JPH0787697B2 - Ｐｗｍインバ−タの制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御方法Info
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- JPH0787697B2 JPH0787697B2 JP61281938A JP28193886A JPH0787697B2 JP H0787697 B2 JPH0787697 B2 JP H0787697B2 JP 61281938 A JP61281938 A JP 61281938A JP 28193886 A JP28193886 A JP 28193886A JP H0787697 B2 JPH0787697 B2 JP H0787697B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明はPWMインバータの制御方法に関する。
（従来の技術） 第４図はPWMインバータの主回路図である。直流電源
１、コンデンサ２、自己消弧形半導体素子を用いたイン
バータ３から成る。図では負荷として誘導電動機４が接
続されている。PWMインバータでは直流電圧は一定であ
り、出力電圧の制御はインバータ３のPWM制御により行
われる。最近は出力線間電圧を正弦波近似とするため正
弦波PWM制御を行うようになった。
１、コンデンサ２、自己消弧形半導体素子を用いたイン
バータ３から成る。図では負荷として誘導電動機４が接
続されている。PWMインバータでは直流電圧は一定であ
り、出力電圧の制御はインバータ３のPWM制御により行
われる。最近は出力線間電圧を正弦波近似とするため正
弦波PWM制御を行うようになった。
正弦波PWM制御方式には「360゜PWMを行う方式と、240゜
間のオンオフでPWMをおこない残りの120゜はスイッチン
グを行わないで、同時２相のみをスイッチングする方
式」とがある（上山直彦「ニュードライブエレクトロニ
クス」昭57.7.25電気書院、p75）。ここでは前者を３層
PWM、後者を２相PWMと呼ぶことにする。PWM制御方式
は、運転周波数と変調周波数との関係から同期式と非同
期式とにも分類される（同文献p70）。
間のオンオフでPWMをおこない残りの120゜はスイッチン
グを行わないで、同時２相のみをスイッチングする方
式」とがある（上山直彦「ニュードライブエレクトロニ
クス」昭57.7.25電気書院、p75）。ここでは前者を３層
PWM、後者を２相PWMと呼ぶことにする。PWM制御方式
は、運転周波数と変調周波数との関係から同期式と非同
期式とにも分類される（同文献p70）。
同期式にて３相PWMと２相PWMとを比較すると、２相PWM
の方が優れている。ひとつには誘導電動機運転時の不安
定現象（振動現象）が現れにくいこと、またひとつには
損失が少ないことである。これを第５図、第６図、第７
図に基づいて説明する。
の方が優れている。ひとつには誘導電動機運転時の不安
定現象（振動現象）が現れにくいこと、またひとつには
損失が少ないことである。これを第５図、第６図、第７
図に基づいて説明する。
第５図は２相PWMの説明図、第６図は３相PWMの説明図で
ある。両図において、（ａ）は電圧基準パターンと搬送
波の比較の様子であり、（ｂ）はそれにより得られるＵ
相PWM信号、（ｃ）はＵ相の正側アームのスイッチ素子U
Pに与えられるドライブ信号、（ｄ）はＵ相の負側アー
ムのスイッチ素子UNに与えられるドライブ信号、（ｅ）
はＵ相出力電圧、（ｆ）はＶ相出力電圧、（ｇ）はUV線
間電圧である。電圧形インバータでは同一相の正側アー
ムのスイッチ素子と負側アームのスイッチ素子は交互に
オン／オフされるが、もしも同一相の正側と負側のスイ
ッチ素子が同時にオンすると直流電源が短絡され、スイ
ッチ素子に過電流が流れて、スイッチ素子を破壊してし
まうので、同時にオンすることがないようオフのタイミ
ングに対して、オンのタイミングを遅れさせている。し
たがってＵ相のドライブ信号は（ｃ）、（ｄ）の実線の
様になり、正側、負側双方の素子がオフの期間が存在す
る。このため、Ｕ相出力電圧（ｅ）には出力電圧が不定
の期間が生じる。図では正側、負側何れかの素子がオン
しており、電圧が確定している期間を実線で、どちらの
素子もオフしており電圧が不定の期間を点線で示してい
る。この不定期間の電圧は、そのときの電流方向で定ま
る。例えば、第４図において誘導電動機４に電流が流れ
込んでいたら、その電流は、直流電源の負側からスイッ
チ素ング子UNに逆並列接続されているダイオードを介し
て流れる。したがって電圧は負となる。逆に誘導電動機
４から電流が流れ出していたら、その電流はスイッチン
グ素子UPに逆並列接続されているダイオードを介して直
流電源の正側に流れ込む。したがって電圧は正となる。
この様に電圧を制御しているにもかかわらず、その電圧
が電流の影響を受けて変動してしまう。Ｖ相（ｆ）Ｗ相
（省略）でも同様である。（ｇ）はUV線間電圧であるが
やはり電圧が確定している期間を実線で、不定期間を点
線で示している。（ｇ）にて矢印で示している箇所で
は、Ｕ相の基準とＶ相の基準の大きさが同程度であるた
め、ほとんど同時にどちらもスイッチングし、Ｕ相電
圧、Ｖ相電圧が共に不定になっている。この期間につい
て第７図を用いて説明する。第７図において（Ｉ）はＵ
相、Ｖ相の出力電圧の拡大図である。Ｕ相電圧はタイミ
ングt1まで負であり、タイミング（t1＋Δｔ）以降は正
である。t1から（t1＋Δｔ）の間が不定期間となる。Ｖ
相電圧も同様にタイミングt2まで負、タイミング（t2＋
Δｔ）以降は正であり、t2から（t2＋Δｔ）の期間が不
定期間である。このときＵ相、Ｖ相の不定期間の電圧は
各々の相電流の方向で正になるか負になるかが定まり、
その組合せは（II）、（III）、（IV）、（Ｖ）に示す
ように４通りある。（II）はＵ相、Ｖ相ともに制御信号
に対して遅れなく電圧が変化して、（t2−t1）の幅の正
電圧パルスが、線間電圧に現れている。（Ｖ）はどちら
も不定期間の遅れの後電圧が変化した場合であり、線間
電圧に現れるパルスの幅はやはり（t2−t1）となる。こ
の場合はパルスの位相が制御信号に対してΔｔだけ遅れ
るのみである。（III）ではＵ相は遅れなく変化し、Ｖ
相のみΔｔ遅れて変化している。線間電圧には（t2−t1
＋Δｔ）の幅のパルスが現れ、Δｔだけ幅が広くなる。
（IV）ではＵ相がΔｔ遅れＶ相は遅れなく変化する。線
間電圧には（t1＋Δｔ−t2）の幅の負電圧パルスが現れ
る。この様に、そのときの電流方向によってパルスの位
置が変わったり、パルス幅が変わったり、パルスの正負
が逆になってしまったりする。もっとも好ましくないの
は、正電圧パルスを出力すべきときに負電圧パルスを出
力してしまう（IV）の場合である。さて、第５図、第６
図に戻り、２相PWMと３相PWMのどちらがこの影響を受け
易いかを調べる。第５図（２相PWM）の場合、Ｕ相電圧
（ｅ）、Ｖ相電圧（ｆ）のそれぞれがPWMを行うのは240
度間であり、残りの120度間はPWMしない。しかも、PWM
しない120度間は相互にずれている。その結果、Ｕ相と
Ｖ相との双方が同時にPWMするのは120度間のみとなり、
しかも線間電圧の零付近のみである。残りの期間はどち
らかの相だけがPWMすることによって線間電圧を発生し
ている。したがって、制御信号と逆の電圧パルスを発生
する期間は少ないし、発生する期間も線間電圧の零付近
であるため、線間電圧に対する影響は少ない。これに対
して第６図（３相PWM）の場合にはＵ相電圧（ｅ）、Ｖ
相電圧（ｆ）のどちらも360度間PWMを行っている。した
がって、全てのスイッチングに制御信号と逆の電圧パル
スを発生する可能性を秘めている。第６図では電圧が高
いため、Ｕ相、Ｖ相の電圧基準パターンの値が同程度に
なりスイッチングがほぼ同時に行われるのは線間電圧零
付近のみであるが、電圧が低くなると電圧基準パターン
の値が同程度になる範囲は広がってゆく。微少電圧出力
時は360度間のどのスイッチングでも制御信号と逆の線
間電圧パルスを出力し得る。２相PWMに比べて３相PWMは
電動機電流によって出力電圧が変動しやすいといえる。
このため、なんらかの原因で電動機電流が変動すると、
それにより出力電圧が変動し、この出力電圧変動により
電動機電流が更に変動する、いわゆる不安定現像が発生
しやすい。
ある。両図において、（ａ）は電圧基準パターンと搬送
波の比較の様子であり、（ｂ）はそれにより得られるＵ
相PWM信号、（ｃ）はＵ相の正側アームのスイッチ素子U
Pに与えられるドライブ信号、（ｄ）はＵ相の負側アー
ムのスイッチ素子UNに与えられるドライブ信号、（ｅ）
はＵ相出力電圧、（ｆ）はＶ相出力電圧、（ｇ）はUV線
間電圧である。電圧形インバータでは同一相の正側アー
ムのスイッチ素子と負側アームのスイッチ素子は交互に
オン／オフされるが、もしも同一相の正側と負側のスイ
ッチ素子が同時にオンすると直流電源が短絡され、スイ
ッチ素子に過電流が流れて、スイッチ素子を破壊してし
まうので、同時にオンすることがないようオフのタイミ
ングに対して、オンのタイミングを遅れさせている。し
たがってＵ相のドライブ信号は（ｃ）、（ｄ）の実線の
様になり、正側、負側双方の素子がオフの期間が存在す
る。このため、Ｕ相出力電圧（ｅ）には出力電圧が不定
の期間が生じる。図では正側、負側何れかの素子がオン
しており、電圧が確定している期間を実線で、どちらの
素子もオフしており電圧が不定の期間を点線で示してい
る。この不定期間の電圧は、そのときの電流方向で定ま
る。例えば、第４図において誘導電動機４に電流が流れ
込んでいたら、その電流は、直流電源の負側からスイッ
チ素ング子UNに逆並列接続されているダイオードを介し
て流れる。したがって電圧は負となる。逆に誘導電動機
４から電流が流れ出していたら、その電流はスイッチン
グ素子UPに逆並列接続されているダイオードを介して直
流電源の正側に流れ込む。したがって電圧は正となる。
この様に電圧を制御しているにもかかわらず、その電圧
が電流の影響を受けて変動してしまう。Ｖ相（ｆ）Ｗ相
（省略）でも同様である。（ｇ）はUV線間電圧であるが
やはり電圧が確定している期間を実線で、不定期間を点
線で示している。（ｇ）にて矢印で示している箇所で
は、Ｕ相の基準とＶ相の基準の大きさが同程度であるた
め、ほとんど同時にどちらもスイッチングし、Ｕ相電
圧、Ｖ相電圧が共に不定になっている。この期間につい
て第７図を用いて説明する。第７図において（Ｉ）はＵ
相、Ｖ相の出力電圧の拡大図である。Ｕ相電圧はタイミ
ングt1まで負であり、タイミング（t1＋Δｔ）以降は正
である。t1から（t1＋Δｔ）の間が不定期間となる。Ｖ
相電圧も同様にタイミングt2まで負、タイミング（t2＋
Δｔ）以降は正であり、t2から（t2＋Δｔ）の期間が不
定期間である。このときＵ相、Ｖ相の不定期間の電圧は
各々の相電流の方向で正になるか負になるかが定まり、
その組合せは（II）、（III）、（IV）、（Ｖ）に示す
ように４通りある。（II）はＵ相、Ｖ相ともに制御信号
に対して遅れなく電圧が変化して、（t2−t1）の幅の正
電圧パルスが、線間電圧に現れている。（Ｖ）はどちら
も不定期間の遅れの後電圧が変化した場合であり、線間
電圧に現れるパルスの幅はやはり（t2−t1）となる。こ
の場合はパルスの位相が制御信号に対してΔｔだけ遅れ
るのみである。（III）ではＵ相は遅れなく変化し、Ｖ
相のみΔｔ遅れて変化している。線間電圧には（t2−t1
＋Δｔ）の幅のパルスが現れ、Δｔだけ幅が広くなる。
（IV）ではＵ相がΔｔ遅れＶ相は遅れなく変化する。線
間電圧には（t1＋Δｔ−t2）の幅の負電圧パルスが現れ
る。この様に、そのときの電流方向によってパルスの位
置が変わったり、パルス幅が変わったり、パルスの正負
が逆になってしまったりする。もっとも好ましくないの
は、正電圧パルスを出力すべきときに負電圧パルスを出
力してしまう（IV）の場合である。さて、第５図、第６
図に戻り、２相PWMと３相PWMのどちらがこの影響を受け
易いかを調べる。第５図（２相PWM）の場合、Ｕ相電圧
（ｅ）、Ｖ相電圧（ｆ）のそれぞれがPWMを行うのは240
度間であり、残りの120度間はPWMしない。しかも、PWM
しない120度間は相互にずれている。その結果、Ｕ相と
Ｖ相との双方が同時にPWMするのは120度間のみとなり、
しかも線間電圧の零付近のみである。残りの期間はどち
らかの相だけがPWMすることによって線間電圧を発生し
ている。したがって、制御信号と逆の電圧パルスを発生
する期間は少ないし、発生する期間も線間電圧の零付近
であるため、線間電圧に対する影響は少ない。これに対
して第６図（３相PWM）の場合にはＵ相電圧（ｅ）、Ｖ
相電圧（ｆ）のどちらも360度間PWMを行っている。した
がって、全てのスイッチングに制御信号と逆の電圧パル
スを発生する可能性を秘めている。第６図では電圧が高
いため、Ｕ相、Ｖ相の電圧基準パターンの値が同程度に
なりスイッチングがほぼ同時に行われるのは線間電圧零
付近のみであるが、電圧が低くなると電圧基準パターン
の値が同程度になる範囲は広がってゆく。微少電圧出力
時は360度間のどのスイッチングでも制御信号と逆の線
間電圧パルスを出力し得る。２相PWMに比べて３相PWMは
電動機電流によって出力電圧が変動しやすいといえる。
このため、なんらかの原因で電動機電流が変動すると、
それにより出力電圧が変動し、この出力電圧変動により
電動機電流が更に変動する、いわゆる不安定現像が発生
しやすい。
次にスイッチング損失について両者を比較する。誘導電
動機電流は、無負荷時には電圧に対してほぼ90度位相が
遅れている。しかし負荷が増えるに従い位相遅れは小さ
くなり、定格負荷時には位相遅れは僅かとなる。第５
図、第６図で相電圧（ｅ）をみると、３相PWMでは常に
スイッチングしているのに対し、２相PWMでは相電圧の
基本数が最大になる電気角付近ではスイッチングせず、
相電圧が小さい間だけスイッチングしている。２相PWM
は１回のスイッチングあたりの損失が大きい相電流のピ
ーク付近ではスイッチングせず、損失が小さい相電流の
零付近でのみスイッチングしていることになる。このた
めスイッチング回数が同じであれば２相PWMの方が損失
が少なくなる。
動機電流は、無負荷時には電圧に対してほぼ90度位相が
遅れている。しかし負荷が増えるに従い位相遅れは小さ
くなり、定格負荷時には位相遅れは僅かとなる。第５
図、第６図で相電圧（ｅ）をみると、３相PWMでは常に
スイッチングしているのに対し、２相PWMでは相電圧の
基本数が最大になる電気角付近ではスイッチングせず、
相電圧が小さい間だけスイッチングしている。２相PWM
は１回のスイッチングあたりの損失が大きい相電流のピ
ーク付近ではスイッチングせず、損失が小さい相電流の
零付近でのみスイッチングしていることになる。このた
めスイッチング回数が同じであれば２相PWMの方が損失
が少なくなる。
この様に、誘導電動機運転時の安定性、スイッチング損
失、何れを比べても２相PWMの方が優れている。これは
どちらも、相電圧の基本波が最大となる電気角付近でPW
Mを行わないことにより生じた長所である。
失、何れを比べても２相PWMの方が優れている。これは
どちらも、相電圧の基本波が最大となる電気角付近でPW
Mを行わないことにより生じた長所である。
（発明が解決しようとする問題点） 以上のように優れた２相PWMであるが同期式では回路が
複雑である。回路が簡単で安価な非同期式で２相PWMで
やろうとすると別の問題が発生する。
複雑である。回路が簡単で安価な非同期式で２相PWMで
やろうとすると別の問題が発生する。
第８図に非同期式における２相PWMのパターン生成法と
それによる出力電圧波形を示す。第８図Ｉ、II、IIIに
おいて（ａ）はそれぞれ基準波と搬送波の比較の様子、
（ｂ）はＵ相出力電圧、（ｃ）はＶ相出力電圧、（ｄ）
はUV線間電圧波形である。（ａ）のように、同期式の場
合と異なり搬送波は連続波形となる。また、同期式の場
合の様に基準波と搬送波とを特定の位相関係で固定する
ことができないので、基準波と搬送波との位相関係はＩ
→II→IIIの様に徐々にずれていく。UV線間電圧（ｄ）
をみると、60度毎にPWMを行わない相に切り換える時点
でパルスの幅が不整になっているのが分かる。しかも、
その不整パルスの幅はＩ、II、IIIで変化している。図
で矢印で示した不整パルスは線間電圧の基本波成分の大
きさが最大となる電気角で生じているから、パルス幅の
変化が線間電圧の基本波成分の大きさに与える影響は大
きい。このため、誘導電動機運転時にこのパルスにより
電流が突出してしまうばかりでなく、先に述べた誘導電
動機運転時の不安定現像の原因となり、同期式において
は安定であった２相PWMが不安定になってしまう。
それによる出力電圧波形を示す。第８図Ｉ、II、IIIに
おいて（ａ）はそれぞれ基準波と搬送波の比較の様子、
（ｂ）はＵ相出力電圧、（ｃ）はＶ相出力電圧、（ｄ）
はUV線間電圧波形である。（ａ）のように、同期式の場
合と異なり搬送波は連続波形となる。また、同期式の場
合の様に基準波と搬送波とを特定の位相関係で固定する
ことができないので、基準波と搬送波との位相関係はＩ
→II→IIIの様に徐々にずれていく。UV線間電圧（ｄ）
をみると、60度毎にPWMを行わない相に切り換える時点
でパルスの幅が不整になっているのが分かる。しかも、
その不整パルスの幅はＩ、II、IIIで変化している。図
で矢印で示した不整パルスは線間電圧の基本波成分の大
きさが最大となる電気角で生じているから、パルス幅の
変化が線間電圧の基本波成分の大きさに与える影響は大
きい。このため、誘導電動機運転時にこのパルスにより
電流が突出してしまうばかりでなく、先に述べた誘導電
動機運転時の不安定現像の原因となり、同期式において
は安定であった２相PWMが不安定になってしまう。
本発明は、回路を簡単、安価にできる非同期式にて、３
相PWMよりも損失が少なく、２相PWMの場合の様に不整パ
ルスを生じないPWM制御方式を得ることを目的とする。
相PWMよりも損失が少なく、２相PWMの場合の様に不整パ
ルスを生じないPWM制御方式を得ることを目的とする。
（問題点を解決するための手段） 同期式において２相PWMが３相PWMよりも損失が少なく安
定なのは、相電圧の基本波が最大になる電気角付近にPW
Mを行わない期間を有するからである。一方、非同期式
の２相PWMにおいて不整パルスを生じたのは、PWMを行わ
ない相を瞬時に切り換えたからである。したがって、相
電圧の基本波が最大になる電気角付近では２相PWM同様
にPWMしない期間を設けるが、その期間を２相PWMよりも
短い期間とし、残りの期間は３相全てをPWMして、PWMを
行わない相の切り換えを徐々に行うようにする。
定なのは、相電圧の基本波が最大になる電気角付近にPW
Mを行わない期間を有するからである。一方、非同期式
の２相PWMにおいて不整パルスを生じたのは、PWMを行わ
ない相を瞬時に切り換えたからである。したがって、相
電圧の基本波が最大になる電気角付近では２相PWM同様
にPWMしない期間を設けるが、その期間を２相PWMよりも
短い期間とし、残りの期間は３相全てをPWMして、PWMを
行わない相の切り換えを徐々に行うようにする。
（作用） 上記の様にPWMすれば不整パルスを生じず、しかも相電
圧の基本波が最大になる電気角付近ではスイッチングし
なくなるので、安定でしかも損失の少ないPWM制御とな
る。
圧の基本波が最大になる電気角付近ではスイッチングし
なくなるので、安定でしかも損失の少ないPWM制御とな
る。
（実 施 例） 実施例の構成 第１図に本発明の１実施例の構成図を示す。第１図にお
いて、１〜４は第４図と同じである。10はインバータの
運転周波数に比例した電圧を出力する周波数指令器、11
は周波数指令器10の出力電圧に比例した周波数のパルス
を出力するV/Fコンバータ、12はV/Fコンバータ11の出力
するパルスを積算して出力するカウンタ、13は周波数指
令器10の出力する電圧をディジタル量に変換するA/Dコ
ンバータ、14a,14b,14cはカウンタ12の出力する積算値
とA/Dコンバータ13の出力するディジタル量とでアドレ
ス指令されるROMであり、電圧基準パターンが書き込ま
れている。
いて、１〜４は第４図と同じである。10はインバータの
運転周波数に比例した電圧を出力する周波数指令器、11
は周波数指令器10の出力電圧に比例した周波数のパルス
を出力するV/Fコンバータ、12はV/Fコンバータ11の出力
するパルスを積算して出力するカウンタ、13は周波数指
令器10の出力する電圧をディジタル量に変換するA/Dコ
ンバータ、14a,14b,14cはカウンタ12の出力する積算値
とA/Dコンバータ13の出力するディジタル量とでアドレ
ス指令されるROMであり、電圧基準パターンが書き込ま
れている。
15a,15b,15cはROM14a,14b,14cの出力するディジタル量
をアナログ量に変換するD/Aコンバータである。D/Aコン
バータ15a,15b,15cの出力はそれぞれ比較器16a,16b,16c
に入力される。比較器16a,16b,16cには、三角波発生器1
7の出力する三角波も入力されており、D/Aコンバータ15
a,15b,15cの出力との大小を比較しその結果を論理信号
にて出力する。18a,18b,18cは否定理論回路であり、比
較器16a,16b,16cの出力の否定論理を取る。比較器16a,1
6b,16cの出力にてインバータ３の３相の正側のアームの
スイッチング素子をドライブし、否定論理回路18a,18b,
18cの出力にて負側のアームのスイッチング素子をドラ
イブする。
をアナログ量に変換するD/Aコンバータである。D/Aコン
バータ15a,15b,15cの出力はそれぞれ比較器16a,16b,16c
に入力される。比較器16a,16b,16cには、三角波発生器1
7の出力する三角波も入力されており、D/Aコンバータ15
a,15b,15cの出力との大小を比較しその結果を論理信号
にて出力する。18a,18b,18cは否定理論回路であり、比
較器16a,16b,16cの出力の否定論理を取る。比較器16a,1
6b,16cの出力にてインバータ３の３相の正側のアームの
スイッチング素子をドライブし、否定論理回路18a,18b,
18cの出力にて負側のアームのスイッチング素子をドラ
イブする。
以上の構成において、ROM14a,14b,14cに書き込む電圧基
準パターンを第２図で説明する。電圧基準パターンは電
気角と電圧の関数であるが、電気角によって関数式が異
なる。これを説明し易くするため関数の１周期を24等分
しそれぞれの期間にからまで番号を付ける。これを
（ａ）に示す。期間の最初の電気角θ＝０とし、期間
（Ｏ＜θ＜π＜12）におけるＵ相用の関数FU（θ）を FU（θ）＝（12/π）・（Ｖ・sin（π/4）−1/2）・θ
（１） なる関数とする。期間及び（π/12＜θ＜π/4）で
は、 FU（θ）＝Ｖ・sin（θ＋π/6）−1/2 （２） また、期間、（π/4＜θ＜５π/12）では FU（θ）＝−（12/π）・（Ｖ・sin（π/4）−1/2）・
θ ＋４・（Ｖ・sin（π/4）−1/2）＋Ｖ・sin（θ−π/
6） （３） 期間（５π/12＜θ＜π/2）では FU（θ）＝1/2 （４） なる関数とする。これで４分の１周期の波形を定めたの
で、残りの４分の３周期については波形の対称性から定
める。期間〜（π/2＜θ＜π）については、電気角
π/2に対して期間〜と波形が対称になる関数とす
る。期間〜については、期間〜の波形と極性が
逆の波形となる関数とする。波形を図示すると（ｂ）の
様になる。相電圧の基本波が最大値を取る電気角の前後
の周期、及び、では関数値は電圧指令Ｖの値に
かかわらず一定値1/2または−1/2である。Ｖ相の基準関
数FV（θ）、Ｗ相の基準関数FW（θ）はそれぞれ２π/
3、４π/3ずつ位相を異ならせた同様な波形となる関数
とする。これを（ｃ）に示す。このように電圧基準の関
数FU（θ）、FV（θ）、FW（θ）を決めると、関数値の
値｛FU（θ）−FV（θ）｝、｛FV（θ）−FW（θ）｝、
｛FW（θ）−FU（θ）｝は（ｄ）のように電圧指令値Ｖ
を振幅とする正弦波関数波形となる。
準パターンを第２図で説明する。電圧基準パターンは電
気角と電圧の関数であるが、電気角によって関数式が異
なる。これを説明し易くするため関数の１周期を24等分
しそれぞれの期間にからまで番号を付ける。これを
（ａ）に示す。期間の最初の電気角θ＝０とし、期間
（Ｏ＜θ＜π＜12）におけるＵ相用の関数FU（θ）を FU（θ）＝（12/π）・（Ｖ・sin（π/4）−1/2）・θ
（１） なる関数とする。期間及び（π/12＜θ＜π/4）で
は、 FU（θ）＝Ｖ・sin（θ＋π/6）−1/2 （２） また、期間、（π/4＜θ＜５π/12）では FU（θ）＝−（12/π）・（Ｖ・sin（π/4）−1/2）・
θ ＋４・（Ｖ・sin（π/4）−1/2）＋Ｖ・sin（θ−π/
6） （３） 期間（５π/12＜θ＜π/2）では FU（θ）＝1/2 （４） なる関数とする。これで４分の１周期の波形を定めたの
で、残りの４分の３周期については波形の対称性から定
める。期間〜（π/2＜θ＜π）については、電気角
π/2に対して期間〜と波形が対称になる関数とす
る。期間〜については、期間〜の波形と極性が
逆の波形となる関数とする。波形を図示すると（ｂ）の
様になる。相電圧の基本波が最大値を取る電気角の前後
の周期、及び、では関数値は電圧指令Ｖの値に
かかわらず一定値1/2または−1/2である。Ｖ相の基準関
数FV（θ）、Ｗ相の基準関数FW（θ）はそれぞれ２π/
3、４π/3ずつ位相を異ならせた同様な波形となる関数
とする。これを（ｃ）に示す。このように電圧基準の関
数FU（θ）、FV（θ）、FW（θ）を決めると、関数値の
値｛FU（θ）−FV（θ）｝、｛FV（θ）−FW（θ）｝、
｛FW（θ）−FU（θ）｝は（ｄ）のように電圧指令値Ｖ
を振幅とする正弦波関数波形となる。
実施例の作用 ROM14a,14b,14cから出力される関数FU（θ）、FV
（θ）、FW（θ）はそれぞれD/Aコンバータ15a,15b,15c
にてアナログ量に変換され、比較器16a,16b,16cにて三
角波発生器17の出力と比較される。この比較の様子を第
３図（ａ）に示す。三角波は＋1/2と−1/2の間で、増減
を繰り返す。この結果Ｕ相基準波形と三角波との比較に
より、比較器16aの出力は（ｂ）に示す波形となる。Ｕ
相基準波形は電圧基準の多少にかかわらず、三角波の最
大値＋1/2、最小値−1/2と同じ値をそれぞれ電気角30度
の期間だけ有する。したがって（ｂ）の様にPWMしない
期間ができる。同様にＶ相基準波形と三角波との比較に
より、比較器16bの出力は（ｃ）に示す波形となる。比
較器16cの出力は図示していないが、やはり同様な波形
となる。比較器16a,16b,16cの出力はそのままインバー
タ３の正側アームのスイッチング素子のドライブ信号と
され、また否定論理回路18a,18b,18cにて反転された信
号はインバータ３の負側アームのドライブ信号とされ
る。したがって、Ｕ相出力電圧は比較器16aの出力と同
様な波形となり、Ｖ相出力電圧は比較器16bの出力と同
様な波形となる。Ｕ相、Ｖ相間の線間電圧は、（ｄ）に
示す波形となる。第２図で示したように各相の基準波形
は他相との差を取ると正弦波になるような関数としてい
るから、線間電圧は正弦波的に制御される。このとき２
相PWMで不整パルスが出ていた電気角付近では電圧基準
が連続的に変化しており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てをPW
Mしているから不整パルスが現れない。
（θ）、FW（θ）はそれぞれD/Aコンバータ15a,15b,15c
にてアナログ量に変換され、比較器16a,16b,16cにて三
角波発生器17の出力と比較される。この比較の様子を第
３図（ａ）に示す。三角波は＋1/2と−1/2の間で、増減
を繰り返す。この結果Ｕ相基準波形と三角波との比較に
より、比較器16aの出力は（ｂ）に示す波形となる。Ｕ
相基準波形は電圧基準の多少にかかわらず、三角波の最
大値＋1/2、最小値−1/2と同じ値をそれぞれ電気角30度
の期間だけ有する。したがって（ｂ）の様にPWMしない
期間ができる。同様にＶ相基準波形と三角波との比較に
より、比較器16bの出力は（ｃ）に示す波形となる。比
較器16cの出力は図示していないが、やはり同様な波形
となる。比較器16a,16b,16cの出力はそのままインバー
タ３の正側アームのスイッチング素子のドライブ信号と
され、また否定論理回路18a,18b,18cにて反転された信
号はインバータ３の負側アームのドライブ信号とされ
る。したがって、Ｕ相出力電圧は比較器16aの出力と同
様な波形となり、Ｖ相出力電圧は比較器16bの出力と同
様な波形となる。Ｕ相、Ｖ相間の線間電圧は、（ｄ）に
示す波形となる。第２図で示したように各相の基準波形
は他相との差を取ると正弦波になるような関数としてい
るから、線間電圧は正弦波的に制御される。このとき２
相PWMで不整パルスが出ていた電気角付近では電圧基準
が連続的に変化しており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てをPW
Mしているから不整パルスが現れない。
以上のように本発明は、１周期のうち300度間PWMを行
い、残りの60度間はPWMしない方式であり、従来の２相P
WMと３相PWMの中間的なPWM制御方式となる。この方式に
よって、出力線間電圧を従来の２相PWM、３相PWM同様に
正弦波制御することができる。本方式は各相電圧の基本
波成分の大きさが最大になる電気角の前後30度間はPWM
しないので、２相PWMと同様に電流値の大きい期間はス
イッチングせず、電流値の小さい期間だけスイッチング
していることになり、効率の良いPWMインバータとする
ことができる。また、電圧基準波形が従来の２相PWMの
様に不連続となることがないので非同期式のPWM制御回
路でも不整パルスが出ず、簡単な回路で安定なPWM制御
ができる。
い、残りの60度間はPWMしない方式であり、従来の２相P
WMと３相PWMの中間的なPWM制御方式となる。この方式に
よって、出力線間電圧を従来の２相PWM、３相PWM同様に
正弦波制御することができる。本方式は各相電圧の基本
波成分の大きさが最大になる電気角の前後30度間はPWM
しないので、２相PWMと同様に電流値の大きい期間はス
イッチングせず、電流値の小さい期間だけスイッチング
していることになり、効率の良いPWMインバータとする
ことができる。また、電圧基準波形が従来の２相PWMの
様に不連続となることがないので非同期式のPWM制御回
路でも不整パルスが出ず、簡単な回路で安定なPWM制御
ができる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は本発
明の電圧制御方法のための電圧基準波形の説明図、第３
図は本発明の電圧制御方法の動作説明図、第４図はPWM
インバータの主回路構成図、第５図は２相PWM制御の説
明図、第６図は３相PWMの説明図、第７図はPWM制御にお
ける電圧不定期間の説明図、第８図は非同期式で２相PW
M制御した場合に生じる不整パルスの説明図である。 1:直流電源、2:コンデンサ 3:インバータ、4:誘導電動機 10:周波数指令器、11:V/Fコンバータ 12:カウンタ、13:A/Dコンバータ 14a,14b,14c:ROM 15a,15b,15c:D/Aコンバータ 16a,16b,16c:比較器 17:三角波発生器 18a,18b,18c:否定論理回路
明の電圧制御方法のための電圧基準波形の説明図、第３
図は本発明の電圧制御方法の動作説明図、第４図はPWM
インバータの主回路構成図、第５図は２相PWM制御の説
明図、第６図は３相PWMの説明図、第７図はPWM制御にお
ける電圧不定期間の説明図、第８図は非同期式で２相PW
M制御した場合に生じる不整パルスの説明図である。 1:直流電源、2:コンデンサ 3:インバータ、4:誘導電動機 10:周波数指令器、11:V/Fコンバータ 12:カウンタ、13:A/Dコンバータ 14a,14b,14c:ROM 15a,15b,15c:D/Aコンバータ 16a,16b,16c:比較器 17:三角波発生器 18a,18b,18c:否定論理回路
Claims (1)
- 【請求項１】３相インバータをPWM制御するPWMインバー
タの制御方法において、３相電圧基準信号は、電気角で
60度未満の正側の一定電圧の期間から電気角で60度未満
の負側の一定電圧の期間に連続性を保ちながら変化し、
かつ電気角でそれぞれ120度の位相差を有し、各相間信
号は正弦波状に変化するような関数として与えられ、該
３相電圧基準信号と所定周波数の三角波信号を用いて前
記３相インバータをPWM制御することを特徴としたPWMイ
ンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61281938A JPH0787697B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61281938A JPH0787697B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63136967A JPS63136967A (ja) | 1988-06-09 |
| JPH0787697B2 true JPH0787697B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=17646013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61281938A Expired - Lifetime JPH0787697B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787697B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0828980B2 (ja) * | 1989-05-16 | 1996-03-21 | 三菱電機株式会社 | パルス幅変調形インバータ装置 |
| JP4543021B2 (ja) * | 2006-07-31 | 2010-09-15 | 富士通株式会社 | 電源装置及びその制御回路並びに制御方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59139871A (ja) * | 1983-01-26 | 1984-08-10 | Sharp Corp | ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式 |
-
1986
- 1986-11-28 JP JP61281938A patent/JPH0787697B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63136967A (ja) | 1988-06-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |