JPH0767141A - Ｍｕｓｅ−ｎｔｓｃコンバータ - Google Patents
Ｍｕｓｅ−ｎｔｓｃコンバータInfo
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- JPH0767141A JPH0767141A JP5207790A JP20779093A JPH0767141A JP H0767141 A JPH0767141 A JP H0767141A JP 5207790 A JP5207790 A JP 5207790A JP 20779093 A JP20779093 A JP 20779093A JP H0767141 A JPH0767141 A JP H0767141A
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- Signal Processing (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 比較的簡単、かつ小規模な回路構成のＭＵＳ
Ｅ−ＮＴＳＣコンバータを得る。 【構成】 28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号はサブ
キャリア周波数ｆｓｃの８倍であり、Ｙの画像処理回路
１７及びクロマエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振
器２０の発振信号を分周する等によりサブキャリア周波
数を生成することができる。信号分離回路３′は、28.6
3636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を単一のシステムクロ
ックとして入力し、フル・ワイドモードとズームモード
とでその信号処理内容を変えて信号分離処理を行う。し
たがって、ＭＵＳＥ方式とＮＴＳＣ方式とのシステムク
ロックをＰＬＬするに際して、32.4ＭＨｚ発振器１９の
発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号とを位
相同期させるＰＬＬ回路２１を１つ設ければ済む。
Ｅ−ＮＴＳＣコンバータを得る。 【構成】 28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号はサブ
キャリア周波数ｆｓｃの８倍であり、Ｙの画像処理回路
１７及びクロマエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振
器２０の発振信号を分周する等によりサブキャリア周波
数を生成することができる。信号分離回路３′は、28.6
3636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を単一のシステムクロ
ックとして入力し、フル・ワイドモードとズームモード
とでその信号処理内容を変えて信号分離処理を行う。し
たがって、ＭＵＳＥ方式とＮＴＳＣ方式とのシステムク
ロックをＰＬＬするに際して、32.4ＭＨｚ発振器１９の
発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号とを位
相同期させるＰＬＬ回路２１を１つ設ければ済む。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＭＵＳＥ方式により
伝送されるハイビジョン信号をＮＴＳＣモニターで再生
できる信号に変換するＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータに
関するものである。
伝送されるハイビジョン信号をＮＴＳＣモニターで再生
できる信号に変換するＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータに
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＭＵＳＥ方式によるハイビジョンの衛星
放送は、実験放送の段階から試験放送へ移行され、家庭
においてハイビジョン放送を受信したいという要望は、
今後ますます大きくなっていくと考えられる。
放送は、実験放送の段階から試験放送へ移行され、家庭
においてハイビジョン放送を受信したいという要望は、
今後ますます大きくなっていくと考えられる。
【０００３】ＭＵＳＥ方式は現行の標準方式であるＮＴ
ＳＣ方式とは両立性がない。したがって、ハイビジョン
放送を受信するには、ＭＵＳＥデコーダと呼ばれるＭＵ
ＳＥ信号の復号器を内蔵したハイビジョン受信機が必要
である。
ＳＣ方式とは両立性がない。したがって、ハイビジョン
放送を受信するには、ＭＵＳＥデコーダと呼ばれるＭＵ
ＳＥ信号の復号器を内蔵したハイビジョン受信機が必要
である。
【０００４】一方、現行の受像機でもハイビジョン放送
を楽しみたいという要望は強く、これを実現するため、
ＭＵＳＥ信号を現行のＮＴＳＣ方式に変化する方式変換
器、すなわち、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータが必要と
され、すでに製品化されているものもある。
を楽しみたいという要望は強く、これを実現するため、
ＭＵＳＥ信号を現行のＮＴＳＣ方式に変化する方式変換
器、すなわち、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータが必要と
され、すでに製品化されているものもある。
【０００５】図２８は従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバ
ータの構成を示すブロック図である。このＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
１９９１Ｖｏ１．４５ Ｎｏ．１１ ５−２−３ ＭＵ
ＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
ータの構成を示すブロック図である。このＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
１９９１Ｖｏ１．４５ Ｎｏ．１１ ５−２−３ ＭＵ
ＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
【０００６】同図において、１はＭＵＳＥ信号ＳＭを入
力処理する入力信号処理回路、２はＭＵＳＥ方式の入力
信号をＮＴＳＣ方式に時間軸変換する時間軸変換処理回
路、３は、時間軸変換処理回路２から得たＮＴＳＣ方式
の信号を輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分
離する信号分離回路、４は輝度信号Ｙを１１２５本の走
査線から５２５本の走査線に変換するＹの垂直フィル
タ、５は色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙを４倍の時間に伸長
する時間伸長回路、６は色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙを、
Ｙの垂直フィルタ４で変換された輝度信号Ｙの操作にあ
わせて変換するＣの垂直フィルタ、７は変換した輝度信
号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙの走査線をさらに
２／３に圧縮する垂直圧縮回路である。そして、Ｙの垂
直フィルタ４及びＣの垂直フィルタ６を経た輝度信号Ｙ
並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙが２−１セレクタ８の
第１入力８ａに直接付与され、垂直圧縮器７を経た輝度
信号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙが２−１セレク
タ８の第２入力８ｂに付与される。
力処理する入力信号処理回路、２はＭＵＳＥ方式の入力
信号をＮＴＳＣ方式に時間軸変換する時間軸変換処理回
路、３は、時間軸変換処理回路２から得たＮＴＳＣ方式
の信号を輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分
離する信号分離回路、４は輝度信号Ｙを１１２５本の走
査線から５２５本の走査線に変換するＹの垂直フィル
タ、５は色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙを４倍の時間に伸長
する時間伸長回路、６は色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙを、
Ｙの垂直フィルタ４で変換された輝度信号Ｙの操作にあ
わせて変換するＣの垂直フィルタ、７は変換した輝度信
号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙの走査線をさらに
２／３に圧縮する垂直圧縮回路である。そして、Ｙの垂
直フィルタ４及びＣの垂直フィルタ６を経た輝度信号Ｙ
並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙが２−１セレクタ８の
第１入力８ａに直接付与され、垂直圧縮器７を経た輝度
信号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙが２−１セレク
タ８の第２入力８ｂに付与される。
【０００７】２−１セレクタ８は第１入力８ａ及び第２
入力８ｂから得られる信号のうち、図示しない制御信号
に基づき一方の信号を選択して画像処理回路９に出力す
る。画像処理回路９は２−１セレクタ８の出力信号にい
ろいろな処理をほどこしてＤ／Ａ変換器１０に出力す
る。Ｄ／Ａ変換器１０は、画像処理回路９より得たデジ
タル信号をアナログ信号に変換するした外部に出力する
とともに、ＮＴＳＣクロマエンコーダ１１に出力する。
ＮＴＳＣクロマエンコーダ１１はＤ／Ａ変換器１０より
得た信号からＮＴＳＣ方式のクロマ信号を生成する。な
お、１２はＭＵＳＥ方式のシステムクロックである１
６．２ＭＨＺの発振信号を出力する16.2ＭＨＺ発振器、
１３は１６：９のモニターで真円率が保てる変換モード
（以降フルモードとする）と４：３のモニターで水平方
向をほぼ全部変換し垂直方向変換をフルモードの２／３
にして真円率を保つ変換モード（以降ワイドとする）双
方のシステムロックである１４．７４２ＭＨＺの発振信
号を出力する14.742ＭＨＺ発振器、１４は４：３のモニ
ターで水平方向で切り捨てて真円率を保つ変換モード
（以降ズームモードとする）のシステムクロックである
10.08 ＭＨＺの発振信号を出力する１０．０８ＭＨＺの
発振器、１５はＮＴＳＣクロマエンコーダ１１の副搬送
波生成用のシステムクロックである３．５７９５４５Ｍ
Ｈｚの発振信号を出力する3.579545ＭＨｚ発振器であ
る。
入力８ｂから得られる信号のうち、図示しない制御信号
に基づき一方の信号を選択して画像処理回路９に出力す
る。画像処理回路９は２−１セレクタ８の出力信号にい
ろいろな処理をほどこしてＤ／Ａ変換器１０に出力す
る。Ｄ／Ａ変換器１０は、画像処理回路９より得たデジ
タル信号をアナログ信号に変換するした外部に出力する
とともに、ＮＴＳＣクロマエンコーダ１１に出力する。
ＮＴＳＣクロマエンコーダ１１はＤ／Ａ変換器１０より
得た信号からＮＴＳＣ方式のクロマ信号を生成する。な
お、１２はＭＵＳＥ方式のシステムクロックである１
６．２ＭＨＺの発振信号を出力する16.2ＭＨＺ発振器、
１３は１６：９のモニターで真円率が保てる変換モード
（以降フルモードとする）と４：３のモニターで水平方
向をほぼ全部変換し垂直方向変換をフルモードの２／３
にして真円率を保つ変換モード（以降ワイドとする）双
方のシステムロックである１４．７４２ＭＨＺの発振信
号を出力する14.742ＭＨＺ発振器、１４は４：３のモニ
ターで水平方向で切り捨てて真円率を保つ変換モード
（以降ズームモードとする）のシステムクロックである
10.08 ＭＨＺの発振信号を出力する１０．０８ＭＨＺの
発振器、１５はＮＴＳＣクロマエンコーダ１１の副搬送
波生成用のシステムクロックである３．５７９５４５Ｍ
Ｈｚの発振信号を出力する3.579545ＭＨｚ発振器であ
る。
【０００８】16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信号は入力信
号処理回路１及び時間軸変換処理回路２に付与され、1
4.742ＭＨｚ発振器１３及び10.08 ＭＨｚ発振器１４の
発振信号の発振信号のうち、一方の発振信号が時間軸変
換処理回路２、信号分離回路３、Ｙの垂直フィルタ４、
時間伸張回路５、Ｃの垂直フィルタ６、垂直圧縮器７及
びＤ／Ａ変換器１０に付与され、3.579545ＭＨｚ発振器
１５の発振信号がＮＴＳＣクロマエンコーダ１１に付与
される。
号処理回路１及び時間軸変換処理回路２に付与され、1
4.742ＭＨｚ発振器１３及び10.08 ＭＨｚ発振器１４の
発振信号の発振信号のうち、一方の発振信号が時間軸変
換処理回路２、信号分離回路３、Ｙの垂直フィルタ４、
時間伸張回路５、Ｃの垂直フィルタ６、垂直圧縮器７及
びＤ／Ａ変換器１０に付与され、3.579545ＭＨｚ発振器
１５の発振信号がＮＴＳＣクロマエンコーダ１１に付与
される。
【０００９】次に動作について説明する。入力したＭＵ
ＳＥ信号ＳＭは入力処理回路１により、ディエンファシ
ス、コントロール信号検出、ＰＬＬ等の処理が施された
後、この入力処理された信号が時間軸変換処理回路２に
より、時間軸変換処理される。
ＳＥ信号ＳＭは入力処理回路１により、ディエンファシ
ス、コントロール信号検出、ＰＬＬ等の処理が施された
後、この入力処理された信号が時間軸変換処理回路２に
より、時間軸変換処理される。
【００１０】すなわち、時間軸変換処理回路２は、入力
処理された信号を奇数ラインと偶数ラインに分け、別々
に時間軸変換メモリに入力し、16.2ＭＨｚ発振器からの
１６．２ＭＨＺの発振信号を受けるとともに、フルモー
ドあるいはワイドモードの時は２−１セレクタ５９を介
して14.742ＭＨｚ発振器１３からの発振信号を受けて、
システムクロックを３２．４ＭＨｚから１４．７４２Ｍ
ＨＺに変換する。一方、ズームモードの場合は、１６．
２ＭＨＺの発振信号を受けるとともに、２−１セレクタ
５９を介して10.08 ＭＨｚ発振器１４からの発振信号を
受けて、システムクロックを３２．４ＭＨｚから１０．
０８ＭＨＺに変換する。
処理された信号を奇数ラインと偶数ラインに分け、別々
に時間軸変換メモリに入力し、16.2ＭＨｚ発振器からの
１６．２ＭＨＺの発振信号を受けるとともに、フルモー
ドあるいはワイドモードの時は２−１セレクタ５９を介
して14.742ＭＨｚ発振器１３からの発振信号を受けて、
システムクロックを３２．４ＭＨｚから１４．７４２Ｍ
ＨＺに変換する。一方、ズームモードの場合は、１６．
２ＭＨＺの発振信号を受けるとともに、２−１セレクタ
５９を介して10.08 ＭＨｚ発振器１４からの発振信号を
受けて、システムクロックを３２．４ＭＨｚから１０．
０８ＭＨＺに変換する。
【００１１】時間軸変換された信号は、信号分離回路３
により、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分
離され、輝度信号ＹはＹの垂直フィルタ４に、色差信号
Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは時間伸長回路５にそれぞれ入力され
る。
により、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分
離され、輝度信号ＹはＹの垂直フィルタ４に、色差信号
Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは時間伸長回路５にそれぞれ入力され
る。
【００１２】Ｙの垂直フィルタ４はＭＵＳＥの輝度信号
Ｙの有効走査線１０３２本を５１６本に減らせる。すな
わち２本の走査線から１本の走査線を作り出している。
Ｙの有効走査線１０３２本を５１６本に減らせる。すな
わち２本の走査線から１本の走査線を作り出している。
【００１３】一方、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−ＹはＭＵＳ
Ｅ信号において１／４に時間圧縮されているので、時間
伸長回路５で４倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はＣの垂直フィルタ６でＹの走査線と垂直位置を
合わせるよるにフィルタを掛ける。色差信号は各５１６
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙ双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
Ｅ信号において１／４に時間圧縮されているので、時間
伸長回路５で４倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はＣの垂直フィルタ６でＹの走査線と垂直位置を
合わせるよるにフィルタを掛ける。色差信号は各５１６
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙ双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
【００１４】走査変換された輝度信号Ｙと垂直位相の合
った色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは２−１セレクタ８で適
宜選択され、フルモード、ズームモード時は画像処理回
路９を通してＤ／Ａ変換器に接続され、ワイドモード時
は垂直圧縮回路７で有効垂直走査線が２／３に変換され
た後、画像処理回路９を通してＤ／Ａ変換器に接続され
る。
った色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは２−１セレクタ８で適
宜選択され、フルモード、ズームモード時は画像処理回
路９を通してＤ／Ａ変換器に接続され、ワイドモード時
は垂直圧縮回路７で有効垂直走査線が２／３に変換され
た後、画像処理回路９を通してＤ／Ａ変換器に接続され
る。
【００１５】これらフルモード、ズームモードあるいは
ワイドモードで変換された信号は、画像処理回路９で例
えば輪郭補正等の画像処理をされＤ／Ａ変換器１０でア
ナログ信号に変換される。
ワイドモードで変換された信号は、画像処理回路９で例
えば輪郭補正等の画像処理をされＤ／Ａ変換器１０でア
ナログ信号に変換される。
【００１６】また、アナログ信号に変換された色差信号
Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは、ＮＴＳＣクロマエンコーダ１１に
より、3.579545ＭＨｚ発振器１５の発振信号に基づき生
成されたサブキャリアを用いてＮＴＳＣ方式のクロマ信
号に変調される。
Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは、ＮＴＳＣクロマエンコーダ１１に
より、3.579545ＭＨｚ発振器１５の発振信号に基づき生
成されたサブキャリアを用いてＮＴＳＣ方式のクロマ信
号に変調される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】従来のＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣコンバータは以上のように構成されており、ＭＵＳ
Ｅ方式とＮＴＳＣ方式とのシステムクロックをＰＬＬす
るに際して、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信号と14.742
ＭＨｚ発振器１３の発振信号とを位相同期させる第１の
ＰＬＬ回路、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信号と10.08
ＭＨｚ発振器１４の発振信号とを位相同期させる第２の
ＰＬＬ回路、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信号と3.5795
45ＭＨｚ発振器１５の発振信号とを位相同期させる第３
のＰＬＬ回路とが必要なる。
ＳＣコンバータは以上のように構成されており、ＭＵＳ
Ｅ方式とＮＴＳＣ方式とのシステムクロックをＰＬＬす
るに際して、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信号と14.742
ＭＨｚ発振器１３の発振信号とを位相同期させる第１の
ＰＬＬ回路、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信号と10.08
ＭＨｚ発振器１４の発振信号とを位相同期させる第２の
ＰＬＬ回路、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信号と3.5795
45ＭＨｚ発振器１５の発振信号とを位相同期させる第３
のＰＬＬ回路とが必要なる。
【００１８】このように、従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコ
ンバータは、ＰＬＬ回路を３個も必要とするため、回路
が複雑になるという問題点があった。
ンバータは、ＰＬＬ回路を３個も必要とするため、回路
が複雑になるという問題点があった。
【００１９】また、従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバー
タは、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをアナログ信号に変換
した後、アナログ信号処理用のＮＴＳＣクロマエンコー
ダ１１を必要とするため、回路規模が大きくなるという
問題点があった。
タは、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをアナログ信号に変換
した後、アナログ信号処理用のＮＴＳＣクロマエンコー
ダ１１を必要とするため、回路規模が大きくなるという
問題点があった。
【００２０】この発明は上記問題点を解決するためにな
されたもので、比較的簡単、かつ小規模な回路構成のＭ
ＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得ることを目的とする。
されたもので、比較的簡単、かつ小規模な回路構成のＭ
ＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得ることを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】この発明にかかる請求項
１記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータは、ＭＵＳＥ方
式の信号のシステムクロックとなる第１の周波数の第１
の発振信号を出力する第１の発振手段と、ＮＴＳＣ方式
の信号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の
発振信号を出力する第２の発振手段とを備え、前記第２
の周波数は前記ＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前
記第１及び第２の発振信号を受け、前記第１及び第２の
発振信号に基づき、前記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１
の周波数から前記第２の周波数に時間軸変換して前記Ｎ
ＴＳＣ方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
２の発振信号及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴ
ＳＣ方式の種類に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記ＮＴＳＣ方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第２の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第２の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第２の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第２の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第２の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第１の発振信
号と前記第２の発振信号との位相を同期させるＰＬＬ回
路を設けている。
１記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータは、ＭＵＳＥ方
式の信号のシステムクロックとなる第１の周波数の第１
の発振信号を出力する第１の発振手段と、ＮＴＳＣ方式
の信号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の
発振信号を出力する第２の発振手段とを備え、前記第２
の周波数は前記ＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前
記第１及び第２の発振信号を受け、前記第１及び第２の
発振信号に基づき、前記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１
の周波数から前記第２の周波数に時間軸変換して前記Ｎ
ＴＳＣ方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
２の発振信号及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴ
ＳＣ方式の種類に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記ＮＴＳＣ方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第２の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第２の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第２の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第２の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第２の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第１の発振信
号と前記第２の発振信号との位相を同期させるＰＬＬ回
路を設けている。
【００２２】望ましくは、請求項２記載のＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータのように、前記ＰＬＬ回路は、前記第
２の発振手段と、前記第１の発振信号を第１の分周比で
分周して第１の分周信号を出力する第１の分周手段と、
前記第２の発振信号を第２の分周比で分周して第２の分
周信号を出力する第２の分周手段と、前記第１及び第２
の分周信号の位相差を検出して、該位相差に基づく信号
を前記第２の発振手段の前記第２の発振信号の位相を制
御する位相制御信号として出力する位相比較手段とを備
えて構成してもよい。
ＴＳＣコンバータのように、前記ＰＬＬ回路は、前記第
２の発振手段と、前記第１の発振信号を第１の分周比で
分周して第１の分周信号を出力する第１の分周手段と、
前記第２の発振信号を第２の分周比で分周して第２の分
周信号を出力する第２の分周手段と、前記第１及び第２
の分周信号の位相差を検出して、該位相差に基づく信号
を前記第２の発振手段の前記第２の発振信号の位相を制
御する位相制御信号として出力する位相比較手段とを備
えて構成してもよい。
【００２３】前記ＰＬＬ回路の第１の態様として、請求
項３記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータのように、前
記第１の周波数を３２．４ＭＨｚ、前記第２の周波数を
２８．６３６３６ＭＨｚ、前記第１の分周比を１／３３
７５、前記第２の分周比を１／２９８３に設定してもよ
い。
項３記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータのように、前
記第１の周波数を３２．４ＭＨｚ、前記第２の周波数を
２８．６３６３６ＭＨｚ、前記第１の分周比を１／３３
７５、前記第２の分周比を１／２９８３に設定してもよ
い。
【００２４】前記ＰＬＬ回路の第２の態様として、請求
項４記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータのように、前
記第１の周波数を３２．４ＭＨｚ、前記第２の周波数を
２８．６３６３６ＭＨｚ、前記第１の分周比を１／１８
００００、前記第２の分周比を１／１５９０９１に設定
してもよい。
項４記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータのように、前
記第１の周波数を３２．４ＭＨｚ、前記第２の周波数を
２８．６３６３６ＭＨｚ、前記第１の分周比を１／１８
００００、前記第２の分周比を１／１５９０９１に設定
してもよい。
【００２５】前記ＰＬＬ回路の第３の態様として、請求
項５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータのように、前
記第１の周波数を３２．４ＭＨｚ、前記第２の周波数を
２８．６３６３６ＭＨｚ、前記第１の分周比を１／２１
６００、前記第２の分周比を１／１９０９１に設定して
もよい。
項５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータのように、前
記第１の周波数を３２．４ＭＨｚ、前記第２の周波数を
２８．６３６３６ＭＨｚ、前記第１の分周比を１／２１
６００、前記第２の分周比を１／１９０９１に設定して
もよい。
【００２６】この発明にかかる請求項６記載のＭＵＳＥ
−ＮＴＳＣコンバータは、ＭＵＳＥ方式の信号のシステ
ムクロックとなる第１の周波数の第１の発振信号を出力
する第１の発振手段と、ＮＴＳＣ方式の信号のシステム
クロックとなる第２の周波数の第２の発振信号を出力す
る第２の発振手段とを備え、前記第２の周波数は前記Ｎ
ＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の４の倍数倍に設
定され、前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前記第１及び第
２の発振信号を受け、前記第１及び第２の発振信号に基
づき、前記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１の周波数から
前記第２の周波数に時間軸変換して前記ＮＴＳＣ方式の
信号を出力する時間軸変換手段と、前記第２の発振信号
及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受け、前記ＮＴＳＣ式の
信号から、輝度信号と互いに位相が９０゜異なる第１及
び第２の色差信号を分離出力する信号分離手段と、前記
第２の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第２の発
振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行い信号
処理済み輝度信号を出力する輝度信号処理手段と、前記
第２の発振信号並びに前記第１及び第２の色差信号を受
け、前記第２の発振信号に基づき前記副搬送波の周波数
の４倍のサンプリングタイミングで前記第１及び第２の
色差信号を交互にサンプリングして得られる色差多重信
号に対し、デジタル的に信号処理を施すとともに、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記色差多重信号で変調することによりエンコード処
理を実行してデジタルクロマ信号を出力するデジタルク
ロマエンコード手段と、前記信号処理済み輝度信号をＤ
／Ａ変換してアナログ輝度信号を出力する第１のＤ／Ａ
変換手段と、前記デジタルクロマ信号をＤ／Ａ変換して
アナログクロマ信号を出力する第２のＤ／Ａ変換手段と
をさらに備えて構成される。
−ＮＴＳＣコンバータは、ＭＵＳＥ方式の信号のシステ
ムクロックとなる第１の周波数の第１の発振信号を出力
する第１の発振手段と、ＮＴＳＣ方式の信号のシステム
クロックとなる第２の周波数の第２の発振信号を出力す
る第２の発振手段とを備え、前記第２の周波数は前記Ｎ
ＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の４の倍数倍に設
定され、前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前記第１及び第
２の発振信号を受け、前記第１及び第２の発振信号に基
づき、前記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１の周波数から
前記第２の周波数に時間軸変換して前記ＮＴＳＣ方式の
信号を出力する時間軸変換手段と、前記第２の発振信号
及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受け、前記ＮＴＳＣ式の
信号から、輝度信号と互いに位相が９０゜異なる第１及
び第２の色差信号を分離出力する信号分離手段と、前記
第２の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第２の発
振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行い信号
処理済み輝度信号を出力する輝度信号処理手段と、前記
第２の発振信号並びに前記第１及び第２の色差信号を受
け、前記第２の発振信号に基づき前記副搬送波の周波数
の４倍のサンプリングタイミングで前記第１及び第２の
色差信号を交互にサンプリングして得られる色差多重信
号に対し、デジタル的に信号処理を施すとともに、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記色差多重信号で変調することによりエンコード処
理を実行してデジタルクロマ信号を出力するデジタルク
ロマエンコード手段と、前記信号処理済み輝度信号をＤ
／Ａ変換してアナログ輝度信号を出力する第１のＤ／Ａ
変換手段と、前記デジタルクロマ信号をＤ／Ａ変換して
アナログクロマ信号を出力する第２のＤ／Ａ変換手段と
をさらに備えて構成される。
【００２７】望ましくは、請求項７記載のＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第１及
び第２の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第１及び第２の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、前記色差多重信号に前
記バースト多重信号を付加してバースト付き色差多重信
号を生成するバースト付加手段と、前記発振信号に基づ
き前記副搬送波を生成し、前記副搬送波を前記バースト
付き色差多重信号で変調することによりエンコード処理
を実行して前記デジタルクロマ信号を出力するエンコー
ド処理手段とを備えて構成してもよい。
ＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第１及
び第２の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第１及び第２の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、前記色差多重信号に前
記バースト多重信号を付加してバースト付き色差多重信
号を生成するバースト付加手段と、前記発振信号に基づ
き前記副搬送波を生成し、前記副搬送波を前記バースト
付き色差多重信号で変調することによりエンコード処理
を実行して前記デジタルクロマ信号を出力するエンコー
ド処理手段とを備えて構成してもよい。
【００２８】望ましくは、請求項８記載のＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、第１及び第２のバーストデータを付与する
バーストデータ付与手段と、前記サンプリングタイミン
グで前記第１及び第２のバーストデータを交互にサンプ
リングしてバースト多重信号を生成するバースト多重手
段と、第１及び第２のオフセットデータを付与するオフ
セットデータ付与手段と、前記第１の色差信号と前記第
１のオフセットデータとを加算して第１のオフセット加
算色差信号を出力する第１の加算手段と、前記第２の色
差信号と前記第２のオフセットデータとを加算して第２
のオフセット加算色差信号を出力する第２の加算手段
と、前記第１のオフセット加算色差信号を受け、前記第
１のオフセット加算色差信号のオーバーフロー状態ある
いはアンダーフロー状態を検出すると、前記第１のオフ
セット加算色差信号を補正する第１のオーバー・アンダ
ーフロー補正手段と、前記第２のオフセット加算色差信
号を受け、前記第２のオフセット加算色差信号のオーバ
ーフロー状態あるいはアンダーフロー状態を検出する
と、前記第２のオフセット加算色差信号を補正する第２
のオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記サンプリ
ングタイミングで前記第１及び第２のオフセット加算色
差信号をサンプリングしてオフセット加算色差多重信号
を生成する色差信号多重手段と、前記オフセット加算色
差多重信号に前記バースト多重信号を付加してバースト
付き色差多重信号を生成するバースト付加手段と、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記バースト付き色差多重信号で変調することにより
前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ信号
を出力するエンコード処理手段とを備えて構成してもよ
い。
ＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、第１及び第２のバーストデータを付与する
バーストデータ付与手段と、前記サンプリングタイミン
グで前記第１及び第２のバーストデータを交互にサンプ
リングしてバースト多重信号を生成するバースト多重手
段と、第１及び第２のオフセットデータを付与するオフ
セットデータ付与手段と、前記第１の色差信号と前記第
１のオフセットデータとを加算して第１のオフセット加
算色差信号を出力する第１の加算手段と、前記第２の色
差信号と前記第２のオフセットデータとを加算して第２
のオフセット加算色差信号を出力する第２の加算手段
と、前記第１のオフセット加算色差信号を受け、前記第
１のオフセット加算色差信号のオーバーフロー状態ある
いはアンダーフロー状態を検出すると、前記第１のオフ
セット加算色差信号を補正する第１のオーバー・アンダ
ーフロー補正手段と、前記第２のオフセット加算色差信
号を受け、前記第２のオフセット加算色差信号のオーバ
ーフロー状態あるいはアンダーフロー状態を検出する
と、前記第２のオフセット加算色差信号を補正する第２
のオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記サンプリ
ングタイミングで前記第１及び第２のオフセット加算色
差信号をサンプリングしてオフセット加算色差多重信号
を生成する色差信号多重手段と、前記オフセット加算色
差多重信号に前記バースト多重信号を付加してバースト
付き色差多重信号を生成するバースト付加手段と、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記バースト付き色差多重信号で変調することにより
前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ信号
を出力するエンコード処理手段とを備えて構成してもよ
い。
【００２９】望ましくは、請求項９記載のＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第１及
び第２の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第１及び第２の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、第１及び第２のオフセ
ットデータを付与するオフセットデータ付与手段と、前
記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のオフセ
ットデータを交互にサンプリングしてオフセット多重信
号を生成するオフセット多重手段と、前記色差多重信号
と前記オフセット多重信号とをそれぞれ加算してオフセ
ット加算色差多重信号を出力する加算手段と、前記オフ
セット加算色差多重信号を受け、前記オフセット加算色
差多重信号のオーバーフロー状態あるいはアンダーフロ
ー状態を検出すると、前記オフセット加算色差多重信号
を補正するオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記
オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信号を
付加してバースト付き色差多重信号を生成するバースト
付加手段と、前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成
し、前記副搬送波を前記バースト付き色差多重信号で変
調することにより前記エンコード処理を実行して前記デ
ジタルクロマ信号を出力するエンコード処理手段とを備
えて構成してもよい。
ＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第１及
び第２の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第１及び第２の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、第１及び第２のオフセ
ットデータを付与するオフセットデータ付与手段と、前
記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のオフセ
ットデータを交互にサンプリングしてオフセット多重信
号を生成するオフセット多重手段と、前記色差多重信号
と前記オフセット多重信号とをそれぞれ加算してオフセ
ット加算色差多重信号を出力する加算手段と、前記オフ
セット加算色差多重信号を受け、前記オフセット加算色
差多重信号のオーバーフロー状態あるいはアンダーフロ
ー状態を検出すると、前記オフセット加算色差多重信号
を補正するオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記
オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信号を
付加してバースト付き色差多重信号を生成するバースト
付加手段と、前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成
し、前記副搬送波を前記バースト付き色差多重信号で変
調することにより前記エンコード処理を実行して前記デ
ジタルクロマ信号を出力するエンコード処理手段とを備
えて構成してもよい。
【００３０】望ましくは、請求項１０記載のＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段は、第１及び第２のバックグラウンドデータ
を付与するバックグランドデータ付与手段と、前記サン
プリングタイミングで前記第１及び第２のバックグラウ
ンドデータを交互にサンプリングしてバックグラウンド
多重信号を生成するバックグラウンド多重手段と、ブラ
ンキングデータを付与するブランキングデータ付与手段
と、前記バックグラウンド多重信号に前記ブランキング
データを付加してブランキング・バックグラウンド多重
信号を生成するブランキングデータ付加手段と、前記オ
フセット加算色差多重信号にブランキング・バックグラ
ウンド多重信号をさらに付加するブランキングバックグ
ラウンド付加手段とをさらに備えて構成してもよい。
ＮＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段は、第１及び第２のバックグラウンドデータ
を付与するバックグランドデータ付与手段と、前記サン
プリングタイミングで前記第１及び第２のバックグラウ
ンドデータを交互にサンプリングしてバックグラウンド
多重信号を生成するバックグラウンド多重手段と、ブラ
ンキングデータを付与するブランキングデータ付与手段
と、前記バックグラウンド多重信号に前記ブランキング
データを付加してブランキング・バックグラウンド多重
信号を生成するブランキングデータ付加手段と、前記オ
フセット加算色差多重信号にブランキング・バックグラ
ウンド多重信号をさらに付加するブランキングバックグ
ラウンド付加手段とをさらに備えて構成してもよい。
【００３１】望ましくは、請求項１１記載のＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
を前記第１及び第２の色差信号の成分に分離して外部に
出力する色差信号出力手段をさらに備えてもよい。
ＮＴＳＣコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
を前記第１及び第２の色差信号の成分に分離して外部に
出力する色差信号出力手段をさらに備えてもよい。
【００３２】望ましくは、請求項１２記載のＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
の前記第１及び第２の色差信号成分のうち、少なくとも
一方の色差信号成分に係数を掛けて、前記オフセット加
算色差多重信号の前記第１及び第２の色差信号成分間の
係数補正を行う係数補正手段をさらに備えてもよい。
ＮＴＳＣコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
の前記第１及び第２の色差信号成分のうち、少なくとも
一方の色差信号成分に係数を掛けて、前記オフセット加
算色差多重信号の前記第１及び第２の色差信号成分間の
係数補正を行う係数補正手段をさらに備えてもよい。
【００３３】望ましくは、請求項１３記載のＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣコンバータのように、ＮＴＳＣ方式のフレーム
周期を指示するフレーム信号を付与するフレーム信号付
与手段をさらに備え、前記エンコード処理手段は、前記
第２の発振信号に基づき前記副搬送波を生成する副搬送
波生成手段を備え、前記副搬送波生成手段は、前記フレ
ーム信号を受け、該フレーム信号に基づき前記ＮＴＳＣ
方式の信号のフレーム間の位相のズレに応じて前記副搬
送波のフレーム間の位相を変更する手段を有してもよ
い。
ＮＴＳＣコンバータのように、ＮＴＳＣ方式のフレーム
周期を指示するフレーム信号を付与するフレーム信号付
与手段をさらに備え、前記エンコード処理手段は、前記
第２の発振信号に基づき前記副搬送波を生成する副搬送
波生成手段を備え、前記副搬送波生成手段は、前記フレ
ーム信号を受け、該フレーム信号に基づき前記ＮＴＳＣ
方式の信号のフレーム間の位相のズレに応じて前記副搬
送波のフレーム間の位相を変更する手段を有してもよ
い。
【００３４】望ましくは、請求項記載のＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣコンバータのように、垂直同期信号を付与する垂直
同期信号付与手段と、前記垂直同期信号及び第２の発振
信号を受け、前記ＮＴＳＣ方式の信号のフレーム間の位
相のズレに応じて、前記垂直同期信号と前記垂直同期信
号を所定期間遅延させた遅延垂直同期信号とを１フレー
ムごとに交互に外部に出力するＮＴＳＣタイミング信号
発生手段をさらに備えてもよい。
ＳＣコンバータのように、垂直同期信号を付与する垂直
同期信号付与手段と、前記垂直同期信号及び第２の発振
信号を受け、前記ＮＴＳＣ方式の信号のフレーム間の位
相のズレに応じて、前記垂直同期信号と前記垂直同期信
号を所定期間遅延させた遅延垂直同期信号とを１フレー
ムごとに交互に外部に出力するＮＴＳＣタイミング信号
発生手段をさらに備えてもよい。
【００３５】望ましくは、請求項１５記載のＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段と前記Ｄ／Ａ変換手段との間に介挿され、前
記デジタルクロマ信号を受け、該デジタルクロマ信号に
対しデジタル的にバンドパスフィルタ処理を施して、前
記第２のＤ／Ａ変換手段に出力するデジタルバンドパス
フィルタリング手段をさらに備えてもよい。
ＮＴＳＣコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段と前記Ｄ／Ａ変換手段との間に介挿され、前
記デジタルクロマ信号を受け、該デジタルクロマ信号に
対しデジタル的にバンドパスフィルタ処理を施して、前
記第２のＤ／Ａ変換手段に出力するデジタルバンドパス
フィルタリング手段をさらに備えてもよい。
【００３６】
【作用】この発明における請求項１ないし請求項５記載
のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２の発振
手段は、第ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロックとな
る第２の周波数の第２の発振信号を出力しており、第２
の周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の整
数倍に設定されるため、信号処理手段は第２の発振信号
に基づき副搬送波を生成することができる。
のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２の発振
手段は、第ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロックとな
る第２の周波数の第２の発振信号を出力しており、第２
の周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の整
数倍に設定されるため、信号処理手段は第２の発振信号
に基づき副搬送波を生成することができる。
【００３７】また、信号分離手段は、第２の発振信号及
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、ＮＴＳ
Ｃ方式の種類に関わらず、システムクロックは第２の発
振信号の１種類で済む。
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、ＮＴＳ
Ｃ方式の種類に関わらず、システムクロックは第２の発
振信号の１種類で済む。
【００３８】この発明における請求項６ないし請求項１
５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２
の発振手段は、ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロック
となる第２の周波数の第２の発振信号を出力し、第２の
周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の４の
倍数に設定される。
５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２
の発振手段は、ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロック
となる第２の周波数の第２の発振信号を出力し、第２の
周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の４の
倍数に設定される。
【００３９】このため、デジタルクロマエンコード手段
により、副搬送波の４倍の周波数のタイミングで第１及
び第２の色差信号を交互にサンプリングして色差多重信
号を得ることにより、第１及び第２の色差信号の合成信
号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
により、副搬送波の４倍の周波数のタイミングで第１及
び第２の色差信号を交互にサンプリングして色差多重信
号を得ることにより、第１及び第２の色差信号の合成信
号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
【００４０】
【実施例】＜＜第１の実施例＞＞図１はこの発明の第１
の実施例であるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータの構成を
示すブロック図である。
の実施例であるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータの構成を
示すブロック図である。
【００４１】図１において、１はすでにデジタル信号化
されたＭＵＳＥ信号ＳＭを受ける入力信号処理回路であ
り、ＭＵＳＥ信号ＳＭに対し、デイエンファシスやコン
トロール信号検出、リサンプリングのためのＰＬＬ同期
処理及びリサンプリングしたデータの２次元内挿等の処
理を施して垂直走査変換回路１６に出力する。
されたＭＵＳＥ信号ＳＭを受ける入力信号処理回路であ
り、ＭＵＳＥ信号ＳＭに対し、デイエンファシスやコン
トロール信号検出、リサンプリングのためのＰＬＬ同期
処理及びリサンプリングしたデータの２次元内挿等の処
理を施して垂直走査変換回路１６に出力する。
【００４２】垂直走査変換回路１６は入力信号処理回路
１を経たＭＵＳＥ信号ＳＭの１１２５本の垂直走査線数
をＮＴＳＣ方式用の５２５本に変換して中間信号Ｓ１６
を時間軸変換処理回路２′に出力する。
１を経たＭＵＳＥ信号ＳＭの１１２５本の垂直走査線数
をＮＴＳＣ方式用の５２５本に変換して中間信号Ｓ１６
を時間軸変換処理回路２′に出力する。
【００４３】時間軸変換処理回路２′は、中間信号Ｓ１
６をＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式に時間軸変換してＮ
ＴＳＣ信号Ｓ２を信号分離回路３′に出力する。
６をＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式に時間軸変換してＮ
ＴＳＣ信号Ｓ２を信号分離回路３′に出力する。
【００４４】信号分離回路３′は、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を
受け、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離
して輝度信号ＹをＹの画像処理回路１７に出力し、色差
信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをクロマエンコーダ１８に出力す
る。この際、ＮＴＳＣ方式の種類（ワイドモード、フル
モード及びズームモード）に応じて処理内容を変えてい
る。
受け、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離
して輝度信号ＹをＹの画像処理回路１７に出力し、色差
信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをクロマエンコーダ１８に出力す
る。この際、ＮＴＳＣ方式の種類（ワイドモード、フル
モード及びズームモード）に応じて処理内容を変えてい
る。
【００４５】Ｙの画像処理回路１７は、輝度信号Ｙに様
々な処理を施してＤ／Ａ変換器１０Ａに出力する。
々な処理を施してＤ／Ａ変換器１０Ａに出力する。
【００４６】クロマエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ
発振器２０の発振信号から内部で副搬送波（サブキャリ
ア）を生成し、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙに対し種々の
信号処理を施した後、サブキャリアを用いて変調するこ
とにより、ＮＴＳＣ方式のクロマ信号Ｓ１８をＤ／Ａ変
換器１０Ｂに出力する。なお、28.63636ＭＨｚ発振器２
０の発振信号は、サブキャリア周波数ｆｓｃの８倍であ
るため、クロマエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振
器２０の発振信号を分周することにより、サブキャリア
周波数ｆｓｃを得ることができる。したがって、クロマ
エンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信
号に基づきサブキャリアを生成することができる。
発振器２０の発振信号から内部で副搬送波（サブキャリ
ア）を生成し、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙに対し種々の
信号処理を施した後、サブキャリアを用いて変調するこ
とにより、ＮＴＳＣ方式のクロマ信号Ｓ１８をＤ／Ａ変
換器１０Ｂに出力する。なお、28.63636ＭＨｚ発振器２
０の発振信号は、サブキャリア周波数ｆｓｃの８倍であ
るため、クロマエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振
器２０の発振信号を分周することにより、サブキャリア
周波数ｆｓｃを得ることができる。したがって、クロマ
エンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信
号に基づきサブキャリアを生成することができる。
【００４７】Ｄ／Ａ変換器１０Ａは、Ｙの画像処理回路
１７を経た輝度信号ＹをＤ／Ａ変換してアナログの輝度
出力信号ＹＯＵＴを出力し、Ｄ／Ａ変換器１０Ｂは、ク
ロマ信号Ｓ１８をＤ／Ａ変換してアナログのクロマ出力
信号ＣＯＵＴを出力する。
１７を経た輝度信号ＹをＤ／Ａ変換してアナログの輝度
出力信号ＹＯＵＴを出力し、Ｄ／Ａ変換器１０Ｂは、ク
ロマ信号Ｓ１８をＤ／Ａ変換してアナログのクロマ出力
信号ＣＯＵＴを出力する。
【００４８】なお、入力信号処理回路１は32.4ＭＨｚ発
振器１９の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路１６は、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
２′は32.4ＭＨｚ発振器１９及び28.63636ＭＨｚ発振器
２０の発振信号をそれぞれシステムクロックとしてお
り、信号分離回路３′、Ｙの画像処理回路１７及びクロ
マエンコーダ１８は28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信
号をシステムクロックとしている。
振器１９の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路１６は、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
２′は32.4ＭＨｚ発振器１９及び28.63636ＭＨｚ発振器
２０の発振信号をそれぞれシステムクロックとしてお
り、信号分離回路３′、Ｙの画像処理回路１７及びクロ
マエンコーダ１８は28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信
号をシステムクロックとしている。
【００４９】そして、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信号
と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号との位相を同期
させるＰＬＬ回路２１が構成される。
と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号との位相を同期
させるＰＬＬ回路２１が構成される。
【００５０】＜垂直走査変換回路＞図２は図１の垂直走
査変換回路１６の内部構成の詳細を示す回路図である。
同図に示すように、ＭＵＳＥ信号ＳＭがラインメモリ３
７を介して可変係数器３８Ａに入力されるとともに、直
接に可変係数器３８Ｂに入力される。ラインメモリ３７
はＭＵＳＥ信号を１ライン周期遅延させて次段の可変係
数器３８Ａに伝達する。
査変換回路１６の内部構成の詳細を示す回路図である。
同図に示すように、ＭＵＳＥ信号ＳＭがラインメモリ３
７を介して可変係数器３８Ａに入力されるとともに、直
接に可変係数器３８Ｂに入力される。ラインメモリ３７
はＭＵＳＥ信号を１ライン周期遅延させて次段の可変係
数器３８Ａに伝達する。
【００５１】一方、32.4ＭＨｚ発振器１９は発振信号
は、タイミング信号発生回路４０に付与される。そし
て、タイミング信号発生回路４０はＭＵＳＥ信号ＳＭか
ら同期信号等のタイミング信号を発生するとともに制御
信号をライン周期作成回路３４に出力する。
は、タイミング信号発生回路４０に付与される。そし
て、タイミング信号発生回路４０はＭＵＳＥ信号ＳＭか
ら同期信号等のタイミング信号を発生するとともに制御
信号をライン周期作成回路３４に出力する。
【００５２】ライン周期作成回路３４はタイミング信号
発生回路４０から得た制御信号に基づき、１〜１５のラ
イン周期を指示するライン周期信号Ｓ３４を係数発生回
路３９に出力する。係数発生回路３９は、内部に係数発
生ＲＯＭ３９ａ及び係数発生ＲＯＭ３９ｂを具備してお
り、係数発生ＲＯＭ３９ａ及び３９ｂはそれぞれライン
周期信号Ｓ３４に基づき、係数を可変係数器３８Ａ及び
３８Ｂに出力する。
発生回路４０から得た制御信号に基づき、１〜１５のラ
イン周期を指示するライン周期信号Ｓ３４を係数発生回
路３９に出力する。係数発生回路３９は、内部に係数発
生ＲＯＭ３９ａ及び係数発生ＲＯＭ３９ｂを具備してお
り、係数発生ＲＯＭ３９ａ及び３９ｂはそれぞれライン
周期信号Ｓ３４に基づき、係数を可変係数器３８Ａ及び
３８Ｂに出力する。
【００５３】可変係数器３８Ａ及び３８Ｂはそれぞれ係
数発生ＲＯＭ３９ａ及び３９ｂから得た係数を入力する
ＭＵＳＥ信号ＳＭにを掛けて、係数演算済みＭＵＳＥ信
号ＳＭ１及びＳＭ２を加算器３３に出力する。
数発生ＲＯＭ３９ａ及び３９ｂから得た係数を入力する
ＭＵＳＥ信号ＳＭにを掛けて、係数演算済みＭＵＳＥ信
号ＳＭ１及びＳＭ２を加算器３３に出力する。
【００５４】ＭＵＳＥ信号の有効走査線は１０３２本で
あるがハイビジョン信号の１０３５本から送信の都合上
３本少なくしているので、ＭＵＳＥ信号も有効走査線を
１０３５本と考えると、ＮＴＳＣの有効走査線は４８３
本であり、どちらの有効走査線率も９２％になり、有効
走査線の比は１５：７になる。すなわちＭＵＳＥ信号の
有効走査線を７／１５に、具体的にはＭＵＳＥ信号１５
本から７本を作成すれば４８３本になりＮＴＳＣ方式の
モニターで垂直方向を全部再現できる。
あるがハイビジョン信号の１０３５本から送信の都合上
３本少なくしているので、ＭＵＳＥ信号も有効走査線を
１０３５本と考えると、ＮＴＳＣの有効走査線は４８３
本であり、どちらの有効走査線率も９２％になり、有効
走査線の比は１５：７になる。すなわちＭＵＳＥ信号の
有効走査線を７／１５に、具体的にはＭＵＳＥ信号１５
本から７本を作成すれば４８３本になりＮＴＳＣ方式の
モニターで垂直方向を全部再現できる。
【００５５】以下、垂直走査変換回路１６の動作につい
て説明する。
て説明する。
【００５６】図１の入力信号処理回路３１でデイエンフ
ァシスや２次元内挿の信号処理を施された１０３５本対
応のＭＵＳＥ信号ＳＭが垂直走査変換回路１６に入力さ
れる。
ァシスや２次元内挿の信号処理を施された１０３５本対
応のＭＵＳＥ信号ＳＭが垂直走査変換回路１６に入力さ
れる。
【００５７】タイミング信号発生回路４０で変換するラ
インの始まり、すなわち映像データの始まりの信号をラ
イン周期作成回路３４に入力する。ライン周期作成回路
３４では、この信号から１５ライン周期で１から１５ま
でのライン周期信号Ｓ３４を繰り返し係数発生回路３９
に出力する。係数発生回路３９内の係数発生ＲＯＭ３９
ａ及び３９ｂは、それぞれライン周期信号Ｓ３４に基づ
き、図４で示すように１／７から１（０を含む）までの
係数を可変係数器３８Ａ及び３８Ｂにそれぞれ出力す
る。
インの始まり、すなわち映像データの始まりの信号をラ
イン周期作成回路３４に入力する。ライン周期作成回路
３４では、この信号から１５ライン周期で１から１５ま
でのライン周期信号Ｓ３４を繰り返し係数発生回路３９
に出力する。係数発生回路３９内の係数発生ＲＯＭ３９
ａ及び３９ｂは、それぞれライン周期信号Ｓ３４に基づ
き、図４で示すように１／７から１（０を含む）までの
係数を可変係数器３８Ａ及び３８Ｂにそれぞれ出力す
る。
【００５８】係数を受けた可変係数器３８Ｂ及び３８Ａ
は、それぞれＭＵＳＥ信号ＳＭ及びＭＵＳＥ信号ＳＭが
１ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みＭＵＳＥ信号ＳＭ２及びＳＭ１を加算器３３に出力
する。この例の場合２つの可変係数器３８Ａ及び３８は
同じ構成であるが、掛ける係数は図４の通り異なり、２
つの係数の和は１になるように設計されている。なお、
図４おいて、Ａの係数が可変係数器３８Ａで掛け合わせ
られる係数であり、Ｂの係数が可変係数器３８Ｂで掛け
合わせられる係数を示している。
は、それぞれＭＵＳＥ信号ＳＭ及びＭＵＳＥ信号ＳＭが
１ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みＭＵＳＥ信号ＳＭ２及びＳＭ１を加算器３３に出力
する。この例の場合２つの可変係数器３８Ａ及び３８は
同じ構成であるが、掛ける係数は図４の通り異なり、２
つの係数の和は１になるように設計されている。なお、
図４おいて、Ａの係数が可変係数器３８Ａで掛け合わせ
られる係数であり、Ｂの係数が可変係数器３８Ｂで掛け
合わせられる係数を示している。
【００５９】そして、加算器３３の加算出力が、図示し
ない選択手段により、図４に示すように、１５ラインに
７ラインの割合で選択されることにより、１５本の走査
線から７本の走査線に変換されて得られる中間信号Ｓ１
６が時間軸変換処理回路２′に出力される。
ない選択手段により、図４に示すように、１５ラインに
７ラインの割合で選択されることにより、１５本の走査
線から７本の走査線に変換されて得られる中間信号Ｓ１
６が時間軸変換処理回路２′に出力される。
【００６０】図３は垂直走査変換回路１６の他の構成例
を示すブロック図である。ここではラインメモリ３７を
２本（３７Ａ及び３７Ｂ）直列に使用するとともに、ラ
インメモリ３７Ａの出力が固定係数器３８Ａ（係数１／
２）に入力され、ラインメモリ３７Ｂの出力が可変係数
器３８Ｂに入力され、ＭＵＳＥ信号ＳＭが直接に可変係
数器３８Ｃに入力される。
を示すブロック図である。ここではラインメモリ３７を
２本（３７Ａ及び３７Ｂ）直列に使用するとともに、ラ
インメモリ３７Ａの出力が固定係数器３８Ａ（係数１／
２）に入力され、ラインメモリ３７Ｂの出力が可変係数
器３８Ｂに入力され、ＭＵＳＥ信号ＳＭが直接に可変係
数器３８Ｃに入力される。
【００６１】係数発生回路３９は係数発生ＲＯＭ３９
ｃ、１／２固定係数発生部３９ｄ及び減算器３９ｅから
構成され、係数発生ＲＯＭ３９ｃはライン周期信号Ｓ３
４に基づき係数を可変係数器３８Ｃ及び減算器３９ｅに
出力する。減算器３９ｅは、１／２固定係数発生部３９
ｄからの固定係数１／２に係数発生ＲＯＭ３９ｃからの
係数を減算した値を可変係数器３８Ｂに出力する。な
お、他の構成は、図２の構成例と同様であるため、説明
を省略する。
ｃ、１／２固定係数発生部３９ｄ及び減算器３９ｅから
構成され、係数発生ＲＯＭ３９ｃはライン周期信号Ｓ３
４に基づき係数を可変係数器３８Ｃ及び減算器３９ｅに
出力する。減算器３９ｅは、１／２固定係数発生部３９
ｄからの固定係数１／２に係数発生ＲＯＭ３９ｃからの
係数を減算した値を可変係数器３８Ｂに出力する。な
お、他の構成は、図２の構成例と同様であるため、説明
を省略する。
【００６２】このように構成することにより、１５本の
走査線から７本の走査線を作成するとき、３本の直線内
挿を用いてフィルタ特性を改善している。このときの係
数は、例えば、図５で示すように、１／２８から１３／
２８に変化しているが、基本的には１５本周期で係数が
変化している。
走査線から７本の走査線を作成するとき、３本の直線内
挿を用いてフィルタ特性を改善している。このときの係
数は、例えば、図５で示すように、１／２８から１３／
２８に変化しているが、基本的には１５本周期で係数が
変化している。
【００６３】＜時間軸変換処理回路＞図６は図１の時間
軸変換処理回路２′の主要部である時間軸変換メモリの
構成を示す図である。
軸変換処理回路２′の主要部である時間軸変換メモリの
構成を示す図である。
【００６４】同図に示すように、垂直走査変換回路１６
から得た中間信号Ｓ１６をデータ入力Ｄｉｎとして取り
込み、データ出力ＤｏｕｔからＮＴＳＣ信号Ｓ２を出力
する。この際、書き込みクロックＷＣＫに32.4ＭＨｚ発
振器１９の発振信号を受け、読み出しクロックＲＣＫに
28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を受ける。
から得た中間信号Ｓ１６をデータ入力Ｄｉｎとして取り
込み、データ出力ＤｏｕｔからＮＴＳＣ信号Ｓ２を出力
する。この際、書き込みクロックＷＣＫに32.4ＭＨｚ発
振器１９の発振信号を受け、読み出しクロックＲＣＫに
28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を受ける。
【００６５】システムクロックをＮＴＳＣのクロマのサ
ブキャリア（以降ｆｓｃとする）の８倍に選んだことか
ら、３２．４ＭＨＺで時間軸変換メモリ３５に書き込ま
れたデータ（中間信号Ｓ１６）を読みだすのには、図６
で示すように、８ｆｓｃ（28.63636ＭＨｚ）のクロック
で読みだす必要がある。
ブキャリア（以降ｆｓｃとする）の８倍に選んだことか
ら、３２．４ＭＨＺで時間軸変換メモリ３５に書き込ま
れたデータ（中間信号Ｓ１６）を読みだすのには、図６
で示すように、８ｆｓｃ（28.63636ＭＨｚ）のクロック
で読みだす必要がある。
【００６６】＜信号分離回路＞図７は、図１の信号分離
回路３′の内部構成を示すブロック図である。同図に示
すように、信号分離回路３′は、信号分離部３１、信号
分離・３−４データ変換部３２及びセレクタ４９から構
成される。
回路３′の内部構成を示すブロック図である。同図に示
すように、信号分離回路３′は、信号分離部３１、信号
分離・３−４データ変換部３２及びセレクタ４９から構
成される。
【００６７】信号分離部３１は、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を受
け、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及
びＢ−Ｙとに分離した分離信号Ｓ３１をセレクタ４９の
一方入力に出力する。
け、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及
びＢ−Ｙとに分離した分離信号Ｓ３１をセレクタ４９の
一方入力に出力する。
【００６８】信号分離・３−４データ変換部３２は、信
号分離部３１同様、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を輝度信号Ｙと色
差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離し、さらに両信号とも
に３つのデータから４つのデータを作成して変換された
変換分離信号Ｓ３２をセレクタ４９の他方入力に出力す
る。分離信号Ｓ３１及び変換分離信号Ｓ３２はともに、
図１の信号分離回路３′の出力のように、輝度信号Ｙと
色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとが独立に分離された信号で
あるが、便宜上、図７では１つの信号（Ｓ３１，Ｓ３
２）で図示している。また、信号分離部３１及び信号分
離・３−４データ変換部３２は、共に28.63636ＭＨｚ発
振器２０の発振信号をシステムクロックとして入力して
いる。
号分離部３１同様、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を輝度信号Ｙと色
差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離し、さらに両信号とも
に３つのデータから４つのデータを作成して変換された
変換分離信号Ｓ３２をセレクタ４９の他方入力に出力す
る。分離信号Ｓ３１及び変換分離信号Ｓ３２はともに、
図１の信号分離回路３′の出力のように、輝度信号Ｙと
色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとが独立に分離された信号で
あるが、便宜上、図７では１つの信号（Ｓ３１，Ｓ３
２）で図示している。また、信号分離部３１及び信号分
離・３−４データ変換部３２は、共に28.63636ＭＨｚ発
振器２０の発振信号をシステムクロックとして入力して
いる。
【００６９】セレクタ４９は、図示しないモード切り替
え信号付与手段より、ＮＴＳＣ方式の変換モードを指示
するモード切り替え信号ＳＳＷを受け、モード切り替え
信号ＳＳＷがフルモードあるいはワイドモード（以下、
「フル・ワイドモード」と略記する）を指示するとき分
離信号Ｓ３１を選択し、ズームモードを指示するとき変
換分離信号Ｓ３２を選択して次段のＹの画像処理回路１
７及びクロマエンコーダ１８（図１参照）に伝達する。
え信号付与手段より、ＮＴＳＣ方式の変換モードを指示
するモード切り替え信号ＳＳＷを受け、モード切り替え
信号ＳＳＷがフルモードあるいはワイドモード（以下、
「フル・ワイドモード」と略記する）を指示するとき分
離信号Ｓ３１を選択し、ズームモードを指示するとき変
換分離信号Ｓ３２を選択して次段のＹの画像処理回路１
７及びクロマエンコーダ１８（図１参照）に伝達する。
【００７０】従来のＭ−Ｎコンバータではフル・ワイド
モードとズームモードとを切り換えて使用する際、時間
軸変換後のシステムクロックを切り換えることにより実
現していた。
モードとズームモードとを切り換えて使用する際、時間
軸変換後のシステムクロックを切り換えることにより実
現していた。
【００７１】しかしながら、第１の実施例の信号分離回
路３′は、フル・ワイドモードとズームモードとで信号
分離処理内容を変え、特にズームモードでは、図８に示
すように、３個のデータを隣接する数点の直線内挿で４
個のデータを作成することでズームモードでの水平方向
の拡大を行うことにより、システムクロックを28.63636
ＭＨｚ発振器２０の発振信号一つにしている。
路３′は、フル・ワイドモードとズームモードとで信号
分離処理内容を変え、特にズームモードでは、図８に示
すように、３個のデータを隣接する数点の直線内挿で４
個のデータを作成することでズームモードでの水平方向
の拡大を行うことにより、システムクロックを28.63636
ＭＨｚ発振器２０の発振信号一つにしている。
【００７２】次に動作について説明する。
【００７３】モード切り替え信号ＳＳＷがフル・ワイド
モードを指示する場合、信号分離部３１により、ＮＴＳ
Ｃ信号Ｓ２が輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙと
に分離されて得られる分離信号Ｓ３１がセレクタ４９で
選択されて次段の回路に伝達される。
モードを指示する場合、信号分離部３１により、ＮＴＳ
Ｃ信号Ｓ２が輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙと
に分離されて得られる分離信号Ｓ３１がセレクタ４９で
選択されて次段の回路に伝達される。
【００７４】一方、モード切り替え信号ＳＳＷがズーム
モードを指示する場合、信号分離・３−４データ変換部
３２により、ＮＴＳＣ信号Ｓ２が輝度信号Ｙと色差信号
Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離され、さらに図８で示すよう
に、例えば輝度信号Ｙなら時間軸変換処理回路２′から
読み出されるＮＴＳＣ信号Ｓ２のデータ５６１ポイント
から７４８ポイントのデータを直線内挿によって作り出
す。これは、ズームモード時は、真円率を保つため、Ｎ
ＴＳＣ信号Ｓ２を水平方向に４／３倍しなくてはならな
いためである。
モードを指示する場合、信号分離・３−４データ変換部
３２により、ＮＴＳＣ信号Ｓ２が輝度信号Ｙと色差信号
Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離され、さらに図８で示すよう
に、例えば輝度信号Ｙなら時間軸変換処理回路２′から
読み出されるＮＴＳＣ信号Ｓ２のデータ５６１ポイント
から７４８ポイントのデータを直線内挿によって作り出
す。これは、ズームモード時は、真円率を保つため、Ｎ
ＴＳＣ信号Ｓ２を水平方向に４／３倍しなくてはならな
いためである。
【００７５】以下、その理由を簡単に説明する。フル・
ワイドモード時において、ＮＴＳＣ信号Ｓ２の全有効走
査線数をＮＴＳＣ方式の有効走査線数の４８３本に変換
しているため、ＮＴＳＣ方式の横縦比１６：９でモニタ
表示すると真円率を保つことができる。したがって、信
号分離回路３′は、フル・ワイドモード時には、単にＮ
ＴＳＣ信号Ｓ２を輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−
Ｙとに分離すればよい。
ワイドモード時において、ＮＴＳＣ信号Ｓ２の全有効走
査線数をＮＴＳＣ方式の有効走査線数の４８３本に変換
しているため、ＮＴＳＣ方式の横縦比１６：９でモニタ
表示すると真円率を保つことができる。したがって、信
号分離回路３′は、フル・ワイドモード時には、単にＮ
ＴＳＣ信号Ｓ２を輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−
Ｙとに分離すればよい。
【００７６】一方、ズームモード時は、ＮＴＳＣ信号Ｓ
２より得られる画面の両端部分を１／４カットして、中
央部を４：３（１２：９）のモニタに表示する。このと
き、信号分離回路３′のシステムクロックを単一にして
いるため、画面の両端部分をカットした分、１水平期間
の画素数を補う必要がある。したがって、信号分離回路
３′は、画素数を３ポイントから４ポイントに変換して
ＮＴＳＣ信号Ｓ２を水平方向に４／３倍している。
２より得られる画面の両端部分を１／４カットして、中
央部を４：３（１２：９）のモニタに表示する。このと
き、信号分離回路３′のシステムクロックを単一にして
いるため、画面の両端部分をカットした分、１水平期間
の画素数を補う必要がある。したがって、信号分離回路
３′は、画素数を３ポイントから４ポイントに変換して
ＮＴＳＣ信号Ｓ２を水平方向に４／３倍している。
【００７７】このように、信号分離部３１からの分離信
号Ｓ３１と信号分離・３−４データ変換部３２からの変
換分離信号Ｓ３２とをモードに応じて切り換えることに
より、信号分離回路３′は、単一のクロック（28.63636
ＭＨｚ発振器２０の発振信号）で動作することができ
る。
号Ｓ３１と信号分離・３−４データ変換部３２からの変
換分離信号Ｓ３２とをモードに応じて切り換えることに
より、信号分離回路３′は、単一のクロック（28.63636
ＭＨｚ発振器２０の発振信号）で動作することができ
る。
【００７８】＜ＰＬＬ回路（全般）＞28.63636ＭＨｚ発
振器２０の発振信号はサブキャリア周波数ｆｓｃの整数
倍（８倍）であるため、Ｙの画像処理回路１７及びクロ
マエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振
信号を分周する等によりサブキャリア周波数を生成する
ことができる。したがって、Ｙの画像処理回路１７及び
クロマエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の
発振信号をシステムクロックとすることができる。
振器２０の発振信号はサブキャリア周波数ｆｓｃの整数
倍（８倍）であるため、Ｙの画像処理回路１７及びクロ
マエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振
信号を分周する等によりサブキャリア周波数を生成する
ことができる。したがって、Ｙの画像処理回路１７及び
クロマエンコーダ１８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の
発振信号をシステムクロックとすることができる。
【００７９】また、前述したように、信号分離回路３′
は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を単一のシス
テムクロックとして入力し、フル・ワイドモード用の輝
度信号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙと、ズームモ
ード用の輝度信号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙと
を分離出力することができる。
は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を単一のシス
テムクロックとして入力し、フル・ワイドモード用の輝
度信号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙと、ズームモ
ード用の輝度信号Ｙ並びに色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙと
を分離出力することができる。
【００８０】その結果、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ
のシステムクロック用の発振器は、ＭＵＳＥ方式とＮＴ
ＳＣ方式とのシステムクロックをＰＬＬするに際して、
ＭＵＳＥ方式用の32.4ＭＨｚ発振器１９とＮＴＳＣ方式
用の28.63636ＭＨｚ発振器２０との２種類で済ますこと
ができるため、必要なＰＬＬ回路は、32.4ＭＨｚ発振器
１９の発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号
とを位相同期させるＰＬＬ回路２１の１つでよい。
のシステムクロック用の発振器は、ＭＵＳＥ方式とＮＴ
ＳＣ方式とのシステムクロックをＰＬＬするに際して、
ＭＵＳＥ方式用の32.4ＭＨｚ発振器１９とＮＴＳＣ方式
用の28.63636ＭＨｚ発振器２０との２種類で済ますこと
ができるため、必要なＰＬＬ回路は、32.4ＭＨｚ発振器
１９の発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号
とを位相同期させるＰＬＬ回路２１の１つでよい。
【００８１】したがって、ＰＬＬ回路の数を従来より減
少させることができる分、簡単な回路構成のＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣコンバータを得ることができる。
少させることができる分、簡単な回路構成のＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣコンバータを得ることができる。
【００８２】＜ＰＬＬ回路（その１）＞図９は、図１の
ＰＬＬ回路２１の第１の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号が３３７５カウンタ２３に出力され、28.63636ＭＨｚ
発振器２０の発振信号が２９８３カウンタ２４に出力さ
れる。
ＰＬＬ回路２１の第１の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号が３３７５カウンタ２３に出力され、28.63636ＭＨｚ
発振器２０の発振信号が２９８３カウンタ２４に出力さ
れる。
【００８３】３３７５カウンタ２３は、32.4ＭＨｚ発振
器１９の発振信号を１／３３７５に分周して位相比較回
路２５の一方入力に出力し、２９８３カウンタ２４は2
8.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を１／２９８３に
分周して位相比較回路２５の他方入力に出力する。
器１９の発振信号を１／３３７５に分周して位相比較回
路２５の一方入力に出力し、２９８３カウンタ２４は2
8.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を１／２９８３に
分周して位相比較回路２５の他方入力に出力する。
【００８４】位相比較回路２５は一方入力及び他方入力
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号Ｓ２５を積分器２６に出力する。積分器２６は位相
比較信号Ｓ２５を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636ＭＨｚ発振器２０に出力する。
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号Ｓ２５を積分器２６に出力する。積分器２６は位相
比較信号Ｓ２５を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636ＭＨｚ発振器２０に出力する。
【００８５】このように、28.63636ＭＨｚ発振器２０、
２９８３カウンタ２４、位相比較回路２５及び積分器２
６によりループを構成している。
２９８３カウンタ２４、位相比較回路２５及び積分器２
６によりループを構成している。
【００８６】したがって、32.4ＭＨｚの発振信号を３３
７５カウンタ２３で３３７５回カウントした信号と、2
8.63636ＭＨｚの発振信号を２９８３カウンタ２４で２
９８３回カウントした信号との位相差が位相比較回路２
５で検出され、積分器２６を介して28.63636ＭＨｚ発振
器２０の位相制御信号として28.63636ＭＨｚ発振器２０
に出力されることにより、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振
信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号との位相を
同期させるＰＬＬ回路が形成される。第１の構成例の場
合、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信号と28.63636ＭＨｚ
発振器２０の発振信号とをそれぞれ３３７５：２９８３
の割合で分周したため、３３７５カウンタ２３及び２９
８３カウンタ２４で分周後の信号の最大公約周波数は９
６００Ｈｚとなり、この最大公約周波数で生成される生
成サブキャリア周波数ｆｓｃ′は３．５７９６００ＭＨ
ｚとなり、実際に必要なサブキャリア周波数ｆｓｃであ
る３．５７９５４５ＭＨとの誤差は５４．７Ｈｚとな
る。
７５カウンタ２３で３３７５回カウントした信号と、2
8.63636ＭＨｚの発振信号を２９８３カウンタ２４で２
９８３回カウントした信号との位相差が位相比較回路２
５で検出され、積分器２６を介して28.63636ＭＨｚ発振
器２０の位相制御信号として28.63636ＭＨｚ発振器２０
に出力されることにより、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振
信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号との位相を
同期させるＰＬＬ回路が形成される。第１の構成例の場
合、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信号と28.63636ＭＨｚ
発振器２０の発振信号とをそれぞれ３３７５：２９８３
の割合で分周したため、３３７５カウンタ２３及び２９
８３カウンタ２４で分周後の信号の最大公約周波数は９
６００Ｈｚとなり、この最大公約周波数で生成される生
成サブキャリア周波数ｆｓｃ′は３．５７９６００ＭＨ
ｚとなり、実際に必要なサブキャリア周波数ｆｓｃであ
る３．５７９５４５ＭＨとの誤差は５４．７Ｈｚとな
る。
【００８７】したがって、最大公約周波数９６００Ｈｚ
は、垂直走査周波数６０Ｈｚの３倍以上であり、垂直走
査期間中に３回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数ｆｓｃ′と実際のサブキ
ャリア周波数ｆｓｃとの誤差は５４．７Ｈｚであり、ク
ロマの引き込み周波数の１０％程度（５０Ｈｚ程度）に
収めているため、他の動作に支障をきたさないＰＬＬ回
路２１を形成することができる。
は、垂直走査周波数６０Ｈｚの３倍以上であり、垂直走
査期間中に３回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数ｆｓｃ′と実際のサブキ
ャリア周波数ｆｓｃとの誤差は５４．７Ｈｚであり、ク
ロマの引き込み周波数の１０％程度（５０Ｈｚ程度）に
収めているため、他の動作に支障をきたさないＰＬＬ回
路２１を形成することができる。
【００８８】＜ＰＬＬ回路（その２）＞図１０は、図１
のＰＬＬ回路２１の第２の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号が１８００００カウンタ２７に出力され、28.63636Ｍ
Ｈｚ発振器２０の発振信号が１５９０９１カウンタ２８
に出力される。
のＰＬＬ回路２１の第２の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号が１８００００カウンタ２７に出力され、28.63636Ｍ
Ｈｚ発振器２０の発振信号が１５９０９１カウンタ２８
に出力される。
【００８９】１８００００カウンタ２７は、32.4ＭＨｚ
発振器１９の発振信号を１／１８０００に分周して位相
比較回路２５の一方入力に出力し、１５９０９１カウン
タ２８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を１／
１５９０９１に分周して位相比較回路２５の他方入力に
出力する．位相比較回路２５は一方入力及び他方入力そ
れぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較信
号Ｓ２５を積分器２６に出力する。積分器２６は位相比
較信号Ｓ２５を積分して得られる信号を位相制御用の信
号として28.63636ＭＨｚ発振器２０に出力する。
発振器１９の発振信号を１／１８０００に分周して位相
比較回路２５の一方入力に出力し、１５９０９１カウン
タ２８は、28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を１／
１５９０９１に分周して位相比較回路２５の他方入力に
出力する．位相比較回路２５は一方入力及び他方入力そ
れぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較信
号Ｓ２５を積分器２６に出力する。積分器２６は位相比
較信号Ｓ２５を積分して得られる信号を位相制御用の信
号として28.63636ＭＨｚ発振器２０に出力する。
【００９０】このように、28.63636ＭＨｚ発振器２０、
１５９０９１カウンタ２８、位相比較回路２５及び積分
器２６によりループを構成している。
１５９０９１カウンタ２８、位相比較回路２５及び積分
器２６によりループを構成している。
【００９１】したがって、32.4ＭＨｚの発振信号を１８
００００カウンタ２７で１８００００回カウントした信
号と、28.63636ＭＨｚの発振信号を１５９０９１カウン
タ２８で１５９０９１回カウントした信号との位相差が
位相比較回路２５で検出され、積分器２６を介して28.6
3636ＭＨｚ発振器２０の位相制御信号として28.63636Ｍ
Ｈｚ発振器２０に出力されることにより、32.4ＭＨｚ発
振器１９の発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振
信号との位相を同期させるＰＬＬ回路が形成される。第
２の構成例の場合、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信号と
28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号とをそれぞれ１８
００００：１５９０９１の割合で分周したため、１８０
０００カウンタ２７及び１５９０９１カウンタ２８での
分周後の信号の最大公約周波数は１８０Ｈｚとなり、こ
の最大公約周波数で生成される生成サブキャリア周波数
ｆｓｃ′は３．５７９５４７５ＭＨｚとなり、実際に必
要なサブキャリア周波数ｆｓｃである３．５７９５４５
ＭＨとの誤差は２．２Ｈｚとなる。
００００カウンタ２７で１８００００回カウントした信
号と、28.63636ＭＨｚの発振信号を１５９０９１カウン
タ２８で１５９０９１回カウントした信号との位相差が
位相比較回路２５で検出され、積分器２６を介して28.6
3636ＭＨｚ発振器２０の位相制御信号として28.63636Ｍ
Ｈｚ発振器２０に出力されることにより、32.4ＭＨｚ発
振器１９の発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振
信号との位相を同期させるＰＬＬ回路が形成される。第
２の構成例の場合、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信号と
28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号とをそれぞれ１８
００００：１５９０９１の割合で分周したため、１８０
０００カウンタ２７及び１５９０９１カウンタ２８での
分周後の信号の最大公約周波数は１８０Ｈｚとなり、こ
の最大公約周波数で生成される生成サブキャリア周波数
ｆｓｃ′は３．５７９５４７５ＭＨｚとなり、実際に必
要なサブキャリア周波数ｆｓｃである３．５７９５４５
ＭＨとの誤差は２．２Ｈｚとなる。
【００９２】したがって、最大公約周波数１８０Ｈｚ
は、垂直走査周波数６０Ｈｚの３倍であり、垂直走査期
間中に３回、分周後の信号を同期させることができ、生
成サブキャリア周波数ｆｓｃ′と実際のサブキャリア周
波数ｆｓｃとの誤差は２．２Ｈｚであり、クロマの引き
込み周波数の１０％以下に収めているため、他の動作に
支障をきたさないＰＬＬ回路２１を形成することができ
る。
は、垂直走査周波数６０Ｈｚの３倍であり、垂直走査期
間中に３回、分周後の信号を同期させることができ、生
成サブキャリア周波数ｆｓｃ′と実際のサブキャリア周
波数ｆｓｃとの誤差は２．２Ｈｚであり、クロマの引き
込み周波数の１０％以下に収めているため、他の動作に
支障をきたさないＰＬＬ回路２１を形成することができ
る。
【００９３】＜ＰＬＬ回路（その３）＞図１１は、図１
のＰＬＬ回路２１の第３の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号が２１６００カウンタ２９に出力され、28.63636ＭＨ
ｚ発振器２０の発振信号が１９０９１カウンタ３０に出
力される。
のＰＬＬ回路２１の第３の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信
号が２１６００カウンタ２９に出力され、28.63636ＭＨ
ｚ発振器２０の発振信号が１９０９１カウンタ３０に出
力される。
【００９４】２１６００カウンタ２９は、32.4ＭＨｚ発
振器１９の発振信号を１／２１６００に分周して位相比
較回路２５の一方入力に出力し、１９０９１カウンタ３
０は28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を１／１９０
９１に分周して位相比較回路２５の他方入力に出力す
る。
振器１９の発振信号を１／２１６００に分周して位相比
較回路２５の一方入力に出力し、１９０９１カウンタ３
０は28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号を１／１９０
９１に分周して位相比較回路２５の他方入力に出力す
る。
【００９５】位相比較回路２５は一方入力及び他方入力
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号Ｓ２５を積分器２６に出力する。積分器２６は位相
比較信号Ｓ２５を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636ＭＨｚ発振器２０に出力する。
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号Ｓ２５を積分器２６に出力する。積分器２６は位相
比較信号Ｓ２５を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636ＭＨｚ発振器２０に出力する。
【００９６】このように、28.63636ＭＨｚ発振器２０、
１９０９１カウンタ３０、位相比較回路２５及び積分器
２６によりループを構成している。
１９０９１カウンタ３０、位相比較回路２５及び積分器
２６によりループを構成している。
【００９７】したがって、32.4ＭＨｚの発振信号を２１
６００カウンタ２９で２１６００回カウントした信号
と、28.63636ＭＨｚの発振信号を１９０９１カウンタ３
０で１９０９１回カウントした信号との位相差が位相比
較回路２５で検出され、積分器２６を介して28.63636Ｍ
Ｈｚ発振器２０の位相制御信号として28.63636ＭＨｚ発
振器２０に出力されることにより、32.4ＭＨｚ発振器１
９の発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号と
の位相を同期させるＰＬＬ回路が形成される。第３の構
成例の場合、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信号と28.636
36ＭＨｚ発振器２０の発振信号ををそれぞれ２１６０
０：１９０９１の割合で分周したため、２１６００カウ
ンタ２９及び１９０９１カウンタ３０での分周後の信号
の最大公約周波数は１５００Ｈｚとなり、この最大公約
周波数で生成される生成サブキャリア周波数ｆｓｃ′は
３．５７９５６２５ＭＨｚとなり、実際に必要なサブキ
ャリア周波数ｆｓｃである３．５７９５４５ＭＨとの誤
差は１７．２Ｈｚとなる。
６００カウンタ２９で２１６００回カウントした信号
と、28.63636ＭＨｚの発振信号を１９０９１カウンタ３
０で１９０９１回カウントした信号との位相差が位相比
較回路２５で検出され、積分器２６を介して28.63636Ｍ
Ｈｚ発振器２０の位相制御信号として28.63636ＭＨｚ発
振器２０に出力されることにより、32.4ＭＨｚ発振器１
９の発振信号と28.63636ＭＨｚ発振器２０の発振信号と
の位相を同期させるＰＬＬ回路が形成される。第３の構
成例の場合、32.4ＭＨｚ発振器１９の発振信号と28.636
36ＭＨｚ発振器２０の発振信号ををそれぞれ２１６０
０：１９０９１の割合で分周したため、２１６００カウ
ンタ２９及び１９０９１カウンタ３０での分周後の信号
の最大公約周波数は１５００Ｈｚとなり、この最大公約
周波数で生成される生成サブキャリア周波数ｆｓｃ′は
３．５７９５６２５ＭＨｚとなり、実際に必要なサブキ
ャリア周波数ｆｓｃである３．５７９５４５ＭＨとの誤
差は１７．２Ｈｚとなる。
【００９８】したがって、最大公約周波数１５００Ｈｚ
は、垂直走査周波数６０Ｈｚの３倍以上であり、垂直走
査期間中に３回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数ｆｓｃ′と実際のサブキ
ャリア周波数ｆｓｃとの誤差は１７．２Ｈｚであり、ク
ロマの引き込み周波数の１０％程度以下に収めているた
め、他の動作に支障をきたさないＰＬＬ回路２１を形成
することができる。
は、垂直走査周波数６０Ｈｚの３倍以上であり、垂直走
査期間中に３回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数ｆｓｃ′と実際のサブキ
ャリア周波数ｆｓｃとの誤差は１７．２Ｈｚであり、ク
ロマの引き込み周波数の１０％程度以下に収めているた
め、他の動作に支障をきたさないＰＬＬ回路２１を形成
することができる。
【００９９】＜＜第２の実施例＞＞図１２はこの発明の
第２の実施例であるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータの構
成を示すブロック図である。
第２の実施例であるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータの構
成を示すブロック図である。
【０１００】図１２において、１はすでにデジタル信号
化されたＭＵＳＥ信号ＳＭを受ける入力信号処理回路で
あり、ＭＵＳＥ信号ＳＭに対し、ディエンファシスやコ
ントロール信号検出、リサンプリングのためのＰＬＬ同
期処理及びリサンプリングしたデータの２次元内挿等の
処理を施して垂直走査変換回路１６に出力する。
化されたＭＵＳＥ信号ＳＭを受ける入力信号処理回路で
あり、ＭＵＳＥ信号ＳＭに対し、ディエンファシスやコ
ントロール信号検出、リサンプリングのためのＰＬＬ同
期処理及びリサンプリングしたデータの２次元内挿等の
処理を施して垂直走査変換回路１６に出力する。
【０１０１】垂直走査変換回路１６は入力信号処理回路
１を経たＭＵＳＥ信号ＳＭの１１２５本の垂直走査線数
をＮＴＳＣ方式用の５２５本に変換して中間信号Ｓ１６
を時間軸変換処理回路２′に出力する。
１を経たＭＵＳＥ信号ＳＭの１１２５本の垂直走査線数
をＮＴＳＣ方式用の５２５本に変換して中間信号Ｓ１６
を時間軸変換処理回路２′に出力する。
【０１０２】時間軸変換処理回路２′は、中間信号Ｓ１
６をＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式に時間軸変換してＮ
ＴＳＣ信号Ｓ２を信号分離回路３′に出力する。
６をＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式に時間軸変換してＮ
ＴＳＣ信号Ｓ２を信号分離回路３′に出力する。
【０１０３】信号分離回路３′は、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を
受け、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離
して輝度信号ＹをＹの画像処理回路１７に出力し、色差
信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをデジタルクロマエンコーダ４１
に出力する。この際、第１の実施例同様、フル・ワイド
モード時とズームモード時とで処理内容を違えることに
より、単一のシステムクロック（14.31818ＭＨｚ発振器
３６の発振信号）で両モードの処理を対応可能にしてい
る。
受け、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離
して輝度信号ＹをＹの画像処理回路１７に出力し、色差
信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをデジタルクロマエンコーダ４１
に出力する。この際、第１の実施例同様、フル・ワイド
モード時とズームモード時とで処理内容を違えることに
より、単一のシステムクロック（14.31818ＭＨｚ発振器
３６の発振信号）で両モードの処理を対応可能にしてい
る。
【０１０４】Ｙの画像処理回路１７は、輝度信号Ｙに様
々な処理を施してＤ／Ａ変換器１０Ａに出力する。
々な処理を施してＤ／Ａ変換器１０Ａに出力する。
【０１０５】デジタルクロマエンコーダ４１は、色差信
号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙを1 ／14.31818μＳおきに交互にサ
ンプリングして、色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹに
対し種々の信号処理を施した後、14.31818ＭＨｚ発振器
３６の発振信号Ｓ３６に基づきサブキャリアを生成し、
このサブキャリアを色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹ
で変調することにより、ＮＴＳＣ方式のデジタルクロマ
信号Ｓ４１を生成してＤ／Ａ変換器１０Ｂに出力する。
号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙを1 ／14.31818μＳおきに交互にサ
ンプリングして、色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹに
対し種々の信号処理を施した後、14.31818ＭＨｚ発振器
３６の発振信号Ｓ３６に基づきサブキャリアを生成し、
このサブキャリアを色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹ
で変調することにより、ＮＴＳＣ方式のデジタルクロマ
信号Ｓ４１を生成してＤ／Ａ変換器１０Ｂに出力する。
【０１０６】Ｄ／Ａ変換器１０Ａは、Ｙの画像処理回路
１７を経た輝度信号ＹをＤ／Ａ変換して輝度出力信号Ｙ
ＯＵＴを出力し、Ｄ／Ａ変換器１０Ｂは、デジタルクロ
マ信号Ｓ４１をＤ／Ａ変換してアナログのクロマ出力信
号ＣＯＵＴを出力する。
１７を経た輝度信号ＹをＤ／Ａ変換して輝度出力信号Ｙ
ＯＵＴを出力し、Ｄ／Ａ変換器１０Ｂは、デジタルクロ
マ信号Ｓ４１をＤ／Ａ変換してアナログのクロマ出力信
号ＣＯＵＴを出力する。
【０１０７】なお、入力信号処理回路１は16.2ＭＨｚ発
振器１２の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路１６は、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
２′は16.2ＭＨｚ発振器１２及び14.31818ＭＨｚ発振器
３６の発振信号をシステムクロックとしており、信号分
離回路３′、Ｙの画像処理回路１７及びデジタルクロマ
エンコーダ４１は、14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信
号をシステムクロックとしている。
振器１２の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路１６は、16.2ＭＨｚ発振器１２の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
２′は16.2ＭＨｚ発振器１２及び14.31818ＭＨｚ発振器
３６の発振信号をシステムクロックとしており、信号分
離回路３′、Ｙの画像処理回路１７及びデジタルクロマ
エンコーダ４１は、14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信
号をシステムクロックとしている。
【０１０８】図１２に示すように、デジタルクロマエン
コーダ４１は14.31818ＭＨｚ発振器３６からの発振信号
をシステムクロックとしている。この発振信号の周波数
は、14.31818ＭＨｚ、つまり、サブキャリア周波数ｆｓ
ｃの４倍の周波数である。
コーダ４１は14.31818ＭＨｚ発振器３６からの発振信号
をシステムクロックとしている。この発振信号の周波数
は、14.31818ＭＨｚ、つまり、サブキャリア周波数ｆｓ
ｃの４倍の周波数である。
【０１０９】＜デジタルクロマエンコーダ（原理）＞図
１３は、デジタルクロマエンコーダ４１の色差信号Ｒ−
Ｙ及びＢ−Ｙのサンプリング動作を示す波形図である。
同図に示すように、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは、互い
に位相が９０゜異なる信号である。
１３は、デジタルクロマエンコーダ４１の色差信号Ｒ−
Ｙ及びＢ−Ｙのサンプリング動作を示す波形図である。
同図に示すように、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙは、互い
に位相が９０゜異なる信号である。
【０１１０】したがって、図１３の矢印で示すタイミン
グ（周波数14.31818ＭＨｚ）で、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ
−Ｙを交互にサンプリングすることにより、色差信号Ｒ
−Ｙ及び色差信号ＢーＹの合成信号であるクロマ信号Ｃ
を容易に得ることができる。
グ（周波数14.31818ＭＨｚ）で、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ
−Ｙを交互にサンプリングすることにより、色差信号Ｒ
−Ｙ及び色差信号ＢーＹの合成信号であるクロマ信号Ｃ
を容易に得ることができる。
【０１１１】このように、サブキャリア周波数ｆｓｃの
４倍の周波数の14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信号Ｓ
３６をシステムクロックにすることにより、デジタル回
路でクロマエンコーダを構成できるため、小規模な回路
構成でＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得ることができ
る。
４倍の周波数の14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信号Ｓ
３６をシステムクロックにすることにより、デジタル回
路でクロマエンコーダを構成できるため、小規模な回路
構成でＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得ることができ
る。
【０１１２】＜ＮＴＳＣタイミング信号発生回路（その
１）＞図２６は、ＮＴＳＣタイミング信号発生回路の構
成を示すブロック図である。同図に示すように、ＮＴＳ
Ｃタイミング信号発生回路５８は、ＭＵＳＥ信号ＳＭか
らのトリガ信号ＳＴ及び14.31818ＭＨｚ発振器３６の発
振信号Ｓ３６を受ける。なお、トリガ信号ＳＴは、ＭＵ
ＳＥ方式の信号のフレーム開始時点を示すタイミング信
号である。
１）＞図２６は、ＮＴＳＣタイミング信号発生回路の構
成を示すブロック図である。同図に示すように、ＮＴＳ
Ｃタイミング信号発生回路５８は、ＭＵＳＥ信号ＳＭか
らのトリガ信号ＳＴ及び14.31818ＭＨｚ発振器３６の発
振信号Ｓ３６を受ける。なお、トリガ信号ＳＴは、ＭＵ
ＳＥ方式の信号のフレーム開始時点を示すタイミング信
号である。
【０１１３】そいて、ＮＴＳＣタイミング信号発生回路
５８は、トリガ信号ＳＴ及び発振信号Ｓ３６に基づき、
色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号ＳＭＣ、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号ＳＢＰ、領域切
り替え信号ＳＡＣ、ブランキング信号ＳＢＫ、フレーム
信号ＳＦ及び垂直同期信号ＳＶ等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
５８は、トリガ信号ＳＴ及び発振信号Ｓ３６に基づき、
色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号ＳＭＣ、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号ＳＢＰ、領域切
り替え信号ＳＡＣ、ブランキング信号ＳＢＫ、フレーム
信号ＳＦ及び垂直同期信号ＳＶ等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
【０１１４】＜デジタルクロマエンコーダ（第１の構成
例）＞図１４は、デジタルクロマエンコーダ４１の第１
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。なお、Ｒ−Ｙバースト
データＤBT（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT
（Ｂ−Ｙ）は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。
例）＞図１４は、デジタルクロマエンコーダ４１の第１
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。なお、Ｒ−Ｙバースト
データＤBT（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT
（Ｂ−Ｙ）は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。
【０１１５】一方、セレクタ４３の一方入力に色差信号
Ｒ−Ｙが付与され、セレクタ４３の他方入力に色差信号
ＢーＹが付与される。
Ｒ−Ｙが付与され、セレクタ４３の他方入力に色差信号
ＢーＹが付与される。
【０１１６】セレクタ４２及びセレクタ４３はそれぞれ
多重制御信号ＳＭＣに基づきスイッチング制御される。
多重制御信号ＳＭＣは、周波数14.31818ＭＨｚのタイミ
ングでセレクタ４２及び４３の一方入力接続及び他方入
力接続を交互に指示する。
多重制御信号ＳＭＣに基づきスイッチング制御される。
多重制御信号ＳＭＣは、周波数14.31818ＭＨｚのタイミ
ングでセレクタ４２及び４３の一方入力接続及び他方入
力接続を交互に指示する。
【０１１７】セレクタ４２及びセレクタ４３の出力はそ
れぞれセレクタ４４の一方入力及び他方入力に接続され
る。
れぞれセレクタ４４の一方入力及び他方入力に接続され
る。
【０１１８】セレクタ４４は、バースト位置信号ＳＢＰ
に基づきスイッチング制御される。バースト位置信号Ｓ
ＢＰは、バースト位置を指示するタイミングでセレクタ
４４の一方入力接続を指示し、それ以外のタイミングで
セレクタ４４の他方入力接続を指示する。
に基づきスイッチング制御される。バースト位置信号Ｓ
ＢＰは、バースト位置を指示するタイミングでセレクタ
４４の一方入力接続を指示し、それ以外のタイミングで
セレクタ４４の他方入力接続を指示する。
【０１１９】セレクタ４４の出力はエンコード部４５に
入力される。エンコード部４５は、サブキャリア生成回
路４６よりサブキャリアを受け、このサブキャリアを、
セレクタ４４の出力より得られる信号で変調してデジタ
ルクロマ信号Ｓ４１を出力する。
入力される。エンコード部４５は、サブキャリア生成回
路４６よりサブキャリアを受け、このサブキャリアを、
セレクタ４４の出力より得られる信号で変調してデジタ
ルクロマ信号Ｓ４１を出力する。
【０１２０】サブキャリア生成回路４６は、14.31818Ｍ
Ｈｚ発振器３６の発振信号Ｓ３６を１／４に分周して、
サブキャリア周波数ｆｓｃの信号を内部で生成し、この
信号に基づきサブキャリアを生成する。
Ｈｚ発振器３６の発振信号Ｓ３６を１／４に分周して、
サブキャリア周波数ｆｓｃの信号を内部で生成し、この
信号に基づきサブキャリアを生成する。
【０１２１】このような構成において、多重制御信号Ｓ
ＭＣの制御下で、セレクタ４３の出力から色差信号Ｒ−
Ｙと色差信号ＢーＹとの色差多重信号を得るとともに、
セレクタ４２の出力からＲ−ＹバーストデータＤBT（Ｒ
−Ｙ）とＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）とのバー
スト多重信号を得る。
ＭＣの制御下で、セレクタ４３の出力から色差信号Ｒ−
Ｙと色差信号ＢーＹとの色差多重信号を得るとともに、
セレクタ４２の出力からＲ−ＹバーストデータＤBT（Ｒ
−Ｙ）とＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）とのバー
スト多重信号を得る。
【０１２２】そして、バースト位置信号ＳＢＰの制御下
で、色差多重信号にバースト多重信号を付加したバース
ト付き色差多重信号をセレクタ４４の出力から得る。
で、色差多重信号にバースト多重信号を付加したバース
ト付き色差多重信号をセレクタ４４の出力から得る。
【０１２３】そして、エンコード部４５は、サブキャリ
ア生成回路４６からのサブキャリアを、セレクタ４４の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号Ｓ４１を生成して次段のＤ／Ａ
変換器１０Ｂに出力する。この際、バーストとの位相が
保てるように色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙの色差信号分離
時の極性を適宜反転させる。
ア生成回路４６からのサブキャリアを、セレクタ４４の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号Ｓ４１を生成して次段のＤ／Ａ
変換器１０Ｂに出力する。この際、バーストとの位相が
保てるように色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙの色差信号分離
時の極性を適宜反転させる。
【０１２４】＜デジタルクロマエンコーダ（第２の構成
例）＞図１５は、デジタルクロマエンコーダ４１の第２
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。
例）＞図１５は、デジタルクロマエンコーダ４１の第２
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。
【０１２５】加算器４７は一方入力に色差信号Ｒ−Ｙ、
他方入力にＲ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）を
それぞれ取り込み、その加算結果である第１のオフセッ
ト加算色差信号をオーバー・アンダーフロー回路６１に
出力する。また、加算器４８は一方入力に色差信号Ｂー
Ｙ、他方入力にＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−
Ｙ）をそれぞれ取り込み、その加算結果である第２のオ
フセット加算色差信号オーバー・アンダーフロー回路６
２に出力する。なお、Ｒ−ＹオフセットデータＤOFF
（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−
Ｙ）は、外部よりコントロール可能な数ビットのデジタ
ルデータであり、図示しないオフセットデータ付与手段
により付与される。
他方入力にＲ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）を
それぞれ取り込み、その加算結果である第１のオフセッ
ト加算色差信号をオーバー・アンダーフロー回路６１に
出力する。また、加算器４８は一方入力に色差信号Ｂー
Ｙ、他方入力にＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−
Ｙ）をそれぞれ取り込み、その加算結果である第２のオ
フセット加算色差信号オーバー・アンダーフロー回路６
２に出力する。なお、Ｒ−ＹオフセットデータＤOFF
（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−
Ｙ）は、外部よりコントロール可能な数ビットのデジタ
ルデータであり、図示しないオフセットデータ付与手段
により付与される。
【０１２６】オーバー・アンダーフロー回路６１は、第
１のオフセット加算色差信号を受け、第１のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合は第１のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第１のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ４３の一方入力に出力する。
１のオフセット加算色差信号を受け、第１のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合は第１のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第１のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ４３の一方入力に出力する。
【０１２７】オーバー・アンダーフロー回路６２は、第
２のオフセット加算色差信号を受け、第２のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合に第２のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第２のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ４３の他方入力に出力する。
２のオフセット加算色差信号を受け、第２のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合に第２のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第２のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ４３の他方入力に出力する。
【０１２８】セレクタ４２及びセレクタ４３は、第１の
構成例と同様、それぞれ多重制御信号ＳＭＣに基づきス
イッチング制御される。
構成例と同様、それぞれ多重制御信号ＳＭＣに基づきス
イッチング制御される。
【０１２９】また、セレクタ４２、セレクタ４３、セレ
クタ４４、エンコード部４５及びサブキャリア生成回路
４６は、第１の構成例と同様であるため、それぞれの説
明は省略する。
クタ４４、エンコード部４５及びサブキャリア生成回路
４６は、第１の構成例と同様であるため、それぞれの説
明は省略する。
【０１３０】このような構成において、加算器４７によ
り、色差信号Ｒ−ＹにＲ−ＹオフセットデータＤOFF
（Ｒ−Ｙ）が付加され、さらに、オーバー・アンダーフ
ロー回路６１によりフロー状態がある場合は補正され
て、第１のオフセット加算色差信号がセレクタ４３の一
方入力に付与される。
り、色差信号Ｒ−ＹにＲ−ＹオフセットデータＤOFF
（Ｒ−Ｙ）が付加され、さらに、オーバー・アンダーフ
ロー回路６１によりフロー状態がある場合は補正され
て、第１のオフセット加算色差信号がセレクタ４３の一
方入力に付与される。
【０１３１】同様に、加算器４８により、色差信号Ｂー
ＹにＢ−ＹオフセットデータＤOFF（Ｂ−Ｙ）が付加さ
れ、さらに、オーバー・アンダーフロー回路６２により
フロー状態がある場合は補正されて、第２のオフセット
加算色差信号がセレクタ４４の他方入力に付与される。
ＹにＢ−ＹオフセットデータＤOFF（Ｂ−Ｙ）が付加さ
れ、さらに、オーバー・アンダーフロー回路６２により
フロー状態がある場合は補正されて、第２のオフセット
加算色差信号がセレクタ４４の他方入力に付与される。
【０１３２】そして、多重制御信号ＳＭＣの制御下で、
セレクタ４３の出力から、第１及び第２のオフセット加
算色差信号とのオフセット加算色差多重信号を得るとと
もに、セレクタ４２の出力からＲ−ＹバーストデータＤ
BT（Ｒ−Ｙ）とＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）と
のバースト多重信号を得る。
セレクタ４３の出力から、第１及び第２のオフセット加
算色差信号とのオフセット加算色差多重信号を得るとと
もに、セレクタ４２の出力からＲ−ＹバーストデータＤ
BT（Ｒ−Ｙ）とＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）と
のバースト多重信号を得る。
【０１３３】そして、バースト位置信号ＳＢＰの制御下
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付き色差多重信号をセレクタ４４の出
力から得る。
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付き色差多重信号をセレクタ４４の出
力から得る。
【０１３４】そして、エンコード部４５は、サブキャリ
ア生成回路４６からのサブキャリアをセレクタ４４の出
力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調し
てデジタルクロマ信号Ｓ４１を生成し、次段のＤ／Ａ変
換器１０Ｂに出力する。
ア生成回路４６からのサブキャリアをセレクタ４４の出
力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調し
てデジタルクロマ信号Ｓ４１を生成し、次段のＤ／Ａ変
換器１０Ｂに出力する。
【０１３５】このように、第２の構成例では、加算器４
７及び４８により、Ｒ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ
−Ｙ）及びＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−Ｙ）を
それぞれ色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹにそれぞれ
加算することにより、色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号Ｂー
Ｙのオフセットを調整することができる。そして、オフ
セットを加算することによりオーバーフロー・アンダー
フローが発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回
路６１及び６２で補正することができる。
７及び４８により、Ｒ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ
−Ｙ）及びＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−Ｙ）を
それぞれ色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹにそれぞれ
加算することにより、色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号Ｂー
Ｙのオフセットを調整することができる。そして、オフ
セットを加算することによりオーバーフロー・アンダー
フローが発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回
路６１及び６２で補正することができる。
【０１３６】＜デジタルクロマエンコーダ（第３の構成
例）＞図１６は、デジタルクロマエンコーダ４１の第３
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。
例）＞図１６は、デジタルクロマエンコーダ４１の第３
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。
【０１３７】一方、セレクタ４３の一方入力に色差信号
Ｒ−Ｙが付与され、セレクタ４３の他方入力に色差信号
ＢーＹが付与される。
Ｒ−Ｙが付与され、セレクタ４３の他方入力に色差信号
ＢーＹが付与される。
【０１３８】また、セレクタ６４の一方入力にＲ−Ｙオ
フセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力
にＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−Ｙ）が付与され
る。
フセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力
にＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−Ｙ）が付与され
る。
【０１３９】セレクタ４２、セレクタ４３及びセレクタ
６４は、それぞれ多重制御信号ＳＭＣに基づきスイッチ
ング制御される。
６４は、それぞれ多重制御信号ＳＭＣに基づきスイッチ
ング制御される。
【０１４０】セレクタ４３及びセレクタ６４の出力はそ
れぞれ加算器４７の一方入力及び他方入力となる。そし
て、加算器４７の出力がオフセット加算色差多重信号と
してオーバー・アンダーフロー回路６３に入力される。
れぞれ加算器４７の一方入力及び他方入力となる。そし
て、加算器４７の出力がオフセット加算色差多重信号と
してオーバー・アンダーフロー回路６３に入力される。
【０１４１】オーバー・アンダーフロー回路６３はオフ
セット加算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差
多重信号にオーバーフローあるいはアンダーフローが発
生した場合は補正して、そうでない場合はオフセット加
算色差多重信号をそのままセレクタ４４の他方入力に出
力する。
セット加算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差
多重信号にオーバーフローあるいはアンダーフローが発
生した場合は補正して、そうでない場合はオフセット加
算色差多重信号をそのままセレクタ４４の他方入力に出
力する。
【０１４２】以降、セクタ４３、セレクタ６４、加算器
４７及びオーバー・アンダーフロー回路６３で構成さ
れ、色差信号Ｒ−Ｙ、色差信号ＢーＹ、Ｒ−Ｙオフセッ
トデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）及びＢ−Ｙオフセットデータ
ＤOFF （Ｂ−Ｙ）を入力とし、オーバー・アンダーフロ
ー回路６３からオフセット加算色差多重信号を外部への
出力信号とする回路をオフセット調整回路５１とする。
４７及びオーバー・アンダーフロー回路６３で構成さ
れ、色差信号Ｒ−Ｙ、色差信号ＢーＹ、Ｒ−Ｙオフセッ
トデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）及びＢ−Ｙオフセットデータ
ＤOFF （Ｂ−Ｙ）を入力とし、オーバー・アンダーフロ
ー回路６３からオフセット加算色差多重信号を外部への
出力信号とする回路をオフセット調整回路５１とする。
【０１４３】セレクタ４２及びオーバー・アンダーフロ
ー回路６３の出力はそれぞれセレクタ４４の一方入力及
び他方入力に付与される。
ー回路６３の出力はそれぞれセレクタ４４の一方入力及
び他方入力に付与される。
【０１４４】セレクタ４４は、バースト位置信号ＳＢＰ
に基づきスイッチング制御され、その出力をバースト付
き色差多重信号としてエンコード部４５に出力する。
に基づきスイッチング制御され、その出力をバースト付
き色差多重信号としてエンコード部４５に出力する。
【０１４５】エンコード部４５は、サブキャリア生成回
路４６よりサブキャリアを受け、このサブキャリアをセ
レクタ４４の出力より得られるバースト付き色差多重信
号で変調してデジタルクロマ信号Ｓ４１を出力する。
路４６よりサブキャリアを受け、このサブキャリアをセ
レクタ４４の出力より得られるバースト付き色差多重信
号で変調してデジタルクロマ信号Ｓ４１を出力する。
【０１４６】以降、セレクタ４２、セレクタ４４、エン
コード部４５及びサブキャリア生成回路４６から構成さ
れ、一方外部入力であるＲ−ＹバーストデータＤBT（Ｒ
−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）をセレ
クタ４４の一方入力に受け、種々の色差多重信号をセレ
クタ４４の他方入力に受ける回路を基本エンコーダ５０
と呼ぶ。
コード部４５及びサブキャリア生成回路４６から構成さ
れ、一方外部入力であるＲ−ＹバーストデータＤBT（Ｒ
−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）をセレ
クタ４４の一方入力に受け、種々の色差多重信号をセレ
クタ４４の他方入力に受ける回路を基本エンコーダ５０
と呼ぶ。
【０１４７】このような構成において、多重制御信号Ｓ
ＭＣの制御下で、セレクタ４３の出力から、色差信号Ｒ
−Ｙと色差信号ＢーＹとの色差多重信号を得るととも
に、セレクタ４２の出力からＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）とＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）との
バースト多重信号を得る。さらに、セレクタ６４の出力
からＲ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）とＢ−Ｙ
オフセットデータＤOFF（Ｂ−Ｙ）とのオフセット多重
信号を得る。
ＭＣの制御下で、セレクタ４３の出力から、色差信号Ｒ
−Ｙと色差信号ＢーＹとの色差多重信号を得るととも
に、セレクタ４２の出力からＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）とＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）との
バースト多重信号を得る。さらに、セレクタ６４の出力
からＲ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）とＢ−Ｙ
オフセットデータＤOFF（Ｂ−Ｙ）とのオフセット多重
信号を得る。
【０１４８】そして、加算器４７により、色差多重信号
にオフセット多重信号が付加され、さらに、オーバー・
アンダーフロー回路６３によりフロー状態がある場合は
補正されて、オフセット加算色差多重信号としてセレク
タ４４の他方入力に付与される。
にオフセット多重信号が付加され、さらに、オーバー・
アンダーフロー回路６３によりフロー状態がある場合は
補正されて、オフセット加算色差多重信号としてセレク
タ４４の他方入力に付与される。
【０１４９】そして、バースト位置信号ＳＢＰの制御下
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付加色差多重信号をセレクタ４４の出
力から得る。
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付加色差多重信号をセレクタ４４の出
力から得る。
【０１５０】そして、エンコード部４５は、サブキャリ
ア生成回路４６からのサブキャリアをバースト付加色差
多重信号で平衡変調してデジタルクロマ信号Ｓ４１を生
成して次段のＤ／Ａ変換器１０Ｂに出力する。
ア生成回路４６からのサブキャリアをバースト付加色差
多重信号で平衡変調してデジタルクロマ信号Ｓ４１を生
成して次段のＤ／Ａ変換器１０Ｂに出力する。
【０１５１】このように、第３の構成例では、加算器４
７により、Ｒ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）及
びＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−Ｙ）をそれぞれ
色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹにそれぞれ付加する
ことにより、色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹのオフ
セットを調整することができる。そして、オフセットを
付加することによりオーバーフロー・アンダーフローが
発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回路６３で
補正することができる。
７により、Ｒ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｒ−Ｙ）及
びＢ−ＹオフセットデータＤOFF （Ｂ−Ｙ）をそれぞれ
色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹにそれぞれ付加する
ことにより、色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹのオフ
セットを調整することができる。そして、オフセットを
付加することによりオーバーフロー・アンダーフローが
発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回路６３で
補正することができる。
【０１５２】さらに、オフセット加算色差多重信号に対
し、オーバー・アンダーフローの補正を行う構成にした
ため、第２の構成例に比べた場合、加算器及びオーバー
・アンダーフロー回路を１個ずつ削減することができ
る。
し、オーバー・アンダーフローの補正を行う構成にした
ため、第２の構成例に比べた場合、加算器及びオーバー
・アンダーフロー回路を１個ずつ削減することができ
る。
【０１５３】＜デジタルクロマエンコーダ（第４の構成
例）＞図１７は、デジタルクロマエンコーダ４１の第４
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
基本エンコーダ５０とオフセット調整回路５１との間に
ブランキングバックグラウンド付加回路５２を介挿して
いる点が第３の構成例と異なる。
例）＞図１７は、デジタルクロマエンコーダ４１の第４
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
基本エンコーダ５０とオフセット調整回路５１との間に
ブランキングバックグラウンド付加回路５２を介挿して
いる点が第３の構成例と異なる。
【０１５４】ブランキングバックグラウンド付加回路５
２は、固定値データ６５、セレクタ６６、セレクタ６７
及びセレクタ６８から構成される。
２は、固定値データ６５、セレクタ６６、セレクタ６７
及びセレクタ６８から構成される。
【０１５５】セレクタ６６の一方入力にＲ−Ｙバックグ
ラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力に
Ｂ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）が付与さ
れる。Ｒ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）及
びＢ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、ＮＴＳＣ方式への変換後のデータの無い期間（バ
ックグラウンド期間）に付加するデータであり、図示し
なちバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ６６は多重制御信号ＳＭＣに基づきスイ
ッチング制御される。
ラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力に
Ｂ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）が付与さ
れる。Ｒ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）及
びＢ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、ＮＴＳＣ方式への変換後のデータの無い期間（バ
ックグラウンド期間）に付加するデータであり、図示し
なちバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ６６は多重制御信号ＳＭＣに基づきスイ
ッチング制御される。
【０１５６】ブランキング期間設定用の固定値データ６
５がセレクタ６７の一方入力に付与され、セレクタ６６
の出力がセレクタ６７の他方入力に付与される。また、
セレクタ６７はブランキング信号ＳＢＫに基づきスイッ
チング制御される。ブランキング信号ＳＢＫはブランキ
ング期間中はセレクタ６７の一方入力接続を指示し、そ
れ以外の期間はセレクタ６７の他方入力接続を指示する
タイミング信号である。
５がセレクタ６７の一方入力に付与され、セレクタ６６
の出力がセレクタ６７の他方入力に付与される。また、
セレクタ６７はブランキング信号ＳＢＫに基づきスイッ
チング制御される。ブランキング信号ＳＢＫはブランキ
ング期間中はセレクタ６７の一方入力接続を指示し、そ
れ以外の期間はセレクタ６７の他方入力接続を指示する
タイミング信号である。
【０１５７】オフセット調整回路５１の出力であるオフ
セット加算色差多重信号はセレクタ６８の一方入力に付
与され、セレクタ６７の出力はセレクタ６８の他方入力
に付与される。セレクタ６８は領域切り替え信号ＳＡＣ
に基づきスイッチング制御される。領域切り替え信号Ｓ
ＡＣはブランキング期間及びバックグラウンド期間のと
き、セレクタ６８の他方入力接続を指示し、それ以外の
期間のとき、セレクタ６８の一方入力接続を指示する。
セット加算色差多重信号はセレクタ６８の一方入力に付
与され、セレクタ６７の出力はセレクタ６８の他方入力
に付与される。セレクタ６８は領域切り替え信号ＳＡＣ
に基づきスイッチング制御される。領域切り替え信号Ｓ
ＡＣはブランキング期間及びバックグラウンド期間のと
き、セレクタ６８の他方入力接続を指示し、それ以外の
期間のとき、セレクタ６８の一方入力接続を指示する。
【０１５８】以下、ブランキングバックグラウンド付加
回路５２の動作について説明する。多重制御信号ＳＭＣ
の制御下で、Ｒ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｒ−
Ｙ）とＢ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）と
のバックグラウンド多重信号をセレクタ６６の出力から
得る。
回路５２の動作について説明する。多重制御信号ＳＭＣ
の制御下で、Ｒ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｒ−
Ｙ）とＢ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）と
のバックグラウンド多重信号をセレクタ６６の出力から
得る。
【０１５９】そして、ブランキング信号ＳＢＫの制御下
で、バックグラウンド多重信号にブランキングデータ
（固定値データ６５）が付加されたブランキング・バッ
クグラウンド多重信号をセレクタ６７の出力から得る。
で、バックグラウンド多重信号にブランキングデータ
（固定値データ６５）が付加されたブランキング・バッ
クグラウンド多重信号をセレクタ６７の出力から得る。
【０１６０】そして、領域切り替え信号ＳＡＣの制御下
で、セレクタ６８の出力から得られるブランキング・バ
ックグラウンド多重信号がさらに付加されたオフセット
加算色差多重信号が基本エンコーダ５０に入力する。
で、セレクタ６８の出力から得られるブランキング・バ
ックグラウンド多重信号がさらに付加されたオフセット
加算色差多重信号が基本エンコーダ５０に入力する。
【０１６１】そして、基本エンコーダ５０は、ブランキ
ング・バックグラウンド多重信号がさらに付加されたオ
フセット加算色差多重信号に対し、基本エンコーダ５０
によるエンコード処理を行う。なお、図１７では、基本
エンコーダ５０に入力されるＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）の
図示を省略している。
ング・バックグラウンド多重信号がさらに付加されたオ
フセット加算色差多重信号に対し、基本エンコーダ５０
によるエンコード処理を行う。なお、図１７では、基本
エンコーダ５０に入力されるＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT（Ｂ−Ｙ）の
図示を省略している。
【０１６２】このように、第４の構成例では、ブランキ
ングバックグラウンド付加回路５２により、オフセット
加算色差多重信号にブランキング・バックグラウンドデ
ータがさらに付加されたデジタルクロマ信号Ｓ４１を得
ることができる。
ングバックグラウンド付加回路５２により、オフセット
加算色差多重信号にブランキング・バックグラウンドデ
ータがさらに付加されたデジタルクロマ信号Ｓ４１を得
ることができる。
【０１６３】＜デジタルクロマエンコーダ（第５の構成
例）＞図１８は、デジタルクロマエンコーダ４１の第５
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
ブランキングバックグラウンド付加回路５２の出力が基
本エンコーダ５０とともに、新たに設けられた色差信号
出力回路６９に出力されている点が第４の構成例と異な
る。
例）＞図１８は、デジタルクロマエンコーダ４１の第５
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
ブランキングバックグラウンド付加回路５２の出力が基
本エンコーダ５０とともに、新たに設けられた色差信号
出力回路６９に出力されている点が第４の構成例と異な
る。
【０１６４】色差信号出力回路６９は、ブランキングバ
ックグラウンド付加回路５２の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号Ｒ−Ｙ成分及び色差信号ＢーＹ成分を分離し、色差
信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（ＢーＹ）として外部に
出力する。
ックグラウンド付加回路５２の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号Ｒ−Ｙ成分及び色差信号ＢーＹ成分を分離し、色差
信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（ＢーＹ）として外部に
出力する。
【０１６５】このように、第５の構成例は、第４の構成
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らにオフセット加算色差多重信号をエンコードしたデジ
タルクロマ信号Ｓ４１を得ることができる。
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らにオフセット加算色差多重信号をエンコードしたデジ
タルクロマ信号Ｓ４１を得ることができる。
【０１６６】さらに、第５の構成例は、色差信号出力回
路６９により、オフセット調整回路５１及びブランキン
グバックグラウンド付加回路５２で加工された色差多重
信号から色差信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（Ｂー
Ｙ）′を分離して外部に出力することができる。
路６９により、オフセット調整回路５１及びブランキン
グバックグラウンド付加回路５２で加工された色差多重
信号から色差信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（Ｂー
Ｙ）′を分離して外部に出力することができる。
【０１６７】＜デジタルクロマエンコーダ（第６の構成
例）＞ＭＵＳＥ方式による輝度方程式とＮＴＳＣ方式の
輝度方程式との違いを補正すべく、ＮＴＳＣ方式に変換
後の色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹそれぞれに補正
用の係数を掛けることが望ましい。この要望を満足する
のが第６の構成例と第７の構成例である。
例）＞ＭＵＳＥ方式による輝度方程式とＮＴＳＣ方式の
輝度方程式との違いを補正すべく、ＮＴＳＣ方式に変換
後の色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹそれぞれに補正
用の係数を掛けることが望ましい。この要望を満足する
のが第６の構成例と第７の構成例である。
【０１６８】図１９は、デジタルクロマエンコーダ４１
の第６の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、ブランキングバックグラウンド付加回路５２と基
本エンコーダ５０との間に、係数回路５４が介挿された
点が第５の構成例と異なる。
の第６の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、ブランキングバックグラウンド付加回路５２と基
本エンコーダ５０との間に、係数回路５４が介挿された
点が第５の構成例と異なる。
【０１６９】係数回路５４は、Ｒ−Ｙ係数回路７０及び
Ｂ−Ｙ係数回路７１から構成され、ブランキングバック
グラウンド付加回路５２よりブランキング・バックグラ
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号を入力
し、多重制御信号ＳＭＣを制御信号としている。なお、
Ｒ−Ｙ係数回路７０及びＢ−Ｙ係数回路７１は、入力信
号に所定の係数ＲＹ及びＢＹを掛けて出力する回路であ
る。
Ｂ−Ｙ係数回路７１から構成され、ブランキングバック
グラウンド付加回路５２よりブランキング・バックグラ
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号を入力
し、多重制御信号ＳＭＣを制御信号としている。なお、
Ｒ−Ｙ係数回路７０及びＢ−Ｙ係数回路７１は、入力信
号に所定の係数ＲＹ及びＢＹを掛けて出力する回路であ
る。
【０１７０】以下、係数回路５４の動作について説明す
る。
る。
【０１７１】係数回路５４は、多重制御信号ＳＭＣの制
御下で、多重制御信号ＳＭＣが色差信号Ｒ−Ｙを選択す
るとき、Ｒ−Ｙ係数回路７０を用いて、ブランキング・
バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多重信
号に係数ＲＹを掛けて出力し、多重制御信号ＳＭＣが色
差信号Ｂ−Ｙを選択するとき、Ｂ−Ｙ係数回路７１を用
いて、ブランキング・バックグラウンドデータ付きオフ
セット加算色差多重信号に係数ＢＹを掛けて出力する。
御下で、多重制御信号ＳＭＣが色差信号Ｒ−Ｙを選択す
るとき、Ｒ−Ｙ係数回路７０を用いて、ブランキング・
バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多重信
号に係数ＲＹを掛けて出力し、多重制御信号ＳＭＣが色
差信号Ｂ−Ｙを選択するとき、Ｂ−Ｙ係数回路７１を用
いて、ブランキング・バックグラウンドデータ付きオフ
セット加算色差多重信号に係数ＢＹを掛けて出力する。
【０１７２】係数補正済みのブランキング・バックグラ
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に対し、
基本エンコーダ５０によるエンコード処理が行われる。
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に対し、
基本エンコーダ５０によるエンコード処理が行われる。
【０１７３】このように、第６の構成例は、ブランキン
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号Ｒ−Ｙ成分と色差信号ＢーＹ成
分とに分けて係数補正が行われたデジタルクロマ信号Ｓ
４１を得ることができる。
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号Ｒ−Ｙ成分と色差信号ＢーＹ成
分とに分けて係数補正が行われたデジタルクロマ信号Ｓ
４１を得ることができる。
【０１７４】また、第５の構成例同様、色差信号出力回
路６９により、オフセット調整回路５１及びブランキン
グバックグラウンド付加回路５２で加工された色差多重
信号から色差信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（Ｂー
Ｙ）′を分離して外部に出力することもできる。
路６９により、オフセット調整回路５１及びブランキン
グバックグラウンド付加回路５２で加工された色差多重
信号から色差信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（Ｂー
Ｙ）′を分離して外部に出力することもできる。
【０１７５】＜デジタルクロマエンコーダ（第７の構成
例）＞前述したように、ＭＵＳＥ方式による輝度方程式
とＮＴＳＣ方式の輝度方程式との違いを補正すべく、Ｎ
ＴＳＣ方式に変換後の色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号Ｂー
Ｙそれぞれに補正用の係数を掛けることが望ましい。
例）＞前述したように、ＭＵＳＥ方式による輝度方程式
とＮＴＳＣ方式の輝度方程式との違いを補正すべく、Ｎ
ＴＳＣ方式に変換後の色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号Ｂー
Ｙそれぞれに補正用の係数を掛けることが望ましい。
【０１７６】しかしながら、色差信号Ｒ−Ｙの補正用の
係数と色差信号ＢーＹの補正用の係数とを独立して決定
する必要はなく、色差信号Ｒ−Ｙの補正用の係数と色差
信号ＢーＹの補正用の係数との比が、所定の条件を満足
すれば良い点に着目したの第７の構成例である。
係数と色差信号ＢーＹの補正用の係数とを独立して決定
する必要はなく、色差信号Ｒ−Ｙの補正用の係数と色差
信号ＢーＹの補正用の係数との比が、所定の条件を満足
すれば良い点に着目したの第７の構成例である。
【０１７７】図２０は、デジタルクロマエンコーダ４１
の第７の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、係数回路５４に置き換わって係数回路５５が用い
られた点が第６の構成例と異なる。
の第７の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、係数回路５４に置き換わって係数回路５５が用い
られた点が第６の構成例と異なる。
【０１７８】係数回路５５は、Ｂ−Ｙ係数回路７２から
構成され、ブランキング・バックグラウンドデータ付き
オフセット加算色差多重信号を入力し、多重制御信号Ｓ
ＭＣを制御信号としている。なお、Ｂ−Ｙ係数回路７２
は、入力信号に所定の係数ＢＹ′を掛けて出力する回路
である。
構成され、ブランキング・バックグラウンドデータ付き
オフセット加算色差多重信号を入力し、多重制御信号Ｓ
ＭＣを制御信号としている。なお、Ｂ−Ｙ係数回路７２
は、入力信号に所定の係数ＢＹ′を掛けて出力する回路
である。
【０１７９】以下、係数回路５５の動作について説明す
る。
る。
【０１８０】係数回路５５は、多重制御信号ＳＭＣの制
御下で、多重制御信号ＳＭＣが色差信号Ｒ−Ｙを選択す
るとき、オフセット・ブランキング・バックグラウンド
データ付加済みの色差多重信号をそのまま出力し、多重
制御信号ＳＭＣが色差信号Ｂ−Ｙを選択するとき、Ｂ−
Ｙ係数回路７２を用いて、ブランキング・バックグラウ
ンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に係数Ｂ
Ｙ′を掛けて出力する。
御下で、多重制御信号ＳＭＣが色差信号Ｒ−Ｙを選択す
るとき、オフセット・ブランキング・バックグラウンド
データ付加済みの色差多重信号をそのまま出力し、多重
制御信号ＳＭＣが色差信号Ｂ−Ｙを選択するとき、Ｂ−
Ｙ係数回路７２を用いて、ブランキング・バックグラウ
ンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に係数Ｂ
Ｙ′を掛けて出力する。
【０１８１】このように、第７の構成例は、ブランキン
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号ＢーＹのみに係数ＢＹ′を掛け
たデジタルクロマ信号Ｓ４１を得ることができる。この
際、第６の構成例に比べ、係数を掛け合わせる回路を１
つ削減できる利点がある。
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号ＢーＹのみに係数ＢＹ′を掛け
たデジタルクロマ信号Ｓ４１を得ることができる。この
際、第６の構成例に比べ、係数を掛け合わせる回路を１
つ削減できる利点がある。
【０１８２】また、第５及び第６の構成例同様、色差信
号出力回路６９により、オフセット調整回路５１及びブ
ランキングバックグラウンド付加回路５２で加工された
色差信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（ＢーＹ）′を分離
して外部に出力することもできる。
号出力回路６９により、オフセット調整回路５１及びブ
ランキングバックグラウンド付加回路５２で加工された
色差信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（ＢーＹ）′を分離
して外部に出力することもできる。
【０１８３】なお、第７の構成例では、色差信号ＢーＹ
のみに係数を掛け合わせる係数回路５５を示したが、色
差信号Ｒ−Ｙの補正用の係数と色差信号ＢーＹの補正用
の係数との比が、所定の条件を満足するように、色差信
号Ｒ−Ｙのみに係数を掛け合わせる係数回路を構成して
も、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
のみに係数を掛け合わせる係数回路５５を示したが、色
差信号Ｒ−Ｙの補正用の係数と色差信号ＢーＹの補正用
の係数との比が、所定の条件を満足するように、色差信
号Ｒ−Ｙのみに係数を掛け合わせる係数回路を構成して
も、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【０１８４】＜デジタルクロマエンコーダ（第８の構成
例）＞ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第１フレーム（奇数フ
レーム）と第２フレーム（偶数フレーム）とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合が多い。こ
の場合、標準的なＮＴＳＣ方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第８の構成例である。
例）＞ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第１フレーム（奇数フ
レーム）と第２フレーム（偶数フレーム）とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合が多い。こ
の場合、標準的なＮＴＳＣ方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第８の構成例である。
【０１８５】図２１は、デジタルクロマエンコーダ４１
の第８の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、基本エンコーダ５０のサブキャリア生成回路４６
に置き換わってサブキャリア生成回路４６′が設けられ
た点が第６の構成例と異なる。
の第８の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、基本エンコーダ５０のサブキャリア生成回路４６
に置き換わってサブキャリア生成回路４６′が設けられ
た点が第６の構成例と異なる。
【０１８６】サブキャリア生成回路４６′は、フレーム
信号ＳＦを受け、フレーム信号ＳＦに基づき、エンコー
ド対象の信号が第１フレーム（奇数フレーム）であるか
第２フレーム（偶数フレーム）であるかを認識する。
信号ＳＦを受け、フレーム信号ＳＦに基づき、エンコー
ド対象の信号が第１フレーム（奇数フレーム）であるか
第２フレーム（偶数フレーム）であるかを認識する。
【０１８７】そして、サブキャリア生成回路４６′は、
図２２に示すように、第１フレームの時と第２フレーム
の時とで、サブキャリアの位相を反転してエンコード部
４５に出力する。
図２２に示すように、第１フレームの時と第２フレーム
の時とで、サブキャリアの位相を反転してエンコード部
４５に出力する。
【０１８８】このように、第８の構成例のサブキャリア
生成回路４６′は、ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式への
変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合したサブ
キャリアを生成することができる。
生成回路４６′は、ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式への
変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合したサブ
キャリアを生成することができる。
【０１８９】＜ＮＴＳＣタイミング信号発生回路（その
２）＞図２３はＮＴＳＣタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、ＮＴＳＣタイミング
信号発生回路７３はＭＵＳＥからのトリガ信号ＳＴ及び
14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信号を受け、垂直同期
信号ＳＶとその他のタイミング信号ＳＯＴ（多重制御信
号ＳＭＣ等）とを出力している。なお、ＮＴＳＣタイミ
ング信号発生回路７３は、図１で示したＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図２７で示したＮＴＳＣタイミング信号発生回
路５８に置き換えるねき回路である。
２）＞図２３はＮＴＳＣタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、ＮＴＳＣタイミング
信号発生回路７３はＭＵＳＥからのトリガ信号ＳＴ及び
14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信号を受け、垂直同期
信号ＳＶとその他のタイミング信号ＳＯＴ（多重制御信
号ＳＭＣ等）とを出力している。なお、ＮＴＳＣタイミ
ング信号発生回路７３は、図１で示したＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図２７で示したＮＴＳＣタイミング信号発生回
路５８に置き換えるねき回路である。
【０１９０】上記構成において、ＮＴＳＣタイミング信
号発生回路７３は、トリガ信号ＳＴに基づき、垂直同期
信号ＳＶを図２４に示すように、第２のフレーム時を第
１フレーム時より位相を（1/7.15909 ）μＳ遅らせて出
力する。一方、その他のタイミング信号ＳＯＴは通常通
り出力する。
号発生回路７３は、トリガ信号ＳＴに基づき、垂直同期
信号ＳＶを図２４に示すように、第２のフレーム時を第
１フレーム時より位相を（1/7.15909 ）μＳ遅らせて出
力する。一方、その他のタイミング信号ＳＯＴは通常通
り出力する。
【０１９１】このように、図２３で示したＮＴＳＣタイ
ミング信号発生回路７３は、ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ
方式への変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合
した垂直同期信号ＳＶを出力することができる。
ミング信号発生回路７３は、ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ
方式への変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合
した垂直同期信号ＳＶを出力することができる。
【０１９２】＜＜第３の実施例＞＞図２５はこの発明の
第３の実施例であるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータの構
成を示すブロック図である。
第３の実施例であるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータの構
成を示すブロック図である。
【０１９３】図２５に示すように、デジタルクロマエン
コーダ４１とＤ／Ａ変換器１０Ｂとの間にｆｓｃバンド
パスフィルタ５３を介挿した点が第２の実施例と異な
る。
コーダ４１とＤ／Ａ変換器１０Ｂとの間にｆｓｃバンド
パスフィルタ５３を介挿した点が第２の実施例と異な
る。
【０１９４】ｆｓｃバンドパスフィルタ５３は、デジタ
ルクロマエンコーダ４１から得られるデジタルクロマ信
号Ｓ４１を受け、デジタルクロマ信号Ｓ４１に対しサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタリング
処理を施し、Ｄ／Ａ変換器１０Ｂに出力する。
ルクロマエンコーダ４１から得られるデジタルクロマ信
号Ｓ４１を受け、デジタルクロマ信号Ｓ４１に対しサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタリング
処理を施し、Ｄ／Ａ変換器１０Ｂに出力する。
【０１９５】そして、Ｄ／Ａ変換器１０Ｂの出力からバ
ンドパスフィルタリング処理済みのクロマ信号ＣＯＵ
Ｔ′を外部に出力する。なお、他の構成は、図１２で示
した第２の実施例のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータと同
様であるため、説明は省略する。
ンドパスフィルタリング処理済みのクロマ信号ＣＯＵ
Ｔ′を外部に出力する。なお、他の構成は、図１２で示
した第２の実施例のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータと同
様であるため、説明は省略する。
【０１９６】このように、第３の実施例のＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータは、ｆｓｃバンドパスフィルタ５３を
内蔵することにより、バンドパスフィルタリング処理済
みのクロマ信号ＣＯＵＴ′を外部に出力することができ
る。
ＴＳＣコンバータは、ｆｓｃバンドパスフィルタ５３を
内蔵することにより、バンドパスフィルタリング処理済
みのクロマ信号ＣＯＵＴ′を外部に出力することができ
る。
【０１９７】したがって、デジタルクロマ信号Ｓ４１が
Ｄ／Ａ変換されたクロマ信号ＣＯＵＴに対し、このクロ
マ信号ＣＯＵＴを受ける後段の装置が、アナログのサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタを有す
る必要がなくなる。
Ｄ／Ａ変換されたクロマ信号ＣＯＵＴに対し、このクロ
マ信号ＣＯＵＴを受ける後段の装置が、アナログのサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタを有す
る必要がなくなる。
【０１９８】その結果、Ｄ／Ａ変換器１０Ａ及び１０Ｂ
からそれぞれ出力される輝度出力信号ＹＯＵＴ及びクロ
マ出力信号ＣＯＵＴ′に対し、それぞれ同一のローパス
フィルタを設けることができるため、輝度出力信号ＹＯ
ＵＴとクロマ出力信号ＣＯＵＴ′とに位相がズレること
はない。
からそれぞれ出力される輝度出力信号ＹＯＵＴ及びクロ
マ出力信号ＣＯＵＴ′に対し、それぞれ同一のローパス
フィルタを設けることができるため、輝度出力信号ＹＯ
ＵＴとクロマ出力信号ＣＯＵＴ′とに位相がズレること
はない。
【０１９９】
【発明の効果】以上説明したように、この発明における
請求項１ないし請求項５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコン
バータにおいて、第２の発振手段は、第ＮＴＳＣ方式の
信号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の発
振信号を出力しており、第２の周波数はＮＴＳＣ方式の
信号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信
号処理手段は第２の発振信号に基づき副搬送波を生成す
ることができる。
請求項１ないし請求項５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコン
バータにおいて、第２の発振手段は、第ＮＴＳＣ方式の
信号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の発
振信号を出力しており、第２の周波数はＮＴＳＣ方式の
信号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信
号処理手段は第２の発振信号に基づき副搬送波を生成す
ることができる。
【０２００】また、信号分離手段は、第２の発振信号及
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
所望のＮＴＳＣ方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、ＮＴＳＣ方式の種類に関わらず、システ
ムクロックは第２の発振信号の１種類で済む。
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
所望のＮＴＳＣ方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、ＮＴＳＣ方式の種類に関わらず、システ
ムクロックは第２の発振信号の１種類で済む。
【０２０１】その結果、ＭＵＳＥ方式の信号をＮＴＳＣ
方式の信号に変換する際に必要とするＰＬＬ回路は、第
１の発振信号と第２の発振信号との位相を同期させるＰ
ＬＬ回路１つで済ますことができるため、簡単な回路構
成のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得ることができ
る。
方式の信号に変換する際に必要とするＰＬＬ回路は、第
１の発振信号と第２の発振信号との位相を同期させるＰ
ＬＬ回路１つで済ますことができるため、簡単な回路構
成のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得ることができ
る。
【０２０２】この発明における請求項６ないし請求項１
５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２
の発振手段は、ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロック
となる第２の周波数の第２の発振信号を出力し、第２の
周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の４の
倍数に設定される。
５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２
の発振手段は、ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロック
となる第２の周波数の第２の発振信号を出力し、第２の
周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の４の
倍数に設定される。
【０２０３】したがって、デジタルクロマエンコード手
段により、副搬送波の４倍の周波数のタイミングで第１
及び第２の色差信号を交互にサンプリングして色差多重
信号を得ることにより、第１及び第２の色差信号の合成
信号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
段により、副搬送波の４倍の周波数のタイミングで第１
及び第２の色差信号を交互にサンプリングして色差多重
信号を得ることにより、第１及び第２の色差信号の合成
信号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
【０２０４】その結果、従来のアナログ処理によるエン
コード手段を用いることなく、デジタルクロマエンコー
ド手段により、デジタル処理で第１及び第２の色差信号
に対するエンコード処理を実行することができるため、
小さな回路規模のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得る
ことができる。
コード手段を用いることなく、デジタルクロマエンコー
ド手段により、デジタル処理で第１及び第２の色差信号
に対するエンコード処理を実行することができるため、
小さな回路規模のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを得る
ことができる。
【図１】この発明の第１の実施例であるＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣコンバータの構成を示すブロック図である。
ＳＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図２】図１の垂直走査変換回路の内部構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】図１の垂直走査変換回路の他の内部構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】図２の垂直走査変換回路による動作説明用の説
明図である。
明図である。
【図５】図３の垂直走査変換回路による動作説明用の説
明図である。
明図である。
【図６】時間軸変換メモリの周辺を示す説明図である。
【図７】図１の信号分離回路の内部構成を示すブロック
図である。
図である。
【図８】図７の信号分離回路３の動作説明用の説明図で
ある。
ある。
【図９】図１のＰＬＬ回路の第１の構成例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１０】図１のＰＬＬ回路の第２の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１１】図１のＰＬＬ回路の第３の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１２】この発明の第２の実施例であるＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータの構成を示すブロック図である。
ＴＳＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２のデジタルクロマエンコーダの動作原
理説明用の波形図である。
理説明用の波形図である。
【図１４】図１２のデジタルクロマエンコーダの第１の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図１５】図１２のデジタルクロマエンコーダの第２の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図１６】図１２のデジタルクロマエンコーダの第３の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図１７】図１２のデジタルクロマエンコーダの第４の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図１８】図１２のデジタルクロマエンコーダの第５の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図１９】図１２のデジタルクロマエンコーダの第６の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図２０】図１２のデジタルクロマエンコーダの第７の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図２１】図１２のデジタルクロマエンコーダの第８の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図２２】図２１のデジタルクロマエンコーダの動作説
明用の波形図である。
明用の波形図である。
【図２３】ＮＴＳＣタイミング信号発生回路（その２）
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２４】図２３のＮＴＳＣタイミング信号発生回路の
動作説明用の波形図である。
動作説明用の波形図である。
【図２５】この発明の第３の実施例であるＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータの構成を示すブロック図である。
ＴＳＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図２６】ＮＴＳＣタイミング信号発生回路（その１）
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２７】従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
１ 入力信号処理回路 ２′ 時間軸変換処理回路 ３′ 信号分離回路 １２ 16.2ＭＨｚ発振器 １６ 垂直走査変換回路 １７ Ｙの画像処理回路 １９ 32.4ＭＨｚ発振器 ２０ 28.63636ＭＨｚ発振器 ２１ ＰＬＬ回路 ２３ ３３７５カウンタ ２４ ２９８３カウンタ ２５ 位相比較回路 ２６ 積分器 ２７ １８００００カウンタ ２８ １５９０９１カウンタ ２９ ２１６００カウンタ ３０ １９０９１カウンタ ３６ 14.31818ＭＨｚ発振器 ４１ デジタルクロマエンコーダ ５０ 基本エンコーダ ５１ オフセット調整回路 ５２ ブランキングバックグラウンド付加回路 ５３ ｆｓｃバンドパスフィルタ ５４ 係数回路 ５５ 係数回路 ５８ ＮＴＳＣタイミング信号発生回路 ６９ 色差信号出力回路 ７３ ＮＴＳＣタイミング信号発生回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成５年１１月１９日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】図２７は従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバ
ータの構成を示すブロック図である。このＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
１９９１Ｖｏ１．４５ Ｎｏ．１１ ５−２−３ ＭＵ
ＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
ータの構成を示すブロック図である。このＭＵＳＥ−Ｎ
ＴＳＣコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
１９９１Ｖｏ１．４５ Ｎｏ．１１ ５−２−３ ＭＵ
ＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】一方、色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−ＹはＭＵＳ
Ｅ信号において１／４に時間圧縮されているので、時間
伸長回路５で４倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はＣの垂直フィルタ６でＹの走査線と垂直位置を
合わせるようにフィルタを掛ける。色差信号は各５１６
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙ双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
Ｅ信号において１／４に時間圧縮されているので、時間
伸長回路５で４倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はＣの垂直フィルタ６でＹの走査線と垂直位置を
合わせるようにフィルタを掛ける。色差信号は各５１６
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙ双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】
【課題を解決するための手段】この発明にかかる請求項
１記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータは、ＭＵＳＥ方
式の信号のシステムクロックとなる第１の周波数の第１
の発振信号を出力する第１の発振手段と、ＮＴＳＣ方式
の信号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の
発振信号を出力する第２の発振手段とを備え、前記第２
の周波数は前記ＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前
記第１及び第２の発振信号を受け、前記第１及び第２の
発振信号に基づき、前記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１
の周波数から前記第２の周波数に時間軸変換して前記Ｎ
ＴＳＣ方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
２の発振信号及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴ
ＳＣ方式の機能に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記ＮＴＳＣ方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第２の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第２の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第２の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第２の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第２の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第１の発振信
号と前記第２の発振信号との位相を同期させるＰＬＬ回
路を設けている。
１記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータは、ＭＵＳＥ方
式の信号のシステムクロックとなる第１の周波数の第１
の発振信号を出力する第１の発振手段と、ＮＴＳＣ方式
の信号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の
発振信号を出力する第２の発振手段とを備え、前記第２
の周波数は前記ＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前
記第１及び第２の発振信号を受け、前記第１及び第２の
発振信号に基づき、前記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１
の周波数から前記第２の周波数に時間軸変換して前記Ｎ
ＴＳＣ方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
２の発振信号及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴ
ＳＣ方式の機能に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記ＮＴＳＣ方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第２の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第２の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第２の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第２の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第２の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第１の発振信
号と前記第２の発振信号との位相を同期させるＰＬＬ回
路を設けている。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３６】
【作用】この発明における請求項１ないし請求項５記載
のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２の発振
手段は、ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロックとなる
第２の周波数の第２の発振信号を出力しており、第２の
周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の整数
倍に設定されるため、信号処理手段は第２の発振信号に
基づき副搬送波を生成することができる。
のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、第２の発振
手段は、ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロックとなる
第２の周波数の第２の発振信号を出力しており、第２の
周波数はＮＴＳＣ方式の信号の副搬送波の周波数の整数
倍に設定されるため、信号処理手段は第２の発振信号に
基づき副搬送波を生成することができる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３７】また、信号分離手段は、第２の発振信号及
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、ＮＴＳ
Ｃ方式の機能に関わらず、システムクロックは第２の発
振信号の１種類で済む。
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、ＮＴＳ
Ｃ方式の機能に関わらず、システムクロックは第２の発
振信号の１種類で済む。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４４】信号分離回路３′は、ＮＴＳＣ信号Ｓ２を
受け、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離
して輝度信号ＹをＹの画像処理回路１７に出力し、色差
信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをクロマエンコーダ１８に出力す
る。この際、ＮＴＳＣ方式の機能（ワイドモード、フル
モード及びズームモード）に応じて処理内容を変えてい
る。
受け、輝度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙとに分離
して輝度信号ＹをＹの画像処理回路１７に出力し、色差
信号Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙをクロマエンコーダ１８に出力す
る。この際、ＮＴＳＣ方式の機能（ワイドモード、フル
モード及びズームモード）に応じて処理内容を変えてい
る。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５８】係数を受けた可変係数器３８Ｂ及び３８Ａ
は、それぞれＭＵＳＥ信号ＳＭ及びＭＵＳＥ信号ＳＭが
１ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みＭＵＳＥ信号ＳＭ２及びＳＭ１を加算器３３に出力
する。この例の場合２つの可変係数器３８Ａ及び３８Ｂ
は同じ構成であるが、掛ける係数は図４の通り異なり、
２つの係数の和は１になるように設計されている。な
お、図４おいて、Ａの係数が可変係数器３８Ａで掛け合
わせられる係数であり、Ｂの係数が可変係数器３８Ｂで
掛け合わせられる係数を示している。
は、それぞれＭＵＳＥ信号ＳＭ及びＭＵＳＥ信号ＳＭが
１ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みＭＵＳＥ信号ＳＭ２及びＳＭ１を加算器３３に出力
する。この例の場合２つの可変係数器３８Ａ及び３８Ｂ
は同じ構成であるが、掛ける係数は図４の通り異なり、
２つの係数の和は１になるように設計されている。な
お、図４おいて、Ａの係数が可変係数器３８Ａで掛け合
わせられる係数であり、Ｂの係数が可変係数器３８Ｂで
掛け合わせられる係数を示している。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１３】そして、ＮＴＳＣタイミング信号発生回路
５８は、トリガ信号ＳＴ及び発振信号Ｓ３６に基づき、
色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号ＳＭＣ、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号ＳＢＰ、領域切
り替え信号ＳＡＣ、ブランキング信号ＳＢＫ、フレーム
信号ＳＦ及び垂直同期信号ＳＶ等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
５８は、トリガ信号ＳＴ及び発振信号Ｓ３６に基づき、
色差信号Ｒ−Ｙ及び色差信号ＢーＹの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号ＳＭＣ、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号ＳＢＰ、領域切
り替え信号ＳＡＣ、ブランキング信号ＳＢＫ、フレーム
信号ＳＦ及び垂直同期信号ＳＶ等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１４】＜デジタルクロマエンコーダ（第１の構成
例）＞図１４は、デジタルクロマエンコーダ４１の第１
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。なお、Ｒ−Ｙバースト
データＤBT（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT
（Ｂ−Ｙ）は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。ここでＤBT（Ｂ−Ｙ）は、外部よりコント
ロール可能な数ビットのデジタルデータであり外部より
コントロールできるため、色相，色のゲインを可変にす
ることができる。またＤBT（Ｒ−Ｙ）は通常“０”にさ
れる。
例）＞図１４は、デジタルクロマエンコーダ４１の第１
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ４２の一方入力にＲ−ＹバーストデータＤBT
（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力にＢ−Ｙバーストデー
タＤBT（Ｂ−Ｙ）が付与される。なお、Ｒ−Ｙバースト
データＤBT（Ｒ−Ｙ）及びＢ−ＹバーストデータＤBT
（Ｂ−Ｙ）は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。ここでＤBT（Ｂ−Ｙ）は、外部よりコント
ロール可能な数ビットのデジタルデータであり外部より
コントロールできるため、色相，色のゲインを可変にす
ることができる。またＤBT（Ｒ−Ｙ）は通常“０”にさ
れる。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１２３】そして、エンコード部４５は、サブキャリ
ア生成回路４６からのサブキャリアを、セレクタ４４の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号Ｓ４１を生成して次段のＤ／Ａ
変換器１０Ｂに出力する。ここで、バーストの位相がＢ
−Ｙと１８０°異なる信号である。常に、バーストと色
差信号Ｂ−Ｙ，Ｒ−Ｙの位相が保てるように、Ｒ−Ｙバ
ーストデータＤBT（Ｒ−Ｙ）には“０”、Ｂ−Ｙバース
トデータＤBT（Ｂ−Ｙ）には、色差信号Ｒ−Ｙと逆の極
性を外部よりコントロールできるデジタルデータを入力
している。
ア生成回路４６からのサブキャリアを、セレクタ４４の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号Ｓ４１を生成して次段のＤ／Ａ
変換器１０Ｂに出力する。ここで、バーストの位相がＢ
−Ｙと１８０°異なる信号である。常に、バーストと色
差信号Ｂ−Ｙ，Ｒ−Ｙの位相が保てるように、Ｒ−Ｙバ
ーストデータＤBT（Ｒ−Ｙ）には“０”、Ｂ−Ｙバース
トデータＤBT（Ｂ−Ｙ）には、色差信号Ｒ−Ｙと逆の極
性を外部よりコントロールできるデジタルデータを入力
している。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１５５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１５５】セレクタ６６の一方入力にＲ−Ｙバックグ
ラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力に
Ｂ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）が付与さ
れる。Ｒ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）及
びＢ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、ＮＴＳＣ方式への変換後のデータの無い期間（バ
ックグラウンド期間）に付加するデータであり、図示し
ないバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ６６は多重制御信号ＳＭＣに基づきスイ
ッチング制御される。
ラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）が付与され、他方入力に
Ｂ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）が付与さ
れる。Ｒ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｒ−Ｙ）及
びＢ−ＹバックグラウンドデータＤBG（Ｂ−Ｙ）は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、ＮＴＳＣ方式への変換後のデータの無い期間（バ
ックグラウンド期間）に付加するデータであり、図示し
ないバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ６６は多重制御信号ＳＭＣに基づきスイ
ッチング制御される。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１６４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１６４】色差信号出力回路６９は、ブランキングバ
ックグラウンド付加回路５２の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号Ｒ−Ｙ成分及び色差信号ＢーＹ成分を分離し、色差
信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（ＢーＹ）′として外部
に出力する。
ックグラウンド付加回路５２の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号Ｒ−Ｙ成分及び色差信号ＢーＹ成分を分離し、色差
信号（Ｒ−Ｙ）′及び色差信号（ＢーＹ）′として外部
に出力する。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１６５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１６５】このように、第５の構成例は、第４の構成
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らに付加されたオフセット加算色差多重信号をエンコー
ドしたデジタルクロマ信号Ｓ４１を得ることができる。
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らに付加されたオフセット加算色差多重信号をエンコー
ドしたデジタルクロマ信号Ｓ４１を得ることができる。
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１８４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１８４】＜デジタルクロマエンコーダ（第８の構成
例）＞ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第１フレーム（奇数フ
レーム）と第２フレーム（偶数フレーム）とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合がある。こ
の場合、標準的なＮＴＳＣ方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第８の構成例である。
例）＞ＭＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第１フレーム（奇数フ
レーム）と第２フレーム（偶数フレーム）とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合がある。こ
の場合、標準的なＮＴＳＣ方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第８の構成例である。
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１８９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１８９】＜ＮＴＳＣタイミング信号発生回路（その
２）＞図２３はＮＴＳＣタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、ＮＴＳＣタイミング
信号発生回路７３はＭＵＳＥからのトリガ信号ＳＴ及び
14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信号を受け、垂直同期
信号ＳＶとその他のタイミング信号ＳＯＴ（多重制御信
号ＳＭＣ等）とを出力している。なお、ＮＴＳＣタイミ
ング信号発生回路７３は、図１で示したＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図２７で示したＮＴＳＣタイミング信号発生回
路５８に置き換えることができる。
２）＞図２３はＮＴＳＣタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、ＮＴＳＣタイミング
信号発生回路７３はＭＵＳＥからのトリガ信号ＳＴ及び
14.31818ＭＨｚ発振器３６の発振信号を受け、垂直同期
信号ＳＶとその他のタイミング信号ＳＯＴ（多重制御信
号ＳＭＣ等）とを出力している。なお、ＮＴＳＣタイミ
ング信号発生回路７３は、図１で示したＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図２７で示したＮＴＳＣタイミング信号発生回
路５８に置き換えることができる。
【手続補正１７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１９９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１９９】
【発明の効果】以上説明したように、この発明における
請求項１ないし請求項５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコン
バータにおいて、第２の発振手段は、ＮＴＳＣ方式の信
号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の発振
信号を出力しており、第２の周波数はＮＴＳＣ方式の信
号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信号
処理手段は第２の発振信号に基づき副搬送波を生成する
ことができる。
請求項１ないし請求項５記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコン
バータにおいて、第２の発振手段は、ＮＴＳＣ方式の信
号のシステムクロックとなる第２の周波数の第２の発振
信号を出力しており、第２の周波数はＮＴＳＣ方式の信
号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信号
処理手段は第２の発振信号に基づき副搬送波を生成する
ことができる。
【手続補正１８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２００
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２００】また、信号分離手段は、第２の発振信号及
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
所望のＮＴＳＣ方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、ＮＴＳＣ方式の機能に関わらず、システ
ムクロックは第２の発振信号の１種類で済む。
びＮＴＳＣ方式の信号を受け、ＮＴＳＣ方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、ＮＴＳＣ式の信号から
所望のＮＴＳＣ方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、ＮＴＳＣ方式の機能に関わらず、システ
ムクロックは第２の発振信号の１種類で済む。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 有田 栄治 京都府長岡京市馬場図所１番地 三菱電機 株式会社映像システム開発研究所内 (72)発明者 朝本 洋一 京都府長岡京市馬場図所１番地 三菱電機 株式会社京都製作所内
Claims (15)
- 【請求項１】 ＭＵＳＥ方式の信号のシステムクロック
となる第１の周波数の第１の発振信号を出力する第１の
発振手段と、 ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロックとなる第２の周
波数の第２の発振信号を出力する第２の発振手段とを備
え、前記第２の周波数は前記ＮＴＳＣ方式の信号の副搬
送波の周波数の整数倍に設定され、 前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前記第１及び第２の発振
信号を受け、前記第１及び第２の発振信号に基づき、前
記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１の周波数から前記第２
の周波数に時間軸変換して前記ＮＴＳＣ方式の信号を出
力する時間軸変換手段と、 前記第２の発振信号及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受
け、ＮＴＳＣ方式の種類に応じて信号分離処理内容を変
えて、前記ＮＴＳＣ方式の信号から輝度信号及び色差信
号を分離して出力する信号分離手段と、 前記第２の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第２
の発振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行う
輝度信号処理手段と、 前記第２の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第２
の発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行う
とともに、前記第２の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備え、 前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との位相を同
期させるＰＬＬ回路を設けたことを特徴とするＭＵＳＥ
−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記ＰＬＬ回路は、 前記第２の発振手段と、 前記第１の発振信号を第１の分周比で分周して第１の分
周信号を出力する第１の分周手段と、 前記第２の発振信号を第２の分周比で分周して第２の分
周信号を出力する第２の分周手段と、 前記第１及び第２の分周信号の位相差を検出して、該位
相差に基づく信号を前記第２の発振手段の前記第２の発
振信号の位相を制御する位相制御信号として出力する位
相比較手段とを備える請求項１記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳ
Ｃコンバータ。 - 【請求項３】前記第１の周波数は３２．４ＭＨｚであ
り、 前記第２の周波数は２８．６３６３６ＭＨｚであり、 前記第１の分周比は１／３３７５であり、 前記第２の分周比は１／２９８３である請求項２記載の
ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項４】前記第１の周波数は３２．４ＭＨｚであ
り、 前記第２の周波数は２８．６３６３６ＭＨｚであり、 前記第１の分周比は１／１８００００であり、 前記第２の分周比は１／１５９０９１である請求項２記
載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項５】前記第１の周波数は３２．４ＭＨｚであ
り、 前記第２の周波数は２８．６３６３６ＭＨｚであり、 前記第１の分周比は１／２１６００であり、 前記第２の分周比は１／１９０９１である請求項２記載
のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項６】 ＭＵＳＥ方式の信号のシステムクロック
となる第１の周波数の第１の発振信号を出力する第１の
発振手段と、 ＮＴＳＣ方式の信号のシステムクロックとなる第２の周
波数の第２の発振信号を出力する第２の発振手段とを備
え、前記第２の周波数は前記ＮＴＳＣ方式の信号の副搬
送波の周波数の４の倍数倍に設定され、 前記ＭＵＳＥ方式の信号並びに前記第１及び第２の発振
信号を受け、前記第１及び第２の発振信号に基づき、前
記ＭＵＳＥ方式の信号を前記第１の周波数から前記第２
の周波数に時間軸変換して前記ＮＴＳＣ方式の信号を出
力する時間軸変換手段と、 前記第２の発振信号及び前記ＮＴＳＣ方式の信号を受
け、前記ＮＴＳＣ式の信号から、輝度信号と互いに位相
が９０゜異なる第１及び第２の色差信号を分離出力する
信号分離手段と、 前記第２の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第２
の発振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行い
信号処理済み輝度信号を出力する輝度信号処理手段と前
記第２の発振信号並びに前記第１及び第２の色差信号を
受け、前記第２の発振信号に基づき前記副搬送波の周波
数の４倍のサンプリングタイミングで前記第１及び第２
の色差信号を交互にサンプリングして得られる色差多重
信号に対し、デジタル的に信号処理を施すとともに、前
記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送
波を前記色差多重信号で変調することによりエンコード
処理を実行してデジタルクロマ信号を出力するデジタル
クロマエンコード手段と、 前記信号処理済み輝度信号をＤ／Ａ変換してアナログ輝
度信号を出力する第１のＤ／Ａ変換手段と、 前記デジタルクロマ信号をＤ／Ａ変換してアナログクロ
マ信号を出力する第２のＤ／Ａ変換手段とをさらに備え
たＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項７】 前記デジタルクロマエンコード手段は、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２の色差
信号を交互にサンプリングして前記色差多重信号を生成
する色差信号多重手段と、 第１及び第２のバーストデータを付与するバーストデー
タ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、 前記色差多重信号に前記バースト多重信号を付加してバ
ースト付き色差多重信号を生成するバースト付加手段
と、 前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬
送波を前記バースト付き色差多重信号で変調することに
よりエンコード処理を実行して前記デジタルクロマ信号
を出力するエンコード処理手段とを備える請求項６記載
のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項８】 前記デジタルクロマエンコード手段は、 第１及び第２のバーストデータを付与するバーストデー
タ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、 第１及び第２のオフセットデータを付与するオフセット
データ付与手段と、 前記第１の色差信号と前記第１のオフセットデータとを
加算して第１のオフセット加算色差信号を出力する第１
の加算手段と、 前記第２の色差信号と前記第２のオフセットデータとを
加算して第２のオフセット加算色差信号を出力する第２
の加算手段と、 前記第１のオフセット加算色差信号を受け、前記第１の
オフセット加算色差信号のオーバーフロー状態あるいは
アンダーフロー状態を検出すると、前記第１のオフセッ
ト加算色差信号を補正する第１のオーバー・アンダーフ
ロー補正手段と、 前記第２のオフセット加算色差信号を受け、前記第２の
オフセット加算色差信号のオーバーフロー状態あるいは
アンダーフロー状態を検出すると、前記第２のオフセッ
ト加算色差信号を補正する第２のオーバー・アンダーフ
ロー補正手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のオフ
セット加算色差信号をサンプリングしてオフセット加算
色差多重信号を生成する色差信号多重手段と、 前記オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信
号を付加してバースト付き色差多重信号を生成するバー
スト付加手段と、 前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬
送波を前記バースト付き色差多重信号で変調することに
より前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ
信号を出力するエンコード処理手段とを備える請求項６
記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記デジタルクロマエンコード手段は、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２の色差
信号を交互にサンプリングして前記色差多重信号を生成
する色差信号多重手段と、 第１及び第２のバーストデータを付与するバーストデー
タ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、 第１及び第２のオフセットデータを付与するオフセット
データ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のオフ
セットデータを交互にサンプリングしてオフセット多重
信号を生成するオフセット多重手段と、 前記色差多重信号と前記オフセット多重信号とをそれぞ
れ加算してオフセット加算色差多重信号を出力する加算
手段と、 前記オフセット加算色差多重信号を受け、前記オフセッ
ト加算色差多重信号のオーバーフロー状態あるいはアン
ダーフロー状態を検出すると、前記オフセット加算色差
多重信号を補正するオーバー・アンダーフロー補正手段
と、 前記オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信
号を付加してバースト付き色差多重信号を生成するバー
スト付加手段と、 前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬
送波を前記バースト付き色差多重信号で変調することに
より前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ
信号を出力するエンコード処理手段とを備える請求項６
記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項１０】 前記デジタルクロマエンコード手段
は、 第１及び第２のバックグラウンドデータを付与するバッ
クグランドデータ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第１及び第２のバッ
クグラウンドデータを交互にサンプリングしてバックグ
ラウンド多重信号を生成するバックグラウンド多重手段
と、 ブランキングデータを付与するブランキングデータ付与
手段と、 前記バックグラウンド多重信号に前記ブランキングデー
タを付加してブランキング・バックグラウンド多重信号
を生成するブランキングデータ付加手段と、 前記オフセット加算色差多重信号にブランキング・バッ
クグラウンド多重信号をさらに付加するブランキングバ
ックグラウンド付加手段とをさらに備える請求項９記載
のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項１１】 ブランキング・バックグラウンド多重
信号がさらに付加された前記オフセット加算色差多重信
号を受け、該オフセット加算色差多重信号を前記第１及
び第２の色差信号の成分に分離して外部に出力する色差
信号出力手段をさらに備える請求項１０記載のＭＵＳＥ
−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項１２】 ブランキング・バックグラウンド多重
信号がさらに付加された前記オフセット加算色差多重信
号を受け、該オフセット加算色差多重信号の前記第１及
び第２の色差信号成分のうち、少なくとも一方の色差信
号成分に係数を掛けて、前記オフセット加算色差多重信
号の前記第１及び第２の色差信号成分間の係数補正を行
う係数補正手段をさらに備える請求項１１記載のＭＵＳ
Ｅ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項１３】 ＮＴＳＣ方式のフレーム周期を指示す
るフレーム信号を付与するフレーム信号付与手段をさら
に備え、 前記エンコード処理手段は、前記第２の発振信号に基づ
き前記副搬送波を生成する副搬送波生成手段を備え、 前記副搬送波生成手段は、前記フレーム信号を受け、該
フレーム信号に基づき前記ＮＴＳＣ方式の信号のフレー
ム間の位相のズレに応じて前記副搬送波のフレーム間の
位相を変更する手段を有する請求項１２記載のＭＵＳＥ
−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項１４】 垂直同期信号を付与する垂直同期信号
付与手段と、 前記垂直同期信号及び第２の発振信号を受け、前記ＮＴ
ＳＣ方式の信号のフレーム間の位相のズレに応じて、前
記垂直同期信号と前記垂直同期信号を所定期間遅延させ
た遅延垂直同期信号とを１フレームごとに交互に外部に
出力するＮＴＳＣタイミング信号発生手段をさらに備え
る請求項６ないし請求項１３のいずれか１項に記載のＭ
ＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。 - 【請求項１５】 前記デジタルクロマエンコード手段と
前記Ｄ／Ａ変換手段との間に介挿され、前記デジタルク
ロマ信号を受け、該デジタルクロマ信号に対しデジタル
的にバンドパスフィルタ処理を施して、前記第２のＤ／
Ａ変換手段に出力するデジタルバンドパスフィルタリン
グ手段をさらに備える請求項６ないし請求項１４のいず
れか１項に記載のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5207790A JPH0767141A (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Ｍｕｓｅ−ｎｔｓｃコンバータ |
| US08/294,401 US5444495A (en) | 1993-08-23 | 1994-08-23 | Muse-NTSC converter having two oscillators |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5207790A JPH0767141A (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Ｍｕｓｅ−ｎｔｓｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767141A true JPH0767141A (ja) | 1995-03-10 |
Family
ID=16545546
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5207790A Pending JPH0767141A (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Ｍｕｓｅ−ｎｔｓｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5444495A (ja) |
| JP (1) | JPH0767141A (ja) |
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-
1994
- 1994-08-23 US US08/294,401 patent/US5444495A/en not_active Expired - Fee Related
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