JPH0757119B2 - Low noise control method for induction motor - Google Patents
Low noise control method for induction motorInfo
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- JPH0757119B2 JPH0757119B2 JP62179060A JP17906087A JPH0757119B2 JP H0757119 B2 JPH0757119 B2 JP H0757119B2 JP 62179060 A JP62179060 A JP 62179060A JP 17906087 A JP17906087 A JP 17906087A JP H0757119 B2 JPH0757119 B2 JP H0757119B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はPWMインバータによる誘導電動機の制御方法に
関するもので、被駆動誘導電動機の運転速度にかかわら
ずそのPWMインバータを構成する各スイッチング素子の
スイッチング周波数を最適の略一定値に保持することに
より、電流の高調波周波数が電動機または負荷系統の種
々の機械共振周波数と重なることから生じる騒音の増加
を防止する制御方法に関するものである。The present invention relates to a method for controlling an induction motor by a PWM inverter, and switching of each switching element forming the PWM inverter regardless of the operating speed of the driven induction motor. The present invention relates to a control method for preventing an increase in noise caused by a harmonic frequency of a current overlapping with various mechanical resonance frequencies of an electric motor or a load system by maintaining the frequency at an optimum substantially constant value.
本発明の適用対象となるトルク制御方法は、電気学界論
文誌Ｂの106巻１号第９ページの「瞬時すべり周波数制
御に基づく誘導電動機の新高速トルク制御方法」なる論
文に記載されている。The torque control method to which the present invention is applied is described in a paper entitled "New High Speed Torque Control Method for Induction Motor Based on Instantaneous Slip Frequency Control" on page 9, No. 1, page 9 of the Journal of Electrical Science.
この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを制御回路
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を選ぶ。In this paper, the motor input voltage is detected and integrated in the control circuit to obtain the motor magnetic flux. That is,
This is a so-called magnetic flux calculation type control method, and selects an inverter output voltage that follows a magnetic flux command given the length of the magnetic flux vector and draws a circular locus.
また、電動機発生トルクを前記磁束と電動機入力電流の
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令に追従するようなインバータ出力電圧を選ぶ。制
御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持さ
れるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々刻
々更新される。Further, the motor generated torque is calculated as a vector product of the magnetic flux and the motor input current, and the inverter output voltage whose magnitude follows the given torque command is selected. The control is performed so that the instantaneous values of the magnetic flux and the torque are kept within a predetermined error, and the inverter output voltage is updated at high speed every moment.
第２図は上記論文に記載された制御方法に、本出願人が
先に出願した特願昭61−99228号に提案したPWMインバー
タの出力電圧検出方式を採用したトルク制御系のブロッ
ク図であり、直流電圧源１より正母線1aおよび負母線1b
を経て、３相PWMインバータ３を介して３相誘導電動機
６に給電する。制御回路７は指令および検出された電
流，電圧信号を処理し、PWMインバータ３のスイッチン
グ素子の通電信号を発生する。FIG. 2 is a block diagram of a torque control system adopting the output voltage detection method of the PWM inverter proposed in Japanese Patent Application No. 61-99228 filed by the applicant of the present invention in the control method described in the above paper. , DC bus 1 from positive bus 1a and negative bus 1b
Then, power is supplied to the three-phase induction motor 6 via the three-phase PWM inverter 3. The control circuit 7 processes the command and the detected current and voltage signals, and generates an energization signal for the switching element of the PWM inverter 3.
PWMインバータ３はトランジスタなどのスイッチング素
子とダイオードをそれぞれ逆並列接続してなる６個のア
ームから構成されているが、３個の切換スイッチSu,Sv,
Swとして表すことができる。The PWM inverter 3 is composed of six arms, each of which is formed by connecting a switching element such as a transistor and a diode in antiparallel, and the three switching switches Su , Sv ,
It can be represented as S w .
PWMインバータ３の各出力端子から電流検出器5u,5v,5w
を経て３相誘導電動機に給電すると共に、直流側正負母
線1a,1b間に電圧検出器２が接続され、これら検出器と
後述するスイッチ状態変数表から各相電流および各相電
圧が検出できるようになっている。From each output terminal of PWM inverter 3 to current detector 5 u , 5 v , 5 w
Power is supplied to the three-phase induction motor via and the voltage detector 2 is connected between the DC side positive and negative buses 1a and 1b so that each phase current and each phase voltage can be detected from these detectors and the switch state variable table described later. It has become.
３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれ▲▼，▲▼とし、２次電流を▲▼とす
ると、電圧方程式は ただし、記号▲▼，▲▼，▲▼は直軸，横
軸すなわちd,q2軸変換された量のベクトル表示であり、
例えば▲▼はｄ軸成分をv1d,q軸成分をv1qとすると で示され、▲▼，▲▼も同様に定義される。な
お、式左辺のはd,q両軸成分とも０の場合を表し、
かご形回転子の場合２次電圧はこのようにとなる。If the primary terminal voltage and current of the three-phase squirrel cage induction motor are ▲ ▼ and ▲ ▼, respectively, and the secondary current is ▲ ▼, the voltage equation is However, the symbols ▲ ▼, ▲ ▼, and ▲ ▼ are vector displays of the quantities that have been converted on the direct and horizontal axes, that is, the d and q axes.
For example, ▲ ▼ is v 1d for the d-axis component and v 1q for the q-axis component. , And ▲ ▼ and ▲ ▼ are defined similarly. The left side of the equation represents the case where both d and q axis components are 0,
In the case of a squirrel cage rotor, the secondary voltage is as follows.
式における定数は R1;1次巻線抵抗 L11;1次インダクタンス R2;2次巻線抵抗 L22;2次インダクタンス M;相互インダクタンス ｍは回転角速度、ｐは微分演算子、ｊはベクトル積を
表す。The constant in the formula is R 1 ; Primary winding resistance L 11 ; Primary inductance R 2 ; Secondary winding resistance L 22 ; Secondary inductance M; Mutual inductance m is rotational angular velocity, p is differential operator, j is vector Represents the product.
一方、磁束の定義として、１次磁束▲▼は 式の第１行を展開して 式を代入し、整理すると 両辺を積分すると すなわち、電動機１次磁束は式の積分演算により求め
られる。On the other hand, as the definition of magnetic flux, the primary magnetic flux ▲ ▼ is Expand the first line of the expression Substituting expressions and rearranging If you integrate both sides That is, the primary magnetic flux of the electric motor is obtained by the integral calculation of the equation.
各切換スイッチSu,Sv,Swは、正母線1a側に倒れる場合と
負母線1b側に倒れる場合とがあり、中間位置をとること
はない。前者を状態1,後者を状態０とするとインバータ
の出力状態は次に示すスイッチ状態変数表ですべてを表
すことができる。The changeover switches S u , S v , and S w may fall to the positive bus line 1a side or to the negative bus line 1b side, and do not take intermediate positions. If the former is the state 1 and the latter is the state 0, the output states of the inverter can all be expressed by the following switch state variable table.
ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない。また、d,ｑはd,q2軸成分で表し
たスイッチ状態変数で、実際のd,q軸電圧v1d,v1qは、こ
れに直流電圧源１の電圧Ｖと を乗じ と表せる。 Here, k is a number indicating the state of the changeover switch, and there are only eight of these. Further, d and q are switch state variables expressed by d and q axis components, and the actual d and q axis voltages v 1d and v 1q are the same as the voltage V of the DC voltage source 1. Multiply by Can be expressed as
先のスイッチ状態変数表を図示したのが第３図であり、
v1の横の括弧内は切換スイッチSu,Sv,Swの状態を示して
おり、ｋが増加するに従って時計方向に60゜ずつステッ
プする電圧ベクトルを表している。The switch state variable table is shown in FIG.
The parentheses next to v 1 indicate the states of the changeover switches S u , S v , and S w , and represent the voltage vector that steps in 60 ° clockwise steps as k increases.
なお、ｋ＝１およびｋ＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で、図では原点に一致する。ｋ＝０および＝７はそれぞ
れインバータの出力を決定する第２図の切換スイッチ
Su,Sv,Swがすべて正母線1a側に倒れるか、または負母線
1b側に倒れるかの違いはあるが、誘導電動機６の線間電
圧はいずれも０となり、３相短絡モードである。また、
u,v,w相の基準軸は後述する式により、それぞれｋ＝
1,k＝3,k＝５の方向に対応する。Note that k = 1 and k = 7 are called zero vectors and coincide with the origin in the figure. k = 0 and = 7 are changeover switches of FIG. 2 which determine the output of the inverter.
S u , S v , S w all fall to the side of positive bus 1a or negative bus
The line voltage of the induction motor 6 is 0, although there is a difference whether it falls to the 1b side, which is the three-phase short-circuit mode. Also,
The reference axes of the u, v, and w phases are k =
It corresponds to the direction of 1, k = 3, k = 5.
瞬時トルクＴは式の１次磁束▲▼と１次電流▲
▼のベクトル積として式により求められる。The instantaneous torque T is the primary magnetic flux ▲ ▼ and the primary current ▲ in the formula.
It is calculated by the formula as the vector product of ▼.
ここで、φ1d,φ1qおよびi1d,i1qはそれぞれ第１磁束▲
▼１次電流▲▼をd,q2軸に分解したときの各成
分である。 Here, φ 1d , φ 1q and i 1d , i 1q are respectively the first magnetic flux ▲
▼ Each component when the primary current ▲ ▼ is decomposed into the d and q2 axes.
ブロック701および703bは切換スイッチSu,Sv,Swの状態
と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｖとから
１次端子電圧▲▼を算出するブロックであり、スイ
ッチ状態変数表と式とから算出される。Blocks 701 and 703b are blocks for calculating the primary terminal voltage ▲ ▼ from the states of the changeover switches S u , S v , S w and the voltage V of the DC voltage source 1 detected by the voltage detector 2, and are switch state variables. Calculated from the table and formula.
ブロック702は電流検出器5u,5v,5wにより検出された３
相電流iu,iv,iwを、次式によりd,q2軸成分に変換するブ
ロックである。Block 702 is 3 detected by current detectors 5 u , 5 v , 5 w
This is a block that converts the phase currents i u , i v , and i w into the d and q biaxial components by the following equation.
この１次電流▲▼に、ブロック703aにおいて１次巻
線抵抗R1を乗じ、ブロック704において１次端子電圧▲
▼１から１次巻線抵抗R1と１次電流▲▼の積を
減算する。 This primary current ▲ ▼ is multiplied by the primary winding resistance R 1 in block 703a, and the primary terminal voltage ▲ in block 704.
▼ 1 from primary winding resistance R 1 and subtracting the primary current ▲ ▼ product of.
ブロック705は式に従って磁束を積分演算するブロッ
クであり、１次磁束▲▼１のd,q両軸成分φ1d,φ1q
が求められ、ブロック706にて磁束ベクトル長φ１が次
式により求められる。A block 705 is a block for performing integral calculation of the magnetic flux according to the equation, and the primary magnetic flux ▲ ▼ 1 both d and q axis components φ 1d , φ 1q
Is calculated, and the magnetic flux vector length φ 1 is calculated by the following equation in block 706.
更に、ブロック710では、第４図の磁束状態図に示すよ
うに、１次磁束▲▼ベクトルのｄ軸を基準とする時
計方向の回転角θが、境界線として30゜,90゜,150゜,21
0゜,270゜,330゜の60゜毎に仕切られるどの領域に属し
ているかによって制御フタグｆθを次のように発生す
る。 Further, in block 710, as shown in the magnetic flux state diagram of FIG. 4, the clockwise rotation angle θ with respect to the d axis of the primary magnetic flux vector is 30 °, 90 °, 150 ° as a boundary line. ,twenty one
The control tag fθ is generated in the following manner depending on which region is divided every 60 ° of 0 °, 270 ° and 330 °.
−30゜≦θ＜30゜;fθ＝Ｉ 30゜≦θ＜90゜;fθ＝II 90゜≦θ＜150゜;fθ＝III 150゜≦θ＜210゜;fθ＝IV 210゜≦θ＜270゜;fθ＝Ｖ 270゜≦θ＜330゜;fθ＝VI 第６図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ１が磁束指令値▲φ* 1▼に対し、誤差限
界（ヒステリシス値）Δφを用いて となるように制御するための制御フラグｆφを発生す
る。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加して上限であ
る に達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０を発生
し、また磁束ベクトル長φ１が減少して下限である に達すると増磁を指令する制御フラグｆφ＝１を発生す
る。−30 ° ≦ θ <30 °; fθ = I 30 ° ≦ θ <90 °; fθ = II 90 ° ≦ θ <150 °; fθ = III 150 ° ≦ θ <210 °; fθ = IV 210 ° ≦ θ < 270 DEG; f [theta] = V 270 ° ≦ theta <330 deg; state control diagram f [theta] = VI Figure 6 is a hysteresis comparator, the flux vector length phi 1 is the magnetic flux command value ▲ φ * 1 ▼ respect, error limit (hysteresis Value) using Δφ A control flag fφ for controlling so that That is, the magnetic flux vector length φ 1 increases and is the upper limit. Control flag fφ = 0 is generated when the magnetic flux vector reaches φ, and the magnetic flux vector length φ 1 decreases to the lower limit. Control flag fφ = 1 for instructing the magnetization is generated.
かくして、磁束ベクトル長φ１は第６図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック706で式により算
出された磁束ベクトル長φ１がブロック708において磁
束指令値▲φ* 1▼から減算され、ブロック711において
第６図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝1,0を発生
する。Thus, the magnetic flux vector length φ 1 is controlled so as to draw a limit cycle in the direction of the arrow shown in FIG. 6, but in reality, the magnetic flux vector length φ 1 calculated by the equation in block 706. Is subtracted from the magnetic flux command value ▲ φ * 1 ▼ in block 708, and a control flag fφ = 1,0 is generated in block 711 according to the state control diagram of FIG.
第６図に示した磁束のリミットサイクルは、第４図に関
していえば、１次磁束▲▼のベクトルの頭部が常に
図示された円環部分に存在するように制御されているこ
とに対応する。The magnetic flux limit cycle shown in FIG. 6 corresponds to the fact that the head of the vector of the primary magnetic flux ▲ ▼ is controlled so as to always exist in the illustrated annular portion, as for FIG. .
第６図による制御フラグｆφと第４図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝1,fθ＝Ｉ
の制御フラグが立っているとすると、領域が−30゜≦θ
＜30゜における増磁モードを意味するから、１次磁束▲
▼ベクトルに積分されるべき１次電圧▲▼１ベ
クトルは円の外向き成分を持ったものとなり、第３図か
らｋ＝1,2,6のいずれかのみが選ばれる可能性がある。A combination of the control flag fφ according to FIG. 6 and the control flag fθ described with reference to FIG. 4, for example, fφ = 1, fθ = I
If the control flag of is set, the area is −30 ° ≦ θ
Since it means the magnetization mode at <30 °, the primary magnetic flux ▲
▼ Primary voltage to be integrated into vector ▲ ▼ One vector has an outward component of a circle, and there is a possibility that only k = 1, 2, or 6 is selected from FIG.
ブロック707はブロック702,705の両出力のベクトル積を
式により演算し瞬時トルクＴを算出するブロックであ
り、ブロック709においてトルク指令Ｔ＊から瞬時トル
クＴを減算し、トルク指令Ｔ＊と式により求められた
瞬時トルクンＴとの差が所定の誤差限界以内に押えられ
るように、ブロック712において第７図の状態制御図に
従って制御フラグｆτを発生する。Block 707 is a block which calculates the calculated instantaneous torque T a vector product between the output of the block 702, 705 by the equation, by subtracting the instantaneous torque T from the torque command T * at block 709, determined by the torque command T * and the formula A control flag fτ is generated in block 712 according to the state control diagram of FIG. 7 so that the difference from the instantaneous torque T can be suppressed within a predetermined error limit.
第７図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図
で、電動機力行時はトルク偏差Ｔ＊−Ｔが上限値ΔT
1（ΔT1＞０）に達すると、加速モードの制御フラグｆ
τ＝１を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下
限値−ΔT2（ΔT2＞０）に達すると、零ベクトルモード
の制御フラグｆτ＝０を発生し、トルクが漸減して再び
偏差が増加し上限値ΔT1に達すると加速モードに移り、
第７図の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回
するリミットサイクルを描く。FIG. 7 is a state control diagram of the three-value hysteresis comparator. When the motor is running, the torque deviation T * -T is the upper limit value ΔT.
When 1 (ΔT 1 > 0) is reached, the acceleration mode control flag f
Generate τ = 1. When the motor is accelerated and the torque deviation reaches the lower limit value −ΔT 2 (ΔT 2 > 0), a zero vector mode control flag fτ = 0 is generated, the torque is gradually decreased, and the deviation is increased again, and the upper limit value ΔT 1 When it reaches
The limit cycle in which the hysteresis loop in the upper half part of FIG. 7 orbits in the direction of the arrow is drawn.
これを時間領域にて表すと第５図のトルク波形図に示す
ごく瞬時トルクＴは変動し、トルク指令Ｔ＊を挟んで
上，下の偏差分の和ΔT1＋ΔT2である許容誤差（ヒステ
リシス値）ΔＴの帯域内を、最大値T1,最小値T2として
往復する。When this is expressed in the time domain, the instantaneous torque T fluctuates significantly as shown in the torque waveform diagram of FIG. 5, and the allowable error (hysteresis, which is the sum ΔT 1 + ΔT 2 of the upper and lower deviations across the torque command T *). It reciprocates within the band of (value) ΔT as the maximum value T 1 and the minimum value T 2 .
次に、電動機が回生制動を行っている時は第７図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値ΔT1（ΔT1＞０）に達すると減速モードの
制御フラグｆτ＝−１を発生する。以下、力行時と同様
に矢印の方向のリミットサイルを繰り返えす。かくして
ブロック712は制御フラグｆτ＝1,0,−１を出力する。Next, when the motor is performing regenerative braking, a hysteresis loop in the lower half of FIG. 7 is drawn, and when the torque deviation reaches the negative lower limit value ΔT 1 (ΔT 1 > 0), the deceleration mode A control flag fτ = -1 is generated. After that, repeat the limit sills in the direction of the arrow as in the case of powering. Thus, block 712 outputs the control flag fτ = 1,0, −1.
ブロック713はブロック710,711,712から出力される３個
の制御フラグｆθ,fφ,fτの各組み合わせに最も適した
インバータ出力電圧を決定するブロックであり、第４図
で説明した１次磁束▲▼のベクトル長と回転方向お
よび速度をこれら３個の制御フラグｆθ,fφ,fτが制御
する。A block 713 is a block for determining the most suitable inverter output voltage for each combination of the three control flags fθ, fφ, fτ output from the blocks 710, 711, 712, and the vector length of the primary magnetic flux ▲ ▼ described in FIG. The rotation direction and speed are controlled by these three control flags fθ, fφ, fτ.
例えば前述のごとく制御フラグｆφ＝1,fθ＝Ｉの場合
には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表にｋに従って
▲▼（ｋ）で表すとすると、電圧ベクトルとして選
ばれる可能性があるのはｋ＝1,2,6のいずれかである
が、このとき制御フラグｆτ＝１ならば、時計方向に回
転する成分を持つベクトルｋ＝２すなわち出力電圧ベク
トル▲▼（２）が選ばれる。もしｆτ＝−１のとき
は▲▼（６）、ｆτ＝０のときは零ベクトルで、▲
▼（０）または▲▼（７）が選ばれる。For example, when the control flags fφ = 1 and fθ = I as described above, if the voltage vector is represented by ▲ ▼ (k) in accordance with k in the switch state variable table, k may be selected as the voltage vector. However, if the control flag fτ = 1 at this time, the vector k = 2 having the component rotating clockwise, that is, the output voltage vector ▲ ▼ (2) is selected. If fτ = -1, it is (6), and if fτ = 0, it is a zero vector.
▼ (0) or ▲ ▼ (7) is selected.
次に示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグｆ
φ,fθ,fτのすべての組み合わせについて出力電圧ベク
トルの番号ｋの値を示したものである。The following switching table shows three control flags f
The values of the number k of the output voltage vector are shown for all combinations of φ, fθ, and fτ.
各演算サイクル毎にブロック713においてこのスイッチ
ングテーブルを参照することにより、インバータ３へス
イッチング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制御が
行われる。By referring to this switching table in block 713 for each operation cycle, a switching signal is sent to the inverter 3 and instantaneous control of magnetic flux and torque is performed.
インバータ周波数は第４図の１次磁束▲▼ベクトル
の回転速度と考えることがきるが、これは外部から与え
られるものではなく、式による電圧ベクトルの積算結
果として生じるものである。 The inverter frequency can be considered as the rotational speed of the primary magnetic flux vector in FIG. 4, but this is not given from the outside but occurs as a result of integrating the voltage vector by the formula.
一般にPWMインバータのスイッチング周波数は電動機の
速度と共に上昇するが、周波数の変動途中で電動機電流
の高調波分の周波数が電動機の磁気回路を含む構造体ま
たは負荷系統の共振周波数に一致すると、共鳴状態とな
り騒音が著しく増大する欠点があった。Generally, the switching frequency of the PWM inverter rises with the speed of the motor, but when the frequency of harmonics of the motor current matches the resonance frequency of the structure including the magnetic circuit of the motor or the load system during the frequency fluctuation, a resonance state occurs. There was a drawback that the noise was significantly increased.
前述の新高速トルク制御法におけるインバータにおいて
も、平均スイッチング周波数は速度と共に変化し、低速
で低く電動機の加速と共に高くなり、高速領域では再び
低くなる。通常スイッチング周波数はインバータを構成
するスイッチング素子１個当りについての値であり、電
動機電流の高周波周波数はスイッチング周波数の2,4,6
……2n倍周波数を中心とする側帯波群で構成される。そ
の中の２倍周波数の高調波を基本波脈動周波数と呼ぶこ
とにする。Also in the above-mentioned inverter in the new high speed torque control method, the average switching frequency changes with speed, becomes low at low speed and becomes high as the motor accelerates, and becomes low again at high speed region. The normal switching frequency is the value per switching element that constitutes the inverter, and the high frequency of the motor current is 2, 4, 6 of the switching frequency.
…… It is composed of sideband groups centered on 2n times frequency. The harmonic of the double frequency among them will be called the fundamental wave pulsation frequency.
第８図は前述の制御法において定常運転時に発生する電
流高調波スペクトラムを示す。本方式のような瞬時値制
御の場合は時々刻々スイッチング周期が変化するため、
定立したスペクトルは現れ難く、分析期間で平均化した
周波数が現れるため、ピークの前後に分散したスペクト
ルとなり、従来のPWMインバータよりも聴覚的には騒音
が低く感じられる。FIG. 8 shows a current harmonic spectrum generated during steady operation in the above control method. In the case of instantaneous value control like this method, the switching cycle changes every moment, so
It is hard to show a standing spectrum, and the averaged frequencies appear during the analysis period, so the spectrum is dispersed before and after the peak, and the noise is perceived as lower than the conventional PWM inverter.
第８図において、f1はインバータ周波数であり、f2は基
本脈動周波数、f3はその周波数の一つを示し、それぞれ
ピークの前後に分散した周波数を含んでいる。faおよび
fbは構造体の共振周波数を示す。In FIG. 8, f 1 is the inverter frequency, f 2 is the basic pulsation frequency, and f 3 is one of the frequencies, which includes frequencies dispersed before and after the peak. f a and
f b represents the resonance frequency of the structure.
第９図は電動機電流の基本脈動周波数f2が速度に対して
変化する様子を示すグラフであり、トルクの３値ヒステ
リシスコンパレータのヒステリシス値ΔＴすなわち上，
下の偏差分の和ΔT1＋ΔT2をパラメータとしている。上
側からA,B,Cの順にヒステリシス値ΔＴが小さい場合を
示し、曲線Ａはヒステリシス値ΔＴが最も小さく、曲線
Ｃはヒステリシス値ΔＴが最も大きい。FIG. 9 is a graph showing how the basic pulsation frequency f 2 of the motor current changes with respect to the speed. The hysteresis value ΔT of the torque three-value hysteresis comparator, that is,
The sum of the lower deviations ΔT 1 + ΔT 2 is used as a parameter. A case is shown in which the hysteresis value ΔT is smaller in the order of A, B, and C from the upper side. The curve A has the smallest hysteresis value ΔT, and the curve C has the largest hysteresis value ΔT.
実験の結果、磁束のヒステリシスコンパレータの許容誤
差限界Δφをパラメータとしても、略同様の基本脈動周
波数特性が得られた。As a result of the experiment, substantially the same basic pulsation frequency characteristic was obtained even when the allowable error limit Δφ of the magnetic flux hysteresis comparator was used as a parameter.
電動機の中間速度域において基本脈動周波数f2が大きく
なる理由は次のように解釈される。すなわち、１次電流
▲▼は概略次に示す式，により与えられる。The reason why the basic pulsation frequency f 2 increases in the intermediate speed range of the motor is interpreted as follows. That is, the primary current ▲ ▼ is given by the following equation.
電圧印加時すなわち電流増加時 ３相短絡モード時すなわち電流減少時 ここに l1;1次巻線漏れインダクタンス R1;1次巻線抵抗 ▲▼;1次端子電圧 ▲▼；電動機誘起電圧 である。When voltage is applied, that is, when current is increased In 3-phase short-circuit mode, that is, when the current decreases Where l 1 ; primary winding leakage inductance R 1 ; primary winding resistance ▲ ▼; primary terminal voltage ▲ ▼; motor induced voltage.
１次磁束▲▼ベクトルは略円軌跡を画き、その値は
急変しないため、式で与えられる瞬時トルクＴの値は
ほぼ式，による１次電流▲▼の挙動と等しく、
指数関数状に増減を反復し最大値T1と最小値T2の間を往
復する。Since the primary magnetic flux ▲ ▼ vector draws a substantially circular locus, and its value does not change suddenly, the value of the instantaneous torque T given by the equation is almost equal to the behavior of the primary current ▲ ▼ by
The increase and decrease are repeated exponentially to make a round trip between the maximum value T 1 and the minimum value T 2 .
第10図は第５図のトルク波形図をより詳細に示したもの
で、（ａ）は低速時、（ｂ）は中速時、（ｃ）は高速時
における瞬時トルク波形図である。１次電圧の絶対値｜
▲▼｜は常に一定であるから、電動機誘起電圧の絶
対値｜▲▼｜が小さい低速時においてはトルクの増
加は急峻で減衰は緩慢であるのに対し、高速時において
は電動機誘起電圧の絶対値｜▲▼｜が大きくなるの
でトルクの増加は緩慢で減衰は急峻となる。FIG. 10 shows the torque waveform chart of FIG. 5 in more detail. (A) is an instantaneous torque waveform chart at low speed, (b) is at medium speed, and (c) is at instantaneous speed. Absolute value of primary voltage |
Since ▲ ▼ | is always constant, the absolute value of the motor-induced voltage | ▲ ▼ | is small. At low speeds, the torque increase is steep and the damping is slow, while at high speeds, the absolute value of the motor-induced voltage is absolute. Since the value | ▲ ▼ | becomes large, the torque increases slowly and the damping becomes steep.
また、中速時にはトルクの増加および減少時共に低速時
と高速時のほぼ中間の状況となり、従って平均スイッチ
ング周波数は低速時および中速時よりも高くなる。Further, when the torque is increased and decreased at the medium speed, the situation is almost intermediate between the low speed and the high speed, and therefore the average switching frequency becomes higher than that at the low speed and the medium speed.
以上詳細に説明したように、従来の磁束およびトルクの
瞬時制御方法によると、電動機速度の変化に伴いPWMイ
ンバータとしての基本脈動周波数も変動し、高調波電流
の周波数も変動するため、これが構造体の機械的共振周
波数に一致したとき共鳴状態となり、騒音が増大するこ
とは避けられなかった。As described in detail above, according to the conventional instantaneous magnetic flux and torque control method, the basic pulsation frequency as the PWM inverter also fluctuates as the motor speed changes, and the harmonic current frequency also fluctuates. It was unavoidable that when the mechanical resonance frequency coincided with the resonance frequency, the resonance state was reached and the noise increased.
すなわち、第９図に示したように、トルクの許容誤差
（ヒステリシス値）ΔＴが小さいＡ曲線の場合は、構造
体の共振周波数faについては常用速度範囲内では共鳴を
生じないが、構造体の共振周波数fbについては常用速度
範囲内で共鳴を生じてしまう。That is, as shown in FIG. 9, in the case of the A curve having a small torque tolerance (hysteresis value) ΔT, the resonance frequency fa of the structure does not resonate within the normal speed range, but Regarding the resonance frequency fb, resonance occurs within the normal speed range.
また、トルクの許容誤差（ヒステリシス値）が大きいＣ
曲線の場合は、構造体の共振周波数fbには基本脈動周波
数は達しないが、構造体の共振周波数faについては常用
速度範囲内で共鳴を生じてしまう。In addition, the torque tolerance C (hysteresis value) is large.
In the case of a curve, the fundamental pulsation frequency does not reach the resonance frequency fb of the structure, but the resonance frequency fa of the structure resonates within the normal speed range.
このように、トルクの許容誤差ΔＴを適宜に選ぶことで
は、電動機の磁気回路を含む構造体の共振周波数に共鳴
する状態を生じることを避けることはできなかった。As described above, by appropriately selecting the torque allowable error ΔT, it is unavoidable that a state of resonating with the resonance frequency of the structure including the magnetic circuit of the electric motor occurs.
本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法は、従来の
瞬時磁束および瞬時トルク制御方法において、インバー
タのスイッチング周波数を検出し、所望の平均スイッチ
ング周波数値との誤差信号を零にするように、瞬時磁束
および瞬時トルクの指令値に対する許容誤差（ヒステリ
シス値）のうち少なくともいずれか一方を可変制御する
ことにより、電動機速度の低速域から高速域にわたって
インバータの平均スイッチング周波数が一定となるよう
制御することを特徴とするものである。A low noise control method for an induction motor according to the present invention, in the conventional instantaneous magnetic flux and instantaneous torque control method, detects the switching frequency of the inverter and instantaneously sets the error signal with a desired average switching frequency value to zero. By variably controlling at least one of the allowable error (hysteresis value) for the command value of the magnetic flux and the instantaneous torque, it is possible to control so that the average switching frequency of the inverter becomes constant from the low speed region to the high speed region of the motor speed. It is a feature.
すなわち、第９図においてPWMインバータの基本脈動周
波数f2が電動機構造体の機械的共振周波数fa,fb等より
上または下に外れた周波数帯域f2′,f2″またはf2に
限定して用いれば、共鳴状態を生じることなく低騒音化
が実現できる。That is, in FIG. 9, the basic pulsation frequency f 2 of the PWM inverter is limited to the frequency band f 2 ′, f 2 ″ or f 2 which is above or below the mechanical resonance frequencies fa and fb of the motor structure. If used, noise reduction can be realized without causing a resonance state.
トルクの許容誤差ΔＴを可変制御する場合を例にとって
第11図を用いて説明する。第11図は電動機速度と平均ス
イッチング周波数の関係を示すグラフで、本質的には第
９図と同じものであるが、横軸をトルクの許容範囲（ヒ
ステリシス値）とし、縦軸を平均スイッチング周波数と
し、電動機速度n1,n2,n3をパラメータとして描き直した
ものである。An example of variably controlling the torque allowable error ΔT will be described with reference to FIG. FIG. 11 is a graph showing the relationship between the motor speed and the average switching frequency, which is essentially the same as in FIG. 9, but the horizontal axis represents the allowable range of torque (hysteresis value) and the vertical axis represents the average switching frequency. And the motor speeds n 1 , n 2 , and n 3 are redrawn as parameters.
すなわち、平均スイッチング周波数はトルクの許容誤差
ΔＴが小さくなるほど高くなり、且つ電動機が高速n1ま
たは低速n3のとき低く、中速n2のとき高くなる。That is, the average switching frequency becomes higher as the torque tolerance ΔT becomes smaller, and becomes lower when the motor is at high speed n 1 or low speed n 3 and becomes higher when it is at medium speed n 2 .
そこで、検出したスイッチング周波数がスイッチング周
波数指令 よりも高い時はトルクの許容誤差（ヒステリシス値）Δ
Ｔを大にすることにより、またスイッチング周波数指令 より低い時はトルクの許容誤差ΔＴを小にすることによ
り、スイッチング周波数平均値swがスイッチング周波
数指令 と一致する安定点でインバータを動作させることができ
る。Therefore, the detected switching frequency is the switching frequency command Torque tolerance (hysteresis value) Δ
By increasing T, switching frequency command When it is lower, the switching frequency average value sw is set to the switching frequency command by reducing the torque tolerance ΔT. The inverter can be operated at a stable point that coincides with
以上、トルクの許容誤差ΔＴを可変制御する場合につい
て詳細に説明したが、磁束の誤差限界Δφを可変制御す
る場合もほぼ同様の作用がなされる。この場合は第11図
の横軸を磁束の誤差限界（ヒステリシス値）Δφとし
て、一定の電動機速度における平均スイッチング周波数
swを測定するとほぼ同様のグラフを得ることができ
る。Although the case where the allowable error ΔT of the torque is variably controlled has been described in detail above, substantially the same operation is performed when the error limit Δφ of the magnetic flux is variably controlled. In this case, the horizontal axis of Fig. 11 is the magnetic flux error limit (hysteresis value) Δφ, and the average switching frequency at a constant motor speed.
When sw is measured, almost the same graph can be obtained.
すなわち、平均スイッチング周波数は磁束の誤差限界Δ
φが小さくなるほど高くなり、磁束の誤差限界Δφが大
きくなるほど低くなる。That is, the average switching frequency is the magnetic flux error limit Δ
It becomes higher as φ becomes smaller, and becomes lower as the magnetic flux error limit Δφ becomes larger.
そこで、検出したスイッチング周波数の平均値swがス
イッチング周波数指令 よりも高い時は磁束の誤差限界（ヒステリシス値）Δφ
を大きくし、低い時は磁束の誤差限界（ヒステリシス
値）Δφを小さくすることにより、スイッチング周波数
平均値swがスイッチング周波数指令 と一致する安定点でインバータを動作さえることができ
る。Therefore, the average value sw of the detected switching frequency is the switching frequency command. Error limit (hysteresis value) Δφ
The switching frequency average value sw is set to the switching frequency command by increasing the error frequency and decreasing the error limit (hysteresis value) Δφ of the magnetic flux when it is low. It is possible to operate the inverter at a stable point corresponding to
勿論、トルクの許容誤差ΔＴと磁束の誤差限界Δφの両
者を前記のごとく可変制御することにより、一層応答性
の良いシステムにすることができることは明らかであ
る。Of course, it is apparent that a system with even better response can be obtained by variably controlling both the torque allowable error ΔT and the magnetic flux error limit Δφ as described above.
第１図は本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法の
一実施例のブロック図であり、第２図と同一の符号は同
一機能を有する部分を示す。本実施例の第２図と異なる
ところは、制御回路７内にブロック714〜718を追加する
と共に、スイッチング周波数指令 を入力として加えたことである。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a low noise control method for an induction motor according to the present invention, and the same reference numerals as those in FIG. 2 indicate parts having the same functions. The difference from FIG. 2 of this embodiment is that blocks 714 to 718 are added to the control circuit 7 and a switching frequency command is issued. Is added as an input.
ブロック714は制御フラグｆτおよびｆφの変化から、
単位時間のスイッチング回数を検出するスイッチング周
波数検出器である。ブロック715は周期の速いブロック7
14の出力であるスイッチング周波数の変動を平均化する
ことにより、スイッチング周波数の平均値swを求める
ブロックである。A block 714 shows that the control flags fτ and fφ change,
It is a switching frequency detector that detects the number of times of switching per unit time. Block 715 is a fast cycle block 7
This is a block that finds the average value sw of the switching frequency by averaging the fluctuations of the switching frequency that is the output of 14.
ブロック718ではブロック715の出力であるスイッチング
周波数の平均値swをスイッチング周波数指令 から減算する。ブロック716は誤差増幅器で、ブロック7
18の出力を反転増幅して、 なる時は負の出力を、 なる時は正の出力を生じるようになっている。In block 718, the switching frequency command is the average value sw of the switching frequency output from block 715. Subtract from. Block 716 is the error amplifier, block 7
Invert and amplify 18 outputs, When it becomes, negative output, When it becomes, it produces a positive output.
ブロック717はトルクおよび磁束の許容誤差を設定する
ブロックであり、ブロック716からの信号によりブロッ
ク711および712のヒステリシスコンパレータに、許容誤
差（ヒステリシス値）ΔφおよびΔＴを与える。ブロッ
ク717はブロック716からの信号が０のときは、標準的な
ヒステリシス値ΔφおよびΔＴの値を発生し、ブロック
716からの信号が正の値にあるとΔφおよびΔＴを大き
くし、負の値になるとΔφおよびΔＴを小さくするもの
である。A block 717 is a block for setting torque and magnetic flux tolerances. The signals from the block 716 give tolerances (hysteresis values) Δφ and ΔT to the hysteresis comparators of the blocks 711 and 712. The block 717 generates standard hysteresis values Δφ and ΔT when the signal from the block 716 is 0.
When the signal from 716 has a positive value, Δφ and ΔT are increased, and when it has a negative value, Δφ and ΔT are decreased.
電動機が低速または高速でスイッチング周波数が低下す
ると、 となるため誤差増幅器であるブロック716の出力は、そ
の差の絶対値の に応じた負の値となり、トルクおよび磁束の許容誤差Δ
T,Δφは小さな値が指令され、スイッチング周波数の平
均値swは上昇するように動作する。また、電動機が中
速になり となると、上記と反対方向に動作しスイッチング周波数
の平均値swを低下させる。If the switching frequency drops at low or high speeds, Therefore, the output of block 716, which is the error amplifier, is the absolute value of the difference. It becomes a negative value according to
A small value is commanded for T and Δφ, and the average value sw of the switching frequency operates so as to increase. Also, the electric motor becomes medium speed Then, it operates in the opposite direction and reduces the average value sw of the switching frequency.
なお、本実施例ではブロック711の磁束のヒステリシス
コンパレータの許容誤差（ヒステリシス値）Δφと、ブ
ロック712のトルクの３値ヒステリシスコンパレータの
許容誤差（ヒステリシス値）ΔＴの両者を可変制御する
場合を示したが、これらのうちいずれか一方のみを可変
制御することによっても同様の動作を行わしめることが
できることは明らかである。In this embodiment, the case where both the allowable error (hysteresis value) Δφ of the magnetic flux hysteresis comparator of block 711 and the allowable error (hysteresis value) ΔT of the three-valued hysteresis comparator of block 712 are variably controlled. However, it is obvious that the same operation can be performed by variably controlling only one of them.
更に、前記の実施例ではスイッチング周波数指令 を一定にして制御したが、必要に応じてこれを可変とし
て設定しても効果を上げることができる。Further, in the above embodiment, the switching frequency command Was controlled to be constant, but the effect can be improved by setting it as variable as necessary.
すなわち、トルク指令Ｔ＊が大きい時は一般にインバー
タ出力電流が大きくなり、スイッチング損失が大きくな
る。これに反してトルク指令Ｔ＊が小さい時はインバー
タ出力電流は小さくなり、スイッチング損失も小さくな
る。That is, when the torque command T * is large, the inverter output current is generally large and the switching loss is large. On the contrary, when the torque command T * is small, the inverter output current becomes small and the switching loss also becomes small.
よって、トルク指令Ｔ＊が大なる時はスイッチング周波
数指令 を小とし、トルク指令Ｔ＊が小なる時はスイッチング周
波数指令 を大とするように設定すれば、PWMインバータ３を構成
するスイッチング素子の、電流による損失とスイッチン
グ回数による損失とが同時に増大することを避けること
ができる。Therefore, when the torque command T * becomes large, the switching frequency command When the torque command T * is small, the switching frequency command Is set to be large, it is possible to prevent the loss due to the current and the loss due to the number of times of switching of the switching elements that constitute the PWM inverter 3 from increasing at the same time.
すなわち、電動機が大きいトルクを発生する必要のある
場合はこれを優先し、小さいトルクでもよい場合はスイ
ッチング周波数を高くして騒音を減少せしめることがで
きる。That is, when it is necessary for the electric motor to generate a large torque, this can be prioritized, and when a small torque is sufficient, the switching frequency can be increased to reduce noise.
また、一般に磁気騒音は電動機速度が低いほど機械的な
騒音に比べて耳障りになり易いため、電動機速度が低い
時はスイッチング周波数指令 を高めにして騒音の低減を図り、速度の上昇と共にスイ
ッチング周波数指令 を低減させていくことも有効である。Generally, magnetic noise tends to be more annoying compared to mechanical noise when the motor speed is low.Therefore, when the motor speed is low, the switching frequency command To reduce noise and increase switching speed command as speed increases. It is also effective to reduce
本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法によれば、
構造体の機械的共振周波数faまたはfbのような周波数を
避けた高調波電流周波数でインバータを運転することに
より、共鳴による耳障りな電磁音の発生を抑制した低騒
音運転が可能となる。According to the low noise control method for an induction motor of the present invention,
By operating the inverter at a harmonic current frequency that avoids frequencies such as the mechanical resonance frequency fa or fb of the structure, low noise operation that suppresses the generation of annoying electromagnetic noise due to resonance becomes possible.
第１図は本発明にかかる誘導電動機の低騒音制御方法の
一実施例のブロック図、第２図は従来の瞬時磁束および
トルク制御系の一例のブロック図、第３図はスイッチ状
態変数表によるインバータの出力電圧ベクトル図、第４
図は電動機の１次磁束ベクトルの瞬時制御方法を示す磁
束状態図、第５図はトルク波形図、第６図は磁束のヒス
テリシスコンパレータの状態制御図、第７図はトルクの
３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図、第８図は
定常運転時に発生する電流高調波スペクトラム、第９図
は電動機速度に対する電動機電流基本脈動周波数の変化
を示すグラフ、第10図は第５図のトルク波形図をより詳
細に示したもので、（ａ）は低速時，（ｂ）は中速時，
（ｃ）は高速時における瞬時トルクの波形図であり、第
11図はトルクの許容誤差と平均スイッチング周波数の関
係を示すグラフである。 １……直流電圧源、２……電圧検出器、３……PWMイン
バータ、5u,5v,5w……電流検出器、６……誘導電動機、
７……制御回路。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a low noise control method for an induction motor according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram of an example of a conventional instantaneous magnetic flux and torque control system, and FIG. 3 is a switch state variable table. Inverter output voltage vector diagram, 4th
Fig. 5 is a magnetic flux state diagram showing an instantaneous control method of the primary magnetic flux vector of the electric motor, Fig. 5 is a torque waveform diagram, Fig. 6 is a state control diagram of the magnetic flux hysteresis comparator, and Fig. 7 is a torque three-value hysteresis comparator. State control diagram, FIG. 8 is a current harmonic spectrum generated during steady operation, FIG. 9 is a graph showing changes in the motor current basic pulsation frequency with respect to the motor speed, and FIG. 10 is the torque waveform diagram of FIG. 5 in more detail. (A) at low speed, (b) at medium speed,
(C) is a waveform diagram of the instantaneous torque at high speed.
Figure 11 is a graph showing the relationship between torque tolerance and average switching frequency. 1 ... DC voltage source, 2 ... voltage detector, 3 ... PWM inverter, 5 u , 5 v , 5 w ... current detector, 6 ... induction motor,
7 ... Control circuit.
Claims (4)
ル成分信号から磁束ベクトルおよびトルクの瞬時値を演
算し、該磁束演算値の大きさとその指令値との誤差が所
定の許容範囲を越えると磁束増加もしくは磁束減少を指
令する第１の制御フラグを発生する２値ヒステリシス・
コンパレータと、前記トルク演算値とその指令値との誤
差が所定の許容範囲を越える場合および所定の許容範囲
内に収まっている場合に応じてトルク増加・減少もしく
は現状保持を指令する第２の制御フラグを発生する３値
ヒステリシス・コンパレータと、磁束ベクトル成分の大
きさと符号から該磁束ベクトルが現在円周を区分したど
の円弧領域に存在するかを示す第３の制御フラグを発生
する磁束位置検知手段とを具えるとともに、これら３個
の制御フラグ値の組み合わせによりトルク応答を最適化
する電圧ベクトルを発生するインバータのスイッチング
状態を直接指定することにより、誘導電動機の発生トル
クを指令値に追従制御するとともに磁束ベクトルが近似
的円軌跡を描くように制御する方法において、スイッチ
ング素子のスイッチング周波数を演算または検出する手
段と、このスイッチング周波数演算または検出値を予め
与えられたスイッチング周波数指令値から演算する手段
と、この演算手段出力信号を反転増幅する手段と、この
反転増幅手段出力信号が正値のとき磁束またはトルクの
許容誤差設定値の少なくとも一方を大きく、かつ負値の
ときこれを小さく変更する手段とを少なくとも具え、ス
イッチング周波数を与えられた指令値に追従制御するこ
とを特徴とする誘導電動機の低騒音制御方法。1. An instantaneous value of a magnetic flux vector and torque is calculated from a voltage and current vector component signal in a stationary coordinate system, and when the error between the magnitude of the calculated magnetic flux value and its command value exceeds a predetermined allowable range, the magnetic flux increases. Alternatively, a binary hysteresis that generates the first control flag that commands magnetic flux reduction
Second control for instructing to increase / decrease torque or to maintain current state depending on the case where the error between the comparator and the calculated torque value and its command value exceeds a predetermined permissible range and is within the predetermined permissible range A three-value hysteresis comparator for generating a flag, and a magnetic flux position detecting means for generating a third control flag which indicates in which arc area the current circumference is divided from the magnitude and sign of the magnetic flux vector component. In addition, the torque generated by the induction motor is controlled so as to follow the command value by directly designating the switching state of the inverter that generates the voltage vector that optimizes the torque response by combining the three control flag values. In addition to the method of controlling the magnetic flux vector to draw an approximate circular locus, Means for calculating or detecting the switching frequency, means for calculating or calculating the switching frequency from a preset switching frequency command value, means for inverting and amplifying the output signal of the calculating means, and output signal for the inverting amplifying means. Is a positive value, at least one of the magnetic flux or torque allowable error set value is increased, and a negative value is changed to a small value, and the switching frequency is controlled to follow the given command value. Low noise control method for induction motor.
機の運転状態によらない一定値である特許請求の範囲第
１項記載の誘導電動機の低騒音制御方法。2. The low noise control method for an induction motor according to claim 1, wherein the switching frequency commanded in advance is a constant value that does not depend on the operating state of the motor.
機のトルク指令値に応じた最適値に設定される特許請求
の範囲第１項記載の誘導電動機の低騒音制御方法。3. The low noise control method for an induction motor according to claim 1, wherein the switching frequency commanded in advance is set to an optimum value according to the torque command value of the motor.
機の速度に応じた最適値に設定される特許請求の範囲第
１項記載の誘導電動機の低騒音制御方法。4. The low noise control method for an induction motor according to claim 1, wherein the switching frequency commanded in advance is set to an optimum value according to the speed of the motor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62179060A JPH0757119B2 (en) | 1987-07-20 | 1987-07-20 | Low noise control method for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62179060A JPH0757119B2 (en) | 1987-07-20 | 1987-07-20 | Low noise control method for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6426395A JPS6426395A (en) | 1989-01-27 |
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ID=16059410
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (1)
| Country | Link |
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|---|---|---|---|---|
| JP5188511B2 (en) * | 2008-01-18 | 2013-04-24 | 三菱電機株式会社 | Control device for power converter |
-
1987
- 1987-07-20 JP JP62179060A patent/JPH0757119B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JPS6426395A (en) | 1989-01-27 |
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