JPH0769702B2 - Music synthesizer - Google Patents
Music synthesizerInfo
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- JPH0769702B2 JPH0769702B2 JP1125326A JP12532689A JPH0769702B2 JP H0769702 B2 JPH0769702 B2 JP H0769702B2 JP 1125326 A JP1125326 A JP 1125326A JP 12532689 A JP12532689 A JP 12532689A JP H0769702 B2 JPH0769702 B2 JP H0769702B2
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- signal
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、音色の制御が可能であり、かつ、音高制御
の安定性のよい楽音合成装置に関する。The present invention relates to a musical tone synthesizer capable of controlling a tone color and having high pitch control stability.
「従来の技術」 自然楽器を発音メカニズムをシミュレートすることによ
り得られたモデルを動作させ、これにより、自然楽器の
楽音を合成する方法が知られている。この種の技術は、
例えば特開昭52−73721号公報または特開昭63−40199号
公報に開示されている。"Prior Art" A method is known in which a model obtained by simulating a sounding mechanism of a natural musical instrument is operated to synthesize a musical sound of the natural musical instrument. This kind of technology
For example, it is disclosed in JP-A-52-73721 or JP-A-63-40199.
第５図は、例えばピアノ等の楽音合成に用いて好適な楽
音合成装置の構成を例示したものである。この楽音合成
装置は、同図に示すように、加算器１、遅延回路２、FI
Rフィルタ（非巡回形デジタルフィルタ）３および乗算
器４を閉ループ状に接続してなる。ここで、遅延回路２
は、入力信号を１サンプル時間τｓだけ遅延して出力す
る遅延素子を複数縦続接続してなり、図示してない音高
制御回路から供給される音高情報によって遅延段数ｎが
切り換えられるようになっている。また、乗算器４の乗
算係数γは、加算器１→遅延回路２→FIRフィルタ３→
乗算器４→加算器１によって構成される閉ループのゲイ
ンが１よりやや小さい値になるように決められている。FIG. 5 exemplifies the configuration of a musical tone synthesizing apparatus suitable for synthesizing musical tones such as a piano. As shown in the figure, this tone synthesizer comprises an adder 1, a delay circuit 2 and a FI.
An R filter (non-recursive digital filter) 3 and a multiplier 4 are connected in a closed loop. Here, the delay circuit 2
Is a cascade connection of a plurality of delay elements for delaying an input signal by one sampling time τs and outputting the delayed signal, and the number of delay stages n can be switched by pitch information supplied from a pitch control circuit (not shown). ing. Further, the multiplication coefficient γ of the multiplier 4 is calculated as follows: adder 1 → delay circuit 2 → FIR filter 3 →
It is determined that the gain of the closed loop formed by the multiplier 4 → adder 1 is slightly smaller than 1.
FIRフィルタ３は、入力信号を１サンプル時間τｓだけ
遅延して出力する遅延回路31と、入力信号に乗算係数１
−αを乗じて出力する乗算器32と、遅延回路31の出力信
号に乗算係数αを乗して出力する乗算器33と、乗算器3
2,33の各乗算出力を加算して出力する加算器34とからな
る。そして、本楽音合成装置において、FIRフィルタ３
は、音色調整用のローパスフィルタとして用いられる。
係数として用いられる数値αは０〜0.5の範囲の実数が
用いられる。The FIR filter 3 includes a delay circuit 31 that delays the input signal by 1 sample time τs and outputs the delayed signal, and a multiplication coefficient of 1 to the input signal.
A multiplier 32 that multiplies by −α and outputs, a multiplier 33 that multiplies the output signal of the delay circuit 31 by a multiplication coefficient α, and outputs
And an adder 34 for adding and outputting the respective multiplication outputs of 2,33. Then, in this musical sound synthesizer, the FIR filter 3
Is used as a low-pass filter for tone color adjustment.
The numerical value α used as the coefficient is a real number in the range of 0 to 0.5.
以下、FIRフィルタ３の特性について説明する。FIRフィ
ルタ３の伝達関数H1（ｚ）は、その構成から明らかなよ
うに、下記式（１）のように表すことができる。The characteristics of the FIR filter 3 will be described below. The transfer function H 1 (z) of the FIR filter 3 can be expressed by the following equation (1), as is clear from its configuration.
H1（ｚ）＝１−α＋αz-1 ……（１） また、周波数特性Ｆ（ω）（ただし、ωは入力信号の角
周波数）は、よく知られているように、変数ｚにexp
（−ｊωτｓ）を代入することにより、下記式（２）に
示すように求められる。H 1 (z) = 1-α + α z -1 (1) Further, the frequency characteristic F (ω) (where ω is the angular frequency of the input signal) is exponented in the variable z as well known.
By substituting (-jωτs), it is obtained as shown in the following equation (2).
F1（ω）＝１−α＋αexp（−ｊωτｓ） ＝１−α＋αcosωτｓ−ｊαsinωτｓ ……（２） そして、振幅特性A1（ω）は、 A1（ω）＝|F1（ω）｜ ＝｛（１−α＋αcosωτｓ）２＋α2sin2ωτｓ）0.5 ＝｛１−２α（１−α）sin2ωτｓ）0.5 ……（３） となる。上記式（３）によれば、各周波数ωを高くする
程（ただし、ωはωτｓ≦π/2を満足する範囲内である
ものとする）、A1（ω）が小さくなり、FIRフィルタ３
がローパスフィルタとして機能していることが理解され
よう。 F 1 (ω) = 1- α + αexp (-jωτs) = 1-α + αcosωτs-jαsinωτs ...... (2) Then, the amplitude characteristic A 1 (ω) is, A 1 (ω) = | F 1 (ω) | = { (1-α + αcosωτs) 2 + α 2 sin 2 ωτs) 0.5 = {1-2α (1-α) sin 2 ωτs) 0.5 (3) According to the above equation (3), A 1 (ω) becomes smaller as the frequency ω becomes higher (however, ω is within a range satisfying ωτs ≦ π / 2), and the FIR filter 3
It will be understood that is acting as a low pass filter.
一方、位相特性P1（ω）は、 となる。ただし、上記式（４）において、arg｛Ｆ
（ω）｝は、Ｆ（ω）の位相角を表す。この楽音合成装
置の場合、FIRフィルタ３に入力される信号の角周波数
ωは、サンプル周波数fs＝1/τｓに比べて十分に小さ
い。従って、変数ｘが十分に小さな値の場合に成り立つ
近似式tan-1x≒ｘを用いると共に、cosωτｓ≒１、sin
ωτｓ≒ωτｓと近似することができ、位相特性の近似
式として下記式（５）が求められる。On the other hand, the phase characteristic P 1 (ω) is Becomes However, in the above formula (4), arg {F
(Ω)} represents the phase angle of F (ω). In the case of this tone synthesizer, the angular frequency ω of the signal input to the FIR filter 3 is sufficiently smaller than the sample frequency fs = 1 / τs. Therefore, an approximate expression tan -1 x ≈ x that holds when the variable x has a sufficiently small value is used, and cosωτs ≈ 1, sin
ωτs≈ωτs can be approximated, and the following equation (5) is obtained as an approximate equation of the phase characteristic.
P1（ω）≒−αωτｓ ……（５） 従って、上記の場合のFIRフィルタ３の実効的な遅延時
間τａは、 τａ＝−dP1（ω）/dω≒ατｓ ……（６） となる。P 1 (ω) ≈−αωτs (5) Therefore, the effective delay time τa of the FIR filter 3 in the above case is τa = −dP 1 (ω) / dω≈ατs (6) .
この楽音合成装置では、例えばインパルス信号のような
多くの周波数成分を含んだ信号が入力される。そして、
入力信号が加算器１に入力されると、その信号は加算器
１→遅延回路２→FIRフィルタ３→乗算器４→加算器１
によって構成される閉ループ内を循環する。In this tone synthesizer, a signal containing many frequency components such as an impulse signal is input. And
When the input signal is input to the adder 1, the signal is added 1 → delay circuit 2 → FIR filter 3 → multiplier 4 → adder 1
It circulates in a closed loop constituted by
ここで、遅延回路２の遅延時間をｎτｓ、FIRフィルタ
３の遅延時間をτａとすると、信号が閉ループを一巡す
るのに要する時間τは、 τ＝ｎτｓ＋τａ ……（７） となり、閉ループの利得周波数特性は、基本周波数f1＝
1/τの整数倍の周波数において極大点を持った特性とな
る。従って、入力インパルス信号の周波数成分の内、上
記基本周波数f1を有する基本波成分およびその整数倍の
周波数の高調波成分のみが残って閉ループ内を循環し、
他の周波数成分は打ち消し合って消滅する。そして、閉
ループを循環する信号の各周波数成分は、FIRフィルタ
３の振幅特性に｛上記式（３）｝に従って制限される。
これにより閉ループ内を伝播する信号の波形、すなわ
ち、楽音の音色が調整される。そして、上述したように
閉ループの利得が１よりやや小さな値となっているた
め、閉ループを循環する信号は徐々に減衰する。そし
て、この時の加算器１の出力信号が楽音信号として取り
出される。Assuming that the delay time of the delay circuit 2 is nτs and the delay time of the FIR filter 3 is τa, the time τ required for the signal to make one round in the closed loop is τ = nτs + τa (7), and the gain frequency of the closed loop is The characteristic is that the fundamental frequency f 1 =
The characteristic has a maximum point at a frequency that is an integral multiple of 1 / τ. Therefore, among the frequency components of the input impulse signal, only the fundamental wave component having the fundamental frequency f 1 and the harmonic component of the frequency of an integral multiple thereof remain and circulate in the closed loop,
The other frequency components cancel each other out. Then, each frequency component of the signal circulating in the closed loop is limited by the amplitude characteristic of the FIR filter 3 according to {Equation (3)}.
As a result, the waveform of the signal propagating in the closed loop, that is, the tone color of the musical tone is adjusted. Since the gain of the closed loop is slightly smaller than 1 as described above, the signal circulating in the closed loop is gradually attenuated. Then, the output signal of the adder 1 at this time is taken out as a musical tone signal.
「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述したFIRフィルタ３は、式（６）を見る
と明らかなように、係数αを変化すると、遅延時間τａ
が変化してしまう。そして、従来の楽音合成装置のよう
に、FIRフィルタ３を音色調整用に閉ループ内に介挿し
た場合、音色を変化させるために乗算係数αおよび１−
α変化させると、閉ループのトータルの遅延時間が変化
してしまうので楽音の音高が変化してしまうという問題
があった。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, in the FIR filter 3 described above, when the coefficient α is changed, the delay time τa becomes clear as is clear from the expression (6).
Will change. When the FIR filter 3 is inserted in the closed loop for tone color adjustment as in the conventional tone synthesizer, the multiplication coefficients α and 1− are used to change the tone color.
When α is changed, there is a problem that the pitch of the musical tone changes because the total delay time of the closed loop changes.
この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、音色
を変化させるためにFIRフィルタにおける乗算係数を変
化させた場合においても、発生される楽音の音高が変化
することのない制御性の良い楽音合成装置を提供するこ
とを目的としている。The present invention has been made in view of the above-mentioned circumstances, and even when the multiplication coefficient in the FIR filter is changed to change the tone color, the pitch of the generated musical tone does not change and the controllability is good. It is intended to provide a musical sound synthesizer.
「課題を解決するための手段」 この発明は、入力信号と帰還信号をもとに励振信号を出
力する励振手段と、前記励振手段の出力信号を所定時間
遅延させて前記励振手段に帰還する遅延手段とを有し、
前記励振手段および遅延手段からなる閉ループに基づき
楽音信号を発生するようにした楽音合成装置において、 前記閉ループに、 （ａ）τｓを所定の時間とした場合、入力信号を、τｋ
＝（Ｎ＋ｋ）τｓ（ただし、Ｎは整数であり、ｋは−Ｎ
からＮの範囲の整数）なる遅延時間だけ遅延した2N＋１
個の遅延信号Dk（ただし、ｋは−ＮからＮの範囲の整
数）を出力し、 （ｂ）前記各遅延信号Dk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）に対し、各々
対応する係数fk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）を乗じ、各乗算結果を
加算してフィルタ出力として出力し、かつ、その場合
に、 （ｃ）前記係数fk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）をfj＝ｆ−ｊ（ただ
し、ｊ＝１〜Ｎ）となるように、前記各係数fk（ｋ＝−
Ｎ〜Ｎ）を変化させるようにしたFIRフィルタ を介挿したことを特徴としている。"Means for Solving the Problem" The present invention relates to an excitation means for outputting an excitation signal based on an input signal and a feedback signal, and a delay for delaying an output signal of the excitation means for a predetermined time and returning the excitation signal to the excitation means. And means,
In a musical tone synthesizer configured to generate a musical tone signal based on a closed loop composed of the excitation means and the delay means, in the closed loop, (a) when τs is a predetermined time, the input signal is
= (N + k) τs (where N is an integer and k is -N
2N + 1 delayed by a delay time of
A number of delay signals Dk (where k is an integer in the range of -N to N) are output, and (b) for each delay signal Dk (k = -N to N), a corresponding coefficient fk (k = -N to N), and the respective multiplication results are added and output as a filter output, and in that case, (c) the coefficient fk (k = -N to N) is fj = f-j (however, j = 1 to N) so that each coefficient fk (k = −)
It is characterized in that an FIR filter adapted to change N to N) is inserted.
「作用」 上記構成におけるFIRフィルタは、上記条件を満足する
範囲内で係数fk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）を変化させても、遅延
時間が変化しない。従って、発生する楽音の音色調整の
ため、上記係数fk（ｆ＝−Ｎ〜Ｎ）を変化させても、音
高は変化しない。"Operation" In the FIR filter having the above configuration, the delay time does not change even if the coefficient fk (k = -N to N) is changed within a range that satisfies the above condition. Therefore, even if the coefficient fk (f = -N to N) is changed for tone color adjustment of the generated musical sound, the pitch does not change.
「実施例」 以下、図面を参照し、本発明の一実施例を説明する。[Embodiment] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図はこの発明の一実施例による楽音合成装置の構成
を示したものである。この楽音合成装置は、FIRフィル
タ３に代えてFIRフィルタ５を介挿した点のみが、第５
図の構成と異なる。また、FIRフィルタ５は、入力信号
を１サンプル時間τｓだけ遅延して出力する遅延回路51
および52、入力信号に乗算係数f0を乗じて出力する乗算
器53、遅延回路51の遅延出力に乗算係数f1を乗じて出力
する乗算器54、遅延回路52の遅延出力に乗算係数f2を乗
じて出力する乗算器55および乗算器53〜55の各出力を加
算して出力する加算器56からなる。また、この楽音合成
装置では、音色操作子（図示せず）が操作されると、そ
れに対応し、音色制御回路（図示せず）から上記各乗算
係数f0,f1、f2が乗算器53,54,55に各々与えられるよう
になっている。そして、この場合、各乗算係数f0,f1,f2
は、下記式（８）〜（10）を満足する範囲内の値に設定
される。FIG. 1 shows the configuration of a musical sound synthesizer according to an embodiment of the present invention. In this tone synthesizer, only the point where the FIR filter 5 is inserted instead of the FIR filter 3
The configuration is different from the one shown. Further, the FIR filter 5 delays the input signal by one sample time τs and outputs it.
And 52, an input signal to the multiplier 53 outputs the result multiplying factor f 0, the delay circuit multiplier 54 delayed output is multiplied by a multiplication factor f 1 output of 51, the delay circuit multiplication factor f 2 to the delay output 52 And a multiplier 55 that multiplies and outputs the outputs of the multipliers 53 to 55. Further, in this musical tone synthesizer, when a tone color operator (not shown) is operated, the multiplication coefficients f 0 , f 1 and f 2 are correspondingly multiplied by a multiplier from a tone color control circuit (not shown). It is designed to be given to 53, 54, and 55, respectively. And in this case, each multiplication coefficient f 0 , f 1 , f 2
Is set to a value within a range that satisfies the following equations (8) to (10).
f0＝（１−ｋ）２ ……（８） f1＝ｋ ……（９） f2＝（１−ｋ）/2 ……（10） ただし、数値ｋとしては、１〜0.5の範囲の実数が用い
られる。f 0 = (1-k) 2 (8) f 1 = k (9) f 2 = (1-k) / 2 (10) However, the numerical value k ranges from 1 to 0.5. The real number of is used.
このFIRフィルタ５の周波数特性F2（ω）は、下記式（1
1）に示すようになる。The frequency characteristic F 2 (ω) of this FIR filter 5 is expressed by the following equation (1
As shown in 1).
そして、振幅特性A2（ω）は、 A2（ω）＝|F2（ω）｜ ＝（１−ｋ）cos（ωτｓ）＋ｋ ……（12） となる。上記式（12）によれば、ωが大きくなるに従い
A2（ω）が小さくなることわかる。すなわち、FIRフィ
ルタ５がローパスフィルタとして機能していることが理
解されよう。また、係数ｋを小さくする程、周波数の変
化に対するA2（ω）の変化率が大きくなることも理解さ
れよう。 The amplitude characteristic A 2 (ω) is A 2 (ω) = | F 2 (ω) | = (1-k) cos (ωτs) + k (12) According to the above formula (12), as ω increases
It can be seen that A 2 (ω) becomes smaller. That is, it will be understood that the FIR filter 5 functions as a low pass filter. It will also be understood that the smaller the coefficient k, the greater the rate of change of A 2 (ω) with respect to the change in frequency.
一方、FIRフィルタ５の位相特性P2（ω）は、 P2（ω）＝arg｛F2（ω）｝＝−ωτｓ ……（13） となる。従って、遅延時間τa2は、 τa2＝−dP2（ω）/dω＝τｓ ……（14） となる。このようにFIRフィルタ５の遅延時間τa2は、
係数ｋを変化させても常に一定時間τｓを保つ。従っ
て、音色を変化するためにFIRフィルタ５へ供給する係
数ｋを変化しても、加算器１→遅延回路２→FIRフィル
タ５→乗算器４→加算器１によって構成される閉ループ
のトータルの遅延時間は変化せず、所期の音高の楽音信
号が発生される。なお、各乗算器53,54,55に対し、乗算
係数として、各々gf0,gf1,gf2を与えるようにしてもよ
い。この場合、乗算器４を省略するこができる。On the other hand, the phase characteristic P 2 (ω) of the FIR filter 5 is P 2 (ω) = arg {F 2 (ω)} = − ωτs (13) Therefore, the delay time τa 2 is τa 2 = −dP 2 (ω) / dω = τs (14). Thus, the delay time τa 2 of the FIR filter 5 is
Even if the coefficient k is changed, the constant time τs is always maintained. Therefore, even if the coefficient k supplied to the FIR filter 5 is changed to change the timbre, the total delay of the closed loop formed by the adder 1-> delay circuit 2-> FIR filter 5-> multiplier 4-> adder 1 The time does not change, and a musical tone signal of a desired pitch is generated. Note that gf 0 , gf 1 , and gf 2 may be given to the multipliers 53, 54, 55 as multiplication coefficients, respectively. In this case, the multiplier 4 can be omitted.
さて、音色調整用としてハイパスフィルタが必要な場合
はFIRフィルタ５に供給する乗算係数f0,f1,f2を下記式
（15）〜（17）のように設定する。When a high-pass filter is required for tone color adjustment, the multiplication coefficients f 0 , f 1 , f 2 supplied to the FIR filter 5 are set as in the following equations (15) to (17).
f0＝（ｋ−１）/2 ……（15） f1＝ｋ ……（16） f2＝（ｋ−１）/2 ……（17） この場合、振幅特性A3（ω）は、 A3（ω）＝（ｋ−１）cos（ωτｓ）＋ｋ ……（18） となる。係数ｋは、ローパスフィルタの場合と同じく0.
5〜１の範囲の実数を設定す。上記式（18）を見れば、
乗算係数f0,f1,f2を式（15）〜（17）に示すように設定
することによりFIRフィルタ５がハイパスフィルタとし
て機能することが容易に理解されよう。また、このよう
にハイパスフィルタを実現する場合においても遅延時間
は係数ｋに関係なく一定値τｓを保たれる。f 0 = (k-1) / 2 (15) f 1 = k (16) f 2 = (k-1) / 2 (17) In this case, the amplitude characteristic A 3 (ω) is , A 3 (ω) = (k−1) cos (ωτs) + k (18). The coefficient k is 0. as in the case of the low pass filter.
Set a real number in the range 5 to 1. Looking at equation (18) above,
It will be easily understood that the FIR filter 5 functions as a high pass filter by setting the multiplication coefficients f 0 , f 1 and f 2 as shown in the equations (15) to (17). Further, even when a high-pass filter is realized in this way, the delay time is maintained at a constant value τs regardless of the coefficient k.
第１図の楽音合成装置はFIRフィルタ５を１個用いた構
成となっているが、FIRフィルタ５と同様な構成の複数
のローパスフィルタ、あるいはハイパスフィルタを用い
たり、あるいはローパスフィルタとハイパスフィルタを
両方用いることにより、より複雑なフィルタ特性を実現
することができる。この場合、各フィルタに供給する係
数を変えても、各フィルタの遅延時間は一定値に保た
れ、所期の音高の楽音が得られる。The tone synthesizer shown in FIG. 1 has a configuration using one FIR filter 5, but a plurality of low-pass filters or high-pass filters having the same configuration as the FIR filter 5 may be used, or a low-pass filter and a high-pass filter may be used. By using both, more complicated filter characteristics can be realized. In this case, even if the coefficient supplied to each filter is changed, the delay time of each filter is maintained at a constant value, and a musical tone having a desired pitch can be obtained.
第２図はローパスフィルタあるいはハイパスフィルタの
別の構成例を示したものである。このフィルタは第１図
におけるFIRフィルタ５の出力に乗算器60によって乗算
係数γを乗じ、遅延回路51の出力と乗算器60の出力との
減算を減算器61によって行い、減算結果を出力するよう
になっている。なお、係数γは０〜１の範囲の実数が用
いられる。FIRフィルタ５がローパスフィルタとして機
能するように係数f0,f1,f2が与えられている場合、第２
図のフィルタからは元の入力信号から元の信号の低周波
数成分を除去して得られる信号が出力される。従って、
第２図のフィルタはハイパスフィルタとして機能する。
また、この時、係数γを変化させることにより、元の信
号から除去する低周波成分のレベルを調整することがで
きる。一方、FIRフィルタ５がハイパスフィルタとして
機能するように係数f0,f1,f2が与えられている場合、第
２図のフィルタがローパスフィルタとして機能する。な
お、第３図に示すように、遅延回路51の出力に乗算器62
によって係数１−γを乗じて減算器61に供給するように
してよい。FIG. 2 shows another configuration example of the low-pass filter or the high-pass filter. This filter multiplies the output of the FIR filter 5 in FIG. 1 by the multiplication coefficient γ by the multiplier 60, subtracts the output of the delay circuit 51 and the output of the multiplier 60 by the subtractor 61, and outputs the subtraction result. It has become. A real number in the range of 0 to 1 is used as the coefficient γ. If the coefficients f 0 , f 1 and f 2 are given so that the FIR filter 5 functions as a low pass filter, the second
The filter shown in the figure outputs a signal obtained by removing the low frequency component of the original signal from the original input signal. Therefore,
The filter of FIG. 2 functions as a high pass filter.
Further, at this time, the level of the low frequency component removed from the original signal can be adjusted by changing the coefficient γ. On the other hand, when the coefficients f 0 , f 1 and f 2 are given so that the FIR filter 5 functions as a high pass filter, the filter of FIG. 2 functions as a low pass filter. As shown in FIG. 3, the output of the delay circuit 51 is added to the multiplier 62.
May be multiplied by the coefficient 1-γ and supplied to the subtractor 61.
前述の第１図におけるFIRウィルタ５は時間軸上におい
て等間隔に並んだ３つのサンプル信号に係数乗算する構
成となっていたが、第４図はそれらをさらに一般化した
構成を一般化した構成を示したものである。この図にお
いて、遅延回路71は、１サンプル時間τｓの遅延時間を
有する遅延素子を2N＋１段（Ｎは整数）縦続接続されて
なる。ここで、遅延回路71の各段の遅延出力Dk（ｋ＝−
Ｎ〜Ｎ）の入力信号に対する遅延時間τｋ（ｋ＝−Ｎ〜
Ｎ）は、 τｋ＝（Ｎ＋ｋ）τｓ ……（19） で与えられる。そして、これらの各遅延出力Dk（ｋ＝−
Ｎ〜Ｎ）には、乗算器Mk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）によって乗算
係数Ck（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）が乗じられ、各乗算結果の総和
が加算器72によって求められ、出力されるようになって
いる。The FIR wilter 5 in FIG. 1 has a configuration in which three sample signals arranged at equal intervals on the time axis are multiplied by a coefficient, but FIG. 4 is a generalized configuration in which they are generalized. Is shown. In this figure, the delay circuit 71 is formed by cascade-connecting 2N + 1 stages (N is an integer) of delay elements having a delay time of 1 sample time τs. Here, the delay output Dk of each stage of the delay circuit 71 (k = −
Delay time τk (k = -N
N) is given by τk = (N + k) τs (19). Then, each of these delay outputs Dk (k =-
N to N) is multiplied by a multiplication coefficient Ck (k = -N to N) by a multiplier Mk (k = -N to N), and the total sum of the multiplication results is obtained by the adder 72 and output. It is like this.
ここで、各乗算係数Ck（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）は、その総和が
１になると共に Ｃ−ｊ＝Cj（ただし、ｊ＝１〜Ｎ） ……（20） なる条件を満足するように決められる。Here, each multiplication coefficient Ck (k = -N to N) has a sum of 1 and satisfies the condition of C-j = Cj (where j = 1 to N) (20). Can be decided
この場合、このFIRフィルタの周波数特性Ｆ（ω）は、 Ｆ（ω） ＝Ｃ−Ｎ＋Ｃ−Ｎ−1exp（−ｊωτｓ）＋…… ＋C0exp（−Njωτｓ）＋…… ＋CNexp｛−（2N＋１）ｊωτｓ｝ ＝exp（−Njωτｓ）｛Ｃ−Nexp（Njωτｓ）＋…… ＋C-1exp（ｊωτｓ）＋C0＋C1exp（−ｊωτｓ） ＋…＋CNexp（−Njωτｓ）｝ ……（21） となる。そして、上記式（20）の条件を当てはめること
により、下記式（22）が導かれる。In this case, the frequency characteristic F (ω) of this FIR filter is F (ω) = C−N + C−N−1exp (−jωτs) + ... + C 0 exp (−Njωτs) + ... + CNexp {− (2N + 1) jωτs} = a exp (-Njωτs) {CNexp (Njωτs ) + ...... + C -1 exp (jωτs) + C 0 + C 1 exp (-jωτs) + ... + CNexp (-Njωτs)} ...... (21). Then, by applying the condition of the above equation (20), the following equation (22) is derived.
Ｆ（ω） ＝exp（−Njωτｓ）｛C0＋2C1cos（ωτｓ）＋…… ＋2CNcos（Ｎωτｓ）｝ ……（22） そして、第４図のFIRフィルタの振幅特性Ａ（ω）は、 Ａ（ω） ＝C0＋2C1cos（ωτｓ）＋…＋2CNcos（Ｎωτｓ）……
（23） となる。また、位相特性Ｐ（ω）は、 Ｐ（ω）＝−Ｎωτｓ ……（24） となる。そして、このFIRフィルタの遅延時間をτaAと
すると、 τaA＝Ｎτｓ ……（25） となり、遅延時間τaAは乗算係数Ck（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）に
よらず一定値に保たれる。従って、このFIRフィルタを
第１図の楽音合成装置に介挿することにより、音高を変
えずに音色を制御することができる。F (ω) = exp (−Njωτs) {C 0 + 2C 1 cos (ωτs) + …… + 2CNcos (Nωτs)} (22) Then, the amplitude characteristic A (ω) of the FIR filter in FIG. 4 is A (Ω) = C 0 + 2C 1 cos (ωτs) +… + 2CN cos (Nωτs) ……
(23) The phase characteristic P (ω) is P (ω) = − Nωτs (24) When the delay time of this FIR filter is τaA, τaA = Nτs (25), and the delay time τaA is maintained at a constant value regardless of the multiplication coefficient Ck (k = -N to N). Therefore, by inserting this FIR filter in the musical tone synthesizer shown in FIG. 1, the tone color can be controlled without changing the pitch.
なお、上述した実施例では、ピアノ等の減衰音を発生す
る楽音合成装置を構成する場合について説明したが、本
発明の適用は、これに限定されるものではない。例え
ば、本発明を、管楽器音等の持続音の合成に応用しても
よい。管楽器音を合成する場合、管楽器の共鳴管は、遅
延回路を閉ループ状に接続してなる共振回路によりシミ
ュレートされる。そして、この場合、共鳴管における音
響損失等をシミュレートするために共振回路にフィルタ
が介挿される。このフィルタとして、上記実施例におい
て説明したFIRフィルタを用いると、共振周波数を変化
させることなく、共振回路の伝送量周波数特性を所望の
管楽器の特性に合わせて調整することができる。また、
例えば、トーンホールを有する管楽器をシミュレートす
る場合、トーンホールにおける音響損失をシミュレート
するフィルタとして上記FIRフィルタを適用してもよ
い。In addition, in the above-described embodiment, the case where the musical sound synthesizer that generates the attenuated sound of the piano or the like is configured has been described, but the application of the present invention is not limited to this. For example, the present invention may be applied to the synthesis of continuous sounds such as wind instrument sounds. When synthesizing a wind instrument sound, the resonance tube of the wind instrument is simulated by a resonance circuit formed by connecting delay circuits in a closed loop. Then, in this case, a filter is inserted in the resonance circuit in order to simulate acoustic loss or the like in the resonance tube. When the FIR filter described in the above embodiment is used as this filter, the transmission frequency characteristic of the resonance circuit can be adjusted according to the characteristic of the desired wind instrument without changing the resonance frequency. Also,
For example, when simulating a wind instrument having a tone hole, the FIR filter may be applied as a filter that simulates acoustic loss in the tone hole.
「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、入力信号と帰
還信号をもとに励振信号を出力する励振手段と、前記励
振手段の出力信号を所定時間遅延させて前記励振手段に
帰還する遅延手段とを有し、前記励振手段および遅延手
段からなる閉ループに基づき楽音信号を発生するように
した楽音合成装置において、前記閉ループに、 （ａ）τｓを所定の時間とした場合、入力信号を、τｋ
＝（Ｎ＋ｋ）τｓ（ただし、Ｎは整数であり、ｋは−Ｎ
からＮの範囲の整数）なる遅延時間だけ遅延した2N＋１
個の遅延信号Dk（ただし、ｋは−ＮからＮの範囲の整
数）を出力し、 （ｂ）前記各遅延信号Dk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）に対し、各々
対応する係数fk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）を乗じ、各乗算結果を
加算してフィルタ出力として出力し、かつ、その場合
に、 （ｃ）前記係数fk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）をfj＝ｆ−ｊ（ただ
し、ｊ＝１〜Ｎ）となるように、前記各係数fk（ｋ＝−
Ｎ〜Ｎ）を変化させるようにしたFIRフィルタを介挿し
たので、楽音の音高を変えることなく、音色を調整する
ことができるという効果が得られる。[Advantages of the Invention] As described above, according to the present invention, the excitation means for outputting the excitation signal based on the input signal and the feedback signal, and the excitation means by delaying the output signal of the excitation means for a predetermined time. In a musical tone synthesizing device having a delaying means for returning to the above, and generating a musical tone signal based on a closed loop composed of the exciting means and the delaying means, when (a) τs is set to a predetermined time in the closed loop, Input signal is τk
= (N + k) τs (where N is an integer and k is -N
2N + 1 delayed by a delay time of
A number of delay signals Dk (where k is an integer in the range of -N to N) are output, and (b) for each delay signal Dk (k = -N to N), a corresponding coefficient fk (k = -N to N), and the respective multiplication results are added and output as a filter output, and in that case, (c) the coefficient fk (k = -N to N) is fj = f-j (however, j = 1 to N) so that each coefficient fk (k = −)
Since an FIR filter adapted to change (N to N) is inserted, the tone color can be adjusted without changing the tone pitch of the musical tone.
第１図はこの発明の一実施例による楽音合成装置の構成
を示すブロック図、第２図〜第４図は同実施例における
FIRフィルタの別の構成例を示すブロック図、第５図は
従来の楽音合成装置の構成を示すブロック図である。 １……加算器、２……遅延回路、５……FIRフィルタ。FIG. 1 is a block diagram showing the structure of a musical sound synthesizing apparatus according to an embodiment of the present invention, and FIGS.
FIG. 5 is a block diagram showing another example of the structure of the FIR filter, and FIG. 5 is a block diagram showing the structure of a conventional tone synthesizer. 1 ... Adder, 2 ... Delay circuit, 5 ... FIR filter.
Claims (1)
力する励振手段と、前記励振手段の出力信号を所定時間
遅延させて前記励振手段に帰還する遅延手段とを有し、
前記励振手段および遅延手段からなる閉ループに基づき
楽音信号を発生するようにした楽音合成装置において、 前記閉ループに、 （ａ）τｓを所定の時間とした場合、入力信号を、τｋ
＝（Ｎ＋ｋ）τｓ（ただし、Ｎは整数であり、ｋは−Ｎ
からＮの範囲の整数）なる遅延時間だけ遅延した2N＋１
個の遅延信号Dk（ただし、ｋは−ＮからＮの範囲の整
数）を出力し、 （ｂ）前記各遅延信号Dk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）に対し、各々
対応する係数fk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）を乗じ、各乗算結果を
加算してフィルタ出力として出力し、かつ、その場合
に、 （ｃ）前記係数fk（ｋ＝−Ｎ〜Ｎ）をfj＝ｆ−ｊ（ただ
し、ｊ＝１〜Ｎ）となるように、前記各係数fk（ｋ＝−
Ｎ〜Ｎ）を変化させるようにしたFIRフィルタ を介挿したことを特徴とする楽音合成装置。1. An excitation means for outputting an excitation signal based on an input signal and a feedback signal, and a delay means for delaying an output signal of the excitation means for a predetermined time and feeding back to the excitation means.
In a musical tone synthesizer configured to generate a musical tone signal based on a closed loop composed of the excitation means and the delay means, in the closed loop, (a) when τs is a predetermined time, the input signal is
= (N + k) τs (where N is an integer and k is -N
2N + 1 delayed by a delay time of
A number of delay signals Dk (where k is an integer in the range of -N to N) are output, and (b) for each delay signal Dk (k = -N to N), a corresponding coefficient fk (k = -N to N), and the respective multiplication results are added and output as a filter output, and in that case, (c) the coefficient fk (k = -N to N) is fj = f-j (however, j = 1 to N) so that each coefficient fk (k = −)
A tone synthesizer characterized by inserting an FIR filter adapted to change N to N).
Priority Applications (6)
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|---|---|---|---|
| JP1125326A JPH0769702B2 (en) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | Music synthesizer |
| EP90107535A EP0393702B1 (en) | 1989-04-21 | 1990-04-20 | Musical sound synthesizer |
| DE69018687T DE69018687T2 (en) | 1989-04-21 | 1990-04-20 | Music synthesizer. |
| US07/869,860 US5245127A (en) | 1989-04-21 | 1992-04-16 | Signal delay circuit, FIR filter and musical tone synthesizer employing the same |
| US07/869,448 US5308918A (en) | 1989-04-21 | 1992-04-16 | Signal delay circuit, FIR filter and musical tone synthesizer employing the same |
| HK11096A HK11096A (en) | 1989-04-21 | 1996-01-18 | Musical sound synthesizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1125326A JPH0769702B2 (en) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | Music synthesizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=14907350
Family Applications (1)
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|---|---|
| JP (1) | JPH0769702B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPH04307596A (en) * | 1991-04-05 | 1992-10-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Musical sound synthesizer device and sound generation channel |
-
1989
- 1989-05-18 JP JP1125326A patent/JPH0769702B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02304491A (en) | 1990-12-18 |
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