JPH0765987A - インバータ式ｘ線高電圧装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 力率改善と交流入力電流の正弦波化及びイン
バータ入力電圧の昇圧化により、電源設備容量を低減し
電源設備費の節約を図り、電源高調波障害の除去、昇圧
変圧器の削減を図る。 【構成】 交流電源を、交流リアクトル１を介して第１
の整流回路１３に与えて直流に変換し、それをインバー
タ回路４で高周波交流とし、それを昇圧，整流してＸ線
管８に印加するインバータ式Ｘ線高電圧装置において、
前記第１の整流回路１３を、自己消弧可能なスイッチン
グ素子１３1〜１３6とそれらに逆並列接続されたダイオ
ードＤ1〜Ｄ6とを組み合わせてフルブリッジ型に構成
し、この第１の整流回路にゲートドライブ回路１６を介
して制御信号を与え、交流電源の線電流位相を相電圧位
相に一致させ、かつ第１の整流回路の出力電圧を設定値
に制御する電流，電圧制御回路１７を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を直流に変換
し、その直流をインバータ回路を用いて高周波の交流に
変換し、その出力電圧を昇圧すると共に整流してＸ線管
に印加しＸ線を発生させるインバータ式Ｘ線高電圧装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のインバータ式Ｘ線高電圧
装置は、図４に示すように構成されていた。すなわち、
商用の３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗからの交流電圧を交流リ
アクトル１を介してサイリスタで構成された３相全波整
流回路２で直流電圧に変換し、これを平滑コンデンサ３
で平滑してＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジ
スタ）を用いたフルブリッジ型のインバータ回路４に入
力する。

【０００３】このインバータ回路４は、特開昭６３ー１
９０５５６号公報にも記載されているように、共振用コ
ンデンサ５と高電圧変圧器６の漏れインダクタンス、浮
遊容量などとの共振現象を利用してインバータ回路４の
位相差，周波数を制御することにより、負荷であるＸ線
管８に高電圧を印加するもので、このインバータ回路４
からの交流電圧を前記高電圧変圧器６で昇圧し、これを
整流回路７で直流に変換してＸ線管８に印加していた。

【０００４】このＸ線管８に印加する電圧（管電圧）
は、以下のように制御されている。まず、管電圧の設定
値ＶＳ1とＸ線管８に流す電流（管電流）の設定値ＩＳ1
に応じてゲート制御回路１０で３相全波整流回路２の各
サイリスタのゲート制御位相角を設定し、これをゲート
ドライブ回路９で増幅して３相全波整流回路２の各サイ
リスタのゲートに与える。これにより、３相全波整流回
路２の各サイリスタのゲート位相を制御し、負荷条件に
応じた電圧をインバータ回路４に入力する。

【０００５】インバータ回路４は、３相全波整流回路２
（平滑コンデンサ３）の直流出力を、管電圧が設定値Ｖ
Ｓ1になるように制御しつつ高周波の交流に変換する。
すなわち、位相差，周波数制御回路１２は、管電圧，管
電流の各検出値ＶＳ2，ＩＳ2とそれらの設定値ＶＳ1，
ＩＳ1が入力され、管電圧については、それが設定値に
なるように、インバータ回路４の周波数、スイッチング
素子４1と４4及び４2と４3の位相差をフィードバック制
御する。この位相差，周波数制御回路１２の出力信号が
ゲートドライブ回路１１で増幅されてインバータ回路４
のＩＧＢＴのゲートに与えられ、それらが駆動される。
これによりインバータ回路４は、管電圧が設定値ＶＳ1
になるように制御しつつ、３相全波整流回路２（平滑コ
ンデンサ３）の直流出力を高周波の交流に変換する。管
電流の制御は、Ｘ線管８のフィラメントの加熱量を制御
して行う。

【０００６】このようなインバータ式Ｘ線高電圧装置
は、一般Ｘ線撮影装置から循環器Ｘ線撮影装置、Ｘ線Ｃ
Ｔ装置などに適用され、その交流電源は出力，用途に応
じて３相電源や単相電源に対応できるようになってい
る。また、インバータ回路４の位相差，周波数の制御で
所定の負荷範囲を制御できる用途には整流回路２のサイ
リスタをダイオードに置き換え、インバータ回路４の入
力電圧を制御不能としてもよい。

【０００７】また、前記交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗが２００Ｖ
の場合、これをそのまま整流してインバータ回路４に入
力すると、インバータ回路電流が大きくなり、インバー
タスイッチング素子としてのＩＧＢＴには電流容量の大
きいものが必要となり、また電圧が低いために高電圧変
圧器６の巻数比も大きくしなければならないので、イン
バータ回路４、高電圧変圧器６は非常に大型化する。

【０００８】そこでこのような場合は、交流電源Ｕ，
Ｖ，Ｗの電圧を所定値以上に昇圧（例えば２００Ｖを４
００Ｖに昇圧）する変圧器（図示せず）を接続して、こ
の出力電圧を整流回路２で整流してインバータ回路４に
入力する方法をとっていた。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ式Ｘ
線高電圧装置においては、整流回路２のサイリスタのゲ
ート制御信号の位相が交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相電圧の位
相に対して遅れ位相で与えられるために、例えば図５に
示すように、Ｕ相の線電流イは相電圧ロよりもφだけ位
相が遅れ、力率が低下した。したがって、無効電力が多
く、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの設備容量はその分だけ大きく
なった。また、電流波形も歪み、高調波成分が多く、こ
れによつて高調波電流の電源系統への流入、延いては同
電源系統に接続された他の機器への障害波及の虞があっ
た。

【００１０】更に、交流電源電圧が２００Ｖの場合、こ
の電圧を所定値以上に昇圧する変圧器は大容量で大型の
ものが必要となるので、経済性、省スペース化の点でも
問題があった。

【００１１】これらの問題は整流回路２のサイリスタを
ダイオードに置き換えたものでもほぼ同じであった。

【００１２】本発明の目的は、交流電源を直流に変換す
る整流回路を、力率改善と交流入力電流の正弦波化及び
昇圧が可能な整流回路に改良することによって、電源設
備容量の低減、昇圧変圧器の除去によるコスト低減と省
スペース化、更には電源高調波低減による障害の除去が
図れるインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することにあ
る。

【００１３】

【課題を解決するための手段】前記目的は、交流電源を
整流する第１の整流回路と、この第１の整流回路及び前
記交流電源間に接続された交流リアクトルと、前記第１
の整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、こ
の平滑コンデンサの出力を高周波の交流に変換するイン
バータ回路と、このインバータ回路の出力電圧を昇圧す
る高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力を整流する
第２の整流回路とを備え、この第２の整流回路の出力電
圧をＸ線管に印加してＸ線を発生させるインバータ式Ｘ
線高電圧装置において、前記第１の整流回路は、前記交
流リアクトルと第１の整流回路正側出力端との間、及び
前記交流リアクトルと第１の整流回路負側出力端との
間、に各々順方向に接続された自己消弧可能なスイッチ
ング素子とこれらのスイッチング素子に各々逆並列に接
続されたダイオードとを備えてなり、前記交流電源の線
電流と相電圧の位相差及び前記平滑コンデンサの出力電
圧の設定値との誤差に応じて前記第１の整流回路のスイ
ッチング素子をパルス幅変調制御し、前記交流電源の線
電流と相電圧の位相を一致させる共に前記平滑コンデン
サの出力電圧を設定値に制御する電流，電圧制御回路を
備えることにより達成される。

【００１４】

【作用】電流，電圧制御回路は、交流電源の線電流と相
電圧の位相差及び平滑コンデンサの出力電圧の設定値と
の誤差に応じて第１の整流回路のスイッチング素子をパ
ルス幅変調制御し、交流電源の線電流と相電圧の位相を
一致させる共に平滑コンデンサの出力電圧を設定値に制
御する。

【００１５】これにより、交流電源の線電流と相電圧の
位相が一致し、かつ歪のない正弦波となる。したがつ
て、力率が改善されて皮相電力が小さくなり、電源設備
容量は低減し、電源高調波も除去される。

【００１６】また、交流リアクトルが交流電源と第１の
整流回路との間に設けられ、その交流リアクトルと第１
の整流回路正側出力端との間、及び前記交流リアクトル
と第１の整流回路負側出力端との間、に各々順方向に接
続された自己消弧可能なスイッチング素子とこれらのス
イッチング素子に各々逆並列に接続されたダイオードと
を備えて第１の整流回路が構成されている。このような
構成と、前記パルス幅変調制御によって、交流リアクト
ルには電磁エネルギが蓄えられ、その電磁エネルギは平
滑コンデンサへ放出され、その平滑コンデンサには電源
電圧以上の電圧が充電される。

【００１７】これにより、インバータ回路の入力電圧は
電源電圧よりも高くすることができ、インバータ回路の
電流低減、昇圧変圧器の除去、高電圧変圧器の巻数比低
減などにより、コスト低減と省スペース化が可能とな
る。

【００１８】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は、本発明によるインバータ式Ｘ線高電圧装
置の一実施例を示す回路図である。この図１において、
Ｕ，Ｖ，Ｗは３相交流電源、１は交流リアクトル、３は
平滑コンデンサ、４はＩＧＢＴを用いたフルブリッジ型
のインバータ回路、５は共振用コンデンサ、６は高電圧
変圧器、７は高電圧整流回路（第２の整流回路）、８は
負荷であるＸ線管、１１は第２のゲートドライブ回路、
１２はインバータ回路４の位相差，周波数制御回路、１
３は第１の整流回路（３相全波整流回路）、１４は３相
交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの線電流検出器、１５は３相交流電
源Ｕ，Ｖ，Ｗの相電圧検出器、１６は第１のゲートドラ
イブ回路、１７は前記３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの線電流
と前記第１の整流回路１３の出力電圧を制御する電流，
電圧制御回路である。

【００１９】ここで、前記第１の整流回路１３は、交流
リアクトル１を介して入力された３相交流電源Ｕ，Ｖ，
Ｗからの交流電圧を直流電圧に整流するもので、自己消
弧可能なスイッチング素子、ここではＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ート型バイポーラトランジスタ）からなる６つのスイッ
チング素子１３1〜１３6を組み合わせてフルブリッジ型
に構成すると共に、それら各スイッチング素子１３1〜
１３6にダイオードＤ1〜Ｄ6を逆並列接続してなるもの
である。

【００２０】これらのスイッチング素子１３1〜１３6は
次のように制御される。すなわち電流，電圧制御回路１
７は、３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの線電流の位相を相電圧
の位相に一致させ、かつ第１の整流回路１３の出力電圧
を設定値に制御すべくパルス幅変調制御パルスを作成
し、これが第１のゲートドライブ回路１６で増幅されて
スイッチング素子１３1〜１３6の各ゲートに与えられ、
スイッチング素子１３1〜１３6がスイッチング制御され
る。

【００２１】図２は前記電流，電圧制御回路１７の具体
例をその周辺回路部分と共に示す図で、ここでは、電
流，電圧制御回路１７は３相正弦波発生器２０、誤差増
幅器２１、乗算器２２、誤差増幅器２３、鋸歯状波発生
器２４、比較器２５とを備えてなり、以下のように動作
する。

【００２２】まず、第１の整流回路１３の出力電圧、す
なわち平滑コンデンサ３の電圧ＶＳ4を検出し、これと
設定値ＶＳ3（管電圧，管電流に応じて設定される）と
を、電圧フィードバック制御を行うための誤差増幅器２
１で比較，増幅する。

【００２３】一方、３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相電圧を
相電圧検出器１５により検出し、これを３相正弦波発生
器２０に入力して相電圧に同期した３相正弦波基準信号
を作成する。この３相正弦波基準信号と前記誤差増幅２
１からの信号を乗算器２２で掛算し、３相交流電源Ｕ，
Ｖ，Ｗの線電流を制御するための３相線電流基準信号
（交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相電圧波形に同期した正弦波状
の交流電源の線電流指令波形）を作成し、これと線電流
検出器１４からの線電流信号（実際の線電流波形）とを
誤差増幅器２３に入力して電流フィードバック制御偏差
（前記線電流指令波形と実際の線電流波形との誤差信
号）を生成する。

【００２４】この制御偏差と鋸歯状波発生器２４からの
鋸歯状波を比較器２５で比較して変調波信号を作成し、
これを、第１の整流回路１３のスイッチング素子１３1
〜１３6のスイッチングのタイミングを決定する信号と
して出力する。

【００２５】この変調波信号を第１のゲートドライブ回
路１６で増幅してスイッチング素子（ＩＧＢＴ）１３1
〜１３6のゲートに与え、前記第１の整流回路１３の出
力電圧（平滑コンデンサ３の電圧）ＶＳ4が設定値ＶＳ3
と等しく、かつ３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの線電流と相電
圧の位相が一致するようにスイッチング素子１３1〜１
３6をスイッチング制御する。

【００２６】図３は３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの１相につ
いての線電流ハと、パルス幅変調信号（第１のゲートド
ライブ回路１６への電流，電圧制御回路１７の出力パル
ス。この信号の基本波は相電圧と同相である。）ニの波
形図である。

【００２７】線電流ハの波形は、インバータ回路４が動
作してＸ線管８に電力を供給し、インバータ回路入力電
圧（平滑コンデンサ３の電圧）がその設定値よりも降下
した場合は相電圧と同相となり、電力は交流電源Ｕ，
Ｖ，Ｗから平滑コンデンサ３側に供給する。インバータ
回路入力電圧がその設定値よりも上昇した場合は、前記
線電流ハの波形は相電圧と逆相となり、平滑コンデンサ
３側から交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗに電力の回生が行われる。

【００２８】正弦波のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御にお
いてもＰＷＭ周波数に相当するリツプル成分が含まれる
が、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗ側にフィルタ（図示せず）を挿
入したり、ＰＷＭ周波数を高くすることなどにより滑ら
かな正弦波電流が得られる。

【００２９】図１に説明を戻すと、インバータ回路４
は、このようにして得られた直流電圧を受電して交流電
圧に変換すると共に、共振現象を利用してＸ線管８に供
給する電力を制御するもので、ここではＩＧＢＴからな
る４つのスイッチング素子４1、４2、４3、４4を組み合
わせてフルブリッジ型に構成すると共に、それら各スイ
ッチング素子４1〜４4にダイオードＤ7〜Ｄ10を逆並列
接続してなるものである。

【００３０】コンデンサ５は、インバータ回路４の出力
電圧によって共振電流を生じさせる共振素子の１つであ
る。高電圧変圧器６は、その１次巻線が前記コンデンサ
５と直列に接続され、コンデンサ５と漏れインダクタン
スとで共振を起させ、その共振出力を昇圧するものであ
る。

【００３１】第２の整流回路７は、前記高電圧変圧器６
の２次巻線に接続され、その出力の交流電圧を直流に変
換するものである。Ｘ線管８は、本発明装置の負荷とな
るもので、前記第２の整流回路７の出力電圧が印加され
てＸ線を発生するものである。

【００３２】次に、上述本発明装置の動作について説明
する。操作卓（図示せず）で管電圧，管電流などの条件
が設定されると、これらは第１の整流回路１３の電流，
電圧制御回路１７とインバータ回路４の位相差，周波数
制御回路１２に入力される。電流，電圧制御回路１７は
管電圧，管電流の各設定値ＶＳ1，ＩＳ1に対応したイン
バータ回路４の入力電圧ＶＳ3を設定し、これと実際の
インバータ回路４の入力電圧ＶＳ4を比較してフィード
バック制御を行い、前述したように３相交流電源Ｕ，
Ｖ，Ｗの相電圧と線電流の位相を一致させ、インバータ
回路４の入力電圧ＶＳ4が設定値ＶＳ3になるように、第
１の整流回路１３のスイッチング素子１３1〜１３6をス
イッチング制御する。

【００３３】インバータ回路４は、この第１の整流回路
１３（平滑コンデンサ３）の直流出力を、管電圧が設定
値ＶＳ1になるように制御しつつ高周波の交流に変換す
る。すなわち、位相差，周波数制御回路１２は、管電
圧，管電流の各検出値ＶＳ2，ＩＳ2とそれらの設定値Ｖ
Ｓ1，ＩＳ1が入力され、管電圧については、それが設定
値ＶＳ1になるように、インバータ回路４の周波数、ス
イッチング素子４1と４4及び４2と４3の位相差をフィー
ドバック制御する。この位相差，周波数制御回路１２の
出力信号が第２のゲートドライブ回路１１で増幅されて
インバータ回路４のスイッチング素子４1〜４4のゲート
に与えられ、それらが駆動される。これによりインバー
タ回路４は、管電圧が設定値ＶＳ1になるように制御し
つつ、第１の整流回路１３（平滑コンデンサ３）の直流
出力を高周波の交流に変換する。管電流の制御は、Ｘ線
管８のフィラメントの加熱量を制御して行う。

【００３４】以上のように本発明装置においては、交流
電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相電圧と線電流は同相で力率は１とな
り、かつ線電流を正弦波に制御できるので、電源設備容
量低減による電源設備費の節約ができると共に電源高調
波障害も除去できる。

【００３５】また、パルス幅変調制御によって交流リア
クトル１には電磁エネルギが蓄えられ、これが平滑コン
デンサ３に放出されることによつて、この平滑コンデン
サ３には電源電圧以上の電圧が充電される。すなわち、
本発明装置には昇圧機能があり、２００Ｖの交流電源
Ｕ，Ｖ，Ｗの場合は、２８２Ｖ（実効値の１．４１４
倍）から約２倍の５６４Ｖの範囲で制御が可能である。
したがって、インバータ回路４の入力電圧を電源電圧の
２倍程度まで高くすることによって、従来用いられてい
た、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧を昇圧する変圧器（図示
せず）を不要とすることにより、コスト低減と小型化が
可能となり、経済的で省スペースのインバータ式Ｘ線高
電圧装置を実現できる。

【００３６】更に、管電圧が低く、管電流も小さい軽負
荷の場合、従来は図４の３相全波整流回路２のサイリス
タによりインバータ回路４の入力電圧を電源電圧の波高
値以下に制御し、インバータ回路４を位相差のみで制御
していたが、本発明ではインバータ回路４の位相差のみ
ならず周波数も制御してインバータ回路４の制御範囲を
拡大することにより、従来と同様に広範囲の負荷に対応
できる。

【００３７】なお上述実施例では、交流電源として３相
交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗを例にとって説明したが、単相交流
電源であってもよく、この場合の第１の整流回路１３は
単相全波ブリッジ、ダイオードとＩＧＢＴの複合ブリッ
ジなどを用いた種々の構成が考えられる。

【００３８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、交
流電源の相電圧と線電流が同位相で力率が１になり、皮
相電力が小さくなって電源設備容量が低減し、電源設備
費を節約できる。また、線電流の波形も正弦波になるの
で、電源高調波障害が除去される。更に、インバータ回
路の入力電圧を所要の電圧まで高くできるので、２００
Ｖ電源の場合に、必要としていた昇圧変圧器が不要とな
り、コスト低減、省スペース化が図れるなどの効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明装置の一実施例を示す回路図である。

【図２】図１中の電流，電圧制御回路の具体例をその周
辺回路部分と共に示す図である。

【図３】図２における３相交流電源の１相についての線
電流とパルス幅変調信号の波形図である。

【図４】従来装置の回路図である。

【図５】従来装置における３相交流電源の１相について
の線電流と相電圧の波形図である。

【符号の説明】

Ｕ，Ｖ，Ｗ ３相交流電源 １ 交流リアクトル ２ サイリスタによる３相全波整流回路 ３ 平滑コンデンサ ４ ＩＧＢＴを用いたフルブリッジ型のインバータ
回路 ５ 共振用コンデンサ ６ 高電圧変圧器 ７ 高電圧整流回路 ８ Ｘ線管 １１ ゲートドライブ回路（第２のゲートドライブ回
路） １２ インバータ回路の位相差，周波数制御回路 １３ 第１の整流回路（ＩＧＢＴによる３相全波整流
回路） １４ ３相交流電源の線電流検出器 １５ ３相交流電源の相電圧検出器 １６ 第１のゲートドライブ回路 １７ ３相交流電源の線電流と第１の整流回路の出力
電圧を制御する電流，電圧制御回路 ２０ ３相正弦波発生器 ２１，２３ 誤差増幅器 ２２ 乗算器 ２４ 鋸歯状波発生器 ２５ 比較器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流する第１の整流回路と、
   この第１の整流回路及び前記交流電源間に接続された交
   流リアクトルと、前記第１の整流回路の出力電圧を平滑
   する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの出力を高
   周波の交流に変換するインバータ回路と、このインバー
   タ回路の出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電
   圧変圧器の出力を整流する第２の整流回路とを備え、こ
   の第２の整流回路の出力電圧をＸ線管に印加してＸ線を
   発生させるインバータ式Ｘ線高電圧装置において、 前記第１の整流回路は、前記交流リアクトルと第１の整
   流回路正側出力端との間、及び前記交流リアクトルと第
   １の整流回路負側出力端との間、に各々順方向に接続さ
   れた自己消弧可能なスイッチング素子とこれらのスイッ
   チング素子に各々逆並列に接続されたダイオードとを備
   えてなり、 前記交流電源の線電流と相電圧の位相差及び前記平滑コ
   ンデンサの出力電圧の設定値との誤差に応じて前記第１
   の整流回路のスイッチング素子をパルス幅変調制御し、
   前記交流電源の線電流と相電圧の位相を一致させる共に
   前記平滑コンデンサの出力電圧を設定値に制御する電
   流，電圧制御回路を具備することを特徴とするインバー
   タ式Ｘ線高電圧装置。
2. 【請求項２】 Ｘ線管の設定電圧，設定電流に応じて電
   流，電圧制御回路とインバータ回路の制御回路との制御
   信号を作成し、この制御信号に応じて第１の整流回路と
   インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に
   記載のインバータ式Ｘ線高電圧装置。