JPH0783217B2

JPH0783217B2 - フインライン構造体

Info

Publication number: JPH0783217B2
Application number: JP62094226A
Authority: JP
Inventors: ロバート・デイル・アルビン
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1986-04-16
Filing date: 1987-04-16
Publication date: 1995-09-06
Anticipated expiration: 2010-09-06
Also published as: EP0244105A2; EP0244105B1; DE3781010D1; US4789840A; JPS62247610A; DE3781010T2; EP0244105A3

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、信号検出用マイクロウェーブフインライン等
に係り、詳しくは、集積キャパシター技術を利用したミ
リメータ波フィンライン構造体に関する。本発明は、25
ギガヘルツ以上の基本周波数をもつマイクロウェーブエ
ネルギーの検出に特に有用である。

〔従来技術とその問題点〕従来、ほとんどのマイクロウェーブ、ウェーブガイド検
出装置は精巧に工作された周知のウェーブガイド技術を
利用していた。パーツの工作の精度は短い波長の場合に
極めて重要である。例えば当該波長はほぼ60ギガヘルツ
で５ミリメートルである。このような高周波および短波
長用検出装置の大きな問題は、検出ダイオードとウェー
ブガイドとの間のインピーダンスの整合が元々不良であ
ることであり、インピーダンス整合不良の結果、VSWRで
表わされた電力の損失が３対１の大きさとなる。その他
の問題は後述する。

高精度の突起および凹部成形用の周知のウェーブガイド
検出装置の構造に関する問題のため、フインライン技術
を利用することが提案された。その提案の１つは、AEG
−TelefunkenのHolger MeinelとLorenz−Peter Schmidt
によって“High Sensitivity Millimeter Wave Detecto
rs using Fin−Line Technology",Conference Digest o
f Fifth International Conference on Infrared ＆ Mi
llimeter Waves,Wuerzburg,West Germany,1980,pages 1
33−135に示唆されている。その論文中、著者らは、シ
ョットキーダイオードを検知素子に使うフインライン技
術を利用したミリメーター波検出装置を使うことを提案
している。その構造は、ウェーブガイド内に設けた石英
基板を使っている。

第２図は、先行技術であるMeinel他の論文の記載から再
構成したフインライン構造10を示す。この図は、ウェー
ブガイド16内の石英誘電対基板14上に誘電負荷されたフ
インライン12を示す。（ウェーブガイド内側界面は部分
的に点線で示されているが、引用した文献には面および
ウェーブガイド界面は図示がない。）誘電体基板14の表
面21上に金属化層18と19があり、層18,19は表面パター
ンとして入力テーパー20と出力テーパー22とをもってい
る。金属化層18は、ウェーブガイド16と直流結合すると
推定され、金属化層19はウェーブガイド16から直流遮断
されていると推定される。検出された信号は金属化層19
から得られると推定される。露出誘電体基板14の最小幅
の点23において、零バイアス・ショットキーダイオード
24を介した第１金属化層18と第２金属化層19間の結合部
がある。誘電体基板14の裏面には前記Meinel他の論文の
記載に従って吸収材26が直線テーパーに沿って設けられ
ている。この吸収材はウェーブガイドを除々に吸収終端
するものと推定される。包囲しているウェーブガイドと
誘電体基板14が直接インピーダンス整合するためのもの
は何も設けられていない。さらに、ダイオードを使う以
外検出回路の改良については何の示唆もない。

従来、フインライン構造体内のトレース間の直流遮断を
維持すると同時に損失のない無線周波連続性を得ること
が困難であったので、フインライン構造体の多くの回路
素子を選択的にバイアスすることは不可能であった。過
去においては、外部直流電源によってフイン全体をバイ
アスすることによってフインライン構造体にバイアスを
掛けていた。ウェーブガイド成形体内にポリアイロン空
洞のウェーブトラップが設けられていて、好ましくない
反射を阻止していた。フイン全体が同電位にバイアスさ
れているので、フインラインギャップを横断している全
回路阻止は均等にバイアスされている。このように、周
知の技術は主として２端子阻止との場合の使用に限定さ
れている。

自由空間ウェーブガイドのインピーダンスをフインライ
ン構造体に整合することは重要なことである。このため
種々の技術が提案された。例えば、４分の１波長遷移整
合変圧器が提案された。そのような技術は、Verver他に
よる“Quarter−Wave Matching of Wave guide−to Fin
line Transitions,"IEEE Transactional on Microwave
Theory and Techniques,Vol.MTT−32,No.12,December 1
984,pp.1645−1647に記載されている。この論文には、
誘電体による不連続性のため、ウェーブガイドの自由空
間から誘電体負荷への移転は無反射という訳にはいかな
い。その解決策、つまりウェーブガイド軸に沿ってフイ
ンライン構造体から自由空間ウェーブガイド内に延びて
いる４分の１波長整合スタブによって元々狭い帯域の整
合を行なっていた。従って広帯域のインピーダンス整合
を可能にする解決策が望まれていた。

フインライン技術が成功を得ると思われる一方、誘電材
料にこれまで存在すると推定された特性がいくつかのタ
イプの構造にとって不都合であると示唆されている。

〔発明の目的〕

従って、本発明の目的は、分布キャパシタンス素子を用
いて従来技術に比べて汎用性および有用性を著しく向上
したフインライン構造体を提供することである。

〔発明の概要〕

本発明の一実施例によるフインライン構造体は、ミリメ
ーターウェーブガイド内に位置する誘電体基板に設けた
回路を有し、この基板回路は、前以って特定可能な特性
の集積分布キャパシタンス素子を支持すべく十分平坦な
表面をもつ基板を含んでいる。この分布キャパシタンス
素子には少くとも一部が、横方向に分れている金属化層
によって形成されている。一般的に、分布キャパシタン
ス素子は、フインライン伝達媒体における複数の回路素
子のバイアスを許す。選択された構造体においては、無
線周波連続性がトレースと金属化層間で可能な一方、直
流分離が維持される。集積分布キャパシターを含む回路
の例は、検出器、無線周波変調器、無線周波減衰器、増
幅器、逓倍器を含むがこれらに限定されない。

本発明の一実施例において、検出器内では、金属化層
が、誘電体器板と共に、短絡スタブ型の整合終端を決定
するパターンと、指数テーパーをもつインピーダンス整
合ネットワークと、検出領域とを形成している。この検
出領域（フインラインギャップ）内の最も狭い連結部に
個別（非集積）ダイオードが設けられ、もって検出場所
を決定している。金属化層と、誘電層と、金属化ブリッ
ジ層と、基板とを含む構造体は、整合ネットワーク内に
設けられた分布キャパシタンスを形成している。さら
に、ウェーブガイド内に設けられた誘電体基板の前縁
は、漸進テーパー状に形成され、もって自由空間ウェー
ブガイドから誘電体負荷ウェーブガイドへの広帯域移転
を形成している。本発明による他の構造は、同様に構成
されていて、フインライン構造体が内設されているウェ
ーブガイドへの外部端子まで延びているトレースを通し
てバイアス接続が与えられる。

本発明の一実施例による検出器は、検出場所において、
反射を最小にエネルギー伝達を最大とする。この構造体
は、フオトリソグラフイ技術を利用して容易に製造され
る。

本発明の一実施例により構成された回路は、一様バイア
スか２端子素子のみバイアス選択に限定されない。直流
遮断および無線周波連続性を維持して多ポート素子と同
様に複数の素子を選択的にバイアスすることもできる。
さらに、構成の汎用性により、以前には得られなかった
新しいトポロジーの実現および高レベルの集積を可能に
する。このキャパシタンス構造体は薄膜回路に集積され
ているので、個別部材の数が少くてよく、製造工程もフ
オトリソグラフイ技術によって精密に制御できる。

〔発明の実施例〕

第２図は、フインライン検出器に関する先行技術文献で
の提案を示す。第１図および第３図から第11図は本発明
の実施例を示す。

第１図には、ウェーブガイド16の内側界面内に設けられ
たフインライン構造体100が示されている。ウェーブガ
イド16の例は、WR−19型ウェーブガイドであって、この
ウェーブガイドは、中心周波数が50ギガヘルツで設計動
作周波数は40から60ギガヘルツである。しかし、本発明
はこの動作周波数および構造に限定されるものではな
く、他の構造サイズおよび周波数でも同様の基本的特徴
および同様の基本的特性が得られる。第１図に示された
構造において、標準のWR−19型ウェーブガイドの内側断
面寸法は、高さ2.39ミリ幅4.78ミリである。

本発明の一実施例によれば、フインライン構造体100が
誘電体基板14上に形成され、この基板14には少くとも１
つの分布キャパシタンス素子42,44が設けられている。
さらに、この基板14内には、誘電的に絶縁されたブリッ
ジが、金属化層18,118,あるいは19,118を分離している
ギャップ56,66に沿って設けられている。第１図に示す
検出器の例では、本発明の一実施例のフインライン回路
がウェーブガイド16内に設けられており、より狭い（高
さ側の）寸法の内壁間を延伸し、フインライン構造体10
0の金属化層18,19,118に連結素子124が配設されてい
る。

誘電体基板14の前方表面21上に金属化層18,19,118が設
けられており、金属化層18,19が、基板上の面パターン
で入力テーパー120,122を形成し、金属化層118がウェー
ブガイド16内に露出している誘電材料のスロット30を形
成している。このスロット30は、表面21に沿って所定長
さの整合スタブを形成している。露出誘電体幅23が最小
な点には、第１金属化層18と、第２金属化層19と、第３
金属化層118との間に連結素子124が設けられている。こ
の連結素子124は、第３図に関して説明される整合ネッ
トワークである。

第２図のMeinel他の構造と異なり、誘電体基板14の裏面
上には吸収部材が設けられていない。さらに、Verver他
の教示と異なり、フインライン基板の前縁には４分の１
波長整合スタブが設けられていない。その代わり、本発
明によれば、誘電体基板14の前縁はテーパー126であっ
て、自由空間ウェーブガイドから比較的高誘電率の誘電
体負荷まで円滑なインピーダンス移転を導入する。この
前縁テーパーは、ウェーブガイド16の長さ方向に沿っ
て、一方の壁から対向の壁までの漸進的に移転をする。
さらに、この前縁テーパー126は、ウェーブガイドの零
高さから最大高さまで30度を超えない角で徐々にテーパ
ーづけされているのが好ましい。直線テーパーは、製造
も簡単で好都合であり、規則正しいインピーダンス移
転、さらにフインライン回路の改良された反射率が得ら
れる。

本発明の一実施例では、誘電体基板14の厚さは、0.25ミ
リメートルに選択される。この厚さは、ほぼ50ギガエル
ツで動作するように設計された誘電体負荷ウェーブガイ
ド内の簡単な誘電体シートの好ましい厚さと一致する。

従来、フインライン構造体内に集積あるいは薄膜回路素
子を入れることは実際的でなく不可能であると一般に考
えられていた。ある先行技術のフインライン基板は、主
に、R.T.Rogers社製造のジュロイド（商品名）等の粗面
材料からなっていた。ジュロイドは、テフロン（DuPont
社で製造されている弾性材料）などの弾性誘電体材料に
ガラスを分散混入したものである。ジュロイドの表面は
一般に粗過ぎて集積回路素子用の基板としては使えな
い。従って、本発明によれば、誘電体基板14は、好まし
く平坦で磨いた材料であって、サファイアあるいは溶融
石英ガラスである。誘電定数は3.8のオーダである。前
縁テーパー126によって得られたインピーダンス移転
は、前述したような比較的高い誘電定数をもつ基板材料
の使用を可能にする。

金属化層18,19,118は、基板14を形成している材料の表
面に付着する高導電性材料で形成してもよい。例えば、
金属化層は金または銀で形成してもよい。特に金は導電
性が良く、防蝕性も優れており最適である。

検出された信号はウェーブガイド16から取り出される。
金属化層118は、ウェーブガイド16の後壁50を通って出
力プローブ32に直流接続されている。金属化層118は、
ウェーブガイド16から直流遮断されている。しかし、後
述するように金属化層18,19,118の誘電体境界を横切っ
て無線周波短絡がある。

第３図には、本発明によるフインライン構造体100の表
面21が詳細に示されている。各金属化層18,19は、誘電
体基板14の表面21上にそれぞれ曲線テーパー120,122を
形成している。両金属層は、検出域123の上流側の最大
誘電体露出部（ウェーブガイド16内の壁から壁で）から
検出域123における最小誘電体露出部への移転域を形成
している。金属化層18と金属化層19との間の最小間隔
は、好ましくは検出域123においてほぼ0.15ミリであ
る。金属化層18,19の平面テーパー120,122は、前縁126
のテーパーの端部127から開始し（予想されるエネルギ
ー流の方向に見て）、ウェーブガイド16の軸に沿って好
ましくはほぼ1.3波長（ウェーブガイドの中心および所
定の設計周波数で測定された場合）検出領域123まで延
びている。

テーパー120,122は、好ましくはインピーダンスの関数
としての指数テーパーに一致している。つまり、＝exp〔（z/L×In（_Ｌ）〕ただし、_Ｌは検出域123における負荷インピーダン
ス、Ｌはテーパーの長さ、は局所インピーダンス、ｚ
はウェーブガイドの軸に沿う長さである。値Ｌは、例え
ば、1.3波長よりも大きいｚの値が検出域123の下流ウェ
ーブガイド軸に平行な金属化形状からそれほど相違しな
いように、値Ｌを十分大きくする。事実、検出域123の
下流のスロット30は、好ましくは、ウェーブガイドの軸
に沿って金属化層の直線で平行な対向縁部で形成されて
いる。

第３図に示すように、検出手段124は、好ましくは、検
出用の低障壁または零バイアスショットキーダイオード
およびインピーダンス整合用の集中素子抵抗34とを含む
混成チップコンポーネントキャリア38からなっている。
特別に集中キャパシター36をコンポーネントキャリア38
内に選択的に設けてもよい。この値は金属化層19,118間
に形成されたギャップキャリア38の固有のキャパシタン
スとともに含まれる。キャパシター36の目的は、無線周
波信号の電圧検出を許すべく直流分離された金属化層11
8上の直流電圧を維持することである。コンポーネント
キャリア38は周知の取付技術で基板表面21に取付けても
よい。ダイオード24は、陰極端子は金属化層18に接続さ
れ、陽極端子は金属化層118に接続された状態で、後方
短絡（back short）端部40からほぼ４分の１波長の電気
距離ｄ（50ギガヘルツ）まで隔たらない領域に設けても
よい。スロット30長は電気的長さでほぼ４分の１波長ま
での誘電体基板14上の後方短絡部を形成している。後方
短絡部の目的およびその長さの選択は、次の通りであ
る。ダイオード24は、検出感度が動作波長の変化に伴な
って低下しないようにするならば、その固有接合キャパ
シタンスを対応させなければならない。スロット30で形
成された後方短絡部の目的の１つは、固有接合キャパシ
タンスにまたがる並列インダクタンスを提供することで
ある。適正な並列インダクタンスは、後方短絡部の長さ
ｄが、ダイオード24の端子の位置からスロット30の後方
短絡端部40まで測ったほぼ４分の１波長よりわずかに短
いときに得られる。追加される並列インダクタンスは、
検出器とウェーブガイドの整合を改良しさらに検出器の
周波レスポンスの平坦さを改良する。

後方短絡部を形成するスロットの長さｄは、いくつかの
理由でウェーブガイドの中心周波数における４分の１波
長より短くなってはならない。第１に、スロット30は、
動作周波数でダイオード24に後方短絡部が誘導性を程す
るように、４分の１波長（ほぼ50ギガヘルツの中間帯域
において）より物理的に短くなってはならない。第２
に、金属化層118の表面における踏連続性の囲りの電流
の流れは、等価回路的に誘導性を程し、もってスロット
30が最初に計算される値より短くなることを示唆してい
る。

さらに、検出手段124の集中素子抵抗34は検出に必要な
抵抗整合を提供する。この抵抗34が無ければ、入力整合
はフインライン構造体100に対する入力電力の強い関数
である。約250オームの集中抵抗34は、検出ダイオード2
4にまたがって並列であり、従ってダイオード24の特性
ビデオインピーダンスと並列になる。集中抵抗34の値
は、最適な検出感度およびウェーブガイドとフインライ
ン検出器間の整合に合うものを選択する。

本発明の一実施例によれば、分布キャパシタンスはフイ
ンライン構造体100の表面21上に形成される。分布キャ
パシタンスは、検出器電圧記憶、選択的に制御されたバ
イアス、その他多くの応用等の目的のため、無線周波結
合と直流分離を可能にする。キャパシタンスで得られる
種々の汎用性は、正確に制御された集積構造を形成する
ためフォトリソグラフィ技術が利用できるのでマイクロ
ウェーブ周波数で特に有利である。分布キャパシタンス
構造体の１例の詳細は第４図で説明する。

第３図には、フインライン構造体の表面21上に設けられ
た薄膜キャパシター42,44の２つの例が示されている。
キャパシター42は、後述するように、スリット56の下に
位置する誘電体層58とスリット56に沿うそれぞれの金属
化層18,118の対向面部分52,54に沿って形成されてい
る。スリット56は、検出領域123近傍のスロット30の域
から後方壁50まで延びている。

キャパシター44は、後述するように、スリット66の下に
位置する誘電体層68とスリット66に沿うそれぞれの金属
化層19,118の対向面部分62,64（ここでは“金属化層周
辺”とも言う）によって形成される。キャパシター44
は、オプションの集中キャパシター36と並列で、キャパ
シタンス値は増加され、用途に応じて置換してもよい。
スリット66はスロット30が検出領域123に隣接する領域
から後方壁50まで伸びている。スリット66は、キャパシ
ター36あるいはキャパシター44などの等価エネルギー記
憶素子でブリッジされる。スロット30に接してスリット
56,66のそれぞれを横切る領域は、ギャップ領域、詳し
くは、第１ギャップ領域70、第２ギャップ領域72と言
う。

キャパシター44の横境界44A,44Bは、点線で示され、第
４図でも同様に示されている。キャパシター42全体は、
スリット56に沿ってギャップ領域70から後方壁50に向っ
て延びている。キャパシター42,44を形成する材料は、
薄膜技術で表面21の域上に設けられている。

第４図は、本発明の一実施例による代表的分布キャパシ
ター44の（第３図の４−４線に沿う）断面図である。横
方向に対する垂直方向の寸法比は説明のため誇張してあ
る。代表的な層厚はサブミクロンの範囲にある。本発明
一実施例のキャパシタンス手段44は、誘電体基板14上に
以下の層構成でフォトリソグラフィによって形成され
る：点線で示したように、キャパシター44の境界内で基
板14上に直接設けた例えばタンタルのベース金属化層8
0:この金属化層80はキャパシター44の境界内でこの金属
化層80を完全にカバーして五酸化タンタルの中間層82を
形成すべく酸化される；金属化層118,19の下に誘電体ブ
リッジを形成している薄膜層84;この薄膜誘電体層は例
えば二酸化シリコンである；金属化層118,19を形成する
（金の）層87,89と、（クロームの）層88と、（窒化タ
ンタルの）層86。クロームは、金の層と窒化タンタルの
層の間にあって接着層としては特に重要である。窒化タ
ンタルは二酸化シリコンと結合するが金とは結合しな
い。クロームは、窒化タンタルと金と結合し、従って、
適当な接着媒体である。

スリット66は、層86,88と金属化層（118又は19）を貫通
して二酸化シリコンの層84まで形成されている。これら
の各層は薄膜フォトリソグラフィ技術で設けられ、その
方法はマイクロフインライン構造体においては新規であ
る。

第５図は、第１図のフインライン構造体100の近似等価
回路図であって、信号源200と抵抗202をも示している。
この抵抗値はR_s＝150オームである。インピーダンス整
合抵抗34は、フインライン構造体100で形成された負荷
ウェーブガイドと検出器間の良好な整合に必要な抵抗を
示す。入力抵抗は、フインライン構造体への入力に並列
接続されている。ダイオード24は、キャパシター44を介
してアースに交流接続され、キャパシター42を介して終
端素子（スロット30）に交流接続されている。ダイオー
ド24の陽極と出力端32との間には電流通路が設けられて
いる。終端素子30は、インダクタンス負荷132で終端さ
れた等価遅延線130からなっている。

インダクタンス負荷は、遅延線130の不平衡終端に接続
される。遅延線130の不平衡側は、ダイオード24の陽極
に接続され、ダイオード24とインダクター132を通る完
全整流交流信号通路を形成している。検出可能な信号は
この信号通路から得られる。フインライン回路のモデル
は、構造および信号通路の性質上正確ではない。インダ
クター・ダイオードの信号ループは例えば、金属化層11
8内のスロット30の周囲の電流通路を示す。

回路の動作は以上の記載から明らかとなる。要約する
と、無線周波数信号が本発明のフインライン構造体100
を含むウェーブガイドに送られると、交流（例えば正弦
波）電圧が入力あるいは整合抵抗34上に生ずる。非直線
素子、つまり低障壁ダイオード24は、直流電圧が金属化
層118上に現われるような方向に電流を通す。キャパシ
ター42,44は、金属化層118を通って無線周波信号通路を
形成する。第３図のオプションのキャパシター36あるい
はキャパシター44などのキャパシターは、電圧レベル検
出用の金属化層118上の直流電圧を維持すると共に、金
属化層19,118間に良好な無線周波通路を形成する。プロ
ーブ出力端32において信号がピックアップされ、バッフ
ァー増幅器（図示されず）に供給されて処理される。

第６図には、簡単なバイアス配置構成を示すフインライ
ン構造体の斜視図を示す。ウェーブガイド16内にフイン
ライ回路200を設けるべく自由空間ウェーブガイド16を
形成する手段の対向する第1,第２（グランド）のはめ込
み金属半片160,162間の内部にフインライン基板140が設
けられている。基板の表面121上には、４つの主要な金
属化層228,219,220,221があり、金属化層219,220,221の
各々は第４金属化層228とウェーブガイドの中心軸に平
衡な露出誘電体の第１チャンネル210と、露出誘電体の
（非金属化の）第２チャンネル212と、露出誘電体の第
３チャンネル214とでそれぞれ境している。第２、第３
チャンネル212,214は、第１チャンネル210から延びて、
第４金属化層228ほ周囲に誘電体境界を形成している。

第４金属化層228は、ウェーブガイド16から直流分離さ
れたステム216を含んでいる。第２ウェーブガイド半片1
62からステム216の適正な分離を保証するため、第２ウ
ェーブガイド半片162にステム216と整列する抜け164を
設けている。この抜け164は少なくともステム216とチャ
ンネル212,214との合計幅と同じ幅である。

本発明の一実施例によれば、分布キャパシタンス手段44
が基板140上に設けられており、好ましくは、分布薄膜
キャパシタで、少なくとも２つの金属化領域間好ましく
は３つの金属化域228,220,221にまたがって延在してい
る。本発明のこの一実施例では分布キャパシタンス44
は、伝送スロットつまり第１誘電性チャンネル210の唯
一方側に沿ってブリッジしている金属化領域に限定され
ている。分布キャパシタンス素子は通常伝送スロットを
またぐ必要はない。このような構成では、金属化領域間
の誘電体境界をまたいで無線周波数連続性を可能にする
と同時に、金属化領域間の直流分離を可能にする。値の
選択は設計の問題である。

一つのフインライン形状において、分布キャパシタンス
44は、伝送スロット（第１チャンネル210）が、直流バ
イアスがあるにもかかわらず、非摂動一方向フインライ
ンと（unperturbed unilateral finline）して回路内で
みえるように十分な無線周波数連続性を可能にする。本
発明の一実施例によれば、直流バイアスは、ステムに21
6連接された直流電源により外部からパッド228に供給し
てもよい。

第７図には、多数の外部バイアスを示すフインライン回
路300内の分布キャパシタンス構造44が示されている。
回路300は逓倍器として動作させてもよい。薄膜キャパ
シター44は非直線素子である第１ダイオード354と第２
ダイオード356と協働して、所望の周波数逓倍をする。
回路300の詳細な機能説明は本発明には関係ない。しか
しながら第１トレース250と第２トレース252を介してダ
イオード354,356にそれぞれ独立にバイアスを与えら
れ、一方、共通の直流通路と無線周波数通路が、トレー
ス224を介してダイオード354,356に設けられることには
注意すべきである。この構造においては、４分の１波長
スロット130を設け、このスロットは例えば基本周波数
の３倍3f_oに逓倍した周波数の４分の１波長位置に後方
短絡240をもっている。逓倍回路300の、フインライン回
路を含む包囲のウェーブガイド空洞（第１図参照）への
出力は、ウェーブガイドの軸301に沿って第１チャンネ
ル310によって形成されたフインラインチャンネルを介
する。

第８図には、第３図のフインライン検出器回路100にト
ポロオジが似ているフインライ検出器400の他の実施例
を示す。この回路は誘電体基板21上に形成され、フイン
ラインスロット30が、包囲するウェーブガイド内にウェ
ーブガイド中心軸301と一致して位置している。フイン
ラインスロット30は、金属化層18に形成された４分の１
波長後方短絡40で終結する。第１金属化層18と第２金属
化層19との間にフインラインスロット30をまたいで整合
抵抗手段134が設けられている。この整合抵抗手段は、
第３図の実施例のように個別抵抗であってもよいし、あ
るいはフインライン基板上に印刷されフインラインスロ
ット30をまたいで延びている例えば室化タンタルの薄膜
抵抗であってもよい。第１金属化層18と直流分離された
第３金属化層118との間にフインランイスロット30をま
たいでダイオード検出基224が連結されている。第３金
属化層118は、第1,第２誘電体チャンネル56,66との間の
トレースを形成する。本発明の１実施例によれば、薄膜
キャパシタ手段44が、第1,第２誘電体チャンネル56,66
をブリッジしているフインライン基板21上に設けられ、
第１金属化層18（領域18A），第３金属化層118（領域11
8A），第２金属化層19（領域19A）とに無線周波接触
し、もって第1,第３金属化層18,118間にまた第2,第３金
属化層19,118間に無線周波結合を可能にする。信号の検
出は、第３金属化層118のある点、好しくはフインスロ
ット30から離れた外部端子121で得られる。さらに、本
発明の１実施例によれば、この外部端子121を通って直
流バイアスが供給され、もって信号検出が所望のレベル
に設定される。このようにフインライン回路に直流バイ
アスを与える能力はさらに柔軟性および利点を程する。

動作中において、軸301に沿って入ってくる無線周波信
号がダイオード224によって検出され、キャパシタンス
手段44は金属化層18,118,19にまたがる無線周波連続性
と、ダイオード224上で検出された電圧用の直流保持キ
ャパシタンスとを与える。

第９図は、本発明の他の１つの実施例、つまりマイクロ
ウェーブ変調器500を示す。このマイクロウェーブ変調
器500は、ウェーブガイド軸301に沿って、非変調無線周
波信号用入力開口504と、変調無線周波信号用出力開口5
05とをもっている。この実施例において、共通の金属化
層18と、各第1,第2,第３端部パッド506,508,510との間
にフインラインスロット230をまたいで第1,第2,第3PIN
ダイオード501,502,503がそれぞれ接続される。金属化
層19,219,319,419は端部パッドを分離し、共通の金属化
層18に対向してフインライン貫通スロット230の側方に
位置している。パッド506,508,510は誘電体チャンネル5
12,513,514,515,516,517によって隣接金属化層からそれ
ぞれ直流分離される。パッド506,508,510は誘電体チャ
ンネル間のトレース507,509,511にそれぞれ連結されて
いる。本発明の１実施例によれば、金属化層19,219,31
9,419と隣接パッド506,508,510とをブリッジすべくフイ
ンラインスロット230の近傍にキャパシタンス手段44を
設け、もってフインスロット230に沿って無線周波信号
連続性を可能にする。各PINダイオード501,502,503が互
に直流分離されているので、トレース507,509,511に
は、独立のレベルおよび状態の直流バイアスV1,V2,V3が
与えられる。独立バイアスは、良好な変調器整合，大き
な動作範囲，従来のフインライン変調器では得られない
広くあるいはより平坦な応答をする動作周波数範囲を可
能にする。

第10図は本判明のさらに他の１つの実施例、つまりフイ
ンライン・ステップ減衰器600を示す。ステップ減衰器6
00は、入力端604に非減衰の無線周波を入力し、また出
力端605に選択的に減衰された無線周波出力のためのフ
インライン貫通スロット230を有している。このフイン
ライン貫通スロット230の片側に第１金属化層18が設け
られる。フンインラインスロット230に沿って、これら
を横切る方向に第1,第2,第３スロットラインギャップ33
0,430,530が設けられている。これらスロットラインギ
ャップ330,430,530は、好しくはフインラインスロット2
30に直角である。スロットラインギャップ330,430,530
には、好しくは、抵抗性窒化タンタル等のエネルギー吸
収手段134,234,334が設けられる。

図示の実施例では、フインラインスロット230をまたい
で第１金属化層18に対向している金属化層219,319,419
と、パッド606,608,610とのそれぞれの間で、フインラ
インスロット230に沿ってそれぞれスロットギャップ33
0,430,530をまたいで端部パッド606,608,610は、第1,第
2,第３ダイオード601,602,603が接続される。誘電体チ
ャンネル612,613,614,615,616,617によって、金属化層1
9,219,319,419から分離され、もってそれぞれ隣接の金
属化層から直流分解される。パッド606,608,610は、誘
電体チャンネル間のトレース607,609,611にそれぞれ連
結される。本発明の１実施例によれば、金属化層19をパ
ッド606および金属化層219にブリッジすべく、また金属
化層219をパッド608および金属化層319にブリッジすべ
く、さらにまた金属化層319をパッド610および金属化層
419にブリッジすべく、フインライン貫通スロット230に
隣接して分布キャパシタンス手段144,244,344が設けら
れている。スロットラインギャップ330,430,530の片側
のみにパッド606,608,610の各１つが位置し、もってフ
インライン貫通スロット230に沿って選択的に無線周波
数信号連続性を可能にする。ダイオード601,602,606
は、１つの状態において比較的低損失の無線周波バイパ
スをおこないスロットラインギャップ330,430,530で与
えられた損失伝送線路片を効果的に短絡除去する。各ダ
イオード601,602,603が互にまた金属化層19,219,319,41
9から直流分離されているので、トレース607,609,611つ
まりダイオード601,602,603が独立にV1,V2,V3とそれぞ
れ直流バイアスされてダイオード601,602,603がオンオ
フされる。スロットラインギャップ330,430,530にまた
がっているダイオードがオフのとき、スロットラインギ
ャップ330,430,530がフインライン回路600内に、フイン
ライ貫通スロット230と直列に入る損失伝送路として現
われる。また、スロットラインギャップ330,430,530を
またぐダイオード601,602,603がオンのときは、無線周
波エネルギーが損失伝送路を側路するダイオードを通過
短絡し、減衰が避けられるので、フインライン回路600
にはスロットラインギャップは現われない。独立のバイ
アスは、減衰レベルの段階的遠隔選択を可能にする。本
発明の１実施例による分布キャパシタンス144,244,344
は、誘電体チャンネル613,615,617にまたがりスロット
ラインギャップ330,430,530の周縁に沿って無線周波連
続性を可能にする。この連続性は、スロットラインギャ
ップ330,430,530内に電界エネルギー（Ｅフィールド）
を支持するのに必要なものである。この無線周波連続性
が無ければ、パッド606,608,610と金属化層219,319,419
との間の誘電体チャンネル613,615,617においてスロッ
トラインギャップ330,430,530にウェーブエネルギーの
好しくない反射が発生する。

この基本的トポロジーはフインラインスイッチ付フィル
ターを構成するのにも使われる。その場合には、スロッ
トラインギャップ（好しくは損失材料を含まない）が適
当な流さで形成され、周波数選択帯域除去フィルターネ
ットワーク内のウェーブトラップとしては作用するよう
にしてもよい。このフィルター特性はダイオードをオン
あるいはオフ状態に選択的にバイアスすることによって
変更できる。

第11図には、本発明の１実施例によるフインライン技術
を利用した無線周波増幅器700の一実施例の詳細が示さ
れている。ゲートＧと、ソースＳと、ドレインＤをもつ
ビームリード電界効果トランジスタ（FET）728の簡単な
モデルが、直流分離端部間にフインライン貫通スンロッ
ト230をまたいで設けられている。詳しくは、金属化層1
8がソースＳ用端子として、第１パッド706がゲートＧ用
端子として、また、第２パッドがドレインＤ用端子とし
て機能する。金属化層19,219,319はパッド706,708を囲
み、誘電体チャンネル712,713,715によって直流分離さ
れている。本発明の１実施例によれば、チャンネル712,
713をブリッジしている第１キャパシタンス手段444で金
属化層19および第１パッド706を通って金属化層219に無
線周波連続性が得られる。さらに、チャンネル714,チャ
ンネル715をブリッジしている第２キャパシタンス手段5
44によって、金属化層219と第２パッド708と金属化層31
9との間に無線周波連続性を可能にする。さらに本発明
の１実施例によれば、第１パッド706をゲートバイアス7
31に直流連結するため第１トレース707が設けられてい
る。また第２パッド708をドレインバイアス732に直流接
続するため第２トレース709が設けられている。さらに
貫通スロット230と直列に接続されたスロットラインギ
ャップ730は、第１パッド706を第２パッド708から分離
し、フインライン貫通スット230から外方に延び４分の
１波長終端を形成する。この４分の１波長終端は、スロ
ットラインギャップ730と金属化層219で形成されたスロ
ットラインスタグ733を並列に組合せたものである。本
発明の１実施例による分布キャパシタンス444,544は、
スロットライン・ギャップ730の各（横）周縁および短
絡スロットラインスタブ733に沿ってまた誘電体チャン
ネル713,714をまたいで無線周波連続性を可能にする。
この無線周波数連続性は、スロットラインギャップ730
とスロットラインスタブ733の中に電界エネルギー（Ｅ
フィールド）を支持するのに必要である。もし無線周波
の連続性がなければ、スロットラインギャップ730内の
ウェーブエネルギーの好しくない反射が誘電体チャンネ
ル13のところで起る。スロットラインギャップ713とス
ロットラインスタブ733の並列組合せは、直列短絡スタ
ブを形成し、このスタブは、能動素子728が位置してい
る貫通スロット230において開放回路を与えるインピー
ダンスコンバーターとして機能する。このことは、入力
704と出力705との間で電気的隔離を可能ならしめるのに
必要である。トレース707を介してゲートＧにまたトレ
ース709を介してドレインＤへ独立にバイアスを与えて
もよい。薄膜キャパシタであってもよいキャパシタンス
手段444,544は、フインライン増幅器回路700に必要な無
線周波連続性を可能にする。

〔発明の効果〕

上述の数多くの実施例の説明からも明らかなように、本
発明のフインライン構造体によれば、フインライン技術
によって実現される回路の種類が著しく増加し、かつそ
れらが容易に実現されるから実用に供して有益である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例の集積分布キャパシタンスを
有するフインライン検出器の斜視図。第２図は従来技術
によるフインライン検出器の斜視図。第３図は整合終端
を有するフインライン検出器のフインライン領域の詳細
を示す平面図。第４図は本発明の１実施例の分布キャパ
シタンスを与えるフインライン構造体の側断面図。第５
図は本発明を用いて構成した検出器の集中素子等価回路
を示すスケマチック図。第６図は簡単なバイアス配置構
成を示すフインライン構造斜視図。第７図は、多重バイ
アスを有するフインライン回路、特にバイアス付無線周
波逓倍器のフインラインギャップ領域の詳細を示す平面
図。第８図は検出器の他の１実施例のフインラインギャ
ップの詳細を示す平面図。第９図は無線周波変調器の１
実施例のフインラインギャップの詳細を示す平面図。第
10図は無線周波減衰器あるいはステップフィルタ素子の
１実施例のフインラインギャップ領域の詳細を示す平面
図。第11図は無線周波増幅器の１実施例のフインライン
ギャップの詳細を示す平面図。 14:誘電体基板;16:ウェーブガイド;18,19,80,87,89,11
8:金属化層;21:前方表面;24:連結素子;30:フインランイ
ンスロット;32:出力プローブ;34:抵抗;36:集中キャパシ
ター;38:混成コンポーネントキャリア;40:後方短絡;42,
44:分布キャパシタンス素子;50:後方壁;52,54,62,64:金
属化層周辺（対抗面部分）;56,66:スリット;58,68:誘導
体層;70,72:ギャップ;80:ベース金属化層;82:中間層;8
4:薄膜層;86:（室化タンタル）層;87,89:（金の）層;8
8:（クロームの）層;100:フインライン構造体;120,122:
入力テーパー;123:検出領域。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ウェーブガイド内で該ウェーブガイドの対
向する第一、第二の内壁間に張られ、少なくとも該ウェ
ーブガイドから無線周波数信号の入出力する前縁を有す
る誘電体基板と、前記誘電体基板の第一の面上に被着せ
られ、前記誘電体基板の第一の面上で前記前縁に連続す
る前記誘電体の露出部の縁を画定する複数の金属化層と
を備えた構造において、少なくとも三個の前記金属化層が相互に直流遮断され、
且つ少なくとも二個の前記金属化層が、該二個の前記金
属化層とともに前記誘電体基板上に集積された前記無線
周波数信号を短絡するための集積分布キャパシタンス
で、相互に接続されていることを特徴とするフィンライ
ン構造体。
【請求項２】少なくとも一個の前記金属化層が前記誘電
体の露出部の縁に接続された短絡スロットを有すること
を特徴とする特許請求の範囲第一項記載のフィンライン
構造体。
【請求項３】前記集積分布キャパシタンスは前記二個の
前記金属化層と前記第一の面の間に誘電体層と金属化層
とを集積して構成したにものである特許請求の範囲第一
項記載のフィンライン構造体。