JPH0791994A - 電磁流量計におけるノイズ除去方法と変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 方形波の流量信号だけを選択的に増幅して、
電気化学的ノイズや流体ノイズを効果的に除去できるノ
イズ除去方法と、変換器を実現する。 【構成】 図示されてない検出器の電極信号を前置増幅
器で増幅して、ノイズ除去回路４に入力信号Ｖ₁ として
入力する。この入力信号は、積分型増幅器７でＲ ₂ ／Ｒ
₁ 倍に増幅されるとともに、Ｒ₂ ・Ｃ₂ の時定数で積分
される。増幅積分された出力Ｖ₃ は励磁の切替わりの後
所定期間開くスイッチＳ₂ を介して第１の積分回路５に
印加され、Ｒ₀ ・Ｃ₀ の時定数で積分されてアンプＡ₁
の非反転入力にフィードバックされる。Ｒ₀ ・Ｃ₀ ，Ｒ
₂ ・Ｃ₂ の時定数を選んで、方形波の流量信号だけを選
択的に増幅する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は特に電池駆動の低消費電
力型の電磁流量計に好適なノイズ除去方法および変換器
に関する。

【０００２】

【従来の技術】電磁流量計は、管内を流れる流体に交番
磁界を印加し、この磁界と直角な方向に配置した二つの
電極間に誘起する流量信号から流体の流量を計測するも
のであるが、電極間には流量信号以外のノイズが発生す
る。

【０００３】その中で、流体のイオン成分によって発生
する電気化学的ノイズがある。このノイズの周波数特性
はいわゆる１／ｆ特性を示し、低周波になる程、そのレ
ベルが大きくなるため、直流のオフセット電圧は数百ｍ
Ｖという大きな値に達する場合もある。

【０００４】このような電気化学的ノイズを除去する補
償回路として特開平２−１２０１８号公報のものが周知
である。この従来技術の回路図を図７に、そのタイミン
グを図８に示す。

【０００５】なおこの回路図では、検出器の励磁コイル
と、励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路と、励磁
回路などにタイミング信号を送出する制御回路は省略し
てある。

【０００６】図において、励磁の前半周期である（Ｔ₁
＋Ｔ₂ ）の間正方向の磁界が保持され、次の後半周期
（Ｔ₃ ＋Ｔ₄ ）の間負方向に一定の磁界が保持され、こ
れが次々と繰り返される場合、電極２ａ，２ｂ間には磁
界と同じタイミングで流速に比例した流量信号が誘起
し、前置増幅器３で増幅されて流量信号Ｅ₁ となる。

【０００７】今、時刻ｔ₁ で磁界、それに伴ない流量信
号Ｅ₁ が理想的にスタートしたと仮定して説明をする。
先ず期間Ｔ₁ の間の動作について説明する。

【０００８】時刻ｔ₁ で流量信号Ｅ₁ がプラスの値とし
てオフセット補償回路２０に入力された場合、積分回路
２１の出力Ｅ₃ は初期値のゼロであるため、アンプＡ₁₀
の出力Ｅ₂ は Ｅ₂ ＝−（Ｒ₁₂／Ｒ₁₁）・Ｅ₁ となる。そしてスイッチＳ₁₀がＯＦＦであるため期間Ｔ
₁ の間、アンプＡ₁₀の出力Ｅ₂ はこのマイナスの一定値
に保持される。

【０００９】次に期間Ｔ₂ の間の動作について説明す
る。時刻ｔ₂ でスイッチＳ₁₀がＯＮとなると、積分回路
２１は前記マイナスのＥ₂の値をＲ₁₀・Ｃ₁₀の時定数で
積分し、プラス方向のフィードバック電圧Ｅ₃ を生じ
る。

【００１０】このフィードバック電圧Ｅ₃ はアンプＡ₁₀
の非反転入力に加わるが、この電圧Ｅ₃ は抵抗Ｒ₁₁を通
じてアンプＡ₁₀の反転入力に加わる前記流量信号Ｅ₁ と
同じ極性であるため、この流量信号Ｅ₁ に対するアンプ
Ａ₁₀の出力を打消して、フィードバック電圧Ｅ₃ の増加
とともに出力Ｅ₂ の値が減少していく。

【００１１】期間Ｔ₂ の最終である時刻ｔ₃ における出
力Ｅ₂ の値Ｅ₂ （ｔ₃ ）は、時刻ｔ₂ における値Ｅ
₂ （ｔ₂ ）の３０〜６０％となるように時定数Ｒ₁₀・Ｃ
₁₀が決められる。

【００１２】次に期間Ｔ₃ の間の動作について説明す
る。時刻ｔ₃ でスイッチＳ₁₀がＯＦＦし、流量信号Ｅ₁
がプラスからマイナスの値に変化すると、積分回路２１
はホールド回路として働らき、スイッチＳ₁₀がＯＦＦす
る直前のフィードバック電圧Ｅ₃ の値Ｅ₃ （ｔ₃ ）を期
間Ｔ₃ の間保持する。

【００１３】一方、アンプＡ₁₀の出力Ｅ₂ は、時刻ｔ₃
における流量信号Ｅ₁ の変化量２Ｅ ₁ がＲ₁₂／Ｒ₁₁倍さ
れた値２Ｅ₁ （Ｒ₁₂／Ｒ₁₁）だけプラス方向に増加し、
期間Ｔ₃ の間一定値Ｅ₂ （ｔ₄ ）を保持する。

【００１４】次に期間Ｔ₄ の間の動作を説明する。時刻
ｔ₄ でスイッチＳ₁₀がＯＮすると、積分回路２１はＲ₁₀
・Ｃ₁₀の時定数でプラスのＥ₂ の値Ｅ₂ （ｔ₄ ）を積分
するため、フィードバック電圧Ｅ₃ はゼロに向って減少
し、さらにゼロを越えてマイナスの値となる。

【００１５】このフィードバック電圧Ｅ₃ の変化に伴な
い、アンプＡ₁₀の出力Ｅ₂ は Ｅ₂ ＝−（Ｒ₁₂／Ｒ₁₁）・Ｅ₁ ＋〔（Ｒ₁₂／Ｒ₁₁）＋
１〕・Ｅ₃ の関係で減少する。こうして時刻ｔ₅ における出力Ｅ₂
の値Ｅ₂ （ｔ₅ ）は、上記前半周期（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）の場
合と同様に、時刻ｔ₄ における値Ｅ₂ （ｔ₄ ）の３０〜
６０％となる。

【００１６】以上で電磁流量計の計測における１周期
（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ＋Ｔ₃ ＋Ｔ₄ ）を終え、次の周期（Ｔ₁ ′
＋Ｔ₂ ′＋Ｔ₃ ′＋Ｔ₄ ′）に移行する。次の期間
Ｔ₁ ′では期間Ｔ₁ と同様にスイッチＳ₁₀がＯＦＦであ
るため、フィードバック電圧Ｅ₃ の最終値Ｅ₃ （ｔ₅ ）
が保持される。

【００１７】そして、このような２〜３周期の繰り返し
により回路は定常状態となる。以上の説明は、理想的な
流量信号だけの場合であるが、流量信号Ｅ₁ に直流分が
重畳する場合は、積分回路２１がアンプＡ₁₀の出力Ｅ₂
に重畳する直流分を積分し、直流分に対するフィードバ
ック電圧Ｅ₃ をアンプＡ₁₀の非反転入力に加えることに
より出力Ｅ₂ に重畳する直流分を除去する機能を持つ。

【００１８】また低周波の電気化学的ノイズが加わった
場合も、直流分の場合と同様に除去能力を有する。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】低消費電力型の電磁流
量計はいわゆる２線式が主流であったが、近年電池駆動
の低消費電力型の電磁流量計の需要が高まった。

【００２０】これに伴ない磁界の発生に使える電力は必
然的に小さくなり、電極間に誘起する起電力は流速１ｍ
／Ｓ当り２〜５μＶと小さくなった。一方、電極には電
気化学的ノイズの他に、高速流体ノイズとかフローノイ
ズと呼ばれる、流速により比例的に増大する流体ノイズ
が発生する。この流体ノイズは１／ｆ特性を示す電気化
学的ノイズに比べて高い周波数成分のノイズが相対的に
大きく、流速が１０ｍ／Ｓに近付くとノイズレベルが１
００μＶにも達し、流体の導電度が小さくなると、更に
増大する傾向にある。

【００２１】図７に示した従来技術では、ノイズ除去回
路としてのオフセット補償回路２１は、低い周波数のノ
イズに対するノイズ除去能力は高いが、高い周波数のノ
イズに対するノイズ除去能力は低い傾向にある。

【００２２】信号レベルが小さくなってＳ／Ｎが低下し
たことによる低い周波数のノイズに対する除去能力も不
足することに加え、高い周波数成分が大きい流体ノイズ
の悪影響が顕著になった。

【００２３】このため、図７におけるサンプル・ホール
ド回路１０の出力のばらつきが増大することとなった。
同図のＡ／Ｄ変換回路１１では、入力が許容値を越える
と出力が飽和し、信号のもつ情報が失なわれるため大き
な誤差を生じる。

【００２４】そしてフルスケール流量では流体ノイズが
特に大きいため、Ａ／Ｄ変換回路１１の飽和が生じ易
い。このため、フルスケール時にＡ／Ｄ変換回路１１に
入力する信号レベルを、Ａ／Ｄ変換回路の有効なダイナ
ミックレンジの１／２程度に小さくして、飽和を防ぐ必
要があったが、こうすると、Ａ／Ｄ変換回路の能力の１
／２しか有効に活用できないという大きな不利益があっ
た。

【００２５】Ａ／Ｄ変換回路に入力する信号レベルを小
さくして同変換回路の飽和を防止しても、出力に大きな
ばらつきを生じる。このばらつきは長時間の平均値では
誤差がゼロになる性質のものであるが、瞬間・瞬間の値
ではプラス・マイナスに変動する誤差をもったものにな
る。

【００２６】また、商用ＡＣ電源からの誘導によって５
０Ｈｚ又は６０Ｈｚのノイズが流量信号に重畳した場合
の対策として、励磁周波数をＡＣ電源周波数の偶数分の
１として同期を取って誘導ノイズを除去する手法が一般
的であるが、電池駆動の電磁流量計にこの手法を用いる
のは困難である。

【００２７】また、ノイズ除去の他の手法として、Ａ／
Ｄ変換した値をＣＰＵ内で以前の値と比較して異常と判
断したら除去し、以前の値を保持する方法がある。この
手法は、高速のＣＰＵを必要とし、その消費電力が大き
くなるため、電池駆動の電磁流量計には不向きで使用で
きない。

【００２８】そこで、本発明は、電池駆動の低消費電力
型電磁流量計に適したノイズ除去方法及び変換器を提供
することを目的とする。

【００２９】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１の電磁流量計におけるノイズ除去方法は、
周期的に極性が変る方形波の励磁磁界によって流体の流
量を計測する電磁流量計において、方形波の流量信号
（Ｖ₁ ）を増幅・積分した出力（Ｖ₃ ）を、励磁に同期
した期間（Ｔ₂ ）積分し、この積分出力（Ｖ₄ ）を前記
方形波の流量信号に対して差動的に前記増幅・積分の入
力としてフィードバックすることにより、励磁に同期し
た方形波の流量信号を選択的に増幅するようにしたこと
を特徴とする。

【００３０】請求項２の電磁流量計の変換器は、請求項
１のノイズ除去方法の実施に用いるものである。即ち、
周期的に極性が変る方形波の励磁磁界によって流体の流
量を計測する電磁流量計において、方形波の流量信号
（Ｖ₁ ）を増幅するアンプ（Ａ₁ ）と、アンプ（Ａ₁ ）
の出力（Ｖ₂ ）を積分する第２の積分回路（６）と、励
磁に同期してＯＮするスイッチ（Ｓ₁ ）と、このスイッ
チ（Ｓ₁ ）がＯＮの期間だけ前記第２の積分回路（６）
の出力（Ｖ₃ ）を積分する第１の積分回路（５）と、こ
の積分回路（５）の出力（Ｖ₄ ）を前記アンプ（Ａ₁ ）
に入力するフィードバックループとを具備したことを特
徴とする。

【００３１】請求項３の電磁流量計の変換器は、請求項
２のアンプ（Ａ₁ ）と第２の積分回路（６）とを一つの
積分型増幅器（７）として構成したことを特徴とする。
請求項４の電磁流量計の変換器は、請求項１又は２の発
明において、スイッチ（Ｓ₁ ）のＯＮ期間が励磁の半周
期の後半であることを特徴とする。

【００３２】そして、請求項５の電磁流量計の変換器
は、請求項１又は２の発明において、スイッチ（Ｓ₁ ）
がＯＮする期間（Ｔ_{2 ,} Ｔ₄ ，Ｔ₂ ′_, Ｔ₄ ′，…）を
信号をサンプリングする期間と一致させたことを特徴と
する。

【００３３】

【作用】アンプ（Ａ₁ ）の一方の入力端子に入力された
方形波の流量信号（Ｖ₁ ）は、アンプ（Ａ₁ ）で増幅さ
れ、更に第２の積分回路（６）で積分される。その出力
（Ｖ₃ ）は、スイッチ（Ｓ₁ ）のＯＮ期間中第１の積分
回路（５）で積分されて、前記アンプ（Ａ₁ ）のもう一
つの入力端子に前記方形波の流量信号による出力
（Ｖ₂ ）を打消すような極性でフィードバックされる。

【００３４】二つの積分回路（５）（６）の時定数を従
来の積分回路の時定数より小さく定め、かつスイッチ
（Ｓ₁ ）のＯＮするタイミングを励磁の各半周期の後半
だけにすることで、フィードバック系に位相的な遅れが
生じる。

【００３５】その結果、励磁に同期した方形波の流量信
号だけが共振的に増幅される。位相的に励磁に同期して
いなかったり、励磁と異なる周波数成分のノイズを減衰
させる。

【００３６】

【実施例】図１は本発明の電磁流量計の第１実施例で、
そのタイミング図の図２に基いて、以下に第１実施例を
説明する。

【００３７】１は流体を流す管、２ａ，２ｂは電極で、
これらは図示されてない励磁コイルとともに周知の検出
器を構成している。３は電極２ａ，２ｂ間の誘起電圧を
増幅する前置増幅器、４はノイズ除去回路で、抵抗
Ｒ₁ ，Ｒ₂ とアンプＡ₁ 、及び第１の積分回路５、第２
の積分回路６、スイッチＳ₁ とからなる。

【００３８】第１の積分回路５は抵抗Ｒ₀、コンデンサ
Ｃ₀及びアンプＡ₂ を図示のように接続して構成してあ
る。第２の積分回路６は抵抗Ｒ₃ 、コンデンサＣ₁ 及び
利得１のバッファアンプＡ ₃ を図示のように接続して構
成してある。

【００３９】スイッチＳ₁ は、図示されてない制御回路
からのタイミング信号でＯＮ／ＯＦＦされ、図２で示す
ように、励磁磁界の方向が切替えられる毎に所定の期間
Ｔ₁，Ｔ₃ ，Ｔ₁ ′，…ＯＦＦとなり、他の期間Ｔ₂ ，
Ｔ₄ ，Ｔ₂ ′，…ＯＮとなる。

【００４０】前置増幅器３の出力はノイズ除去回路４の
入力Ｖ₁ となり、この入力Ｖ₁ はアンプＡ₁ の反転入力
に加わる。アンプＡ₁ の出力Ｖ₂ は、第２の積分回路６
でＲ ₃ ・Ｃ₁ の時定数で積分されて、その出力はノイズ
除去回路４の出力Ｖ₃ となる。

【００４１】この出力Ｖ₃ は励磁磁界に同期してＯＮ／
ＯＦＦするスイッチＳ₁ を通して第１の積分回路５に入
力され、Ｒ₀ ・Ｃ₀ の時定数で積分されてフィードバッ
ク電圧Ｖ₄ となり、アンプＡ₁ の非反転入力に加えられ
る。

【００４２】１０はサンプル・ホールド回路で、励磁磁
界に同期してＯＮ／ＯＦＦされるスイッチＳ₃ ，Ｓ
₄ と、これらのスイッチと接地間にそれぞれ接続された
コンデンサとアンプＡ₄ ，Ａ₅ ，Ａ₆ とで構成されてい
る。このサンプル・ホールド回路は、ノイズ除去回路４
の出力Ｖ₃ を入力して、励磁の切替わり時に発生する誘
導ノイズを除いた流量信号だけをホールドする。

【００４３】１１はＡ／Ｄ変換回路、１２はＣＰＵ、１
３は表示器である。今、図２の時刻ｔ₁ で初めて入力信
号Ｖ₁ が印加されて動作がスタートすると仮定する。ま
た、Ｔ_M ＝（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ＋Ｔ₃ ＋Ｔ₄ ）を電磁流量計の
計測の一周期とする。

【００４４】 先ず期間Ｔ₁ の動作を説明する。 時刻ｔ₁ でプラスの入力Ｖ₁ が印加された時、第１の積
分回路５の出力であるフィードバック電圧Ｖ₄ は初期値
のゼロで、スイッチＳ₁ はＯＦＦであるため、期間Ｔ₁
の間にわたりフィードバック電圧Ｖ₄ はゼロに保持され
る。

【００４５】このため、アンプＡ₁ の出力Ｖ₂ はマイナ
スの一定値 Ｖ₂ ＝−（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）・Ｖ₁ となる。

【００４６】この出力Ｖ₂ が第２の積分回路６の時定数
Ｒ₃ ・Ｃ₁ のＲＣ直列回路で積分されてコンデンサＣ₁
に充電される。そして、利得１のバッファーアンプＡ₃
でインピーダンス変換されて積分回路６の出力、つまり
ノイズ除去回路４の出力Ｖ₃となる。

【００４７】アンプＡ₁ の出力Ｖ₂ は期間Ｔ₁ の間にわ
たり前記マイナスの一定値を保持するため、第２の積分
回路６の出力つまりノイズ除去回路４の出力Ｖ₃ は図２
に示すようにゼロからマイナス方向に指数関数的に減少
する。

【００４８】 次に期間Ｔ₂ の動作を説明する。 時刻ｔ₂ でスイッチＳ₁ がＯＮすると、前記マイナスの
値の出力Ｖ₃ が第１の積分回路５によってＲ₀ ・Ｃ₀ の
時定数で積分され、図２のようにプラス方向に上昇する
フィードバック電圧Ｖ₄ となる。

【００４９】このフィードバック電圧がアンプＡ₁ の非
反転入力に印加され、かつアンプＡ ₁ の反転入力には、
そのときの入力Ｖ₁ が抵抗Ｒ₁ を介して印加されている
ため、この時のアンプＡ₁ の出力Ｖ₂ は Ｖ₂ ＝−（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）・Ｖ₁ ＋〔（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）＋
１〕・Ｖ₄ の関係で、フィードバック電圧Ｖ₄ に伴なって変化す
る。

【００５０】時定数Ｒ₀ ・Ｃ₀ は図７の従来技術の回路
に比べて小さな値に選んであるため、フィードバック電
圧Ｖ₄ は急速にプラス方向に増加し、これに伴ないマイ
ナスの値の出力Ｖ₂ は図２に示すようにゼロに向って急
速に上昇する波形となる。

【００５１】この出力Ｖ₂ をＲ₃ ・Ｃ₁ の時定数で積分
した値である出力Ｖ₃ もゼロ方向に向う波形となるが、
時定数Ｒ₃ ・Ｃ₁ のＲＣ直列回路の積分効果による位相
的な遅れのため、アンプＡ₁ の出力Ｖ₂ がゼロとなり、
その後プラスの値となっても、第２の積分回路６の出力
Ｖ₃ はしばらくマイナスの値をとり続ける。

【００５２】時定数Ｒ₃ ・Ｃ₁ 及びＲ₀ ・Ｃ₀ を適切に
選ぶことにより、期間Ｔ₂ の最終時点で、第２の積分回
路６の出力でかつノイズ除去回路４の出力でもある出力
Ｖ₃の値をほぼゼロにすることが可能で、そのようにし
てある。

【００５３】 次に期間Ｔ₃ の動作を説明する。 時刻ｔ₃ でスイッチＳ₁ がＯＦＦすると、第１の積分回
路４の出力であるフィードバック電圧Ｖ₄ は期間Ｔ₂ の
最終時点の値Ｖ₄ （ｔ₃ ）を期間Ｔ₃ の間にわたり保持
する。

【００５４】またその時刻ｔ₃ で入力Ｖ₁ がプラスの値
からマイナスの値に切替わるので、アンプＡ₁ の出力Ｖ
₂ は Ｖ₂ ＝−（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）・Ｖ₁ ＋〔（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）＋
１〕・Ｖ₄ の値となって期間Ｔ₂ の間保持される。

【００５５】この出力Ｖ₂ の値は、図２のように、期間
Ｔ₂ の最終値Ｖ₂ （ｔ₃ ）と、時刻ｔ₃ における入力Ｖ
₁ の変化分２Ｖ₁ を（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）倍した値の合計であ
るが、これら二つの値Ｖ₂ （ｔ₃ ）と２Ｖ₁ ・（Ｒ₂ ／
Ｒ₁ ）は共にプラスの値であるため、アンプＡ₁ の出力
Ｖ₂ は期間Ｔ₁ のときの値−（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）・Ｖ₁ に比
べて大幅に増加したことになる。

【００５６】第２の積分回路６の出力であるノイズ除去
回路４の出力Ｖ₃ は、この期間Ｔ₂の間の前記出力Ｖ₂
をＲ₃ ・Ｃ₁ の時定数で積分した値であり、かつ時刻ｔ
₃ における出力Ｖ₂ の増加が大きいため、急速にプラス
方向に変化する。

【００５７】この結果、従来技術の図７の回路における
出力Ｅ₂ に比べて第１実施例の出力Ｖ₃ の値は大きなも
のとなる。 次に期間Ｔ₄ の動作を説明する。

【００５８】時刻ｔ₄ でスイッチＳ₁ がＯＮし、プラス
の値の出力Ｖ₃ を第１の積分回路５がＲ₀ ・Ｃ₀ の時定
数で積分する。時定数Ｒ₀ ・Ｃ₀ は前述のように、図７
の回路の時定数Ｒ₁₀、・Ｃ₁₀に比べて小さな値であるた
め、フィードバック電圧Ｖ₄ は急速にゼロに向い、これ
に伴ないアンプＡ₁ の出力Ｖ₂ も急速にゼロに向うが、
第２の積分回路６の出力つまりノイズ除去回路４の出力
Ｖ₃ は、Ｖ₂ ＞Ｖ₃ の間は増加し続け、Ｖ₂ ＜Ｖ₃ とな
った時点以後はゼロに向って減少する波形となる。

【００５９】こうして、第２の積分回路６の出力つまり
ノイズ除去回路４の出力Ｖ₃ の変化はアンプＡ₁ の出力
Ｖ₂ に対して位相的に遅れを伴なった動作となり、出力
Ｖ₂がゼロとなっても出力Ｖ₃ は未だプラスの値を保つ
ため、第１の積分回路５の出力であるフィードバック電
圧Ｖ₄ はゼロとなる。そしてゼロを通過して更にマイナ
ス方向の値としてその絶対値が増加し続け、マイナスの
値のフィードバック電圧Ｖ₄ がアンプＡ₁ の非反転入力
にフィードバックされることにより、アンプＡ ₁ の出力
Ｖ₂ もマイナスの値となり、更にマイナス方向にその絶
対値が増加する。

【００６０】期間Ｔ₄ の最終時点におけるアンプＡ₁ の
出力Ｖ₂ の絶対値は、前記期間Ｔ₂の最終時点における
アンプＡ₁ の出力Ｖ₂ の絶対値に比べかなり増大してい
る。これに伴ない出力Ｖ₃ とフィードバック電圧Ｖ₄ の
値も半周期の間に増加している。

【００６１】以上で第１周期Ｔ_M の間の動作の説明を終
える。 第２周期になると、時刻ｔ₅ つまりｔ₁ ′でスイッ
チＳ₁ がＯＦＦ、入力Ｖ₁ がプラスの値となって最初か
らの動作〜を繰り返す。

【００６２】但し、この第２周期における期間Ｔ₁ ′で
は、第２の積分回路５の出力であるフィードバック電圧
Ｖ₄ の値は、初期値のゼロではなく期間Ｔ₄ の最終値で
大きなマイナスの値となったＶ₄ （ｔ₅ ）である。

【００６３】またアンプＡ₁ の出力Ｖ₂ は、時刻ｔ₁ ′
で入力Ｖ₁ がマイナスからプラスにに変化した変化量２
Ｖ₁ を（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）倍した分だけ減少し、その分出力
Ｖ₂の絶対値は増加する。

【００６４】この出力Ｖ₂ をＲ₃ ・Ｃ₁ の時定数で積分
した第２の積分回路６の出力つまりノイズ除去回路４の
出力Ｖ₃ の絶対値は第１周期Ｔ_M の期間Ｔ₁ ，Ｔ₂ にお
ける出力Ｖ₃ の絶対値よりも大きくなる。

【００６５】このような第１，第２，第３，…周期の繰
り返しにより、出力Ｖ₂ ，Ｖ₃ 及びフィードバック電圧
Ｖ₄ は周期を繰り返す毎に次第に増加する。つまり、ノ
イズ除去回路４は、上述のようにフィードバック系とし
て作動させることで、一種の共振回路として働らく。

【００６６】但し、適切な回路定数の選定により、増幅
度がどこまでも大きくならずに、数周期で一定の増幅度
に達し、励磁に同期した方形波信号に対する安定な増幅
器を構成することが可能で、そのようにしてある。

【００６７】このノイズ除去回路で構成された増幅器の
増幅度は（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）より大きくなり、増幅度を大き
くする程ノイズ除去の点で有利であるが、あまり大きく
すると、つまり共振的にし過ぎると、フィードバック系
として不安定になり易いので、本来の増幅度である（Ｒ
₂ ／Ｒ₁ ）の１．５〜３倍程度にするのが有利と考え
る。

【００６８】なお、このノイズ除去回路で直流のオフセ
ット電圧を除去できることは、改めて説明を要しない。
ノイズ除去回路４の出力Ｖ₃ はサンプル・ホールド回路
１０で励磁の切替わり時に発生する誘導ノイズを除いた
流量信号だけがホールドされる。このようなサンプル・
ホールド回路１０の動作は前記従来技術の特開平２−１
２０１８号公報で周知なので、ここではその詳細説明を
省略する。

【００６９】サンプル・ホールド回路１０でホールドさ
れた流量信号の値は、Ａ／Ｄ変換回路１１でデジタル量
に変換され、ＣＰＵ１２で演算処理して、表示器１３で
積算値や瞬間値を表示する。

【００７０】また、積算値や瞬間値をコード信号として
外部へ出力することも可能である。

【００７１】

【第２実施例】図３と図４に基いて本発明の第２実施例
を説明する。図３は前記第１実施例の図１におけるノイ
ズ除去回路４に相当する部分だけを示したもので、図３
に示してない他の部分は図１の第１実施例と同じであ
る。

【００７２】この第２実施例は、図１の第１実施例にお
ける抵抗Ｒ₁ ，Ｒ₂ ，アンプＡ₁ 及び第２の積分回路６
と同様の動作をする回路を、積分型増幅器７に置き替え
たものである。つまり、図１の第１実施例における第２
の積分回路６を廃止して、アンプＡ₁ に帰還用コンデン
サＣ₂ を、抵抗Ｒ₂ に並列に接続して、アンプＡ₁ の増
幅器と積分器の機能とを持たせたもので、いわば積分型
増幅器７を構成する。

【００７３】この新たな積分型増幅器７の時定数はＲ₂
・Ｃ₂ で決まり、図１の第１実施例における第２の積分
器６の時定数Ｒ₃ ・Ｃ₁ と Ｒ₂ ・Ｃ₂ ＝Ｒ₃ ・Ｃ₁ の関係にすることで、図３の第２実施例は、図１の実施
例と、全体として殆ど同一の動作をする。

【００７４】なお、図３の第２実施例では、アンプＡ₁
の出力つまりノイズ除去回路４の出力をスイッチＳ₁ を
通じて第１の積分回路５に印加している。図３の回路の
動作は、積分型増幅器７が図１の第２の積分回路６の機
能を兼ね備えているため、図２のタイミング図における
出力Ｖ₂ に相当する波形は無く、積分型増幅器７の出力
は図１における第２の積分器６の出力即ちノイズ除去回
路４の出力と同一であるから、同じ記号Ｖ₃ とした。

【００７５】入力Ｖ₁ が入ると、期間Ｔ₁ の間では、ス
イッチＳ₁ がＯＦＦのため積分型増幅器７が入力Ｖ₁ を
（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）倍するとともに、Ｒ₂ ・Ｃ₂ の時定数で
積分して出力Ｖ₃ とする。

【００７６】期間Ｔ₂ になってからスイッチＳ₁ がＯＮ
して、位相的に遅れた出力Ｖ₃ を第１の積分回路５でＲ
₀ ・Ｃ₀ の時定数で積分し、積分型増幅器７を構成する
アンプＡ₁ の非反転入力にフィードバックすることで、
全体として図１のノイズ除去回路４と全く同様の動作を
する。

【００７７】この結果、この第２実施例も、第１実施例
と同様に、励磁に同期した方形波信号に対してのみ増幅
度が大きくなる共振的な増幅器を構成し、流量信号だけ
を選択的に増幅することができる。

【００７８】そして、その構成は、従来の図７の回路に
対して、１個のコンデンサＣ₂ を付加し、第１の積分回
路６の時定数Ｒ₀ ・Ｃ₀ を図７の積分回路２１の時定数
Ｒ₁₀・Ｃ₁₀より小さい適切な値は選定するだけで可能と
なった。

【００７９】

【第３実施例】図５の第３実施例は図２の第２実施例の
回路の抵抗Ｒ₁ に直列に別のスイッチＳ₂ を接続したも
ので、この別のスイッチＳ₂ は図６のタイミング図にＳ
₂ で示すタイミングでＯＮ／ＯＦＦする。

【００８０】図１の電極２ａ，２ｂ間には、励磁が切り
替わった直後にスパイク状の誘導ノイズが発生して流量
信号に重畳する。これを同図の前置増幅器３で増幅した
ものが、図５のノイズ除去回路４の入力Ｖ₁ ′である。

【００８１】この誘導ノイズが大きい場合、図３の第２
実施例では積分型増幅器７の時定数Ｒ₂ ・Ｃ₂ で積分す
ることにより、いわゆる尾引が発生して電磁流量計の零
点変動の原因となる。

【００８２】そのため、図６のタイミング図のように、
誘導ノイズが発生する期間、即ち図６の期間Ｔ_1aの間ス
イッチＳ₂ をＯＦＦにして、ノイズ除去回路４に誘導ノ
イズの悪影響が及ばないようにしたのが図５の第３実施
例である。

【００８３】この第３実施例の基本的動作は図３の第２
実施例と全く同様であるため、各部の波形の記号は図
３，図４と同一にしたが、図４における期間Ｔ₁ を、図
６ではスイッチＳ₂ がＯＦＦの期間Ｔ_1aとそれ以外の期
間Ｔ_1bに分けた。

【００８４】スパイク状の誘導ノイズが重畳する入力信
号Ｖ₁ ′に対する各部の出力Ｖ₃ 、フィードバック電圧
Ｖ₄ の波形は図４と同様であるが、期間Ｔ_1aの間はスイ
ッチＳ₂ がＯＦＦであるので、出力Ｖ₃ は期間Ｔ_1bにな
ってから立上り、期間Ｔ_3aでもスイッチＳ₂ がＯＦＦと
なるため、この期間Ｔ_3aでは出力Ｖ₃ はゆっくりと増加
し、続く期間Ｔ_3bで急速に立上る波形となる。この点以
外は図３の第２実施例と全く同様の動作となる。

【００８５】誘導ノイズの影響を除去する例として、図
３の第２実施例に別のスイッチＳ₂を付加する第３実施
例を図５に示したが、図１の第１実施例に対して、抵抗
Ｒ₁と直列に別のスイッチＳ₂ を接続付加しても同じ動
作と効果が得られる。以上三つの実施例において、励磁
に同期した方形波信号のみを、共振特性を応用して選択
的に増幅してノイズを除去するノイズ除去方法と、それ
に使う変換器とを説明した。

【００８６】このような共振特性が得られるのは、第１
実施例においては第１の積分回路５の時定数Ｒ₀ ・Ｃ₀
と第２の積分回路の時定数Ｒ₃ ・Ｃ₁ の間に概略 Ｒ₀ ・Ｃ₀ ＝Ｒ₃ ・Ｃ₁ の関係がある場合で、更に励磁周波数をｆ_L とすると、
概略 ｆ_L ／２＝１／（２πＲ₀ ・Ｃ₀ ） の関係がある場合である。

【００８７】また第２実施例においては、共振特性が得
られるのは、第１の積分回路５と積分型増幅器７の各時
定数の間に概略 Ｒ₀ ・Ｃ₀ ＝Ｒ₂ ・Ｃ₂ の関係がある場合で、励磁周波数ｆ_L についても、図１
の第１実施例の場合と同様に概略 ｆ_L ／２＝１／（２πＲ₀ ・Ｃ₀ ） の関係がある場合である。

【００８８】以上のような関係のある場合に、ノイズ除
去回路４に共振的な特性が得られるが、スイッチＳ₁ が
ＯＮ／ＯＦＦする期間、つまり期間Ｔ₁ とＴ₂ との比率
によって前記時定数の関係式は若干の影響を受ける。

【００８９】図２のタイミングの説明において、スイッ
チＳ₁ がＯＮする期間Ｔ₂ とＴ₄ はサンプル・ホールド
回路１０で信号をサンプリングする期間と一致させた
が、これに限定するものでなく、サンプリング期間とは
独立して決めることができる。

【００９０】但し、ノイズを信号の一部としてサンプリ
ングするこのサンプリング期間だけスイッチＳ₁ をＯＮ
して、ノイズを第１の積分回路５で積分してフィードバ
ックすることは、ノイズ除去の点で有利である。

【００９１】またスイッチＳ₁ のＯＮ期間Ｔ₂ 及びＴ₄
を小さくする程第２の積分回路６の出力つまりノイズ除
去回路４の出力Ｖ₃ の位相的な遅れが大きくなるため、
共振特性は強くなる反面、安定でノイズ除去能力の高い
回路条件を見付けにくくなる傾向がある。スイッチＳ₂
のＯＮ期間Ｔ₂ 及びＴ₄ は励磁の半周期の６０％〜５０
％程度が良好な条件を得易い。

【００９２】別のスイッチＳ₂ のＯＮ期間を、時刻ｔ₃
又はｔ₅ より早く終了すること、つまり期間Ｔ₂ 及びＴ
₄ の最終の５〜２０ｍＳの間はスイッチＳ₂ をＯＦＦす
ることも、ノイズ除去能力の向上の点で良好な結果が得
易い。

【００９３】ノイズ除去回路４は第１の積分回路５の他
に積分機能を付加したことによるフィードバック系の位
相的な遅れにより、励磁に同期した方形波信号に対して
だけ共振的に増幅する性質を持った。

【００９４】これによる増幅度は（Ｒ₂ ／Ｒ₁ ）より大
きくなる一方、励磁と同じ周波数であっても方形波以外
の波形や位相が異なるノイズに対しては共振的に増幅し
ない。

【００９５】また周波数の異なる波形、つまり共振しな
い周波数成分の入力波形に対しては、第１の積分回路５
はハイパスフィルタとして、第２の積分回路６はローパ
スフィルタとして働らく。

【００９６】以上のように、流量信号に対する共振的増
幅と、ノイズに対するフィルタ効果によって、流体ノイ
ズの周波数帯のうちで、測定のばらつきの最も大きな原
因となる励磁と同一の周波数や励磁周波数に近い上下の
周波数のノイズに対して強力な除去能力を発揮する。

【００９７】こうして、流体ノイズを強力に減衰させる
一方、励磁に同期した方形波の流量信号のみを選択的に
増幅することが可能となり、出力のばらつきを大幅に低
減できた。

【００９８】また、商用電源の５０Ｈｚや６０Ｈｚの誘
導ノイズは、励磁周期数ｆ_L を商用周波数よりも大きく
離れた低い周波数に定めることで強力に除去できる。な
お、図５の第３実施例では別のスイッチＳ₂ を期間Ｔ_1a
の間ＯＦＦすることにより、スイッチＳ₂ をＯＦＦしな
い場合に比較して、同じ回路定数でも増幅度が小さくな
って良好なノイズ除去特性を見付けにくくなる。特に期
間Ｔ_1aを長くしてスイッチＳ₁ のＯＦＦ期間に近づけた
場合は、良好な結果を得る回路定数は限定される。

【００９９】しかし、限定される分だけ、信号とノイズ
の選択性はよりシャープになり、良好なノイズ除去回路
となる傾向がある。以上のように、すぐれた特性のノイ
ズ除去回路を、電池駆動の電磁流量計に適した低消費電
力でかつ簡単な回路構成で実現できた。

【０１００】特に、図３の第２実施例では、従来技術の
回路にコンデンサＣ₂ を１個付加して、回路定数を選定
するだけであり、実質的に電力を消費するのは２個の演
算増幅器Ａ₁ とＡ₂ だけである。この演算増幅器もプロ
グラマブルの演算増幅器を使用すれば、ノイズ除去回路
全体でわずか３〜４μＡの消費電流で動作可能である。

【０１０１】

【発明の効果】本発明のノイズ除去方法と、変換器は上
述のように構成されているので、次の（１）〜（４）の
効果を奏する。

【０１０２】（１） 流体ノイズを減衰させることがで
き、出力のばらつきを大幅に低減できる。 （２） ばらつきが大幅に低減したため、Ａ／Ｄ変換回
路（１１）の飽和を心配せずに信号レベルを大きくでき
るので、Ａ／Ｄ変換回路のダイナミックレンジが有効に
使用でき、計測精度が向上する。

【０１０３】（３） 商用ＡＣ電源からの５０Ｈｚや６
０Ｈｚの誘導ノイズを強力に除去することができる。こ
のため、励磁のタイミングをＡＣ電源に同期させる必要
がなくなり、電池駆動に適するものとなった。

【０１０４】（４） ノイズ除去のために消費電力の大
きな高速のＣＰＵを使用する必要がなく、この点でも電
池駆動に適したノイズ除去回路を実現できた。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の変換器を備えた電磁流量計の第１実施
例の要部回路図。

【図２】図１の回路のタイミング図。

【図３】本発明の変換器の第２実施例の要部回路図。

【図４】図３の回路のタイミング図。

【図５】本発明の変換器の第３実施例の要部回路図。

【図６】図５の回路のタイミング図。

【図７】従来技術の回路図。

【図８】図７の従来技術のタイミング図。

【符号の説明】

２ａ，２ｂ 電極 ３ 前置増幅器 ４ ノイズ除去回路 ５ 第１の積分回路 ６ 第２の積分回路 ７ 積分型増幅器 Ａ₁ アンプ Ｓ₁ スイッチ Ｔ₂ ，Ｔ₄ ，Ｔ₂ ′，Ｔ₄ ′ 期間 Ｖ₁ 流量信号 Ｖ₂ 出力 Ｖ₃ 出力 Ｖ₄ 出力（フィードバック電圧）

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成６年５月１６日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項 ４

【補正方法】変更

【補正内容】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２０】これに伴ない磁界の発生に使える電力は必
然的に小さくなり、電極間に誘起する起電力は流速１ｍ
／ｓ当り２〜５μＶと小さくなった。一方、電極には電
気化学的ノイズの他に、高速流体ノイズとかフローノイ
ズと呼ばれる、流速により比例的に増大する流体ノイズ
が発生する。この流体ノイズは１／ｆ特性を示す電気化
学的ノイズに比べて高い周波数成分のノイズが相対的に
大きく、流速が１０ｍ／ｓに近付くとノイズレベルが１
００μＶにも達し、流体の導電度が小さくなると、更に
増大する傾向にある。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３１】請求項３の電磁流量計の変換器は、請求項
２のアンプ（Ａ₁）と第２の積分回路（６）とを一つの
積分型増幅器（７）として構成したことを特徴とする。
請求項４の電磁流量計の変換器は、請求項２又は３の発
明において、抵抗（Ｒ ₁）に直列に挿入したスイッチ
（Ｓ₂）を励磁の切り換りに伴う誘導ノイズが発生する
期間（Ｔ_1a）だけＯＦＦすることを特徴とする。請求項
５の電磁流量計の変換器は、請求項１又は２の発明にお
いて、スイッチ（Ｓ₁）のＯＮ期間が励磁の半周期の後
半であることを特徴とする。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３２】そして、請求項６の電磁流量計の変換器
は、請求項１又は２の発明において、スイッチ（Ｓ₁）
がＯＮする期間（Ｔ₂，Ｔ₄，Ｔ₂′，Ｔ₄′，…）を信号
をサンプリングする期間と一致させたことを特徴とす
る。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００７２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００７２】この第２実施例は、図１の第１実施例にお
ける抵抗Ｒ₁，Ｒ₂，アンプＡ₁及び第２の積分回路６と
同様の動作をする回路を、積分型増幅器７に置き替えた
ものである。つまり、図１の第１実施例における第２の
積分回路６を廃止して、アンプＡ₁に帰還用コンデンサ
Ｃ₂を、抵抗Ｒ₂に並列に接続して、アンプＡ ₁に増幅器
と積分器の機能とを持たせたもので、いわば積分型増幅
器７を構成する。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００７８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００７８】そして、その構成は、従来の図７の回路に
対して、１個のコンデンサＣ₂を付加し、第１の積分回
路６の時定数Ｒ₀・Ｃ₀を図７の積分回路２１の時定数Ｒ
₁₀・Ｃ₁₀より小さい適切な値に選定するだけで可能とな
った。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００９２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００９２】別のスイッチＳ₂のＯＮ期間を、時刻ｔ₃又
はｔ₅より早く終了すること、つまり期間Ｔ₂及びＴ₄の
最終の５〜２０ｍｓの間はスイッチＳ₂をＯＦＦするこ
とも、ノイズ除去能力の向上の点で良好な結果が得易
い。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００９８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００９８】また、商用電源の５０Ｈｚや６０Ｈｚの誘
導ノイズは、励磁周波数ｆ_Lを商用周波数よりも大きく
離れた低い周波数に定めることで強力に除去できる。な
お、図５の第３実施例では別のスイッチＳ₂を期間Ｔ_1a
の間ＯＦＦすることにより、スイッチＳ₂をＯＦＦしな
い場合に比較して、同じ回路定数でも増幅度が小さくな
って良好なノイズ除去特性を見付けにくくなる。特に期
間Ｔ_1aを長くしてスイッチＳ₁のＯＦＦ期間に近づけた
場合は、良好な結果を得る回路定数は限定される。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周期的に極性が変る方形波の励磁磁界に
   よって流体の流量を計測する電磁流量計において、 方形波の流量信号（Ｖ₁ ）を増幅・積分した出力
   （Ｖ₃ ）を、励磁に同期した期間（Ｔ₂ ）積分し、この
   積分出力（Ｖ₄ ）を前記方形波の流量信号に対して差動
   的に前記増幅・積分の入力としてフィードバックするこ
   とにより、励磁に同期した方形波の流量信号を選択的に
   増幅するようにしたことを特徴とする電磁流量計におけ
   るノイズ除去方法。
2. 【請求項２】 周期的に極性が変る方形波の励磁磁界に
   よって流体の流量を計測する電磁流量計において、 方形波の流量信号（Ｖ₁ ）を増幅するアンプ（Ａ₁ ）
   と、アンプ（Ａ₁ ）の出力（Ｖ₂ ）を積分する第２の積
   分回路（６）と、励磁に同期してＯＮするスイッチ（Ｓ
   ₁ ）と、このスイッチ（Ｓ₁ ）がＯＮの期間だけ前記第
   ２の積分回路（６）の出力（Ｖ₃ ）を積分する第１の積
   分回路（５）と、この積分回路（５）の出力（Ｖ₄ ）を
   前記アンプ（Ａ₁ ）に入力するフィードバックループと
   を具備したことを特徴とする請求項１のノイズ除去方法
   の実施に用いる電磁流量計の変換器。
3. 【請求項３】 アンプ（Ａ₁ ）と第２の積分回路（６）
   とを一つの積分型増幅器（７）として構成したことを特
   徴とする請求項２の電磁流量計の変換器。
4. 【請求項４】 抵抗（Ｒ₁）に直列に挿入したスイッチ
   （２）を励磁の切り換りに伴う誘導ノイズが発生する期
   （Ｔ_1a）だけＯＦＦすることを特徴とする請求項２又は
   請求項３の変換器。
5. 【請求項５】 スイッチ（Ｓ₁ ）のＯＮ期間が励磁の半
   周期の後半であることを特徴とする請求項１又は２記載
   の電磁流量計の変換器。
6. 【請求項６】 スイッチ（Ｓ₁ ）がＯＮする期間（Ｔ
   _{2 ,} Ｔ₄ ，Ｔ₂ ′_, Ｔ ₄ ′，…）を信号をサンプリング
   する期間と一致させたことを特徴とする請求項１又は２
   記載の電磁流量計の変換器。