することによって、
拡散されて散らばっていた情報電力が集められて、それ
をアナログ復調又はディジタル復調することにより元の
情報が得られるというものである。
常のアナログ変調又はディジタル変調した信号を、更に
特殊なディジタル符号系列〔PN(Pseudo Noise)符号:
疑似雑音符号〕である拡散系列で変調することにより、
100倍とか1000倍にスペクトルを拡散する方式
で、受信側では送信側で拡散に使用した任意のデータ系
列である拡散系列と同じもので復調することによって、
拡散されて散らばっていた情報電力が集められて、それ
をアナログ復調又はディジタル復調することにより元の
情報が得られるというものである。
【0004】この方式の特徴は、拡散の度合いを100
0倍とするとS/Nは少なくとも1000倍改善される
ことである。また、拡散に使用する拡散系列を知ってい
なければ通信が行えないので、秘話通信に適しているメ
リットがある。
0倍とするとS/Nは少なくとも1000倍改善される
ことである。また、拡散に使用する拡散系列を知ってい
なければ通信が行えないので、秘話通信に適しているメ
リットがある。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した直
接拡散スペクトル拡散通信方式においては、拡散系列と
して疑似ランダム系列であるM系列や、M系列を加工し
て得られるGold系列が用いられている。
接拡散スペクトル拡散通信方式においては、拡散系列と
して疑似ランダム系列であるM系列や、M系列を加工し
て得られるGold系列が用いられている。
【0006】しかし、M系列、Gold系列といった2
値系列では、相関特性が理想的とは言えず、特定の系列
間で相関が大きくなり、ある系列が他の系列に干渉を与
えるといった問題があった。この場合、通信品質の劣
化、通信路容量の低下を招くことになる。
値系列では、相関特性が理想的とは言えず、特定の系列
間で相関が大きくなり、ある系列が他の系列に干渉を与
えるといった問題があった。この場合、通信品質の劣
化、通信路容量の低下を招くことになる。
【0007】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、送受信されるデータ系列間の相関特性のバ
ラツキに対してその影響を緩和し常に平均的な特性が得
られる直接拡散スペクトル拡散通信方式を提供すること
を目的としている。
ものであり、送受信されるデータ系列間の相関特性のバ
ラツキに対してその影響を緩和し常に平均的な特性が得
られる直接拡散スペクトル拡散通信方式を提供すること
を目的としている。
【0008】
【課題を解決するための手段】図1に本発明の送信原理
説明図、図2に本発明の受信原理説明図を示す。図1に
おいて、50は多重化手段であり、入力されるデータD
50を第1〜第NデータD501 〜D50N に分岐する
ものである。
説明図、図2に本発明の受信原理説明図を示す。図1に
おいて、50は多重化手段であり、入力されるデータD
50を第1〜第NデータD501 〜D50N に分岐する
ものである。
【0009】511 〜51N は第1〜第N拡散手段であ
り、第1〜第NデータD501 〜D50N を、各々異な
る疑似雑音符号である第1〜第N拡散系列で拡散変調す
るものである。
り、第1〜第NデータD501 〜D50N を、各々異な
る疑似雑音符号である第1〜第N拡散系列で拡散変調す
るものである。
【0010】53は加算手段であり、第1〜第N拡散手
段511 〜51N の出力データD511 〜D51N を加
算するものである。図2において、551 〜55N は第
1〜第N逆拡散手段であり、前記した図1に示す構成の
送信機から電波信号R10で送信されてきた前記の加算
手段53の出力データD52に対応する信号S20を、
第1〜第N拡散系列で逆拡散復調するものである。
段511 〜51N の出力データD511 〜D51N を加
算するものである。図2において、551 〜55N は第
1〜第N逆拡散手段であり、前記した図1に示す構成の
送信機から電波信号R10で送信されてきた前記の加算
手段53の出力データD52に対応する信号S20を、
第1〜第N拡散系列で逆拡散復調するものである。
【0011】58は合成手段であり、第1〜第N逆拡散
手段551 〜55N の出力データD551 〜D55N を
合成して出力するものである。
手段551 〜55N の出力データD551 〜D55N を
合成して出力するものである。
【0012】
【作用】上述した本発明によれば、送信側にあって複数
の異なる符号拡散系列を用いて複数系列のデータを拡散
し、これを加算して送信し、受信側にあって、受信信号
を送信側と同符号拡散系列で復調して合成するようにし
たので、系列間データの相互相関を非常に小さくするこ
とができる。
の異なる符号拡散系列を用いて複数系列のデータを拡散
し、これを加算して送信し、受信側にあって、受信信号
を送信側と同符号拡散系列で復調して合成するようにし
たので、系列間データの相互相関を非常に小さくするこ
とができる。
【0013】従って、他局間干渉に対する影響を軽減す
ることができ、通信の高品質化を図ることができる。
ることができ、通信の高品質化を図ることができる。
【0014】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図3は本発明の第1実施例の直接拡散スペ
クトル拡散通信方式による送信機のブロック構成図、図
4は受信機のブロック構成図である。
て説明する。図3は本発明の第1実施例の直接拡散スペ
クトル拡散通信方式による送信機のブロック構成図、図
4は受信機のブロック構成図である。
【0015】第1実施例の直接拡散スペクトル拡散通信
方式は、データの多重化数を「3」とし、拡散系列とし
て後述するPN1,PN2,PN3の周期「31」のG
old系列を用い、1ユーザに対して3個ずつ割り当て
るものとする。
方式は、データの多重化数を「3」とし、拡散系列とし
て後述するPN1,PN2,PN3の周期「31」のG
old系列を用い、1ユーザに対して3個ずつ割り当て
るものとする。
【0016】 PN1=「-1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,
-1,1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1 」 PN2=「-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,
-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,1,-1,1,1 」 PN3=「1,-1,1,1,-1,1,1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,
1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1 」 但し、PN1を第1Gold系列、PN2を第2Gol
d系列、PN3を第3Gold系列と呼ぶ。各Gold
系列PN1〜PN3間の相互相関は小さくされている。
-1,1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1 」 PN2=「-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,
-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,1,-1,1,1 」 PN3=「1,-1,1,1,-1,1,1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,
1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1 」 但し、PN1を第1Gold系列、PN2を第2Gol
d系列、PN3を第3Gold系列と呼ぶ。各Gold
系列PN1〜PN3間の相互相関は小さくされている。
【0017】図3に示す送信機において、1は多重化回
路、2,3,4は第1〜第3拡散回路であり、PN系列
発生回路5,6,7及びミキサ8,9,10を有して成
る。12は加算回路、13はミキサ、14は発振器、1
5はアンテナである。
路、2,3,4は第1〜第3拡散回路であり、PN系列
発生回路5,6,7及びミキサ8,9,10を有して成
る。12は加算回路、13はミキサ、14は発振器、1
5はアンテナである。
【0018】図4において、21はアンテナ、22はミ
キサ、23は発振器、24,25,26は第1〜第3逆
拡散回路であり、PN系列発生回路27,28,29及
びミキサ30,31,32を有して成る。33,34,
35はLPF(ローパスフィルタ)、36はSN比検出
回路、37は重み計算回路、38,39,40はミキ
サ、41は合成回路,42は0/1判定回路である。
キサ、23は発振器、24,25,26は第1〜第3逆
拡散回路であり、PN系列発生回路27,28,29及
びミキサ30,31,32を有して成る。33,34,
35はLPF(ローパスフィルタ)、36はSN比検出
回路、37は重み計算回路、38,39,40はミキ
サ、41は合成回路,42は0/1判定回路である。
【0019】図3に示す送信機の多重化回路1は、送信
データD1を3分岐して出力する。この分岐されたデー
タD1は第1〜第3拡散回路2〜4に入力され、拡散処
理が行われる。
データD1を3分岐して出力する。この分岐されたデー
タD1は第1〜第3拡散回路2〜4に入力され、拡散処
理が行われる。
【0020】第1拡散回路2は、PN系列発生回路5か
ら出力される第1Gold系列PN1と送信データD1
とをミキサ8により乗算することによって拡散変調を行
う。第2及び第3拡散回路3,4も同様に拡散変調を行
う。即ち、第2拡散回路3は第2Gold系列PN2と
送信データD1とをミキサ9により乗算し、第3拡散回
路4は第3Gold系列PN3と送信データD1とをミ
キサ10により乗算する。
ら出力される第1Gold系列PN1と送信データD1
とをミキサ8により乗算することによって拡散変調を行
う。第2及び第3拡散回路3,4も同様に拡散変調を行
う。即ち、第2拡散回路3は第2Gold系列PN2と
送信データD1とをミキサ9により乗算し、第3拡散回
路4は第3Gold系列PN3と送信データD1とをミ
キサ10により乗算する。
【0021】加算回路12は、第1〜第3拡散回路2〜
4から出力される送信データD2,D3,D4を加算
し、送信データD5を出力する。ミキサ13は、加算回
路12から出力される送信データD5に、発振器14か
ら出力される周波数f1 の搬送信号S1を乗算し、これ
によって送信信号S2を出力する。信号S2はアンテナ
15から電波信号R1として送信される。
4から出力される送信データD2,D3,D4を加算
し、送信データD5を出力する。ミキサ13は、加算回
路12から出力される送信データD5に、発振器14か
ら出力される周波数f1 の搬送信号S1を乗算し、これ
によって送信信号S2を出力する。信号S2はアンテナ
15から電波信号R1として送信される。
【0022】この送信された電波信号R1は図4に示す
受信機のアンテナ21で受信され、信号S3としてミキ
サ22へ出力される。信号S3はミキサ22で送信機の
発振器14と同周波数f1 の信号S4と乗算されること
によってベースバンド信号、即ちデータD6として出力
される。
受信機のアンテナ21で受信され、信号S3としてミキ
サ22へ出力される。信号S3はミキサ22で送信機の
発振器14と同周波数f1 の信号S4と乗算されること
によってベースバンド信号、即ちデータD6として出力
される。
【0023】データD6は第1〜第3逆拡散回路24〜
26に入力され、逆拡散処理が行われる。第1逆拡散回
路24は、PN系列発生回路27から出力される第1G
old系列PN1とデータD6とをミキサ30により乗
算することによって逆拡散復調を行う。
26に入力され、逆拡散処理が行われる。第1逆拡散回
路24は、PN系列発生回路27から出力される第1G
old系列PN1とデータD6とをミキサ30により乗
算することによって逆拡散復調を行う。
【0024】第2及び第3逆拡散回路25,26も同様
に逆拡散復調を行う。即ち、第2逆拡散回路25は第2
Gold系列PN2とデータD6とをミキサ31により
乗算し、第3逆拡散回路26は第3Gold系列PN3
とデータD6とをミキサ32により乗算する。
に逆拡散復調を行う。即ち、第2逆拡散回路25は第2
Gold系列PN2とデータD6とをミキサ31により
乗算し、第3逆拡散回路26は第3Gold系列PN3
とデータD6とをミキサ32により乗算する。
【0025】この逆拡散復調によって、送信機の第1〜
第3拡散回路24〜25から出力された3系列のデータ
D2,D3,D4が各々得られることになる。それらデ
ータをD7,D8,D9とする。
第3拡散回路24〜25から出力された3系列のデータ
D2,D3,D4が各々得られることになる。それらデ
ータをD7,D8,D9とする。
【0026】各データD7〜D9は、LPF33〜35
を通過することによって雑音、余分な信号成分が除去さ
れ、これらがデータD10,D11,D12としてSN
比検出回路36及び各ミキサ38,39,40へ出力さ
れる。
を通過することによって雑音、余分な信号成分が除去さ
れ、これらがデータD10,D11,D12としてSN
比検出回路36及び各ミキサ38,39,40へ出力さ
れる。
【0027】SN比検出回路36では、各データD10
〜D12のSN比が検出され、この各々の検出結果SN
1,SN2,SN3が重み計算回路37へ出力される。
但し、SN比検出結果SN1はデータD10のもの、S
N2はD11、SN3はD12のものであるとする。
〜D12のSN比が検出され、この各々の検出結果SN
1,SN2,SN3が重み計算回路37へ出力される。
但し、SN比検出結果SN1はデータD10のもの、S
N2はD11、SN3はD12のものであるとする。
【0028】重み計算回路37では、各SN比検出結果
SN1〜SN3に応じて各データD10〜D12に重み
付けを行うための信号W1,W2,W3を得る計算を行
う。この計算は、SN比が大きいほど重み付けを大きく
するためのものである。
SN1〜SN3に応じて各データD10〜D12に重み
付けを行うための信号W1,W2,W3を得る計算を行
う。この計算は、SN比が大きいほど重み付けを大きく
するためのものである。
【0029】このように重み付けを行うことによって、
SN比の大きい成分のデータがより明確となる。重み計
算回路37から出力された重み付け信号W1,W2,W
3が、各ミキサ38〜40によってデータD10〜D1
2と乗算され、このデータD13,D14,D15が合
成回路41へ出力される。
SN比の大きい成分のデータがより明確となる。重み計
算回路37から出力された重み付け信号W1,W2,W
3が、各ミキサ38〜40によってデータD10〜D1
2と乗算され、このデータD13,D14,D15が合
成回路41へ出力される。
【0030】そして、合成回路41で3つのデータD1
3〜D15が合成され。この合成されたデータD16の
0/1が、0/1判定回路42によって判定され、復調
データD17として出力される。
3〜D15が合成され。この合成されたデータD16の
0/1が、0/1判定回路42によって判定され、復調
データD17として出力される。
【0031】以上説明した第1実施例によれば、相関特
性が理想的とはいえないGold系列等の2値系列であ
っても、系列間での相関が大きくなることを防止する事
ができ、常に平均的な特性を得ることができるので、従
来のようにある系列が他の系列に干渉を与えるといった
事がなくなる。
性が理想的とはいえないGold系列等の2値系列であ
っても、系列間での相関が大きくなることを防止する事
ができ、常に平均的な特性を得ることができるので、従
来のようにある系列が他の系列に干渉を与えるといった
事がなくなる。
【0032】この結果、通信品質の向上を図ることがで
き、また従来のように通信路容量の低下を招くといった
ことがなくなる。次に、第2実施例を図5及び図6を参
照して説明する。図5は送信機、図6は受信機のブロッ
ク構成図である。
き、また従来のように通信路容量の低下を招くといった
ことがなくなる。次に、第2実施例を図5及び図6を参
照して説明する。図5は送信機、図6は受信機のブロッ
ク構成図である。
【0033】但し、それら図5及び図6において図3及
び図4に示した第1実施例の各部に対応する部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。図5に示す送信機
において、51は誤り訂正符号器に属す畳み込み符号器
である。
び図4に示した第1実施例の各部に対応する部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。図5に示す送信機
において、51は誤り訂正符号器に属す畳み込み符号器
である。
【0034】図6に示す受信機において、52は誤り訂
正復号器に属すビタビ復号器である。図5に示す畳み込
み符号器51に入力される送信データD20は、拘束長
4、符号化率1/3で畳み込み符号化される。これによ
って得られるデータD21,D22,D23が、第1〜
第3拡散回路2〜4へ出力される。但し、畳み込み符号
器51の入出力側に数値で示すように、入力されたデー
タD20と、出力される3系列のデータD21,D2
2,D23は各々異なる値を取る。
正復号器に属すビタビ復号器である。図5に示す畳み込
み符号器51に入力される送信データD20は、拘束長
4、符号化率1/3で畳み込み符号化される。これによ
って得られるデータD21,D22,D23が、第1〜
第3拡散回路2〜4へ出力される。但し、畳み込み符号
器51の入出力側に数値で示すように、入力されたデー
タD20と、出力される3系列のデータD21,D2
2,D23は各々異なる値を取る。
【0035】その後の処理は第1実施例と同様である。
即ち、第1拡散回路2においてPN系列発生回路5から
出力される第1Gold系列PN1と送信データD21
とがミキサ8により乗算され、第2拡散回路3において
第2Gold系列PN2と送信データD22とがミキサ
9により乗算され、第3拡散回路4において第3Gol
d系列PN3と送信データD23とがミキサ10により
乗算されることによって拡散変調が行われ、この結果デ
ータD24,D25,D26が出力される。
即ち、第1拡散回路2においてPN系列発生回路5から
出力される第1Gold系列PN1と送信データD21
とがミキサ8により乗算され、第2拡散回路3において
第2Gold系列PN2と送信データD22とがミキサ
9により乗算され、第3拡散回路4において第3Gol
d系列PN3と送信データD23とがミキサ10により
乗算されることによって拡散変調が行われ、この結果デ
ータD24,D25,D26が出力される。
【0036】各データD24,D25,D26は、加算
回路12によって加算され、この加算されたデータD2
7は、ミキサ13によって発振器14から出力される周
波数f2 の搬送信号S5と乗算される。
回路12によって加算され、この加算されたデータD2
7は、ミキサ13によって発振器14から出力される周
波数f2 の搬送信号S5と乗算される。
【0037】この乗算によって得られる送信信号S6
は、アンテナ15から電波信号R2として送信される。
この電波信号R2は図6に示す受信機のアンテナ21で
受信され、信号S7としてミキサ22へ出力される。
は、アンテナ15から電波信号R2として送信される。
この電波信号R2は図6に示す受信機のアンテナ21で
受信され、信号S7としてミキサ22へ出力される。
【0038】信号S7はミキサ22で送信機の発振器1
4と同周波数f2 の信号S8と乗算されることによって
ベースバンド信号、即ちデータD28として出力され
る。データD28は第1〜第3逆拡散回路24〜26に
入力され、逆拡散処理が行われる。
4と同周波数f2 の信号S8と乗算されることによって
ベースバンド信号、即ちデータD28として出力され
る。データD28は第1〜第3逆拡散回路24〜26に
入力され、逆拡散処理が行われる。
【0039】第1逆拡散回路24は、PN系列発生回路
27から出力される第1Gold系列PN1とデータD
28とをミキサ30により乗算し、第2逆拡散回路25
は第2Gold系列PN2とデータD28とをミキサ3
1により乗算し、第3逆拡散回路26は第3Gold系
列PN3とデータD28とをミキサ32により乗算する
ことによって逆拡散復調を行う。
27から出力される第1Gold系列PN1とデータD
28とをミキサ30により乗算し、第2逆拡散回路25
は第2Gold系列PN2とデータD28とをミキサ3
1により乗算し、第3逆拡散回路26は第3Gold系
列PN3とデータD28とをミキサ32により乗算する
ことによって逆拡散復調を行う。
【0040】この逆拡散復調によって、図5に示す送信
機の第1〜第3拡散回路24〜25から出力された3系
列のデータD24,D25,D26が各々得られること
になる。それらデータをD32,D33,D34とす
る。
機の第1〜第3拡散回路24〜25から出力された3系
列のデータD24,D25,D26が各々得られること
になる。それらデータをD32,D33,D34とす
る。
【0041】各データD32,D33,D34は、LP
F33〜35を介してビタビ復号器52で復号され、復
号データD35として出力される。以上説明した第2実
施例においても第1実施例同様の効果を得ることができ
る。
F33〜35を介してビタビ復号器52で復号され、復
号データD35として出力される。以上説明した第2実
施例においても第1実施例同様の効果を得ることができ
る。
【0042】次に、第3実施例を図7及び図8を参照し
て説明する。図7は送信機、図8は受信機のブロック構
成図である。但し、図7に示す第3実施例の送信機は図
5に示す第2実施例の送信機と同一構成であるが、説明
の都合上両者を区別するために、図7に示す発振器14
は周波数f3 の信号S9を出力するものとする。
て説明する。図7は送信機、図8は受信機のブロック構
成図である。但し、図7に示す第3実施例の送信機は図
5に示す第2実施例の送信機と同一構成であるが、説明
の都合上両者を区別するために、図7に示す発振器14
は周波数f3 の信号S9を出力するものとする。
【0043】また、図8において、図4に示した第1実
施例及び図6に示した第2実施例の各部に対応する部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。図8に示す
第3実施例の受信機は、図3に示す第1実施例の受信機
とほぼ同構成であるが異なる点は、図3に用いられてい
る合成回路41がビタビ復号器52となっていることで
ある。
施例及び図6に示した第2実施例の各部に対応する部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。図8に示す
第3実施例の受信機は、図3に示す第1実施例の受信機
とほぼ同構成であるが異なる点は、図3に用いられてい
る合成回路41がビタビ復号器52となっていることで
ある。
【0044】図7において、ミキサ13によって、発振
器14から出力される搬送信号S9とデータD27とが
乗算され、これによって得られる送信信号S10がアン
テナ15から電波信号R3として送信される。
器14から出力される搬送信号S9とデータD27とが
乗算され、これによって得られる送信信号S10がアン
テナ15から電波信号R3として送信される。
【0045】この電波信号R3は図8に示す受信機のア
ンテナ21で受信され、信号S11としてミキサ22へ
出力され、周波数f3 の信号S12と乗算されることに
よってデータD37として第1〜第3逆拡散回路24〜
26へ出力され、各々が逆拡散復調される。
ンテナ21で受信され、信号S11としてミキサ22へ
出力され、周波数f3 の信号S12と乗算されることに
よってデータD37として第1〜第3逆拡散回路24〜
26へ出力され、各々が逆拡散復調される。
【0046】この逆拡散復調された3系列のデータD3
8,D39,D40は、LPF33〜35を介してミキ
サ38〜40とSN比検出回路36へ出力される。そし
て、SN比検出回路36でデータD41〜D43のSN
比が検出され、検出結果SN4,SN5,SN6が重み
計算回路37へ出力される。但し、SN比検出結果SN
4はデータD41、SN5はD42、SN6はD43に
対応する。
8,D39,D40は、LPF33〜35を介してミキ
サ38〜40とSN比検出回路36へ出力される。そし
て、SN比検出回路36でデータD41〜D43のSN
比が検出され、検出結果SN4,SN5,SN6が重み
計算回路37へ出力される。但し、SN比検出結果SN
4はデータD41、SN5はD42、SN6はD43に
対応する。
【0047】重み計算回路37では、各SN比検出結果
SN4〜SN6に応じて各データD41〜D43に重み
付けを行うための信号W4,W5,W6を得る。重み付
け信号W4,W5,W6が、各ミキサ38〜40によっ
てデータD41〜D43と乗算され、ビタビ復号器52
で軟判定復号されて復号データD47として出力され
る。
SN4〜SN6に応じて各データD41〜D43に重み
付けを行うための信号W4,W5,W6を得る。重み付
け信号W4,W5,W6が、各ミキサ38〜40によっ
てデータD41〜D43と乗算され、ビタビ復号器52
で軟判定復号されて復号データD47として出力され
る。
【0048】以上説明した第3実施例においても第1実
施例同様の効果を得ることができる。
施例同様の効果を得ることができる。
【0049】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
送受信されるデータ系列間の相関特性のバラツキに対し
てその影響を緩和し常に平均的な特性を得ることができ
る効果があるので、従来のように通信路容量の低下を招
くといったことがなくなり、通信品質の向上を図ること
ができる効果がある。
送受信されるデータ系列間の相関特性のバラツキに対し
てその影響を緩和し常に平均的な特性を得ることができ
る効果があるので、従来のように通信路容量の低下を招
くといったことがなくなり、通信品質の向上を図ること
ができる効果がある。
【図1】本発明の送信原理説明図である。
【図2】本発明の受信原理説明図である。
【図3】本発明の第1実施例の直接拡散スペクトル拡散
通信方式による送信機のブロック構成図である。
通信方式による送信機のブロック構成図である。
【図4】本発明の第1実施例の直接拡散スペクトル拡散
通信方式による受信機のブロック構成図である。
通信方式による受信機のブロック構成図である。
【図5】本発明の第2実施例の直接拡散スペクトル拡散
通信方式による送信機のブロック構成図である。
通信方式による送信機のブロック構成図である。
【図6】本発明の第2実施例の直接拡散スペクトル拡散
通信方式による受信機のブロック構成図である。
通信方式による受信機のブロック構成図である。
【図7】本発明の第3実施例の直接拡散スペクトル拡散
通信方式による送信機のブロック構成図である。
通信方式による送信機のブロック構成図である。
【図8】本発明の第3実施例の直接拡散スペクトル拡散
通信方式による受信機のブロック構成図である。
通信方式による受信機のブロック構成図である。
50 多重化手段 511 〜51N 第1〜第N拡散手段 551 〜55N 第1〜第N逆拡散手段 58 合成手段 D50 多重化手段50の入力データ D501 〜D50N 入力データD50の分岐データ D511 〜D51N 拡散後のデータ D52 加算後のデータ R10 電波信号 S20 加算後のデータD52に対応する信号 D551 〜D55N 逆拡散後のデータ
Claims (5)
- 【請求項1】 入力されるデータ(D50) を第1〜第Nデ
ータ(D501 〜 D50N) に分岐する多重化手段(50)と、 該第1〜第Nデータ(D501 〜 D50N ) を、各々異なる疑
似雑音符号である第1〜第N拡散系列で拡散変調する第
1〜第N拡散手段(511〜51N ) と、 該第1〜第N拡散手段(511〜51N ) の出力データ(D511
〜 D51N ) を加算する加算手段(53)とを具備して送信機
を構成し、 前記送信機から電波信号(R10) で送信されてきた前記加
算手段(53)の出力データ(D52) に対応する信号(S20)
を、前記第1〜第N拡散系列で逆拡散復調する複数の第
1〜第N逆拡散手段(551〜55N ) と、 該第1〜第N逆拡散手段(551〜55N ) の出力データ(D55
1 〜 D55N ) を合成して出力する合成手段(58)とを具備
して受信機を構成したことを特徴とする直接拡散スペク
トル拡散通信方式。 - 【請求項2】 前記第1〜第N逆拡散手段(551〜55N )
の出力データ(D551〜 D55N ) のSN比を検出する手段
と、 該SN比検出手段で検出されたSN比に比例して該第1
〜第N逆拡散手段(551〜55N ) の出力データ(D551 〜 D
55N ) に重み付けを行う手段とを設け、 該重み付けを行う手段の出力データを前記合成手段(58)
に入力するようにしたことを特徴とする請求項1記載の
直接拡散スペクトル拡散通信方式。 - 【請求項3】 前記多重化手段(50)に代え、前記入力さ
れるデータ(D50) を誤り訂正符号で符号化し、前記第1
〜第N拡散手段(511〜51N ) と同数で且つ各々が異なる
データとして出力する手段を用い、 前記合成手段(58)に代え、前記第1〜第N逆拡散手段(5
51〜55N ) の出力データ(D551 〜 D55N ) を誤り訂正符
号で復号化する手段を用いたことを特徴とする請求項1
記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式。 - 【請求項4】 前記誤り訂正符号で復号化する手段が、
更に軟判定符号化を行うようにしたことを特徴とする請
求項3記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式。 - 【請求項5】 前記多重化手段(50)に入力されるデータ
(D50) が2値のデータあることを特徴とする請求項1〜
4の何れかに記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5233059A JPH0795129A (ja) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5233059A JPH0795129A (ja) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001390121A Division JP3590021B2 (ja) | 2001-12-21 | 2001-12-21 | 直接拡散スペクトル拡散通信システム及び受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0795129A true JPH0795129A (ja) | 1995-04-07 |
Family
ID=16949159
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5233059A Pending JPH0795129A (ja) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0795129A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100699667B1 (ko) * | 2002-08-30 | 2007-03-23 | 요코하마 티엘오 가부시키가이샤 | 통신방법 |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63283246A (ja) * | 1987-05-15 | 1988-11-21 | Hitachi Ltd | スペクトラム拡散無線通信の狭帯域化方式 |
JPH04157821A (ja) * | 1990-10-20 | 1992-05-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線通信装置 |
JPH05130068A (ja) * | 1991-10-31 | 1993-05-25 | Icom Inc | 周波数拡散変調装置 |
JPH06141018A (ja) * | 1992-10-23 | 1994-05-20 | Yamatake Honeywell Co Ltd | スペクトラム拡散通信用送信機および受信機 |
JPH0750649A (ja) * | 1993-08-05 | 1995-02-21 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 符号分割多重通信方法、その送信装置及び受信装置 |
JPH0766760A (ja) * | 1993-08-26 | 1995-03-10 | Mitsubishi Electric Corp | スペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置 |
-
1993
- 1993-09-20 JP JP5233059A patent/JPH0795129A/ja active Pending
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63283246A (ja) * | 1987-05-15 | 1988-11-21 | Hitachi Ltd | スペクトラム拡散無線通信の狭帯域化方式 |
JPH04157821A (ja) * | 1990-10-20 | 1992-05-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線通信装置 |
JPH05130068A (ja) * | 1991-10-31 | 1993-05-25 | Icom Inc | 周波数拡散変調装置 |
JPH06141018A (ja) * | 1992-10-23 | 1994-05-20 | Yamatake Honeywell Co Ltd | スペクトラム拡散通信用送信機および受信機 |
JPH0750649A (ja) * | 1993-08-05 | 1995-02-21 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 符号分割多重通信方法、その送信装置及び受信装置 |
JPH0766760A (ja) * | 1993-08-26 | 1995-03-10 | Mitsubishi Electric Corp | スペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100699667B1 (ko) * | 2002-08-30 | 2007-03-23 | 요코하마 티엘오 가부시키가이샤 | 통신방법 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4008407B2 (ja) | Cdmaシステムにおけるパイロット信号および不要トラヒック信号の消去 | |
KR100242620B1 (ko) | Cdma 스프레드 스펙트럼 무선 전송 시스템에서의 무선 신호 수신 장치 | |
JP4307553B2 (ja) | 高データ速度cdma無線通信システム | |
JP2994752B2 (ja) | Cdmaサブトラクティブ復調 | |
JP3081642B2 (ja) | Cdmaサブトラクティブ復調 | |
JP3337217B2 (ja) | 選択レイ結合レーキ受信機 | |
AU727342B2 (en) | CDMA system | |
KR100617674B1 (ko) | 칩 합성기를 이용한 다중 왈시코드 복조장치 및 방법 | |
CN1077750C (zh) | 利用cdma方法的数据传输方法,发射机和接收机 | |
JP3275079B2 (ja) | 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置 | |
JPH07202758A (ja) | マルチキャリア・スペクトル拡散信号変調/復調方法およびシステム | |
US6414985B1 (en) | Method for determining reference phase in radio communication system which uses orthogonal M-ary modulation, and coherent detection method using the same | |
EP1271797B1 (en) | Re-orthogonalization of wideband CDMA signals | |
JP3003006B2 (ja) | 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置 | |
JPH08509591A (ja) | 通信システムにおいて多重拡散符号を利用する方法および装置 | |
JP4467693B2 (ja) | 多段受信機および多段受信方法ならびにトラフィック信号検出器およびにトラフィック信号検出方法 | |
EP0854586B1 (en) | Quadrature spread spectrum signal demodulation | |
JP2661579B2 (ja) | 受信装置 | |
JPH0795129A (ja) | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 | |
JP3590021B2 (ja) | 直接拡散スペクトル拡散通信システム及び受信機 | |
KR0166274B1 (ko) | 주파수 호핑 시스템의 수신장치 | |
KR20010080528A (ko) | 상이한 데이터 레이트의 프로세싱 신호 | |
KR100324042B1 (ko) | 양자화 에러를 최소화하는 피.엔.역확산기를 구비한 코드분할다원접속 시스템 수신기의 기저대역 복조장치 | |
KR100572675B1 (ko) | 자기 간섭 제거를 이용한 핑거 장치 및 그 방법과 그를이용한 레이크 수신 장치 및 그 방법 | |
JPH11275061A (ja) | 干渉除去受信機 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020205 |