JPH0774731A - Ciphering voice signal generator and ciphering voice signal receiver - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve the degree of ciphering by using a QMF for division of a signal into a band of a predetermined width and injecting a synchronizing signal in place of a base band signal of a band of a high frequency with comparatively less information quantity among base band signals at divided bands. CONSTITUTION:A ciphering key converter 1 decides how voice signals on a frequency axis are to be rearranged and scrambled based on a key number designating a rule of the rearrangement. A QMF analyzer 2 divides a band of the voice signals and uses a QMF to obtain a base band signal of each band. A replacement device 3 injects a frequency-modulated synchronizing signal in place of a signal being a high frequency component in the base band signal being an output signal of the analyzer 2 and replaces the base band signals based on an output signal of the converter 1. A QMF synthesizer 4 receives a signal from the replacement device 3 and synthesizes the signals based on the QMF to provide an output of a ciphered voice signal. Thus, number of divisions of a band having lots of information quantity is increased and number of divisions for a band with less information quantity is decreased to improve the ciphering degree even when number of divisions is the same.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、音声通信における秘
話音声信号発生装置及び秘話音声信号受信装置に係り、
とくに周波数軸上でスクランブルを掛ける秘話音声信号
発生装置及び秘話音声信号受信装置並びに時間軸上のス
クランブルの解除に必要な同期信号を周波数軸上のスク
ランブルの１セグメントとして送受信する秘話音声信号
発生装置及び秘話音声信号受信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a secret voice signal generator and a secret voice signal receiver for voice communication,
In particular, a secret voice signal generator and a secret voice signal receiver that scramble on the frequency axis, and a secret voice signal generator that transmits and receives a synchronization signal necessary for descrambling on the time axis as one segment of scramble on the frequency axis, This invention relates to a secret voice signal receiving device.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、通信における情報の機密保護が社
会問題となっており、特に音声通信における情報の漏洩
を防ぐための有効な秘話方式の要求が高まっている。秘
話方式としては大別するとアナログ方式とディジタル方
式に分類できる。アナログ方式としては時間軸上のスク
ランブル及び周波数軸上のスクランブルが一般に用いら
れている時間軸上のスクランブルは、伝送すべき信号を
時間軸上で所定の時間間隔で切断（セグメントに分解）
し送信側と受信側とで取り決めた並べ替えのルールに従
って、セグメントを並べ替えるものである。また、周波
数軸上のスクランブルは、伝送すべき信号を周波数スペ
クトルに分解し、周波数軸上で所定の周波数幅で切断
（セグメントに分解）し送信側と受信側とで取り決めた
並べ替えのルールに従って、セグメントを並べ替えるも
のである。2. Description of the Related Art In recent years, the protection of information confidentiality in communication has become a social problem, and in particular, there is an increasing demand for an effective confidential communication method for preventing information leakage in voice communication. The secret methods can be roughly classified into analog methods and digital methods. As the analog method, scrambling on the time axis and scrambling on the frequency axis are generally used. In the scrambling on the time axis, a signal to be transmitted is cut at predetermined time intervals on the time axis (decomposed into segments).
Then, the segments are rearranged according to the rearrangement rules arranged between the transmitting side and the receiving side. In addition, scrambling on the frequency axis divides the signal to be transmitted into frequency spectra, cuts it into predetermined frequency widths on the frequency axis (decomposes into segments), and follows the rearrangement rules arranged between the transmitting side and the receiving side. , To sort the segments.

【０００３】図14は従来の秘話音声信号発生装置及び秘
話音声信号受信装置での周波数軸上のスクランブルの実
行過程を示す。秘話音声信号発生装置側では、Ａ／Ｄ変
換された音声サンプル値列を方形窓を用いて順次フレー
ムに区切り、そのＮ個のサンプル値（１フレーム分）に
高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を施し、これにより得られた周
波数スペクトルの配列を暗号キーに従って並べ替えた
後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ
Ｆａｓｔ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）により
時系列信号に変換し、スクランブル信号として送出す
る。秘話音声信号受信装置側では、前記スクランブル信
号をうけて、フレーム同期をとり、秘話音声信号発生装
置側と同一のフレームで区切ってＦＦＴを施し、これに
より得られるスペクトルの逆入れ替えを行う。さらに、
元に戻されたスペクトルをＩＦＦＴすることにより再生
音声信号を得る。FIG. 14 shows an execution process of scrambling on the frequency axis in the conventional confidential voice signal generator and confidential voice signal receiver. On the side of the secret voice signal generator, the A / D-converted voice sample value sequence is sequentially divided into frames using a rectangular window, and the N sample values (for one frame) are fast Fourier transformed (FFT: Fast Fourier Transform).
Transform), the frequency spectrum array obtained by this is rearranged according to the encryption key, and then the inverse fast Fourier transform (IFFT: Inverse) is performed.
It is converted into a time-series signal by the Fast Fourier Transform) and is sent as a scrambled signal. On the side of the confidential voice signal receiving device, the scrambled signal is received, frame synchronization is performed, the same frame as that on the side of the confidential voice signal generating device is divided and FFT is performed, and the spectrum obtained by this is reversed. further,
A reproduced voice signal is obtained by performing IFFT on the restored spectrum.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】図15は周波数スペクト
ルの分割とスクランブルを説明する図である。従来の秘
話音声信号発生装置及び秘話音声信号受信装置では図15
に示すように、周波数スペクトルの分割は、等間隔でし
か行えなかった。秘話度を上げるためには分割数を多く
する必要があるが、音声信号の情報量が多い帯域の分割
数を多くすると、情報量が少ない帯域も分割数が多くな
り、処理時間が増えてしまう。また、所定の帯域幅で分
割するといっても、周波数軸に垂直には分割できないの
で、ある帯域の信号が隣の帯域に漏れてしまう。従来技
術では、分割した帯域の両端部分に処理を施し難かった
ので、分割された隣同士の帯域にお互いに漏れた分の信
号によって音声品質が劣化してしまう。さらに、プログ
ラムの作成に時間がかかる。そして、秘話方式には、時
間軸上のスクランブルと周波数軸上のスクランブルとを
併用することがあるが、同期タイミングが簡単に分かっ
てしまう。本発明の目的は、音声信号の情報量が多い帯
域と少ない帯域とでは周波数スペクトルの分割の間隔を
変えられ、分割した帯域の両端部分に処理を施し易く、
プログラムの作成が容易な、さらに、同期タイミングが
割り出し難い秘話音声信号発生装置及び秘話音声信号受
信装置を提供することである。FIG. 15 is a diagram for explaining frequency spectrum division and scrambling. In the conventional confidential voice signal generator and confidential voice signal receiver, FIG.
As shown in, the frequency spectrum could be divided only at equal intervals. To increase the degree of confidentiality, it is necessary to increase the number of divisions, but if the number of divisions of the band with a large amount of information of the audio signal is increased, the number of divisions of the band with a small amount of information also increases, and the processing time increases. . Further, even if the signal is divided by a predetermined bandwidth, it cannot be divided perpendicularly to the frequency axis, so that a signal in a certain band leaks to an adjacent band. In the conventional technique, it is difficult to perform processing on both ends of the divided band, so that the sound quality is deteriorated due to the signals leaking to the adjacent divided bands. Furthermore, it takes time to create the program. In the confidential communication method, scrambling on the time axis and scrambling on the frequency axis may be used together, but the synchronization timing is easily known. An object of the present invention is to change a frequency spectrum division interval between a band having a large amount of information of a voice signal and a band having a small amount of information, and to easily perform processing on both ends of the divided band,
It is an object of the present invention to provide a confidential voice signal generating device and a confidential voice signal receiving device in which a program can be easily created and a synchronization timing is hard to determine.

【０００５】[0005]

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、本発明は、音声信号を周波数スペクトルに変換し所
定幅の帯域に分割するのに、ＱＭＦ（Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅ ＭｉｒｒｏｒＦｉｌｔｅｒ）を用いることとし
た。また、同期信号をＱＭＦで分割された帯域の基底域
信号の内、比較的音声の情報量の少ない高い周波数の帯
域の基底域信号の代わりに注入することとした。前記同
期信号は基底域信号の代わりに注入するためにＦＭ変調
する。そして、受信側では、差動方式を用いて位相推定
し同期をとる。In order to solve this problem, the present invention converts a voice signal into a frequency spectrum and divides it into bands of a predetermined width by using a QMF (Quadratu).
re MirrorFilter). In addition, the synchronization signal is injected instead of the baseband signal of the high frequency band in which the amount of audio information is relatively small among the baseband signals of the band divided by QMF. The sync signal is FM modulated for injection instead of the baseband signal. Then, on the receiving side, phase estimation is performed using a differential method to establish synchronization.

【０００６】[0006]

【作用】図５にＱＭＦの構成要素のブロック図を示す。
ここで、サンプリングレートは、ナイキスト周波数の２
倍とし、ｈ0(n)はカットオフ周波数がπ／２のローパス
フィルタ（ＬＰＦ）、ｈ1(n)はカットオフ周波数がπ／
２のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）であると仮定する。入
力信号ｘ(n) のスペクトルが、図６(a) のようになると
すると、分析器のＬＰＦ側ではｘ(n) のスペクトルの低
周波側だけを取り出してアンダーサンプリングをしてい
るので標本化定理を満足し、図６(b) のようなスペクト
ルをもつ基底域の信号が得られる。一方、ＨＰＦ側では
ｘ(n) のスペクトルの高周波側だけを取り出してアンダ
ーサンプリングをしているので、スペクトルは図６(c)
のように折り返されて基底域の信号が得られることにな
る。合成器では、分析器と全く対称的な操作を行うこと
によりＨＰＦ及びＬＰＦが理想フィルタの場合はｘ(n)
とｘ'(n)は完全に一致する。FIG. 5 shows a block diagram of the components of the QMF.
Here, the sampling rate is 2 of the Nyquist frequency.
X0, h0 (n) is a low-pass filter (LPF) with a cutoff frequency of π / 2, and h1 (n) is a cutoff frequency of π /
Suppose it is a high pass filter (HPF) of 2. If the spectrum of the input signal x (n) is as shown in Fig. 6 (a), the LPF side of the analyzer extracts only the low frequency side of the spectrum of x (n) and undersamples it. The theorem is satisfied, and a baseband signal having a spectrum as shown in FIG. 6B is obtained. On the other hand, on the HPF side, since only the high frequency side of the x (n) spectrum is taken out and under-sampled, the spectrum is shown in FIG. 6 (c).
The signal in the base region is obtained by folding back as shown in. In the synthesizer, when the HPF and LPF are ideal filters, x (n)
And x '(n) are exactly the same.

【０００７】例えば図７に示されているようにＱＭＦを
数段カスケード接続して分解されたベースバンド信号を
入れ替えれば、音声信号を周波数スペクトルに変換し所
定幅の帯域に分割し、周波数軸上のスクランブルが行な
える。図７で分岐した枝の上側は図５のＬＰＦ側、下側
はＨＰＦ側に対応する。図５から、ｎ段目の部分はフィ
ルタの数が２のｎ乗となるので処理時間が１段目の部分
より増加するように見えるが、実際には各段で１／２に
アンダーサンプリングを行うことになるので、どの段の
計算量もほぼ同じになる。従って、分割数に対する計算
量は対数的にしか増加しないので効率的である。また、
カスケードの段数を揃えなければ、例えば図８のように
すれば、図13に示すように分割の間隔を変えられ、ＬＰ
Ｆ、ＨＰＦの特性を変える（カットオフ周波数をずら
す）ことで、分割された隣同士の帯域にお互いの信号が
漏れないようにできる。For example, as shown in FIG. 7, if the QMFs are cascade-connected in several stages and the decomposed baseband signals are exchanged, the voice signal is converted into a frequency spectrum and divided into bands of a predetermined width, and on the frequency axis. Can be scrambled. The upper side of the branch branched in FIG. 7 corresponds to the LPF side in FIG. 5, and the lower side corresponds to the HPF side. From FIG. 5, the number of filters in the n-th stage is 2 to the n-th power, so it seems that the processing time is longer than that in the first-stage part, but in reality, undersampling is halved at each stage. Since it is performed, the calculation amount of each stage is almost the same. Therefore, the calculation amount for the number of divisions increases only logarithmically, which is efficient. Also,
If the number of cascade stages is not the same, for example, as shown in FIG. 8, the division intervals can be changed as shown in FIG.
By changing the characteristics of F and HPF (shifting the cutoff frequency), mutual signals can be prevented from leaking into the adjacent bands that are divided.

【０００８】[0008]

【実施例】図１及び図２に基づいて実施例について説明
する。図１は本発明の秘話音声信号発生装置のブロック
図である。前記並べ替えのルールを指定するキー番号に
対して、どのように周波数軸上の音声信号を並べ替え、
スクランブルを行うのかを決定する暗号キー変換器１
と、入力信号（音声信号）を帯域分割し、それぞれの帯
域の基底域信号をＱＭＦにより得るＱＭＦ分析器２と、
該ＱＭＦ分析器２の出力信号である基底域信号の内高周
波成分である信号の代わりに、ＦＭ変調された同期信号
ｘ(t) を注入し、それらの基底域信号の入れ替えを、暗
号キー変換器１の出力信号に基づいて行う入れ替え器３
と、該入れ替え器３の信号を受けＱＭＦにより合成し、
秘話音声信号を出力するＱＭＦ合成器４から構成されて
いる。EXAMPLES Examples will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. 1 is a block diagram of a secret voice signal generator according to the present invention. How to sort the audio signals on the frequency axis with respect to the key number that specifies the sorting rule,
Cryptographic key converter for deciding whether to perform scrambling 1
And a QMF analyzer 2 that divides an input signal (voice signal) into bands and obtains a baseband signal of each band by QMF,
An FM-modulated synchronizing signal x (t) is injected instead of the signal which is the high frequency component of the baseband signal which is the output signal of the QMF analyzer 2, and the replacement of these baseband signals is performed by the cryptographic key conversion. Exchanger 3 which is performed based on the output signal of the device 1
And the signal of the switching device 3 is received and combined by QMF,
It is composed of a QMF synthesizer 4 which outputs a secret voice signal.

【０００９】図２は秘話音声信号受信装置のブロック図
である。キー番号に対して、どのように周波数軸上の音
声信号を並べ替え、スクランブルを解除するかを決定す
る暗号キー変換器５と、秘話音声信号受けて該秘話音声
信号を帯域分割し、それぞれの帯域の基底域信号をＱＭ
Ｆにより得るＱＭＦ分析器６と、該ＱＭＦ分析器６の出
力信号である基底域信号の最高周波成分である信号をＦ
Ｍ変調された同期信号ｘ(t) として出力し、その他の周
波数成分であるスクランブルされた基底域の音声信号
を、暗号キー変換器５の出力信号に基づいて入れ替えを
行い出力する入れ替え器７と、該入れ替え器７の信号を
受けＱＭＦにより合成して、音声信号として出力するＱ
ＭＦ合成器８から構成されている。本実施例では、ＱＭ
Ｆ分析器２の出力信号である基底域信号の内高周波成分
である信号の代わりに、ＦＭ変調された同期信号ｘ(t)
を注入して、同期信号を音声信号と共にスクランブルす
ることとしたが、同期信号は従来の方法で送受信しても
よい。FIG. 2 is a block diagram of a confidential voice signal receiving apparatus. An encryption key converter 5 for deciding how to rearrange and scramble the audio signals on the frequency axis with respect to the key number, and to receive the confidential voice signal and band-divide the confidential voice signal. QM the baseband signal of the band
The QMF analyzer 6 obtained by F and the signal that is the highest frequency component of the baseband signal that is the output signal of the QMF analyzer 6 are F
A mutator 7 which outputs the M-modulated sync signal x (t), and scrambles the baseband audio signal, which is the other frequency component, based on the output signal of the encryption key converter 5 and outputs the same. , Q which receives the signal of the interchanger 7 and synthesizes it by QMF and outputs it as an audio signal
It is composed of an MF synthesizer 8. In this embodiment, QM
Instead of the signal that is the high frequency component of the baseband signal that is the output signal of the F analyzer 2, the FM modulated synchronization signal x (t)
, And the sync signal is scrambled with the audio signal, but the sync signal may be transmitted and received by a conventional method.

【００１０】ここで、ＦＭ変調された同期信号ｘ(t) の
発生及び位相推定の実施例について述べる。同期信号の
ＦＭを用いた変復調と位相推定については、同一発明者
・同一出願人による出願「基準信号発生装置」（平成５
年９月２日出願）に詳しい。図３は送信側のブロック図
を示す。同期信号を受ける積分器26の出力端は変調指数
乗算器27の入力端に接続され、該変調指数乗算器27の出
力端は搬送波加算器28の一方の入力端に接続されてい
る。搬送波加算器28の他方の入力端には搬送波信号が入
力されるようになっている。搬送波加算器28の出力端は
余弦演算器29の入力端に接続されており、該余弦演算器
29の出力端がＦＭ変調された同期信号を送出する出力端
となっている。An embodiment of generation and phase estimation of the FM-modulated synchronizing signal x (t) will be described below. For modulation / demodulation and phase estimation using the FM of the synchronization signal, the application “reference signal generator” by the same inventor and the same applicant (1993)
Application dated September 2, 2012). FIG. 3 shows a block diagram of the transmitting side. The output terminal of the integrator 26 that receives the synchronization signal is connected to the input terminal of the modulation index multiplier 27, and the output terminal of the modulation index multiplier 27 is connected to one input terminal of the carrier wave adder 28. A carrier signal is input to the other input terminal of the carrier adder 28. The output end of the carrier wave adder 28 is connected to the input end of the cosine calculator 29.
The 29 output terminals are the output terminals for transmitting the FM-modulated synchronizing signal.

【００１１】図４は受信側ブロック図を示す。入力にＦ
Ｍ変調された同期信号を受ける第１の直交変調部11は乗
算器11a,11b及び位相遅延器11c より構成されており、
該第１の直交変調部11の他の入力には、ローカル信号が
入力されるようになっている。該第１の直交変調部11の
２つの出力端はそれぞれ第１の低域ろ波部12の２つの入
力端に接続され、該第１の低域ろ波部12の２つの出力端
はそれぞれ第１の位相角度算出器13の２つの入力端に接
続されている。前記第１の直交変調部11、第１の低域ろ
波部12及び第１の位相角度算出器13は算出手段22を構成
している。前記第１の位相角度算出器13の出力端は微分
器14の入力端に接続され、該微分器14の出力端は乗算器
15a,15b 及び位相遅延器15c より構成される第２の直交
変調部15の一方の入力端に接続され、該第２の直交変調
部15の他方の入力端には後述する比較信号発生器21の出
力端が接続されている。該第２の直交変調部15の２つの
出力端はそれぞれ第２の低域ろ波部16の２つの入力端に
接続され、該第２の低域ろ波部16の２つの出力端はそれ
ぞれ積分器17の２つの入力端に接続されている。前記第
２の直交変調部15及び第２の低域ろ波部16は直交復調器
24を構成している。前記積分器17にはまた、後述する時
定数を変化させる制御信号が制御器19より入力されるよ
うになっている。該積分器17の２つの出力端はそれぞれ
第２の位相角度算出器18の２つの入力端に接続され、該
第２の位相角度算出器18の出力端は制御器19及びループ
フィルタ20の入力に接続されている。該制御器19及びル
ープフィルタ20は制御部25を構成している。前記制御器
19の２つの出力端はそれぞれ積分器17及びループフィル
タ20の入力端に接続される。ループフィルタ20の出力端
は加算器21a 、余弦演算器21b で構成される比較信号発
生器21の一方の入力端に接続される。該比較信号発生器
21の他方の入力端には搬送波周波数ωc と時間との積の
信号が入力されるようになっている。該比較信号発生器
21の２つの出力端の一方は求める基準信号を出力する出
力端であり、他方は、前述のように第２の直交変調部15
の入力端に接続されている。前記第２の直交変調部15、
第２の低域ろ波部16、積分器17、第２の位相角度算出器
18、制御器19、ループフィルタ20及び比較信号発生器21
は信号発生器23を構成している。FIG. 4 shows a block diagram of the receiving side. F for input
The first quadrature modulator 11 which receives the M-modulated synchronizing signal is composed of multipliers 11a and 11b and a phase delayer 11c,
A local signal is input to the other input of the first quadrature modulator 11. The two output ends of the first quadrature modulator 11 are connected to the two input ends of the first low-pass filter 12, respectively, and the two output ends of the first low-pass filter 12 are respectively connected. It is connected to the two input terminals of the first phase angle calculator 13. The first quadrature modulator 11, the first low-pass filter 12 and the first phase angle calculator 13 constitute a calculating means 22. The output end of the first phase angle calculator 13 is connected to the input end of a differentiator 14, and the output end of the differentiator 14 is a multiplier.
The second quadrature modulator 15 is connected to one input end of the second quadrature modulator 15 and includes a comparison signal generator 21 to be described later. The output end of is connected. The two output terminals of the second quadrature modulation section 15 are connected to the two input terminals of the second low-pass filter section 16, and the two output terminals of the second low-pass filter section 16 are respectively connected. It is connected to the two inputs of the integrator 17. The second quadrature modulator 15 and the second low-pass filter 16 are quadrature demodulators.
Make up 24. A control signal for changing a time constant, which will be described later, is also input from the controller 19 to the integrator 17. The two output terminals of the integrator 17 are respectively connected to the two input terminals of the second phase angle calculator 18, and the output terminal of the second phase angle calculator 18 is the input of the controller 19 and the loop filter 20. It is connected to the. The controller 19 and the loop filter 20 form a controller 25. The controller
The two outputs of 19 are connected to the integrator 17 and the inputs of the loop filter 20, respectively. The output terminal of the loop filter 20 is connected to one input terminal of the comparison signal generator 21 composed of an adder 21a and a cosine calculator 21b. The comparison signal generator
A signal of a product of the carrier frequency ωc and time is input to the other input terminal of 21. The comparison signal generator
One of the two output ends of 21 is an output end that outputs the desired reference signal, and the other is the second quadrature modulator 15 as described above.
Is connected to the input end of. The second quadrature modulator 15,
Second low-pass filter 16, integrator 17, second phase angle calculator
18, controller 19, loop filter 20, and comparison signal generator 21
Constitutes a signal generator 23.

【００１２】次に実施例の動作を説明する。送信側で
は、同期信号 cosωm t が積分器26に入力され積分され
て変調指数乗算器27へ出力される。変調指数乗算器27で
は積分された信号を変調指数倍し搬送波加算器28に送
る。搬送波加算器28では、前記変調指数倍された信号に
搬送波周波数ωc と時間t との積が加算される。余弦演
算器29において前記搬送波加算器28の出力信号を位相信
号とし余弦演算が行われ、前記同期信号 cosωm t はＦ
Ｍ変調された同期信号ｘ(t) として受信側に送られる。Next, the operation of the embodiment will be described. On the transmission side, the synchronization signal cosωm t is input to the integrator 26, integrated, and output to the modulation index multiplier 27. The modulation index multiplier 27 multiplies the integrated signal by the modulation index and sends it to the carrier adder 28. The carrier adder 28 adds the product of the carrier frequency ωc and the time t to the signal multiplied by the modulation index. A cosine calculator 29 performs a cosine calculation using the output signal of the carrier adder 28 as a phase signal, and the sync signal cosωm t is F
It is sent to the receiving side as an M-modulated synchronizing signal x (t).

【００１３】受信側では、ＦＭ変調された同期信号ｘ
(t) を受けて、第１の直交変調部11において、ローカル
周波数ωc の信号 cosωc t で直交変調を行い、該同期
信号の基底域の同相・直交成分の２つの信号を得る。該
２つの信号同相成分及び直交成分は第１の低域ろ波部12
で低域ろ波され、第１の位相角度算出器13に入力され
る。該第１の位相角度算出器13は両信号から位相角度を
算出する。該位相角度は微分器14で時間微分され第２の
直交変調部15に送られる。On the receiving side, the FM modulated sync signal x
In response to (t), the first quadrature modulator 11 performs quadrature modulation with the signal cos ωct of the local frequency ωc to obtain two signals of the in-phase and quadrature components of the base region of the synchronization signal. The in-phase component and the quadrature component of the two signals are the first low-pass filter 12
Is low-pass filtered by and is input to the first phase angle calculator 13. The first phase angle calculator 13 calculates the phase angle from both signals. The phase angle is time-differentiated by the differentiator 14 and sent to the second quadrature modulator 15.

【００１４】該第２の直交変調部15は比較信号発生器21
からの信号をローカル信号として前記位相角度が時間微
分された信号を直交変調し、同相成分及び直交成分の２
つの信号を出力する。該２つの信号を受けて第２の低域
ろ波部16は低域ろ波を行いそれぞれの信号を出力する。
両信号は積分器17に入力される。積分器17は制御器19か
らの制御信号により、同期がとれたら時間と共に時定数
を大きくしていき、積分を行う。積分された同相成分及
び直交成分の２つの信号は第２の位相角度算出器18に入
力され、その位相角度が算出される。該位相角度の信号
は制御器19及びループフィルタ20に入力され、制御器19
は該位相角度がほぼ零となった場合に、同期がとれたも
のと見做し、制御信号を出力する。該制御信号はループ
フィルタ20及び積分器17に送られる。前述のように、該
制御信号によって積分器17の時定数は大きくなり、ま
た、ループフィルタ20の時定数も大きくなる。The second quadrature modulator 15 includes a comparison signal generator 21.
The signal from which the phase angle is time-differentiated is quadrature-modulated as a local signal, and two signals of the in-phase component and the quadrature component are obtained.
Outputs two signals. The second low-pass filter 16 receives the two signals, performs low-pass filtering, and outputs the respective signals.
Both signals are input to the integrator 17. The integrator 17 increases the time constant with time when synchronization is achieved by the control signal from the controller 19, and performs integration. The two signals of the in-phase component and the quadrature component that have been integrated are input to the second phase angle calculator 18, and the phase angle thereof is calculated. The signal of the phase angle is inputted to the controller 19 and the loop filter 20, and the controller 19
Outputs a control signal when the phase angle becomes substantially zero, which is regarded as synchronized. The control signal is sent to the loop filter 20 and the integrator 17. As described above, the control signal increases the time constant of the integrator 17, and also increases the time constant of the loop filter 20.

【００１５】ループフィルタ20に入力した前記位相角度
の信号はループフィルタ20でろ波される。該ろ波された
位相角度の信号、つまり、位相誤差を表す信号は比較信
号発生器21に入力される。比較信号発生器21では前記位
相誤差を表す信号に同期信号と同じ周波数ωm に時間を
掛けた値を加算し、求める基準信号を出力する一方、該
基準信号に余弦演算を行った信号を第２の直交変調部15
に出力する。該信号は前述のように第２の直交変調部15
のローカル信号となる。The signal of the phase angle input to the loop filter 20 is filtered by the loop filter 20. The signal of the filtered phase angle, that is, the signal representing the phase error is input to the comparison signal generator 21. In the comparison signal generator 21, the signal representing the phase error is added with a value obtained by multiplying the same frequency ωm as the synchronizing signal by time, and the reference signal to be obtained is output, while the signal obtained by performing the cosine calculation on the reference signal is output as the second signal. Quadrature modulator 15
Output to. The signal is transmitted to the second quadrature modulator 15 as described above.
It becomes a local signal of.

【００１６】話を秘話音声信号発生装置及び秘話音声信
号受信装置に戻す。本実施例では、計算量を削減するた
めにポリフェーズフィルタを用いたＱＭＦ構造としてい
る。図９(a) に通常のＦＩＲフィルタを用いた間引きの
ブロック図を示す。この場合、入力１サンプルに対して
Ｎ＋１回の乗算が必要となり出力では間引きを行うため
に偶数番目のサンプルだけが必要となり奇数番目のサン
プルは必要ない。従って、図９(b) に示されるようにフ
ィルタ係数を偶数次と奇数次に分けたポリフェーズフィ
ルタを用いて、出力をスイッチがポリフェーズフィルタ
１に倒れた時のみ行うと、乗算の計算量を図９(a) の半
分にすることができる。ＬＰＦのインパルス応答をｈL
(n)、ＨＰＦのインパルス応答をｈH(n)とすると、ＱＭ
Ｆの分析部の構成要素は図10(a) のように表すことがで
きる。ここで、ＬＰＦとＨＰＦはカットオフ周波数がπ
／２なので、数１の関係が成り立つ。The talk is returned to the secret voice signal generator and the secret voice signal receiver. In this embodiment, a QMF structure using a polyphase filter is used to reduce the amount of calculation. FIG. 9 (a) shows a block diagram of thinning using an ordinary FIR filter. In this case, one input sample needs to be multiplied by N + 1 times, and only an even-numbered sample is needed for output decimation, and an odd-numbered sample is not needed. Therefore, if the output is performed only when the switch falls to the polyphase filter 1 using a polyphase filter in which the filter coefficients are divided into even-order and odd-order as shown in FIG. Can be halved in FIG. 9 (a). LPF impulse response is hL
(n) and the impulse response of HPF is hH (n), QM
The components of the F analysis unit can be represented as shown in FIG. 10 (a). Here, the cutoff frequency of LPF and HPF is π.
Since it is / 2, the relationship of Equation 1 is established.

【００１７】[0017]

【数１】 [Equation 1]

【００１８】ＬＰＦを用いたときのポリフェーズフィル
タ１のインパルス応答をＰ1(n)、ポリフェーズフィルタ
２のインパルス応答をＰ2(n)、同様にＨＰＦを用いたと
きのそれぞれのインパルス応答をＱ1(n)、Ｑ2(n)として
数１の関係を用いると図10(b) のように書き直すことが
できる。この図でポリフェーズフィルタはＰ1(n)とＰ2
(n)の２種類なので、これをまとめると図10(c) に示す
ようになりフィルタの数は２個で済むようになる。従っ
て、ＱＭＦの分析部の構成要素ではポリフェーズフィル
タを用いることで乗算の回数が半分になり、さらにフィ
ルタの個数が半分になるので全体として４分の１の計算
量で実現できる。The impulse response of the polyphase filter 1 when using the LPF is P1 (n), the impulse response of the polyphase filter 2 is P2 (n), and the impulse response of each when using the HPF is Q1 ( If the relationship of Equation 1 is used as n) and Q2 (n), it can be rewritten as shown in FIG. 10 (b). In this figure, the polyphase filter is P1 (n) and P2.
Since there are two types, (n), these can be summarized as shown in Fig. 10 (c), and the number of filters can be two. Therefore, by using the polyphase filter in the component of the analysis unit of the QMF, the number of multiplications is halved, and the number of filters is also halved, so that it is possible to realize with a calculation amount of 1/4 as a whole.

【００１９】同様にＱＭＦの合成部の構成要素の効率化
について下記で説明する。図11に通常のＦＩＲフィルタ
を用いた内挿のブロック図を示す。図11(a) では、２倍
のオーバーサンプリングを行う部分において、サンプル
間に零を挿入することになり、後続のフィルタでは零が
１サンプルおきにバッファに保存され、フィルタ係数と
このバッファ内の零の乗算を行うことになり非常に効率
が悪い。ここで、間引きで用いたのと同じポリフェーズ
フィルタを用いて、図11(b) のようにすることで上記の
問題点を解決することができ、乗算の計算を半分で済ま
せられ、バッファも１個で済む。ＱＭＦの合成部の構成
要素は図12(a) のように表すことができ、さらに、ポリ
フェーズフィルタを用いると図12(b) のように表すこと
ができる。図12(b) の出力はポリフェーズフィルタＰ1
(n)と−Ｐ1(n)、及びＰ2(n)と−Ｐ2(n)の出力を加算し
たものとなっている。この図のシステムは線形なのでポ
リフェーズフィルタの出力端で加算を行う代わりに図12
(c) に示されるようにポリフェーズフィルタの入力端で
加算を行っても結果は同じになる。従って、分析部と同
様に合成部でも全体の計算量が４分の１で済む。Similarly, the efficiency improvement of the components of the QMF synthesis section will be described below. FIG. 11 shows a block diagram of interpolation using an ordinary FIR filter. In Fig. 11 (a), zeros are inserted between samples in the part where oversampling is performed twice, and in subsequent filters, zeros are stored in the buffer every other sample, and the filter coefficient and this buffer are stored. It is very inefficient because it requires multiplication by zero. Here, using the same polyphase filter used for thinning out, the above problem can be solved by doing as shown in Fig. 11 (b), the calculation of multiplication is halved, and the buffer is also reduced. You only need one. The constituent elements of the synthesizing part of the QMF can be expressed as shown in FIG. 12 (a), and can be expressed as shown in FIG. 12 (b) by using a polyphase filter. The output of FIG. 12 (b) is the polyphase filter P1.
(n) and -P1 (n), and P2 (n) and -P2 (n) are added together. Since the system in this figure is linear, instead of adding at the output of the polyphase filter,
As shown in (c), the result will be the same even if addition is performed at the input end of the polyphase filter. Therefore, the total calculation amount in the combining unit as well as the analyzing unit can be reduced to 1/4.

【００２０】以上述べたように、ＱＭＦを用いると、一
般のＤＳＰにはＦＩＲフィルタ実現のためのシフトと積
和を１ステップで行う強力な命令があり、命令数を少な
くできマクロ化も容易である。また、ＱＭＦを用いて周
波数軸上で同期信号も含めてセグメント置換を行うこと
により、音声の抑揚を削減でき、さらに秘話度を高める
ことができる。そして、グループ通信を行う場合に他の
グループと同期信号がかち合うといったことが防止でき
る。As described above, when the QMF is used, a general DSP has a powerful instruction for shifting and summing products in one step for realizing an FIR filter, and it is possible to reduce the number of instructions and easily make a macro. is there. Further, by performing segment replacement including the synchronization signal on the frequency axis using QMF, it is possible to reduce voice intonation and further increase the degree of confidentiality. Then, when performing group communication, it is possible to prevent the synchronization signal from colliding with other groups.

【００２１】[0021]

【発明の効果】本発明によれば、音声信号を周波数スペ
クトルに変換し所定幅の帯域に分割するのに、ＱＭＦを
用いることとし、また、同期信号を分割された帯域の基
底域信号の内、比較的情報量の少ない高い周波数の帯域
の基底域信号の代わりに注入することとしたから、音声
信号の情報量が多い帯域と少ない帯域とでは周波数スペ
クトルの分割の間隔を変えられ、分割された帯域の両端
部分に処理を施し易い秘話音声信号発生装置及び秘話音
声信号受信装置が得られた。音声信号の情報量が多い帯
域と少ない帯域とで周波数スペクトルの分割の間隔を変
えられるので、情報量が多い帯域の分割数を多くし、少
ない帯域の分割数を少なくすれば、同じ分割数でも従来
より秘話度が向上する。According to the present invention, a QMF is used to convert a voice signal into a frequency spectrum and divide it into bands of a predetermined width, and a sync signal is used as a baseband signal of the divided bands. , It is decided to inject in place of the baseband signal of the high frequency band with a relatively small amount of information, so that the frequency spectrum division interval can be changed and divided into a band with a large amount of information of the audio signal and a band with a small amount of information. Thus, a secret voice signal generator and a secret voice signal receiver which can easily be processed at both ends of the band are obtained. Since the frequency spectrum division interval can be changed between a band with a large amount of information of a voice signal and a band with a small amount of information, if the number of divisions of a band with a large amount of information is increased and the number of divisions of a small band is reduced, the same number of divisions The degree of confidentiality is improved compared to the past.

【００２２】また、図13に示すように折り返された基底
域信号が得られるから、折り返されない基底域信号と折
り返された基底域信号とが入り交じって合成されること
により秘話度が向上する。さらに、同期信号を分割され
た帯域の基底域信号の内、比較的情報量の少ない高い周
波数の帯域の基底域信号の代わりに注入して、他の帯域
の音声信号と共にスクランブルを施すことも秘話度の向
上に寄与している。ＬＰＦ、ＨＰＦの特性を変えるだけ
で、分割された帯域の両端部分に処理が施せるから、分
割された隣同士の帯域にお互いに漏れた分の信号によっ
て音声品質が劣化するというようなことがない。Further, as shown in FIG. 13, since the folded back baseband signal is obtained, the unfolded baseband signal and the folded back baseband signal are mixed together to improve the confidentiality level. . Furthermore, it is also a secret story that the sync signal is injected instead of the baseband signal of the high frequency band, which has a relatively small amount of information, among the baseband signals of the divided bands, and scrambled together with the audio signals of other bands. It contributes to the improvement of the degree. Since only the characteristics of the LPF and HPF can be changed, the processing can be performed on both ends of the divided band, so that there is no possibility that the sound quality will be deteriorated by the signals leaking to the adjacent two adjacent bands. .

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の秘話音声信号発生装置の実施例のブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a secret voice signal generator according to the present invention.

【図２】本発明の秘話音声信号受信装置の実施例のブロ
ック図である。FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of a confidential voice signal receiving apparatus of the present invention.

【図３】本発明の装置に用いるＦＭ変調された同期信号
の送信側のブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a transmitter side of an FM-modulated synchronizing signal used in the device of the present invention.

【図４】本発明の装置に用いるＦＭ変調された同期信号
の受信側のブロック図である。FIG. 4 is a block diagram of a receiving side of an FM-modulated synchronizing signal used in the device of the present invention.

【図５】ＱＭＦの構成要素のブロック図である。FIG. 5 is a block diagram of components of a QMF.

【図６】図５のＱＭＦ各部のスペクトルを示す図であ
り、(a) は入力のスペクトル、(b) はＳ0(m)のスペクト
ル、(c) はＳ1(m)のスペクトル、(d) はＱ0(n)のスペク
トル、(e) はＱ1(n)のスペクトル、(f) は出力のスペク
トルを示す図である。6 is a diagram showing spectra of each part of QMF in FIG. 5, where (a) is the input spectrum, (b) is the S0 (m) spectrum, (c) is the S1 (m) spectrum, and (d). Is a diagram showing a spectrum of Q0 (n), (e) is a spectrum of Q1 (n), and (f) is a diagram showing an output spectrum.

【図７】ＱＭＦを用いた周波数軸上のスクランブルを説
明する図である。FIG. 7 is a diagram for explaining scrambling on the frequency axis using QMF.

【図８】ＱＭＦを用いた周波数軸上のスクランブルで分
割する帯域幅を帯域によって違える方法を説明する図で
ある。FIG. 8 is a diagram illustrating a method of varying the bandwidth divided by scrambling on the frequency axis using QMF depending on the bandwidth.

【図９】ＦＩＲフィルタを用いた間引きの効率化を説明
する図であり、(a) は通常のＦＩＲフィルタを用いた間
引きのブロック図、(b) は効率化したブロック図であ
る。9A and 9B are diagrams illustrating efficiency improvement of thinning using an FIR filter, FIG. 9A is a block diagram of thinning using an ordinary FIR filter, and FIG. 9B is a block diagram of improved efficiency.

【図10】ＱＭＦ分析部の効率化を説明するための図であ
り、(a) はＱＭＦ分析部の構成要素のブロック図、(b)
は数１に基づいて(a) を変形したブロック図、(c) は効
率化したブロック図である。FIG. 10 is a diagram for explaining efficiency improvement of the QMF analysis unit, (a) is a block diagram of components of the QMF analysis unit, and (b) is a diagram.
Is a block diagram obtained by modifying (a) based on Equation 1, and (c) is a streamlined block diagram.

【図11】ＦＩＲフィルタを用いた内挿の効率化を説明す
る図であり、(a) は通常のブロック図、(b) は効率化し
たブロック図である。11A and 11B are diagrams illustrating efficiency improvement of interpolation using a FIR filter, FIG. 11A is a normal block diagram, and FIG. 11B is a block diagram with improved efficiency.

【図12】ＱＭＦ合成部の効率化を説明するための図であ
り、(a) はＱＭＦ合成部の構成要素のブロック図、(b)
は(a) を変形したブロック図、(c) は効率化したブロッ
ク図である。[Fig. 12] Fig. 12 is a diagram for explaining efficiency improvement of the QMF synthesizing unit, (a) is a block diagram of components of the QMF synthesizing unit, and (b).
Is a modified block diagram of (a), and (c) is a streamlined block diagram.

【図13】本発明の装置における周波数スペクトルの分割
とスクランブルを説明する図であり、(a) はスクランブ
ル前を示す図、(b) はスクランブル後を示す図である。13A and 13B are diagrams illustrating frequency spectrum division and scrambling in the device of the present invention, where FIG. 13A is a diagram showing before scrambling and FIG. 13B is a diagram showing after scrambling.

【図14】従来の秘話音声信号発生装置及び秘話音声信号
受信装置での周波数軸上のスクランブルの実行過程を示
す図であり、(a) はスクランブルの実行過程を示す図、
(b) はデスクランブルの実行過程を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing an execution process of scrambling on a frequency axis in a conventional confidential voice signal generation device and a confidential voice signal reception device, (a) is a diagram showing an execution process of scrambling,
(b) is a diagram showing a descrambling execution process.

【図15】従来の装置における周波数スペクトルの分割と
スクランブルを説明する図であり、(a) はスクランブル
前を示す図、(b) はスクランブル後を示す図である。15A and 15B are diagrams illustrating division and scrambling of a frequency spectrum in a conventional device, FIG. 15A is a diagram showing before scrambling, and FIG. 15B is a diagram showing after scrambling.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 暗号キー変換器 ２ ＱＭＦ分析器 ３ 入れ替え器 ４ ＱＭＦ合成器 ５ 暗号キー変換器 ６ ＱＭＦ分析器 ７ 入れ替え器 ８ ＱＭＦ合成器 11 第１の直交変調部 12 第１の低域ろ波部 13 第１の位相角度算出器 14 微分器 15 第２の直交変調部 16 第２の低域ろ波部 17 積分器 18 第２の位相角度算出器 19 制御器 20 ループフィルタ 21 比較信号発生器 22 算出手段 23 信号発生器 24 直交復調器 25 制御部 26 積分器 27 変調指数乗算器 28 搬送波加算器 29 余弦演算器 1 encryption key converter 2 QMF analyzer 3 shuffler 4 QMF combiner 5 encryption key converter 6 QMF analyzer 7 shuffler 8 QMF combiner 11 first quadrature modulator 12 first low-pass filter 13 13th 1 phase angle calculator 14 differentiator 15 second quadrature modulator 16 second low-pass filter 17 integrator 18 second phase angle calculator 19 controller 20 loop filter 21 comparison signal generator 22 calculating means 23 Signal generator 24 Quadrature demodulator 25 Control unit 26 Integrator 27 Modulation index multiplier 28 Carrier adder 29 Cosine calculator

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 ＱＭＦを用いて音声信号に周波数軸上の
スクランブルをかける秘話音声信号発生装置であって、 入力されたキー番号のデータに基づいて、周波数軸上の
スクランブルのかけ方を決定する暗号キー変換器（１）
と、 前記音声信号を所定の帯域に分割するとともに、分割さ
れたそれぞれの帯域の基底域信号をＱＭＦにより得るＱ
ＭＦ分析器（２）と、 該ＱＭＦ分析器から出力されるそれぞれの帯域の基底域
信号を、前記暗号キー変換器からの信号に基づいて入れ
替えて出力する入れ替え器（３）と、 該入れ替え器からの信号を受けて、ＱＭＦにより合成し
て出力するＱＭＦ合成器（４）とを備えたことを特徴と
する秘話音声信号発生装置。1. A secret voice signal generator for scrambling a voice signal on a frequency axis using a QMF, wherein the scrambling method on the frequency axis is determined based on input key number data. Cryptographic key converter (1)
And dividing the voice signal into a predetermined band and obtaining a base band signal of each of the divided bands by QMF.
An MF analyzer (2), an interchanger (3) that interchanges and outputs baseband signals of respective bands output from the QMF analyzer based on the signal from the encryption key converter, and the interchanger And a QMF synthesizer (4) for receiving the signal from the QMF and synthesizing and outputting it by a QMF. 【請求項２】 前記音声信号が時間軸上のスクランブル
をかけられた音声信号であって、 前記入れ替え器（３）は、該時間軸上のスクランブルを
かけるための基準となるＦＭ変調された同期信号を受け
て、該同期信号を前記ＱＭＦ分析器（２）から入力され
るそれぞれの帯域の基底域信号の中の高周波成分の基底
域信号の代わりに注入するとともに、前記暗号キー変換
器（１）からの信号に基づいてそれぞれの信号の入れ替
えを行う請求項１記載の秘話音声信号発生装置。2. The audio signal is an audio signal scrambled on the time axis, and the interchanger (3) is FM-modulated synchronization serving as a reference for applying the scramble on the time axis. Upon receiving the signal, the synchronization signal is injected instead of the baseband signal of the high frequency component in the baseband signal of each band input from the QMF analyzer (2), and the encryption key converter (1 2. The secret voice signal generator according to claim 1, wherein the respective signals are exchanged based on the signals from the above. 【請求項３】 ＱＭＦを用いて音声信号に周波数軸上の
スクランブルをかけた秘話音声信号を受信する秘話音声
信号受信装置であって、 音声信号にスクランブルをかけるときに用いられたキー
番号に対応する入力されたキー番号のデータに基づい
て、周波数軸上のスクランブルの解除の仕方を決定する
暗号キー変換器（１）と、 前記秘話音声信号を受けて、該信号を所定の帯域に分割
するとともに、分割されたそれぞれの帯域の基底域信号
をＱＭＦにより得るＱＭＦ分析器（２）と、 該ＱＭＦ分析器から出力されるそれぞれの帯域の基底域
信号を、前記暗号キー変換器からの信号に基づいて入れ
替えて出力する入れ替え器（３）と、 該入れ替え器からの信号を受けて、ＱＭＦにより合成し
て実質的に前記音声信号を出力するＱＭＦ合成器（４）
とを備えたことを特徴とする秘話音声信号受信装置。3. A confidential voice signal receiving apparatus for receiving a confidential voice signal obtained by scrambling a voice signal on a frequency axis using QMF, which corresponds to a key number used when scrambling the voice signal. An encryption key converter (1) that determines how to descramble the frequency axis based on the data of the input key number, and receives the secret voice signal and divides the signal into predetermined bands. At the same time, a QMF analyzer (2) that obtains the divided baseband signals of respective bands by QMF, and the baseband signals of the respective bands output from the QMF analyzer are converted into signals from the encryption key converter. And a QMF synthesizer (3) for receiving the signal from the interchanger and outputting the audio signal substantially by combining with the interchanger (3). )
And a secret voice signal receiving device.