JPH0784993A - 信号抑圧装置 - Google Patents

信号抑圧装置

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JPH0784993A
JPH0784993A JP25483793A JP25483793A JPH0784993A JP H0784993 A JPH0784993 A JP H0784993A JP 25483793 A JP25483793 A JP 25483793A JP 25483793 A JP25483793 A JP 25483793A JP H0784993 A JPH0784993 A JP H0784993A
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Tsutomu Hoshino
勉 星野
Atsushi Yamaguchi
敦 山口
Tadashi Ohashi
正 大橋
Toshiro Oga
寿郎 大賀
Hiroyuki Furuya
浩幸 古屋
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Fujitsu Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】目的外の信号成分を抑圧する信号抑圧装置に関
し、高速なＤＳＰを用いなくとも高速な信号処理が可能
な信号抑圧装置を提供することを目的とする。 【構成】音、振動、電気等の物理現象の伝達系Ａを電気
的に模擬する第１のフィルタ（１）を有し、この第１の
フィルタに伝達系Ａに入力される信号と相関のある信号
を入力し、第１のフィルタの出力が伝達系Ａを通過後の
信号に対して影響を及ぼして、通過後の信号を目的の値
に近づけるようにする信号抑制装置において、第１のフ
ィルタを複数のフィルタ（11、12、13) に分割してその
個々を別々のＤＳＰで構成し、分割した個々のフィルタ
において個々に出力を計算して個々の計算結果を収集す
ることで、第１のフィルタを分割しないで計算した場合
の値と同一の値を得るように構成したことを特徴とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は目的外の信号成分を抑圧
する信号抑圧装置に関する。
【０００２】エコ−キャンセラ、ノイズキャンセラ、ゴ
−ストキャンセラ、アクティブ騒音制御システム、アク
ティブ振動制御システム、アクティブサスペンション等
の、目的外の信号抑圧の制御を行う製品が一般に普及し
ている。これらのシステムでは、信号処理系の実現にお
いてその処理系での信号処理に時間遅延が存在し、それ
らは必要な伝達関数の位相特性実現の障害となってい
る。このため処理系の動作を速め、信号処理で生じる時
間遅延を可能な限り短縮することが必要とされる。
【０００３】
【従来の技術】上述のような信号抑圧システムの処理系
は、積和演算を多用することから、通常、ＤＳＰ（ディ
ジタル信号処理プロセッサ）により構成されている。近
年、ＤＳＰは高速演算が可能になってきてはいるが、タ
スクの処理はシングルタスク（ＤＳＰソフト内のある一
のルーチンを終えてから他のルーチンを開始するという
ようにルーチンを順次に実行していく処理）によってお
り、汎用のＣＰＵと異なりマルチタスクによって複数の
処理を同時に実行できない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、現状の
ＤＳＰは全て処理をシングルタスクにより行っているた
め、処理の速度はＤＳＰ内の能力に依存している。この
ため、高速処理を行うには高速なＤＳＰを用意する必要
がある。この結果として処理系の実現コストの上昇とな
ることは勿論、処理系に時間遅延要素が存在することに
なり、それらは必要な伝達関数の位相特性実現の障害と
なり、良好な制御の障害となる。
【０００５】例えば、信号抑圧装置をランダムな非周期
成分の多い騒音を対象としたアクティブ騒音制御システ
ムに応用した場合を考える。このアクティグ騒音制御シ
ステムでは、騒音発生源からの騒音がダクト等の伝搬経
路を伝わって外部に放出される際に、騒音と同振幅、逆
位相の消去音信号をＤＳＰからなるディジタルフィルタ
（消去用フィルタ）で作成してこれを騒音放出口付近で
スピーカ等により騒音に重ね合わせて騒音を相殺するも
のであるが、この消去フィルタで消去音信号を作成する
ための信号処理の時間遅延が大きいと、騒音伝搬経路が
短い場合には、消去せんとする騒音に対してその消去音
の作成が間に合わないため騒音消去を行えない。この結
果、このシステムの適用対象が騒音伝搬経路の長い大型
の装置だけに限定されてしまうといった不都合が生じ
る。
【０００６】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであり、高速なＤＳＰを用いなくとも高速な信号処理
が可能な信号抑圧装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明においては、第１の形態として、音、振
動、電気等の物理現象の伝達系Ａを電気的に模擬する第
１のフィルタ（１）を有し、この第１のフィルタに伝達
系Ａに入力される信号と相関のある信号を入力し、第１
のフィルタの出力が伝達系Ａを通過後の信号に対して影
響を及ぼして、通過後の信号を目的の値に近づけるよう
にする信号抑制装置において、第１のフィルタを複数の
フィルタ（11、12、13) に分割してその個々を別々のＤ
ＳＰで構成し、分割した個々のフィルタにおいて個々に
出力を計算して個々の計算結果を収集することで、第１
のフィルタを分割しないで計算した場合の値と同一の値
を得るように構成したことを特徴とする信号抑圧装置が
提供される。。
【０００８】また本発明においては、第２の形態とし
て、上記第１の形態において、第１のフィルタ（１）を
分割した各フィルタ (11、12、13) の計算結果を収集し
た値が伝達系Ａを通過後の信号に対し影響を及ぼすため
に経由する伝達系Ｂを電気的に模擬する第２のフィルタ
（２）を別個のＤＳＰで有し、第１のフィルタを分割し
たフィルタへの入力信号と同一信号を第２のフィルタに
入力し、第２のフィルタの出力を第１のフィルタを分割
したフィルタの係数の修正に用いるように構成したこと
を特徴とする信号抑圧装置が提供される。
【０００９】また本発明においては、第３の形態とし
て、上記第２の形態において、伝達系Ｂを電気的に模擬
する第２のフィルタ（２）を複数のフィルタ (21、22)
に分割してその個々の別々のＤＳＰで構成し、分割した
個々のフィルタにおいて個々に出力を計算して個々の計
算結果を収集することで、第２のフィルタを分割しない
で計算した場合の値と同一の値を得るように構成したこ
とを特徴とする信号抑圧装置が提供される。。
【００１０】また本発明においては、第４の形態とし
て、上記第１〜３の形態の何れかにおいて、第１のフィ
ルタ（１）を分割した複数のフィルタ (21、22) の計算
結果の収集値が逆に該第１のフィルタの入力側に戻る経
路の伝達系Ｃを有する場合に、伝達系Ｃを電気的に模擬
する第３のフィルタ (３) を別個のＤＳＰで有し、第３
のフィルタの出力を用いて第２のフィルタの入力に対し
複数のフィルタ（21、22) の収集値が伝達系Ｃを伝播す
る影響を減じるように構成したことを特徴とする信号抑
圧装置が提供される。
【００１１】また本発明においては、第５の形態とし
て、上記第４の形態において、第３のフィルタ (３) を
複数のフィルタ (31、32、33) に分割してその個々を別
々のＤＳＰで構成し、分割した個々のフィルタにおいて
個々に出力を計算して個々の計算結果を収集すること
で、第３のフィルタを分割しないで計算した場合の値と
同一の値を得るように構成したことを特徴とする信号抑
圧装置が提供される。
【００１２】また本発明においては、第６の形態とし
て、上記１〜５の何れかにおいて、第１、第２、および
／または第３のフィルタを適応フィルタで構成してその
フィルタの係数をそのフィルタが模擬する伝達系に近似
させるように目的値との誤差情報を用いて修正する係数
更新部を有したことを特徴とする信号抑圧装置が提供さ
れる。
【００１３】また本発明においては、第７の形態とし
て、上記第６の形態において、上記各フィルタのうちの
何れかのフィルタの係数更新部を他の残りのフィルタの
係数更新部としても共用するように構成したことを特徴
とする信号抑圧装置が提供される。
【００１４】また本発明においては、第８の形態とし
て、上記第１〜７の形態の何れかにおいて、上記各フィ
ルタにおいて畳込み演算を行う場合に、フィルタに既に
セットされたデータに基づいて畳込み演算可能な部分に
ついてはフィルタに新たなデータが入力される前に演算
を事前実行して保存する手段と、新たに入力されたフィ
ルタデータについてはそのデータ入力後に畳込み演算を
実行する手段と、上記保存しておいた演算結果と新たに
演算した演算結果を集計してフィルタの畳込み演算結果
を得る手段とを有したことを特徴とする信号抑圧装置が
提供される。
【００１５】また本発明においては、第９の形態とし
て、上記第１〜８の形態のいずれかにおいて、上記分割
されたフィルタの個々が分割前のフィルタの全てのタッ
プ内データの二乗累積値または上記第２のフィルタの出
力の二乗値を上記第１のフィルタの分割前のタップ数と
同数だけ累積した値を求める必要がある場合に、これら
の二乗累積値を求める計算手段を一つ設け、この計算手
段で計算した二乗累積値を分割されたフィルタの個々に
転送するように構成したことを特徴とする信号抑圧装置
が提供される。
【００１６】また本発明においては、第１０の形態とし
て、上記第９の形態において、上記伝達系Ｂを模擬する
第２のフィルタを持ち、第２のフィルタの出力を第１の
フィルタを分割した初段のフィルタに送信し、初段のフ
ィルタでは第２のフィルタからの送信データが入力され
次第その入力データを記憶し、さらに入力データが順次
に入力される都度、入力データを記憶したアドレスまた
はレジスタ等の位置をシフトし、それにより判明した最
古の入力データを分割された次段のフィルタに転送し、
次段のフィルタでは初段のフィルタと同様の動作を実行
してさらに次段のフィルタがある場合にはそのフィルタ
に最古の入力データを転送していく動作を繰り返すよう
に構成されたことを特徴とする信号抑圧装置が提供され
る。
【００１７】また本発明においては、第１１の形態とし
て、上記第１〜１０の形態の何れかにおいて、目的とす
る参照信号、、または抑圧後の誤差を検出するための誤
差信号をアナログ、ディジタル間で信号変換する際に用
いる折返し防止フィルタ、またはアナログ、ディジタル
間で信号変換した後の信号を入力とするディジタルフィ
ルタ、または目的外信号の抑圧用信号をディジタル、ア
ナログ間で信号変換する際に用いるスムーズイングフィ
ルタ、または上記ディジタル、アナログ間で信号変換す
る前の信号を入力とするディジタルフィルタとして連立
チェビシェフ特性のものを採用するようにしたことを特
徴とする信号抑圧装置が提供される。
【００１８】
【作用】まず、本発明で用いる一つのフィルタを複数に
分割して用いる方法について図１を参照しつつ以下に説
明する。ここでは、フィルタを３つに分割してその個々
を別々のＤＳＰで構成するものとする。この３個のＤＳ
ＰをそれぞれＤＳＰ、 ＤＳＰ 、ＤＳＰとする。
【００１９】信号線の接続としては、ＤＳＰには参照
信号Ｘ１の入力線と誤差情報ｅ１の入力線、ＤＳＰか
らＤＳＰに対してはタップデータＤ12の送信線、ＤＳ
ＰからＤＳＰに対しては畳込み結果 YTH1 の送信
線、ＤＳＰには誤差情報ｅ２の入力線、ＤＳＰから
ＤＳＰに対してはタップデータＤ23の送信線と畳込み
結果 YTH2 の送信線、ＤＳＰには誤差情報ｅ３の入力
線、畳込み総和Σの出力線、以上の信号線の接続があ
る。また各ＤＳＰにはフィルタ係数更新部があり、ＤＳ
Ｐには各ＤＳＰ、、の畳込み結果の総和部と、
それらの総和結果を出力する出力部がある。
【００２０】図１の如く各ＤＳＰ、、の複数チッ
プを用いて、１伝達系を模擬すべきディジタルフィルタ
を１つ構成するようにし、畳込み動作を各ＤＳＰ、
、で実行した場合、個々のＤＳＰの畳込み結果を畳
込み情報送信線等を介して、ある１つのＤＳＰに転送し
て収集し、そのＤＳＰで畳込み総和Σを演算するように
している。
【００２１】なお図１では、各ＤＳＰの畳込み結果を最
終タップを持つＤＳＰに転送しているが、これに限ら
れるものではなく、各ＤＳＰによる畳込み結果の転送先
は複数のＤＳＰ、、のうちの任意のＤＳＰに設定
することができ、その任意のＤＳＰで畳込み総和Σを演
算すればよい。あるいは畳込み総和を演算するための回
路を別個設けてもよい。
【００２２】また、各ＤＳＰは畳込み動作後に各ＤＳＰ
内の各フィルタのタップデータシフトを各ＤＳＰ内で行
う。特にＤＳＰとＤＳＰについては、タップデータ
シフトをした結果、ディジタルフィルタのタップから不
要となってオーバーした最終タップデータをそれぞれタ
ップデータＤ12の送信線，タップデータＤ23の送信線を
介して、縦続接続の関係にある後段のＤＳＰで実現した
ディジタルフィルタにそれぞれ入力させる。また最終段
のＤＳＰではタップデータシフトの結果不要となって
オーバーした最終タップデータを廃棄などする。
【００２３】従って、以上の処理により各ＤＳＰの処理
を実行した場合には、畳込み、タップデータシフト等の
処理を複数のＤＳＰがそれぞれ同時に動作して並列的に
処理を行うので、高速に処理することが可能となる。
【００２４】さらに、ディジタルフィルタを適応ディジ
タルフィルタとした場合には、ＤＳＰ、 ＤＳＰ、 Ｄ
ＳＰのそれぞれについて誤差情報ｅ１、誤差情報ｅ
２、誤差情報ｅ３を入力し、このディジタルフィルタ部
分にて係数更新を行うことができる。従って、この場合
にも、各ＤＳＰの処理を実行した場合に、畳込み、タッ
プデータシフト、係数更新等の処理を複数のＤＳＰが同
時に動作して並列的に処理を行うので、高速に処理する
ことが可能となる。
【００２５】請求項１記載の信号抑圧装置においては、
第１のフィルタを上述の複数に分割したフィルタで実現
することによりその処理速度を上げ、結果として信号抑
圧装置の処理速度を高速化している。
【００２６】請求項２記載の信号抑圧装置においては、
第２のフィルタを第１のフィルタとは別個のＤＳＰで構
成することができ、第１のフィルタの処理を行っている
間に第２のフィルタの処理を済ませてしまうことで、第
１、第２のフィルタの処理を一つのＤＳＰで処理するよ
うな場合に比べて処理の高速化を図ることができる。
【００２７】請求項３記載の信号抑圧装置においては、
第２のフィルタを複数に分割したフィルタの個々を別々
のＤＳＰで構成することができ、第２のフィルタの処理
速度を一層高速化することができる。
【００２８】請求項４記載の信号抑圧装置においては、
第３のフィルタを別個のＤＳＰで構成することができ、
第１のフィルタの処理を行っている間に第３のフィルタ
の処理を済ませてしまうことで、第１、第３のフィルタ
の処理を一つのＤＳＰで処理するような場合に比べて処
理の高速化を図ることができる。
【００２９】請求項５記載の信号抑圧装置においては、
第３のフィルタを複数に分割したフィルタの個々を別々
のＤＳＰで構成することができ、第３のフィルタの処理
速度を一層高速化することができる。
【００３０】請求項６記載の信号抑圧装置においては、
第１、第２および／または第３のフィルタを適応フィル
タで構成してその係数更新部を持つことにより、フィル
タをその模擬せんとする伝達系に一層近似させることが
できる。
【００３１】請求項７記載の信号抑圧装置おいては、何
れかのフィルタの係数更新部を他の残りのフィルタの係
数更新部としても共用することによりソフトウェアやハ
ードウェアの規模の削減が可能となる。
【００３２】請求項８記載の信号抑圧装置においては、
入力済のデータから行える所要範囲の畳込み演算につい
ては事前に済ましておくことにより、新たなデータ入力
に対しての演算量を大幅に削減でき、処理の高速化が図
れる。
【００３３】請求項９記載の信号抑圧装置においては、
一つの計算手段で一括して二乗累積値を求めてそれを各
分割されたフィルタに転送することで、各分割されたフ
ィルタが個々に二乗累積値を計算することの非効率性を
なくしている。
【００３４】請求項１０記載の信号抑圧装置において
は、各分割されたフィルタのシフト数を同じにして、後
段側のフィルタの処理負担を軽減している。
【００３５】請求項１１記載の信号抑圧装置では、アナ
ログかディジタルかで構成するにかかわらず、折返し防
止フィルタやスムーズイングフィルタとして連立チェビ
シェフ特性のものを採用することで、群遅延を縮小化し
ている。
【００３６】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の種々の実施例
を説明する。なお、以下の各図を通じて、同じ機能の回
路には同じ参照番号を付するものとする。
【００３７】図２には本発明の実施例（１）としての信
号抑圧装置の概略構成が示され、図３にはこの信号抑制
装置のうちの要部のＦＩＲフィルタ部分の詳細構成が示
される。この実施例は本発明の信号抑圧装置をアクティ
ブ騒音制御システムに適用した場合のものである。図２
において、Ｍ１は騒音源側に設置されて騒音を検出する
騒音検出用マイクロホン、１はマイクロホンで検出した
騒音信号を参照信号としてこれに基づいて消去音信号を
作成する消去用ＦＩＲフィルタ、ＳＰは消去用フィルタ
１で作成した消去音信号を電気／音響変換しその消去音
をダクト等の伝達系Ａを伝搬した騒音に重ね合わせて消
去するためのスピーカ、Ｍ２は消去しきれなかった残差
音（騒音−消去音）を消去用フィルタ１のフィルタ係数
更新を行うために検出する誤差信号検出用マイクロホン
である。
【００３８】ここで、消去用フィルタ１は騒音伝搬経路
となる伝達系Ａを模擬するもので、従来は例えば９０タ
ップＦＩＲフィルタで実現されており、図４にはその従
来形の９０タップＦＩＲフィルタの動作のフローチャー
トが示される。この図４において、Ｘは参照信号、ｅは
誤差情報、Ｈ(i) はＦＩＲフィルタ係数であってｉはｉ
番目のタップを示し、Σはｉ＝１から９０までの総和、
αは学習係数（ステップゲイン）を表す。図示のよう
に、従来のＦＩＲフィルタの構成による場合には、参照
信号・誤差信号入力、ノルム演算、畳込み演算、畳込み
結果出力、ＡＮＳ演算、係数更新、ベースアドレス設
定、タップデータクリア、ベースアドレス設定、タップ
データシフト、ベースアドレス設定等の一連の動作に、
例えば８９８サイクル（cy) の処理サイクルを必要と
し、処理時間が長かった。
【００３９】本実施例においては、この伝達系Ａを模擬
する消去用フィルタ１を消去用フィルタ11、12、13の３
個で構成するものとし、各消去用フィルタ11、12、13は
それぞれ別個の（別チップの）ＤＳＰ(11)、(12)、(13)
で実現するものとする。したがって、消去用フィルタ１
の９０タップを消去用フィルタ11、12、13の個々に１／
３ずつ分割し、個々の消去用フィルタ11、12、13のタッ
プ長はそれぞれ３０タップとする。
【００４０】この構成においては、消去用フィルタ11に
参照信号Ｘ１が入力されると、以下の処理が各消去用フ
ィルタにおいて同時に実行される。
【００４１】消去用フィルタ11のＤＳＰ(11)は、消去用
フィルタ11の係数を用いて畳込みを実行し、畳込み結果
YTH11を、 YTH11＝ΣＸ(i) Ｈ(30-i+1) ただし、ｉ＝１〜３０ により求め、この畳込み結果 YTH11を畳込み情報送信線
により消去用フィルタ３のＤＳＰ(13)へ送信する。
【００４２】消去用フィルタ12のＤＳＰ(12)は、消去用
フィルタ12の係数を用いて畳込みを実行し、畳込み結果
YTH12を、 YTH12＝Ｘ(30+i)Ｈ(60-i+1) ただし、ｉ＝１〜３０ により求め、この畳込み結果 YTH12を畳込み情報送信線
により消去用フィルタ13のＤＳＰ(13)へを送信する。
【００４３】消去用フィルタ13のＤＳＰ(13)は、ＦＩＲ
フィルタ11、12の畳込み結果 YTH11と YTH12をそれぞれ
畳込み情報送信線を介し受信する。また消去用フィルタ
13の係数を用いて畳込みを実行して、自身の畳込み結果
YTH13を、 YTH13＝Ｘ(60+i)Ｈ(90-i+1) ただし、ｉ＝１〜３０ により求め、この自身の畳込み結果 YTH13と、受信した
畳込み結果 YTH11と YTH12を総和し、その総和した畳込
み総和Σ1 を畳込み総和出力線を介して外部に送信す
る。
【００４４】その後、以下の動作を行う。消去用フィル
タ11はタップデータシフト後は不要となる最終タップデ
ータ（＝Ｘ(30)）をタップデータＤ12の送信線を介して
消去用フィルタ12へ送信する。消去用フィルタ12はタッ
プデータシフト後は不要となる最終タップデータ（＝Ｘ
(60)）をタップデータＤ23の送信線を介して消去用フィ
ルタ13へ送信する。消去用フィルタ13はタップデータシ
フト後は不要となる最終タップデータ（＝Ｘ(90)）を廃
棄する。
【００４５】抑圧すべき信号の伝達系Ａを模擬した消去
用フィルタ11、12、13のそれぞれは、係数固定のフィル
タで構成することも、またタップ係数可変の適応フィル
タで構成することも可能である。
【００４６】タップ係数可変の適応フィルタで構成した
場合には、後の動作として、消去用フィルタ11、12、13
を実現する各ＤＳＰ(11)、(12)、(13)に誤差情報ｅ11、
ｅ12、ｅ13をそれぞれ入力してタップ係数修正を行う。
これらの誤差情報ｅ11、ｅ12、ｅ13は消去用フィルタ13
のＤＳＰ(13)から出力された畳込み総和Σ1 を用いて制
御した結果が、実際の目的値とどの程度誤差が有るか知
るための情報である。具体的には伝達系Ａを伝播した騒
音に対してスピーカＳＰから消去音を重ね合わせた結
果、消去し切れなかった残差音を残差音検出用マイクロ
ホンＭ２で検出して誤差情報ｅ11、ｅ12、ｅ13としてい
る。
【００４７】これらの誤差情報により適応フィルタの係
数を消去用フィルタ11、12、 13の個々においてそれぞれ
更新させる。なお、係数更新の手法はフィード・フォワ
ード制御が成立するようなアルゴリズムを用いる。この
アルゴリズムの一例として、本実施例および以降の全て
の実施例では以下の式で表せるＮormalize ＬＭＳ(基
準化最小二乗法）を用いるものとする。 Ｈnew ＝Ｈ old＋α・ｅ・Ｘ(i) ／｜ΣＸ2 (i）｜ ただし、Ｈnew は更新後のフィルタ係数、Ｈold は更新
前のフィルタ係数である。
【００４８】上述の実施例では消去用フィルタ11、12、
13をそれぞれ別チップのＤＳＰ(11)、(12)、(13)で実現
し、ＤＳＰの個数を都合３個としたが、ＤＳＰの個数と
それに伴う消去用フィルタ１の分割数は実施例のものに
限られず、特に３個でなくても２個以上の複数の数であ
れば実現できることはいうまでもない。
【００４９】また、上述の実施例では消去用フィルタ1
1、12、 13の各畳込み結果 YTH11、 YTH12、 YTH13を、
ＦＩＲフィルタ13を実現したＤＳＰ(13)にて収集して総
和Σ1Tを演算するようにしたが、この畳込み結果の収集
と総和を行うＤＳＰは消去用フィルタ13のＤＳＰ(13)に
特に限られるものではなく、消去用フィルタ11、12、13
を実現する３個のＤＳＰ(11)、(12)、(13)のうちの任意
のものであってよい。
【００５０】このように、本実施例では、従来１チップ
のＤＳＰで実行するのが常であった消去用フィルタ１の
一連の動作（畳込み→係数更新→タップデータシフト）
を、消去用フィルタ１を消去用フィルタ11、12、13に３
分割してそれぞれのフィルタを別個のＤＳＰ(11)、(1
2)、(13)で実現してそれら各ＤＳＰを同時に並列動作さ
せて処理することができるので、従来の処理では例えば
図４に示されるように８９８cyを要していたところを、
この実施例では例えば図３に示されるように４００〜５
００cy程度にまで減らすことができる。つまり参照信号
Ｘ１がＤＳＰ(11)、(12)、(13)で構成される消去用フィ
ルタ11、12、13に入力してから処理後の畳込み総和Σ1T
が得られるまでの時間がその分だけ短縮できる。
【００５１】また、消去用フィルタ11、12、13を実現す
る各ＤＳＰ(11)、(12)、(13)間の転送情報も１〜２バイ
ト程度の情報なので、パラレルインタフェース等で高速
に情報転送を行うことができ、情報転送の時間遅延が本
装置の実現の妨げとなることもない。
【００５２】図５には本発明の他の実施例（２）の概略
構成が示され、また図６にはこの実施例装置の要部とな
るＦＩＲフィルタ１、２部分での詳細な処理手順が示さ
れる。この実施例も本発明の信号抑制装置をアクティブ
騒音制御システムに適用した場合のものである。
【００５３】上述の実施例では、消去用フィルタ１は参
照信号を直接外部から得て（すなわち、マイクロホンＭ
１から直接に得て）、分割した初段の消去用フィルタ11
にこれを直接に入力していた。単純な信号抑圧装置とし
て用いるならばこの構成でもよいが、アクティブ騒音制
御システムあるいはアクティブ振動制御システム等の処
理系として用いるときには、消去用フィルタ出力をある
伝達系を介さなければ目標値に、より正確に近づけるこ
とができない場合がある。
【００５４】例えば図５に示されるように、アクティブ
騒音制御システムでは、消去用フィルタ１からの出力を
スピーカＳＰ等を含む伝達系Ｂを介さなければ消去対象
の騒音に重ね合わすことができないから、騒音の伝達系
Ａを消去用フィルタ１で模擬する他に、消去用フィルタ
１の出力からスピーカＳＰ、残差音検出用のマイクロホ
ンＭ２を経て消去用フィルタ１の誤差情報入力に戻るま
での伝達系Ｂも模擬しないと、より的確な騒音消去を行
えない。
【００５５】そこで、図５の実施例（２）ではアクティ
ブ騒音制御システムあるいはアクティブ振動制御システ
ムなどで用いられるFiltered−Ｘアルゴリズム（参考文
献として、B.Widrow and S.D.Stearns :"Adaptive Sign
al Processing",Englewood Cliffs,NJ Printice ）の手
法によりこの伝達系Ｂの影響を考慮する。
【００５６】すなわち、図５に示されるように、騒音検
出用のマイクロホンＭ１で検出した参照信号（騒音）を
伝達系Ｂを模擬するＦＩＲフィルタ２に入力し、そのフ
ィルタ出力であるＸ’情報に基づいて消去用フィルタ１
の係数更新を修正する。ここで、 Ｘ’＝ΣＸ(i) Ｈ2(90-i+1) である。ただし、前述同様、Ｘ(i) は参照信号、Ｈ2(i)
はＦＩＲフィルタ２のフィルタ係数であって、ｉはｉ番
目のタップを示し、Σはｉ＝１から９０までの総和を表
す。
【００５７】このように、消去用フィルタ１で模擬すべ
き伝達系Ａとは別に、ＦＩＲフィルタ２により伝達系Ｂ
を模擬する。このＦＩＲフィルタ２を実現するために、
消去用フィルタ11、12、 13をそれぞれ実現する３個のＤ
ＳＰ(11)、(12)、(13)とは別のチップのＤＳＰ(2) を設
け、このＤＳＰ(2) にＦＩＲフィルタ２を持たせる。各
フィルタのＤＳＰ間では以下の信号線で情報の送受を行
う。
【００５８】信号線の接続としては、図６に示されるよ
うに、 ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) には参照信号Ｘ２の入力
線、誤差情報ｅ２の入力信号線 ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) から消去用フィルタ11の
ＤＳＰ(11)に対しては、 参照信号Ｘ１の送信線、Ｘ’情
報の送信線 ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) から消去用フィルタ12の
ＤＳＰ(12)に対してはＸ’情報の送信線 ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) から消去用フィルタ13の
ＤＳＰ(13)に対してはＸ’情報の送信線 があり、上記以外の信号線に関しては前述の図２の実施
例（１）と同じである。またこの実施例（１）でのＦＩ
Ｒフィルタ11のＤＳＰ(11)に対しての参照信号Ｘ１の入
力線は、本実施例ではＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) か
らＦＩＲフィルタ11のＤＳＰ(11)に対しての参照信号Ｘ
01の送信線に接続される。
【００５９】ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) に参照信号
Ｘ２が入力されると以下の処理が実行される。 ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) は、ＦＩＲフィルタ２の
係数を用いて、入力される参照信号Ｘ２により畳込み実
行後、参照信号Ｘ01の送信線により消去用フィルタ11の
ＤＳＰ(11)へ伝達系Ｂの影響を考慮した参照信号の送信
を行う。
【００６０】ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) から消去用
フィルタ11のＤＳＰ(11)へ参照信号Ｘ01の送信線を介し
て参照信号が送られた場合に、上述の実施例（１）で述
べた動作をＦＩＲフィルタ11、12、13の各ＤＳＰ(11)、
(12)、(13)でも同時に行う。また以後の動作も上述の実
施例（１）の通りである。仮に伝達系Ａを模擬した消去
用フィルタ１がタップ係数可変の適応フィルタの場合の
動作も上述の実施例（１）の通りである。
【００６１】また、上述のＦＩＲフィルタ２は係数固定
のＦＩＲフィルタで構成することも、あるいはタップ係
数可変の適応フィルタで構成することもできる。タップ
係数可変の適応フィルタで構成した場合は、ＦＩＲフィ
ルタ２に誤差情報ｅ２を入力し、このＦＩＲフィルタ２
による適応フィルタの係数更新を、消去用フィルタ11、
12、13をそれぞれ更新させるのと同様に、フィード・フ
ォワード制御が成立するようなアルゴリズムを用いて行
う。なお、ＦＩＲフィルタ２を適応させるための係数更
新を行っている間は他の消去用フィルタ11、12、13の各
処理は停止させる必要がある。
【００６２】図１２は上述のようにＦＩＲフィルタ２を
適応フィルタで構成した場合のタップ係数の更新方法を
説明する図である。広帯域雑音信号を発生する発生器Ｇ
を用意し、ＦＩＲフィルタ２の係数更新時には、消去用
フィルタ11、12、13の出力信号に換えて発生器Ｇの出力
信号をスピーカＳＰに印加すると共にＦＩＲフィルタ２
に参照信号（※１）として入力し、一方、マイクロホン
Ｍ２で残差音を検出してその検出値とＦＩＲフィルタ２
の出力（※２）との差（※３）を求め、これをＦＩＲフ
ィルタ２の誤差情報（※３）とする。これにより誤差情
報（※３）が最小となるようにタップ係数を更新する。
【００６３】このように本実施例では、従来１チップの
ＤＳＰで実行するのが常であった能動騒音制御システム
や能動振動制御システム等で用いられるFiltered−Ｘア
ルゴリズム等で制御されるような系での、伝達系Ａと伝
達系Ｂをそれぞれ模擬する２つのＦＩＲフィルタ１、２
の一連の動作（畳込み→係数更新→タップデータシフ
ト）を、４個のＤＳＰ(11)、(12)、(13)、(2) に４分割
して同時に動作させて並列処理することができる。よっ
て、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)で構成されるＦＩＲフィル
タ１に参照信号Ｘ１が入力してからそれを処理し畳込み
総和Σ1 が得られるまでの間に、ＦＩＲフィルタ２にお
いて伝達系Ｂを伝わる信号の生成に伴う一連の動作（畳
込み→係数更新→タップデータシフト）を実行できるの
で、総合的なＤＳＰ処理の時間をその分だけ短縮するこ
とができる。
【００６４】図７には本発明のまた他の実施例（３）の
概略構成が示され、また図８にはこの実施例装置の要部
であるＦＩＲフィルタ部分での詳細な処理手順が示され
る。前述の図５の実施例（２）では、ＦＩＲフィルタ２
を１チップのＤＳＰ(2) を用いて実施したが、ＦＩＲフ
ィルタ２を実現するＤＳＰの個数とそれに伴うＦＩＲフ
ィルタ２の分割数は、特に１チップでなくてもよく、こ
のＦＩＲフィルタ２を２個以上のＤＳＰを用いて実現す
ることでＦＩＲフィルタ２の処理速度を一層高速化する
ことができる。図７はこのような実施例例を示したもの
であり、ＦＩＲフィルタ２を２個のＤＳＰで実現してい
る。
【００６５】図示するように、ＦＩＲフィルタ２をＦＩ
Ｒフィルタ21、22の二つのフィルタで構成し、それぞれ
のＦＩＲフィルタ21、22をそれぞれ別個のＤＳＰ(21)、
(22)で実現する。ＦＩＲフィルタ21からＦＩＲフィルタ
22には畳込み結果 YTH21とタップデータＤ21とを送信す
る。このようにＦＩＲフィルタ２の処理をＦＩＲフィル
タ21、22に分散化させる。図８にはその場合の各ＦＩＲ
フィルタでの処理が示される。
【００６６】図８において、ＦＩＲフィルタ２のタップ
長をＦＩＲフィルタ21と22に半分ずつ分割し、ＦＩＲフ
ィルタ２の部分の処理を各ＦＩＲフィルタ21、22に分散
して行う。この分割の比率は任意であってよいが、本実
施例では仮にＦＩＲフィルタ４の総タップ長を９０タッ
プとし、４５タップ長のＦＩＲフィルタ21、22に２分割
するものとする。
【００６７】消去用フィルタ１の動作については前述の
実施例（１）、（２）と同じである。各ＦＩＲフィルタ
11、12、13、21、22を実現する各ＤＳＰは以下の信号線
で情報の送受を行う。ただし，前述の実施例と情報の送
受が同じのものは省略してある。
【００６８】ＦＩＲフィルタ22のＤＳＰ(22)からＦＩＲ
フィルタ11のＤＳＰ(11)に対してはＸ’情報の送信線 ＦＩＲフィルタ21のＤＳＰ(21)からＦＩＲフィルタ22の
ＤＳＰ(22)に対しては畳込み結果 YTH21の送信線、タッ
プデータＤ21の送信線 ＦＩＲフィルタ21のＤＳＰ(21)には誤差情報ｅ21の入力
線、参照信号Ｘ２の入力線 ＦＩＲフィルタ22のＤＳＰ(22)には誤差情報ｅ22の入力
線
【００６９】また、実施例（１）、（２）での消去用フ
ィルタ11のＤＳＰ(11)への参照信号Ｘ１の入力線につい
ては、本実施例ではＦＩＲフィルタ22のＤＳＰ(22)に入
力される同一の参照信号Ｘ01の送信線と接続される。Ｆ
ＩＲフィルタ21のＤＳＰ(21)に参照信号Ｘ２が入力され
ると、以下の処理が実行される。
【００７０】ＦＩＲフィルタ21のＤＳＰ(21)は、入力さ
れる参照信号Ｘ２を用い、ＦＩＲフィルタ21の係数を用
いて畳込みを実行して畳込み結果 YTH21を、 YTH21＝ΣＸ(i) Ｈ(45-i+1) ただし、ｉ＝１〜４
５ により求め、その後、畳込み結果 YTH21を畳込み情報送
信線によりＦＩＲフィルタ22のＤＳＰ(22)へ送信する。
【００７１】またＦＩＲフィルタ22のＤＳＰ(22)は、Ｆ
ＩＲフィルタ21からタップデータ送信線を介しＦＩＲフ
ィルタ22に入力されたタップデータを用い、ＦＩＲフィ
ルタ22の係数で畳込みを実行して畳込み結果 YTH22を、 YTH22＝ΣＸ(45+i)Ｈ(90-i+1) ただし、ｉ＝１〜
４５ により求め、その後、この畳込み結果 YTH22を、畳込み
情報送信線を介して受信したＦＩＲフィルタ21の畳込み
結果 YTH21と総和し、その畳込み総和Σ2 をＸ’情報と
して参照信号Ｘ01の送信線を介して消去用フィルタ11の
ＤＳＰ(11)に対し送信する。
【００７２】ＦＩＲフィルタ22から消去用フィルタ11へ
参照信号Ｘ01の送信線を介しＦＩＲフィルタ21とＦＩＲ
フィルタ22の畳込み結果の総和Σ2 を送った後の消去用
フィルタ１の各ＤＳＰ(11)、(12)、(13)の動作は、前述
の実施例（１）で述べた動作と同様である。
【００７３】伝達系Ｂを模擬したＦＩＲフィルタ21と22
は係数固定のフィルタで構成することもタップ係数可変
の適応フィルタで構成することもできるのは上述の実施
例（１）の場合と同様である。ＦＩＲフィルタ21と22を
タップ係数可変の適応フィルタで構成した場合の動作と
しては、ＦＩＲフィルタ21と22の両方のＤＳＰ(21)、(2
2)において誤差情報ｅ21とｅ22を用いて、ノルム演算、
ＡＮＳ演算、係数更新、タップデータクリア、タップデ
ータシフト等の処理を行って、適応フィルタであるＦＩ
Ｒフィルタ21と22の係数を更新させる。
【００７４】なお、図７、図８に示した例では、ＦＩＲ
フィルタ21と22を適応させる動作を行っている間は他の
消去用フィルタ11、12、13のＤＳＰ(11)、(12)、(13)の
各処理は停止させる必要がある。しかし、二次音源ＳＰ
より、マイクロホンＭ１の出力の参照信号と相関のない
広帯域信号を二次音源ＳＰ入力の抑圧用信号に混入さ
せ、マイクロホンＭ１で受信される上記広帯域信号を最
小とすべく動作する適応フィルタを設けることで、ＦＩ
Ｒフィルタ21と22の適応と同時にＦＩＲフィルタ11、1
2、13の適応を行うことは容易に実施できる。
【００７５】本実施例では伝達系Ｂを模擬するＦＩＲフ
ィルタ２、すなわちＦＩＲフィルタ21と22を２チップの
ＤＳＰ(21)、(22)で実現したが、ＤＳＰの個数とそれに
伴うＦＩＲフィルタ２の分割数については、特に上述の
実施例のように２個に限られるものではなく、２個以上
の複数チップであってもよいことは言うまでもない。
【００７６】本実施例では、上述の実施例同様に伝達系
Ａと伝達系Ｂを模擬した２つのＦＩＲフィルタとの一連
の動作（畳込み→係数更新→タップデータシフト）を５
つのＤＳＰ(11)、(12)、(13)、(21)、(22)に５分割して
同時に並列動作させることができる。よってＤＳＰ(1
1)、(12)、(13)で構成されるＦＩＲフィルタ１に参照信
号Ｘ１が入力してからそれを処理し畳込み総和Σ1 が得
られるまでの間に、ＦＩＲフィルタ２の２つのＤＳＰ(2
1)、(22)において伝達系Ｂを模擬する一連の動作（畳込
み→係数更新→タップデータシフト）が実行できるの
で、総合的なＤＳＰ処理の時間をその分だけ短縮するこ
とができる。
【００７７】図９には本発明のさらに他の実施例（４）
の概略構成が示され、また図１０にはこの実施例装置の
要部となるＦＩＲフィルタ部分での詳細な処理手順が示
される。この実施例（４）も本発明の信号抑制装置をア
クティブ騒音制御システムに適用したものである。
【００７８】上記実施例（１）、（２）、（３）の処理
系においては、消去用フィルタの出力が、消去用フィル
タ11、12、１3 で模擬する伝達系Ａを逆に戻る経路を有
し得る。その場合の経路の伝達関数は消去用フィルタで
模擬した経路の伝達関数Ａと同じであることは少ない。
【００７９】例えば、上述のアクティブ騒音制御システ
ムにおいて、参照信号（消去対象の騒音）を得る騒音検
出用マイクロホンＭ１を全指向性マイクロホンとした場
合、消去用フィルタ１で電気的に模擬した消去音がスピ
ーカＳＰ側から全指向性マイクロホンＭ１へと騒音の伝
搬経路を逆に辿って消去用フィルタ１の入力側に回り込
む可能性があり、この回り込み経路（伝達系Ｃ）を経た
回り込み音の影響により消去用フィルタ１での正確な消
去音の作成が妨げられる。そこで、この伝達系Ｃを模擬
する回り込み防止フィルタ３（例えば文献として小坂、
山田 電子情報通信学会技術報告書 EA88-26 PP14-1
6、昭和63年）を設け、消去用フィルタ１から出力され
る消去音信号をこの回り込み防止フィルタ３を経て消去
用フィルタ１の入力側に戻し、マイクロホンＭ１の検出
信号から回り込み音を差し引いてからＦＩＲフィルタ１
へ入力することで、この回り込み経路（伝達系Ｃ）の影
響を除去することができる。
【００８０】また、同様なことは、アクティブ振動制御
システム等の場合でも起こり、このアクティブ能動制御
システムでは参照信号を得るための振動ピックアップ
に、振動消去するためのアクチュータの振動が伝わるこ
とが有り、それらの影響を排除しなければならない。
【００８１】このように、アクティブ騒音制御システム
やアクティブ振動制御システム等では、上記の回り込み
経路（ここでは音響の概念で意味を統一するものとす
る）と同等の伝達系Ｃを模擬する回り込み防止フィルタ
３を持つ必要がある。よって、上記の実施例（１）、
（２）、（３）で用いた伝達系Ａを模擬する消去用フィ
ルタ11、12、13、伝達系Ｂを模擬するＦＩＲフィルタ2
1、22をそれぞれ実現する５個のＤＳＰ以外に更に６番
目のＤＳＰを設け、このＤＳＰによって回り込み経路を
模擬するＦＩＲフィルタからなる回り込み防止フィルタ
３を実現する。
【００８２】この場合の構成を図９に示す。各ＦＩＲフ
ィルタのＤＳＰ間では以下の信号線で情報の送受を行
う。 回り込み防止フィルタ３のＤＳＰ(3) には参照信号Ｒ３
の入力線 上記以外の信号線に関しては上述の実施例（１）〜
（３）１〜３と同じである。
【００８３】回り込み防止フィルタ３のＤＳＰ(3) に参
照信号Ｒ３が入力されると以下の処理が実行される。
【００８４】ＦＩＲフィルタ３のＤＳＰは、入力される
参照信号Ｒ３によりＦＩＲフィルタ３の係数を用いて畳
込みを実行して回り込み成分である畳込み結果 YTH3 YTH3 ＝ΣＲ(i) Ｈ3 (N-i+1) を求め、その後、 Ｒ− YTH3 ＝Ｘ により伝達系Ｃの影響を除去した参照信号Ｘを求め、、
参照信号Ｘ03の送信線によりＦＩＲフィルタ21のＤＳＰ
(21)へこの参照信号の送信を行う。
【００８５】回り込み防止フィルタ３のＤＳＰ(3) から
ＦＩＲフィルタ２のＤＳＰ(2) へ参照信号Ｘ03が送られ
た場合に、上述の実施例（１）、（２）で述べた動作を
ＤＳＰ(2) 、(11)、(12)、(13)でも同時に行う。また以後
の動作も上述の実施例（１）、（２）の通りである。
【００８６】また、回り込み防止フィルタ３は係数固定
のフィルタで構成しても、あるいはタップ係数可変の適
応フィルタで構成してもよい。タップ係数可変の適応フ
ィルタで構成した場合は、回り込み防止フィルタ３を実
現するＤＳＰ(3) に誤差情報を入力するか、このＤＳＰ
(3) で求めた残差を誤差としてもよく、適応フィルタの
係数を消去用フィルタ11、12、 13の個々において更新さ
せるのと同様にフィード・フォワード制御が成立するよ
うなアルゴリズムを用いて係数更新を行う。
【００８７】この実施例では回り込み防止フィルタ３を
１チップＤＳＰを用いて構成したが回り込み防止フィル
タ３を構成するＤＳＰの個数とそれに伴う回り込み防止
フィルタ３の分割数については、上述の各実施例のＦＩ
Ｒフィルタ１、２などの場合と同様に、回り込み防止フ
ィルタ３を２個以上の複数チップに分割して実現できる
ことは言うまでもない。また、この図９に実施例におい
てもＦＩＲフィルタ２を複数のＤＳＰチップで分割して
実現するものであっも勿論よい。例えば図11にはかかる
場合の例として、ＦＩＲフィルタ２が２個のＤＳＰ(2
1)、(22)で実現され、回り込み防止フィルタ３が３個の
ＤＳＰ(31)、(32)、(33)で実現された場合の例示され
る。
【００８８】このように、この実施例では、従来１チッ
プのＤＳＰで実行するのが常であったアクティブ騒音制
御やアクティブ振動制御等で用いられるFiltered-Xアル
ゴリズム等で制御を行う場合、伝達系Ａと伝達系Ｂと伝
達系Ｃの経路を模擬する３つのＦＩＲフィルタとの一連
の動作（畳込み→係数更新→タップデータシフト）を、
ＤＳＰ(11)、(12)、(13)、(2) 、(3) の５分割により、
同時に動作させることができ、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)
で構成されるＦＩＲフィルタ１に参照信号Ｘ１が入力し
てから処理され畳込み総和出力Σ1 が得られるまで間
に、フィルタ２のＤＳＰ(2) では伝達系Ｂについての一
連の動作（畳込み→係数更新→タップデータシフト）
が、また回り込み防止フィルタ３のＤＳＰ(3) では伝達
系Ｃについての一連の動作（畳込み→係数更新→タップ
データシフト）が実行できるので、総合的なＤＳＰ処理
の時間をその分だけ短縮することができる。
【００８９】図１３〜図１５には本発明のまた他の実施
例（５）が示される。この実施例（５）はＦＩＲフィル
タの規模の小型化と高速化を狙ったものである。
【００９０】すなわち、上述の実施例（２）、（３）の
処理系のように、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)により実現さ
れた消去用フィルタ11、12、13で作られた畳込み総和Σ
1 出力が伝達系Ｂを介さなければ伝達系Ａを通過後の信
号に対して影響を及ばせない場合、処理系に伝達系Ｂを
電気的に模擬するＦＩＲフィルタ２を持つことになる
が、このＦＩＲフィルタ２の係数更新を行うためには、
ＦＩＲフィルタ２を実現するＤＳＰ(2) 内にフィルタの
係数更新部を持つ必要がある。このように、ＤＳＰ(2)
内にＦＩＲフィルタ２とその係数更新部を持つ結果、Ｄ
ＳＰ(2) はこれらの両方の処理を行わなければならず、
その負荷が増加することになる。
【００９１】同様なことは実施例 (４) の処理系の場合
にもいえる。すなわちこの実施例（４）の処理系のよう
に、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)で作られた畳込み総和Σ1
出力が、消去用フィルタ11、12、13で模擬する伝達系Ａ
を逆に辿る経路を有する場合、処理系はこの経路を模擬
する回り込み防止フィルタ３を持つが、この回り込み防
止フィルタ３の係数更新を行うためには、回り込み防止
フィルタ３を実現しているＤＳＰ(3) 内に係数更新部を
持つ必要がある。しかし、ＤＳＰ(3) 内に回り込み防止
フィルタ３とその係数更新部を持つ結果、これらの両方
の処理がＤＳＰ(3) の負荷を増加させることになる。
【００９２】このように、上述の各実施例ではＤＳＰ(1
1)、(12)、(13)、ＤＳＰ(2) 、ＤＳＰ(3) の何れのＤＳ
Ｐもその内部にＦＩＲフィルタとその係数更新部をそれ
ぞれ持っているため、全体として見てシステム規模が大
型化するという欠点がある。
【００９３】そこで、この実施例（５）では、ＦＩＲフ
ィルタ２のＤＳＰ(2) と回り込み防止フィルタ３のＤＳ
Ｐ(3) にはそれぞれ内部に係数更新部を設けないように
し、代わりに、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)の係数更新部を
ＤＳＰ(2) のＦＩＲフィルタ２とＤＳＰ(3) の回り込み
防止のＦＩＲフィルタ３の係数推定にも使用するように
する。
【００９４】先の実施例（４）を単純化して表現するた
め、ブロック図として図１３に書き換えた。図１３の構
成では、ＤＳＰ(2) 内はＦＩＲフィルタ２しか持たず、
係数更新部はない。またＤＳＰ(3) 内も回り込み防止フ
ィルタ３しか持たず、係数更新部はない。しかし、これ
らＦＩＲフィルタ２と回り込み防止フィルタ３は何れも
係数更新部を用いて係数の事前学習を行うことが必要で
ある。ただし、二次音源ＳＰに騒音検出用マイクロホン
Ｍ１やＭ２で取るべき参照信号や誤差信号と相関のない
広帯域信号を混入させ、この広帯域信号を入力とした適
応フィルタを別に設ければ係数を事前ではなく、制御中
に学習させることは容易である。
【００９５】そこで、まずＤＳＰ(3) 内の回り込み防止
のＦＩＲフィルタ３についての係数の事前学習を、ＤＳ
Ｐ(11)、(12)、(13)の係数演算部を用いて行うことにす
る。図１５はこの場合の詳細状態を示すものである。
【００９６】広帯域雑音信号を発生する発生器Ｇを用意
してその広帯域雑音信号を二次音源（スピーカＳＰ、以
下同じ）に入力すると共に、ＤＳＰ(11)にも同一の信号
を入力する。この広帯域雑音信号データはフィルタ11の
タップデータシフトによりフィルタ12、13にも順次に入
力されていく。
【００９７】また、フィルタ11、12、13の個々の畳込み
結果 YTH11、 YTH12、 YTH13は畳込み結果送信線を用い
てＤＳＰ(2) に収集され、それらを総和して畳込み総和
Σ1出力が作られる。
【００９８】一方、二次音源から放出された広帯域雑音
はダクトを逆に伝播し（すなわち伝達系Ｃ）、騒音検出
用マイクロホンＭ１まで回り込む。この騒音検出用マイ
クロホンＭ１の出力は誤差入力信号ｅ２としてＤＳＰ
(2) に入力される。
【００９９】ＤＳＰ(2) 内では誤差入力信号ｅ２と先の
畳込み総和Σ1 出力との差を求め、得られた結果は誤差
情報入力ｅ11、ｅ12、ｅ13としてＤＳＰ(11)、(12)、(1
3)に入力される。ＤＳＰ(11)、(12)、(13)では誤差情報
入力ｅ11、ｅ12、ｅ13が最小となるようにＦＩＲフィル
タ11、12、13の係数更新を係数更新部（図中のUPDATE
部、以下同じ）で行う。
【０１００】誤差情報入力ｅ11、ｅ12、ｅ13が最小とな
った場合、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)のＦＩＲフィルタ1
1、12、13の係数が求まったと見なせる。このような接
続関係とした場合、ＦＩＲフィルタ11、12、13は伝達系
Ｃを模擬したことになるので回り込み防止フィルタ３と
機能的に同等になるので、求まった係数は回り込み防止
フィルタ３の係数と同等になる。そこで、求まったＦＩ
Ｒフィルタ11、12、13のフィルタ係数を回り込み防止フ
ィルタ３用のＤＳＰ(3) に転送する。ＤＳＰ(3)ではＦ
ＩＲフィルタ11、12、13からの係数を受けた後、それを
回り込み防止用のＦＩＲフィルタ３の係数として用い
る。
【０１０１】次に、ＤＳＰ(2) 内のＦＩＲフィルタ２に
ついての係数の事前学習をＤＳＰ(11)、(12)、(13)の係
数演算部を用いて行う方法を説明する。図１４にはこの
場合の詳細状態が示される。
【０１０２】前述の発生器Ｇにより二次音源（ＳＰ）に
広帯域音雑音信号を入力すると共に、この広帯域雑音信
号をＤＳＰ(11)にも入力する。この広帯域雑音信号デー
タはＦＩＲフィルタ11のタップデータシフトによりＦＩ
Ｒフィルタ12、13へも順次に入力されていく。また、Ｆ
ＩＲフィルタ11、12、13の個々の畳込み結果 YTH11、YT
H12、 YTH13は、畳込み結果送信線を用いてＤＳＰ(2)
に収集され、そこでそれらの総和がとられて畳込み総和
Σ1 出力が得られる。
【０１０３】一方、二次音源から放出された広帯域雑音
は伝達系Ｂを伝播し、誤差検出用（残差音検出用）マイ
クロホンＭ２に入力される。この誤差検出用マイクロホ
ンＭ２の出力は誤差入力信号ｅ2 としてＤＳＰ(2) 内に
入力される。
【０１０４】ＤＳＰ(2) では、誤差入力信号ｅ2 と先の
畳込み総和Σ1 出力との差を求め、この結果は誤差情報
入力ｅ11、ｅ12、ｅ13としてＤＳＰ(11)、(12)、(13)に
入力される。ＤＳＰ(11)、(12)、(13)では、誤差情報入
力ｅ11、ｅ12、ｅ13が最小となるようにＦＩＲフィルタ
11、12、13の係数更新を係数更新部で行う。
【０１０５】誤差情報入力ｅ11、ｅ12、ｅ13が最小とな
った場合、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)のＦＩＲフィルタ1
1、12、13の係数が求まったと見なせる。このような接
続構成とすると、ＦＩＲフィルタ11、12、13は伝達系Ｂ
を模擬したことになるからＦＩＲフィルタ２と機能的に
同等となり、得られた係数はＦＩＲフィルタ２の係数と
同等になる。そこで、ＦＩＲフィルタ11、12、13の係数
をＤＳＰ(2) に転送する。ＤＳＰ(2) ではＦＩＲフィル
タ11、12、13からの係数を受けた後、これをＦＩＲフィ
ルタ２の係数として用いる。
【０１０６】以上、本実施例では消去用フィルタ11、1
2、13を実現するＤＳＰ(11)、(12)、(13)に係数演算部
を持たせ、この係数演算部をＦＩＲフィルタ２と回り込
み防止フィルタ３の係数演算部としても共用するように
したが、本発明はこれに限られるものではなく、フィル
タの係数演算部をＤＳＰ(11)、(12)、(13)に設ける代わ
りにＤＳＰ(2) 側またはＤＳＰ(3) 側に設けるようにす
ることも可能である。すなわち、ＤＳＰ(2) のＦＩＲフ
ィルタ２に係数演算部を持たせ、ＤＳＰ(11)、(12)、(1
3)の消去用フィルタ11、12、13とＤＳＰ(3) の回り込み
防止フィルタ３でこのＤＳＰ(2) の係数演算部を共用し
てもよい。あるいは、ＤＳＰ(3) の回り込み防止フィル
タ３に係数演算部を持たせ、ＤＳＰ(2) のＦＩＲフィル
タ２とＤＳＰ(11)、(12)、(13)の消去用フィルタ11、1
2、13でこの係数演算部を共用してもよい。
【０１０７】上述のようにＤＳＰ(11)、(12)、(13)側に
係数演算部を設けてこの係数演算部をＦＩＲフィルタ
２、３で共用するようにした場合、ＤＳＰ(2) とＤＳＰ
(3) はそれぞれ複数に分割した構成としても勿論よい
が、1 チップでそれぞれ構成するようにしても係数演算
処理がない分ＤＳＰ(11)、(12)、(13)に対して処理速度
が遅くなることがなく、よってこれらのＦＩＲフィルタ
２、３を１チップＤＳＰとすることによりハードウェア
規模の削減を図れる。同様に、係数演算部をＤＳＰ(2)
、(3) に設けた場合、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)は分割
せずに構成してもよく、それによりハードウェア規模の
削減を図れる。なお、分割する場合にはその分割数は任
意である。
【０１０８】図１６には本発明のまた他の実施例（６）
が示される。上記実施例 (４) の処理系においては、Ｄ
ＳＰ(3) 内に持つ回り込み防止フィルタ３ (ＦＩＲフィ
ルタ) は、通常、ＦＩＲフィルタの入力データ (図１０
中では参照信号入力Ｒ３）が入った後で、その全タップ
データを用いて畳込み演算を行って回り込み音を求めて
いる。そのため、畳込み演算結果（模擬した回り込み
音）ができるまで、伝達系Ｃを伝播後にマイクロホンＭ
１で得られた参照信号に対して畳込み演算結果を差し引
くことができないので、結果的に、この畳込み演算に要
する処理時間が時間遅延要素となってアクティブ騒音制
御システムの性能を制限する要因ともなっていた。これ
は特に非周期的なランダムな騒音の騒音制御を行う実施
例（４）に示した構成の場合に顕著である。
【０１０９】そこで、実施例（４）のＤＳＰ(3) 内での
畳込み出力の生成を、ＤＳＰ(3) 内のＦＩＲフィルタに
参照信号が入力される前にその時点で可能な畳込み演算
については事前に行っておき、ＤＳＰ(3) のＦＩＲフィ
ルタに参照信号が入力された後にはその時点でしかでき
ない畳込みのみを行うようにし、両者の結果を足し合わ
せることで実質的に参照信号の入力に対して全タップデ
ータを用いて畳込み出力を得たと等価な結果を得て、処
理時間を短縮させる。
【０１１０】このような処理を行う実施例（６）を図１
６の処理フローにより説明する。この図１６は回り込み
防止のＦＩＲフィルタ３のＤＳＰ(3) （前述の実施例
（４）が参照できる）においてＮＬＭＳ方による係数更
新アルゴリズムにより係数更新を行う状況を示したもの
である。実施例（４）の場合と比較すると、この実施例
（６）では参照信号入力Ｒ３から参照信号Ｘ03までのソ
フトウェア処理を以下の方法で削減することができる。
【０１１１】 ＦＩＲフィルタ３の入力信号として参
照信号入力Ｒ３の信号Ｒ(i) は初めにＤＳＰ(3) に入力
され、ｉ＝１よりＲ(1) となる。
【０１１２】 Ｒ(1) と一つの係数データＨ(N) の積
のみ畳込みを行い（すなわち初段のタップについてのみ
畳込み演算を行い）、結果を YTH1 とする。
【０１１３】 先のＲ(1) とＨ(N) を除いたＦＩＲフ
ィルタのタップ係数については、畳込みを参照信号のサ
ンプリング周期間隔中に予め実行してその畳込み結果 Y
THN-1 を保存しておき、その保存しておいた畳込み結果
YTHN-1 と処理で求めた YTH1 とを加算し、その結果
をＦＩＲフィルタ３の畳込み結果 YTHとする。
【０１１４】以上のように処理すれば、参照信号Ｒ３の
入力から参照信号Ｘ03の送信までのソフトウェア処理は
通常の畳込みではなく、 YTH1 ＝Ｒ(1) Ｈ(N) YTH＝ YTH1 ＋ YTHN-1 ｅ− YTH＝Ｘ を行うための乗算１回、加算１回、減算１回の演算のみ
で終了する。
【０１１５】この演算量削減効果を改善前の係数更新の
状況と比較するために、改善前の係数更新のフローを図
１７に示す。図１７に示されるように、参照信号Ｒ３の
入力から参照信号Ｒ03の送信までのソフトウェア処理
は、通常のＮタップ畳込みの演算、 YTH＝ΣＲ(N-i+1) Ｈ(i) ただし、ｉ＝１〜Ｎ が必要なので、非常に時間がかかる。
【０１１６】なお、以上の図１６の実施例（６）では、
参照信号Ｒ３の入力から参照信号Ｒ03の送信までの演算
を乗算１回、加算１回、減算１回のみで終了する例を示
したが、これは最も処理を少なくできる場合の例を示し
たものであって本発明はこれだけに限られるものではな
い。。例えば、参照信号Ｒ３の入力から参照信号Ｘ03の
送信までの間に、Ｒ(1) とＨ(N) を含むＦＩＲフィルタ
の半分のタップ( Ｎ／２タップ) についてＦＩＲフィル
タの畳込みを行い、一方、残りのＦＩＲフィルタの半分
のタップ (Ｎ／２タップ) については予め参照信号Ｘ03
の送信以降のサンプリング周期間隔中にＦＩＲフィルタ
の畳込みを行って保存しておき、この両者を足し合わせ
ることでＦＩＲフィルタの全タップについての畳込み結
果 YTHを揉める等の方法をとるものであってもよい。
【０１１７】また、実施例 (６) では、ＤＳＰ(3) の回
り込み防止フィルタ３について行う畳込み演算を例にし
て説明したが、所要のものについては事前に畳込み演算
を終えておくという本発明の適用は特に回り込み防止の
ためのフィルタにだけに限られるものではなく、ＦＩＲ
フィルタの入力信号が入力された後に直ちに畳込み演算
結果が必要となるような畳込み演算を行うシステムにつ
いて効果的に適用が可能である。
【０１１８】図１８には本発明のまた他の実施例（７）
が示される。図１３の上記実施例（５）の処理系におい
ては、ＤＳＰ(2) 内のＦＩＲフィルタ２の出力としての
Ｘ’情報をＤＳＰ(2) からＤＳＰ(11)、(12)、(13)へ送
信し、このＸ’情報をＤＳＰ(11)、(12)、(13)内の係数
更新部において係数更新のため使用する。
【０１１９】この場合、以下のような問題がある。ＤＳ
Ｐ(11)、(12)、(13)においてはその個々で係数更新のた
めに、前述のＮＬＭＳ法による係数更新アルゴリズムで
Ｘ’情報の二乗累積値Norm Norm＝｜ΣＸ’2 (i) ｜ を求めることになる。この場合の累積値はＤＳＰ(11)、
(12)、(13)の全ての総タップデータ数と同数だけ累積さ
れることを意味する。
【０１２０】つまり、消去用フィルタのタップ部分はＤ
ＳＰ(11)、(12)、(13)で３分割されているが、タップが
何分割に分けてあろうとも、各ＤＳＰ(11)、(12)、(13)
においては係数更新時に消去用フィルタ11、12、13のタ
ップ総数と同数だけＸ’情報の二乗累積値Normを求める
必要がある。そのため、前述の実施例（５）の構成のま
までは、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)の個々において消去用
フィルタ11、12、13のタップ総数と同数だけの二乗累積
値Normを重複して求めることになる。
【０１２１】実施例（５）の構成での具体的な二乗累積
値Normの求め方は、Ｘ’情報がそれぞれＤＳＰ(11)、(1
2)、(13)に入力される度に、係数更新部で入力データを
二乗し累積させてゆき、この二乗累積値が消去用フィル
タ11、12、13のタップ総数と同数だけ集まった後、Ｘ’
情報の入力に対して余ることになる古い二乗値を廃棄す
るものであるが、全ての二乗累積値の保持や二乗値のシ
フトをＤＳＰ11、12、13で重複して行うことになって効
率が悪く、その重複分、各ＤＳＰ(11)、(12)、(13)の処
理負荷が多くなるという問題点がある。
【０１２２】そこで、実施例（７）においては、ＤＳＰ
(2) 内で二乗累積値Normを求めてしまい、このNorm情報
をＤＳＰ(11)、(12)、(13)に一斉に送信するように構成
する。その詳細を図１８に示す。ＤＳＰ(2) 内でＦＩＲ
フィルタ２からＸ’情報として出力される信号を二乗し
累積させてゆく。二乗累積値Normを求めるには、Ｘ’情
報が生成される毎に、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)で構成さ
れたＦＩＲフィルタのタップデータ分の時間が経過した
最終タップデータの二乗値を、累積値からひく必要があ
る。そこでＤＳＰ(13)から消去用フィルタ13の係数更新
部の最終データ（最古データ）の出力をＤＳＰ(2) に戻
している。結果的に、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)で二乗累
積値Normを重複して求めるよりも、ＤＳＰ(2) が単独で
二乗累積値Normを求めるだけで済むので、ソフトウェア
処理の削減に役立つ。
【０１２３】また、ＤＳＰ(2) で学習係数（図１８では
α）を設定しておき、 ＡＮＳ＝α／Norm についてもＤＳＰ(2) 内で求め、その結果（図１８中で
はＡＮＳ）をＤＳＰ(2)からＤＳＰ(11)、(12)、(13)に
一斉に送信するようにしてもよい。この結果、一般的な
ＤＳＰで最も処理サイクルを要する割算をＤＳＰ(2) だ
けで実行すればよいので、ソフトウェア処理の削減に役
立つ。
【０１２４】なお、本実施例（７）ではＤＳＰ(2) にNo
rm演算部を設け、ＤＳＰ(11)、(12)、(13)ではフィルタ
タップの分割を行ったが、Norm演算部の設置場所は特に
ＤＳＰ(2) に限定したものではなく、どのＤＳＰであっ
てもよい。例えば実施例（３）のＤＳＰ(21)、(22)のよ
うに分割したＤＳＰの部分にNorm演算部を設けてもよ
い。
【０１２５】また本実施例では上述のように、Filterd-
Ｘアルゴリズムをもとにした構成であり、Norm演算のた
めにＦＩＲフィルタ２の出力の二乗累積を行っている
が、図２の実施例（１）の場合のＮＬＭＳアルゴリズム
の係数更新でよい場合については、図２のマイクロホン
Ｍ１出力、図３では参照信号Ｘ１の二乗累積となる。こ
れは図３のＦＩＲフィルタ11、12、13のタップデータそ
のものの二乗累積値となる。問題なく本実施例（７）が
応用できる。
【０１２６】本発明のまた他の実施例（８）を実施例
（７）と同じ図１８を用いて以下に説明する。上記実施
例（５）記載の処理系において、ＤＳＰ(2) からＤＳＰ
(11)、(12)、(13)へ同時にＸ’情報を送信し、ＤＳＰ(1
1)、(12)、(13)内の係数更新部において係数更新時に
Ｘ’情報を使用する。ここで、ＦＩＲフィルタのタップ
データと同様にＸ’情報もシフトして保持しなければな
らない。ここで、以下の問題が生じる。
【０１２７】ＤＳＰ(11)、(12)、(13)でＦＩＲフィルタ
のタップ部分が例えば実施例（５）では３分割に分かれ
ている。ＤＳＰ(11)は初段のためＸ’情報のシフトはそ
れほど問題ではないが、ＤＳＰ(13)は終段のためＤＳＰ
(11)の消去用フィルタ11、ＤＳＰ(12)の消去用フィルタ
12と同様数シフトを余分に行う必要がある。そのためＤ
ＳＰ(13)の処理負荷が多くなるという欠点がある。
【０１２８】そこで、Ｘ’情報について消去用フィルタ
11、12、13のタップデータと同様の経路でＤＳＰ(11)→
ＤＳＰ(12)→ＤＳＰ(13)と順に転送する。これによりＤ
ＳＰ(11)、(12)、(13)のシフト数を同一に持てばよく、
ＤＳＰ(11)、(12)、(13)内のソフトウェアも基本部分が
共通化でき、また、係数転送もＤＳＰ(11)からＤＳＰ(1
2)へはタップデータＤ12の送信線、ＤＳＰ(12)からＤＳ
Ｐ(13)へはタップデータＤ２３の送信線と同一信号線で
転送することができる。
【０１２９】図１９には本発明のまた他の実施例（９）
が示される。図１９において騒音検出用マイクロホンＭ
１の検出信号をＡ／Ｄ変換する場合、目的外信号の抑圧
用信号を生成しその抑圧用信号をＤ／Ａ変換する場合、
あるいは抑圧後の誤差を検出するための誤差信号をＡ／
Ｄ変換する場合に、折返し防止フィルタとして低域フィ
ルタ（ＬＰＦ）を通す必要がある。この用途にこれまで
一般に用いられてきた低域フィルタは、通過帯域ではな
るべく利得の平坦な特性のバタワース特性を持つもので
あるが、例えばバタワース特性のｎ次低域フィルタの場
合、遮断周波数をｆc とすると、 （π／４）×（１／ｆc ）×ｎ で表せる時間だけ信号が遅延する。バタワース特性に限
らず低域フィルタは段数に比例して遅延時間がかかるの
で、なるべく段数が少ないほうがよい。ところが、段数
を減らすと折返し成分の除去が完全ではなくなる欠点が
ある。
【０１３０】そこで、できるだけ段数が少なくて所要の
遮断減衰量が得られる低域フィルタを採用することが大
切となる。
【０１３１】一般的にバタワース特性は、極の位置が単
位円上の左半平面のみに存在するため安定であるが、極
位置が単位円上にあるため低域フィルタとしてのＱが小
さいことが欠点である。
【０１３２】チェビシェフ特性は各段での安定性の確保
の困難さや遅延歪の発生等の欠点はあるが、極の位置は
実軸に比べ虚軸の方が大きい楕円上にあり、結果的にこ
れが低域フィルタとしてのＱを大きくしている。例え
ば、次数ｎ＝５の場合、チェビシェフ特性はバタワース
特性よりも２４dB遮断減衰量を多く得ることができる。
【０１３３】次に、連立チェビシェフ特性については、
低域フィルタとしてのＱがチェビシェフ特性よりもさら
に大きい。また、通過域と阻止域で等リプル特性であ
り、これらのうち特に通過域リプルが問題だが、本実施
例の場合はＤＳＰ内のＦＩＲフィルタ係数を適応させれ
ば吸収されるので、問題なくなる。
【０１３４】遮断減衰量については、バタワース特性で
は次数ｎ＝１７で確保できる量が、チェビシェフ特性で
はｎ＝８、連立チェビシェフ特性ではｎ＝５で実現でき
る。
【０１３５】よって図１９に示すように、連立チェビシ
ェフ特性の低域フィルタを用いれば、通常のバタワース
特性、ベッセル特性、チェビシェフ特性と比較し、より
低次で所望の減衰量が得られ、低域フィルタ部分の群遅
延を縮小化させることができる。ただし、図１９におい
て、抑圧後の誤差を検出するための誤差検出用マイクロ
ホン出力の誤差信号をＡ／Ｄ変換する場合に、低域フィ
ルタは係数修正の情報のため群遅延をそれほど考慮しな
くてもよいで、連立チェビシェフ特性の低域フィルタを
採用する必要性はあまりない。
【０１３６】次に一般的なオーバーサンプリングを採用
した場合のことを考える。図１９に示したように、Ａ／
Ｄ前での低域フィルタやＡ／Ｄ後のディジタル状態でデ
ィジタルフィルタにより低域フィルタをかける場合と、
Ｄ／Ａ前のディジタル状態でディジタルフィルタにより
低域フィルタをかける場合も、ディジタルフィルタを連
立チェビシェフ特性で実現すれば、上記の理由でディジ
タルフィルタ部分での群遅延を縮小できるので、処理系
の高速化に役立つ。
【０１３７】
【発明の効果】以上、説明したように、請求項１〜５の
発明では、各フィルタをそれぞれ別個のＤＳＰで実現す
ることが可能となり、これらのＤＳＰを同時に並列的に
動作させることで、処理速度の高速化が図れる。
【０１３８】また請求項６の発明においては、フィルタ
を適応フィルタとすることで、模擬せんとする伝達系を
一層的確に近似することができる。
【０１３９】また請求項７の発明においては、何れかの
ＤＳＰ内にフィルタの係数更新部を持ち、その係数更新
部を残りの他のフィルタの係数更新部としても使用する
ことで、ＤＳＰ負荷の軽減を図れる。
【０１４０】また本発明８の発明においては、各ＤＳＰ
で実現したフィルタの畳込み演算に関して、フィルタの
入力データが入力される前に事前にフィルタの入力デー
タが不要なタップについて畳込み演算を終了させてお
き、フィルタの入力データ得られた直後に、フィルタの
入力データを必要とする畳込み演算、または乗算のみ実
行し事前に演算した畳込み演算結果と和することで、畳
込み演算結果の生成までの時間を短縮できる。
【０１４１】また請求項９の発明においては、二乗累積
値を求める計算を各分割されたフィルタに対して一括し
て行うことで、ソフトウェアやハードウェアの規模を削
減できる。
【０１４２】また請求項１０の発明においては、分割さ
れたフィルタの後段側のフィルタのシフト処理の負荷を
軽減することができる。
【０１４３】また請求項１１の発明においては、折返し
防止フィルタを連立チェビシェフ特性のものとすること
で、その処理速度の高速化を図れる。
【０１４４】以上の処理により各ＤＳＰの処理を同時に
実行することができるなど、結果的に信号抑圧装置の処
理を高速に行うことが可能となり、制御系での必要な伝
達関数の位相特性実現が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明に用いる図である。
【図２】本発明の信号抑圧装置の実施例（１）の概略構
成を示す図である。
【図３】実施例（１）の要部部分での詳細な処理手順を
示す図である。
【図４】実施例（１）のＤＳＰでの処理フローを示す図
である。
【図５】本発明の信号抑圧装置の実施例（２）の概略構
成を示す図である。
【図６】実施例（２）の要部部分での詳細な処理手順を
示す図である。
【図７】本発明の信号抑圧装置の実施例（３）の概略構
成を示す図である。
【図８】実施例（３）の要部部分での詳細な処理手順を
示す図である。
【図９】本発明の信号抑圧装置の実施例（４）を示す図
である。０
【図１０】実施例（４）の要部部分の詳細な処理手順を
示す図である。
【図１１】本発明の（４）の変形例を示す図である。
【図１２】実施例におけるフィルタの適応動作を説明す
るための図である。
【図１３】本発明の信号抑圧装置の実施例（５）を示す
図である。
【図１４】本発明の信号抑圧装置の実施例（５）の動作
を説明する図である。
【図１５】本発明の信号抑圧装置の実施例（５）の他の
動作を説明する図である。
【図１６】本発明の信号抑圧装置の実施例（６）におけ
るＤＳＰ内の処理フローを示す図である。
【図１７】実施例（６）の効果を説明するための改善前
の処理フローを示す図である。
【図１８】本発明の信号抑圧装置の実施例（７）、
（８）を示す図である。
【図１９】本発明の信号抑圧装置の実施例（９）を示す
図である。
【符号の説明】 、、、(1) 、(2) 、(3) 、(11)、(12)、(13)、(2
1)、(22)、(31)、(32)、(33) ＤＳＰ １、11、12、13 消去用フィルタ ２、21、22 ＦＩＲフィルタ ３、31、32、33 回り込み防止フィルタ Ｍ１ 騒音検出用マイクロホン Ｍ２ 誤差検出用マイクロホン ＳＰ 二次音源 (スピーカ)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大賀 寿郎 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 古屋 浩幸 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】物理現象の伝達系Ａを電気的に模擬する第
    １のフィルタ（１）を有し、該第１のフィルタに該伝達
    系Ａに入力される信号と相関のある信号を入力し、該第
    １のフィルタの出力が該伝達系Ａを通過後の信号に対し
    て影響を及ぼして該通過後の信号を目的の値に近づける
    ようにする信号抑制装置において、 該第１のフィルタを複数のフィルタ（11、12、13) に分
    割し、該分割した個々のフィルタにおいて個々に出力を
    計算して該個々の計算結果を収集することで、該第１の
    フィルタを分割しないで計算した場合の値と同一の値を
    得るように構成したことを特徴とする信号抑圧装置。
  2. 【請求項２】該第１のフィルタ（１）を分割した各フィ
    ルタ (11、12、13)の計算結果を収集した値が該伝達系
    Ａを通過後の信号に対し影響を及ぼすために経由する伝
    達系Ｂを電気的に模擬する第２のフィルタ（２）を有
    し、該第１のフィルタを分割したフィルタへの入力信号
    と同一信号を該第２のフィルタに入力し、該第２のフィ
    ルタの出力を該第１のフィルタを分割したフィルタの係
    数の修正に用いるように構成したことを特徴とする請求
    項１記載の信号抑圧装置。
  3. 【請求項３】該伝達系Ｂを電気的に模擬する第２のフィ
    ルタ（２）を複数のフィルタ (21、22) に分割し、該分
    割した個々のフィルタにおいて個々に出力を計算して該
    個々の計算結果を収集することで、該第２のフィルタを
    分割しないで計算した場合の値と同一の値を得るように
    構成したことを特徴とする請求項２記載の信号抑圧装
    置。
  4. 【請求項４】該第１のフィルタ（１）を分割した複数の
    フィルタ (21、22)の計算結果の収集値が逆に該第１の
    フィルタの入力側に戻る経路の伝達系Ｃを有する場合
    に、該伝達系Ｃを電気的に模擬する第３のフィルタ
    (３) を有し、該第３のフィルタの出力を用いて該第２
    のフィルタの入力に対し伝達系Ｃを伝播する影響を減じ
    るように構成したことを特徴とする請求項１〜３の何れ
    かに記載の信号抑圧装置。
  5. 【請求項５】該第３のフィルタ (３) を複数のフィルタ
    (31、32、33) に分割し、該分割した個々のフィルタに
    おいて個々に出力を計算して該個々の計算結果を収集す
    ることで、該第３のフィルタを分割しないで計算した場
    合の値と同一の値を得るように構成したことを特徴とす
    る請求項４記載の信号抑圧装置。
  6. 【請求項６】該第１、第２、および／または第３のフィ
    ルタを適応フィルタで構成して該フィルタの係数を該フ
    ィルタが模擬する伝達系に近似させるように目的値との
    誤差情報を用いて修正する係数更新部を有したことを特
    徴とする請求項１〜５の何れかに記載の信号抑圧装置。
  7. 【請求項７】上記各フィルタのうちの何れかのフィルタ
    の係数更新部を他の残りのフィルタの係数更新部として
    も共用するように構成したことを特徴とする請求項６記
    載の信号抑圧装置。
  8. 【請求項８】上記各フィルタにおいて畳込み演算を行う
    場合に、フィルタに既にセットされたデータに基づいて
    畳込み演算可能な部分についてはフィルタに新たなデー
    タが入力される前に演算を事前実行して保存する手段
    と、新たに入力されたフィルタデータについてはそのデ
    ータ入力後に畳込み演算を実行する手段と、上記保存し
    ておいた演算結果と新たに演算した演算結果を集計して
    フィルタの畳込み演算結果を得る手段とを有したことを
    特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の信号抑圧装
    置。
  9. 【請求項９】上記分割されたフィルタの個々が分割前の
    フィルタの全てのタップ内データの二乗累積値を求める
    必要がある場合もしくは該第２のフィルタ出力の二乗値
    を該第１のフィルタタップ数と同数だけ累積する必要が
    ある場合に、該二乗累積値を求める計算手段を一つ設
    け、該計算手段で計算した二乗累積値を該分割されたフ
    ィルタの個々に転送するように構成したことを特徴とす
    る請求項１〜８の何れかに記載の信号抑圧装置。
  10. 【請求項１０】上記伝達系Ｂを模擬する第２のフィルタ
    を持ち、該第２のフィルタの出力を該第１のフィルタを
    分割した初段のフィルタ部に送信し、該初段のフィルタ
    部では該第２のフィルタからの送信データが入力され次
    第、該入力データを記憶し、さらに該入力データが順次
    に入力される都度、入力データを記憶したアドレスまた
    はレジスタ等の位置をシフトし、それにより判明した最
    古の入力データを該分割された次段のフィルタに転送
    し、次段のフィルタでは初段のフィルタと同様の動作を
    実行してさらに次段のフィルタがある場合にはそのフィ
    ルタに最古の入力データを転送していく動作を繰り返す
    ように構成されたことを特徴とする請求項９記載の信号
    抑圧装置。
  11. 【請求項１１】目的とする参照信号、または抑圧後の誤
    差を検出するための誤差信号をアナログ、ディジタル間
    で信号変換する際に用いる折返しフィルタ、または誤差
    信号変換後の信号を入力とするディジタルフィルタ、ま
    たは目的外信号の抑圧用信号をディジタル、アナログ間
    で信号変換する際に用いるスムーズイングフィルタ、ま
    たは該ディジタル、アナログ間信号変換前の信号を入力
    とするディジタルフィルタにおいて、連立チェビシェフ
    特性のものを採用するようにしたことを特徴とする請求
    項１〜１０の何れかに記載の信号抑圧装置。
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