JPH0767141A - Muse−ntscコンバータ - Google Patents
Muse−ntscコンバータInfo
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- JPH0767141A JPH0767141A JP5207790A JP20779093A JPH0767141A JP H0767141 A JPH0767141 A JP H0767141A JP 5207790 A JP5207790 A JP 5207790A JP 20779093 A JP20779093 A JP 20779093A JP H0767141 A JPH0767141 A JP H0767141A
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- H04N7/00—Television systems
- H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
- H04N7/0125—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level one of the standards being a high definition standard
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- H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
- H04N7/0135—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving interpolation processes
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
- H04N7/0117—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving conversion of the spatial resolution of the incoming video signal
- H04N7/0122—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving conversion of the spatial resolution of the incoming video signal the input and the output signals having different aspect ratios
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 比較的簡単、かつ小規模な回路構成のMUS
E−NTSCコンバータを得る。 【構成】 28.63636MHz発振器20の発振信号はサブ
キャリア周波数fscの8倍であり、Yの画像処理回路
17及びクロマエンコーダ18は、28.63636MHz発振
器20の発振信号を分周する等によりサブキャリア周波
数を生成することができる。信号分離回路3′は、28.6
3636MHz発振器20の発振信号を単一のシステムクロ
ックとして入力し、フル・ワイドモードとズームモード
とでその信号処理内容を変えて信号分離処理を行う。し
たがって、MUSE方式とNTSC方式とのシステムク
ロックをPLLするに際して、32.4MHz発振器19の
発振信号と28.63636MHz発振器20の発振信号とを位
相同期させるPLL回路21を1つ設ければ済む。
E−NTSCコンバータを得る。 【構成】 28.63636MHz発振器20の発振信号はサブ
キャリア周波数fscの8倍であり、Yの画像処理回路
17及びクロマエンコーダ18は、28.63636MHz発振
器20の発振信号を分周する等によりサブキャリア周波
数を生成することができる。信号分離回路3′は、28.6
3636MHz発振器20の発振信号を単一のシステムクロ
ックとして入力し、フル・ワイドモードとズームモード
とでその信号処理内容を変えて信号分離処理を行う。し
たがって、MUSE方式とNTSC方式とのシステムク
ロックをPLLするに際して、32.4MHz発振器19の
発振信号と28.63636MHz発振器20の発振信号とを位
相同期させるPLL回路21を1つ設ければ済む。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、MUSE方式により
伝送されるハイビジョン信号をNTSCモニターで再生
できる信号に変換するMUSE−NTSCコンバータに
関するものである。
伝送されるハイビジョン信号をNTSCモニターで再生
できる信号に変換するMUSE−NTSCコンバータに
関するものである。
【0002】
【従来の技術】MUSE方式によるハイビジョンの衛星
放送は、実験放送の段階から試験放送へ移行され、家庭
においてハイビジョン放送を受信したいという要望は、
今後ますます大きくなっていくと考えられる。
放送は、実験放送の段階から試験放送へ移行され、家庭
においてハイビジョン放送を受信したいという要望は、
今後ますます大きくなっていくと考えられる。
【0003】MUSE方式は現行の標準方式であるNT
SC方式とは両立性がない。したがって、ハイビジョン
放送を受信するには、MUSEデコーダと呼ばれるMU
SE信号の復号器を内蔵したハイビジョン受信機が必要
である。
SC方式とは両立性がない。したがって、ハイビジョン
放送を受信するには、MUSEデコーダと呼ばれるMU
SE信号の復号器を内蔵したハイビジョン受信機が必要
である。
【0004】一方、現行の受像機でもハイビジョン放送
を楽しみたいという要望は強く、これを実現するため、
MUSE信号を現行のNTSC方式に変化する方式変換
器、すなわち、MUSE−NTSCコンバータが必要と
され、すでに製品化されているものもある。
を楽しみたいという要望は強く、これを実現するため、
MUSE信号を現行のNTSC方式に変化する方式変換
器、すなわち、MUSE−NTSCコンバータが必要と
され、すでに製品化されているものもある。
【0005】図28は従来のMUSE−NTSCコンバ
ータの構成を示すブロック図である。このMUSE−N
TSCコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
1991Vo1.45 No.11 5−2−3 MU
SE−NTSCコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
ータの構成を示すブロック図である。このMUSE−N
TSCコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
1991Vo1.45 No.11 5−2−3 MU
SE−NTSCコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
【0006】同図において、1はMUSE信号SMを入
力処理する入力信号処理回路、2はMUSE方式の入力
信号をNTSC方式に時間軸変換する時間軸変換処理回
路、3は、時間軸変換処理回路2から得たNTSC方式
の信号を輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分
離する信号分離回路、4は輝度信号Yを1125本の走
査線から525本の走査線に変換するYの垂直フィル
タ、5は色差信号R−Y及びB−Yを4倍の時間に伸長
する時間伸長回路、6は色差信号R−Y及びB−Yを、
Yの垂直フィルタ4で変換された輝度信号Yの操作にあ
わせて変換するCの垂直フィルタ、7は変換した輝度信
号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yの走査線をさらに
2/3に圧縮する垂直圧縮回路である。そして、Yの垂
直フィルタ4及びCの垂直フィルタ6を経た輝度信号Y
並びに色差信号R−Y及びB−Yが2−1セレクタ8の
第1入力8aに直接付与され、垂直圧縮器7を経た輝度
信号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yが2−1セレク
タ8の第2入力8bに付与される。
力処理する入力信号処理回路、2はMUSE方式の入力
信号をNTSC方式に時間軸変換する時間軸変換処理回
路、3は、時間軸変換処理回路2から得たNTSC方式
の信号を輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分
離する信号分離回路、4は輝度信号Yを1125本の走
査線から525本の走査線に変換するYの垂直フィル
タ、5は色差信号R−Y及びB−Yを4倍の時間に伸長
する時間伸長回路、6は色差信号R−Y及びB−Yを、
Yの垂直フィルタ4で変換された輝度信号Yの操作にあ
わせて変換するCの垂直フィルタ、7は変換した輝度信
号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yの走査線をさらに
2/3に圧縮する垂直圧縮回路である。そして、Yの垂
直フィルタ4及びCの垂直フィルタ6を経た輝度信号Y
並びに色差信号R−Y及びB−Yが2−1セレクタ8の
第1入力8aに直接付与され、垂直圧縮器7を経た輝度
信号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yが2−1セレク
タ8の第2入力8bに付与される。
【0007】2−1セレクタ8は第1入力8a及び第2
入力8bから得られる信号のうち、図示しない制御信号
に基づき一方の信号を選択して画像処理回路9に出力す
る。画像処理回路9は2−1セレクタ8の出力信号にい
ろいろな処理をほどこしてD/A変換器10に出力す
る。D/A変換器10は、画像処理回路9より得たデジ
タル信号をアナログ信号に変換するした外部に出力する
とともに、NTSCクロマエンコーダ11に出力する。
NTSCクロマエンコーダ11はD/A変換器10より
得た信号からNTSC方式のクロマ信号を生成する。な
お、12はMUSE方式のシステムクロックである1
6.2MHZの発振信号を出力する16.2MHZ発振器、
13は16:9のモニターで真円率が保てる変換モード
(以降フルモードとする)と4:3のモニターで水平方
向をほぼ全部変換し垂直方向変換をフルモードの2/3
にして真円率を保つ変換モード(以降ワイドとする)双
方のシステムロックである14.742MHZの発振信
号を出力する14.742MHZ発振器、14は4:3のモニ
ターで水平方向で切り捨てて真円率を保つ変換モード
(以降ズームモードとする)のシステムクロックである
10.08 MHZの発振信号を出力する10.08MHZの
発振器、15はNTSCクロマエンコーダ11の副搬送
波生成用のシステムクロックである3.579545M
Hzの発振信号を出力する3.579545MHz発振器であ
る。
入力8bから得られる信号のうち、図示しない制御信号
に基づき一方の信号を選択して画像処理回路9に出力す
る。画像処理回路9は2−1セレクタ8の出力信号にい
ろいろな処理をほどこしてD/A変換器10に出力す
る。D/A変換器10は、画像処理回路9より得たデジ
タル信号をアナログ信号に変換するした外部に出力する
とともに、NTSCクロマエンコーダ11に出力する。
NTSCクロマエンコーダ11はD/A変換器10より
得た信号からNTSC方式のクロマ信号を生成する。な
お、12はMUSE方式のシステムクロックである1
6.2MHZの発振信号を出力する16.2MHZ発振器、
13は16:9のモニターで真円率が保てる変換モード
(以降フルモードとする)と4:3のモニターで水平方
向をほぼ全部変換し垂直方向変換をフルモードの2/3
にして真円率を保つ変換モード(以降ワイドとする)双
方のシステムロックである14.742MHZの発振信
号を出力する14.742MHZ発振器、14は4:3のモニ
ターで水平方向で切り捨てて真円率を保つ変換モード
(以降ズームモードとする)のシステムクロックである
10.08 MHZの発振信号を出力する10.08MHZの
発振器、15はNTSCクロマエンコーダ11の副搬送
波生成用のシステムクロックである3.579545M
Hzの発振信号を出力する3.579545MHz発振器であ
る。
【0008】16.2MHz発振器12の発振信号は入力信
号処理回路1及び時間軸変換処理回路2に付与され、1
4.742MHz発振器13及び10.08 MHz発振器14の
発振信号の発振信号のうち、一方の発振信号が時間軸変
換処理回路2、信号分離回路3、Yの垂直フィルタ4、
時間伸張回路5、Cの垂直フィルタ6、垂直圧縮器7及
びD/A変換器10に付与され、3.579545MHz発振器
15の発振信号がNTSCクロマエンコーダ11に付与
される。
号処理回路1及び時間軸変換処理回路2に付与され、1
4.742MHz発振器13及び10.08 MHz発振器14の
発振信号の発振信号のうち、一方の発振信号が時間軸変
換処理回路2、信号分離回路3、Yの垂直フィルタ4、
時間伸張回路5、Cの垂直フィルタ6、垂直圧縮器7及
びD/A変換器10に付与され、3.579545MHz発振器
15の発振信号がNTSCクロマエンコーダ11に付与
される。
【0009】次に動作について説明する。入力したMU
SE信号SMは入力処理回路1により、ディエンファシ
ス、コントロール信号検出、PLL等の処理が施された
後、この入力処理された信号が時間軸変換処理回路2に
より、時間軸変換処理される。
SE信号SMは入力処理回路1により、ディエンファシ
ス、コントロール信号検出、PLL等の処理が施された
後、この入力処理された信号が時間軸変換処理回路2に
より、時間軸変換処理される。
【0010】すなわち、時間軸変換処理回路2は、入力
処理された信号を奇数ラインと偶数ラインに分け、別々
に時間軸変換メモリに入力し、16.2MHz発振器からの
16.2MHZの発振信号を受けるとともに、フルモー
ドあるいはワイドモードの時は2−1セレクタ59を介
して14.742MHz発振器13からの発振信号を受けて、
システムクロックを32.4MHzから14.742M
HZに変換する。一方、ズームモードの場合は、16.
2MHZの発振信号を受けるとともに、2−1セレクタ
59を介して10.08 MHz発振器14からの発振信号を
受けて、システムクロックを32.4MHzから10.
08MHZに変換する。
処理された信号を奇数ラインと偶数ラインに分け、別々
に時間軸変換メモリに入力し、16.2MHz発振器からの
16.2MHZの発振信号を受けるとともに、フルモー
ドあるいはワイドモードの時は2−1セレクタ59を介
して14.742MHz発振器13からの発振信号を受けて、
システムクロックを32.4MHzから14.742M
HZに変換する。一方、ズームモードの場合は、16.
2MHZの発振信号を受けるとともに、2−1セレクタ
59を介して10.08 MHz発振器14からの発振信号を
受けて、システムクロックを32.4MHzから10.
08MHZに変換する。
【0011】時間軸変換された信号は、信号分離回路3
により、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分
離され、輝度信号YはYの垂直フィルタ4に、色差信号
R−Y及びB−Yは時間伸長回路5にそれぞれ入力され
る。
により、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分
離され、輝度信号YはYの垂直フィルタ4に、色差信号
R−Y及びB−Yは時間伸長回路5にそれぞれ入力され
る。
【0012】Yの垂直フィルタ4はMUSEの輝度信号
Yの有効走査線1032本を516本に減らせる。すな
わち2本の走査線から1本の走査線を作り出している。
Yの有効走査線1032本を516本に減らせる。すな
わち2本の走査線から1本の走査線を作り出している。
【0013】一方、色差信号R−Y及びB−YはMUS
E信号において1/4に時間圧縮されているので、時間
伸長回路5で4倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はCの垂直フィルタ6でYの走査線と垂直位置を
合わせるよるにフィルタを掛ける。色差信号は各516
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Y双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
E信号において1/4に時間圧縮されているので、時間
伸長回路5で4倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はCの垂直フィルタ6でYの走査線と垂直位置を
合わせるよるにフィルタを掛ける。色差信号は各516
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Y双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
【0014】走査変換された輝度信号Yと垂直位相の合
った色差信号R−Y及びB−Yは2−1セレクタ8で適
宜選択され、フルモード、ズームモード時は画像処理回
路9を通してD/A変換器に接続され、ワイドモード時
は垂直圧縮回路7で有効垂直走査線が2/3に変換され
た後、画像処理回路9を通してD/A変換器に接続され
る。
った色差信号R−Y及びB−Yは2−1セレクタ8で適
宜選択され、フルモード、ズームモード時は画像処理回
路9を通してD/A変換器に接続され、ワイドモード時
は垂直圧縮回路7で有効垂直走査線が2/3に変換され
た後、画像処理回路9を通してD/A変換器に接続され
る。
【0015】これらフルモード、ズームモードあるいは
ワイドモードで変換された信号は、画像処理回路9で例
えば輪郭補正等の画像処理をされD/A変換器10でア
ナログ信号に変換される。
ワイドモードで変換された信号は、画像処理回路9で例
えば輪郭補正等の画像処理をされD/A変換器10でア
ナログ信号に変換される。
【0016】また、アナログ信号に変換された色差信号
R−Y及びB−Yは、NTSCクロマエンコーダ11に
より、3.579545MHz発振器15の発振信号に基づき生
成されたサブキャリアを用いてNTSC方式のクロマ信
号に変調される。
R−Y及びB−Yは、NTSCクロマエンコーダ11に
より、3.579545MHz発振器15の発振信号に基づき生
成されたサブキャリアを用いてNTSC方式のクロマ信
号に変調される。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】従来のMUSE−NT
SCコンバータは以上のように構成されており、MUS
E方式とNTSC方式とのシステムクロックをPLLす
るに際して、16.2MHz発振器12の発振信号と14.742
MHz発振器13の発振信号とを位相同期させる第1の
PLL回路、16.2MHz発振器12の発振信号と10.08
MHz発振器14の発振信号とを位相同期させる第2の
PLL回路、16.2MHz発振器12の発振信号と3.5795
45MHz発振器15の発振信号とを位相同期させる第3
のPLL回路とが必要なる。
SCコンバータは以上のように構成されており、MUS
E方式とNTSC方式とのシステムクロックをPLLす
るに際して、16.2MHz発振器12の発振信号と14.742
MHz発振器13の発振信号とを位相同期させる第1の
PLL回路、16.2MHz発振器12の発振信号と10.08
MHz発振器14の発振信号とを位相同期させる第2の
PLL回路、16.2MHz発振器12の発振信号と3.5795
45MHz発振器15の発振信号とを位相同期させる第3
のPLL回路とが必要なる。
【0018】このように、従来のMUSE−NTSCコ
ンバータは、PLL回路を3個も必要とするため、回路
が複雑になるという問題点があった。
ンバータは、PLL回路を3個も必要とするため、回路
が複雑になるという問題点があった。
【0019】また、従来のMUSE−NTSCコンバー
タは、色差信号R−Y及びB−Yをアナログ信号に変換
した後、アナログ信号処理用のNTSCクロマエンコー
ダ11を必要とするため、回路規模が大きくなるという
問題点があった。
タは、色差信号R−Y及びB−Yをアナログ信号に変換
した後、アナログ信号処理用のNTSCクロマエンコー
ダ11を必要とするため、回路規模が大きくなるという
問題点があった。
【0020】この発明は上記問題点を解決するためにな
されたもので、比較的簡単、かつ小規模な回路構成のM
USE−NTSCコンバータを得ることを目的とする。
されたもので、比較的簡単、かつ小規模な回路構成のM
USE−NTSCコンバータを得ることを目的とする。
【0021】
【課題を解決するための手段】この発明にかかる請求項
1記載のMUSE−NTSCコンバータは、MUSE方
式の信号のシステムクロックとなる第1の周波数の第1
の発振信号を出力する第1の発振手段と、NTSC方式
の信号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の
発振信号を出力する第2の発振手段とを備え、前記第2
の周波数は前記NTSC方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記MUSE方式の信号並びに前
記第1及び第2の発振信号を受け、前記第1及び第2の
発振信号に基づき、前記MUSE方式の信号を前記第1
の周波数から前記第2の周波数に時間軸変換して前記N
TSC方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
2の発振信号及び前記NTSC方式の信号を受け、NT
SC方式の種類に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記NTSC方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第2の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第2の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第2の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第2の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第2の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第1の発振信
号と前記第2の発振信号との位相を同期させるPLL回
路を設けている。
1記載のMUSE−NTSCコンバータは、MUSE方
式の信号のシステムクロックとなる第1の周波数の第1
の発振信号を出力する第1の発振手段と、NTSC方式
の信号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の
発振信号を出力する第2の発振手段とを備え、前記第2
の周波数は前記NTSC方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記MUSE方式の信号並びに前
記第1及び第2の発振信号を受け、前記第1及び第2の
発振信号に基づき、前記MUSE方式の信号を前記第1
の周波数から前記第2の周波数に時間軸変換して前記N
TSC方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
2の発振信号及び前記NTSC方式の信号を受け、NT
SC方式の種類に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記NTSC方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第2の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第2の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第2の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第2の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第2の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第1の発振信
号と前記第2の発振信号との位相を同期させるPLL回
路を設けている。
【0022】望ましくは、請求項2記載のMUSE−N
TSCコンバータのように、前記PLL回路は、前記第
2の発振手段と、前記第1の発振信号を第1の分周比で
分周して第1の分周信号を出力する第1の分周手段と、
前記第2の発振信号を第2の分周比で分周して第2の分
周信号を出力する第2の分周手段と、前記第1及び第2
の分周信号の位相差を検出して、該位相差に基づく信号
を前記第2の発振手段の前記第2の発振信号の位相を制
御する位相制御信号として出力する位相比較手段とを備
えて構成してもよい。
TSCコンバータのように、前記PLL回路は、前記第
2の発振手段と、前記第1の発振信号を第1の分周比で
分周して第1の分周信号を出力する第1の分周手段と、
前記第2の発振信号を第2の分周比で分周して第2の分
周信号を出力する第2の分周手段と、前記第1及び第2
の分周信号の位相差を検出して、該位相差に基づく信号
を前記第2の発振手段の前記第2の発振信号の位相を制
御する位相制御信号として出力する位相比較手段とを備
えて構成してもよい。
【0023】前記PLL回路の第1の態様として、請求
項3記載のMUSE−NTSCコンバータのように、前
記第1の周波数を32.4MHz、前記第2の周波数を
28.63636MHz、前記第1の分周比を1/33
75、前記第2の分周比を1/2983に設定してもよ
い。
項3記載のMUSE−NTSCコンバータのように、前
記第1の周波数を32.4MHz、前記第2の周波数を
28.63636MHz、前記第1の分周比を1/33
75、前記第2の分周比を1/2983に設定してもよ
い。
【0024】前記PLL回路の第2の態様として、請求
項4記載のMUSE−NTSCコンバータのように、前
記第1の周波数を32.4MHz、前記第2の周波数を
28.63636MHz、前記第1の分周比を1/18
0000、前記第2の分周比を1/159091に設定
してもよい。
項4記載のMUSE−NTSCコンバータのように、前
記第1の周波数を32.4MHz、前記第2の周波数を
28.63636MHz、前記第1の分周比を1/18
0000、前記第2の分周比を1/159091に設定
してもよい。
【0025】前記PLL回路の第3の態様として、請求
項5記載のMUSE−NTSCコンバータのように、前
記第1の周波数を32.4MHz、前記第2の周波数を
28.63636MHz、前記第1の分周比を1/21
600、前記第2の分周比を1/19091に設定して
もよい。
項5記載のMUSE−NTSCコンバータのように、前
記第1の周波数を32.4MHz、前記第2の周波数を
28.63636MHz、前記第1の分周比を1/21
600、前記第2の分周比を1/19091に設定して
もよい。
【0026】この発明にかかる請求項6記載のMUSE
−NTSCコンバータは、MUSE方式の信号のシステ
ムクロックとなる第1の周波数の第1の発振信号を出力
する第1の発振手段と、NTSC方式の信号のシステム
クロックとなる第2の周波数の第2の発振信号を出力す
る第2の発振手段とを備え、前記第2の周波数は前記N
TSC方式の信号の副搬送波の周波数の4の倍数倍に設
定され、前記MUSE方式の信号並びに前記第1及び第
2の発振信号を受け、前記第1及び第2の発振信号に基
づき、前記MUSE方式の信号を前記第1の周波数から
前記第2の周波数に時間軸変換して前記NTSC方式の
信号を出力する時間軸変換手段と、前記第2の発振信号
及び前記NTSC方式の信号を受け、前記NTSC式の
信号から、輝度信号と互いに位相が90゜異なる第1及
び第2の色差信号を分離出力する信号分離手段と、前記
第2の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第2の発
振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行い信号
処理済み輝度信号を出力する輝度信号処理手段と、前記
第2の発振信号並びに前記第1及び第2の色差信号を受
け、前記第2の発振信号に基づき前記副搬送波の周波数
の4倍のサンプリングタイミングで前記第1及び第2の
色差信号を交互にサンプリングして得られる色差多重信
号に対し、デジタル的に信号処理を施すとともに、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記色差多重信号で変調することによりエンコード処
理を実行してデジタルクロマ信号を出力するデジタルク
ロマエンコード手段と、前記信号処理済み輝度信号をD
/A変換してアナログ輝度信号を出力する第1のD/A
変換手段と、前記デジタルクロマ信号をD/A変換して
アナログクロマ信号を出力する第2のD/A変換手段と
をさらに備えて構成される。
−NTSCコンバータは、MUSE方式の信号のシステ
ムクロックとなる第1の周波数の第1の発振信号を出力
する第1の発振手段と、NTSC方式の信号のシステム
クロックとなる第2の周波数の第2の発振信号を出力す
る第2の発振手段とを備え、前記第2の周波数は前記N
TSC方式の信号の副搬送波の周波数の4の倍数倍に設
定され、前記MUSE方式の信号並びに前記第1及び第
2の発振信号を受け、前記第1及び第2の発振信号に基
づき、前記MUSE方式の信号を前記第1の周波数から
前記第2の周波数に時間軸変換して前記NTSC方式の
信号を出力する時間軸変換手段と、前記第2の発振信号
及び前記NTSC方式の信号を受け、前記NTSC式の
信号から、輝度信号と互いに位相が90゜異なる第1及
び第2の色差信号を分離出力する信号分離手段と、前記
第2の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第2の発
振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行い信号
処理済み輝度信号を出力する輝度信号処理手段と、前記
第2の発振信号並びに前記第1及び第2の色差信号を受
け、前記第2の発振信号に基づき前記副搬送波の周波数
の4倍のサンプリングタイミングで前記第1及び第2の
色差信号を交互にサンプリングして得られる色差多重信
号に対し、デジタル的に信号処理を施すとともに、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記色差多重信号で変調することによりエンコード処
理を実行してデジタルクロマ信号を出力するデジタルク
ロマエンコード手段と、前記信号処理済み輝度信号をD
/A変換してアナログ輝度信号を出力する第1のD/A
変換手段と、前記デジタルクロマ信号をD/A変換して
アナログクロマ信号を出力する第2のD/A変換手段と
をさらに備えて構成される。
【0027】望ましくは、請求項7記載のMUSE−N
TSCコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第1及
び第2の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第1及び第2の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、前記色差多重信号に前
記バースト多重信号を付加してバースト付き色差多重信
号を生成するバースト付加手段と、前記発振信号に基づ
き前記副搬送波を生成し、前記副搬送波を前記バースト
付き色差多重信号で変調することによりエンコード処理
を実行して前記デジタルクロマ信号を出力するエンコー
ド処理手段とを備えて構成してもよい。
TSCコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第1及
び第2の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第1及び第2の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、前記色差多重信号に前
記バースト多重信号を付加してバースト付き色差多重信
号を生成するバースト付加手段と、前記発振信号に基づ
き前記副搬送波を生成し、前記副搬送波を前記バースト
付き色差多重信号で変調することによりエンコード処理
を実行して前記デジタルクロマ信号を出力するエンコー
ド処理手段とを備えて構成してもよい。
【0028】望ましくは、請求項8記載のMUSE−N
TSCコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、第1及び第2のバーストデータを付与する
バーストデータ付与手段と、前記サンプリングタイミン
グで前記第1及び第2のバーストデータを交互にサンプ
リングしてバースト多重信号を生成するバースト多重手
段と、第1及び第2のオフセットデータを付与するオフ
セットデータ付与手段と、前記第1の色差信号と前記第
1のオフセットデータとを加算して第1のオフセット加
算色差信号を出力する第1の加算手段と、前記第2の色
差信号と前記第2のオフセットデータとを加算して第2
のオフセット加算色差信号を出力する第2の加算手段
と、前記第1のオフセット加算色差信号を受け、前記第
1のオフセット加算色差信号のオーバーフロー状態ある
いはアンダーフロー状態を検出すると、前記第1のオフ
セット加算色差信号を補正する第1のオーバー・アンダ
ーフロー補正手段と、前記第2のオフセット加算色差信
号を受け、前記第2のオフセット加算色差信号のオーバ
ーフロー状態あるいはアンダーフロー状態を検出する
と、前記第2のオフセット加算色差信号を補正する第2
のオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記サンプリ
ングタイミングで前記第1及び第2のオフセット加算色
差信号をサンプリングしてオフセット加算色差多重信号
を生成する色差信号多重手段と、前記オフセット加算色
差多重信号に前記バースト多重信号を付加してバースト
付き色差多重信号を生成するバースト付加手段と、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記バースト付き色差多重信号で変調することにより
前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ信号
を出力するエンコード処理手段とを備えて構成してもよ
い。
TSCコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、第1及び第2のバーストデータを付与する
バーストデータ付与手段と、前記サンプリングタイミン
グで前記第1及び第2のバーストデータを交互にサンプ
リングしてバースト多重信号を生成するバースト多重手
段と、第1及び第2のオフセットデータを付与するオフ
セットデータ付与手段と、前記第1の色差信号と前記第
1のオフセットデータとを加算して第1のオフセット加
算色差信号を出力する第1の加算手段と、前記第2の色
差信号と前記第2のオフセットデータとを加算して第2
のオフセット加算色差信号を出力する第2の加算手段
と、前記第1のオフセット加算色差信号を受け、前記第
1のオフセット加算色差信号のオーバーフロー状態ある
いはアンダーフロー状態を検出すると、前記第1のオフ
セット加算色差信号を補正する第1のオーバー・アンダ
ーフロー補正手段と、前記第2のオフセット加算色差信
号を受け、前記第2のオフセット加算色差信号のオーバ
ーフロー状態あるいはアンダーフロー状態を検出する
と、前記第2のオフセット加算色差信号を補正する第2
のオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記サンプリ
ングタイミングで前記第1及び第2のオフセット加算色
差信号をサンプリングしてオフセット加算色差多重信号
を生成する色差信号多重手段と、前記オフセット加算色
差多重信号に前記バースト多重信号を付加してバースト
付き色差多重信号を生成するバースト付加手段と、前記
発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送波
を前記バースト付き色差多重信号で変調することにより
前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ信号
を出力するエンコード処理手段とを備えて構成してもよ
い。
【0029】望ましくは、請求項9記載のMUSE−N
TSCコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第1及
び第2の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第1及び第2の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、第1及び第2のオフセ
ットデータを付与するオフセットデータ付与手段と、前
記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のオフセ
ットデータを交互にサンプリングしてオフセット多重信
号を生成するオフセット多重手段と、前記色差多重信号
と前記オフセット多重信号とをそれぞれ加算してオフセ
ット加算色差多重信号を出力する加算手段と、前記オフ
セット加算色差多重信号を受け、前記オフセット加算色
差多重信号のオーバーフロー状態あるいはアンダーフロ
ー状態を検出すると、前記オフセット加算色差多重信号
を補正するオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記
オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信号を
付加してバースト付き色差多重信号を生成するバースト
付加手段と、前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成
し、前記副搬送波を前記バースト付き色差多重信号で変
調することにより前記エンコード処理を実行して前記デ
ジタルクロマ信号を出力するエンコード処理手段とを備
えて構成してもよい。
TSCコンバータのように、前記デジタルクロマエンコ
ード手段は、前記サンプリングタイミングで前記第1及
び第2の色差信号を交互にサンプリングして前記色差多
重信号を生成する色差信号多重手段と、第1及び第2の
バーストデータを付与するバーストデータ付与手段と、
前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、第1及び第2のオフセ
ットデータを付与するオフセットデータ付与手段と、前
記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のオフセ
ットデータを交互にサンプリングしてオフセット多重信
号を生成するオフセット多重手段と、前記色差多重信号
と前記オフセット多重信号とをそれぞれ加算してオフセ
ット加算色差多重信号を出力する加算手段と、前記オフ
セット加算色差多重信号を受け、前記オフセット加算色
差多重信号のオーバーフロー状態あるいはアンダーフロ
ー状態を検出すると、前記オフセット加算色差多重信号
を補正するオーバー・アンダーフロー補正手段と、前記
オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信号を
付加してバースト付き色差多重信号を生成するバースト
付加手段と、前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成
し、前記副搬送波を前記バースト付き色差多重信号で変
調することにより前記エンコード処理を実行して前記デ
ジタルクロマ信号を出力するエンコード処理手段とを備
えて構成してもよい。
【0030】望ましくは、請求項10記載のMUSE−
NTSCコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段は、第1及び第2のバックグラウンドデータ
を付与するバックグランドデータ付与手段と、前記サン
プリングタイミングで前記第1及び第2のバックグラウ
ンドデータを交互にサンプリングしてバックグラウンド
多重信号を生成するバックグラウンド多重手段と、ブラ
ンキングデータを付与するブランキングデータ付与手段
と、前記バックグラウンド多重信号に前記ブランキング
データを付加してブランキング・バックグラウンド多重
信号を生成するブランキングデータ付加手段と、前記オ
フセット加算色差多重信号にブランキング・バックグラ
ウンド多重信号をさらに付加するブランキングバックグ
ラウンド付加手段とをさらに備えて構成してもよい。
NTSCコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段は、第1及び第2のバックグラウンドデータ
を付与するバックグランドデータ付与手段と、前記サン
プリングタイミングで前記第1及び第2のバックグラウ
ンドデータを交互にサンプリングしてバックグラウンド
多重信号を生成するバックグラウンド多重手段と、ブラ
ンキングデータを付与するブランキングデータ付与手段
と、前記バックグラウンド多重信号に前記ブランキング
データを付加してブランキング・バックグラウンド多重
信号を生成するブランキングデータ付加手段と、前記オ
フセット加算色差多重信号にブランキング・バックグラ
ウンド多重信号をさらに付加するブランキングバックグ
ラウンド付加手段とをさらに備えて構成してもよい。
【0031】望ましくは、請求項11記載のMUSE−
NTSCコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
を前記第1及び第2の色差信号の成分に分離して外部に
出力する色差信号出力手段をさらに備えてもよい。
NTSCコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
を前記第1及び第2の色差信号の成分に分離して外部に
出力する色差信号出力手段をさらに備えてもよい。
【0032】望ましくは、請求項12記載のMUSE−
NTSCコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
の前記第1及び第2の色差信号成分のうち、少なくとも
一方の色差信号成分に係数を掛けて、前記オフセット加
算色差多重信号の前記第1及び第2の色差信号成分間の
係数補正を行う係数補正手段をさらに備えてもよい。
NTSCコンバータのように、ブランキング・バックグ
ラウンド多重信号がさらに付加された前記オフセット加
算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差多重信号
の前記第1及び第2の色差信号成分のうち、少なくとも
一方の色差信号成分に係数を掛けて、前記オフセット加
算色差多重信号の前記第1及び第2の色差信号成分間の
係数補正を行う係数補正手段をさらに備えてもよい。
【0033】望ましくは、請求項13記載のMUSE−
NTSCコンバータのように、NTSC方式のフレーム
周期を指示するフレーム信号を付与するフレーム信号付
与手段をさらに備え、前記エンコード処理手段は、前記
第2の発振信号に基づき前記副搬送波を生成する副搬送
波生成手段を備え、前記副搬送波生成手段は、前記フレ
ーム信号を受け、該フレーム信号に基づき前記NTSC
方式の信号のフレーム間の位相のズレに応じて前記副搬
送波のフレーム間の位相を変更する手段を有してもよ
い。
NTSCコンバータのように、NTSC方式のフレーム
周期を指示するフレーム信号を付与するフレーム信号付
与手段をさらに備え、前記エンコード処理手段は、前記
第2の発振信号に基づき前記副搬送波を生成する副搬送
波生成手段を備え、前記副搬送波生成手段は、前記フレ
ーム信号を受け、該フレーム信号に基づき前記NTSC
方式の信号のフレーム間の位相のズレに応じて前記副搬
送波のフレーム間の位相を変更する手段を有してもよ
い。
【0034】望ましくは、請求項記載のMUSE−NT
SCコンバータのように、垂直同期信号を付与する垂直
同期信号付与手段と、前記垂直同期信号及び第2の発振
信号を受け、前記NTSC方式の信号のフレーム間の位
相のズレに応じて、前記垂直同期信号と前記垂直同期信
号を所定期間遅延させた遅延垂直同期信号とを1フレー
ムごとに交互に外部に出力するNTSCタイミング信号
発生手段をさらに備えてもよい。
SCコンバータのように、垂直同期信号を付与する垂直
同期信号付与手段と、前記垂直同期信号及び第2の発振
信号を受け、前記NTSC方式の信号のフレーム間の位
相のズレに応じて、前記垂直同期信号と前記垂直同期信
号を所定期間遅延させた遅延垂直同期信号とを1フレー
ムごとに交互に外部に出力するNTSCタイミング信号
発生手段をさらに備えてもよい。
【0035】望ましくは、請求項15記載のMUSE−
NTSCコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段と前記D/A変換手段との間に介挿され、前
記デジタルクロマ信号を受け、該デジタルクロマ信号に
対しデジタル的にバンドパスフィルタ処理を施して、前
記第2のD/A変換手段に出力するデジタルバンドパス
フィルタリング手段をさらに備えてもよい。
NTSCコンバータのように、前記デジタルクロマエン
コード手段と前記D/A変換手段との間に介挿され、前
記デジタルクロマ信号を受け、該デジタルクロマ信号に
対しデジタル的にバンドパスフィルタ処理を施して、前
記第2のD/A変換手段に出力するデジタルバンドパス
フィルタリング手段をさらに備えてもよい。
【0036】
【作用】この発明における請求項1ないし請求項5記載
のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2の発振
手段は、第NTSC方式の信号のシステムクロックとな
る第2の周波数の第2の発振信号を出力しており、第2
の周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の整
数倍に設定されるため、信号処理手段は第2の発振信号
に基づき副搬送波を生成することができる。
のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2の発振
手段は、第NTSC方式の信号のシステムクロックとな
る第2の周波数の第2の発振信号を出力しており、第2
の周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の整
数倍に設定されるため、信号処理手段は第2の発振信号
に基づき副搬送波を生成することができる。
【0037】また、信号分離手段は、第2の発振信号及
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、NTS
C方式の種類に関わらず、システムクロックは第2の発
振信号の1種類で済む。
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、NTS
C方式の種類に関わらず、システムクロックは第2の発
振信号の1種類で済む。
【0038】この発明における請求項6ないし請求項1
5記載のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2
の発振手段は、NTSC方式の信号のシステムクロック
となる第2の周波数の第2の発振信号を出力し、第2の
周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の4の
倍数に設定される。
5記載のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2
の発振手段は、NTSC方式の信号のシステムクロック
となる第2の周波数の第2の発振信号を出力し、第2の
周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の4の
倍数に設定される。
【0039】このため、デジタルクロマエンコード手段
により、副搬送波の4倍の周波数のタイミングで第1及
び第2の色差信号を交互にサンプリングして色差多重信
号を得ることにより、第1及び第2の色差信号の合成信
号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
により、副搬送波の4倍の周波数のタイミングで第1及
び第2の色差信号を交互にサンプリングして色差多重信
号を得ることにより、第1及び第2の色差信号の合成信
号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
【0040】
【実施例】<<第1の実施例>>図1はこの発明の第1
の実施例であるMUSE−NTSCコンバータの構成を
示すブロック図である。
の実施例であるMUSE−NTSCコンバータの構成を
示すブロック図である。
【0041】図1において、1はすでにデジタル信号化
されたMUSE信号SMを受ける入力信号処理回路であ
り、MUSE信号SMに対し、デイエンファシスやコン
トロール信号検出、リサンプリングのためのPLL同期
処理及びリサンプリングしたデータの2次元内挿等の処
理を施して垂直走査変換回路16に出力する。
されたMUSE信号SMを受ける入力信号処理回路であ
り、MUSE信号SMに対し、デイエンファシスやコン
トロール信号検出、リサンプリングのためのPLL同期
処理及びリサンプリングしたデータの2次元内挿等の処
理を施して垂直走査変換回路16に出力する。
【0042】垂直走査変換回路16は入力信号処理回路
1を経たMUSE信号SMの1125本の垂直走査線数
をNTSC方式用の525本に変換して中間信号S16
を時間軸変換処理回路2′に出力する。
1を経たMUSE信号SMの1125本の垂直走査線数
をNTSC方式用の525本に変換して中間信号S16
を時間軸変換処理回路2′に出力する。
【0043】時間軸変換処理回路2′は、中間信号S1
6をMUSE方式からNTSC方式に時間軸変換してN
TSC信号S2を信号分離回路3′に出力する。
6をMUSE方式からNTSC方式に時間軸変換してN
TSC信号S2を信号分離回路3′に出力する。
【0044】信号分離回路3′は、NTSC信号S2を
受け、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分離
して輝度信号YをYの画像処理回路17に出力し、色差
信号R−Y及びB−Yをクロマエンコーダ18に出力す
る。この際、NTSC方式の種類(ワイドモード、フル
モード及びズームモード)に応じて処理内容を変えてい
る。
受け、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分離
して輝度信号YをYの画像処理回路17に出力し、色差
信号R−Y及びB−Yをクロマエンコーダ18に出力す
る。この際、NTSC方式の種類(ワイドモード、フル
モード及びズームモード)に応じて処理内容を変えてい
る。
【0045】Yの画像処理回路17は、輝度信号Yに様
々な処理を施してD/A変換器10Aに出力する。
々な処理を施してD/A変換器10Aに出力する。
【0046】クロマエンコーダ18は、28.63636MHz
発振器20の発振信号から内部で副搬送波(サブキャリ
ア)を生成し、色差信号R−Y及びB−Yに対し種々の
信号処理を施した後、サブキャリアを用いて変調するこ
とにより、NTSC方式のクロマ信号S18をD/A変
換器10Bに出力する。なお、28.63636MHz発振器2
0の発振信号は、サブキャリア周波数fscの8倍であ
るため、クロマエンコーダ18は、28.63636MHz発振
器20の発振信号を分周することにより、サブキャリア
周波数fscを得ることができる。したがって、クロマ
エンコーダ18は、28.63636MHz発振器20の発振信
号に基づきサブキャリアを生成することができる。
発振器20の発振信号から内部で副搬送波(サブキャリ
ア)を生成し、色差信号R−Y及びB−Yに対し種々の
信号処理を施した後、サブキャリアを用いて変調するこ
とにより、NTSC方式のクロマ信号S18をD/A変
換器10Bに出力する。なお、28.63636MHz発振器2
0の発振信号は、サブキャリア周波数fscの8倍であ
るため、クロマエンコーダ18は、28.63636MHz発振
器20の発振信号を分周することにより、サブキャリア
周波数fscを得ることができる。したがって、クロマ
エンコーダ18は、28.63636MHz発振器20の発振信
号に基づきサブキャリアを生成することができる。
【0047】D/A変換器10Aは、Yの画像処理回路
17を経た輝度信号YをD/A変換してアナログの輝度
出力信号YOUTを出力し、D/A変換器10Bは、ク
ロマ信号S18をD/A変換してアナログのクロマ出力
信号COUTを出力する。
17を経た輝度信号YをD/A変換してアナログの輝度
出力信号YOUTを出力し、D/A変換器10Bは、ク
ロマ信号S18をD/A変換してアナログのクロマ出力
信号COUTを出力する。
【0048】なお、入力信号処理回路1は32.4MHz発
振器19の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路16は、32.4MHz発振器19の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
2′は32.4MHz発振器19及び28.63636MHz発振器
20の発振信号をそれぞれシステムクロックとしてお
り、信号分離回路3′、Yの画像処理回路17及びクロ
マエンコーダ18は28.63636MHz発振器20の発振信
号をシステムクロックとしている。
振器19の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路16は、32.4MHz発振器19の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
2′は32.4MHz発振器19及び28.63636MHz発振器
20の発振信号をそれぞれシステムクロックとしてお
り、信号分離回路3′、Yの画像処理回路17及びクロ
マエンコーダ18は28.63636MHz発振器20の発振信
号をシステムクロックとしている。
【0049】そして、32.4MHz発振器19の発振信号
と28.63636MHz発振器20の発振信号との位相を同期
させるPLL回路21が構成される。
と28.63636MHz発振器20の発振信号との位相を同期
させるPLL回路21が構成される。
【0050】<垂直走査変換回路>図2は図1の垂直走
査変換回路16の内部構成の詳細を示す回路図である。
同図に示すように、MUSE信号SMがラインメモリ3
7を介して可変係数器38Aに入力されるとともに、直
接に可変係数器38Bに入力される。ラインメモリ37
はMUSE信号を1ライン周期遅延させて次段の可変係
数器38Aに伝達する。
査変換回路16の内部構成の詳細を示す回路図である。
同図に示すように、MUSE信号SMがラインメモリ3
7を介して可変係数器38Aに入力されるとともに、直
接に可変係数器38Bに入力される。ラインメモリ37
はMUSE信号を1ライン周期遅延させて次段の可変係
数器38Aに伝達する。
【0051】一方、32.4MHz発振器19は発振信号
は、タイミング信号発生回路40に付与される。そし
て、タイミング信号発生回路40はMUSE信号SMか
ら同期信号等のタイミング信号を発生するとともに制御
信号をライン周期作成回路34に出力する。
は、タイミング信号発生回路40に付与される。そし
て、タイミング信号発生回路40はMUSE信号SMか
ら同期信号等のタイミング信号を発生するとともに制御
信号をライン周期作成回路34に出力する。
【0052】ライン周期作成回路34はタイミング信号
発生回路40から得た制御信号に基づき、1〜15のラ
イン周期を指示するライン周期信号S34を係数発生回
路39に出力する。係数発生回路39は、内部に係数発
生ROM39a及び係数発生ROM39bを具備してお
り、係数発生ROM39a及び39bはそれぞれライン
周期信号S34に基づき、係数を可変係数器38A及び
38Bに出力する。
発生回路40から得た制御信号に基づき、1〜15のラ
イン周期を指示するライン周期信号S34を係数発生回
路39に出力する。係数発生回路39は、内部に係数発
生ROM39a及び係数発生ROM39bを具備してお
り、係数発生ROM39a及び39bはそれぞれライン
周期信号S34に基づき、係数を可変係数器38A及び
38Bに出力する。
【0053】可変係数器38A及び38Bはそれぞれ係
数発生ROM39a及び39bから得た係数を入力する
MUSE信号SMにを掛けて、係数演算済みMUSE信
号SM1及びSM2を加算器33に出力する。
数発生ROM39a及び39bから得た係数を入力する
MUSE信号SMにを掛けて、係数演算済みMUSE信
号SM1及びSM2を加算器33に出力する。
【0054】MUSE信号の有効走査線は1032本で
あるがハイビジョン信号の1035本から送信の都合上
3本少なくしているので、MUSE信号も有効走査線を
1035本と考えると、NTSCの有効走査線は483
本であり、どちらの有効走査線率も92%になり、有効
走査線の比は15:7になる。すなわちMUSE信号の
有効走査線を7/15に、具体的にはMUSE信号15
本から7本を作成すれば483本になりNTSC方式の
モニターで垂直方向を全部再現できる。
あるがハイビジョン信号の1035本から送信の都合上
3本少なくしているので、MUSE信号も有効走査線を
1035本と考えると、NTSCの有効走査線は483
本であり、どちらの有効走査線率も92%になり、有効
走査線の比は15:7になる。すなわちMUSE信号の
有効走査線を7/15に、具体的にはMUSE信号15
本から7本を作成すれば483本になりNTSC方式の
モニターで垂直方向を全部再現できる。
【0055】以下、垂直走査変換回路16の動作につい
て説明する。
て説明する。
【0056】図1の入力信号処理回路31でデイエンフ
ァシスや2次元内挿の信号処理を施された1035本対
応のMUSE信号SMが垂直走査変換回路16に入力さ
れる。
ァシスや2次元内挿の信号処理を施された1035本対
応のMUSE信号SMが垂直走査変換回路16に入力さ
れる。
【0057】タイミング信号発生回路40で変換するラ
インの始まり、すなわち映像データの始まりの信号をラ
イン周期作成回路34に入力する。ライン周期作成回路
34では、この信号から15ライン周期で1から15ま
でのライン周期信号S34を繰り返し係数発生回路39
に出力する。係数発生回路39内の係数発生ROM39
a及び39bは、それぞれライン周期信号S34に基づ
き、図4で示すように1/7から1(0を含む)までの
係数を可変係数器38A及び38Bにそれぞれ出力す
る。
インの始まり、すなわち映像データの始まりの信号をラ
イン周期作成回路34に入力する。ライン周期作成回路
34では、この信号から15ライン周期で1から15ま
でのライン周期信号S34を繰り返し係数発生回路39
に出力する。係数発生回路39内の係数発生ROM39
a及び39bは、それぞれライン周期信号S34に基づ
き、図4で示すように1/7から1(0を含む)までの
係数を可変係数器38A及び38Bにそれぞれ出力す
る。
【0058】係数を受けた可変係数器38B及び38A
は、それぞれMUSE信号SM及びMUSE信号SMが
1ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みMUSE信号SM2及びSM1を加算器33に出力
する。この例の場合2つの可変係数器38A及び38は
同じ構成であるが、掛ける係数は図4の通り異なり、2
つの係数の和は1になるように設計されている。なお、
図4おいて、Aの係数が可変係数器38Aで掛け合わせ
られる係数であり、Bの係数が可変係数器38Bで掛け
合わせられる係数を示している。
は、それぞれMUSE信号SM及びMUSE信号SMが
1ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みMUSE信号SM2及びSM1を加算器33に出力
する。この例の場合2つの可変係数器38A及び38は
同じ構成であるが、掛ける係数は図4の通り異なり、2
つの係数の和は1になるように設計されている。なお、
図4おいて、Aの係数が可変係数器38Aで掛け合わせ
られる係数であり、Bの係数が可変係数器38Bで掛け
合わせられる係数を示している。
【0059】そして、加算器33の加算出力が、図示し
ない選択手段により、図4に示すように、15ラインに
7ラインの割合で選択されることにより、15本の走査
線から7本の走査線に変換されて得られる中間信号S1
6が時間軸変換処理回路2′に出力される。
ない選択手段により、図4に示すように、15ラインに
7ラインの割合で選択されることにより、15本の走査
線から7本の走査線に変換されて得られる中間信号S1
6が時間軸変換処理回路2′に出力される。
【0060】図3は垂直走査変換回路16の他の構成例
を示すブロック図である。ここではラインメモリ37を
2本(37A及び37B)直列に使用するとともに、ラ
インメモリ37Aの出力が固定係数器38A(係数1/
2)に入力され、ラインメモリ37Bの出力が可変係数
器38Bに入力され、MUSE信号SMが直接に可変係
数器38Cに入力される。
を示すブロック図である。ここではラインメモリ37を
2本(37A及び37B)直列に使用するとともに、ラ
インメモリ37Aの出力が固定係数器38A(係数1/
2)に入力され、ラインメモリ37Bの出力が可変係数
器38Bに入力され、MUSE信号SMが直接に可変係
数器38Cに入力される。
【0061】係数発生回路39は係数発生ROM39
c、1/2固定係数発生部39d及び減算器39eから
構成され、係数発生ROM39cはライン周期信号S3
4に基づき係数を可変係数器38C及び減算器39eに
出力する。減算器39eは、1/2固定係数発生部39
dからの固定係数1/2に係数発生ROM39cからの
係数を減算した値を可変係数器38Bに出力する。な
お、他の構成は、図2の構成例と同様であるため、説明
を省略する。
c、1/2固定係数発生部39d及び減算器39eから
構成され、係数発生ROM39cはライン周期信号S3
4に基づき係数を可変係数器38C及び減算器39eに
出力する。減算器39eは、1/2固定係数発生部39
dからの固定係数1/2に係数発生ROM39cからの
係数を減算した値を可変係数器38Bに出力する。な
お、他の構成は、図2の構成例と同様であるため、説明
を省略する。
【0062】このように構成することにより、15本の
走査線から7本の走査線を作成するとき、3本の直線内
挿を用いてフィルタ特性を改善している。このときの係
数は、例えば、図5で示すように、1/28から13/
28に変化しているが、基本的には15本周期で係数が
変化している。
走査線から7本の走査線を作成するとき、3本の直線内
挿を用いてフィルタ特性を改善している。このときの係
数は、例えば、図5で示すように、1/28から13/
28に変化しているが、基本的には15本周期で係数が
変化している。
【0063】<時間軸変換処理回路>図6は図1の時間
軸変換処理回路2′の主要部である時間軸変換メモリの
構成を示す図である。
軸変換処理回路2′の主要部である時間軸変換メモリの
構成を示す図である。
【0064】同図に示すように、垂直走査変換回路16
から得た中間信号S16をデータ入力Dinとして取り
込み、データ出力DoutからNTSC信号S2を出力
する。この際、書き込みクロックWCKに32.4MHz発
振器19の発振信号を受け、読み出しクロックRCKに
28.63636MHz発振器20の発振信号を受ける。
から得た中間信号S16をデータ入力Dinとして取り
込み、データ出力DoutからNTSC信号S2を出力
する。この際、書き込みクロックWCKに32.4MHz発
振器19の発振信号を受け、読み出しクロックRCKに
28.63636MHz発振器20の発振信号を受ける。
【0065】システムクロックをNTSCのクロマのサ
ブキャリア(以降fscとする)の8倍に選んだことか
ら、32.4MHZで時間軸変換メモリ35に書き込ま
れたデータ(中間信号S16)を読みだすのには、図6
で示すように、8fsc(28.63636MHz)のクロック
で読みだす必要がある。
ブキャリア(以降fscとする)の8倍に選んだことか
ら、32.4MHZで時間軸変換メモリ35に書き込ま
れたデータ(中間信号S16)を読みだすのには、図6
で示すように、8fsc(28.63636MHz)のクロック
で読みだす必要がある。
【0066】<信号分離回路>図7は、図1の信号分離
回路3′の内部構成を示すブロック図である。同図に示
すように、信号分離回路3′は、信号分離部31、信号
分離・3−4データ変換部32及びセレクタ49から構
成される。
回路3′の内部構成を示すブロック図である。同図に示
すように、信号分離回路3′は、信号分離部31、信号
分離・3−4データ変換部32及びセレクタ49から構
成される。
【0067】信号分離部31は、NTSC信号S2を受
け、NTSC信号S2を輝度信号Yと色差信号R−Y及
びB−Yとに分離した分離信号S31をセレクタ49の
一方入力に出力する。
け、NTSC信号S2を輝度信号Yと色差信号R−Y及
びB−Yとに分離した分離信号S31をセレクタ49の
一方入力に出力する。
【0068】信号分離・3−4データ変換部32は、信
号分離部31同様、NTSC信号S2を輝度信号Yと色
差信号R−Y及びB−Yとに分離し、さらに両信号とも
に3つのデータから4つのデータを作成して変換された
変換分離信号S32をセレクタ49の他方入力に出力す
る。分離信号S31及び変換分離信号S32はともに、
図1の信号分離回路3′の出力のように、輝度信号Yと
色差信号R−Y及びB−Yとが独立に分離された信号で
あるが、便宜上、図7では1つの信号(S31,S3
2)で図示している。また、信号分離部31及び信号分
離・3−4データ変換部32は、共に28.63636MHz発
振器20の発振信号をシステムクロックとして入力して
いる。
号分離部31同様、NTSC信号S2を輝度信号Yと色
差信号R−Y及びB−Yとに分離し、さらに両信号とも
に3つのデータから4つのデータを作成して変換された
変換分離信号S32をセレクタ49の他方入力に出力す
る。分離信号S31及び変換分離信号S32はともに、
図1の信号分離回路3′の出力のように、輝度信号Yと
色差信号R−Y及びB−Yとが独立に分離された信号で
あるが、便宜上、図7では1つの信号(S31,S3
2)で図示している。また、信号分離部31及び信号分
離・3−4データ変換部32は、共に28.63636MHz発
振器20の発振信号をシステムクロックとして入力して
いる。
【0069】セレクタ49は、図示しないモード切り替
え信号付与手段より、NTSC方式の変換モードを指示
するモード切り替え信号SSWを受け、モード切り替え
信号SSWがフルモードあるいはワイドモード(以下、
「フル・ワイドモード」と略記する)を指示するとき分
離信号S31を選択し、ズームモードを指示するとき変
換分離信号S32を選択して次段のYの画像処理回路1
7及びクロマエンコーダ18(図1参照)に伝達する。
え信号付与手段より、NTSC方式の変換モードを指示
するモード切り替え信号SSWを受け、モード切り替え
信号SSWがフルモードあるいはワイドモード(以下、
「フル・ワイドモード」と略記する)を指示するとき分
離信号S31を選択し、ズームモードを指示するとき変
換分離信号S32を選択して次段のYの画像処理回路1
7及びクロマエンコーダ18(図1参照)に伝達する。
【0070】従来のM−Nコンバータではフル・ワイド
モードとズームモードとを切り換えて使用する際、時間
軸変換後のシステムクロックを切り換えることにより実
現していた。
モードとズームモードとを切り換えて使用する際、時間
軸変換後のシステムクロックを切り換えることにより実
現していた。
【0071】しかしながら、第1の実施例の信号分離回
路3′は、フル・ワイドモードとズームモードとで信号
分離処理内容を変え、特にズームモードでは、図8に示
すように、3個のデータを隣接する数点の直線内挿で4
個のデータを作成することでズームモードでの水平方向
の拡大を行うことにより、システムクロックを28.63636
MHz発振器20の発振信号一つにしている。
路3′は、フル・ワイドモードとズームモードとで信号
分離処理内容を変え、特にズームモードでは、図8に示
すように、3個のデータを隣接する数点の直線内挿で4
個のデータを作成することでズームモードでの水平方向
の拡大を行うことにより、システムクロックを28.63636
MHz発振器20の発振信号一つにしている。
【0072】次に動作について説明する。
【0073】モード切り替え信号SSWがフル・ワイド
モードを指示する場合、信号分離部31により、NTS
C信号S2が輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yと
に分離されて得られる分離信号S31がセレクタ49で
選択されて次段の回路に伝達される。
モードを指示する場合、信号分離部31により、NTS
C信号S2が輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yと
に分離されて得られる分離信号S31がセレクタ49で
選択されて次段の回路に伝達される。
【0074】一方、モード切り替え信号SSWがズーム
モードを指示する場合、信号分離・3−4データ変換部
32により、NTSC信号S2が輝度信号Yと色差信号
R−Y及びB−Yとに分離され、さらに図8で示すよう
に、例えば輝度信号Yなら時間軸変換処理回路2′から
読み出されるNTSC信号S2のデータ561ポイント
から748ポイントのデータを直線内挿によって作り出
す。これは、ズームモード時は、真円率を保つため、N
TSC信号S2を水平方向に4/3倍しなくてはならな
いためである。
モードを指示する場合、信号分離・3−4データ変換部
32により、NTSC信号S2が輝度信号Yと色差信号
R−Y及びB−Yとに分離され、さらに図8で示すよう
に、例えば輝度信号Yなら時間軸変換処理回路2′から
読み出されるNTSC信号S2のデータ561ポイント
から748ポイントのデータを直線内挿によって作り出
す。これは、ズームモード時は、真円率を保つため、N
TSC信号S2を水平方向に4/3倍しなくてはならな
いためである。
【0075】以下、その理由を簡単に説明する。フル・
ワイドモード時において、NTSC信号S2の全有効走
査線数をNTSC方式の有効走査線数の483本に変換
しているため、NTSC方式の横縦比16:9でモニタ
表示すると真円率を保つことができる。したがって、信
号分離回路3′は、フル・ワイドモード時には、単にN
TSC信号S2を輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−
Yとに分離すればよい。
ワイドモード時において、NTSC信号S2の全有効走
査線数をNTSC方式の有効走査線数の483本に変換
しているため、NTSC方式の横縦比16:9でモニタ
表示すると真円率を保つことができる。したがって、信
号分離回路3′は、フル・ワイドモード時には、単にN
TSC信号S2を輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−
Yとに分離すればよい。
【0076】一方、ズームモード時は、NTSC信号S
2より得られる画面の両端部分を1/4カットして、中
央部を4:3(12:9)のモニタに表示する。このと
き、信号分離回路3′のシステムクロックを単一にして
いるため、画面の両端部分をカットした分、1水平期間
の画素数を補う必要がある。したがって、信号分離回路
3′は、画素数を3ポイントから4ポイントに変換して
NTSC信号S2を水平方向に4/3倍している。
2より得られる画面の両端部分を1/4カットして、中
央部を4:3(12:9)のモニタに表示する。このと
き、信号分離回路3′のシステムクロックを単一にして
いるため、画面の両端部分をカットした分、1水平期間
の画素数を補う必要がある。したがって、信号分離回路
3′は、画素数を3ポイントから4ポイントに変換して
NTSC信号S2を水平方向に4/3倍している。
【0077】このように、信号分離部31からの分離信
号S31と信号分離・3−4データ変換部32からの変
換分離信号S32とをモードに応じて切り換えることに
より、信号分離回路3′は、単一のクロック(28.63636
MHz発振器20の発振信号)で動作することができ
る。
号S31と信号分離・3−4データ変換部32からの変
換分離信号S32とをモードに応じて切り換えることに
より、信号分離回路3′は、単一のクロック(28.63636
MHz発振器20の発振信号)で動作することができ
る。
【0078】<PLL回路(全般)>28.63636MHz発
振器20の発振信号はサブキャリア周波数fscの整数
倍(8倍)であるため、Yの画像処理回路17及びクロ
マエンコーダ18は、28.63636MHz発振器20の発振
信号を分周する等によりサブキャリア周波数を生成する
ことができる。したがって、Yの画像処理回路17及び
クロマエンコーダ18は、28.63636MHz発振器20の
発振信号をシステムクロックとすることができる。
振器20の発振信号はサブキャリア周波数fscの整数
倍(8倍)であるため、Yの画像処理回路17及びクロ
マエンコーダ18は、28.63636MHz発振器20の発振
信号を分周する等によりサブキャリア周波数を生成する
ことができる。したがって、Yの画像処理回路17及び
クロマエンコーダ18は、28.63636MHz発振器20の
発振信号をシステムクロックとすることができる。
【0079】また、前述したように、信号分離回路3′
は、28.63636MHz発振器20の発振信号を単一のシス
テムクロックとして入力し、フル・ワイドモード用の輝
度信号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yと、ズームモ
ード用の輝度信号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yと
を分離出力することができる。
は、28.63636MHz発振器20の発振信号を単一のシス
テムクロックとして入力し、フル・ワイドモード用の輝
度信号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yと、ズームモ
ード用の輝度信号Y並びに色差信号R−Y及びB−Yと
を分離出力することができる。
【0080】その結果、MUSE−NTSCコンバータ
のシステムクロック用の発振器は、MUSE方式とNT
SC方式とのシステムクロックをPLLするに際して、
MUSE方式用の32.4MHz発振器19とNTSC方式
用の28.63636MHz発振器20との2種類で済ますこと
ができるため、必要なPLL回路は、32.4MHz発振器
19の発振信号と28.63636MHz発振器20の発振信号
とを位相同期させるPLL回路21の1つでよい。
のシステムクロック用の発振器は、MUSE方式とNT
SC方式とのシステムクロックをPLLするに際して、
MUSE方式用の32.4MHz発振器19とNTSC方式
用の28.63636MHz発振器20との2種類で済ますこと
ができるため、必要なPLL回路は、32.4MHz発振器
19の発振信号と28.63636MHz発振器20の発振信号
とを位相同期させるPLL回路21の1つでよい。
【0081】したがって、PLL回路の数を従来より減
少させることができる分、簡単な回路構成のMUSE−
NTSCコンバータを得ることができる。
少させることができる分、簡単な回路構成のMUSE−
NTSCコンバータを得ることができる。
【0082】<PLL回路(その1)>図9は、図1の
PLL回路21の第1の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4MHz発振器19の発振信
号が3375カウンタ23に出力され、28.63636MHz
発振器20の発振信号が2983カウンタ24に出力さ
れる。
PLL回路21の第1の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4MHz発振器19の発振信
号が3375カウンタ23に出力され、28.63636MHz
発振器20の発振信号が2983カウンタ24に出力さ
れる。
【0083】3375カウンタ23は、32.4MHz発振
器19の発振信号を1/3375に分周して位相比較回
路25の一方入力に出力し、2983カウンタ24は2
8.63636MHz発振器20の発振信号を1/2983に
分周して位相比較回路25の他方入力に出力する。
器19の発振信号を1/3375に分周して位相比較回
路25の一方入力に出力し、2983カウンタ24は2
8.63636MHz発振器20の発振信号を1/2983に
分周して位相比較回路25の他方入力に出力する。
【0084】位相比較回路25は一方入力及び他方入力
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号S25を積分器26に出力する。積分器26は位相
比較信号S25を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636MHz発振器20に出力する。
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号S25を積分器26に出力する。積分器26は位相
比較信号S25を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636MHz発振器20に出力する。
【0085】このように、28.63636MHz発振器20、
2983カウンタ24、位相比較回路25及び積分器2
6によりループを構成している。
2983カウンタ24、位相比較回路25及び積分器2
6によりループを構成している。
【0086】したがって、32.4MHzの発振信号を33
75カウンタ23で3375回カウントした信号と、2
8.63636MHzの発振信号を2983カウンタ24で2
983回カウントした信号との位相差が位相比較回路2
5で検出され、積分器26を介して28.63636MHz発振
器20の位相制御信号として28.63636MHz発振器20
に出力されることにより、32.4MHz発振器19の発振
信号と28.63636MHz発振器20の発振信号との位相を
同期させるPLL回路が形成される。第1の構成例の場
合、32.4MHz発振器19の発振信号と28.63636MHz
発振器20の発振信号とをそれぞれ3375:2983
の割合で分周したため、3375カウンタ23及び29
83カウンタ24で分周後の信号の最大公約周波数は9
600Hzとなり、この最大公約周波数で生成される生
成サブキャリア周波数fsc′は3.579600MH
zとなり、実際に必要なサブキャリア周波数fscであ
る3.579545MHとの誤差は54.7Hzとな
る。
75カウンタ23で3375回カウントした信号と、2
8.63636MHzの発振信号を2983カウンタ24で2
983回カウントした信号との位相差が位相比較回路2
5で検出され、積分器26を介して28.63636MHz発振
器20の位相制御信号として28.63636MHz発振器20
に出力されることにより、32.4MHz発振器19の発振
信号と28.63636MHz発振器20の発振信号との位相を
同期させるPLL回路が形成される。第1の構成例の場
合、32.4MHz発振器19の発振信号と28.63636MHz
発振器20の発振信号とをそれぞれ3375:2983
の割合で分周したため、3375カウンタ23及び29
83カウンタ24で分周後の信号の最大公約周波数は9
600Hzとなり、この最大公約周波数で生成される生
成サブキャリア周波数fsc′は3.579600MH
zとなり、実際に必要なサブキャリア周波数fscであ
る3.579545MHとの誤差は54.7Hzとな
る。
【0087】したがって、最大公約周波数9600Hz
は、垂直走査周波数60Hzの3倍以上であり、垂直走
査期間中に3回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数fsc′と実際のサブキ
ャリア周波数fscとの誤差は54.7Hzであり、ク
ロマの引き込み周波数の10%程度(50Hz程度)に
収めているため、他の動作に支障をきたさないPLL回
路21を形成することができる。
は、垂直走査周波数60Hzの3倍以上であり、垂直走
査期間中に3回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数fsc′と実際のサブキ
ャリア周波数fscとの誤差は54.7Hzであり、ク
ロマの引き込み周波数の10%程度(50Hz程度)に
収めているため、他の動作に支障をきたさないPLL回
路21を形成することができる。
【0088】<PLL回路(その2)>図10は、図1
のPLL回路21の第2の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4MHz発振器19の発振信
号が180000カウンタ27に出力され、28.63636M
Hz発振器20の発振信号が159091カウンタ28
に出力される。
のPLL回路21の第2の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4MHz発振器19の発振信
号が180000カウンタ27に出力され、28.63636M
Hz発振器20の発振信号が159091カウンタ28
に出力される。
【0089】180000カウンタ27は、32.4MHz
発振器19の発振信号を1/18000に分周して位相
比較回路25の一方入力に出力し、159091カウン
タ28は、28.63636MHz発振器20の発振信号を1/
159091に分周して位相比較回路25の他方入力に
出力する.位相比較回路25は一方入力及び他方入力そ
れぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較信
号S25を積分器26に出力する。積分器26は位相比
較信号S25を積分して得られる信号を位相制御用の信
号として28.63636MHz発振器20に出力する。
発振器19の発振信号を1/18000に分周して位相
比較回路25の一方入力に出力し、159091カウン
タ28は、28.63636MHz発振器20の発振信号を1/
159091に分周して位相比較回路25の他方入力に
出力する.位相比較回路25は一方入力及び他方入力そ
れぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較信
号S25を積分器26に出力する。積分器26は位相比
較信号S25を積分して得られる信号を位相制御用の信
号として28.63636MHz発振器20に出力する。
【0090】このように、28.63636MHz発振器20、
159091カウンタ28、位相比較回路25及び積分
器26によりループを構成している。
159091カウンタ28、位相比較回路25及び積分
器26によりループを構成している。
【0091】したがって、32.4MHzの発振信号を18
0000カウンタ27で180000回カウントした信
号と、28.63636MHzの発振信号を159091カウン
タ28で159091回カウントした信号との位相差が
位相比較回路25で検出され、積分器26を介して28.6
3636MHz発振器20の位相制御信号として28.63636M
Hz発振器20に出力されることにより、32.4MHz発
振器19の発振信号と28.63636MHz発振器20の発振
信号との位相を同期させるPLL回路が形成される。第
2の構成例の場合、32.4MHz発振器19の発振信号と
28.63636MHz発振器20の発振信号とをそれぞれ18
0000:159091の割合で分周したため、180
000カウンタ27及び159091カウンタ28での
分周後の信号の最大公約周波数は180Hzとなり、こ
の最大公約周波数で生成される生成サブキャリア周波数
fsc′は3.5795475MHzとなり、実際に必
要なサブキャリア周波数fscである3.579545
MHとの誤差は2.2Hzとなる。
0000カウンタ27で180000回カウントした信
号と、28.63636MHzの発振信号を159091カウン
タ28で159091回カウントした信号との位相差が
位相比較回路25で検出され、積分器26を介して28.6
3636MHz発振器20の位相制御信号として28.63636M
Hz発振器20に出力されることにより、32.4MHz発
振器19の発振信号と28.63636MHz発振器20の発振
信号との位相を同期させるPLL回路が形成される。第
2の構成例の場合、32.4MHz発振器19の発振信号と
28.63636MHz発振器20の発振信号とをそれぞれ18
0000:159091の割合で分周したため、180
000カウンタ27及び159091カウンタ28での
分周後の信号の最大公約周波数は180Hzとなり、こ
の最大公約周波数で生成される生成サブキャリア周波数
fsc′は3.5795475MHzとなり、実際に必
要なサブキャリア周波数fscである3.579545
MHとの誤差は2.2Hzとなる。
【0092】したがって、最大公約周波数180Hz
は、垂直走査周波数60Hzの3倍であり、垂直走査期
間中に3回、分周後の信号を同期させることができ、生
成サブキャリア周波数fsc′と実際のサブキャリア周
波数fscとの誤差は2.2Hzであり、クロマの引き
込み周波数の10%以下に収めているため、他の動作に
支障をきたさないPLL回路21を形成することができ
る。
は、垂直走査周波数60Hzの3倍であり、垂直走査期
間中に3回、分周後の信号を同期させることができ、生
成サブキャリア周波数fsc′と実際のサブキャリア周
波数fscとの誤差は2.2Hzであり、クロマの引き
込み周波数の10%以下に収めているため、他の動作に
支障をきたさないPLL回路21を形成することができ
る。
【0093】<PLL回路(その3)>図11は、図1
のPLL回路21の第3の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4MHz発振器19の発振信
号が21600カウンタ29に出力され、28.63636MH
z発振器20の発振信号が19091カウンタ30に出
力される。
のPLL回路21の第3の構成例を示すブロック図であ
る。同図に示すように、32.4MHz発振器19の発振信
号が21600カウンタ29に出力され、28.63636MH
z発振器20の発振信号が19091カウンタ30に出
力される。
【0094】21600カウンタ29は、32.4MHz発
振器19の発振信号を1/21600に分周して位相比
較回路25の一方入力に出力し、19091カウンタ3
0は28.63636MHz発振器20の発振信号を1/190
91に分周して位相比較回路25の他方入力に出力す
る。
振器19の発振信号を1/21600に分周して位相比
較回路25の一方入力に出力し、19091カウンタ3
0は28.63636MHz発振器20の発振信号を1/190
91に分周して位相比較回路25の他方入力に出力す
る。
【0095】位相比較回路25は一方入力及び他方入力
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号S25を積分器26に出力する。積分器26は位相
比較信号S25を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636MHz発振器20に出力する。
それぞれから得られる信号の位相差を比較して位相比較
信号S25を積分器26に出力する。積分器26は位相
比較信号S25を積分して得られる信号を位相制御用の
信号として28.63636MHz発振器20に出力する。
【0096】このように、28.63636MHz発振器20、
19091カウンタ30、位相比較回路25及び積分器
26によりループを構成している。
19091カウンタ30、位相比較回路25及び積分器
26によりループを構成している。
【0097】したがって、32.4MHzの発振信号を21
600カウンタ29で21600回カウントした信号
と、28.63636MHzの発振信号を19091カウンタ3
0で19091回カウントした信号との位相差が位相比
較回路25で検出され、積分器26を介して28.63636M
Hz発振器20の位相制御信号として28.63636MHz発
振器20に出力されることにより、32.4MHz発振器1
9の発振信号と28.63636MHz発振器20の発振信号と
の位相を同期させるPLL回路が形成される。第3の構
成例の場合、32.4MHz発振器19の発振信号と28.636
36MHz発振器20の発振信号ををそれぞれ2160
0:19091の割合で分周したため、21600カウ
ンタ29及び19091カウンタ30での分周後の信号
の最大公約周波数は1500Hzとなり、この最大公約
周波数で生成される生成サブキャリア周波数fsc′は
3.5795625MHzとなり、実際に必要なサブキ
ャリア周波数fscである3.579545MHとの誤
差は17.2Hzとなる。
600カウンタ29で21600回カウントした信号
と、28.63636MHzの発振信号を19091カウンタ3
0で19091回カウントした信号との位相差が位相比
較回路25で検出され、積分器26を介して28.63636M
Hz発振器20の位相制御信号として28.63636MHz発
振器20に出力されることにより、32.4MHz発振器1
9の発振信号と28.63636MHz発振器20の発振信号と
の位相を同期させるPLL回路が形成される。第3の構
成例の場合、32.4MHz発振器19の発振信号と28.636
36MHz発振器20の発振信号ををそれぞれ2160
0:19091の割合で分周したため、21600カウ
ンタ29及び19091カウンタ30での分周後の信号
の最大公約周波数は1500Hzとなり、この最大公約
周波数で生成される生成サブキャリア周波数fsc′は
3.5795625MHzとなり、実際に必要なサブキ
ャリア周波数fscである3.579545MHとの誤
差は17.2Hzとなる。
【0098】したがって、最大公約周波数1500Hz
は、垂直走査周波数60Hzの3倍以上であり、垂直走
査期間中に3回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数fsc′と実際のサブキ
ャリア周波数fscとの誤差は17.2Hzであり、ク
ロマの引き込み周波数の10%程度以下に収めているた
め、他の動作に支障をきたさないPLL回路21を形成
することができる。
は、垂直走査周波数60Hzの3倍以上であり、垂直走
査期間中に3回以上、分周後の信号を同期させることが
でき、生成サブキャリア周波数fsc′と実際のサブキ
ャリア周波数fscとの誤差は17.2Hzであり、ク
ロマの引き込み周波数の10%程度以下に収めているた
め、他の動作に支障をきたさないPLL回路21を形成
することができる。
【0099】<<第2の実施例>>図12はこの発明の
第2の実施例であるMUSE−NTSCコンバータの構
成を示すブロック図である。
第2の実施例であるMUSE−NTSCコンバータの構
成を示すブロック図である。
【0100】図12において、1はすでにデジタル信号
化されたMUSE信号SMを受ける入力信号処理回路で
あり、MUSE信号SMに対し、ディエンファシスやコ
ントロール信号検出、リサンプリングのためのPLL同
期処理及びリサンプリングしたデータの2次元内挿等の
処理を施して垂直走査変換回路16に出力する。
化されたMUSE信号SMを受ける入力信号処理回路で
あり、MUSE信号SMに対し、ディエンファシスやコ
ントロール信号検出、リサンプリングのためのPLL同
期処理及びリサンプリングしたデータの2次元内挿等の
処理を施して垂直走査変換回路16に出力する。
【0101】垂直走査変換回路16は入力信号処理回路
1を経たMUSE信号SMの1125本の垂直走査線数
をNTSC方式用の525本に変換して中間信号S16
を時間軸変換処理回路2′に出力する。
1を経たMUSE信号SMの1125本の垂直走査線数
をNTSC方式用の525本に変換して中間信号S16
を時間軸変換処理回路2′に出力する。
【0102】時間軸変換処理回路2′は、中間信号S1
6をMUSE方式からNTSC方式に時間軸変換してN
TSC信号S2を信号分離回路3′に出力する。
6をMUSE方式からNTSC方式に時間軸変換してN
TSC信号S2を信号分離回路3′に出力する。
【0103】信号分離回路3′は、NTSC信号S2を
受け、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分離
して輝度信号YをYの画像処理回路17に出力し、色差
信号R−Y及びB−Yをデジタルクロマエンコーダ41
に出力する。この際、第1の実施例同様、フル・ワイド
モード時とズームモード時とで処理内容を違えることに
より、単一のシステムクロック(14.31818MHz発振器
36の発振信号)で両モードの処理を対応可能にしてい
る。
受け、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分離
して輝度信号YをYの画像処理回路17に出力し、色差
信号R−Y及びB−Yをデジタルクロマエンコーダ41
に出力する。この際、第1の実施例同様、フル・ワイド
モード時とズームモード時とで処理内容を違えることに
より、単一のシステムクロック(14.31818MHz発振器
36の発振信号)で両モードの処理を対応可能にしてい
る。
【0104】Yの画像処理回路17は、輝度信号Yに様
々な処理を施してD/A変換器10Aに出力する。
々な処理を施してD/A変換器10Aに出力する。
【0105】デジタルクロマエンコーダ41は、色差信
号R−Y及びB−Yを1 /14.31818μSおきに交互にサ
ンプリングして、色差信号R−Y及び色差信号BーYに
対し種々の信号処理を施した後、14.31818MHz発振器
36の発振信号S36に基づきサブキャリアを生成し、
このサブキャリアを色差信号R−Y及び色差信号BーY
で変調することにより、NTSC方式のデジタルクロマ
信号S41を生成してD/A変換器10Bに出力する。
号R−Y及びB−Yを1 /14.31818μSおきに交互にサ
ンプリングして、色差信号R−Y及び色差信号BーYに
対し種々の信号処理を施した後、14.31818MHz発振器
36の発振信号S36に基づきサブキャリアを生成し、
このサブキャリアを色差信号R−Y及び色差信号BーY
で変調することにより、NTSC方式のデジタルクロマ
信号S41を生成してD/A変換器10Bに出力する。
【0106】D/A変換器10Aは、Yの画像処理回路
17を経た輝度信号YをD/A変換して輝度出力信号Y
OUTを出力し、D/A変換器10Bは、デジタルクロ
マ信号S41をD/A変換してアナログのクロマ出力信
号COUTを出力する。
17を経た輝度信号YをD/A変換して輝度出力信号Y
OUTを出力し、D/A変換器10Bは、デジタルクロ
マ信号S41をD/A変換してアナログのクロマ出力信
号COUTを出力する。
【0107】なお、入力信号処理回路1は16.2MHz発
振器12の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路16は、16.2MHz発振器12の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
2′は16.2MHz発振器12及び14.31818MHz発振器
36の発振信号をシステムクロックとしており、信号分
離回路3′、Yの画像処理回路17及びデジタルクロマ
エンコーダ41は、14.31818MHz発振器36の発振信
号をシステムクロックとしている。
振器12の発振信号をシステムクロックとしており、垂
直走査変換回路16は、16.2MHz発振器12の発振信
号をシステムクロックとしており、時間軸変換処理回路
2′は16.2MHz発振器12及び14.31818MHz発振器
36の発振信号をシステムクロックとしており、信号分
離回路3′、Yの画像処理回路17及びデジタルクロマ
エンコーダ41は、14.31818MHz発振器36の発振信
号をシステムクロックとしている。
【0108】図12に示すように、デジタルクロマエン
コーダ41は14.31818MHz発振器36からの発振信号
をシステムクロックとしている。この発振信号の周波数
は、14.31818MHz、つまり、サブキャリア周波数fs
cの4倍の周波数である。
コーダ41は14.31818MHz発振器36からの発振信号
をシステムクロックとしている。この発振信号の周波数
は、14.31818MHz、つまり、サブキャリア周波数fs
cの4倍の周波数である。
【0109】<デジタルクロマエンコーダ(原理)>図
13は、デジタルクロマエンコーダ41の色差信号R−
Y及びB−Yのサンプリング動作を示す波形図である。
同図に示すように、色差信号R−Y及びB−Yは、互い
に位相が90゜異なる信号である。
13は、デジタルクロマエンコーダ41の色差信号R−
Y及びB−Yのサンプリング動作を示す波形図である。
同図に示すように、色差信号R−Y及びB−Yは、互い
に位相が90゜異なる信号である。
【0110】したがって、図13の矢印で示すタイミン
グ(周波数14.31818MHz)で、色差信号R−Y及びB
−Yを交互にサンプリングすることにより、色差信号R
−Y及び色差信号BーYの合成信号であるクロマ信号C
を容易に得ることができる。
グ(周波数14.31818MHz)で、色差信号R−Y及びB
−Yを交互にサンプリングすることにより、色差信号R
−Y及び色差信号BーYの合成信号であるクロマ信号C
を容易に得ることができる。
【0111】このように、サブキャリア周波数fscの
4倍の周波数の14.31818MHz発振器36の発振信号S
36をシステムクロックにすることにより、デジタル回
路でクロマエンコーダを構成できるため、小規模な回路
構成でMUSE−NTSCコンバータを得ることができ
る。
4倍の周波数の14.31818MHz発振器36の発振信号S
36をシステムクロックにすることにより、デジタル回
路でクロマエンコーダを構成できるため、小規模な回路
構成でMUSE−NTSCコンバータを得ることができ
る。
【0112】<NTSCタイミング信号発生回路(その
1)>図26は、NTSCタイミング信号発生回路の構
成を示すブロック図である。同図に示すように、NTS
Cタイミング信号発生回路58は、MUSE信号SMか
らのトリガ信号ST及び14.31818MHz発振器36の発
振信号S36を受ける。なお、トリガ信号STは、MU
SE方式の信号のフレーム開始時点を示すタイミング信
号である。
1)>図26は、NTSCタイミング信号発生回路の構
成を示すブロック図である。同図に示すように、NTS
Cタイミング信号発生回路58は、MUSE信号SMか
らのトリガ信号ST及び14.31818MHz発振器36の発
振信号S36を受ける。なお、トリガ信号STは、MU
SE方式の信号のフレーム開始時点を示すタイミング信
号である。
【0113】そいて、NTSCタイミング信号発生回路
58は、トリガ信号ST及び発振信号S36に基づき、
色差信号R−Y及び色差信号BーYの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号SMC、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号SBP、領域切
り替え信号SAC、ブランキング信号SBK、フレーム
信号SF及び垂直同期信号SV等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
58は、トリガ信号ST及び発振信号S36に基づき、
色差信号R−Y及び色差信号BーYの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号SMC、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号SBP、領域切
り替え信号SAC、ブランキング信号SBK、フレーム
信号SF及び垂直同期信号SV等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
【0114】<デジタルクロマエンコーダ(第1の構成
例)>図14は、デジタルクロマエンコーダ41の第1
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。なお、R−Yバースト
データDBT(R−Y)及びB−YバーストデータDBT
(B−Y)は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。
例)>図14は、デジタルクロマエンコーダ41の第1
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。なお、R−Yバースト
データDBT(R−Y)及びB−YバーストデータDBT
(B−Y)は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。
【0115】一方、セレクタ43の一方入力に色差信号
R−Yが付与され、セレクタ43の他方入力に色差信号
BーYが付与される。
R−Yが付与され、セレクタ43の他方入力に色差信号
BーYが付与される。
【0116】セレクタ42及びセレクタ43はそれぞれ
多重制御信号SMCに基づきスイッチング制御される。
多重制御信号SMCは、周波数14.31818MHzのタイミ
ングでセレクタ42及び43の一方入力接続及び他方入
力接続を交互に指示する。
多重制御信号SMCに基づきスイッチング制御される。
多重制御信号SMCは、周波数14.31818MHzのタイミ
ングでセレクタ42及び43の一方入力接続及び他方入
力接続を交互に指示する。
【0117】セレクタ42及びセレクタ43の出力はそ
れぞれセレクタ44の一方入力及び他方入力に接続され
る。
れぞれセレクタ44の一方入力及び他方入力に接続され
る。
【0118】セレクタ44は、バースト位置信号SBP
に基づきスイッチング制御される。バースト位置信号S
BPは、バースト位置を指示するタイミングでセレクタ
44の一方入力接続を指示し、それ以外のタイミングで
セレクタ44の他方入力接続を指示する。
に基づきスイッチング制御される。バースト位置信号S
BPは、バースト位置を指示するタイミングでセレクタ
44の一方入力接続を指示し、それ以外のタイミングで
セレクタ44の他方入力接続を指示する。
【0119】セレクタ44の出力はエンコード部45に
入力される。エンコード部45は、サブキャリア生成回
路46よりサブキャリアを受け、このサブキャリアを、
セレクタ44の出力より得られる信号で変調してデジタ
ルクロマ信号S41を出力する。
入力される。エンコード部45は、サブキャリア生成回
路46よりサブキャリアを受け、このサブキャリアを、
セレクタ44の出力より得られる信号で変調してデジタ
ルクロマ信号S41を出力する。
【0120】サブキャリア生成回路46は、14.31818M
Hz発振器36の発振信号S36を1/4に分周して、
サブキャリア周波数fscの信号を内部で生成し、この
信号に基づきサブキャリアを生成する。
Hz発振器36の発振信号S36を1/4に分周して、
サブキャリア周波数fscの信号を内部で生成し、この
信号に基づきサブキャリアを生成する。
【0121】このような構成において、多重制御信号S
MCの制御下で、セレクタ43の出力から色差信号R−
Yと色差信号BーYとの色差多重信号を得るとともに、
セレクタ42の出力からR−YバーストデータDBT(R
−Y)とB−YバーストデータDBT(B−Y)とのバー
スト多重信号を得る。
MCの制御下で、セレクタ43の出力から色差信号R−
Yと色差信号BーYとの色差多重信号を得るとともに、
セレクタ42の出力からR−YバーストデータDBT(R
−Y)とB−YバーストデータDBT(B−Y)とのバー
スト多重信号を得る。
【0122】そして、バースト位置信号SBPの制御下
で、色差多重信号にバースト多重信号を付加したバース
ト付き色差多重信号をセレクタ44の出力から得る。
で、色差多重信号にバースト多重信号を付加したバース
ト付き色差多重信号をセレクタ44の出力から得る。
【0123】そして、エンコード部45は、サブキャリ
ア生成回路46からのサブキャリアを、セレクタ44の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号S41を生成して次段のD/A
変換器10Bに出力する。この際、バーストとの位相が
保てるように色差信号R−Y及びB−Yの色差信号分離
時の極性を適宜反転させる。
ア生成回路46からのサブキャリアを、セレクタ44の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号S41を生成して次段のD/A
変換器10Bに出力する。この際、バーストとの位相が
保てるように色差信号R−Y及びB−Yの色差信号分離
時の極性を適宜反転させる。
【0124】<デジタルクロマエンコーダ(第2の構成
例)>図15は、デジタルクロマエンコーダ41の第2
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。
例)>図15は、デジタルクロマエンコーダ41の第2
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。
【0125】加算器47は一方入力に色差信号R−Y、
他方入力にR−YオフセットデータDOFF (R−Y)を
それぞれ取り込み、その加算結果である第1のオフセッ
ト加算色差信号をオーバー・アンダーフロー回路61に
出力する。また、加算器48は一方入力に色差信号Bー
Y、他方入力にB−YオフセットデータDOFF (B−
Y)をそれぞれ取り込み、その加算結果である第2のオ
フセット加算色差信号オーバー・アンダーフロー回路6
2に出力する。なお、R−YオフセットデータDOFF
(R−Y)及びB−YオフセットデータDOFF (B−
Y)は、外部よりコントロール可能な数ビットのデジタ
ルデータであり、図示しないオフセットデータ付与手段
により付与される。
他方入力にR−YオフセットデータDOFF (R−Y)を
それぞれ取り込み、その加算結果である第1のオフセッ
ト加算色差信号をオーバー・アンダーフロー回路61に
出力する。また、加算器48は一方入力に色差信号Bー
Y、他方入力にB−YオフセットデータDOFF (B−
Y)をそれぞれ取り込み、その加算結果である第2のオ
フセット加算色差信号オーバー・アンダーフロー回路6
2に出力する。なお、R−YオフセットデータDOFF
(R−Y)及びB−YオフセットデータDOFF (B−
Y)は、外部よりコントロール可能な数ビットのデジタ
ルデータであり、図示しないオフセットデータ付与手段
により付与される。
【0126】オーバー・アンダーフロー回路61は、第
1のオフセット加算色差信号を受け、第1のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合は第1のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第1のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ43の一方入力に出力する。
1のオフセット加算色差信号を受け、第1のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合は第1のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第1のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ43の一方入力に出力する。
【0127】オーバー・アンダーフロー回路62は、第
2のオフセット加算色差信号を受け、第2のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合に第2のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第2のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ43の他方入力に出力する。
2のオフセット加算色差信号を受け、第2のオフセット
加算色差信号にオーバーフローあるいはアンダーフロー
が発生した場合に第2のオフセット加算色差信号を補正
して、そうでない場合は第2のオフセット加算色差信号
をそのままセレクタ43の他方入力に出力する。
【0128】セレクタ42及びセレクタ43は、第1の
構成例と同様、それぞれ多重制御信号SMCに基づきス
イッチング制御される。
構成例と同様、それぞれ多重制御信号SMCに基づきス
イッチング制御される。
【0129】また、セレクタ42、セレクタ43、セレ
クタ44、エンコード部45及びサブキャリア生成回路
46は、第1の構成例と同様であるため、それぞれの説
明は省略する。
クタ44、エンコード部45及びサブキャリア生成回路
46は、第1の構成例と同様であるため、それぞれの説
明は省略する。
【0130】このような構成において、加算器47によ
り、色差信号R−YにR−YオフセットデータDOFF
(R−Y)が付加され、さらに、オーバー・アンダーフ
ロー回路61によりフロー状態がある場合は補正され
て、第1のオフセット加算色差信号がセレクタ43の一
方入力に付与される。
り、色差信号R−YにR−YオフセットデータDOFF
(R−Y)が付加され、さらに、オーバー・アンダーフ
ロー回路61によりフロー状態がある場合は補正され
て、第1のオフセット加算色差信号がセレクタ43の一
方入力に付与される。
【0131】同様に、加算器48により、色差信号Bー
YにB−YオフセットデータDOFF(B−Y)が付加さ
れ、さらに、オーバー・アンダーフロー回路62により
フロー状態がある場合は補正されて、第2のオフセット
加算色差信号がセレクタ44の他方入力に付与される。
YにB−YオフセットデータDOFF(B−Y)が付加さ
れ、さらに、オーバー・アンダーフロー回路62により
フロー状態がある場合は補正されて、第2のオフセット
加算色差信号がセレクタ44の他方入力に付与される。
【0132】そして、多重制御信号SMCの制御下で、
セレクタ43の出力から、第1及び第2のオフセット加
算色差信号とのオフセット加算色差多重信号を得るとと
もに、セレクタ42の出力からR−YバーストデータD
BT(R−Y)とB−YバーストデータDBT(B−Y)と
のバースト多重信号を得る。
セレクタ43の出力から、第1及び第2のオフセット加
算色差信号とのオフセット加算色差多重信号を得るとと
もに、セレクタ42の出力からR−YバーストデータD
BT(R−Y)とB−YバーストデータDBT(B−Y)と
のバースト多重信号を得る。
【0133】そして、バースト位置信号SBPの制御下
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付き色差多重信号をセレクタ44の出
力から得る。
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付き色差多重信号をセレクタ44の出
力から得る。
【0134】そして、エンコード部45は、サブキャリ
ア生成回路46からのサブキャリアをセレクタ44の出
力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調し
てデジタルクロマ信号S41を生成し、次段のD/A変
換器10Bに出力する。
ア生成回路46からのサブキャリアをセレクタ44の出
力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調し
てデジタルクロマ信号S41を生成し、次段のD/A変
換器10Bに出力する。
【0135】このように、第2の構成例では、加算器4
7及び48により、R−YオフセットデータDOFF (R
−Y)及びB−YオフセットデータDOFF (B−Y)を
それぞれ色差信号R−Y及び色差信号BーYにそれぞれ
加算することにより、色差信号R−Y及び色差信号Bー
Yのオフセットを調整することができる。そして、オフ
セットを加算することによりオーバーフロー・アンダー
フローが発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回
路61及び62で補正することができる。
7及び48により、R−YオフセットデータDOFF (R
−Y)及びB−YオフセットデータDOFF (B−Y)を
それぞれ色差信号R−Y及び色差信号BーYにそれぞれ
加算することにより、色差信号R−Y及び色差信号Bー
Yのオフセットを調整することができる。そして、オフ
セットを加算することによりオーバーフロー・アンダー
フローが発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回
路61及び62で補正することができる。
【0136】<デジタルクロマエンコーダ(第3の構成
例)>図16は、デジタルクロマエンコーダ41の第3
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。
例)>図16は、デジタルクロマエンコーダ41の第3
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。
【0137】一方、セレクタ43の一方入力に色差信号
R−Yが付与され、セレクタ43の他方入力に色差信号
BーYが付与される。
R−Yが付与され、セレクタ43の他方入力に色差信号
BーYが付与される。
【0138】また、セレクタ64の一方入力にR−Yオ
フセットデータDOFF (R−Y)が付与され、他方入力
にB−YオフセットデータDOFF (B−Y)が付与され
る。
フセットデータDOFF (R−Y)が付与され、他方入力
にB−YオフセットデータDOFF (B−Y)が付与され
る。
【0139】セレクタ42、セレクタ43及びセレクタ
64は、それぞれ多重制御信号SMCに基づきスイッチ
ング制御される。
64は、それぞれ多重制御信号SMCに基づきスイッチ
ング制御される。
【0140】セレクタ43及びセレクタ64の出力はそ
れぞれ加算器47の一方入力及び他方入力となる。そし
て、加算器47の出力がオフセット加算色差多重信号と
してオーバー・アンダーフロー回路63に入力される。
れぞれ加算器47の一方入力及び他方入力となる。そし
て、加算器47の出力がオフセット加算色差多重信号と
してオーバー・アンダーフロー回路63に入力される。
【0141】オーバー・アンダーフロー回路63はオフ
セット加算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差
多重信号にオーバーフローあるいはアンダーフローが発
生した場合は補正して、そうでない場合はオフセット加
算色差多重信号をそのままセレクタ44の他方入力に出
力する。
セット加算色差多重信号を受け、該オフセット加算色差
多重信号にオーバーフローあるいはアンダーフローが発
生した場合は補正して、そうでない場合はオフセット加
算色差多重信号をそのままセレクタ44の他方入力に出
力する。
【0142】以降、セクタ43、セレクタ64、加算器
47及びオーバー・アンダーフロー回路63で構成さ
れ、色差信号R−Y、色差信号BーY、R−Yオフセッ
トデータDOFF (R−Y)及びB−Yオフセットデータ
DOFF (B−Y)を入力とし、オーバー・アンダーフロ
ー回路63からオフセット加算色差多重信号を外部への
出力信号とする回路をオフセット調整回路51とする。
47及びオーバー・アンダーフロー回路63で構成さ
れ、色差信号R−Y、色差信号BーY、R−Yオフセッ
トデータDOFF (R−Y)及びB−Yオフセットデータ
DOFF (B−Y)を入力とし、オーバー・アンダーフロ
ー回路63からオフセット加算色差多重信号を外部への
出力信号とする回路をオフセット調整回路51とする。
【0143】セレクタ42及びオーバー・アンダーフロ
ー回路63の出力はそれぞれセレクタ44の一方入力及
び他方入力に付与される。
ー回路63の出力はそれぞれセレクタ44の一方入力及
び他方入力に付与される。
【0144】セレクタ44は、バースト位置信号SBP
に基づきスイッチング制御され、その出力をバースト付
き色差多重信号としてエンコード部45に出力する。
に基づきスイッチング制御され、その出力をバースト付
き色差多重信号としてエンコード部45に出力する。
【0145】エンコード部45は、サブキャリア生成回
路46よりサブキャリアを受け、このサブキャリアをセ
レクタ44の出力より得られるバースト付き色差多重信
号で変調してデジタルクロマ信号S41を出力する。
路46よりサブキャリアを受け、このサブキャリアをセ
レクタ44の出力より得られるバースト付き色差多重信
号で変調してデジタルクロマ信号S41を出力する。
【0146】以降、セレクタ42、セレクタ44、エン
コード部45及びサブキャリア生成回路46から構成さ
れ、一方外部入力であるR−YバーストデータDBT(R
−Y)及びB−YバーストデータDBT(B−Y)をセレ
クタ44の一方入力に受け、種々の色差多重信号をセレ
クタ44の他方入力に受ける回路を基本エンコーダ50
と呼ぶ。
コード部45及びサブキャリア生成回路46から構成さ
れ、一方外部入力であるR−YバーストデータDBT(R
−Y)及びB−YバーストデータDBT(B−Y)をセレ
クタ44の一方入力に受け、種々の色差多重信号をセレ
クタ44の他方入力に受ける回路を基本エンコーダ50
と呼ぶ。
【0147】このような構成において、多重制御信号S
MCの制御下で、セレクタ43の出力から、色差信号R
−Yと色差信号BーYとの色差多重信号を得るととも
に、セレクタ42の出力からR−YバーストデータDBT
(R−Y)とB−YバーストデータDBT(B−Y)との
バースト多重信号を得る。さらに、セレクタ64の出力
からR−YオフセットデータDOFF (R−Y)とB−Y
オフセットデータDOFF(B−Y)とのオフセット多重
信号を得る。
MCの制御下で、セレクタ43の出力から、色差信号R
−Yと色差信号BーYとの色差多重信号を得るととも
に、セレクタ42の出力からR−YバーストデータDBT
(R−Y)とB−YバーストデータDBT(B−Y)との
バースト多重信号を得る。さらに、セレクタ64の出力
からR−YオフセットデータDOFF (R−Y)とB−Y
オフセットデータDOFF(B−Y)とのオフセット多重
信号を得る。
【0148】そして、加算器47により、色差多重信号
にオフセット多重信号が付加され、さらに、オーバー・
アンダーフロー回路63によりフロー状態がある場合は
補正されて、オフセット加算色差多重信号としてセレク
タ44の他方入力に付与される。
にオフセット多重信号が付加され、さらに、オーバー・
アンダーフロー回路63によりフロー状態がある場合は
補正されて、オフセット加算色差多重信号としてセレク
タ44の他方入力に付与される。
【0149】そして、バースト位置信号SBPの制御下
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付加色差多重信号をセレクタ44の出
力から得る。
で、オフセット加算色差多重信号にバースト多重信号を
付加したバースト付加色差多重信号をセレクタ44の出
力から得る。
【0150】そして、エンコード部45は、サブキャリ
ア生成回路46からのサブキャリアをバースト付加色差
多重信号で平衡変調してデジタルクロマ信号S41を生
成して次段のD/A変換器10Bに出力する。
ア生成回路46からのサブキャリアをバースト付加色差
多重信号で平衡変調してデジタルクロマ信号S41を生
成して次段のD/A変換器10Bに出力する。
【0151】このように、第3の構成例では、加算器4
7により、R−YオフセットデータDOFF (R−Y)及
びB−YオフセットデータDOFF (B−Y)をそれぞれ
色差信号R−Y及び色差信号BーYにそれぞれ付加する
ことにより、色差信号R−Y及び色差信号BーYのオフ
セットを調整することができる。そして、オフセットを
付加することによりオーバーフロー・アンダーフローが
発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回路63で
補正することができる。
7により、R−YオフセットデータDOFF (R−Y)及
びB−YオフセットデータDOFF (B−Y)をそれぞれ
色差信号R−Y及び色差信号BーYにそれぞれ付加する
ことにより、色差信号R−Y及び色差信号BーYのオフ
セットを調整することができる。そして、オフセットを
付加することによりオーバーフロー・アンダーフローが
発生した場合は、オーバー・アンダーフロー回路63で
補正することができる。
【0152】さらに、オフセット加算色差多重信号に対
し、オーバー・アンダーフローの補正を行う構成にした
ため、第2の構成例に比べた場合、加算器及びオーバー
・アンダーフロー回路を1個ずつ削減することができ
る。
し、オーバー・アンダーフローの補正を行う構成にした
ため、第2の構成例に比べた場合、加算器及びオーバー
・アンダーフロー回路を1個ずつ削減することができ
る。
【0153】<デジタルクロマエンコーダ(第4の構成
例)>図17は、デジタルクロマエンコーダ41の第4
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
基本エンコーダ50とオフセット調整回路51との間に
ブランキングバックグラウンド付加回路52を介挿して
いる点が第3の構成例と異なる。
例)>図17は、デジタルクロマエンコーダ41の第4
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
基本エンコーダ50とオフセット調整回路51との間に
ブランキングバックグラウンド付加回路52を介挿して
いる点が第3の構成例と異なる。
【0154】ブランキングバックグラウンド付加回路5
2は、固定値データ65、セレクタ66、セレクタ67
及びセレクタ68から構成される。
2は、固定値データ65、セレクタ66、セレクタ67
及びセレクタ68から構成される。
【0155】セレクタ66の一方入力にR−Yバックグ
ラウンドデータDBG(R−Y)が付与され、他方入力に
B−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)が付与さ
れる。R−YバックグラウンドデータDBG(R−Y)及
びB−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、NTSC方式への変換後のデータの無い期間(バ
ックグラウンド期間)に付加するデータであり、図示し
なちバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ66は多重制御信号SMCに基づきスイ
ッチング制御される。
ラウンドデータDBG(R−Y)が付与され、他方入力に
B−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)が付与さ
れる。R−YバックグラウンドデータDBG(R−Y)及
びB−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、NTSC方式への変換後のデータの無い期間(バ
ックグラウンド期間)に付加するデータであり、図示し
なちバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ66は多重制御信号SMCに基づきスイ
ッチング制御される。
【0156】ブランキング期間設定用の固定値データ6
5がセレクタ67の一方入力に付与され、セレクタ66
の出力がセレクタ67の他方入力に付与される。また、
セレクタ67はブランキング信号SBKに基づきスイッ
チング制御される。ブランキング信号SBKはブランキ
ング期間中はセレクタ67の一方入力接続を指示し、そ
れ以外の期間はセレクタ67の他方入力接続を指示する
タイミング信号である。
5がセレクタ67の一方入力に付与され、セレクタ66
の出力がセレクタ67の他方入力に付与される。また、
セレクタ67はブランキング信号SBKに基づきスイッ
チング制御される。ブランキング信号SBKはブランキ
ング期間中はセレクタ67の一方入力接続を指示し、そ
れ以外の期間はセレクタ67の他方入力接続を指示する
タイミング信号である。
【0157】オフセット調整回路51の出力であるオフ
セット加算色差多重信号はセレクタ68の一方入力に付
与され、セレクタ67の出力はセレクタ68の他方入力
に付与される。セレクタ68は領域切り替え信号SAC
に基づきスイッチング制御される。領域切り替え信号S
ACはブランキング期間及びバックグラウンド期間のと
き、セレクタ68の他方入力接続を指示し、それ以外の
期間のとき、セレクタ68の一方入力接続を指示する。
セット加算色差多重信号はセレクタ68の一方入力に付
与され、セレクタ67の出力はセレクタ68の他方入力
に付与される。セレクタ68は領域切り替え信号SAC
に基づきスイッチング制御される。領域切り替え信号S
ACはブランキング期間及びバックグラウンド期間のと
き、セレクタ68の他方入力接続を指示し、それ以外の
期間のとき、セレクタ68の一方入力接続を指示する。
【0158】以下、ブランキングバックグラウンド付加
回路52の動作について説明する。多重制御信号SMC
の制御下で、R−YバックグラウンドデータDBG(R−
Y)とB−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)と
のバックグラウンド多重信号をセレクタ66の出力から
得る。
回路52の動作について説明する。多重制御信号SMC
の制御下で、R−YバックグラウンドデータDBG(R−
Y)とB−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)と
のバックグラウンド多重信号をセレクタ66の出力から
得る。
【0159】そして、ブランキング信号SBKの制御下
で、バックグラウンド多重信号にブランキングデータ
(固定値データ65)が付加されたブランキング・バッ
クグラウンド多重信号をセレクタ67の出力から得る。
で、バックグラウンド多重信号にブランキングデータ
(固定値データ65)が付加されたブランキング・バッ
クグラウンド多重信号をセレクタ67の出力から得る。
【0160】そして、領域切り替え信号SACの制御下
で、セレクタ68の出力から得られるブランキング・バ
ックグラウンド多重信号がさらに付加されたオフセット
加算色差多重信号が基本エンコーダ50に入力する。
で、セレクタ68の出力から得られるブランキング・バ
ックグラウンド多重信号がさらに付加されたオフセット
加算色差多重信号が基本エンコーダ50に入力する。
【0161】そして、基本エンコーダ50は、ブランキ
ング・バックグラウンド多重信号がさらに付加されたオ
フセット加算色差多重信号に対し、基本エンコーダ50
によるエンコード処理を行う。なお、図17では、基本
エンコーダ50に入力されるR−YバーストデータDBT
(R−Y)及びB−YバーストデータDBT(B−Y)の
図示を省略している。
ング・バックグラウンド多重信号がさらに付加されたオ
フセット加算色差多重信号に対し、基本エンコーダ50
によるエンコード処理を行う。なお、図17では、基本
エンコーダ50に入力されるR−YバーストデータDBT
(R−Y)及びB−YバーストデータDBT(B−Y)の
図示を省略している。
【0162】このように、第4の構成例では、ブランキ
ングバックグラウンド付加回路52により、オフセット
加算色差多重信号にブランキング・バックグラウンドデ
ータがさらに付加されたデジタルクロマ信号S41を得
ることができる。
ングバックグラウンド付加回路52により、オフセット
加算色差多重信号にブランキング・バックグラウンドデ
ータがさらに付加されたデジタルクロマ信号S41を得
ることができる。
【0163】<デジタルクロマエンコーダ(第5の構成
例)>図18は、デジタルクロマエンコーダ41の第5
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
ブランキングバックグラウンド付加回路52の出力が基
本エンコーダ50とともに、新たに設けられた色差信号
出力回路69に出力されている点が第4の構成例と異な
る。
例)>図18は、デジタルクロマエンコーダ41の第5
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
ブランキングバックグラウンド付加回路52の出力が基
本エンコーダ50とともに、新たに設けられた色差信号
出力回路69に出力されている点が第4の構成例と異な
る。
【0164】色差信号出力回路69は、ブランキングバ
ックグラウンド付加回路52の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号R−Y成分及び色差信号BーY成分を分離し、色差
信号(R−Y)′及び色差信号(BーY)として外部に
出力する。
ックグラウンド付加回路52の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号R−Y成分及び色差信号BーY成分を分離し、色差
信号(R−Y)′及び色差信号(BーY)として外部に
出力する。
【0165】このように、第5の構成例は、第4の構成
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らにオフセット加算色差多重信号をエンコードしたデジ
タルクロマ信号S41を得ることができる。
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らにオフセット加算色差多重信号をエンコードしたデジ
タルクロマ信号S41を得ることができる。
【0166】さらに、第5の構成例は、色差信号出力回
路69により、オフセット調整回路51及びブランキン
グバックグラウンド付加回路52で加工された色差多重
信号から色差信号(R−Y)′及び色差信号(Bー
Y)′を分離して外部に出力することができる。
路69により、オフセット調整回路51及びブランキン
グバックグラウンド付加回路52で加工された色差多重
信号から色差信号(R−Y)′及び色差信号(Bー
Y)′を分離して外部に出力することができる。
【0167】<デジタルクロマエンコーダ(第6の構成
例)>MUSE方式による輝度方程式とNTSC方式の
輝度方程式との違いを補正すべく、NTSC方式に変換
後の色差信号R−Y及び色差信号BーYそれぞれに補正
用の係数を掛けることが望ましい。この要望を満足する
のが第6の構成例と第7の構成例である。
例)>MUSE方式による輝度方程式とNTSC方式の
輝度方程式との違いを補正すべく、NTSC方式に変換
後の色差信号R−Y及び色差信号BーYそれぞれに補正
用の係数を掛けることが望ましい。この要望を満足する
のが第6の構成例と第7の構成例である。
【0168】図19は、デジタルクロマエンコーダ41
の第6の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、ブランキングバックグラウンド付加回路52と基
本エンコーダ50との間に、係数回路54が介挿された
点が第5の構成例と異なる。
の第6の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、ブランキングバックグラウンド付加回路52と基
本エンコーダ50との間に、係数回路54が介挿された
点が第5の構成例と異なる。
【0169】係数回路54は、R−Y係数回路70及び
B−Y係数回路71から構成され、ブランキングバック
グラウンド付加回路52よりブランキング・バックグラ
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号を入力
し、多重制御信号SMCを制御信号としている。なお、
R−Y係数回路70及びB−Y係数回路71は、入力信
号に所定の係数RY及びBYを掛けて出力する回路であ
る。
B−Y係数回路71から構成され、ブランキングバック
グラウンド付加回路52よりブランキング・バックグラ
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号を入力
し、多重制御信号SMCを制御信号としている。なお、
R−Y係数回路70及びB−Y係数回路71は、入力信
号に所定の係数RY及びBYを掛けて出力する回路であ
る。
【0170】以下、係数回路54の動作について説明す
る。
る。
【0171】係数回路54は、多重制御信号SMCの制
御下で、多重制御信号SMCが色差信号R−Yを選択す
るとき、R−Y係数回路70を用いて、ブランキング・
バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多重信
号に係数RYを掛けて出力し、多重制御信号SMCが色
差信号B−Yを選択するとき、B−Y係数回路71を用
いて、ブランキング・バックグラウンドデータ付きオフ
セット加算色差多重信号に係数BYを掛けて出力する。
御下で、多重制御信号SMCが色差信号R−Yを選択す
るとき、R−Y係数回路70を用いて、ブランキング・
バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多重信
号に係数RYを掛けて出力し、多重制御信号SMCが色
差信号B−Yを選択するとき、B−Y係数回路71を用
いて、ブランキング・バックグラウンドデータ付きオフ
セット加算色差多重信号に係数BYを掛けて出力する。
【0172】係数補正済みのブランキング・バックグラ
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に対し、
基本エンコーダ50によるエンコード処理が行われる。
ウンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に対し、
基本エンコーダ50によるエンコード処理が行われる。
【0173】このように、第6の構成例は、ブランキン
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号R−Y成分と色差信号BーY成
分とに分けて係数補正が行われたデジタルクロマ信号S
41を得ることができる。
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号R−Y成分と色差信号BーY成
分とに分けて係数補正が行われたデジタルクロマ信号S
41を得ることができる。
【0174】また、第5の構成例同様、色差信号出力回
路69により、オフセット調整回路51及びブランキン
グバックグラウンド付加回路52で加工された色差多重
信号から色差信号(R−Y)′及び色差信号(Bー
Y)′を分離して外部に出力することもできる。
路69により、オフセット調整回路51及びブランキン
グバックグラウンド付加回路52で加工された色差多重
信号から色差信号(R−Y)′及び色差信号(Bー
Y)′を分離して外部に出力することもできる。
【0175】<デジタルクロマエンコーダ(第7の構成
例)>前述したように、MUSE方式による輝度方程式
とNTSC方式の輝度方程式との違いを補正すべく、N
TSC方式に変換後の色差信号R−Y及び色差信号Bー
Yそれぞれに補正用の係数を掛けることが望ましい。
例)>前述したように、MUSE方式による輝度方程式
とNTSC方式の輝度方程式との違いを補正すべく、N
TSC方式に変換後の色差信号R−Y及び色差信号Bー
Yそれぞれに補正用の係数を掛けることが望ましい。
【0176】しかしながら、色差信号R−Yの補正用の
係数と色差信号BーYの補正用の係数とを独立して決定
する必要はなく、色差信号R−Yの補正用の係数と色差
信号BーYの補正用の係数との比が、所定の条件を満足
すれば良い点に着目したの第7の構成例である。
係数と色差信号BーYの補正用の係数とを独立して決定
する必要はなく、色差信号R−Yの補正用の係数と色差
信号BーYの補正用の係数との比が、所定の条件を満足
すれば良い点に着目したの第7の構成例である。
【0177】図20は、デジタルクロマエンコーダ41
の第7の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、係数回路54に置き換わって係数回路55が用い
られた点が第6の構成例と異なる。
の第7の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、係数回路54に置き換わって係数回路55が用い
られた点が第6の構成例と異なる。
【0178】係数回路55は、B−Y係数回路72から
構成され、ブランキング・バックグラウンドデータ付き
オフセット加算色差多重信号を入力し、多重制御信号S
MCを制御信号としている。なお、B−Y係数回路72
は、入力信号に所定の係数BY′を掛けて出力する回路
である。
構成され、ブランキング・バックグラウンドデータ付き
オフセット加算色差多重信号を入力し、多重制御信号S
MCを制御信号としている。なお、B−Y係数回路72
は、入力信号に所定の係数BY′を掛けて出力する回路
である。
【0179】以下、係数回路55の動作について説明す
る。
る。
【0180】係数回路55は、多重制御信号SMCの制
御下で、多重制御信号SMCが色差信号R−Yを選択す
るとき、オフセット・ブランキング・バックグラウンド
データ付加済みの色差多重信号をそのまま出力し、多重
制御信号SMCが色差信号B−Yを選択するとき、B−
Y係数回路72を用いて、ブランキング・バックグラウ
ンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に係数B
Y′を掛けて出力する。
御下で、多重制御信号SMCが色差信号R−Yを選択す
るとき、オフセット・ブランキング・バックグラウンド
データ付加済みの色差多重信号をそのまま出力し、多重
制御信号SMCが色差信号B−Yを選択するとき、B−
Y係数回路72を用いて、ブランキング・バックグラウ
ンドデータ付きオフセット加算色差多重信号に係数B
Y′を掛けて出力する。
【0181】このように、第7の構成例は、ブランキン
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号BーYのみに係数BY′を掛け
たデジタルクロマ信号S41を得ることができる。この
際、第6の構成例に比べ、係数を掛け合わせる回路を1
つ削減できる利点がある。
グ・バックグラウンドデータ付きオフセット加算色差多
重信号に対し、色差信号BーYのみに係数BY′を掛け
たデジタルクロマ信号S41を得ることができる。この
際、第6の構成例に比べ、係数を掛け合わせる回路を1
つ削減できる利点がある。
【0182】また、第5及び第6の構成例同様、色差信
号出力回路69により、オフセット調整回路51及びブ
ランキングバックグラウンド付加回路52で加工された
色差信号(R−Y)′及び色差信号(BーY)′を分離
して外部に出力することもできる。
号出力回路69により、オフセット調整回路51及びブ
ランキングバックグラウンド付加回路52で加工された
色差信号(R−Y)′及び色差信号(BーY)′を分離
して外部に出力することもできる。
【0183】なお、第7の構成例では、色差信号BーY
のみに係数を掛け合わせる係数回路55を示したが、色
差信号R−Yの補正用の係数と色差信号BーYの補正用
の係数との比が、所定の条件を満足するように、色差信
号R−Yのみに係数を掛け合わせる係数回路を構成して
も、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
のみに係数を掛け合わせる係数回路55を示したが、色
差信号R−Yの補正用の係数と色差信号BーYの補正用
の係数との比が、所定の条件を満足するように、色差信
号R−Yのみに係数を掛け合わせる係数回路を構成して
も、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【0184】<デジタルクロマエンコーダ(第8の構成
例)>MUSE方式からNTSC方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第1フレーム(奇数フ
レーム)と第2フレーム(偶数フレーム)とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合が多い。こ
の場合、標準的なNTSC方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第8の構成例である。
例)>MUSE方式からNTSC方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第1フレーム(奇数フ
レーム)と第2フレーム(偶数フレーム)とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合が多い。こ
の場合、標準的なNTSC方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第8の構成例である。
【0185】図21は、デジタルクロマエンコーダ41
の第8の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、基本エンコーダ50のサブキャリア生成回路46
に置き換わってサブキャリア生成回路46′が設けられ
た点が第6の構成例と異なる。
の第8の構成例を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、基本エンコーダ50のサブキャリア生成回路46
に置き換わってサブキャリア生成回路46′が設けられ
た点が第6の構成例と異なる。
【0186】サブキャリア生成回路46′は、フレーム
信号SFを受け、フレーム信号SFに基づき、エンコー
ド対象の信号が第1フレーム(奇数フレーム)であるか
第2フレーム(偶数フレーム)であるかを認識する。
信号SFを受け、フレーム信号SFに基づき、エンコー
ド対象の信号が第1フレーム(奇数フレーム)であるか
第2フレーム(偶数フレーム)であるかを認識する。
【0187】そして、サブキャリア生成回路46′は、
図22に示すように、第1フレームの時と第2フレーム
の時とで、サブキャリアの位相を反転してエンコード部
45に出力する。
図22に示すように、第1フレームの時と第2フレーム
の時とで、サブキャリアの位相を反転してエンコード部
45に出力する。
【0188】このように、第8の構成例のサブキャリア
生成回路46′は、MUSE方式からNTSC方式への
変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合したサブ
キャリアを生成することができる。
生成回路46′は、MUSE方式からNTSC方式への
変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合したサブ
キャリアを生成することができる。
【0189】<NTSCタイミング信号発生回路(その
2)>図23はNTSCタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、NTSCタイミング
信号発生回路73はMUSEからのトリガ信号ST及び
14.31818MHz発振器36の発振信号を受け、垂直同期
信号SVとその他のタイミング信号SOT(多重制御信
号SMC等)とを出力している。なお、NTSCタイミ
ング信号発生回路73は、図1で示したMUSE−NT
SCコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図27で示したNTSCタイミング信号発生回
路58に置き換えるねき回路である。
2)>図23はNTSCタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、NTSCタイミング
信号発生回路73はMUSEからのトリガ信号ST及び
14.31818MHz発振器36の発振信号を受け、垂直同期
信号SVとその他のタイミング信号SOT(多重制御信
号SMC等)とを出力している。なお、NTSCタイミ
ング信号発生回路73は、図1で示したMUSE−NT
SCコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図27で示したNTSCタイミング信号発生回
路58に置き換えるねき回路である。
【0190】上記構成において、NTSCタイミング信
号発生回路73は、トリガ信号STに基づき、垂直同期
信号SVを図24に示すように、第2のフレーム時を第
1フレーム時より位相を(1/7.15909 )μS遅らせて出
力する。一方、その他のタイミング信号SOTは通常通
り出力する。
号発生回路73は、トリガ信号STに基づき、垂直同期
信号SVを図24に示すように、第2のフレーム時を第
1フレーム時より位相を(1/7.15909 )μS遅らせて出
力する。一方、その他のタイミング信号SOTは通常通
り出力する。
【0191】このように、図23で示したNTSCタイ
ミング信号発生回路73は、MUSE方式からNTSC
方式への変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合
した垂直同期信号SVを出力することができる。
ミング信号発生回路73は、MUSE方式からNTSC
方式への変換時に生じるフレーム間の位相のズレに適合
した垂直同期信号SVを出力することができる。
【0192】<<第3の実施例>>図25はこの発明の
第3の実施例であるMUSE−NTSCコンバータの構
成を示すブロック図である。
第3の実施例であるMUSE−NTSCコンバータの構
成を示すブロック図である。
【0193】図25に示すように、デジタルクロマエン
コーダ41とD/A変換器10Bとの間にfscバンド
パスフィルタ53を介挿した点が第2の実施例と異な
る。
コーダ41とD/A変換器10Bとの間にfscバンド
パスフィルタ53を介挿した点が第2の実施例と異な
る。
【0194】fscバンドパスフィルタ53は、デジタ
ルクロマエンコーダ41から得られるデジタルクロマ信
号S41を受け、デジタルクロマ信号S41に対しサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタリング
処理を施し、D/A変換器10Bに出力する。
ルクロマエンコーダ41から得られるデジタルクロマ信
号S41を受け、デジタルクロマ信号S41に対しサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタリング
処理を施し、D/A変換器10Bに出力する。
【0195】そして、D/A変換器10Bの出力からバ
ンドパスフィルタリング処理済みのクロマ信号COU
T′を外部に出力する。なお、他の構成は、図12で示
した第2の実施例のMUSE−NTSCコンバータと同
様であるため、説明は省略する。
ンドパスフィルタリング処理済みのクロマ信号COU
T′を外部に出力する。なお、他の構成は、図12で示
した第2の実施例のMUSE−NTSCコンバータと同
様であるため、説明は省略する。
【0196】このように、第3の実施例のMUSE−N
TSCコンバータは、fscバンドパスフィルタ53を
内蔵することにより、バンドパスフィルタリング処理済
みのクロマ信号COUT′を外部に出力することができ
る。
TSCコンバータは、fscバンドパスフィルタ53を
内蔵することにより、バンドパスフィルタリング処理済
みのクロマ信号COUT′を外部に出力することができ
る。
【0197】したがって、デジタルクロマ信号S41が
D/A変換されたクロマ信号COUTに対し、このクロ
マ信号COUTを受ける後段の装置が、アナログのサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタを有す
る必要がなくなる。
D/A変換されたクロマ信号COUTに対し、このクロ
マ信号COUTを受ける後段の装置が、アナログのサブ
キャリア周波数を中心としたバンドパスフィルタを有す
る必要がなくなる。
【0198】その結果、D/A変換器10A及び10B
からそれぞれ出力される輝度出力信号YOUT及びクロ
マ出力信号COUT′に対し、それぞれ同一のローパス
フィルタを設けることができるため、輝度出力信号YO
UTとクロマ出力信号COUT′とに位相がズレること
はない。
からそれぞれ出力される輝度出力信号YOUT及びクロ
マ出力信号COUT′に対し、それぞれ同一のローパス
フィルタを設けることができるため、輝度出力信号YO
UTとクロマ出力信号COUT′とに位相がズレること
はない。
【0199】
【発明の効果】以上説明したように、この発明における
請求項1ないし請求項5記載のMUSE−NTSCコン
バータにおいて、第2の発振手段は、第NTSC方式の
信号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の発
振信号を出力しており、第2の周波数はNTSC方式の
信号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信
号処理手段は第2の発振信号に基づき副搬送波を生成す
ることができる。
請求項1ないし請求項5記載のMUSE−NTSCコン
バータにおいて、第2の発振手段は、第NTSC方式の
信号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の発
振信号を出力しており、第2の周波数はNTSC方式の
信号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信
号処理手段は第2の発振信号に基づき副搬送波を生成す
ることができる。
【0200】また、信号分離手段は、第2の発振信号及
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
所望のNTSC方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、NTSC方式の種類に関わらず、システ
ムクロックは第2の発振信号の1種類で済む。
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の種類に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
所望のNTSC方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、NTSC方式の種類に関わらず、システ
ムクロックは第2の発振信号の1種類で済む。
【0201】その結果、MUSE方式の信号をNTSC
方式の信号に変換する際に必要とするPLL回路は、第
1の発振信号と第2の発振信号との位相を同期させるP
LL回路1つで済ますことができるため、簡単な回路構
成のMUSE−NTSCコンバータを得ることができ
る。
方式の信号に変換する際に必要とするPLL回路は、第
1の発振信号と第2の発振信号との位相を同期させるP
LL回路1つで済ますことができるため、簡単な回路構
成のMUSE−NTSCコンバータを得ることができ
る。
【0202】この発明における請求項6ないし請求項1
5記載のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2
の発振手段は、NTSC方式の信号のシステムクロック
となる第2の周波数の第2の発振信号を出力し、第2の
周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の4の
倍数に設定される。
5記載のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2
の発振手段は、NTSC方式の信号のシステムクロック
となる第2の周波数の第2の発振信号を出力し、第2の
周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の4の
倍数に設定される。
【0203】したがって、デジタルクロマエンコード手
段により、副搬送波の4倍の周波数のタイミングで第1
及び第2の色差信号を交互にサンプリングして色差多重
信号を得ることにより、第1及び第2の色差信号の合成
信号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
段により、副搬送波の4倍の周波数のタイミングで第1
及び第2の色差信号を交互にサンプリングして色差多重
信号を得ることにより、第1及び第2の色差信号の合成
信号であるクロマ信号を容易に得ることができる。
【0204】その結果、従来のアナログ処理によるエン
コード手段を用いることなく、デジタルクロマエンコー
ド手段により、デジタル処理で第1及び第2の色差信号
に対するエンコード処理を実行することができるため、
小さな回路規模のMUSE−NTSCコンバータを得る
ことができる。
コード手段を用いることなく、デジタルクロマエンコー
ド手段により、デジタル処理で第1及び第2の色差信号
に対するエンコード処理を実行することができるため、
小さな回路規模のMUSE−NTSCコンバータを得る
ことができる。
【図1】この発明の第1の実施例であるMUSE−NT
SCコンバータの構成を示すブロック図である。
SCコンバータの構成を示すブロック図である。
【図2】図1の垂直走査変換回路の内部構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図3】図1の垂直走査変換回路の他の内部構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図4】図2の垂直走査変換回路による動作説明用の説
明図である。
明図である。
【図5】図3の垂直走査変換回路による動作説明用の説
明図である。
明図である。
【図6】時間軸変換メモリの周辺を示す説明図である。
【図7】図1の信号分離回路の内部構成を示すブロック
図である。
図である。
【図8】図7の信号分離回路3の動作説明用の説明図で
ある。
ある。
【図9】図1のPLL回路の第1の構成例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図10】図1のPLL回路の第2の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図11】図1のPLL回路の第3の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図12】この発明の第2の実施例であるMUSE−N
TSCコンバータの構成を示すブロック図である。
TSCコンバータの構成を示すブロック図である。
【図13】図12のデジタルクロマエンコーダの動作原
理説明用の波形図である。
理説明用の波形図である。
【図14】図12のデジタルクロマエンコーダの第1の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図15】図12のデジタルクロマエンコーダの第2の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図16】図12のデジタルクロマエンコーダの第3の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図17】図12のデジタルクロマエンコーダの第4の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図18】図12のデジタルクロマエンコーダの第5の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図19】図12のデジタルクロマエンコーダの第6の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図20】図12のデジタルクロマエンコーダの第7の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図21】図12のデジタルクロマエンコーダの第8の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図22】図21のデジタルクロマエンコーダの動作説
明用の波形図である。
明用の波形図である。
【図23】NTSCタイミング信号発生回路(その2)
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図24】図23のNTSCタイミング信号発生回路の
動作説明用の波形図である。
動作説明用の波形図である。
【図25】この発明の第3の実施例であるMUSE−N
TSCコンバータの構成を示すブロック図である。
TSCコンバータの構成を示すブロック図である。
【図26】NTSCタイミング信号発生回路(その1)
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図27】従来のMUSE−NTSCコンバータの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
1 入力信号処理回路 2′ 時間軸変換処理回路 3′ 信号分離回路 12 16.2MHz発振器 16 垂直走査変換回路 17 Yの画像処理回路 19 32.4MHz発振器 20 28.63636MHz発振器 21 PLL回路 23 3375カウンタ 24 2983カウンタ 25 位相比較回路 26 積分器 27 180000カウンタ 28 159091カウンタ 29 21600カウンタ 30 19091カウンタ 36 14.31818MHz発振器 41 デジタルクロマエンコーダ 50 基本エンコーダ 51 オフセット調整回路 52 ブランキングバックグラウンド付加回路 53 fscバンドパスフィルタ 54 係数回路 55 係数回路 58 NTSCタイミング信号発生回路 69 色差信号出力回路 73 NTSCタイミング信号発生回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成5年11月19日
【手続補正1】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項1
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正2】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0005
【補正方法】変更
【補正内容】
【0005】図27は従来のMUSE−NTSCコンバ
ータの構成を示すブロック図である。このMUSE−N
TSCコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
1991Vo1.45 No.11 5−2−3 MU
SE−NTSCコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
ータの構成を示すブロック図である。このMUSE−N
TSCコンバータは、例えば、「テレビジョン学会誌、
1991Vo1.45 No.11 5−2−3 MU
SE−NTSCコンバータ水谷芳樹著 社団法人テレビ
ジョン学会編」に記載されている。
【手続補正3】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0013
【補正方法】変更
【補正内容】
【0013】一方、色差信号R−Y及びB−YはMUS
E信号において1/4に時間圧縮されているので、時間
伸長回路5で4倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はCの垂直フィルタ6でYの走査線と垂直位置を
合わせるようにフィルタを掛ける。色差信号は各516
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Y双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
E信号において1/4に時間圧縮されているので、時間
伸長回路5で4倍に時間伸長される。時間伸長された色
差信号はCの垂直フィルタ6でYの走査線と垂直位置を
合わせるようにフィルタを掛ける。色差信号は各516
本のライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Y双
方の垂直位置をあうようにラインごとに別々のフィルタ
をかける。
【手続補正4】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0021
【補正方法】変更
【補正内容】
【0021】
【課題を解決するための手段】この発明にかかる請求項
1記載のMUSE−NTSCコンバータは、MUSE方
式の信号のシステムクロックとなる第1の周波数の第1
の発振信号を出力する第1の発振手段と、NTSC方式
の信号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の
発振信号を出力する第2の発振手段とを備え、前記第2
の周波数は前記NTSC方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記MUSE方式の信号並びに前
記第1及び第2の発振信号を受け、前記第1及び第2の
発振信号に基づき、前記MUSE方式の信号を前記第1
の周波数から前記第2の周波数に時間軸変換して前記N
TSC方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
2の発振信号及び前記NTSC方式の信号を受け、NT
SC方式の機能に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記NTSC方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第2の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第2の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第2の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第2の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第2の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第1の発振信
号と前記第2の発振信号との位相を同期させるPLL回
路を設けている。
1記載のMUSE−NTSCコンバータは、MUSE方
式の信号のシステムクロックとなる第1の周波数の第1
の発振信号を出力する第1の発振手段と、NTSC方式
の信号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の
発振信号を出力する第2の発振手段とを備え、前記第2
の周波数は前記NTSC方式の信号の副搬送波の周波数
の整数倍に設定され、前記MUSE方式の信号並びに前
記第1及び第2の発振信号を受け、前記第1及び第2の
発振信号に基づき、前記MUSE方式の信号を前記第1
の周波数から前記第2の周波数に時間軸変換して前記N
TSC方式の信号を出力する時間軸変換手段と、前記第
2の発振信号及び前記NTSC方式の信号を受け、NT
SC方式の機能に応じて信号分離処理内容を変えて、前
記NTSC方式の信号から輝度信号及び色差信号を分離
して出力する信号分離手段と、前記第2の発振信号及び
前記輝度信号を受け、前記第2の発振信号に基づき前記
輝度信号に対し信号処理を行う輝度信号処理手段と、前
記第2の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第2の
発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行うと
ともに、前記第2の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備えて構成され、前記第1の発振信
号と前記第2の発振信号との位相を同期させるPLL回
路を設けている。
【手続補正5】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0036
【補正方法】変更
【補正内容】
【0036】
【作用】この発明における請求項1ないし請求項5記載
のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2の発振
手段は、NTSC方式の信号のシステムクロックとなる
第2の周波数の第2の発振信号を出力しており、第2の
周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の整数
倍に設定されるため、信号処理手段は第2の発振信号に
基づき副搬送波を生成することができる。
のMUSE−NTSCコンバータにおいて、第2の発振
手段は、NTSC方式の信号のシステムクロックとなる
第2の周波数の第2の発振信号を出力しており、第2の
周波数はNTSC方式の信号の副搬送波の周波数の整数
倍に設定されるため、信号処理手段は第2の発振信号に
基づき副搬送波を生成することができる。
【手続補正6】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0037
【補正方法】変更
【補正内容】
【0037】また、信号分離手段は、第2の発振信号及
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、NTS
C方式の機能に関わらず、システムクロックは第2の発
振信号の1種類で済む。
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
輝度信号及び色差信号に分離して出力するため、NTS
C方式の機能に関わらず、システムクロックは第2の発
振信号の1種類で済む。
【手続補正7】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0044
【補正方法】変更
【補正内容】
【0044】信号分離回路3′は、NTSC信号S2を
受け、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分離
して輝度信号YをYの画像処理回路17に出力し、色差
信号R−Y及びB−Yをクロマエンコーダ18に出力す
る。この際、NTSC方式の機能(ワイドモード、フル
モード及びズームモード)に応じて処理内容を変えてい
る。
受け、輝度信号Yと色差信号R−Y及びB−Yとに分離
して輝度信号YをYの画像処理回路17に出力し、色差
信号R−Y及びB−Yをクロマエンコーダ18に出力す
る。この際、NTSC方式の機能(ワイドモード、フル
モード及びズームモード)に応じて処理内容を変えてい
る。
【手続補正8】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0058
【補正方法】変更
【補正内容】
【0058】係数を受けた可変係数器38B及び38A
は、それぞれMUSE信号SM及びMUSE信号SMが
1ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みMUSE信号SM2及びSM1を加算器33に出力
する。この例の場合2つの可変係数器38A及び38B
は同じ構成であるが、掛ける係数は図4の通り異なり、
2つの係数の和は1になるように設計されている。な
お、図4おいて、Aの係数が可変係数器38Aで掛け合
わせられる係数であり、Bの係数が可変係数器38Bで
掛け合わせられる係数を示している。
は、それぞれMUSE信号SM及びMUSE信号SMが
1ライン遅延した信号に係数を掛けて得られる係数演算
済みMUSE信号SM2及びSM1を加算器33に出力
する。この例の場合2つの可変係数器38A及び38B
は同じ構成であるが、掛ける係数は図4の通り異なり、
2つの係数の和は1になるように設計されている。な
お、図4おいて、Aの係数が可変係数器38Aで掛け合
わせられる係数であり、Bの係数が可変係数器38Bで
掛け合わせられる係数を示している。
【手続補正9】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0113
【補正方法】変更
【補正内容】
【0113】そして、NTSCタイミング信号発生回路
58は、トリガ信号ST及び発振信号S36に基づき、
色差信号R−Y及び色差信号BーYの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号SMC、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号SBP、領域切
り替え信号SAC、ブランキング信号SBK、フレーム
信号SF及び垂直同期信号SV等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
58は、トリガ信号ST及び発振信号S36に基づき、
色差信号R−Y及び色差信号BーYの取り込みタイミン
グを指示する多重制御信号SMC、バーストデータ挿入
タイミングを指示するバースト位置信号SBP、領域切
り替え信号SAC、ブランキング信号SBK、フレーム
信号SF及び垂直同期信号SV等のタイミング信号を出
力する。なお、これらのタイミング信号については後に
詳述する。
【手続補正10】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0114
【補正方法】変更
【補正内容】
【0114】<デジタルクロマエンコーダ(第1の構成
例)>図14は、デジタルクロマエンコーダ41の第1
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。なお、R−Yバースト
データDBT(R−Y)及びB−YバーストデータDBT
(B−Y)は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。ここでDBT(B−Y)は、外部よりコント
ロール可能な数ビットのデジタルデータであり外部より
コントロールできるため、色相,色のゲインを可変にす
ることができる。またDBT(R−Y)は通常“0”にさ
れる。
例)>図14は、デジタルクロマエンコーダ41の第1
の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、
セレクタ42の一方入力にR−YバーストデータDBT
(R−Y)が付与され、他方入力にB−Yバーストデー
タDBT(B−Y)が付与される。なお、R−Yバースト
データDBT(R−Y)及びB−YバーストデータDBT
(B−Y)は図示しないバーストデータ付与手段により
付与される。ここでDBT(B−Y)は、外部よりコント
ロール可能な数ビットのデジタルデータであり外部より
コントロールできるため、色相,色のゲインを可変にす
ることができる。またDBT(R−Y)は通常“0”にさ
れる。
【手続補正11】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0123
【補正方法】変更
【補正内容】
【0123】そして、エンコード部45は、サブキャリ
ア生成回路46からのサブキャリアを、セレクタ44の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号S41を生成して次段のD/A
変換器10Bに出力する。ここで、バーストの位相がB
−Yと180°異なる信号である。常に、バーストと色
差信号B−Y,R−Yの位相が保てるように、R−Yバ
ーストデータDBT(R−Y)には“0”、B−Yバース
トデータDBT(B−Y)には、色差信号R−Yと逆の極
性を外部よりコントロールできるデジタルデータを入力
している。
ア生成回路46からのサブキャリアを、セレクタ44の
出力より得られるバースト付き色差多重信号で平衡変調
してデジタルクロマ信号S41を生成して次段のD/A
変換器10Bに出力する。ここで、バーストの位相がB
−Yと180°異なる信号である。常に、バーストと色
差信号B−Y,R−Yの位相が保てるように、R−Yバ
ーストデータDBT(R−Y)には“0”、B−Yバース
トデータDBT(B−Y)には、色差信号R−Yと逆の極
性を外部よりコントロールできるデジタルデータを入力
している。
【手続補正12】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0155
【補正方法】変更
【補正内容】
【0155】セレクタ66の一方入力にR−Yバックグ
ラウンドデータDBG(R−Y)が付与され、他方入力に
B−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)が付与さ
れる。R−YバックグラウンドデータDBG(R−Y)及
びB−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、NTSC方式への変換後のデータの無い期間(バ
ックグラウンド期間)に付加するデータであり、図示し
ないバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ66は多重制御信号SMCに基づきスイ
ッチング制御される。
ラウンドデータDBG(R−Y)が付与され、他方入力に
B−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)が付与さ
れる。R−YバックグラウンドデータDBG(R−Y)及
びB−YバックグラウンドデータDBG(B−Y)は、そ
れぞれ外部より入力可能な数ビットのデジタルデータで
あり、NTSC方式への変換後のデータの無い期間(バ
ックグラウンド期間)に付加するデータであり、図示し
ないバックグランドデータ付与手段により付与される。
また、セレクタ66は多重制御信号SMCに基づきスイ
ッチング制御される。
【手続補正13】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0164
【補正方法】変更
【補正内容】
【0164】色差信号出力回路69は、ブランキングバ
ックグラウンド付加回路52の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号R−Y成分及び色差信号BーY成分を分離し、色差
信号(R−Y)′及び色差信号(BーY)′として外部
に出力する。
ックグラウンド付加回路52の出力から得られるブラン
キング・バックグラウンド多重信号がさらに付加された
オフセット加算色差多重信号を受け、その信号から色差
信号R−Y成分及び色差信号BーY成分を分離し、色差
信号(R−Y)′及び色差信号(BーY)′として外部
に出力する。
【手続補正14】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0165
【補正方法】変更
【補正内容】
【0165】このように、第5の構成例は、第4の構成
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らに付加されたオフセット加算色差多重信号をエンコー
ドしたデジタルクロマ信号S41を得ることができる。
例同様、ブランキング・バックグラウンド多重信号がさ
らに付加されたオフセット加算色差多重信号をエンコー
ドしたデジタルクロマ信号S41を得ることができる。
【手続補正15】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0184
【補正方法】変更
【補正内容】
【0184】<デジタルクロマエンコーダ(第8の構成
例)>MUSE方式からNTSC方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第1フレーム(奇数フ
レーム)と第2フレーム(偶数フレーム)とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合がある。こ
の場合、標準的なNTSC方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第8の構成例である。
例)>MUSE方式からNTSC方式への変換過程にお
いて、双方のシステムクロック、フィールド、フレーム
周波数の違いから、生成すべき色副搬送波信号の位相が
非標準となる場合がある。特に、第1フレーム(奇数フ
レーム)と第2フレーム(偶数フレーム)とで色副搬送
波信号の位相を反転させる必要が生じる場合がある。こ
の場合、標準的なNTSC方式と同様に、フレーム間で
色副搬送波信号の位相を反転する必要がある。この要望
を満足したのが第8の構成例である。
【手続補正16】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0189
【補正方法】変更
【補正内容】
【0189】<NTSCタイミング信号発生回路(その
2)>図23はNTSCタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、NTSCタイミング
信号発生回路73はMUSEからのトリガ信号ST及び
14.31818MHz発振器36の発振信号を受け、垂直同期
信号SVとその他のタイミング信号SOT(多重制御信
号SMC等)とを出力している。なお、NTSCタイミ
ング信号発生回路73は、図1で示したMUSE−NT
SCコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図27で示したNTSCタイミング信号発生回
路58に置き換えることができる。
2)>図23はNTSCタイミング信号発生回路を示す
説明図である。同図に示すように、NTSCタイミング
信号発生回路73はMUSEからのトリガ信号ST及び
14.31818MHz発振器36の発振信号を受け、垂直同期
信号SVとその他のタイミング信号SOT(多重制御信
号SMC等)とを出力している。なお、NTSCタイミ
ング信号発生回路73は、図1で示したMUSE−NT
SCコンバータの各構成部とは独立して設けられる回路
であり、図27で示したNTSCタイミング信号発生回
路58に置き換えることができる。
【手続補正17】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0199
【補正方法】変更
【補正内容】
【0199】
【発明の効果】以上説明したように、この発明における
請求項1ないし請求項5記載のMUSE−NTSCコン
バータにおいて、第2の発振手段は、NTSC方式の信
号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の発振
信号を出力しており、第2の周波数はNTSC方式の信
号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信号
処理手段は第2の発振信号に基づき副搬送波を生成する
ことができる。
請求項1ないし請求項5記載のMUSE−NTSCコン
バータにおいて、第2の発振手段は、NTSC方式の信
号のシステムクロックとなる第2の周波数の第2の発振
信号を出力しており、第2の周波数はNTSC方式の信
号の副搬送波の周波数の整数倍に設定されるため、信号
処理手段は第2の発振信号に基づき副搬送波を生成する
ことができる。
【手続補正18】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0200
【補正方法】変更
【補正内容】
【0200】また、信号分離手段は、第2の発振信号及
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
所望のNTSC方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、NTSC方式の機能に関わらず、システ
ムクロックは第2の発振信号の1種類で済む。
びNTSC方式の信号を受け、NTSC方式の機能に応
じて信号分離処理内容を変えて、NTSC式の信号から
所望のNTSC方式の輝度信号及び色差信号に分離して
出力するため、NTSC方式の機能に関わらず、システ
ムクロックは第2の発振信号の1種類で済む。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 有田 栄治 京都府長岡京市馬場図所1番地 三菱電機 株式会社映像システム開発研究所内 (72)発明者 朝本 洋一 京都府長岡京市馬場図所1番地 三菱電機 株式会社京都製作所内
Claims (15)
- 【請求項1】 MUSE方式の信号のシステムクロック
となる第1の周波数の第1の発振信号を出力する第1の
発振手段と、 NTSC方式の信号のシステムクロックとなる第2の周
波数の第2の発振信号を出力する第2の発振手段とを備
え、前記第2の周波数は前記NTSC方式の信号の副搬
送波の周波数の整数倍に設定され、 前記MUSE方式の信号並びに前記第1及び第2の発振
信号を受け、前記第1及び第2の発振信号に基づき、前
記MUSE方式の信号を前記第1の周波数から前記第2
の周波数に時間軸変換して前記NTSC方式の信号を出
力する時間軸変換手段と、 前記第2の発振信号及び前記NTSC方式の信号を受
け、NTSC方式の種類に応じて信号分離処理内容を変
えて、前記NTSC方式の信号から輝度信号及び色差信
号を分離して出力する信号分離手段と、 前記第2の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第2
の発振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行う
輝度信号処理手段と、 前記第2の発振信号及び前記色差信号を受け、前記第2
の発振信号に基づき前記色差信号に対し信号処理を行う
とともに、前記第2の発振信号から前記副搬送波を生成
し、該副搬送波を前記色差信号で変調するクロマエンコ
ード手段とをさらに備え、 前記第1の発振信号と前記第2の発振信号との位相を同
期させるPLL回路を設けたことを特徴とするMUSE
−NTSCコンバータ。 - 【請求項2】 前記PLL回路は、 前記第2の発振手段と、 前記第1の発振信号を第1の分周比で分周して第1の分
周信号を出力する第1の分周手段と、 前記第2の発振信号を第2の分周比で分周して第2の分
周信号を出力する第2の分周手段と、 前記第1及び第2の分周信号の位相差を検出して、該位
相差に基づく信号を前記第2の発振手段の前記第2の発
振信号の位相を制御する位相制御信号として出力する位
相比較手段とを備える請求項1記載のMUSE−NTS
Cコンバータ。 - 【請求項3】前記第1の周波数は32.4MHzであ
り、 前記第2の周波数は28.63636MHzであり、 前記第1の分周比は1/3375であり、 前記第2の分周比は1/2983である請求項2記載の
MUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項4】前記第1の周波数は32.4MHzであ
り、 前記第2の周波数は28.63636MHzであり、 前記第1の分周比は1/180000であり、 前記第2の分周比は1/159091である請求項2記
載のMUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項5】前記第1の周波数は32.4MHzであ
り、 前記第2の周波数は28.63636MHzであり、 前記第1の分周比は1/21600であり、 前記第2の分周比は1/19091である請求項2記載
のMUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項6】 MUSE方式の信号のシステムクロック
となる第1の周波数の第1の発振信号を出力する第1の
発振手段と、 NTSC方式の信号のシステムクロックとなる第2の周
波数の第2の発振信号を出力する第2の発振手段とを備
え、前記第2の周波数は前記NTSC方式の信号の副搬
送波の周波数の4の倍数倍に設定され、 前記MUSE方式の信号並びに前記第1及び第2の発振
信号を受け、前記第1及び第2の発振信号に基づき、前
記MUSE方式の信号を前記第1の周波数から前記第2
の周波数に時間軸変換して前記NTSC方式の信号を出
力する時間軸変換手段と、 前記第2の発振信号及び前記NTSC方式の信号を受
け、前記NTSC式の信号から、輝度信号と互いに位相
が90゜異なる第1及び第2の色差信号を分離出力する
信号分離手段と、 前記第2の発振信号及び前記輝度信号を受け、前記第2
の発振信号に基づき前記輝度信号に対し信号処理を行い
信号処理済み輝度信号を出力する輝度信号処理手段と前
記第2の発振信号並びに前記第1及び第2の色差信号を
受け、前記第2の発振信号に基づき前記副搬送波の周波
数の4倍のサンプリングタイミングで前記第1及び第2
の色差信号を交互にサンプリングして得られる色差多重
信号に対し、デジタル的に信号処理を施すとともに、前
記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬送
波を前記色差多重信号で変調することによりエンコード
処理を実行してデジタルクロマ信号を出力するデジタル
クロマエンコード手段と、 前記信号処理済み輝度信号をD/A変換してアナログ輝
度信号を出力する第1のD/A変換手段と、 前記デジタルクロマ信号をD/A変換してアナログクロ
マ信号を出力する第2のD/A変換手段とをさらに備え
たMUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項7】 前記デジタルクロマエンコード手段は、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2の色差
信号を交互にサンプリングして前記色差多重信号を生成
する色差信号多重手段と、 第1及び第2のバーストデータを付与するバーストデー
タ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、 前記色差多重信号に前記バースト多重信号を付加してバ
ースト付き色差多重信号を生成するバースト付加手段
と、 前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬
送波を前記バースト付き色差多重信号で変調することに
よりエンコード処理を実行して前記デジタルクロマ信号
を出力するエンコード処理手段とを備える請求項6記載
のMUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項8】 前記デジタルクロマエンコード手段は、 第1及び第2のバーストデータを付与するバーストデー
タ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、 第1及び第2のオフセットデータを付与するオフセット
データ付与手段と、 前記第1の色差信号と前記第1のオフセットデータとを
加算して第1のオフセット加算色差信号を出力する第1
の加算手段と、 前記第2の色差信号と前記第2のオフセットデータとを
加算して第2のオフセット加算色差信号を出力する第2
の加算手段と、 前記第1のオフセット加算色差信号を受け、前記第1の
オフセット加算色差信号のオーバーフロー状態あるいは
アンダーフロー状態を検出すると、前記第1のオフセッ
ト加算色差信号を補正する第1のオーバー・アンダーフ
ロー補正手段と、 前記第2のオフセット加算色差信号を受け、前記第2の
オフセット加算色差信号のオーバーフロー状態あるいは
アンダーフロー状態を検出すると、前記第2のオフセッ
ト加算色差信号を補正する第2のオーバー・アンダーフ
ロー補正手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のオフ
セット加算色差信号をサンプリングしてオフセット加算
色差多重信号を生成する色差信号多重手段と、 前記オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信
号を付加してバースト付き色差多重信号を生成するバー
スト付加手段と、 前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬
送波を前記バースト付き色差多重信号で変調することに
より前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ
信号を出力するエンコード処理手段とを備える請求項6
記載のMUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項9】 前記デジタルクロマエンコード手段は、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2の色差
信号を交互にサンプリングして前記色差多重信号を生成
する色差信号多重手段と、 第1及び第2のバーストデータを付与するバーストデー
タ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバー
ストデータを交互にサンプリングしてバースト多重信号
を生成するバースト多重手段と、 第1及び第2のオフセットデータを付与するオフセット
データ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のオフ
セットデータを交互にサンプリングしてオフセット多重
信号を生成するオフセット多重手段と、 前記色差多重信号と前記オフセット多重信号とをそれぞ
れ加算してオフセット加算色差多重信号を出力する加算
手段と、 前記オフセット加算色差多重信号を受け、前記オフセッ
ト加算色差多重信号のオーバーフロー状態あるいはアン
ダーフロー状態を検出すると、前記オフセット加算色差
多重信号を補正するオーバー・アンダーフロー補正手段
と、 前記オフセット加算色差多重信号に前記バースト多重信
号を付加してバースト付き色差多重信号を生成するバー
スト付加手段と、 前記発振信号に基づき前記副搬送波を生成し、前記副搬
送波を前記バースト付き色差多重信号で変調することに
より前記エンコード処理を実行して前記デジタルクロマ
信号を出力するエンコード処理手段とを備える請求項6
記載のMUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項10】 前記デジタルクロマエンコード手段
は、 第1及び第2のバックグラウンドデータを付与するバッ
クグランドデータ付与手段と、 前記サンプリングタイミングで前記第1及び第2のバッ
クグラウンドデータを交互にサンプリングしてバックグ
ラウンド多重信号を生成するバックグラウンド多重手段
と、 ブランキングデータを付与するブランキングデータ付与
手段と、 前記バックグラウンド多重信号に前記ブランキングデー
タを付加してブランキング・バックグラウンド多重信号
を生成するブランキングデータ付加手段と、 前記オフセット加算色差多重信号にブランキング・バッ
クグラウンド多重信号をさらに付加するブランキングバ
ックグラウンド付加手段とをさらに備える請求項9記載
のMUSE−NTSCコンバータ。 - 【請求項11】 ブランキング・バックグラウンド多重
信号がさらに付加された前記オフセット加算色差多重信
号を受け、該オフセット加算色差多重信号を前記第1及
び第2の色差信号の成分に分離して外部に出力する色差
信号出力手段をさらに備える請求項10記載のMUSE
−NTSCコンバータ。 - 【請求項12】 ブランキング・バックグラウンド多重
信号がさらに付加された前記オフセット加算色差多重信
号を受け、該オフセット加算色差多重信号の前記第1及
び第2の色差信号成分のうち、少なくとも一方の色差信
号成分に係数を掛けて、前記オフセット加算色差多重信
号の前記第1及び第2の色差信号成分間の係数補正を行
う係数補正手段をさらに備える請求項11記載のMUS
E−NTSCコンバータ。 - 【請求項13】 NTSC方式のフレーム周期を指示す
るフレーム信号を付与するフレーム信号付与手段をさら
に備え、 前記エンコード処理手段は、前記第2の発振信号に基づ
き前記副搬送波を生成する副搬送波生成手段を備え、 前記副搬送波生成手段は、前記フレーム信号を受け、該
フレーム信号に基づき前記NTSC方式の信号のフレー
ム間の位相のズレに応じて前記副搬送波のフレーム間の
位相を変更する手段を有する請求項12記載のMUSE
−NTSCコンバータ。 - 【請求項14】 垂直同期信号を付与する垂直同期信号
付与手段と、 前記垂直同期信号及び第2の発振信号を受け、前記NT
SC方式の信号のフレーム間の位相のズレに応じて、前
記垂直同期信号と前記垂直同期信号を所定期間遅延させ
た遅延垂直同期信号とを1フレームごとに交互に外部に
出力するNTSCタイミング信号発生手段をさらに備え
る請求項6ないし請求項13のいずれか1項に記載のM
USE−NTSCコンバータ。 - 【請求項15】 前記デジタルクロマエンコード手段と
前記D/A変換手段との間に介挿され、前記デジタルク
ロマ信号を受け、該デジタルクロマ信号に対しデジタル
的にバンドパスフィルタ処理を施して、前記第2のD/
A変換手段に出力するデジタルバンドパスフィルタリン
グ手段をさらに備える請求項6ないし請求項14のいず
れか1項に記載のMUSE−NTSCコンバータ。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5207790A JPH0767141A (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Muse−ntscコンバータ |
US08/294,401 US5444495A (en) | 1993-08-23 | 1994-08-23 | Muse-NTSC converter having two oscillators |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5207790A JPH0767141A (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Muse−ntscコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0767141A true JPH0767141A (ja) | 1995-03-10 |
Family
ID=16545546
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5207790A Pending JPH0767141A (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Muse−ntscコンバータ |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5444495A (ja) |
JP (1) | JPH0767141A (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07327237A (ja) * | 1994-05-31 | 1995-12-12 | Victor Co Of Japan Ltd | ビデオ信号処理回路 |
US5610942A (en) * | 1995-03-07 | 1997-03-11 | Chen; Keping | Digital signal transcoder and method of transcoding a digital signal |
US5739867A (en) * | 1997-02-24 | 1998-04-14 | Paradise Electronics, Inc. | Method and apparatus for upscaling an image in both horizontal and vertical directions |
KR100238673B1 (ko) * | 1997-05-30 | 2000-01-15 | 윤종용 | 고선명 텔레비젼 수상기의 모니터 출력장치 |
US5905536A (en) * | 1997-06-05 | 1999-05-18 | Focus Enhancements, Inc. | Video signal converter utilizing a subcarrier-based encoder |
JP2000069502A (ja) * | 1998-08-24 | 2000-03-03 | Sony Corp | 映像信号処理回路及びそれを用いた撮像装置 |
US6353459B1 (en) * | 1999-03-31 | 2002-03-05 | Teralogic, Inc. | Method and apparatus for down conversion of video data |
US7071992B2 (en) * | 2002-03-04 | 2006-07-04 | Macronix International Co., Ltd. | Methods and apparatus for bridging different video formats |
WO2012170801A2 (en) * | 2011-06-08 | 2012-12-13 | Broadcom Corporation | Systems and methods for integrating cellular and location detection functionality using a single crystal oscillator |
KR101427552B1 (ko) * | 2014-03-31 | 2014-08-07 | (주) 넥스트칩 | 영상 신호 전송 방법 및 장치 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0767166B2 (ja) * | 1989-05-13 | 1995-07-19 | シャープ株式会社 | 映像信号の方式変換装置 |
KR0155688B1 (ko) * | 1991-09-28 | 1998-11-16 | 강진구 | 텔레비젼신호 변환장치 |
-
1993
- 1993-08-23 JP JP5207790A patent/JPH0767141A/ja active Pending
-
1994
- 1994-08-23 US US08/294,401 patent/US5444495A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5444495A (en) | 1995-08-22 |
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