JP2914106B2 - Induction motor control device - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、電気自動車等に用い
られる誘導モータの制御装置に関し、特に、その高効率
駆動制御技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for an induction motor used in an electric vehicle or the like, and more particularly to a high-efficiency drive control technology thereof.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の誘導モータの制御方法としては、
例えば、特開平２−２３０８５号公報に記載されている
ものがある。この制御方法は、従来のｄ−ｑ軸座標によ
る誘導モータモデルのｄ軸成分にのみＲMという鉄損抵
抗を新たに設けて、誘導モータの損失（銅損、鉄損）を
記述し、これらの損失が定常時に最小となるように誘導
モータを駆動するものである。具体的には、誘導モータ
のトルク制御方法として一般的に用いられているベクト
ル制御を用い、定常損失最小の条件から導出されたすべ
り周波数で制御するものである。鉄損抵抗ＲMはモータ
回転速度に応じて変化するので、モータ回転速度から鉄
損抵抗ＲMのテーブルマップを読み取り、損失最小条件
式を解けば、損失最小すべり周波数が得られる。2. Description of the Related Art Conventional induction motor control methods include:
For example, there is one described in JP-A-2-23085. This control method, only newly provided a core-loss resistance of R M to d-axis component of the induction motor model according to the conventional d-q axis coordinate, describes the loss of the induction motor (copper loss, iron loss), these The induction motor is driven so that the loss of the induction motor is minimized in a steady state. Specifically, vector control, which is generally used as a torque control method for an induction motor, is used, and control is performed at a slip frequency derived from the condition of minimum steady-state loss. Since iron loss resistance R M varies in accordance with the motor rotational speed, read a table map of the iron loss resistance R M from the motor rotation speed, solving the loss minimum condition, the resulting loss minimum slip frequency.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の誘導モータ制御方法においては、損失最小条
件をモータの定常特性から導出し、過渡特性を考慮して
いないため、モータトルクの過渡応答時の損失は最小と
はならない。そして、従来方法のように、すべり周波数
をモータ回転速度のみの関数にしてしまうと、トルク指
令値がステップ的に変化した場合には、回転子磁束をス
テップ的に変化させる必要があり、そのためには過渡的
に大電流を流す必要がある。したがって、従来技術のよ
うに過渡特性を考慮しないで損失最小条件を設定した場
合には、モータの過渡損失の増加やモータ駆動装置の電
流容量増加を招くという問題がある。逆に、電流容量を
増加させないように設定すれば、トルクレスポンスを遅
くしなければならない、という問題が生じる。However, in such a conventional induction motor control method, the minimum loss condition is derived from the steady state characteristics of the motor and the transient characteristics are not taken into account. Loss is not minimal. If the slip frequency is made a function of only the motor rotation speed as in the conventional method, when the torque command value changes in a stepwise manner, it is necessary to change the rotor magnetic flux in a stepwise manner. Requires a large current to flow transiently. Therefore, when the minimum loss condition is set without considering the transient characteristics as in the related art, there is a problem that the transient loss of the motor increases and the current capacity of the motor driving device increases. Conversely, if the current capacity is set so as not to increase, a problem arises in that the torque response must be slowed down.
【０００４】本発明は、上記のごとき従来技術の問題を
解決するためになされたものであり、定常損失ばかりで
なく過渡損失も低減することのできる誘導モータ制御装
置を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the problems of the prior art as described above, and has as its object to provide an induction motor control device capable of reducing not only a steady loss but also a transient loss. .
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては、特許請求の範囲に記載するよう
に構成している。すなわち、請求項１に記載の発明にお
いては、従来と同様のベクトル制御演算部とモータ駆動
部の他に、与えられたトルク指令値において誘導モータ
の定常損失を最小とする回転子磁束を演算する定常損失
最小磁束演算部と、上記定常損失最小磁束を入力し、ロ
ーパス特性を有する伝達関数に基づいて目標磁束および
目標磁束の一階微分値を演算する目標磁束演算部と、上
記トルク指令値からローパス特性を有する伝達関数に基
づいて誘導モータの目標トルクを演算する目標トルク演
算部と、を設けている。上記の目標磁束演算部は、例え
ば請求項２に記載のごとく、誘導モータの過渡損失を最
小とする過渡応答特性を有するフィルタを用いて目標磁
束演算を行なうものである。なお、上記の定常損失最小
磁束演算部、目標磁束演算部および目標トルク演算部
は、例えば、後記図２の実施例における定常損失最小磁
束演算部１１、目標磁束演算部１２および目標トルク演
算部１４にそれぞれ相当する。また、電流指令値は、例
えば後記図１または図２の実施例における励磁電流指令
値ｉφ'、トルク電流指令値ｉT'および電流の位相角θ
に相当する。Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the present invention is configured as described in the claims. That is, according to the first aspect of the present invention, in addition to the vector control calculation unit and the motor drive unit similar to the conventional one, the rotor magnetic flux that minimizes the steady loss of the induction motor at the given torque command value is calculated. A steady-state loss minimum magnetic flux calculation unit, a target magnetic flux calculation unit that inputs the steady-state loss minimum magnetic flux, calculates a first-order differential value of the target magnetic flux and the target magnetic flux based on a transfer function having a low-pass characteristic, and A target torque calculator for calculating a target torque of the induction motor based on a transfer function having a low-pass characteristic . The above-mentioned target magnetic flux calculation section performs the target magnetic flux calculation using a filter having a transient response characteristic that minimizes the transient loss of the induction motor. The above-described steady-state minimum loss magnetic flux calculator, target magnetic flux calculator and target torque calculator are, for example, the steady-state minimum loss magnetic flux calculator 11, the target magnetic flux calculator 12, and the target torque calculator 14 in the embodiment of FIG. Respectively. The current command value is, for example, the exciting current command value i φ ′, the torque current command value i T ′, and the current phase angle θ in the embodiment of FIG. 1 or FIG.
Is equivalent to
【０００６】[0006]
【作用】上記のごとく、本発明においては、定常損失最
小磁束演算部と目標磁束演算部と目標トルク演算部とを
一般的なベクトル制御演算部に付加し、トルク応答性と
磁束応答性とを独立に可変できる制御系構成とすること
により、定常的にはすべり周波数を損失最小すべり周波
数ωse-optとし、過渡的には磁束応答をトルク応答に応
じた最適な値とするように制御することによって、過渡
損失を軽減するように構成したものである。上記のよう
に構成したことにより、応答性を損なうことなしに、過
渡損失を減少させることが出来、かつ定常時には従来と
同様の最小損失で駆動することが出来る。As described above, in the present invention, the steady-state loss minimum magnetic flux calculating section, the target magnetic flux calculating section, and the target torque calculating section are added to a general vector control calculating section, and the torque response and the magnetic flux responsiveness are improved. By adopting a control system configuration that can be changed independently, the slip frequency is steadily set to the minimum loss slip frequency ω se-opt, and the magnetic flux response is transiently controlled to an optimum value according to the torque response. Thus, the configuration is such that the transient loss is reduced. With the above configuration, the transient loss can be reduced without deteriorating the responsiveness, and the drive can be performed with the minimum loss as in the related art at the time of steady state.
【０００７】[0007]
【実施例】以下、この発明を図面に基づいて説明する。
図１および図２は、本発明の一実施例図であり、図１は
システム全体の構成を示すブロック図、図２は図１にお
ける高効率駆動制御演算部１の詳細を示すブロック図で
ある。図１において、１は高効率駆動制御演算部（詳細
後述）であり、例えば、アクセルペダル等の操作量に対
応したトルク指令値Ｔe'と回転速度センサ５で検出した
モータ回転速度Ｎ（rpm）とを入力し、励磁電流指令値
ｉφ'、トルク電流指令値ｉT'および電流の位相角θを
演算して出力する。また、２は座標変換部であり、モー
タの電源周波数で回転する座標系で演算された上記の励
磁電流指令値ｉφ'、トルク電流指令値ｉT'および電流
の位相角θを三相交流電流指令値ｉu'、ｉv'、ｉw'に変
換する。３は電流制御ＰＷＭ（パルス幅変調）インバー
タであり、誘導モータ４に流れる三相交流電流ｉu、
ｉv、ｉwをそれぞれの指令値に追従させる。５は誘導モ
ータ４の回転速度を検出する回転速度センサ、６は電流
制御ＰＷＭインバータ３に供給する直流電源（誘導モー
タ駆動用電源）である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the drawings.
1 and 2 are diagrams showing an embodiment of the present invention. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the entire system, and FIG. 2 is a block diagram showing details of a high-efficiency drive control operation unit 1 in FIG. . In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a high-efficiency drive control calculation unit (details will be described later). For example, a torque command value Te ′ corresponding to an operation amount of an accelerator pedal or the like and a motor rotation speed N (rpm) detected by the rotation speed sensor 5 ), The excitation current command value i φ ′, the torque current command value i T ′, and the current phase angle θ are calculated and output. Reference numeral 2 denotes a coordinate conversion unit which converts the excitation current command value i φ ′, torque current command value i T ′, and current phase angle θ calculated in a coordinate system rotating at the power frequency of the motor into a three-phase AC. It is converted into current command values i u ′, iv ′, i w ′. Reference numeral 3 denotes a current control PWM (pulse width modulation) inverter, and a three-phase AC current i u flowing through the induction motor 4;
iv and i w are made to follow the respective command values. Reference numeral 5 denotes a rotation speed sensor for detecting the rotation speed of the induction motor 4, and reference numeral 6 denotes a DC power supply (power supply for driving the induction motor) supplied to the current control PWM inverter 3.
【０００８】次に、図２において、１１は定常損失最小
磁束演算部、１２は目標磁束演算部、１３は励磁電流演
算部、１４は目標トルク演算部、１５はトルク電流演算
部、１６はすべり周波数演算部、１７はモータ回転数演
算部、１８は積分演算部である。なお、励磁電流演算部
１３、トルク電流演算部１５、すべり周波数演算部１
６、モータ回転数演算部１７および積分演算部１８は、
一般的なベクトル制御演算を行なう部分である。Next, in FIG. 2, reference numeral 11 denotes a steady-state loss minimum magnetic flux calculator, 12 denotes a target magnetic flux calculator, 13 denotes an exciting current calculator, 14 denotes a target torque calculator, 15 denotes a torque current calculator, and 16 denotes a slip. A frequency calculation unit, 17 is a motor rotation speed calculation unit, and 18 is an integration calculation unit. Note that the excitation current calculator 13, the torque current calculator 15, and the slip frequency calculator 1
6. The motor rotation speed calculation unit 17 and the integration calculation unit 18
This is a part for performing a general vector control operation.
【０００９】次に作用を説明するが、最初に各演算部の
概略の動作を説明し、続いて本実施例の特徴とする部分
について詳細に説明する。図２において、定常損失最小
磁束演算部１１は、トルク指令値Ｔe'を入力し、そのト
ルク指令値Ｔe'において定常状態での損失（銅損）を最
小とする磁束φr'を演算して出力する。また、目標磁束
演算部１２は、上記の定常損失最小磁束φr'を入力し、
定常時においては上記の定常損失最小磁束φr'に対応
し、過渡時においては磁束応答をトルク応答に応じた最
適な値とする目標磁束φrと、その一階微分値d/dt φr
とを演算して出力する。また、目標トルク演算部１４
は、トルク指令値Ｔe'を入力し、所定の伝達特性（要求
される応答性や許容される電流容量等に応じて設定す
る）に基づいて目標トルクＴmを演算する。また、励磁
電流演算部１３、トルク電流演算部１５、すべり周波数
演算部１６の部分は、一般的なベクトル制御演算を行な
う部分である。まず、励磁電流演算部１３は、上記目標
磁束演算部１２から与えれる目標磁束φrと一階微分値d
/dt φrとに基づいて、励磁電流指令値ｉφ'を演算して
出力する。また、トルク電流演算部１５は、目標トルク
演算部１４の目標トルクＴmと目標磁束演算部１２の目
標磁束φrとを入力し、トルク電流指令値ｉT'を演算し
て出力する。また、すべり周波数演算部１６は、目標磁
束演算部１２の目標磁束φrとトルク電流演算部１５の
トルク電流指令値ｉT'とを入力し、すべり周波数ωseを
演算して出力する。また、モータ回転数演算部１７は、
図１の回転速度センサ５から与えられるモータ回転速度
Ｎに当該誘導モータ固有の極対数Ｐを乗算してモータ回
転数（電気角）ωreを演算する。すなわちωre＝（π／
３０）Ｎ×Ｐである。このモータ回転数ωreと上記のす
べり周波数ωseとを加算したものが電源周波数ωとな
る。すなわち、ω＝ωse＋ωreである。そして、積分演
算部１８は、上記の電源周波数ωを積分した値を電流の
位相角θとして出力する。上記の励磁電流指令値
ｉφ'、トルク電流指令値ｉT'および電流の位相角θが
電流指令値として図１の座標変換部２に送られる。Next, the operation will be described. First, the general operation of each arithmetic section will be described, and then, the characteristic portions of this embodiment will be described in detail. 2, the steady loss minimum magnetic flux calculating unit 11 'enter the, the torque command value T e' torque command value T e calculating a magnetic flux phi r 'to loss in the steady state (copper loss) at the minimum And output. Further, the target magnetic flux calculation unit 12 inputs the above-mentioned steady loss minimum magnetic flux φ r ′,
In a steady state corresponds to a steady loss minimum flux phi r 'described above, the target magnetic flux phi r to an optimum value according to torque response flux response in transient, first-order differential value d / dt φ r that
Is calculated and output. Further, the target torque calculation unit 14
Inputs the torque command value T e ', calculates a target torque T m based on the predetermined transmission characteristic (set according to the required responsiveness and acceptable current capacity, etc.). The excitation current calculation unit 13, the torque current calculation unit 15, and the slip frequency calculation unit 16 perform general vector control calculation. First, the exciting current calculator 13 calculates the target magnetic flux φ r given from the target magnetic flux calculator 12 and the first derivative d
An excitation current command value i φ ′ is calculated and output based on / dt φ r . The torque current calculation unit 15 inputs the target magnetic flux phi r of the target torque T m and the target magnetic flux calculating unit 12 of the target torque calculating section 14 calculates and outputs a torque current command value i T '. The slip frequency calculating section 16 receives the target magnetic flux φ r of the target magnetic flux calculating section 12 and the torque current command value i T ′ of the torque current calculating section 15 and calculates and outputs a slip frequency ω se . Further, the motor rotation speed calculation unit 17
The motor rotation speed (electric angle) ω re is calculated by multiplying the motor rotation speed N given from the rotation speed sensor 5 of FIG. 1 by the number P of pole pairs unique to the induction motor. That is, ω re = (π /
30) N × P. The sum of the motor rotation speed ω re and the above-mentioned slip frequency ω se is the power supply frequency ω. That is, ω = ω se + ω re . Then, the integration operation unit 18 outputs a value obtained by integrating the power supply frequency ω as the phase angle θ of the current. The above-described excitation current command value i φ ′, torque current command value i T ′, and current phase angle θ are sent to the coordinate conversion unit 2 in FIG. 1 as current command values.
【００１０】次に、各演算部の詳細について説明する。
まず、励磁電流演算部１３、トルク電流演算部１５、す
べり周波数演算部１６の部分は、一般的なベクトル制御
演算を行なう部分なので、詳細な説明は省略するが、例
えば、ベクトル制御は、すべり周波数ωseを下記（数
１）式で与えることによって、誘導モータの出力トルク
Ｔeを下記（数２）式の形に導くものである。Next, the details of each operation unit will be described.
First, the excitation current calculation unit 13, the torque current calculation unit 15, and the slip frequency calculation unit 16 perform general vector control calculation, and thus detailed description is omitted. by providing omega se below (equation 1), and guides the output torque T e of the induction motor in the form of the following equation 2.
【００１１】[0011]
【数１】 (Equation 1)
【００１２】ただし、ω：電源周波数、ωre：モータ回
転数（電気角）、Ｍ：相互インダクタンス、Ｌr：回転
子自己インダクタンス、Ｒr：回転子抵抗、ｉT：トルク
電流、φr：回転子磁束Where ω: power supply frequency, ω re : motor rotation speed (electrical angle), M: mutual inductance, L r : rotor self inductance, R r : rotor resistance, i T : torque current, φ r : Rotor flux
【００１３】[0013]
【数２】 (Equation 2)
【００１４】ただし、Ｐ：極対数 また、このとき回転子磁束φrと励磁電流ｉφとの関係
は下記（数３）式に示すようになる。Here, P is the number of pole pairs. At this time, the relationship between the rotor magnetic flux φ r and the exciting current i φ is expressed by the following equation (3).
【００１５】[0015]
【数３】 (Equation 3)
【００１６】ただし、Ｓ：ラプラス演算子 したがって、励磁電流演算部１３で行なわれる励磁電流
指令値ｉφ'の演算式は、上記（数３）式から下記（数
４）式に示すようになる。However, S: Laplace operator Therefore, the calculation formula of the excitation current command value i φ ′ performed in the excitation current calculation unit 13 is as shown in the following (Formula 4) from the above (Formula 3). .
【００１７】[0017]
【数４】 (Equation 4)
【００１８】また、トルク電流演算部１５で行なわれる
トルク電流指令値ｉT'の演算式は上記（数２）式から下
記（数５）式に示すようになる。The equation for calculating the torque current command value i T ′ performed by the torque current calculator 15 is as shown in the following equation (5) from the above equation (2).
【００１９】[0019]
【数５】 (Equation 5)
【００２０】ただし、Ｔe':トルク指令値 なお、すべり周波数演算部１６におけるすべり周波数ω
seの演算式は、前記（数１）式で示したとおりである。
また、モータ回転数演算部１７および積分演算部１８に
おける演算は、前記のとおりである。Where T e ′ is a torque command value. The slip frequency ω in the slip frequency calculating section 16
The arithmetic expression of se is as shown in the above (Equation 1).
The calculations in the motor rotation speed calculation unit 17 and the integration calculation unit 18 are as described above.
【００２１】次に、本実施例の特徴とする定常損失最小
磁束演算部１１、目標磁束演算部１２、目標トルク演算
部１４の部分について説明する。通常のベクトル制御
は、回転子磁束φrを一定（励磁電流ｉφを一定）と
し、トルク電流ｉTのみを変化させることによって、出
力トルクのトルク電流ｉTに対する線形性と速応性を得
るものである。しかし、このような回転子磁束φr一定
ベクトル制御は、負荷によらず一定の励磁電流ｉφを供
給するため、一般的に軽負荷において効率が悪化する。
そのため、誘導モータの損失として銅損を考え、これを
最小とする条件を求める。まず、図３に示すごときγ−
δ座標モデル、すなわち誘導モータのモデルとして良く
知られた電源周波数で回転するγ−δ座標モデルを用い
ることにする。Next, portions of the steady-state minimum loss magnetic flux calculator 11, the target magnetic flux calculator 12, and the target torque calculator 14, which are features of the present embodiment, will be described. In the normal vector control, the rotor magnetic flux φ r is constant (the exciting current i φ is constant), and only the torque current i T is changed to obtain linearity and responsiveness of the output torque to the torque current i T. It is. However, such a constant vector control of the rotor magnetic flux φ r supplies a constant exciting current i φ regardless of the load, so that the efficiency generally deteriorates at a light load.
Therefore, copper loss is considered as the loss of the induction motor, and a condition for minimizing the loss is determined. First, as shown in FIG.
A δ coordinate model, that is, a γ-δ coordinate model that rotates at a power supply frequency well known as a model of an induction motor is used.
【００２２】図３において、ベクトル制御が成立してい
る場合、各軸の電流成分と、回転子磁束φrとの間に
は、下記（数６）式が成立することが知られている。た
だし、各電流成分ｉγs、ｉδs、ｉγr、ｉδrにおい
て、添字γ、δは各軸成分、ｒは回転子、ｓは固定子を
表わす。In FIG. 3, when vector control is established, it is known that the following equation (Equation 6) is established between the current component of each axis and the rotor magnetic flux φ r . However, in each of the current components i γs , i δs , i γr , and i δr , the subscripts γ and δ represent each axis component, r represents a rotor, and s represents a stator.
【００２３】[0023]
【数６】 (Equation 6)
【００２４】一方、誘導モータの銅損Ｌcは、図３と上
記（数６）式から下記（数７）式に示すようになる。On the other hand, the copper loss L c of the induction motor is as shown in the following (Formula 7) from FIG. 3 and the above (Formula 6).
【００２５】[0025]
【数７】 (Equation 7)
【００２６】ただし、Ｒs：固定子抵抗、Ｋ1、Ｋ2：モ
ータによって決まる定数 上記（数７）式において、定常状態を考えればφrの微
分項d/dt φrは０となるから、銅損Ｌcを最小とするす
べり周波数ωse-optは、ｄＬc／ｄωse＝０の条件か
ら、下記（数８）式で求めることができる。[0026] However, R s: stator resistance, K 1, K 2: In constant above (7) determined by the motor type, because the differential term d / dt φ r of phi r given the steady state becomes 0 , And the slip frequency ω se-opt that minimizes the copper loss L c can be obtained by the following equation (8) from the condition of dL c / dω se = 0.
【００２７】[0027]
【数８】 (Equation 8)
【００２８】したがって、すべり周波数ωseを（数８）
式の値に保てば、銅損を最小とする駆動が可能となる。
具体的には前記（数１）式より、すべり周波数を損失最
小すべり周波数ωse-optに保つためには、トルク電流ｉ
Tと磁束φrとの関係を下記（数９）式に示すようにすれ
ばよいことが判る。Therefore, the slip frequency ω se is given by ( Equation 8)
By keeping the value of the equation, it is possible to perform driving that minimizes copper loss.
Specifically, from the above equation (1), in order to keep the slip frequency at the minimum loss slip frequency ω se-opt , the torque current i
The relationship between T and the magnetic flux phi r It can be seen that it is sufficient as shown in the following equation (9) below.
【００２９】[0029]
【数９】 (Equation 9)
【００３０】次に、上記（数９）式を前記（数２）式に
代入してｉTを消去すると、トルク指令値Ｔe'と磁束φr
の関係は下記（数１０）式で示すようになる。Next, when the equation (9) is substituted into the equation (2) to eliminate i T , the torque command value Te ′ and the magnetic flux φ r
Is expressed by the following equation (10).
【００３１】[0031]
【数１０】 (Equation 10)
【００３２】したがって、トルク指令値Ｔe'が入力され
た場合に、定常損失最小磁束φr'を（数１０）式で導
き、トルク電流指令値ｉT'は（数９）式、励磁電流指令
値ｉφ'は（数４）式、すべり周波数ωseは（数１）式
でそれぞれ演算することにより、定常的に銅損を最小と
する駆動が可能となる。このとき、すべり周波数ωseは
損失最小すべり周波数ωse-optに一致し、かつ出力トル
クＴeはトルク指令値Ｔe'に追従することになる。とこ
ろが、トルク指令値Ｔe'がステップ状に変化した場合に
は、（数１０）式から、定常損失最小磁束φr'も同様に
ステップ状となる。そして（数４）式に示すように、励
磁電流指令値ｉφ'の演算にはｄφr／ｄｔが含まれてい
るため、ステップ状のトルク指令値変化が生じると、励
磁電流指令値ｉφ'は過渡的に大きな値となり、そのた
め過渡損失が増加する。以上の現象は、（数７）式で、
Ｌcがｄφr／ｄｔの関数となっていることからも判る。
また、本実施例では損失として銅損のみを考えている
が、前記の従来例（特開平２−２３０８５号公報）に記
載のように、銅損と鉄損を考慮した場合においても同様
の問題が生じる。したがって、過渡損失についても考慮
した場合には、すべり周波数を損失最小すべり周波数ω
se-optに留めるのは効率の面からも得策とは言えない。
また、図１の電流制御ＰＷＭインバータ３に用いる半導
体スイッチング素子の電流容量から電流の上限値が決め
られている場合には、電流が大になる過渡時にはトルク
のレスポンスを遅くしなければならない。そのため、本
実施例においては、トルクのレスポンスを決定する目標
トルク演算部１４と定常損失最小磁束演算部１１と目標
磁束演算部１２とを一般的なベクトル制御演算部１３、
１５、１６に付加し、トルク応答性と磁束応答性を独立
に可変できる制御系構成とすることにより、定常的には
すべり周波数を損失最小すべり周波数ωse-optとし、過
渡的には磁束応答をトルク応答に応じた最適な値とする
ように制御することによって、過渡損失を軽減する構成
としたものである。まず、定常損失最小磁束演算部１１
の演算内容は（数１０）式であり、定常的に損失を最小
とする回転子磁束、すなわち定常損失最小磁束φr'を演
算する。Therefore, when the torque command value Te ′ is input, the minimum steady-state loss magnetic flux φ r ′ is derived by the equation (10), and the torque current command value i T ′ is obtained by the equation (9). The command value i φ ′ is calculated by equation (4), and the slip frequency ω se is calculated by equation (1), so that it is possible to constantly drive to minimize the copper loss. At this time, the slip frequency ω se matches the minimum loss slip frequency ω se-opt , and the output torque Te follows the torque command value Te ′. However, the torque command value T e 'when changes stepwise from equation (10), the steady loss minimum flux phi r' becomes likewise stepwise. Then, as shown in equation (4), since the calculation of the excitation current command value i φ ′ includes dφ r / dt, when a step-like change in the torque command value occurs, the excitation current command value i φ 'Becomes a transiently large value, thereby increasing the transient loss. The above phenomenon is expressed by equation (7).
It can also be seen from the fact that L c is a function of dφ r / dt.
In this embodiment, only the copper loss is considered as the loss. However, as described in the above-described conventional example (Japanese Patent Laid-Open No. 23085/1990), the same problem occurs when the copper loss and the iron loss are considered. Occurs. Therefore, when the transient loss is also considered, the slip frequency is changed to the loss minimum slip frequency ω.
Keeping se-opt is not a good idea in terms of efficiency.
When the upper limit value of the current is determined from the current capacity of the semiconductor switching element used in the current control PWM inverter 3 in FIG. 1, the response of the torque must be slowed during a transient when the current becomes large. For this reason, in the present embodiment, the target torque calculation unit 14 that determines the response of the torque, the steady-state loss minimum magnetic flux calculation unit 11 and the target magnetic flux calculation unit 12 are replaced by a general vector control calculation unit 13,
By adding a control system configuration that can independently change the torque response and the magnetic flux response in addition to 15 and 16, the slip frequency is steadily set to the loss minimum slip frequency ω se-opt, and the magnetic flux response is changed transiently. Is controlled to an optimal value according to the torque response, thereby reducing the transient loss. First, the steady-state minimum magnetic flux calculator 11
Is the expression (Equation 10), and calculates the rotor magnetic flux that constantly minimizes the loss, that is, the steady-state minimum loss magnetic flux φ r ′.
【００３３】また、目標磁束φrを演算する目標磁束演
算部１２は、定常ゲインが１となるフィルタであり、本
実施例では下記（数１１）式に示すごとき１次のローパ
スフィルタとする。The target magnetic flux calculating section 12 for calculating the target magnetic flux φ r is a filter having a steady gain of 1, and in this embodiment, is a first-order low-pass filter as shown in the following equation (11).
【００３４】[0034]
【数１１】 [Equation 11]
【００３５】ただし、τφ：目標磁束の時定数、Ｓ：ラ
プラス演算子 また、目標トルクＴmを演算する目標トルク演算部１４
は、本実施例においては下記（数１２）式に示すような
伝達特性とする。この伝達特性は、必要とされる応答性
や電流容量に応じて適宜設定する。Where τ φ is the time constant of the target magnetic flux, S is the Laplace operator, and the target torque calculator 14 calculates the target torque Tm.
Is a transfer characteristic as shown in the following equation (12) in this embodiment. This transfer characteristic is appropriately set according to the required responsiveness and current capacity.
【００３６】[0036]
【数１２】 (Equation 12)
【００３７】ただし、τT：目標トルクの時定数 図４は、図２に示す制御系において、トルク指令値Ｔe'
としてステップ状に変化する入力を加えた場合における
目標磁束の時定数τφに対する誘導モータの損失のピー
ク値および或る時間内での損失エネルギの計算値を示す
特性図である。図４から、各損失は最小値を有する特性
であり、時定数τφが或る値の場合に各損失が最小値に
なることが判る。したがって、図２に示す制御系におい
て、トルク応答性を（数１２）式で与えたとき、図４か
ら得られる過渡損失を最小とする目標磁束の時定数τφ
を用いて磁束応答性を決めてやれば、過渡時と定常時に
共に損失の少ないモータ駆動が可能となる。すなわち、
図４で損失が最小となるτφの値を（数１１）式で用い
ればよい。Τ T : time constant of target torque FIG. 4 shows a torque command value T e ′ in the control system shown in FIG.
As a characteristic diagram showing the calculated values of energy loss at the peak value and within a time of loss of the induction motor with respect to the time constant tau phi target magnetic flux in the case of adding the input changes stepwise. From FIG. 4, it can be seen that each loss has a characteristic having a minimum value, and that each loss has a minimum value when the time constant τ φ is a certain value. Therefore, in the control system shown in FIG. 2, when the torque response is given by Expression 12, the time constant τ φ of the target magnetic flux that minimizes the transient loss obtained from FIG.
If the magnetic flux responsiveness is determined by using the equation (1), it is possible to drive the motor with little loss both in the transient state and in the steady state. That is,
The value of τ φ that minimizes the loss in FIG. 4 may be used in equation (11).
【００３８】図５および図６は、速度制御シミュレーシ
ョン結果を示す特性図であり、図５は過渡時と定常時に
共にすべり周波数を損失最小すべり周波数ωse-optに保
つ方法を用いた場合、図６は本実施例による方法を用い
た場合の特性を示す。なお、トルクの応答性は両者同一
とした。図５と図６において、トルクＴおよび回転速度
Ｎの特性（応答性）は両者同一になっているが、銅損Ｌ
cの特性は、過渡時においては本実施例の方が明らかに
減少しており、かつ定常時には従来と同様に銅損を最小
とするすべり周波数駆動となっている。したがって、本
実施例においては、同一の応答特性を保ちながら過渡時
における損失を減少させることが出来る。FIG. 5 and FIG. 6 are characteristic diagrams showing speed control simulation results. FIG. 5 shows the case where the method of maintaining the slip frequency at the minimum loss slip frequency ω se-opt in both the transient state and the steady state is used. 6 shows the characteristics when the method according to the present embodiment is used. Note that the torque response was the same for both. 5 and 6, the characteristics (response) of the torque T and the rotation speed N are the same, but the copper loss L
The characteristic of c is clearly reduced in the present embodiment in the transient state, and at the steady state, the slip frequency drive is performed to minimize the copper loss as in the conventional case. Therefore, in the present embodiment, it is possible to reduce the loss at the time of transition while maintaining the same response characteristics.
【００３９】なお、本実施例では、磁束応答性を（数１
１）式、トルク応答性を（数１２）式で与えたが、必ず
しもこの伝達特性に限定することはない。たとえばトル
ク応答性をよく知られた２次振動系〔Ｇ(Ｓ）＝ωn 2／
Ｓ2＋２ζωnＳ＋ωn 2〕で与えてもよく、同様に磁束応
答性を２次振動系で与えてもよい。ただし、微分演算す
ることなしに目標磁束の一階微分値を求めるためには、
分子、分母間の相対次数が１以上となることが必要であ
る。また、磁束応答性を２次振動系で与えた場合は、減
衰率ζと固有振動数ωnに関して図４の関係を求め、過
渡損失が最小となるζ、ωnを用いて磁束を演算すれば
よい。In this embodiment, the magnetic flux response is expressed by (Equation 1).
Equation (1) and the torque response are given by Equation (12), but are not necessarily limited to this transfer characteristic. For example, a secondary vibration system [G (S) = ω n 2 /
S 2 + 2ζω n S + ω n 2 ], and similarly, the magnetic flux responsiveness may be provided by a secondary vibration system. However, in order to obtain the first derivative of the target magnetic flux without performing the differential operation,
It is necessary that the relative degree between the numerator and the denominator be 1 or more. When the magnetic flux response is given by a secondary vibration system, the relationship shown in FIG. 4 is obtained for the damping rate ζ and the natural frequency ω n , and the magnetic flux is calculated using ζ and ω n that minimize the transient loss. I just need.
【００４０】[0040]
【発明の効果】以上説明してきたように、この発明によ
れば、トルク指令値から定常損失を最小とする定常損失
最小磁束を演算する手段と、トルク指令値から誘導モー
タの目標トルクを演算する手段と、上記定常損失最小磁
束から誘導モータのトルクを目標トルクに追従させ、か
つ過渡損失が最小となる磁束応答性を演算する手段と備
える構成としたことにより、従来のようにすべり周波数
を常に損失最小すべり周波数ωse-optに保つ方法と同じ
トルク応答性にする場合は過渡損失を軽減することが出
来る。逆に、電流容量が同じであればトルク応答性を速
くすることが出来る。また、定常時には従来方法と同様
に損失を最小とするモータ駆動制御が可能になる、とい
う効果が得られる。As described above, according to the present invention, the means for calculating the minimum steady-state loss magnetic flux for minimizing the steady-state loss from the torque command value and the target torque of the induction motor from the torque command value are calculated. Means and means for causing the torque of the induction motor to follow the target torque from the steady-state loss minimum magnetic flux, and for calculating the magnetic flux responsiveness in which the transient loss is minimized. When the torque response is the same as the method of maintaining the loss minimum slip frequency ω se-opt , the transient loss can be reduced. Conversely, if the current capacity is the same, the torque responsiveness can be increased. In addition, at the time of steady state, there is obtained an effect that the motor drive control that minimizes the loss becomes possible as in the conventional method.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】本発明の一実施例のシステム全体の構成を示す
ブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an entire system according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１における高効率駆動制御演算部１の詳細を
示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing details of a high-efficiency drive control calculation unit 1 in FIG. 1;
【図３】誘導モータのγ−δ座標モデルを示す図。FIG. 3 is a diagram showing a γ-δ coordinate model of an induction motor.
【図４】トルク指令値Ｔe'としてステップ状に変化する
入力を加えた場合における目標磁束の時定数τφに対す
る誘導モータの損失のピーク値および或る時間内での損
失エネルギの計算値を示す特性図。FIG. 4 shows the peak value of the loss of the induction motor and the calculated value of the energy loss within a certain time with respect to the time constant τ φ of the target magnetic flux when an input that changes stepwise as a torque command value Te ′ is applied. FIG.
【図５】従来例における速度制御シミュレーション結果
を示す特性図。FIG. 5 is a characteristic diagram showing speed control simulation results in a conventional example.
【図６】図２の実施例における速度制御シミュレーショ
ン結果を示す特性図。FIG. 6 is a characteristic diagram showing a speed control simulation result in the embodiment of FIG. 2;
１：高効率駆動制御演算部 ４：誘導モータ ２：座標変換部 ５：回転速度セン
サ ３：電流制御ＰＷＭインバータ ６：直流電源 １１：定常損失最小磁束演算部 １５：トルク電流
演算部 １２：目標磁束演算部 １６：すべり周波
数演算部 １３：励磁電流演算部 １７：モータ回転
数演算部 １４：目標トルク演算部 １８：積分演算部 Ｔe'：トルク指令値 Ｔm ：目標トルク φr'：定常損失最小磁束 φr ：目標磁束 Ｎ ：モータ回転速度（rpm） ω ：電源周波数 ωse：すべり周波数 ωre：モータ回転
数（電気角) ｉφ'：励磁電流指令値 ｉT'：トルク電
流指令値 θ ：電流の位相角 ｉu'、ｉv'、ｉw'：三相交流電流指令値 ｉu、ｉv、ｉw ：三相交流電流1: High-efficiency drive control operation unit 4: Induction motor 2: Coordinate conversion unit 5: Rotation speed sensor 3: Current control PWM inverter 6: DC power supply 11: Steady loss minimum magnetic flux operation unit 15: Torque current operation unit 12: Target magnetic flux computing section 16: slip frequency calculating unit 13: exciting current computing unit 17: motor speed calculation unit 14: target torque calculating section 18: integration unit T e ': the torque command value T m: target torque phi r': steady loss Minimum magnetic flux φ r : target magnetic flux N: motor rotation speed (rpm) ω: power supply frequency ω se : slip frequency ω re : motor rotation speed (electrical angle) i φ ': excitation current command value i T ': torque current command value θ: current phase angle iu ′, iv ′, iw ′: three-phase alternating current command value iu , iv , iw : three-phase alternating current
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 6 , DB name) H02P 5/408-5/412 H02P 7/628-7/632 H02P 21/00
Claims (2)
応じて電流指令値を算出し、その電流指令値に対応した
多相交流電流で誘導モータを駆動する誘導モータ制御装
置において、 与えられたトルク指令値において誘導モータの定常損失
を最小とする回転子磁束を演算する定常損失最小磁束演
算部と、 上記定常損失最小磁束を入力し、ローパス特性を有する
伝達関数に基づいて目標磁束および目標磁束の一階微分
値を演算する目標磁束演算部と、 上記トルク指令値からローパス特性を有する伝達関数に
基づいて誘導モータの目標トルクを演算する目標トルク
演算部と、 上記誘導モータの回路定数に基づき、上記目標磁束と上
記目標磁束の一階微分値と上記目標トルクと上記誘導モ
ータの回転速度とに応じて上記電流指令値を演算するベ
クトル制御演算部と、 上記誘導モータに流れる電流を上記電流指令値に追従さ
せるモータ駆動部と、 を備え、上記誘導モータの出力トルクを上記目標トルク
に対応した値とするように制御する誘導モータ制御装
置。1. An induction motor control device which calculates a current command value according to a torque command value and a rotation speed of an induction motor, and drives the induction motor with a polyphase AC current corresponding to the current command value. A steady-state loss minimum magnetic flux calculation unit that calculates a rotor magnetic flux that minimizes the steady-state loss of the induction motor at the specified torque command value; A target magnetic flux calculator for calculating a first derivative of magnetic flux; a target torque calculator for calculating a target torque of the induction motor based on a transfer function having a low-pass characteristic from the torque command value; and a circuit constant of the induction motor. A vector for calculating the current command value according to the target magnetic flux, the first order differential value of the target magnetic flux, the target torque, and the rotation speed of the induction motor. A motor drive unit that causes a current flowing through the induction motor to follow the current command value, and controls the output torque of the induction motor to a value corresponding to the target torque. Control device.
過渡損失を最小とする過渡応答特性を有するフィルタを
用いて目標磁束演算を行なうものである、ことを特徴と
する請求項１に記載の誘導モータ制御装置。2. The target magnetic flux calculator according to claim 1, wherein the target magnetic flux calculator uses a filter having a transient response characteristic to minimize a transient loss of the induction motor. Induction motor control device.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5166998A JP2914106B2 (en) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | Induction motor control device |
| US08/267,930 US5444351A (en) | 1993-07-06 | 1994-07-06 | System and method for controlling induction motor applicable to electric motor-driven vehicle |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5166998A JP2914106B2 (en) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | Induction motor control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0731178A JPH0731178A (en) | 1995-01-31 |
| JP2914106B2 true JP2914106B2 (en) | 1999-06-28 |
Family
ID=15841487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5166998A Expired - Fee Related JP2914106B2 (en) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | Induction motor control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2914106B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011050217A (en) * | 2009-08-28 | 2011-03-10 | Sumitomo Heavy Ind Ltd | Controller for induction motor |
-
1993
- 1993-07-06 JP JP5166998A patent/JP2914106B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011050217A (en) * | 2009-08-28 | 2011-03-10 | Sumitomo Heavy Ind Ltd | Controller for induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH0731178A (en) | 1995-01-31 |
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