JPH0767399A - Induction motor controller - Google Patents
Induction motor controllerInfo
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- JPH0767399A JPH0767399A JP5210058A JP21005893A JPH0767399A JP H0767399 A JPH0767399 A JP H0767399A JP 5210058 A JP5210058 A JP 5210058A JP 21005893 A JP21005893 A JP 21005893A JP H0767399 A JPH0767399 A JP H0767399A
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- induction motor
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、電気自動車等に用い
られる誘導モータの制御装置に関し、特に、その高効率
駆動制御技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for an induction motor used in an electric vehicle or the like, and more particularly to a high efficiency drive control technique thereof.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来例の誘導モータの制御装置として
は、例えば特開昭６２−２５０８０２号公報に記載され
たものがある。この従来例においては、誘導モータを過
渡・定常とも最高効率で駆動するために次のように構成
している。まず、アクセルセンサ等の出力に基づいて必
要トルクを算出し、それを温度補正して目標トルクＴ*
を算出する。次に、目標トルクＴ*とモータ回転数から
定常状態での最適モータ磁束Φ*を求めた後、過渡モー
タ磁束指令値Φt*を段階的に演算する。次に、過渡モー
タ磁束指令値Φt*とモータ回転数Ｎから過渡トルクＴt
を求めた後、過渡トルクＴtと過渡モータ磁束指令値Φt
*とに応じたトルク電流Ｉqを求める。そして、以上のよ
うにして得られた過渡モータ磁束指令値Φt*とトルク電
流Ｉq等からベクトル制御演算を行なっている。2. Description of the Related Art As a conventional induction motor controller, for example, there is one disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 62-250802. In this conventional example, the induction motor is configured as follows in order to drive it with maximum efficiency in both transient and steady states. First, the required torque is calculated based on the output of the accelerator sensor, etc., the temperature is corrected, and the target torque T * is calculated.
To calculate. Next, after obtaining the optimum motor magnetic flux Φ * in the steady state from the target torque T * and the motor rotation speed, the transient motor magnetic flux command value Φ t * is calculated stepwise. Next, the transient torque T t is calculated from the transient motor magnetic flux command value Φ t * and the motor speed N.
Then, the transient torque T t and the transient motor magnetic flux command value Φ t
* Determine the torque current I q according to and. Then, vector control calculation is performed from the transient motor magnetic flux command value Φ t * and the torque current I q obtained as described above.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の従来例
においては、目標トルクＴ*から過渡モータ磁束指令値
Φt*を演算し、その過渡モータ磁束指令値Φt*とモータ
回転数Ｎから過渡トルクＴtを求めているため、演算が
煩雑であり、かつ、同じ目標トルクＴ*であってもトル
クの応答性が回転数等のモータ状態に応じて異なってし
まうという問題があり、また、過渡トルクＴtを予め記
憶しておいたマップから読み出して求めているため、大
きな容量のメモリが必要となるという問題があった。本
発明は、上記のごとき従来技術の問題を解決するために
なされたものであり、過渡・定常時ともに最高効率で誘
導モータを駆動することが出来ると共に任意のトルク応
答性を実現し、かつ構成が簡略な誘導モータ制御装置を
提供することを目的とする。However, in the above-mentioned conventional example, the transient motor magnetic flux command value Φ t * is calculated from the target torque T *, and the transient motor magnetic flux command value Φ t * and the motor rotation speed N are calculated. Since the transient torque T t is calculated, there is a problem that the calculation is complicated, and the torque responsiveness varies depending on the motor state such as the rotational speed even with the same target torque T *. However, since the transient torque T t is read out from a previously stored map and obtained, there is a problem that a large capacity memory is required. The present invention has been made in order to solve the problems of the prior art as described above, and it is possible to drive an induction motor with the highest efficiency in both transient and steady states, and to realize an arbitrary torque response and to provide a structure. It is an object of the present invention to provide a simple induction motor control device.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては、特許請求の範囲に記載するよう
に構成している。すなわち、請求項１に記載の発明にお
いては、従来と同様のベクトル制御演算部とモータ駆動
部の他に、トルク指令値から誘導モータの目標トルクを
演算する目標トルク演算部と、上記トルク指令値と上記
目標トルクから過渡損失および定常損失を最小とする最
適すべり周波数を演算する最適すべり周波数演算部と、
を備えている。なお、請求項２に記載のように、例え
ば、上記目標トルク演算部は、所定のローパス特性を有
する伝達関数に基づいて上記トルク指令値から上記目標
トルクを演算するものであり、上記最適すべり周波数演
算部は、上記目標トルク演算部とは異なった所定のロー
パス特性を有する伝達関数に基づいて上記トルク指令値
から演算した第１の演算値で上記目標トルクを除算する
ことによって上記最適すべり周波数を演算するものであ
る。また、請求項３に記載のように、上記最適すべり周
波数演算部における所定のローパス特性の遮断周波数
は、誘導モータの過渡損失を最小とする値に設定された
ものである。また、請求項４に記載のように、上記目標
トルク演算部の所定のローパス特性を有する伝達関数と
上記最適すべり周波数演算部の所定のローパス特性を有
する伝達関数とは、上記トルク指令値から演算した第１
の演算値で上記目標トルクを除算した値が、誘導モータ
の定常損失を最小とする値に設定されているものであ
る。なお、上記目標トルク演算部と上記最適すべり周波
数演算部は、例えば、後記図１の実施例における目標ト
ルク演算部１１と最適すべり周波数演算部１２にそれぞ
れ相当する。また、上記電流指令値は、例えば後記図１
または図２の実施例における励磁電流指令値ｉφ'、ト
ルク電流指令値ｉT'および電流の位相角θに相当する。In order to achieve the above object, the present invention is constructed as described in the claims. That is, in the invention according to claim 1, in addition to the same vector control calculation unit and motor drive unit as in the conventional case, a target torque calculation unit that calculates the target torque of the induction motor from the torque command value, and the torque command value. And an optimum slip frequency calculation unit that calculates an optimum slip frequency that minimizes transient loss and steady loss from the target torque,
Is equipped with. Note that, as described in claim 2, for example, the target torque calculation unit calculates the target torque from the torque command value based on a transfer function having a predetermined low-pass characteristic, and the optimum slip frequency. The calculating unit divides the target torque by a first calculated value calculated from the torque command value based on a transfer function having a predetermined low-pass characteristic different from that of the target torque calculating unit to calculate the optimum slip frequency. It is something that is calculated. Further, as described in claim 3, the cutoff frequency of the predetermined low-pass characteristic in the optimum slip frequency calculation unit is set to a value that minimizes the transient loss of the induction motor. Further, as described in claim 4, the transfer function having a predetermined low-pass characteristic of the target torque calculation unit and the transfer function having a predetermined low-pass characteristic of the optimum slip frequency calculation unit are calculated from the torque command value. Done first
A value obtained by dividing the target torque by the calculated value is set to a value that minimizes the steady loss of the induction motor. The target torque calculation unit and the optimum slip frequency calculation unit correspond to, for example, the target torque calculation unit 11 and the optimum slip frequency calculation unit 12 in the embodiment of FIG. In addition, the current command value is, for example, shown in FIG.
Alternatively, it corresponds to the exciting current command value i φ ′, the torque current command value i T ′, and the phase angle θ of the current in the embodiment of FIG.
【０００５】[0005]
【作用】上記のように、本発明においては、誘導モータ
のベクトル制御装置において、外部から与えられるトル
ク指令値に対して目標トルクを演算し、その目標トルク
に対して誘導モータを最高効率で駆動するための最適す
べり周波数を演算し、上記目標トルクと最適すべり周波
数からベクトル制御則にしたがって励磁電流指令値
ｉφ'とトルク電流指令値ｉT'とを演算するように構成
したものであり、これによって所望のトルク応答性が得
られると共に過渡時および定常時の両方において損失を
最低（最高効率）にすることが出来る。As described above, in the present invention, in the vector control device for the induction motor, the target torque is calculated with respect to the torque command value given from the outside, and the induction motor is driven at the highest efficiency with respect to the target torque. calculates the optimal slip frequency for, which was configured to calculate the target torque and the optimum excitation current command value in accordance with vector control law from the slip frequency i phi 'and the torque current command value i T' and, As a result, the desired torque response can be obtained and the loss can be minimized (maximum efficiency) both in the transient state and the steady state.
【０００６】[0006]
【実施例】以下、この発明を図面に基づいて説明する。
図１および図２は、本発明の一実施例図であり、図１は
図２における高効率駆動制御演算部１の詳細を示すブロ
ック図、図２はシステム全体の構成を示すブロック図で
ある。まず、図２において、１は高効率駆動制御演算部
（詳細後述）であり、例えば、アクセルペダル等の操作
量に対応したトルク指令値Ｔe'と回転速度センサ５で検
出したモータ回転速度Ｎ（rpm）とを入力し、励磁電流
指令値ｉφ'、トルク電流指令値ｉT'および電流の位相
角θを演算して出力する。また、２は座標変換部であ
り、モータの電源周波数で回転する座標系で演算された
上記の励磁電流指令値ｉφ'、トルク電流指令値ｉT'お
よび電流の位相角θを三相交流電流指令値ｉu'、ｉv'、
ｉw'に変換する。３は電流制御ＰＷＭ（パルス幅変調）
インバータであり、誘導モータ４に流れる三相交流電流
ｉu、ｉv、ｉwをそれぞれの指令値に追従させる。５は
誘導モータ４の回転速度を検出する回転速度センサ、６
は電流制御ＰＷＭインバータ３に電力を供給する直流電
源（誘導モータ駆動用電源、例えば車載のバッテリ）で
ある。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the drawings.
1 and 2 are diagrams showing an embodiment of the present invention. FIG. 1 is a block diagram showing the details of the high-efficiency drive control calculation unit 1 in FIG. 2, and FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the entire system. . First, in FIG. 2, 1 is a high-efficiency drive control arithmetic unit (described later in detail), for example, the motor rotation speed N detected by the rotational speed sensor 5 and the torque command value T e 'corresponding to the operation amount of an accelerator pedal (Rpm) is input to calculate and output the exciting current command value i φ ′, the torque current command value i T ′, and the phase angle θ of the current. Reference numeral 2 is a coordinate conversion unit that calculates the excitation current command value i φ ′, the torque current command value i T ′, and the phase angle θ of the current calculated in the coordinate system that rotates at the motor power supply frequency into a three-phase alternating current. Current command value iu ', iv ',
Convert to i w '. 3 is current control PWM (pulse width modulation)
It is an inverter and causes the three-phase alternating currents i u , iv , and i w flowing in the induction motor 4 to follow the respective command values. Reference numeral 5 denotes a rotation speed sensor that detects the rotation speed of the induction motor 4, and 6
Is a DC power supply (power supply for driving an induction motor, for example, a battery mounted on a vehicle) that supplies power to the current control PWM inverter 3.
【０００７】次に、図１において、１１は目標トルク演
算部、１２は最適すべり周波数演算部、１３は目標磁束
演算部、１４は励磁電流演算部、１５はトルク電流演算
部、１６はモータ回転数演算部、１７は積分演算部であ
る。なお、目標磁束演算部１３、励磁電流演算部１４、
トルク電流演算部１５、モータ回転数演算部１６および
積分演算部１７は、ベクトル制御演算を行なう部分であ
る。In FIG. 1, 11 is a target torque calculating section, 12 is an optimum slip frequency calculating section, 13 is a target magnetic flux calculating section, 14 is an exciting current calculating section, 15 is a torque current calculating section, and 16 is a motor rotation. The number calculator 17 is an integral calculator. The target magnetic flux calculation unit 13, the excitation current calculation unit 14,
The torque current calculator 15, the motor speed calculator 16, and the integral calculator 17 are parts that perform vector control calculations.
【０００８】次に作用を説明するが、最初に各演算部の
概略の動作を説明し、続いて本実施例の特徴とする部分
について詳細に説明する。図１において、まず、目標ト
ルク演算部１１は、トルク指令値Ｔe'を入力し、所定の
伝達関数（要求される応答性や許容される電流容量等に
応じて設定する）に基づいて目標トルクＴmを演算す
る。なお、トルク指令値Ｔe'は、例えば運転者の操作す
るアクセルペダルの操作量に対応した値（図示しないア
クセルセンサ出力）である。また、最適すべり周波数演
算部１２は、上記トルク指令値Ｔe'と上記目標トルクＴ
mから過渡損失および定常損失を最小とする最適すべり
周波数ωseを演算する。また、目標磁束演算部１３は、
上記の最適すべり周波数ωseと目標トルクＴmを入力
し、目標磁束φrと、その一階微分値d/dt φrとを演算
して出力する。また、励磁電流演算部１４は、上記目標
磁束演算部１３から与えれる目標磁束φrと一階微分値d
/dt φrとに基づいて、励磁電流指令値ｉφ'を演算して
出力する。また、トルク電流演算部１５は、目標トルク
Ｔmと最適すべり周波数ωseとを入力し、トルク電流指
令値ｉT'を演算して出力する。また、モータ回転数演算
部１６は、図２の回転速度センサ５から与えられるモー
タ回転速度Ｎに当該誘導モータ固有の極対数Ｐを乗算し
てモータ回転数（電気角）ωreを演算する。すなわちω
re＝（π／３０）Ｎ×Ｐである。このモータ回転数ωre
と上記の最適すべり周波数ωseとを加算したものが電源
周波数ωとなる。すなわち、ω＝ωse＋ωreである。そ
して、積分演算部１７は、上記の電源周波数ωを積分し
た値を電流の位相角θとして出力する。上記の励磁電流
指令値ｉφ'、トルク電流指令値ｉT'および電流の位相
角θが電流指令値として図２の座標変換部２に送られ
る。Next, the operation will be described. First, an outline of the operation of each arithmetic unit will be described, and subsequently, a characteristic portion of this embodiment will be described in detail. In FIG. 1, first, the target torque calculation unit 11 inputs a torque command value T e ′ and sets a target based on a predetermined transfer function (set according to a required responsiveness, an allowable current capacity, etc.). Calculate the torque T m . The torque command value T e 'is, for example, a value (accelerator sensor output (not shown)) corresponding to the operation amount of the accelerator pedal operated by the driver. In addition, the optimum slip frequency calculation unit 12 calculates the torque command value T e ′ and the target torque T e.
From m , the optimum slip frequency ω se that minimizes the transient loss and steady loss is calculated. Further, the target magnetic flux calculation unit 13
The optimum slip frequency ω se and the target torque T m are input, and the target magnetic flux φ r and its first-order differential value d / dt φ r are calculated and output. Further, the exciting current calculation unit 14 calculates the target magnetic flux φ r given from the target magnetic flux calculation unit 13 and the first-order differential value d.
Based on / dt φ r , the exciting current command value i φ 'is calculated and output. Further, the torque current calculation unit 15 inputs the target torque T m and the optimum slip frequency ω se , calculates the torque current command value i T ′, and outputs it. Further, the motor rotation speed calculation unit 16 calculates the motor rotation speed (electrical angle) ω re by multiplying the motor rotation speed N given from the rotation speed sensor 5 of FIG. 2 by the number P of pole pairs peculiar to the induction motor. Ie ω
re = (π / 30) N × P. This motor speed ω re
The power supply frequency ω is the sum of the above and the optimum slip frequency ω se . That is, ω = ω se + ω re . Then, the integration calculator 17 outputs a value obtained by integrating the power supply frequency ω as the phase angle θ of the current. The exciting current command value i φ ′, the torque current command value i T ′, and the current phase angle θ are sent to the coordinate conversion unit 2 in FIG. 2 as current command values.
【０００９】次に、各演算部の詳細について説明する。
まず、目標トルク演算部１１は、例えば、ローパスフィ
ルタで構成されており、トルク指令値Ｔe'を入力し、下
記（数１）式に基づいて目標トルクＴmを演算する。Next, the details of each arithmetic unit will be described.
First, the target torque calculation unit 11 is composed of, for example, a low-pass filter, inputs the torque command value T e ′, and calculates the target torque T m based on the following equation (1).
【００１０】[0010]
【数１】 [Equation 1]
【００１１】ただし、τT：目標トルクの時定数 Ｓ：
ラプラス演算子 上記目標トルク演算部１１を構成するローパスフィルタ
の時定数τTは、トルクの応答性を決定するものであ
り、要求される応答性や許容される電流容量等に応じて
任意に設定する。次に、最適すべり周波数演算部１２で
は、上記のトルク指令値Ｔe'と目標トルクＴmから、目
標トルクＴmに追従する出力トルクを発生させ、かつ最
高効率となるような最適すべり周波数ωseを演算する。
この演算は、例えば下記（数２）式で行なわれる。However, τ T : time constant of target torque S:
Laplace operator The time constant τ T of the low-pass filter that constitutes the target torque calculation unit 11 determines the responsiveness of the torque, and is arbitrarily set according to the required responsiveness, the allowable current capacity, etc. To do. Then, the optimal slip frequency calculation unit 12, the above-described torque command value Te 'from the target torque T m, to generate an output torque to follow the target torque T m, and optimally slip frequency such that maximum efficiency omega se Is calculated.
This calculation is performed, for example, by the following equation (2).
【００１２】[0012]
【数２】 [Equation 2]
【００１３】ただし、ωse-opt：モータの定常損失を最
小とするすべり周波数、τφ：目標磁束の時定数、Ｐ：
極対数、Ｌr：回転子自己インダクタンス、Ｒr：回転子
抵抗、Ｒs：固定子抵抗、Ｍ：相互インダクタンス 上記のように、最適すべり周波数演算部１２における演
算においては、トルク指令値Ｔe'から求めた第１の演算
値（数２式の分母）で目標トルクＴmを除算することに
より、最適すべり周波数ωseを求めている。したがって
最適すべり周波数演算部１２は、例えば、ローパスフィ
ルタと除算器から構成される。次に、目標磁束演算部１
３においては、上記目標トルクＴmと最適すべり周波数
ωseから、下記（数３）式に基づいて目標磁束φrを演
算する。なお、この他に、上記目標磁束φrの１階微分
値d/dt φrも演算するが、その式は省略している。However, ω se-opt : the slip frequency that minimizes the steady loss of the motor, τ φ : the time constant of the target magnetic flux, P:
Number of pole pairs, L r : rotor self-inductance, R r : rotor resistance, R s : stator resistance, M: mutual inductance As described above, in the calculation in the optimum slip frequency calculation unit 12, the torque command value Te ′ The optimum slip frequency ω se is obtained by dividing the target torque T m by the first calculated value (denominator of the equation 2) obtained from the above. Therefore, the optimum slip frequency calculation unit 12 is composed of, for example, a low pass filter and a divider. Next, the target magnetic flux calculation unit 1
In 3, the target magnetic flux φ r is calculated from the target torque T m and the optimum slip frequency ω se based on the following equation (3). In addition to this, the first-order differential value d / dt φ r of the target magnetic flux φ r is also calculated, but the expression is omitted.
【００１４】[0014]
【数３】 [Equation 3]
【００１５】次に、励磁電流演算部１４においては、上
記の目標磁束φrと１階微分値d/dtφrから、下記（数
４）式によって励磁電流指令値ｉφ'を演算する。Next, the excitation current calculation unit 14, from the target flux phi r and the first order differential value d / dtφ r, calculates the excitation current command value i phi 'by the following equation (4) below.
【００１６】[0016]
【数４】 [Equation 4]
【００１７】次に、トルク電流演算部１５においては、
上記目標トルクＴmと最適すべり周波数ωseから、下記
（数５）式に基づいてトルク電流指令値ｉT'を演算す
る。Next, in the torque current calculator 15,
From the target torque T m and the optimum slip frequency ω se , the torque current command value i T ′ is calculated based on the following equation (5).
【００１８】[0018]
【数５】 [Equation 5]
【００１９】上記のように、目標磁束演算部１３、励磁
電流演算部１４およびトルク電流演算部１５では、ベク
トル制御則に基づいて励磁電流指令値ｉφ'とトルク電
流指令値ｉT'とを求めている。また、モータ回転数演算
部１６と積分演算部１７においては、前記のようにして
電流の位相角θを演算する。このようにして演算された
電流指令値、すなわち励磁電流指令値ｉφ'、トルク電
流指令値ｉT'および位相角θが図２の座標変換部２へ送
られる。As described above, in the target magnetic flux calculation unit 13, the excitation current calculation unit 14, and the torque current calculation unit 15, the excitation current command value i φ 'and the torque current command value i T ' are calculated based on the vector control law. Looking for. Further, the motor rotation speed calculation unit 16 and the integration calculation unit 17 calculate the phase angle θ of the current as described above. The current command values calculated in this way, that is, the exciting current command value i φ ′, the torque current command value i T ′, and the phase angle θ are sent to the coordinate conversion unit 2 in FIG.
【００２０】次に、図３は、本発明の他の実施例のブロ
ック図であり、目標トルク演算部１１、最適すべり周波
数演算部１２、目標磁束演算部１３およびトルク電流演
算部１５の部分を示す。図示しない部分は図１と同様で
ある。図３において、まず、目標トルク演算部１１にお
ける目標トルクＴmの演算は、前記（数１）式と同じで
ある。次に、最適すべり周波数演算部１２は、ローパス
フィルタ部１２’と除算器１２”からなっている。そし
てローパスフィルタ部１２’では、下記（数６）式によ
って第１の演算値を演算する。Next, FIG. 3 is a block diagram of another embodiment of the present invention, in which the target torque calculating section 11, the optimum slip frequency calculating section 12, the target magnetic flux calculating section 13 and the torque current calculating section 15 are shown. Show. The parts not shown are the same as in FIG. In FIG. 3, first, the calculation of the target torque T m in the target torque calculation unit 11 is the same as that of the above-mentioned (Equation 1). Next, the optimum slip frequency calculation unit 12 is composed of a low-pass filter unit 12 'and a divider 12 ". Then, the low-pass filter unit 12' calculates the first calculation value by the following equation (6).
【００２１】[0021]
【数６】 [Equation 6]
【００２２】ただし、ζ：減衰係数、ωn：ローパスフ
ィルタ部１２’の遮断周波数 また、除算器１２”では、上記（数６）式で求めた第１
の演算値で目標トルクＴmを除算して最適すべり周波数
ωseを求める。したがって、この場合の最適すべり周波
数ωseは、下記（数７）式で与えられる。Here, ζ is the damping coefficient, ω n is the cutoff frequency of the low-pass filter unit 12 ', and the divider 12 "is the first calculated by the above equation (6).
The target slip torque T m is divided by the calculated value to obtain the optimum slip frequency ω se . Therefore, the optimum slip frequency ω se in this case is given by the following equation (7).
【００２３】[0023]
【数７】 [Equation 7]
【００２４】次に、乗算器２０においては、最適すべり
周波数ωseと目標トルクＴmとを乗算して出力する。し
たがって乗算器２０の出力は（ωse・Ｔm）である。次
に、目標磁束演算部１３は、演算部１３’と平方根器１
３”からなっている。そして演算部１３’では、乗算器
２０の出力（ωse・Ｔm）に所定の係数を乗算して下記
（数８）式に示す値を演算する。Next, the multiplier 20 multiplies the optimum slip frequency ω se by the target torque T m and outputs the result. Therefore, the output of the multiplier 20 is (ω se · T m ). Next, the target magnetic flux calculation unit 13 includes a calculation unit 13 ′ and a square root device 1
3 ″. Then, the calculation unit 13 ′ multiplies the output (ω se · T m ) of the multiplier 20 by a predetermined coefficient to calculate the value shown in the following (Equation 8).
【００２５】[0025]
【数８】 [Equation 8]
【００２６】次に、平方根器１３”で、上記（数８）式
の値の平方根を求めることにより、前記（数３）式で示
した目標磁束φrが求められる。次に、トルク電流演算
部１５は、演算部１５’と平方根器１５”からなってい
る。そして演算部１５’では、乗算器２０の出力（ωse
・Ｔm）に所定の係数を乗算して下記（数９）式に示す
値を演算する。Next, the square root device 13 "calculates the square root of the value of the equation (8) to obtain the target magnetic flux φ r shown in the equation (3). Next, the torque current calculation The unit 15 includes a calculation unit 15 'and a square root unit 15 ". Then, in the calculation unit 15 ′, the output of the multiplier 20 (ω se
• T m ) is multiplied by a predetermined coefficient to calculate the value shown in the following (Equation 9).
【００２７】[0027]
【数９】 [Equation 9]
【００２８】次に、平方根器１５”で、上記（数９）式
の値の平方根を求めることにより、前記（数５）式で示
したトルク電流指令値ｉT'が求められる。上記図３の演
算において、上記目標トルク演算部１１を構成するロー
パスフィルタの時定数τTは、トルクの応答性を決定す
るものであり、要求される応答性や許容される電流容量
等に応じて任意に設定する。一方、最適すべり周波数演
算部１２のローパスフィルタ部１２’における遮断周波
数ωnは、過渡時のすべり周波数の応答性を決定し、こ
の遮断周波数ωnの値によってモータの損失が変化す
る。Next, the square root device 15 "finds the square root of the value of the equation (9) to obtain the torque current command value i T 'shown by the equation (5). In the calculation of, the time constant τ T of the low-pass filter that constitutes the target torque calculation unit 11 determines the responsiveness of the torque, and is arbitrarily set according to the required responsiveness, the allowable current capacity, and the like. On the other hand, the cutoff frequency ω n in the low-pass filter unit 12 ′ of the optimum slip frequency calculation unit 12 determines the responsivity of the slip frequency at the transition, and the loss of the motor changes depending on the value of this cutoff frequency ω n. .
【００２９】図４は、遮断周波数ωnとピーク損失との
関係を示す特性図であり、減衰係数ζ＝１、目標磁束の
時定数τφ＝１７０msの場合を示す。図４に示すよう
に、任意の目標磁束の時定数τφに対して、モータの損
失が最小値となる遮断周波数ωn(min)が存在する。した
がって遮断周波数ωnの値を上記の遮断周波数ωn(min)
となるように設定しておけば、過渡時にモータの損失が
最小となる。また、減衰係数ζは振動の減衰の速さを決
定する。また、ωse-optは定常状態でモータの損失を最
小にするすべり周波数であり、モータの定数によって決
まる値である。図３においては、目標トルク演算部１１
と最適すべり周波数演算部１２において定常状態を考え
る、すなわちＳ＝０としてこれを代入すると、前記（数
１）式は１となり、前記（数６）式は１／ωse-optとな
る。したがって、前記（数７）式は ωse＝ωse-opt となり、定常状態ではモータの損失が最小になるように
制御されることが判る。以上のように、本実施例では任
意のトルク応答が得られ、さらに過渡時および定常時の
いずれでもモータの損失を最小とする（効率を最大とす
る）ことができる。なお、目標トルク演算部１１と最適
すべり周波数演算部１２を構成するローパスフィルタ
は、例示した式で示されるもの以外でもよい。ただし、
目標トルク演算部１１のフィルタの次数が最適すべり周
波数演算部１２のフィルタの次数以下であればよい。ま
た、損失を最小とするには、最適すべり周波数演算部１
２のフィルタの遮断周波数を過渡損失が最小となる値に
設定すればよい。なお、この値を実現する遮断周波数は
一般に存在する。FIG. 4 is a characteristic diagram showing the relationship between the cutoff frequency ω n and the peak loss, and shows the case where the damping coefficient ζ = 1 and the target magnetic flux time constant τ φ = 170 ms. As shown in FIG. 4, there is a cutoff frequency ω n (min) at which the motor loss becomes a minimum value for an arbitrary target magnetic flux time constant τ φ . Thus the cut-off frequency value of the cut-off frequency ω n ω n (min)
If set so that the motor loss is minimized during a transition. Also, the damping coefficient ζ determines the speed of vibration damping. Further, ω se-opt is a slip frequency that minimizes the loss of the motor in a steady state, and is a value determined by the constant of the motor. In FIG. 3, the target torque calculation unit 11
When the steady state is considered in the optimum slip frequency calculation unit 12, that is, when S = 0 is substituted, the equation (1) becomes 1 and the equation (6) becomes 1 / ω se-opt . Therefore, it can be seen that the equation (7) is ω se = ω se-opt , and the motor loss is controlled to be minimum in the steady state. As described above, in the present embodiment, an arbitrary torque response can be obtained, and the motor loss can be minimized (maximum efficiency) in both transient and steady states. The low-pass filters forming the target torque calculation unit 11 and the optimum slip frequency calculation unit 12 may be other than those shown by the exemplified formulas. However,
It suffices that the order of the filter of the target torque calculation unit 11 is equal to or smaller than the order of the filter of the optimum slip frequency calculation unit 12. Further, in order to minimize the loss, the optimum slip frequency calculation unit 1
The cutoff frequency of the second filter may be set to a value that minimizes the transient loss. Note that there is generally a cutoff frequency that achieves this value.
【００３０】次に、図５は、図１および図３で示した実
施例で得られる目標トルクＴm、磁束φ、すべり周波数
ωseをシミュレーションによって求めた結果を示す特性
図である。この特性は、時間０の時点で、トルク指令値
Ｔe'が図示のごとく急激に立ち上がった場合（例えば発
進時）における特性を示す。図５において、最適すべり
周波数ωseは時間０から急激に立上り、急激に減衰す
る。また、最適すべり周波数ωseの値は、前記（数２）
式では、τT＝８７ms、τφ＝１７０msとして計算し、
前記（数７）式では、１／ωn＝１２２msとして計算し
た場合を示しているが、両者の結果はほとんど同じであ
るので、１本の線で示している。Next, FIG. 5 is a characteristic diagram showing the results obtained by simulation of the target torque T m , the magnetic flux φ, and the slip frequency ω se obtained in the embodiment shown in FIGS. 1 and 3. This characteristic shows the characteristic when the torque command value Te 'sharply rises as shown in the drawing at time 0 (for example, at the time of starting). In FIG. 5, the optimum slip frequency ω se rises sharply from time 0 and sharply attenuates. In addition, the value of the optimum slip frequency ω se is the same as the above (Equation 2).
In the formula, τ T = 87 ms and τ φ = 170 ms are calculated,
In the above formula (7), the case where 1 / ω n = 122 ms is calculated is shown, but the results of both are almost the same, so one line is shown.
【００３１】[0031]
【発明の効果】以上説明したごとく、本発明において
は、誘導モータのベクトル制御装置において、外部から
与えられるトルク指令値に対して目標トルクを演算し、
その目標トルクに対して誘導モータを最高効率で駆動す
るための最適すべり周波数を演算し、上記目標トルクと
最適すべり周波数からベクトル制御則にしたがって励磁
電流指令値ｉφ'とトルク電流指令値ｉT'とを演算する
ように構成したことにより、過渡・定常時ともに最高効
率で誘導モータを駆動することが出来ると共に任意のト
ルク応答性を実現し、かつ構成が簡略で安価に構成する
ことが出来る、という効果が得られる。As described above, in the present invention, in the vector control device for the induction motor, the target torque is calculated with respect to the torque command value given from the outside,
The optimum slip frequency for driving the induction motor with the highest efficiency is calculated for the target torque, and the excitation current command value i φ 'and the torque current command value i T are calculated from the target torque and the optimum slip frequency according to the vector control rule. By calculating'and, it is possible to drive the induction motor with the highest efficiency in both transient and steady conditions, realize arbitrary torque response, and simplify the structure and make it inexpensive. The effect of, is obtained.
【図１】図２における高効率駆動制御演算部１の詳細を
示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing details of a high-efficiency drive control calculation unit 1 in FIG.
【図２】本発明の一実施例のシステム全体の構成を示す
ブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing the overall configuration of a system according to an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の他の実施例のブロック図であり、目標
トルク演算部１１、最適すべり周波数演算部１２、目標
磁束演算部１３およびトルク電流演算部１５の部分を示
す。3 is a block diagram of another embodiment of the present invention, showing a target torque calculation unit 11, an optimum slip frequency calculation unit 12, a target magnetic flux calculation unit 13, and a torque current calculation unit 15. FIG.
【図４】遮断周波数ωnとピーク損失との関係を示す特
性図。FIG. 4 is a characteristic diagram showing a relationship between a cutoff frequency ω n and a peak loss.
【図５】図１および図３で示した実施例で得られる目標
トルクＴm、磁束φ、すべり周波数ωseをシミュレーシ
ョンによって求めた結果を示す特性図。FIG. 5 is a characteristic diagram showing results obtained by simulation of target torque T m , magnetic flux φ, and slip frequency ω se obtained in the embodiments shown in FIGS. 1 and 3.
１：高効率駆動制御演算部 ４：誘導モータ ２：座標変換部 ５：回転速度セン
サ ３：電流制御ＰＷＭインバータ ６：直流電源 １１：目標トルク演算部 １５：トルク電流
演算部 １２：最適すべり周波数演算部 １６：モータ回転
数演算部 １３：目標磁束演算部 １７：積分演算部 １４：励磁電流演算部 ２０：乗算器 Ｔe'：トルク指令値 Ｔm ：目標トルク φr ：目標磁束 θ ：電流の位相
角 Ｎ ：モータ回転速度（rpm） ω ：電源周波数 ωse：最適すべり周波数 ωre：モータ回転
数（電気角) ｉφ'：励磁電流指令値 ｉT'：トルク電
流指令値 ｉu'、ｉv'、ｉw'：三相交流電流指令値 ｉu、ｉv、ｉw ：三相交流電流1: High-efficiency drive control calculation unit 4: Induction motor 2: Coordinate conversion unit 5: Rotation speed sensor 3: Current control PWM inverter 6: DC power supply 11: Target torque calculation unit 15: Torque current calculation unit 12: Optimal slip frequency calculation Part 16: Motor speed calculation unit 13: Target magnetic flux calculation unit 17: Integral calculation unit 14: Excitation current calculation unit 20: Multiplier T e ': Torque command value T m : Target torque φ r : Target magnetic flux θ: Current Phase angle N: Motor rotation speed (rpm) ω: Power supply frequency ω se : Optimal slip frequency ω re : Motor rotation speed (electrical angle) i φ ': Excitation current command value i T ': Torque current command value i u ', iv ', iw ': Three-phase alternating current command value iu , iv , iw : Three-phase alternating current
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石川 泰毅 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Taiki Ishikawa 2 Takara-cho, Kanagawa-ku, Yokohama-shi, Kanagawa Nissan Motor Co., Ltd.
Claims (4)
応じて電流指令値を算出し、その電流指令値に対応した
多相交流電流で誘導モータを駆動する誘導モータ制御装
置において、 上記トルク指令値から誘導モータの目標トルクを演算す
る目標トルク演算部と、 上記トルク指令値と上記目標トルクから過渡損失および
定常損失を最小とする最適すべり周波数を演算する最適
すべり周波数演算部と、 上記誘導モータの回路定数に基づき、上記目標トルクと
上記最適すべり周波数と上記誘導モータの回転速度とに
応じて上記電流指令値を演算するベクトル制御演算部
と、 上記誘導モータに流れる電流を上記電流指令値に追従さ
せるモータ駆動部と、 を備え、上記誘導モータの出力トルクを上記目標トルク
に対応した値とするように制御する誘導モータ制御装
置。1. An induction motor control device for calculating an electric current instruction value according to a torque instruction value and a rotation speed of an induction motor and driving the induction motor with a multi-phase alternating current corresponding to the electric current instruction value. A target torque calculation unit that calculates the target torque of the induction motor from the command value, an optimum slip frequency calculation unit that calculates the optimum slip frequency that minimizes transient loss and steady loss from the torque command value and the target torque, and the induction A vector control calculation unit that calculates the current command value according to the target torque, the optimum slip frequency, and the rotation speed of the induction motor based on the circuit constant of the motor, and the current flowing through the induction motor to the current command value. And a motor drive unit that causes the output torque of the induction motor to be controlled to a value corresponding to the target torque. Motor controller.
特性を有する伝達関数に基づいて上記トルク指令値から
上記目標トルクを演算するものであり、上記最適すべり
周波数演算部は、上記目標トルク演算部とは異なった所
定のローパス特性を有する伝達関数に基づいて上記トル
ク指令値から演算した第１の演算値で上記目標トルクを
除算することによって上記最適すべり周波数を演算する
ものである、ことを特徴とする請求項１に記載の誘導モ
ータ制御装置。2. The target torque calculation unit calculates the target torque from the torque command value based on a transfer function having a predetermined low-pass characteristic, and the optimum slip frequency calculation unit calculates the target torque. The optimum slip frequency is calculated by dividing the target torque by a first calculation value calculated from the torque command value based on a transfer function having a predetermined low-pass characteristic different from that of the section. The induction motor control device according to claim 1, which is characterized in that.
のローパス特性の遮断周波数は、誘導モータの過渡損失
を最小とする値に設定されたものである、ことを特徴と
する請求項２に記載の誘導モータ制御装置。3. The cut-off frequency of a predetermined low-pass characteristic in the optimum slip frequency calculation unit is set to a value that minimizes the transient loss of the induction motor. Induction motor controller.
性を有する伝達関数と上記最適すべり周波数演算部の所
定のローパス特性を有する伝達関数とは、上記トルク指
令値から演算した第１の演算値で上記目標トルクを除算
した値が、誘導モータの定常損失を最小とする値に設定
されているものである、ことを特徴とする請求項２また
は請求項３に記載の誘導モータの制御装置。4. A transfer function having a predetermined low-pass characteristic of the target torque calculating section and a transfer function having a predetermined low-pass characteristic of the optimum slip frequency calculating section are a first calculated value calculated from the torque command value. 4. The control apparatus for an induction motor according to claim 2, wherein the value obtained by dividing the target torque by is set to a value that minimizes the steady loss of the induction motor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5210058A JPH0767399A (en) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | Induction motor controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5210058A JPH0767399A (en) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | Induction motor controller |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767399A true JPH0767399A (en) | 1995-03-10 |
Family
ID=16583123
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5210058A Pending JPH0767399A (en) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | Induction motor controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767399A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103746631A (en) * | 2014-01-13 | 2014-04-23 | 上海海事大学 | Energy-saving control method of asynchronous motor |
-
1993
- 1993-08-25 JP JP5210058A patent/JPH0767399A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103746631A (en) * | 2014-01-13 | 2014-04-23 | 上海海事大学 | Energy-saving control method of asynchronous motor |
| CN103746631B (en) * | 2014-01-13 | 2016-03-30 | 上海应用技术学院 | A kind of energy-saving control method of asynchronous machine |
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