JPH0793546B2 - 増幅装置 - Google Patents
増幅装置Info
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- JPH0793546B2 JPH0793546B2 JP63239963A JP23996388A JPH0793546B2 JP H0793546 B2 JPH0793546 B2 JP H0793546B2 JP 63239963 A JP63239963 A JP 63239963A JP 23996388 A JP23996388 A JP 23996388A JP H0793546 B2 JPH0793546 B2 JP H0793546B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ディジタル無線通信に用いられる増幅装置に
関し、特に、包絡線変動を有する信号を増幅する増幅装
置である。
関し、特に、包絡線変動を有する信号を増幅する増幅装
置である。
一般に、通信に用いられる変調波を増幅する方法として
は、増幅器の線形性を重視して変調波を増幅する方法
と、電力効率を重視して変調波を増幅する方法とがあ
る。
は、増幅器の線形性を重視して変調波を増幅する方法
と、電力効率を重視して変調波を増幅する方法とがあ
る。
信号の振幅特性の線形性を重視する場合は、増幅器の出
力をある程度下げて、増幅器の振幅特性が線形性を保つ
ような領域において変調波を増幅する。この場合は、信
号の帯域外のスペクトル特性を良好に保って増幅するこ
とができる。このように、出力を下げた状態で増幅器を
動作させることを出力バックオフをとるという。
力をある程度下げて、増幅器の振幅特性が線形性を保つ
ような領域において変調波を増幅する。この場合は、信
号の帯域外のスペクトル特性を良好に保って増幅するこ
とができる。このように、出力を下げた状態で増幅器を
動作させることを出力バックオフをとるという。
一方、増幅器の飽和領域（非線形領域）を用いて変調波
を増幅することにより、信号を高い電力高率で増幅する
ことができる。
を増幅することにより、信号を高い電力高率で増幅する
ことができる。
ところで、帯域制限された線形変調波を、帯域外スペク
トルを劣化させることなく、且つ電力高率増幅するもの
として、本出願人は、特願昭63−114098『増幅装置』を
既に提案している。これは、線形変調波を２系統の定包
絡線変調波に分解し、この２系統の定包絡線変調波をそ
れぞれ増幅したい後に合成する技法である。
トルを劣化させることなく、且つ電力高率増幅するもの
として、本出願人は、特願昭63−114098『増幅装置』を
既に提案している。これは、線形変調波を２系統の定包
絡線変調波に分解し、この２系統の定包絡線変調波をそ
れぞれ増幅したい後に合成する技法である。
第７図は、この技法を用いた増幅装置の一具体例を示
す。
す。
図において、入力信号波Ｓ（ｔ）は、直交検波器71によ
り２つの直交変調信号成分Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）に分解され
る。
り２つの直交変調信号成分Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）に分解され
る。
波形生成用演算回路72は、この２つの直交変調信号成分
Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）に基づいて、２系統の直交変調信号I1
（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2（ｔ）を生成する。
ここで、２系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およ
びI2（ｔ）,Q2（ｔ）は、これらを合成することにより
入力信号波Ｓ（ｔ）が再生されるようように生成され
る。
Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）に基づいて、２系統の直交変調信号I1
（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2（ｔ）を生成する。
ここで、２系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およ
びI2（ｔ）,Q2（ｔ）は、これらを合成することにより
入力信号波Ｓ（ｔ）が再生されるようように生成され
る。
直交変調器73,74は、それぞれ直交変調信号I1（ｔ）,Q1
（ｔ）およびI2（ｔ）によって搬送波を変調して、２系
統の定包絡線変調波S1（ｔ）およびS2（ｔ）を出力す
る。
（ｔ）およびI2（ｔ）によって搬送波を変調して、２系
統の定包絡線変調波S1（ｔ）およびS2（ｔ）を出力す
る。
それぞれ増幅器75,76を高い電力高率が得られる飽和領
域（非線形領域）において動作させ、この２系統の定包
絡線変調波S1（ｔ）およびS2（ｔ）を増幅する。その
後、合成器77によって、増幅器75,76の出力を合成し、
出力信号波Ｓ。（ｔ）を得る。
域（非線形領域）において動作させ、この２系統の定包
絡線変調波S1（ｔ）およびS2（ｔ）を増幅する。その
後、合成器77によって、増幅器75,76の出力を合成し、
出力信号波Ｓ。（ｔ）を得る。
しかしながら、上述した技法においては、２系統の直交
変調信号から求められる位相差の計算値α０と、合成器
77に入力される２系統の定包絡線変調波の間の位相差α
とが一致することを前提としている。そのため、この２
つの位相差α0,αが一致しない場合は、入力信号を復元
することができないため、帯域外スペクトルが劣化する
という欠点を有している。
変調信号から求められる位相差の計算値α０と、合成器
77に入力される２系統の定包絡線変調波の間の位相差α
とが一致することを前提としている。そのため、この２
つの位相差α0,αが一致しない場合は、入力信号を復元
することができないため、帯域外スペクトルが劣化する
という欠点を有している。
ところで、実際の回路においては、２系統の定包絡線変
調波が伝送される伝送路の電気的な長さ（以後、電気長
と称する）は異なっていることが多い。この場合、２系
統の定包絡線変調波が伝送される間、位相差の計算値α
０が正確に保たれないので、合成器77を２つの入力の間
の位相差αと位相差の計算値α０とは一致しない。
調波が伝送される伝送路の電気的な長さ（以後、電気長
と称する）は異なっていることが多い。この場合、２系
統の定包絡線変調波が伝送される間、位相差の計算値α
０が正確に保たれないので、合成器77を２つの入力の間
の位相差αと位相差の計算値α０とは一致しない。
また、初期において２系統の伝送路の電気長が一致する
ように調整した場合においても、使用中の外部の温度変
化や経年変化によって電気長に差が生じることが予想さ
れる。
ように調整した場合においても、使用中の外部の温度変
化や経年変化によって電気長に差が生じることが予想さ
れる。
本発明は、このような点にかんがみて創作されたもので
あり、包絡線変動を有する信号を帯域外スペクトルを劣
化させることなく、電力効率よく増幅するようにした増
幅装置を提供することを目的としている。
あり、包絡線変動を有する信号を帯域外スペクトルを劣
化させることなく、電力効率よく増幅するようにした増
幅装置を提供することを目的としている。
第１図は、本発明による増幅装置の構成図である。
図において、波形生成用演算手段は、直交変調信号が入
力され、２系統の定包絡線変調波のそれぞれに対応する
第１変調信号および第２変調信号を出力する。
力され、２系統の定包絡線変調波のそれぞれに対応する
第１変調信号および第２変調信号を出力する。
第１変調手段は、第１変調信号を入力として、これに対
応する第１変調波を出力する。
応する第１変調波を出力する。
位相補正手段は、第２変調信号の位相を補正する。
第２変調手段は、位相補正手段の出力を入力として、こ
れに対応する第２変調波を出力する。
れに対応する第２変調波を出力する。
２つの増幅手段は、第１変調波，第２変調波のそれぞれ
を飽和領域において増幅する。
を飽和領域において増幅する。
合成手段は、両増幅手段によって増幅された２つの変調
波を加算する。
波を加算する。
第１位相差検出手段は、第１変調信号および第２変調信
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の位相差を検出
する。
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の位相差を検出
する。
第２位相差検出手段は、２つの増幅手段の出力の位相差
を検出する。
を検出する。
比較手段は、第１位相差検出手段，第２位相差検出手段
のそれぞれにおいて検出された２つの位相差を比較して
２系統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出
力の位相差との間に生じた位相誤差を検出する。
のそれぞれにおいて検出された２つの位相差を比較して
２系統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出
力の位相差との間に生じた位相誤差を検出する。
従って、全体として、比較手段により検出された位相誤
差に基づいて、位相補正手段により第２変調信号の位相
を補正するように構成する。
差に基づいて、位相補正手段により第２変調信号の位相
を補正するように構成する。
直交変調信号が入力される波形生成用演算手段は、第１
変調信号および第２変調信号を出力する。ここで、第１
変調信号および第２変調信号は、これらを合成すること
により入力された直交変調信号が再生されるように生成
する。
変調信号および第２変調信号を出力する。ここで、第１
変調信号および第２変調信号は、これらを合成すること
により入力された直交変調信号が再生されるように生成
する。
２つの変調手段は、それぞれが対応する直交変調信号に
よって搬送波を変調して２系統の定包絡線変調波を出力
する。これら２系統の定包絡線変調波は、それぞれ電力
効率の高い飽和領域において動作する増幅手段によって
増幅された後、合成手段によって加算され、出力信号と
なる。
よって搬送波を変調して２系統の定包絡線変調波を出力
する。これら２系統の定包絡線変調波は、それぞれ電力
効率の高い飽和領域において動作する増幅手段によって
増幅された後、合成手段によって加算され、出力信号と
なる。
第１位相差検出手段により、第１変調信号と第２変調信
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の移送差が検出
される。また、第２位相差検出手段により、２つの増幅
手段の出力の間の位相差が検出される。
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の移送差が検出
される。また、第２位相差検出手段により、２つの増幅
手段の出力の間の位相差が検出される。
この第１位相差検出手段と第２位相差検出手段によって
検出された２つの位相差は、比較手段により比較され、
２つの位相差の間に生じた位相誤差が検出される。この
位相誤差に基づいて、位相差補正制御手段により、２系
統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出力の
位相差とが所定の関係となるように、第２変調信号の位
相が補正される。
検出された２つの位相差は、比較手段により比較され、
２つの位相差の間に生じた位相誤差が検出される。この
位相誤差に基づいて、位相差補正制御手段により、２系
統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出力の
位相差とが所定の関係となるように、第２変調信号の位
相が補正される。
本発明にあっては、入力された変調信号に基づいて２系
統の定包絡線変調波を生成し、この２系統の定包絡線変
調波をそれぞれ増幅した後に合成することにより、搬送
波を入力された変調信号で変調した信号を線形増幅した
場合と同様の波形を得る。
統の定包絡線変調波を生成し、この２系統の定包絡線変
調波をそれぞれ増幅した後に合成することにより、搬送
波を入力された変調信号で変調した信号を線形増幅した
場合と同様の波形を得る。
また、比較手段により検出された位相誤差に基づいて、
位相補正手段により第２変調信号の位相が補正される。
これにより、２系統の定包絡線変調波の位相差と２つの
増幅手段の出力の位相差との間に生じた位相誤差を補正
することができるので、合成手段によって信号が正確に
復元される。
位相補正手段により第２変調信号の位相が補正される。
これにより、２系統の定包絡線変調波の位相差と２つの
増幅手段の出力の位相差との間に生じた位相誤差を補正
することができるので、合成手段によって信号が正確に
復元される。
以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。
明する。
第２図は、本発明の第１実施例における増幅装置の構成
を示す。
を示す。
第３図は、本発明の第２実施例における増幅装置の構成
を示す。
を示す。
I.第１実施例の構成および動作 第２図において、直列並列変換回路11は、入力された直
列の変調信号を２つの並列の直交変調信号Ｉ（ｔ）,Q
（ｔ）に変換する。ここで、直交変調信号Ｉ（ｔ）,Q
（ｔ）によって搬送波を変調した信号を入力信号波S
i（ｔ）と称する。
列の変調信号を２つの並列の直交変調信号Ｉ（ｔ）,Q
（ｔ）に変換する。ここで、直交変調信号Ｉ（ｔ）,Q
（ｔ）によって搬送波を変調した信号を入力信号波S
i（ｔ）と称する。
波形生成用演算回路12は、この直交変調信号Ｉ（ｔ）,Q
（ｔ）を用いて、２系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q
1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2（ｔ）を生成する。
（ｔ）を用いて、２系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q
1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2（ｔ）を生成する。
ここで、第４図に、直交変調信号Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）と２
系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,
Q2（ｔ）の関係を示す。図において、反時計回りの方向
が位相の正の方向であるものとする。図のように、２系
統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2
（ｔ）に対応する定包絡線変調波S1（ｔ）およびS
2（ｔ）を合成することにより入力信号波Si（ｔ）が再
生される。
系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,
Q2（ｔ）の関係を示す。図において、反時計回りの方向
が位相の正の方向であるものとする。図のように、２系
統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2
（ｔ）に対応する定包絡線変調波S1（ｔ）およびS
2（ｔ）を合成することにより入力信号波Si（ｔ）が再
生される。
波形生成演算回路12においては、入力信号波Si（ｔ）の
位相φ０と２系統の定包絡線変調波S1（ｔ）,S2（ｔ）
のそれぞれの位相φ1,φ２とが所定の関係を満たすよう
に、直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2
（ｔ）が生成される。
位相φ０と２系統の定包絡線変調波S1（ｔ）,S2（ｔ）
のそれぞれの位相φ1,φ２とが所定の関係を満たすよう
に、直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2
（ｔ）が生成される。
以後、直交変調信号I1（ｔ）,Q1（ｔ）およびI2（ｔ）,
Q2（ｔ）から求められる２系統の定包絡線変調波の位相
差（φ１−φ２）を位相差の計算値を位相差α０と称す
る。
Q2（ｔ）から求められる２系統の定包絡線変調波の位相
差（φ１−φ２）を位相差の計算値を位相差α０と称す
る。
直交変調器13は、このようにして得られた直交変調信号
I1（ｔ）,Q1（ｔ）によって搬送波を変調して定包絡線
変調波S1（ｔ）を生成する。
I1（ｔ）,Q1（ｔ）によって搬送波を変調して定包絡線
変調波S1（ｔ）を生成する。
直交変調器14は、位相補正回路22を介して導入された直
交変調信号I2（ｔ）,Q2（ｔ）に基づいて定包絡線変調
波S2（ｔ）を生成する。
交変調信号I2（ｔ）,Q2（ｔ）に基づいて定包絡線変調
波S2（ｔ）を生成する。
増幅器15,16は、それぞれ定包絡線変調波S1（ｔ）およ
びS2（ｔ）を高い電力効率が得られる飽和領域において
増幅する。以後、増幅器15,16の出力をそれぞれ定包絡
線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）と称する。
びS2（ｔ）を高い電力効率が得られる飽和領域において
増幅する。以後、増幅器15,16の出力をそれぞれ定包絡
線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）と称する。
定包絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）は、合成器17によ
り合成されて、出力信号波S0（ｔ）として出力される。
り合成されて、出力信号波S0（ｔ）として出力される。
位相比較回路18は、２系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1
（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2（ｔ）に基づいて、位相差の
計算値α０が90度のときにトリガパルスＴを出力し、位
相誤差検出回路21に供給している。
（ｔ）およびI2（ｔ）,Q2（ｔ）に基づいて、位相差の
計算値α０が90度のときにトリガパルスＴを出力し、位
相誤差検出回路21に供給している。
位相比較回路19は、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,
Sa2（ｔ）の位相差を検出する。位相比較回路19の出力
は、ローパスフィルタ20を透過することにより高周波成
分が取り除かれて、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,
Sa2（ｔ）の位相差αに対応した信号となる。以後、ロ
ーパスフィルタ20の出力を位相差検出信号Sp（ｔ）と称
する。この位相差検出信号Sp（ｔ）は、位相誤差検出回
路21に導入されている。
Sa2（ｔ）の位相差を検出する。位相比較回路19の出力
は、ローパスフィルタ20を透過することにより高周波成
分が取り除かれて、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,
Sa2（ｔ）の位相差αに対応した信号となる。以後、ロ
ーパスフィルタ20の出力を位相差検出信号Sp（ｔ）と称
する。この位相差検出信号Sp（ｔ）は、位相誤差検出回
路21に導入されている。
ここで、位相比較回路19は、入力信号の位相差αが90度
あるいは270度のときに出力の値が“0"となるような特
性を持つものする。また、入力信号の位相差αが０度の
とき出力の値は最大となり、一方、位相差αが180度の
とき最小となる。
あるいは270度のときに出力の値が“0"となるような特
性を持つものする。また、入力信号の位相差αが０度の
とき出力の値は最大となり、一方、位相差αが180度の
とき最小となる。
第５図に、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,S
a2（ｔ）の関係を示す。
a2（ｔ）の関係を示す。
位相差検出信号Sp（ｔ）の値は、第５図（ａ）のよう
に、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位
相差αが90度のとき“0"となる。また、第５図（ｂ）の
ように、位相差αが90度よりも大きいときは位相差検出
信号Sp（ｔ）の値は負となり、一方、第５図（ｃ）のよ
うに、90度よりも小さいときは正となる。
に、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位
相差αが90度のとき“0"となる。また、第５図（ｂ）の
ように、位相差αが90度よりも大きいときは位相差検出
信号Sp（ｔ）の値は負となり、一方、第５図（ｃ）のよ
うに、90度よりも小さいときは正となる。
位相誤差検出回路21は、トリガパルスＴが発生した時点
において、位相差検出信号Sp（ｔ）の値を調べることに
より位相誤差を検出する。トリガパルスＴが発生したと
きに、位相差検出信号Sp（ｔ）の値が“0"であれば位相
誤差δの値は“0"である。一方、位相差検出信号S
p（ｔ）が正の値であれば位相誤差δは負の方向に生じ
ていることが分かる。また、位相差検出信号Sp（ｔ）が
負の値であれば位相誤差δは正の方向に生じていること
が分かる。位相誤差検出回路21は、この位相誤差の検出
結果を位相誤差制御回路22に供給する。
において、位相差検出信号Sp（ｔ）の値を調べることに
より位相誤差を検出する。トリガパルスＴが発生したと
きに、位相差検出信号Sp（ｔ）の値が“0"であれば位相
誤差δの値は“0"である。一方、位相差検出信号S
p（ｔ）が正の値であれば位相誤差δは負の方向に生じ
ていることが分かる。また、位相差検出信号Sp（ｔ）が
負の値であれば位相誤差δは正の方向に生じていること
が分かる。位相誤差検出回路21は、この位相誤差の検出
結果を位相誤差制御回路22に供給する。
位相誤差制御回路22は、位相誤差δの値が負である場合
は、定包絡線変調波Sa2（ｔ）の位相が相対的に進み過
ぎていると判断する。このとき位相誤差制御回路22は、
定包絡線変調波Sa2（ｔ）の位相が遅れるように、直交
変調信号I2（ｔ）,Q2（ｔ）に補正を加える。一方、位
相誤差δの値が正である場合は、逆に定包絡線変調波S
a2（ｔ）の位相が進むように、直交変調信号I2（ｔ）,Q
2（ｔ）に補正を加える。
は、定包絡線変調波Sa2（ｔ）の位相が相対的に進み過
ぎていると判断する。このとき位相誤差制御回路22は、
定包絡線変調波Sa2（ｔ）の位相が遅れるように、直交
変調信号I2（ｔ）,Q2（ｔ）に補正を加える。一方、位
相誤差δの値が正である場合は、逆に定包絡線変調波S
a2（ｔ）の位相が進むように、直交変調信号I2（ｔ）,Q
2（ｔ）に補正を加える。
このようにして、伝送路の電気長が異なることによって
発生した位相誤差を補正する。
発生した位相誤差を補正する。
II.第２実施例の構成および動作 第３図において、第２実施例による増幅装置は合成手段
としてハイブリッド23を用い、微分回路24を付加して構
成されている。また、ハイブリッド23の出力端子の一方
は終端回路25を介して終端されている。
としてハイブリッド23を用い、微分回路24を付加して構
成されている。また、ハイブリッド23の出力端子の一方
は終端回路25を介して終端されている。
ハイブリッド23の入力端子I1と入力端子I2には、それぞ
れ定包絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）が導入されてい
る。ハイブリッド37は、定包絡線変調波Sa1（ｔ）と定
包絡線変調波Sa2（ｔ）の位相を90度だけ遅れさせたも
のとを合成し、出力信号波So（ｔ）として出力する。
れ定包絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）が導入されてい
る。ハイブリッド37は、定包絡線変調波Sa1（ｔ）と定
包絡線変調波Sa2（ｔ）の位相を90度だけ遅れさせたも
のとを合成し、出力信号波So（ｔ）として出力する。
このため、波形生成演算回路32においては、90度だけ位
相を進ませた直交変調信号I2(+90)（ｔ）,Q
2(+90)（ｔ）が生成される。変調器24により、この直交
変調信号I2(+90)（ｔ）,Q2(+90)（ｔ）によって搬送波
を変調し、定包絡線変調波S2(+90)（ｔ）が得られる。
相を進ませた直交変調信号I2(+90)（ｔ）,Q
2(+90)（ｔ）が生成される。変調器24により、この直交
変調信号I2(+90)（ｔ）,Q2(+90)（ｔ）によって搬送波
を変調し、定包絡線変調波S2(+90)（ｔ）が得られる。
第６図に、定包絡線変調波S1（ｔ）と定包絡線変調波S
2(+90)（ｔ）および出力信号波So（ｔ）の関係を示す。
2(+90)（ｔ）および出力信号波So（ｔ）の関係を示す。
図のように、ハイブリッド23において、定包絡線変調波
S1（ｔ）と定包絡線変調波S2(+90)（ｔ）とを合成する
ことにより、定包絡線変調波S1（ｔ）およびS2（ｔ）を
合成した場合と同様の出力信号波S0（ｔ）を得る。
S1（ｔ）と定包絡線変調波S2(+90)（ｔ）とを合成する
ことにより、定包絡線変調波S1（ｔ）およびS2（ｔ）を
合成した場合と同様の出力信号波S0（ｔ）を得る。
位相比較回路18は、２系統の直交変調信号I1（ｔ）,Q1
（ｔ）およびI2(+90)（ｔ）,Q2(+90)（ｔ）に基づい
て、位相差の計算値α０が180度のときにトリガパルス
Ｔを出力し、位相誤差検出回路21に供給している。
（ｔ）およびI2(+90)（ｔ）,Q2(+90)（ｔ）に基づい
て、位相差の計算値α０が180度のときにトリガパルス
Ｔを出力し、位相誤差検出回路21に供給している。
ここで、直交変調信号I1（ｔ）、Q1（ｔ）およびI
2(+90)（ｔ）,Q2(+90)（ｔ）から求めた位相差の計算値
α０が180度になる場合は、上述した第１実施例におい
て、位相差の計算値α０が90度になる場合に対応してい
る。
2(+90)（ｔ）,Q2(+90)（ｔ）から求めた位相差の計算値
α０が180度になる場合は、上述した第１実施例におい
て、位相差の計算値α０が90度になる場合に対応してい
る。
位相比較回路19は、上述したような余弦関数的な位相比
較特性を持っているので、ローパスフィルタ20の出力
は、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位
相差αが180度のとき極小且つ最小となるように変化す
る。このようなローパスフィルタ40の出力を、微分回路
24により180度のとき“0"となるように変換して、位相
差検出信号Sp（ｔ）として、位相誤差検出回路21に供給
する。
較特性を持っているので、ローパスフィルタ20の出力
は、２系統の定包絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位
相差αが180度のとき極小且つ最小となるように変化す
る。このようなローパスフィルタ40の出力を、微分回路
24により180度のとき“0"となるように変換して、位相
差検出信号Sp（ｔ）として、位相誤差検出回路21に供給
する。
これにより、上述した第１実施例と同様に、位相誤差検
出回路21により、位相差検出信号Sp（ｔ）の値に基づい
て位相誤差δが検出される。
出回路21により、位相差検出信号Sp（ｔ）の値に基づい
て位相誤差δが検出される。
同様にして、この位相誤差δに基づいて、位相誤差制御
回路42により、直交変調信号I2(+90)（ｔ）,Q
2(+90)（ｔ）に補正が加えられる。
回路42により、直交変調信号I2(+90)（ｔ）,Q
2(+90)（ｔ）に補正が加えられる。
III.実施例のまとめ 上述した第１実施例のように、位相比較回路19,ローパ
スフィルタ20により、２系統の定包絡線変調波S
a1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位相差αに対応した値を持つ位相
差検出信号Sp（ｔ）が生成される。また、位相比較回路
18は、位相差の計算値α０が90度のときに、トリガパル
スＴを発生する。
スフィルタ20により、２系統の定包絡線変調波S
a1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位相差αに対応した値を持つ位相
差検出信号Sp（ｔ）が生成される。また、位相比較回路
18は、位相差の計算値α０が90度のときに、トリガパル
スＴを発生する。
また、第２実施例のように、合成手段としてハイブリッ
ド23を用いた場合は、微分回路24を付加して構成し、微
分回路24の出力を位相差検出信号Sp（ｔ）とする。一
方、位相比較回路18により位相差の計算値α０が180度
のときトリガパルスＴを生成する。
ド23を用いた場合は、微分回路24を付加して構成し、微
分回路24の出力を位相差検出信号Sp（ｔ）とする。一
方、位相比較回路18により位相差の計算値α０が180度
のときトリガパルスＴを生成する。
位相誤差検出回路21により、トリガパルスＴが発生した
時点の位相差検出信号Sp（ｔ）の値が“0"であるか否か
により、位相誤差δが生じているか否かを判別すること
が可能となる。また、位相差検出信号Sp（ｔ）の値の符
号により、位相誤差δの符号を判別することができる。
時点の位相差検出信号Sp（ｔ）の値が“0"であるか否か
により、位相誤差δが生じているか否かを判別すること
が可能となる。また、位相差検出信号Sp（ｔ）の値の符
号により、位相誤差δの符号を判別することができる。
位相誤差制御回路22により、位相誤差δが“0"になるよ
うに直交変調信号I2（ｔ）,Q2（ｔ）（あるいはI2(+90)
（ｔ）,Q2(+90)（ｔ））を補正する。
うに直交変調信号I2（ｔ）,Q2（ｔ）（あるいはI2(+90)
（ｔ）,Q2(+90)（ｔ））を補正する。
上述のようにして、位相差の計算値α０と２系統の定包
絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位相差αとが一致す
るように補正することができる。これにより、合成器17
あるいはハイブリッド23によって合成された出力信号波
S0（ｔ）の波形は、入力信号波Si（ｔ）を線形増幅した
場合と同様に歪みのない波形となる。
絡線変調波Sa1（ｔ）,Sa2（ｔ）の位相差αとが一致す
るように補正することができる。これにより、合成器17
あるいはハイブリッド23によって合成された出力信号波
S0（ｔ）の波形は、入力信号波Si（ｔ）を線形増幅した
場合と同様に歪みのない波形となる。
ここで、定包絡線変調波を増幅する場合には、飽和領域
においても線形性は保持されるので、増幅器15,16を飽
和領域において動作させ、電力効率を高くして増幅する
ことが可能となる。
においても線形性は保持されるので、増幅器15,16を飽
和領域において動作させ、電力効率を高くして増幅する
ことが可能となる。
IV.発明の変形態様 なお、上述した本発明の実施例にあっては、位相差の計
算値α０が90度（180度）のときの位相差検出信号S
p（ｔ）の値により、位相誤差δの有無および位相誤差
δの符号を判別する場合を考えたが、トリガパルスＴを
発生させる位相差の値には限られず、位相誤差δを検出
して補正するものであれば適用できる。
算値α０が90度（180度）のときの位相差検出信号S
p（ｔ）の値により、位相誤差δの有無および位相誤差
δの符号を判別する場合を考えたが、トリガパルスＴを
発生させる位相差の値には限られず、位相誤差δを検出
して補正するものであれば適用できる。
上述したように、本発明によれば、包絡線変動を有する
信号波を２系統の定包絡線変調波に分解し、それぞれの
定包絡線変調波の伝送路の電気長の差によって生じた位
相誤差を補正した後に合成することにより、包絡線変動
を有する信号波を線形性を保持し、かつ、高い電力効率
によって増幅することができる。
信号波を２系統の定包絡線変調波に分解し、それぞれの
定包絡線変調波の伝送路の電気長の差によって生じた位
相誤差を補正した後に合成することにより、包絡線変動
を有する信号波を線形性を保持し、かつ、高い電力効率
によって増幅することができる。
第１図は本発明による増幅装置の構成図、 第２図は本発明の第１実施例による増幅装置の構成図、 第３図は本発明の第２実施例による増幅装置の構成図、 第４図は直交変調信号の説明図、 第５図は増幅後の定包絡線変調波の説明図、 第６図は定包絡線変調波と合成波の関係の説明図、 第７図は増幅装置の構成図である。 図において、 11は直列並列変換回路、 12,72は波形生成用演算回路、 13,14,73,74は直交変調器、 15,16,75,76は増幅器、 17,77は合成器、 18,19は位相比較回路、 20はローパスフィルタ、 21は位相誤差検出回路、 22は位相誤差制御回路、 23はハイブリッド、 24は微分回路、 25は終端回路、 71は直交検波器である。
Claims (1)
- 【請求項１】直交変調信号が入力され、２系統の定包絡
線変調波のそれぞれに対応する第１変調信号および第２
変調信号を出力する波形生成用演算手段と、 前記第１変調信号を入力として、これに対応する第１変
調波を出力する第１変調手段と、 前記第２変調信号の位相を補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段の出力を入力として、これに対応する
第２変調波を出力する第２変調手段と、 前記第１変調波，前記第２変調波のそれぞれを飽和領域
において増幅する２つの増幅手段と、 前記両増幅手段によって増幅された２つの変調波を加算
する合成手段と、 前記第１変調信号および第２変調信号に基づいて、前記
２系統の定包絡線変調波の位相差を検出する第１位相差
検出手段と、 前記２つの増幅手段の出力の位相差を検出する第２位相
差検出手段と、 前記第１位相差検出手段，第２位相差検出手段のそれぞ
れにおいて検出された２つの位相差を比較して前記２系
統の定包絡線変調波の位相差と前記２つの増幅手段の出
力の位相差との間に生じた位相誤差を検出する比較手段
と を具え、前記比較手段により検出された位相誤差に基づ
いて、前記位相補正手段により前記第２変調信号の位相
を補正するように構成したことを特徴とする増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63239963A JPH0793546B2 (ja) | 1988-09-26 | 1988-09-26 | 増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63239963A JPH0793546B2 (ja) | 1988-09-26 | 1988-09-26 | 増幅装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0287708A JPH0287708A (ja) | 1990-03-28 |
| JPH0793546B2 true JPH0793546B2 (ja) | 1995-10-09 |
Family
ID=17052439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63239963A Expired - Fee Related JPH0793546B2 (ja) | 1988-09-26 | 1988-09-26 | 増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0793546B2 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5287069A (en) * | 1990-02-07 | 1994-02-15 | Fujitsu Limited | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
| US5190176A (en) * | 1991-12-30 | 1993-03-02 | Polytop Corporation | Child resistant closure with protective flange and canted upper wall |
| WO2005034350A1 (ja) * | 2003-09-30 | 2005-04-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 可変電力分配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法 |
| US7355470B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
| US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
| US8013675B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-09-06 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (MISO) amplification with blended control |
| US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
| US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
| WO2008144017A1 (en) | 2007-05-18 | 2008-11-27 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| WO2009005768A1 (en) | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| WO2009145887A1 (en) | 2008-05-27 | 2009-12-03 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| JP5605271B2 (ja) * | 2011-03-01 | 2014-10-15 | 富士通株式会社 | 合成型増幅器、送信機、及び合成型増幅器制御方法 |
| KR20140026458A (ko) | 2011-04-08 | 2014-03-05 | 파커비전, 인크. | Ｒｆ 전력 송신, 변조 및 증폭 시스템들 및 방법들 |
| KR20140034895A (ko) | 2011-06-02 | 2014-03-20 | 파커비전, 인크. | 안테나 제어 |
| WO2015042142A1 (en) | 2013-09-17 | 2015-03-26 | Parkervision, Inc. | Method, apparatus and system for rendering an information bearing function of time |
-
1988
- 1988-09-26 JP JP63239963A patent/JPH0793546B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0287708A (ja) | 1990-03-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |