JPH0758787A - ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置 - Google Patents
ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置Info
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- JPH0758787A JPH0758787A JP5198535A JP19853593A JPH0758787A JP H0758787 A JPH0758787 A JP H0758787A JP 5198535 A JP5198535 A JP 5198535A JP 19853593 A JP19853593 A JP 19853593A JP H0758787 A JPH0758787 A JP H0758787A
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- Japan
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- unit
- power spectrum
- signal
- frequency modulation
- frequency
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 搬送波周波数帯域に高レベルの雑音が加わっ
た場合でもほとんどビットエラーを生じることなく、安
定した親機子機管の無線通信ができること。 【構成】 送信信号の１シンボル長で１サンプリングタ
イムごとにタイムシフトするデータウィンドウ内の受信
信号により２つの発振周波数の近傍のパワースペクトル
のみを算出するパワースペクトル演算部と、算出したパ
ワースペクトルを数サンプリングタイム前まで一時記憶
しておくパワースペクトル記憶部と、算出した発振周波
数の近傍のパワースペクトルと数サンプリングタイム前
まで記憶しておいたパワースペクトルとの平均値を各発
振周波数について算出し比較して支配的な発振周波数に
対する情報をそのデータウィンドウにおける出力情報シ
ンボルとすることにより復調を行なうパワースペクトル
比較部とを備える。
た場合でもほとんどビットエラーを生じることなく、安
定した親機子機管の無線通信ができること。 【構成】 送信信号の１シンボル長で１サンプリングタ
イムごとにタイムシフトするデータウィンドウ内の受信
信号により２つの発振周波数の近傍のパワースペクトル
のみを算出するパワースペクトル演算部と、算出したパ
ワースペクトルを数サンプリングタイム前まで一時記憶
しておくパワースペクトル記憶部と、算出した発振周波
数の近傍のパワースペクトルと数サンプリングタイム前
まで記憶しておいたパワースペクトルとの平均値を各発
振周波数について算出し比較して支配的な発振周波数に
対する情報をそのデータウィンドウにおける出力情報シ
ンボルとすることにより復調を行なうパワースペクトル
比較部とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、搬送波周波数帯域の高
レベルの雑音にもほとんど左右されることなく親機子機
間のビットエラーのほとんどない無線通信が可能である
ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置に関する
ものである。
レベルの雑音にもほとんど左右されることなく親機子機
間のビットエラーのほとんどない無線通信が可能である
ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】近年のディジタル周波数変調方式コード
レス電話装置の発展には目覚ましいものがある。ディジ
タル周波数変調方式コードレス電話装置は親機と子機の
組み合わせによって構成されており、以下、図面を参照
しながら従来のディジタル周波数変調方式コードレス電
話装置の構成について説明する。
レス電話装置の発展には目覚ましいものがある。ディジ
タル周波数変調方式コードレス電話装置は親機と子機の
組み合わせによって構成されており、以下、図面を参照
しながら従来のディジタル周波数変調方式コードレス電
話装置の構成について説明する。
【０００３】図１４は従来のディジタル周波数変調方式
コードレス電話装置の構成を示すブロック図である。１
００はディジタル周波数変調方式コードレス電話装置の
親機（以降、単に親機と呼ぶ。）であり、２００はディ
ジタル周波数変調方式コードレス電話装置の子機（以
降、単に子機と呼ぶ。）である。親機１００において、
１０１は子機２００の着信制御等を行なうためのディジ
タル制御データ（以降、子機制御データと呼ぶ。）を出
力し、子機２００から親機１００の発呼制御等を行なう
ためのディジタル制御データ（以降、親機制御データと
呼ぶ。）を入力するとともに、親機１００全体を統括制
御する制御部、１０２は親機１００を局交換機（図示せ
ず）と接続する局線、１０３は局線１０２と親機１００
との接続部であるモジュラージャック、１０４は局交換
機より送出されるベル信号の検知、局線１０２の接続／
解放、多周波選択信号（以降、ＤＴＭＦ信号と呼ぶ。）
の送出、局線１０２からの終話信号の検知など、局線１
０２とのインタフェースである局線インターフェース
部、１０５は音声帯域信号と子機制御データをディジタ
ル周波数変調し、コードレス周波数帯域信号にアップコ
ンバートし、電力増進する送信処理部、１０６は受信し
たコードレス周波数帯域信号をアナログの音声帯域信号
と親機制御データに変換する受信処理部、１０７は子機
２００と電波の送受信を行なうアンテナ部、１０８はコ
ードレス周波数帯域信号である送信波と受信波を分離す
る送受信波分波部である。
コードレス電話装置の構成を示すブロック図である。１
００はディジタル周波数変調方式コードレス電話装置の
親機（以降、単に親機と呼ぶ。）であり、２００はディ
ジタル周波数変調方式コードレス電話装置の子機（以
降、単に子機と呼ぶ。）である。親機１００において、
１０１は子機２００の着信制御等を行なうためのディジ
タル制御データ（以降、子機制御データと呼ぶ。）を出
力し、子機２００から親機１００の発呼制御等を行なう
ためのディジタル制御データ（以降、親機制御データと
呼ぶ。）を入力するとともに、親機１００全体を統括制
御する制御部、１０２は親機１００を局交換機（図示せ
ず）と接続する局線、１０３は局線１０２と親機１００
との接続部であるモジュラージャック、１０４は局交換
機より送出されるベル信号の検知、局線１０２の接続／
解放、多周波選択信号（以降、ＤＴＭＦ信号と呼ぶ。）
の送出、局線１０２からの終話信号の検知など、局線１
０２とのインタフェースである局線インターフェース
部、１０５は音声帯域信号と子機制御データをディジタ
ル周波数変調し、コードレス周波数帯域信号にアップコ
ンバートし、電力増進する送信処理部、１０６は受信し
たコードレス周波数帯域信号をアナログの音声帯域信号
と親機制御データに変換する受信処理部、１０７は子機
２００と電波の送受信を行なうアンテナ部、１０８はコ
ードレス周波数帯域信号である送信波と受信波を分離す
る送受信波分波部である。
【０００４】受信処理部１０６は以下の構成をとる。１
０９は受信したコードレス周波数帯域信号を増幅する電
力増幅部、１１０は増幅したコードレス周波数帯域信号
を音声帯域信号と親機制御データのディジタル周波数変
調信号にダウンコンバートするダウンコンバート部、１
１１はディジタル周波数変調信号を帯域制限するバンド
パスフィルタ部（以降、ＢＰＦ部と呼ぶ。）、１１２は
ディジタル周波数変調信号を復調するために基準となる
搬送波を再生する基準搬送波再生部、１１３はディジタ
ル周波数変調信号を基準搬送波再生部１１２で再生され
た搬送波を基準とし復調する検波復調部、１１４は検波
復調部１１３で復調されたディジタル周波数変調信号の
うち搬送波周波数以上の信号を遮断し、ディジタルの音
声帯域信号と親機制御データを出力するローパスフィル
タ部（以降、ＬＰＦ部と呼ぶ。）、１１５はＬＰＦ部１
１４の出力であるディジタルの音声帯域信号をアナログ
の音声帯域信号に変換するディジタル／アナログ変換部
（以降、Ｄ／Ａ変換部と呼ぶ。）である。
０９は受信したコードレス周波数帯域信号を増幅する電
力増幅部、１１０は増幅したコードレス周波数帯域信号
を音声帯域信号と親機制御データのディジタル周波数変
調信号にダウンコンバートするダウンコンバート部、１
１１はディジタル周波数変調信号を帯域制限するバンド
パスフィルタ部（以降、ＢＰＦ部と呼ぶ。）、１１２は
ディジタル周波数変調信号を復調するために基準となる
搬送波を再生する基準搬送波再生部、１１３はディジタ
ル周波数変調信号を基準搬送波再生部１１２で再生され
た搬送波を基準とし復調する検波復調部、１１４は検波
復調部１１３で復調されたディジタル周波数変調信号の
うち搬送波周波数以上の信号を遮断し、ディジタルの音
声帯域信号と親機制御データを出力するローパスフィル
タ部（以降、ＬＰＦ部と呼ぶ。）、１１５はＬＰＦ部１
１４の出力であるディジタルの音声帯域信号をアナログ
の音声帯域信号に変換するディジタル／アナログ変換部
（以降、Ｄ／Ａ変換部と呼ぶ。）である。
【０００５】図１５は子機２００の構成を示すブロック
図である。子機２００において、２０１はディジタル周
波数変調方式コードレス電話装置の子機全体を統括制御
する制御部、２０２は音声を音声信号に変換する送話
部、２０３は音声信号を音声に変換する受話部、２０４
は音声信号の入出力のゲイン調整を行なう音声インター
フェース部、２０５は音声信号を変換し、アップコンバ
ートする送信処理部、２０６は受信信号をアナログの音
声信号またはディジタルの制御データに変換する受信処
理部、２０７は親機１００と電波の送受信を行なうアン
テナ部、２０８は送信波と受信波を分離する送受信波分
波部である。
図である。子機２００において、２０１はディジタル周
波数変調方式コードレス電話装置の子機全体を統括制御
する制御部、２０２は音声を音声信号に変換する送話
部、２０３は音声信号を音声に変換する受話部、２０４
は音声信号の入出力のゲイン調整を行なう音声インター
フェース部、２０５は音声信号を変換し、アップコンバ
ートする送信処理部、２０６は受信信号をアナログの音
声信号またはディジタルの制御データに変換する受信処
理部、２０７は親機１００と電波の送受信を行なうアン
テナ部、２０８は送信波と受信波を分離する送受信波分
波部である。
【０００６】受信処理部２０６において、２０９は受信
信号を増幅する電力増幅部、２１０は受信信号をダウン
コンバートするダウンコンバータ部、２１１は受信信号
を帯域制限するＢＰＦ部、２１２は受信信号を復調する
ために基準となる搬送波を再生する基準搬送波再生部、
２１３はディジタル周波数変調された受信信号を基準搬
送波再生部２１２で再生された搬送波を基準とし復調す
る検波復調部、２１５は検波復調部２１３で復調された
受信信号のうち搬送波周波数以上の信号を遮断するＬＰ
Ｆ部、２１５はＬＰＦ部２１４の出力であるディジタル
の受信信号をアナログの音声信号に変換するＤ／Ａ変換
部である。
信号を増幅する電力増幅部、２１０は受信信号をダウン
コンバートするダウンコンバータ部、２１１は受信信号
を帯域制限するＢＰＦ部、２１２は受信信号を復調する
ために基準となる搬送波を再生する基準搬送波再生部、
２１３はディジタル周波数変調された受信信号を基準搬
送波再生部２１２で再生された搬送波を基準とし復調す
る検波復調部、２１５は検波復調部２１３で復調された
受信信号のうち搬送波周波数以上の信号を遮断するＬＰ
Ｆ部、２１５はＬＰＦ部２１４の出力であるディジタル
の受信信号をアナログの音声信号に変換するＤ／Ａ変換
部である。
【０００７】以上のように構成された従来のディジタル
周波数変調方式コードレス電話装置について、以下その
動作を説明する。但しここでは、変調方式は“０”と
“１”の２値のディジタル周波数変調方式とし、使用す
るチャンネルは音声データ、制御データ共に送信２チャ
ンネル、受信２チャンネルずつの計８チャンネルとす
る。
周波数変調方式コードレス電話装置について、以下その
動作を説明する。但しここでは、変調方式は“０”と
“１”の２値のディジタル周波数変調方式とし、使用す
るチャンネルは音声データ、制御データ共に送信２チャ
ンネル、受信２チャンネルずつの計８チャンネルとす
る。
【０００８】まず、図１４を参照して親機１００から子
機２００への送信処理動作について説明する。局交換機
より局線１０２、モジュラージャック１０３を介して伝
送されてきたアナログの音声帯域信号は、局線インター
フェース部１０４を介して送信処理部１０５でディジタ
ルの音声帯域信号に変換され、次いでディジタル周波数
変調され、コードレス周波数帯域信号にアップコンバー
トされ、電力増幅される。増幅された送信信号は、送受
信分波部１０８で受信信号と混合され、アンテナ部１０
７を介し、送信電波として子機２００に送信される。ま
た、制御部１０１から出力された着呼等の子機制御デー
タも送信処理部１０５で音声帯域信号と同様に処理さ
れ、送受信分波部１０８で受信信号と混合され、アンテ
ナ部１０７を介し、送信電波として子機２００に送信さ
れる。
機２００への送信処理動作について説明する。局交換機
より局線１０２、モジュラージャック１０３を介して伝
送されてきたアナログの音声帯域信号は、局線インター
フェース部１０４を介して送信処理部１０５でディジタ
ルの音声帯域信号に変換され、次いでディジタル周波数
変調され、コードレス周波数帯域信号にアップコンバー
トされ、電力増幅される。増幅された送信信号は、送受
信分波部１０８で受信信号と混合され、アンテナ部１０
７を介し、送信電波として子機２００に送信される。ま
た、制御部１０１から出力された着呼等の子機制御デー
タも送信処理部１０５で音声帯域信号と同様に処理さ
れ、送受信分波部１０８で受信信号と混合され、アンテ
ナ部１０７を介し、送信電波として子機２００に送信さ
れる。
【０００９】次に、図１５を参照して子機２００の受信
処理について説明する。親機１００から送信された送信
電波は、子機２００のアンテナ部２０７で受信され、送
受信波分波部２０８で受信信号と送信信号に分離され
る。分離された受信信号は、電力増幅部２０９で増幅さ
れ、ダウンコンバータ部２１０でダウンコンバートさ
れ、ＢＰＦ部２１１で搬送波帯域に帯域制限され、帯域
外雑音を除去される。基準搬送波再生部２１２は、ＢＰ
Ｆ部２１１で帯域制限された受信信号から搬送波成分を
再生し、検波復調部２１３においてこの再生された搬送
波を基準信号として受信信号を検波復調する。ＬＰＦ部
２１４は、検波復調部２１３で検波復調された受信信号
のうち、搬送波周波数以上の成分を遮断する。ＬＰＦ部
２１４で高域を遮断された受信信号は、Ｄ／Ａ変換部２
１５でアナログの音声信号に変換され、音声インターフ
ェース部２０４は、この音声信号のゲイン調整をし、受
話部２０３で音声信号を音声に変換する。同様に受信処
理されＬＰＦ部２１４から出力された制御データは制御
部２０１へ入力される。
処理について説明する。親機１００から送信された送信
電波は、子機２００のアンテナ部２０７で受信され、送
受信波分波部２０８で受信信号と送信信号に分離され
る。分離された受信信号は、電力増幅部２０９で増幅さ
れ、ダウンコンバータ部２１０でダウンコンバートさ
れ、ＢＰＦ部２１１で搬送波帯域に帯域制限され、帯域
外雑音を除去される。基準搬送波再生部２１２は、ＢＰ
Ｆ部２１１で帯域制限された受信信号から搬送波成分を
再生し、検波復調部２１３においてこの再生された搬送
波を基準信号として受信信号を検波復調する。ＬＰＦ部
２１４は、検波復調部２１３で検波復調された受信信号
のうち、搬送波周波数以上の成分を遮断する。ＬＰＦ部
２１４で高域を遮断された受信信号は、Ｄ／Ａ変換部２
１５でアナログの音声信号に変換され、音声インターフ
ェース部２０４は、この音声信号のゲイン調整をし、受
話部２０３で音声信号を音声に変換する。同様に受信処
理されＬＰＦ部２１４から出力された制御データは制御
部２０１へ入力される。
【００１０】次に、子機２００から親機１００への送信
処理動作について説明する。送話部２０２で音声信号に
変換された音声は、音声インターフェース部２０４を介
して送信処理部２０５でディジタルの送信信号に変換さ
れ、この送信信号はディジタル周波数変調され、次いで
送信周波数を上げるためにアップコンバートされ、電力
増幅され、送受信分波部２０８で受信信号と混合され、
アンテナ部２０７を介して、送信電波が親機１００に送
信される。制御部２０１から出力された制御データも送
信処理部２０５で音声データと同様に処理され、送受信
分波部２０８で受信信号と混合され、アンテナ部２０７
を介して親機１００に送信される。
処理動作について説明する。送話部２０２で音声信号に
変換された音声は、音声インターフェース部２０４を介
して送信処理部２０５でディジタルの送信信号に変換さ
れ、この送信信号はディジタル周波数変調され、次いで
送信周波数を上げるためにアップコンバートされ、電力
増幅され、送受信分波部２０８で受信信号と混合され、
アンテナ部２０７を介して、送信電波が親機１００に送
信される。制御部２０１から出力された制御データも送
信処理部２０５で音声データと同様に処理され、送受信
分波部２０８で受信信号と混合され、アンテナ部２０７
を介して親機１００に送信される。
【００１１】子機２００から送信された音声帯域信号
は、図１４において、親機１００のアンテナ部１０７で
受信され、送受信分波部１０８で送信信号と分離され
る。分離された受信信号は、電力増幅部１０９で増幅さ
れ、ダウンコンバート部１１０で音声帯域信号のディジ
タル周波数変調信号にダウンコンバートされる。このデ
ィジタル周波数変調信号は、ＢＰＦ部１１１で搬送波帯
域に帯域制限され、帯域外雑音を除去される。基準搬送
波再生部１１２は、ＢＰＦ部１１１で帯域制限された音
声帯域信号のディジタル周波数変調信号から搬送波成分
を再生し、検波復調部１１３においてこの再生された搬
送波を基準信号とし音声帯域信号を検波復調する。ＬＰ
Ｆ部１１４は、検波復調部１１３で検波復調されたディ
ジタルの音声帯域信号のうち、搬送波周波数以上の成分
を遮断する。ＬＰＦ部１１４で高域を遮断されたディジ
タルの音声帯域信号は、Ｄ／Ａ変換部１１５でアナログ
の音声帯域信号に変換され、局線インターフェース部１
０４、モジュラージャック１０３、局線１０２を介して
局交換機に伝送される。また、子機２００から送信され
た親機制御データも受信処理部１０６で音声帯域データ
と同様に受信処理され、ＬＰＦ部１１４から出力された
ディジタルの親機制御データは、制御部１０１へ入力さ
れ、発呼等の制御を行なう。
は、図１４において、親機１００のアンテナ部１０７で
受信され、送受信分波部１０８で送信信号と分離され
る。分離された受信信号は、電力増幅部１０９で増幅さ
れ、ダウンコンバート部１１０で音声帯域信号のディジ
タル周波数変調信号にダウンコンバートされる。このデ
ィジタル周波数変調信号は、ＢＰＦ部１１１で搬送波帯
域に帯域制限され、帯域外雑音を除去される。基準搬送
波再生部１１２は、ＢＰＦ部１１１で帯域制限された音
声帯域信号のディジタル周波数変調信号から搬送波成分
を再生し、検波復調部１１３においてこの再生された搬
送波を基準信号とし音声帯域信号を検波復調する。ＬＰ
Ｆ部１１４は、検波復調部１１３で検波復調されたディ
ジタルの音声帯域信号のうち、搬送波周波数以上の成分
を遮断する。ＬＰＦ部１１４で高域を遮断されたディジ
タルの音声帯域信号は、Ｄ／Ａ変換部１１５でアナログ
の音声帯域信号に変換され、局線インターフェース部１
０４、モジュラージャック１０３、局線１０２を介して
局交換機に伝送される。また、子機２００から送信され
た親機制御データも受信処理部１０６で音声帯域データ
と同様に受信処理され、ＬＰＦ部１１４から出力された
ディジタルの親機制御データは、制御部１０１へ入力さ
れ、発呼等の制御を行なう。
【００１２】このように、従来のディジタル周波数変調
方式コードレス電話装置の親機１００と子機２００は、
同じ構成の受信処理部１０６、２０６を有して、同様な
方法で受信処理していた。
方式コードレス電話装置の親機１００と子機２００は、
同じ構成の受信処理部１０６、２０６を有して、同様な
方法で受信処理していた。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来のディジタル周波数変調方式コードレス電話装置
では、搬送波周波数帯域に高レベルの雑音が加わると受
信処理部におけるＢＰＦ部では、その雑音を除去するこ
とはできず、基準搬送波再生部で再生する基準となる搬
送波がその雑音のために大きく歪み、その歪んだ再生搬
送波を基準として検波復調部で音声帯域信号または親機
制御データを検波復調するため、ビットエラーを生じ、
再送の回数が増大する結果、親機子機間の通話可能範囲
が極端に狭くなるという問題を有していた。
た従来のディジタル周波数変調方式コードレス電話装置
では、搬送波周波数帯域に高レベルの雑音が加わると受
信処理部におけるＢＰＦ部では、その雑音を除去するこ
とはできず、基準搬送波再生部で再生する基準となる搬
送波がその雑音のために大きく歪み、その歪んだ再生搬
送波を基準として検波復調部で音声帯域信号または親機
制御データを検波復調するため、ビットエラーを生じ、
再送の回数が増大する結果、親機子機間の通話可能範囲
が極端に狭くなるという問題を有していた。
【００１４】本発明は上記問題を解決し、搬送波周波数
帯域に高レベルの雑音が加わった場合でもビットエラー
をほとんど生じることなく、広範囲で安定した親機子機
間の無線通信が可能なディジタル周波数変調方式コード
レス電話装置を提供することを目的とする。
帯域に高レベルの雑音が加わった場合でもビットエラー
をほとんど生じることなく、広範囲で安定した親機子機
間の無線通信が可能なディジタル周波数変調方式コード
レス電話装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、ディジタル周波数変調信号の１シンボル
長で１サンプリングタイム毎にタイムシフトするデータ
ウィンドウ内の受信信号により２つの発振周波数の近傍
のパワースペクトルのみを算出するパワースペクトル演
算部と、パワースペクトル演算部で算出した最大パワー
スペクトルを数サンプリングタイム前まで一時記憶して
おくパワースペクトル記憶部と、パワースペクトル演算
部において算出した２つの発振周波数の近傍のパワース
ペクトルとパワースペクトル記憶部で数サンプリングタ
イム前まで格納しておいたパワースペクトルとの平均値
を各発振周波数について算出し比較して、支配的な発振
周波数に対する情報シンボルをそのデータウィンドウに
おける出力情報シンボルとすることにより復調を行なう
パワースペクトル比較部とを備えたものである。
成するために、ディジタル周波数変調信号の１シンボル
長で１サンプリングタイム毎にタイムシフトするデータ
ウィンドウ内の受信信号により２つの発振周波数の近傍
のパワースペクトルのみを算出するパワースペクトル演
算部と、パワースペクトル演算部で算出した最大パワー
スペクトルを数サンプリングタイム前まで一時記憶して
おくパワースペクトル記憶部と、パワースペクトル演算
部において算出した２つの発振周波数の近傍のパワース
ペクトルとパワースペクトル記憶部で数サンプリングタ
イム前まで格納しておいたパワースペクトルとの平均値
を各発振周波数について算出し比較して、支配的な発振
周波数に対する情報シンボルをそのデータウィンドウに
おける出力情報シンボルとすることにより復調を行なう
パワースペクトル比較部とを備えたものである。
【００１６】
【作用】データウィンドウを１サンプリングタイム毎に
タイムシフトさせながら、データウィンドウ内における
受信信号のサンプリングデータを基にそのデータウィン
ドウにおけるパワースペクトルを２つの発振周波数の近
傍でのみ算出し、各発振周波数の近傍での最大値をそれ
ぞれ最大パワースペクトルとし、最大パワースペクトル
を数サンプリングタイム前まで各発振周波数について平
均化し、２つの発振周波数の平均パワースペクトルを比
較し、支配的な発振周波数に対する情報シンボルをその
データウィンドウの中央の時刻における出力情報シンボ
ルとすることにより復調を行なうので、搬送波周波数帯
域に高レベルの雑音が加わった場合でもビットエラーを
ほとんど生じることなく、広範囲で安定した親機子機間
の無線通信が可能になる。
タイムシフトさせながら、データウィンドウ内における
受信信号のサンプリングデータを基にそのデータウィン
ドウにおけるパワースペクトルを２つの発振周波数の近
傍でのみ算出し、各発振周波数の近傍での最大値をそれ
ぞれ最大パワースペクトルとし、最大パワースペクトル
を数サンプリングタイム前まで各発振周波数について平
均化し、２つの発振周波数の平均パワースペクトルを比
較し、支配的な発振周波数に対する情報シンボルをその
データウィンドウの中央の時刻における出力情報シンボ
ルとすることにより復調を行なうので、搬送波周波数帯
域に高レベルの雑音が加わった場合でもビットエラーを
ほとんど生じることなく、広範囲で安定した親機子機間
の無線通信が可能になる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
しながら説明する。図１は本発明の一実施例におけるデ
ィジタル周波数変調方式コードレス電話装置の構成を示
し、１は親機、２は子機である。親機１において、３は
子機２の着信制御等を行なうための子機制御データを出
力し、子機２から親機１の発呼制御等を行なうための親
機制御データを入力するとともに、親機１全体を統括制
御する制御部、４は親機１を局交換機と接続する局線、
５は局線４と親機１との接続部であるモジュラージャッ
ク、６は局交換機より送出されるベル信号の検知、局線
４の接続／解放、ＤＴＭＦ信号の送出、局線４からの終
話信号の検知など、局線４とのインタフェースとなる局
線インターフェース部、７は音声帯域信号と子機制御デ
ータをディジタル周波数変調し、コードレス周波数帯域
信号にアップコンバートし、電力増進する送信処理部、
８は受信したコードレス周波数帯域信号をアナログの音
声帯域信号と親機制御データに変換する受信処理部、９
は子機２と電波の送受信を行なうアンテナ部、１０はコ
ードレス周波数帯域信号である送信波と受信波を分離す
る送受信波分波部である。
しながら説明する。図１は本発明の一実施例におけるデ
ィジタル周波数変調方式コードレス電話装置の構成を示
し、１は親機、２は子機である。親機１において、３は
子機２の着信制御等を行なうための子機制御データを出
力し、子機２から親機１の発呼制御等を行なうための親
機制御データを入力するとともに、親機１全体を統括制
御する制御部、４は親機１を局交換機と接続する局線、
５は局線４と親機１との接続部であるモジュラージャッ
ク、６は局交換機より送出されるベル信号の検知、局線
４の接続／解放、ＤＴＭＦ信号の送出、局線４からの終
話信号の検知など、局線４とのインタフェースとなる局
線インターフェース部、７は音声帯域信号と子機制御デ
ータをディジタル周波数変調し、コードレス周波数帯域
信号にアップコンバートし、電力増進する送信処理部、
８は受信したコードレス周波数帯域信号をアナログの音
声帯域信号と親機制御データに変換する受信処理部、９
は子機２と電波の送受信を行なうアンテナ部、１０はコ
ードレス周波数帯域信号である送信波と受信波を分離す
る送受信波分波部である。
【００１８】受信処理部８は以下の構成をとる。１１は
受信したコードレス周波数帯域信号を増幅する電力増幅
部、１２は増幅したコードレス周波数帯域信号を音声帯
域信号と親機制御データのディジタル周波数変調信号に
ダウンコンバートするダウンコンバート部、１３はディ
ジタル周波数変調信号の１シンボル長で１サンプリング
タイム毎にタイムシフトするデータウィンドウ内におけ
る受信したディジタル周波数変調信号を基にそのデータ
ウィンドウにおける受信信号のパワースペクトルを２つ
の発振周波数の近傍でのみ算出し、各発振周波数の近傍
での最大値をそれぞれ最大パワースペクトルとするパワ
ースペクトルの演算部、１４はパワースペクトル演算部
１３で算出した最大パワースペクトルを数サンプリング
タイム前まで一時格納しておくパワースペクトル記憶
部、１５はパワースペクトル演算部１３において算出し
た２つの発振周波数の近傍の最大パワースペクトルとパ
ワースペクトル記憶部１４で数サンプリングタイム前ま
で格納しておいて最大パワースペクトルとの平均値を各
発振周波数について算出し比較して、支配的な発振周波
数に対する情報シンボルをそのデータウィンドウの中央
の時刻における出力情報シンボルとすることにより復調
を行ない、ディジタルの音声帯域信号と親機制御データ
を出力するパワースペクトル比較部、１６はディジタル
の音声帯域信号をアナログの音声帯域信号に変換するＤ
／Ａ変換部である。
受信したコードレス周波数帯域信号を増幅する電力増幅
部、１２は増幅したコードレス周波数帯域信号を音声帯
域信号と親機制御データのディジタル周波数変調信号に
ダウンコンバートするダウンコンバート部、１３はディ
ジタル周波数変調信号の１シンボル長で１サンプリング
タイム毎にタイムシフトするデータウィンドウ内におけ
る受信したディジタル周波数変調信号を基にそのデータ
ウィンドウにおける受信信号のパワースペクトルを２つ
の発振周波数の近傍でのみ算出し、各発振周波数の近傍
での最大値をそれぞれ最大パワースペクトルとするパワ
ースペクトルの演算部、１４はパワースペクトル演算部
１３で算出した最大パワースペクトルを数サンプリング
タイム前まで一時格納しておくパワースペクトル記憶
部、１５はパワースペクトル演算部１３において算出し
た２つの発振周波数の近傍の最大パワースペクトルとパ
ワースペクトル記憶部１４で数サンプリングタイム前ま
で格納しておいて最大パワースペクトルとの平均値を各
発振周波数について算出し比較して、支配的な発振周波
数に対する情報シンボルをそのデータウィンドウの中央
の時刻における出力情報シンボルとすることにより復調
を行ない、ディジタルの音声帯域信号と親機制御データ
を出力するパワースペクトル比較部、１６はディジタル
の音声帯域信号をアナログの音声帯域信号に変換するＤ
／Ａ変換部である。
【００１９】図２は本発明の一実施例における子機２の
構成を示すブロック図である。子機２において、２１は
ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置の子機２
全体を統括制御する制御部、２２は音声を音声信号に変
換する送話部、２３は音声信号を音声に変換する受話
部、２４は音声信号の入出力のゲイン調整を行なう音声
インターフェース部、２５は音声信号を変換し、アップ
コンバートする送信処理部、２６は受信信号をアナログ
の音声信号またはディジタルの制御データに変換する受
信処理部、２７は親機１と電波の送受信を行なうアンテ
ナ部、２８は送信波と受信波を分離する送受信波分波部
である。
構成を示すブロック図である。子機２において、２１は
ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置の子機２
全体を統括制御する制御部、２２は音声を音声信号に変
換する送話部、２３は音声信号を音声に変換する受話
部、２４は音声信号の入出力のゲイン調整を行なう音声
インターフェース部、２５は音声信号を変換し、アップ
コンバートする送信処理部、２６は受信信号をアナログ
の音声信号またはディジタルの制御データに変換する受
信処理部、２７は親機１と電波の送受信を行なうアンテ
ナ部、２８は送信波と受信波を分離する送受信波分波部
である。
【００２０】受信処理部２６は図１に示す親機１の受信
処理部８と同じ構成を備えており、２９は受信信号を増
幅する電力増幅部、３０は受信信号をダウンコンバート
するダウンコンバート部、３１はプリングタイム毎にタ
イムシフトするデータウィンドウ内の受信信号により２
つの発振周波数の近傍のパワースペクトルのみを算出す
るパワースペクトル演算部、３２はパワースペクトル演
算部３１で算出した最大パワースペクトルを数サンプリ
ングタイム前まで一時格納しておくパワースペクトル記
憶部、３３はパワースペクトル演算部３１において算出
した２つの発振周波数の近傍のパワースペクトルとパワ
ースペクトル記憶部３２で数サンプリングタイム前まで
記憶しておいてパワースペクトルとの平均値を各発振周
波数について算出し比較して、支配的な発振周波数に対
する情報シンボルをそのデータウィンドウにおける出力
情報シンボルとするパワースペクトル比較部、３４はデ
ィジタルの受信信号をアナログの音声信号に変換するＤ
／Ａ変換部である。
処理部８と同じ構成を備えており、２９は受信信号を増
幅する電力増幅部、３０は受信信号をダウンコンバート
するダウンコンバート部、３１はプリングタイム毎にタ
イムシフトするデータウィンドウ内の受信信号により２
つの発振周波数の近傍のパワースペクトルのみを算出す
るパワースペクトル演算部、３２はパワースペクトル演
算部３１で算出した最大パワースペクトルを数サンプリ
ングタイム前まで一時格納しておくパワースペクトル記
憶部、３３はパワースペクトル演算部３１において算出
した２つの発振周波数の近傍のパワースペクトルとパワ
ースペクトル記憶部３２で数サンプリングタイム前まで
記憶しておいてパワースペクトルとの平均値を各発振周
波数について算出し比較して、支配的な発振周波数に対
する情報シンボルをそのデータウィンドウにおける出力
情報シンボルとするパワースペクトル比較部、３４はデ
ィジタルの受信信号をアナログの音声信号に変換するＤ
／Ａ変換部である。
【００２１】以上のように構成されたディジタル周波数
変調方式コードレス電話装置について、以下その動作を
図３から図１２を参照して説明する。但し、従来例と同
様に、変調方式は“０”と“１”の２値のディジタル周
波数変調方式とし、使用するチャンネルは音声データ、
制御データともに送信２チャンネル、受信２チャンネル
ずつの計８チャンネルとする。
変調方式コードレス電話装置について、以下その動作を
図３から図１２を参照して説明する。但し、従来例と同
様に、変調方式は“０”と“１”の２値のディジタル周
波数変調方式とし、使用するチャンネルは音声データ、
制御データともに送信２チャンネル、受信２チャンネル
ずつの計８チャンネルとする。
【００２２】本実施例に係るディジタル周波数変調方式
コードレス電話装置において、親機１から子機２および
子機２から親機１への送信処理動作について従来例と全
く同じなので説明を省略する。また、本実施例に係る子
機２における親機１からの受信処理動作および親機１に
おける子機２からの受信処理動作も同じなので、ここで
は子機２からの親機１における受信処理動作についての
み説明する。子機２によりコードレス周波数帯域信号の
送信電波として送信された音声帯域信号は、親機１のア
ンテナ部９で受信され、送受信波分波部１０で送信信号
と分離される。分離された受信信号は、電力増幅部１１
で増幅され、ダウンコンバート部１２で音声帯域信号の
ディジタル周波数変調信号にダウンコンバートされる。
パワースペクトル演算部１３で、１シンボル長のデータ
ウィンドウ内における受信したディジタル周波数変調信
号のサンプリングデータを基に、そのデータウィンドウ
における受信信号のパワースペクトルを２つの発振周波
数の近傍についてのみそれぞれ算出する。一方の発振周
波数について、発振周波数の近傍のパワースペクトルの
うち、最大値をそのデータウィンドウでの発振周波数に
対する最大パワースペクトルとし、パワースペクトル記
憶部１４に格納する。そしてその最大パワースペクトル
とパワースペクトル記憶部１４に格納している数サンプ
リングタイム前までの最大パワースペクトルとの平均を
とり、そのデータウィンドウでの発振周波数に対する平
均パワースペクトルとする。他方の発振周波数について
も、同様にして平均パワースペクトルを算出する。算出
した平均パワースペクトルからパワースペクトル比較部
１５において支配的な発振周波数を求め、すなわちどち
らの発振周波数に対する平均パワースペクトルが大きい
かを求め、支配的な発振周波数に対する情報シンボルを
そのデータウィンドウの中央の時刻における出力情報シ
ンボルとすることにより復調を行なう。Ｄ／Ａ変換部１
６は、パワースペクトル比較部１５で復調されたディジ
タル音声帯域信号をアナログの音声帯域信号に変換し、
局線インターフェース部６、モジュラージャック５、局
線４を介して局交換機に伝送する。音声帯域データと同
様に受信処理されてパワースペクトル比較部１５から出
力された親機制御データは、制御部３へ入力されて、発
呼等の制御を行なう。
コードレス電話装置において、親機１から子機２および
子機２から親機１への送信処理動作について従来例と全
く同じなので説明を省略する。また、本実施例に係る子
機２における親機１からの受信処理動作および親機１に
おける子機２からの受信処理動作も同じなので、ここで
は子機２からの親機１における受信処理動作についての
み説明する。子機２によりコードレス周波数帯域信号の
送信電波として送信された音声帯域信号は、親機１のア
ンテナ部９で受信され、送受信波分波部１０で送信信号
と分離される。分離された受信信号は、電力増幅部１１
で増幅され、ダウンコンバート部１２で音声帯域信号の
ディジタル周波数変調信号にダウンコンバートされる。
パワースペクトル演算部１３で、１シンボル長のデータ
ウィンドウ内における受信したディジタル周波数変調信
号のサンプリングデータを基に、そのデータウィンドウ
における受信信号のパワースペクトルを２つの発振周波
数の近傍についてのみそれぞれ算出する。一方の発振周
波数について、発振周波数の近傍のパワースペクトルの
うち、最大値をそのデータウィンドウでの発振周波数に
対する最大パワースペクトルとし、パワースペクトル記
憶部１４に格納する。そしてその最大パワースペクトル
とパワースペクトル記憶部１４に格納している数サンプ
リングタイム前までの最大パワースペクトルとの平均を
とり、そのデータウィンドウでの発振周波数に対する平
均パワースペクトルとする。他方の発振周波数について
も、同様にして平均パワースペクトルを算出する。算出
した平均パワースペクトルからパワースペクトル比較部
１５において支配的な発振周波数を求め、すなわちどち
らの発振周波数に対する平均パワースペクトルが大きい
かを求め、支配的な発振周波数に対する情報シンボルを
そのデータウィンドウの中央の時刻における出力情報シ
ンボルとすることにより復調を行なう。Ｄ／Ａ変換部１
６は、パワースペクトル比較部１５で復調されたディジ
タル音声帯域信号をアナログの音声帯域信号に変換し、
局線インターフェース部６、モジュラージャック５、局
線４を介して局交換機に伝送する。音声帯域データと同
様に受信処理されてパワースペクトル比較部１５から出
力された親機制御データは、制御部３へ入力されて、発
呼等の制御を行なう。
【００２３】次に、パワースペクトル演算部１３、パワ
ースペクトル記憶部１４およびパワースペクトル比較部
１５の動作を図３から図１３を用いて詳説する。図３は
パワースペクトル演算部１３における受信したディジタ
ル周波数変調信号と各サンプリングタイムにおけるデー
タウィンドウと復調信号との関係を示す図であり、図４
から図８は通常の雑音の場合のパワースペクトル比較部
１５における発振周波数の近傍でのパワースペクトルと
データウィンドウとの関係を示す図であり、図９から図
１２は搬送波帯域に大きな雑音が加わった場合のパワー
スペクトル比較部１５における発振周波数の近傍での最
大パワースペクトルとその時間変化の関係を示す図であ
る。
ースペクトル記憶部１４およびパワースペクトル比較部
１５の動作を図３から図１３を用いて詳説する。図３は
パワースペクトル演算部１３における受信したディジタ
ル周波数変調信号と各サンプリングタイムにおけるデー
タウィンドウと復調信号との関係を示す図であり、図４
から図８は通常の雑音の場合のパワースペクトル比較部
１５における発振周波数の近傍でのパワースペクトルと
データウィンドウとの関係を示す図であり、図９から図
１２は搬送波帯域に大きな雑音が加わった場合のパワー
スペクトル比較部１５における発振周波数の近傍での最
大パワースペクトルとその時間変化の関係を示す図であ
る。
【００２４】まず、通常の雑音レベルの場合について、
図３および図４から図７を用い、情報シンボルが“１”
から“０”に変化する場合を例にとり復調動作を説明す
る。但し、図３中のｆC は搬送波周波数、ｆ1 は情報シ
ンボル“１”に対する発振周波数、ｆ0 は情報シンボル
“０”に対する発振周波数、△ｆは搬送波周波数ｆCか
らの周波数偏移である。すなわちｆ0 ＝ｆC −△ｆ、ｆ
1 ＝ｆC ＋△ｆである。また〜は、現サンプリング
タイムＫ＝０，Ｎ／４，Ｎ／２，３Ｎ／４，Ｎにおける
データウィンドウを示し、各データウィンドウの右端が
現サンプリングタイムであり、データウィンドウ幅は１
シンボル長とし、１シンボルにおけるサンプル数をＮと
する。また、ＫC はデータウィンドウの中央における時
刻、ＫLはデータウィンドウにおいて最も古い時刻であ
る。このパワースペクトルの算出には、スペクトルの分
解能が非常に高く、雑音に強い最大エントロピー法（Ｍ
ＥＭ）を適用する。また、図３におけるは図４に、
は図５に、は図６に、は図７に、は図８にそれぞ
れ対応している。
図３および図４から図７を用い、情報シンボルが“１”
から“０”に変化する場合を例にとり復調動作を説明す
る。但し、図３中のｆC は搬送波周波数、ｆ1 は情報シ
ンボル“１”に対する発振周波数、ｆ0 は情報シンボル
“０”に対する発振周波数、△ｆは搬送波周波数ｆCか
らの周波数偏移である。すなわちｆ0 ＝ｆC −△ｆ、ｆ
1 ＝ｆC ＋△ｆである。また〜は、現サンプリング
タイムＫ＝０，Ｎ／４，Ｎ／２，３Ｎ／４，Ｎにおける
データウィンドウを示し、各データウィンドウの右端が
現サンプリングタイムであり、データウィンドウ幅は１
シンボル長とし、１シンボルにおけるサンプル数をＮと
する。また、ＫC はデータウィンドウの中央における時
刻、ＫLはデータウィンドウにおいて最も古い時刻であ
る。このパワースペクトルの算出には、スペクトルの分
解能が非常に高く、雑音に強い最大エントロピー法（Ｍ
ＥＭ）を適用する。また、図３におけるは図４に、
は図５に、は図６に、は図７に、は図８にそれぞ
れ対応している。
【００２５】図４（現サンプリングタイムＫ＝０）の
データウィンドウ内のサンプリングタイムからパワース
ペクトルを求めると、このサンプリングデータにはｆ0
の周波数成分が含まれていないため、ｆ1 のときのみ高
いパワースペクトルをもつ。実際には、ｆ0 とｆ1 は既
知の周波数であるためパワースペクトル演算部１３にお
いては、広い周波数範囲でパワースペクトルを求める必
要はなく、ｆ0 とｆ1の近傍についてのみ求めればよ
い。近傍について求めるのは雑音による搬送波の瞬時周
波数の微周波数偏位を考慮したためであり、また発振周
波数の近傍のみを対象とすること自体が狭帯域バンドパ
スフィルタと同様の働きを持つ。図４の矢印で図示し
た拡大図において、ｆ0 とｆ1 の近傍の最大パワースペ
クトルをそれぞれＰＳ0 （ｆ0 ）とＰＳ0 （ｆ1 ）とす
る。さらに、パワースペクトル記憶部１４に格納してい
るｎ−１サンプリングタイム前までのｆ0 とｆ1 の近傍
の最大パワースペクトルを ｛ＰＳ1 （ｆ0 ），ＰＳ2
（ｆ0 ），…，ＰＳn-1 （ｆ0 ）｝と｛ＰＳ
1 （ｆ1 ），ＰＳ2 （ｆ1 ），…，ＰＳn-1 （ｆ1 ）｝
とする。そして、各発振周波数について、パワースペク
トルの平均をとると、それぞれＰＳ（ｆ0 ）＝｛ＰＳ0
（ｆ0 ）＋ＰＳ1 （ｆ0 ）＋…＋ＰＳn-1 （ｆ0 ）｝／
ｎとＰＳ（ｆ1 ）＝｛ＰＳ0 （ｆ1 ）＋ＰＳ1 （ｆ1 ）
＋…＋ＰＳn-1 （ｆ1 ）｝／ｎとなる。平均パワースペ
クトルＰＳ（ｆ0 ）とＰＳ（ｆ1 ）を比較し支配的な周
波数を求める。通常、支配的な発振周波数のパワースペ
クトルレベルは、雑音のパワースペクトルレベルに比べ
はるかに高いため、上記のようにパワースペクトルの平
均をとらなくても雑音の影響を受けない。その結果、図
４の場合、支配的な周波数は発振周波数ｆ1 であるこ
とがわかる。これより現サンプリング時刻Ｋ＝０のデー
タウィンドウの中央の時刻Ｋ＝−Ｎ／２に対する出力情
報シンボルは“１”となる。この平均パワースペクトル
と出力情報シンボルの関係を図１３に示す。
データウィンドウ内のサンプリングタイムからパワース
ペクトルを求めると、このサンプリングデータにはｆ0
の周波数成分が含まれていないため、ｆ1 のときのみ高
いパワースペクトルをもつ。実際には、ｆ0 とｆ1 は既
知の周波数であるためパワースペクトル演算部１３にお
いては、広い周波数範囲でパワースペクトルを求める必
要はなく、ｆ0 とｆ1の近傍についてのみ求めればよ
い。近傍について求めるのは雑音による搬送波の瞬時周
波数の微周波数偏位を考慮したためであり、また発振周
波数の近傍のみを対象とすること自体が狭帯域バンドパ
スフィルタと同様の働きを持つ。図４の矢印で図示し
た拡大図において、ｆ0 とｆ1 の近傍の最大パワースペ
クトルをそれぞれＰＳ0 （ｆ0 ）とＰＳ0 （ｆ1 ）とす
る。さらに、パワースペクトル記憶部１４に格納してい
るｎ−１サンプリングタイム前までのｆ0 とｆ1 の近傍
の最大パワースペクトルを ｛ＰＳ1 （ｆ0 ），ＰＳ2
（ｆ0 ），…，ＰＳn-1 （ｆ0 ）｝と｛ＰＳ
1 （ｆ1 ），ＰＳ2 （ｆ1 ），…，ＰＳn-1 （ｆ1 ）｝
とする。そして、各発振周波数について、パワースペク
トルの平均をとると、それぞれＰＳ（ｆ0 ）＝｛ＰＳ0
（ｆ0 ）＋ＰＳ1 （ｆ0 ）＋…＋ＰＳn-1 （ｆ0 ）｝／
ｎとＰＳ（ｆ1 ）＝｛ＰＳ0 （ｆ1 ）＋ＰＳ1 （ｆ1 ）
＋…＋ＰＳn-1 （ｆ1 ）｝／ｎとなる。平均パワースペ
クトルＰＳ（ｆ0 ）とＰＳ（ｆ1 ）を比較し支配的な周
波数を求める。通常、支配的な発振周波数のパワースペ
クトルレベルは、雑音のパワースペクトルレベルに比べ
はるかに高いため、上記のようにパワースペクトルの平
均をとらなくても雑音の影響を受けない。その結果、図
４の場合、支配的な周波数は発振周波数ｆ1 であるこ
とがわかる。これより現サンプリング時刻Ｋ＝０のデー
タウィンドウの中央の時刻Ｋ＝−Ｎ／２に対する出力情
報シンボルは“１”となる。この平均パワースペクトル
と出力情報シンボルの関係を図１３に示す。
【００２６】図３のディジタル周波数変調信号につい
て、同様の処理を１サンプリング時刻毎に繰り返すと、
〜のデータウィンドウの場合には、それぞれパワー
スペクトルは図５〜図８となり、図４の場合と同様に
平均パワースペクトルから支配的な発振周波数を求め、
各データウィンドウの中央の時刻に対する出力情報シン
ボルを決定すると、図３の復調信号のように復調でき
る。
て、同様の処理を１サンプリング時刻毎に繰り返すと、
〜のデータウィンドウの場合には、それぞれパワー
スペクトルは図５〜図８となり、図４の場合と同様に
平均パワースペクトルから支配的な発振周波数を求め、
各データウィンドウの中央の時刻に対する出力情報シン
ボルを決定すると、図３の復調信号のように復調でき
る。
【００２７】次に、搬送波周波数帯域に高レベルの雑音
が加わった場合について図９〜図１２を用いて説明す
る。ここでは、説明を簡単ににするため、２サンプリン
グタイム前までのパワースペクトルの平均をとることに
する。図９〜図１１は搬送波周波数帯域に高レベルの雑
音が加わった場合の現サンプリングタイムＫ＝Ｋ0 、Ｋ
0 −１、Ｋ0 −２におけるパワースペクトルを発振周波
数の近傍について表わしたものである。各時刻での最大
パワースペクトルをそれぞれ｛ＰＳ0 （ｆ0 ），ＰＳ1
（ｆ0 ），ＰＳ2 （ｆ0 ）｝、｛ＰＳ0 （ｆ1 ），ＰＳ
1 （ｆ1 ），ＰＳ 2 （ｆ1 ）｝とする。２サンプリング
時刻前の平均をとると、雑音によるパワースペクトルは
コンスタントには高レベルではないため、それぞれ図１
２のようになり、この平均パワースペクトルＰＳ
（ｆ0 ）＝｛ＰＳ0 （ｆ0 ）＋ＰＳ1 （ｆ 0 ）＋ＰＳ2
（ｆ0 ）｝／３とＰＳ（ｆ1 ）＝｛ＰＳ0 （ｆ1 ）＋Ｐ
Ｓ1 （ｆ1）＋ＰＳ2 （ｆ1 ）｝／３を比較すれば、や
はり発振周波数ｆ1 の平均パワースペクトルの方が支配
的である。その結果、ｆ1 に対する情報シンボル“１”
を現サンプリングタイムＫ＝Ｋ0 でのデータウィンドウ
の中央の時刻ＫC ＝Ｋ0 −Ｎ／２における出力情報シン
ボルとすることにより復調される。
が加わった場合について図９〜図１２を用いて説明す
る。ここでは、説明を簡単ににするため、２サンプリン
グタイム前までのパワースペクトルの平均をとることに
する。図９〜図１１は搬送波周波数帯域に高レベルの雑
音が加わった場合の現サンプリングタイムＫ＝Ｋ0 、Ｋ
0 −１、Ｋ0 −２におけるパワースペクトルを発振周波
数の近傍について表わしたものである。各時刻での最大
パワースペクトルをそれぞれ｛ＰＳ0 （ｆ0 ），ＰＳ1
（ｆ0 ），ＰＳ2 （ｆ0 ）｝、｛ＰＳ0 （ｆ1 ），ＰＳ
1 （ｆ1 ），ＰＳ 2 （ｆ1 ）｝とする。２サンプリング
時刻前の平均をとると、雑音によるパワースペクトルは
コンスタントには高レベルではないため、それぞれ図１
２のようになり、この平均パワースペクトルＰＳ
（ｆ0 ）＝｛ＰＳ0 （ｆ0 ）＋ＰＳ1 （ｆ 0 ）＋ＰＳ2
（ｆ0 ）｝／３とＰＳ（ｆ1 ）＝｛ＰＳ0 （ｆ1 ）＋Ｐ
Ｓ1 （ｆ1）＋ＰＳ2 （ｆ1 ）｝／３を比較すれば、や
はり発振周波数ｆ1 の平均パワースペクトルの方が支配
的である。その結果、ｆ1 に対する情報シンボル“１”
を現サンプリングタイムＫ＝Ｋ0 でのデータウィンドウ
の中央の時刻ＫC ＝Ｋ0 −Ｎ／２における出力情報シン
ボルとすることにより復調される。
【００２８】このようにして、搬送波周波数帯域に高レ
ベルの雑音が加わった場合でも、雑音に左右されずに復
調ができる。
ベルの雑音が加わった場合でも、雑音に左右されずに復
調ができる。
【００２９】なお、本実施例では、送受信する情報シン
ボルを“０”と“１”の２値としたが、情報シンボルが
多値の場合でも、本発明の効果に何等影響を与えない。
また受信処理部を親機１と子機２とで同一としたが、親
機１と子機２のいずれか一方に本発明の受信処理部を設
け、地方を従来どおりとしてもよい。
ボルを“０”と“１”の２値としたが、情報シンボルが
多値の場合でも、本発明の効果に何等影響を与えない。
また受信処理部を親機１と子機２とで同一としたが、親
機１と子機２のいずれか一方に本発明の受信処理部を設
け、地方を従来どおりとしてもよい。
【００３０】
【発明の効果】本発明は、上記実施例から明らかなよう
に、搬送波周波数帯域に高レベルの雑音が加わった場合
でもほとんどビットエラーを生じることなく、広範囲で
再送などの無駄のない安定した親機子機間の無線通信が
できる効果がある。
に、搬送波周波数帯域に高レベルの雑音が加わった場合
でもほとんどビットエラーを生じることなく、広範囲で
再送などの無駄のない安定した親機子機間の無線通信が
できる効果がある。
【図１】本発明の一実施例におけるディジタル周波数変
調方式コードレス電話装置の親機の構成を示すブロック
図。
調方式コードレス電話装置の親機の構成を示すブロック
図。
【図２】本発明の一実施例における子機の構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図３】本発明の一実施例における受信処理部において
受信したディジタル周波数変調信号と各サンプリングタ
イムにおけるデータウィンドウと復調信号との関係を示
す特性図。
受信したディジタル周波数変調信号と各サンプリングタ
イムにおけるデータウィンドウと復調信号との関係を示
す特性図。
【図４】本発明の一実施例におけるパワースペクトル比
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
【図５】本発明の一実施例におけるパワースペクトル比
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
【図６】本発明の一実施例におけるパワースペクトル比
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
【図７】本発明の一実施例におけるパワースペクトル比
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
【図８】本発明の一実施例におけるパワースペクトル比
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
較部における通常の雑音の場合の発振周波数の近傍での
パワースペクトルとデータウィンドウとの関係を示す特
性図。
【図９】本発明の一実施例におけるパワースペクトル比
較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わった
場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルとそ
の時間変化の関係を示す特性図。
較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わった
場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルとそ
の時間変化の関係を示す特性図。
【図１０】本発明の一実施例におけるパワースペクトル
比較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わっ
た場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルと
その時間変化の関係を示す特性図。
比較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わっ
た場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルと
その時間変化の関係を示す特性図。
【図１１】本発明の一実施例におけるパワースペクトル
比較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わっ
た場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルと
その時間変化の関係を示す特性図。
比較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わっ
た場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルと
その時間変化の関係を示す特性図。
【図１２】本発明の一実施例におけるパワースペクトル
比較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わっ
た場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルと
その時間変化の関係を示す特性図。
比較部において搬送波周波数帯域に大きな雑音が加わっ
た場合の発振周波数の近傍での最大パワースペクトルと
その時間変化の関係を示す特性図。
【図１３】本発明の一実施例における平均パワースペク
トルと出力情報シンボルとの関係を示す一覧図。
トルと出力情報シンボルとの関係を示す一覧図。
【図１４】従来のディジタル周波数変調方式コードレス
電話装置の親機の構成を示すブロック図。
電話装置の親機の構成を示すブロック図。
【図１５】従来のディジタル周波数変調方式コードレス
電話装置の子機の構成を示すブロック図。
電話装置の子機の構成を示すブロック図。
１ ディジタル周波数変調方式コードレス電話親機 ２ ディジタル周波数変調方式コードレス電話子機 ３ 制御部 ４ 局線 ５ モジュラージャック ６ 局線インターフェース部 ７ 送信処理部 ８ 受信処理部 ９ アンテナ部 １０ 送受信分波部 １１ 電力増幅部 １２ ダウンコンバート部 １３ パワースペクトル演算部 １４ パワースペクトル記憶部 １５ パワースペクトル比較部 １６ Ｄ／Ａ変換部 ２１ 制御部 ２２ 送話部 ２３ 受信部 ２４ 音声インターフェース部 ２５ 送信処理部 ２６ 受信処理部 ２７ アンテナ部 ２８ 送受信波分波部 ２９ 電力増幅部 ３０ ダウンコンバータ部 ３１ パワースペクトル演算部 ３２ パワースペクトル記憶部 ３３ パワースペクトル比較部 ３４ Ｄ／Ａ変換部
Claims (3)
- 【請求項１】 親機と子機間においてディジタル周波数
変調方式でコードレス通信を行なう無線電話装置であっ
て、送信信号の１シンボル長で１サンプリングタイム毎
にタイムシフトするデータウィンドウ内の受信信号によ
り２つの発信周波数の近傍のパワースペクトルのみを算
出するパワースペクトル演算部と、前記パワースペクト
ル演算部で算出したパワースペクトルを数サンプリング
タイム前まで一時記憶しておくパワースペクトル記憶部
と、前記パワースペクトル演算部において算出した２つ
の発振周波数の近傍のパワースペクトルと前記パワース
ペクトル記憶部で数サンプリングタイム前まで記憶して
おいたパワースペクトルとの平均値を各発振周波数につ
いて算出し比較して、支配的な発振周波数に対する情報
シンボルをそのデータウィンドウにおける出力情報シン
ボルとすることにより復調を行なうパワースペクトル比
較部とを備えたディジタル周波数変調方式コードレス電
話装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の構成を親機に設けたデ
ィジタル周波数変調方式コードレス電話装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の構成を子機に設けたディ
ジタル周波数変調方式コードレス電話装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19853593A JP3306177B2 (ja) | 1993-08-10 | 1993-08-10 | ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19853593A JP3306177B2 (ja) | 1993-08-10 | 1993-08-10 | ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0758787A true JPH0758787A (ja) | 1995-03-03 |
| JP3306177B2 JP3306177B2 (ja) | 2002-07-24 |
Family
ID=16392773
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19853593A Expired - Fee Related JP3306177B2 (ja) | 1993-08-10 | 1993-08-10 | ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3306177B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016163194A (ja) * | 2015-03-02 | 2016-09-05 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | 時間信号比較システムおよび時間信号比較装置 |
-
1993
- 1993-08-10 JP JP19853593A patent/JP3306177B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016163194A (ja) * | 2015-03-02 | 2016-09-05 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | 時間信号比較システムおよび時間信号比較装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3306177B2 (ja) | 2002-07-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |